JPWO2011099439A1 - 反共振周波数可変型複合共振回路 - Google Patents

Abstract

複合共振回路の周波数特性曲線の出力最小点の周波数を直線性よく且つ共振先鋭度Ｑ値を所望の範囲内に保ちながら、広い周波数可変範囲の実現を、高い自由度にて設定できる複合共振回路を提供する。供給される交流電力信号に対して第１ゲイン調整を施す第１電流路と、交流電力信号に対して第１ゲイン調整とは異なる調整量の第２ゲイン調整を施す少なくとも１つの第２電流路と、第１及び第２電流路に各々設けられて、第１及び第２電流路を経由する交流電力信号の各々に対して互いに異なる共振点又は反共振点を有して交流電力信号の各々を取り込む少なくとも２つの共振回路と、交流電力信号に対して補償位相シフトを施す少なくとも１つの補償電流路と、補償電流路に設けられて、共振回路の不要成分を除去する補償回路と、第１電流路、第２電流路及び補償電流路を経由した交流電力信号をアナログ加算若しくは減算するアナログ演算回路と、を有すること。

Description

本発明は、反共振周波数の可変範囲を自在に設定できる反共振周波数可変型複合共振回路に関する。

圧電振動子等の固有共振周波数を利用する電子部品においては、その零位相周波数、すなわち反共振周波数を変える手段として、並列にコンデンサ等のリアクタンス素子を接続する方法が周知であるが、圧電振動子等の物理的定数を変化させて、周波数範囲自体を変えることができない。その結果、広い可変範囲に亘って周波数を変えようとすると、出力そのものが低下してしまうという欠点がある。

特許文献１に、２つの直列共振回路を含む共振回路に印加する電圧比を制御することにより、電力加算点において電力の極小点を与える周波数を変えることができる回路が開示されている。この回路では、印加する電圧比を変化させることにより、２つの直列共振周波数を両端とする周波数範囲を任意に制御可能であるが、この可変である周波数範囲の中央部で、極小点での性能、すなわち極小点における電力の実効値と周波数との関係において、電力の実効値の値が極小点での値の２倍となる周波数範囲（３ｄＢ帯域幅）から算出した実効的な共振尖鋭度Ｑ値が、極端に劣化する現象が起こる。

更に、周波数可変範囲の両端部における実効Ｑ値は、水晶振動子の無負荷状態での共振尖鋭度Ｑ値に比べて大幅に劣化しているのが実情である。

特許文献２に周波数可変範囲を制約する水晶振動子の並列容量を打ち消す手段が開示されているが、広い周波数可変範囲は得られない。

非特許文献１に、１つの固定周波数を出力する発振回路において、ブリッジ回路の一辺に水晶振動子を配置し、他の辺の回路素子を任意に選ぶことにより、ブリッジ全体としての実効的な共振尖鋭度Ｑ値を改善する手法が開示されているが、広い帯域に亘って、周波数を変えることができない。

要約すれば、従来の複合共振回路においては、広い周波数可変範囲内の全てにおいて、動作状態の共振尖鋭度Ｑ値が大きく変動し、更に、使用した共振素子自体の共振尖鋭度Ｑ値に比べて、大幅に劣化した共振尖鋭度Ｑ値を呈するという望ましくない性能しか得られていないのが実情であった。

国際公開第２００６／０４６６７２号公報 特開平８−２０４４５１号公報

Ｗ．Ｒ． Ｓｏｏｙ， Ｆ．Ｌ． Ｖｅｒｎｏｎ ａｎｄ Ｊ． Ｍｕｎｕｓｈｉａｎ； "Ａ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｅａｃｈａｍ Ｂｒｉｄｇｅ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ"， Ｐｒｏｃ． ＩＲＥ， Ｖｏｌ．４８， Ｎｏ．７， ｐｐ．１２９７−１３０６， Ｊｕｌｙ １９６０

本発明は、圧電振動子のような共振先鋭度の良好な共振子を用いた複合共振回路において、使用した共振素子の無負荷状態の共振先鋭度Ｑ値に近い値を実現させ、且つ、広い周波数範囲に亘って、反共振周波数可変範囲を高い自由度にて設定可能とする反共振周波数可変型複合共振回路を提供することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明に係る反共振周波数可変型複合共振回路は、供給される交流電力信号に対して第１ゲイン調整を施す第１電流路と、前記交流電力信号に対して第１ゲイン調整とは異なる調整量の第２ゲイン調整を施す少なくとも１つの第２電流路と、前記第１及び第２電流路に各々設けられて、前記第１及び第２電流路を経由する交流電力信号の各々に対して互いに異なる共振点又は反共振点を有して前記交流電力信号の各々を取り込む少なくとも２つの共振回路と、前記交流電力信号に対して補償位相シフトを施す少なくとも１つの補償電流路と、前記補償電流路に設けられて、前記共振回路の不要成分を除去する補償回路と、前記第１電流路、前記第２電流路及び補償電流路を経由した交流電力信号をアナログ加算若しくは減算するアナログ演算回路と、を有することを特徴とする。

本発明の複合共振回路によれば、所望の周波数可変範囲に亘って、実効的な共振先鋭度Ｑ値を劣化させることなく、共振周波数可変範囲を高い自由度にて設定可能である。

本発明の実施例１に係る複合共振回路の回路図である。 本発明の実施例１における効果を説明するための図である。 本発明の実施例２に係る複合共振回路の回路図である。 従来技術を用いた場合の周波数特性例を示す図である。 補償後の周波数特性例を示す図である。 補償特性の解の唯一性を説明する図である。 本発明の実施例３に係る複合共振回路の回路図である。 補償実施前の周波数特性例のシミュレーション結果を示す図である。 補償実施後の周波数特性例のシミュレーション結果を示す図である。 周波数可変範囲の低端部側の拡大周波数特性の一例を示す図である。 周波数可変範囲の中央部の拡大周波数特性の一例を示す図である。

図１に本発明の実施例１に係る反共振周波数可変型複合共振回路を示す。図１に示すように、反共振周波数可変型複合共振回路１は、基準端子２と、入力端子３と、入力端子３から電力分配回路５及び端子Ｔ１１及び端子Ｔ１２を介して供給された周波数ｆの入力信号の電力レベルに対して互いに異なる電力レベルｅ１、ｅ２の減衰処理を施し、当該電力可変後の信号の各々を端子Ｔ２１及び端子Ｔ２２を介して第１の共振器回路７及び第２の共振器回路８に供給する第１の減衰回路９（Ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ：ＡＴＴ１）及び第２の減衰回路１０（Ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ：ＡＴＴ２）と、入力端子３から電力分配回路５及び端子Ｔ１３を介して供給された周波数ｆの入力信号の電力レベルに対して位相シフトπ＋θ１を施し、当該位相シフト後の信号を端子Ｔ２３を介して第１の補償回路１７に供給する第１の位相シフト回路１１と、第１の減衰回路９及び第２の減衰回路１０の各々と端子Ｔ２１及び端子Ｔ２２を介して接続された第１の共振器回路７及び第２の共振器回路８と、第１の位相シフト回路１１と端子Ｔ２３を介して接続された第１の補償回路１７と、第１の共振器回路７、第２の共振器回路８及び第１の補償回路１７の各々と端子Ｔ３１、端子Ｔ３２及び端子Ｔ３３を介して接続された電力加算回路６と、電力加算回路６に接続された出力端子４と、を有している。また、端子Ｔ１１から端子Ｔ３１の経路を第１電流路３０とし、端子Ｔ１２から端子Ｔ３２の経路を第２電流路４０とし、端子Ｔ１３から端子Ｔ３３の経路を第１補償電流路５０と、する。

図１に示した反共振周波数可変型複合共振回路１の各構成要素についてさらに詳しく説明する。図１の反共振周波数可変型複合共振回路１の入力端子３には、標準信号発生器ＳＧが接続されており、出力が一定に維持され且つ周波数ｆが連続的に掃引される入力信号が反共振周波数可変型複合共振回路１の入力端子３に印加される。入力信号は、電力分配回路５、及び端子Ｔ１１、端子Ｔ１２又は端子Ｔ１３を介して第１の減衰回路９、第２の減衰回路１０及び第１の位相シフト回路１１のそれぞれに供給される。

第１の減衰回路９は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、外部制御端子ＣＮＴＲ１と、を有する。この外部制御端子ＣＮＴＲ１を制御することにより、第１の減衰回路９は、入力端子の電力レベルと出力端子の電力レベルとの比を任意に変えることができ、電力可変後の信号を出力端子から端子Ｔ２１を介して第１の共振器回路７に出力する。なお、第１の減衰回路９の入力端子は端子Ｔ１１と接続している。

第２の減衰回路１０は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、外部制御端子ＣＮＴＲ２と、を有する。この外部制御端子ＣＮＴＲ２を制御することにより、第２の減衰回路１０は、入力端子の電力レベルと出力端子の電力レベルとの比を任意に変えることができ、電力可変後の信号を出力端子から端子Ｔ２２を介して第２の共振器回路８に出力する。なお、第２の減衰回路１０の入力端子は端子Ｔ１２と接続している。

第１の位相シフト回路１１は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、を有している。第１の位相シフト回路１１は、端子Ｔ１３を介して入力端子に供給される入力信号に対して位相シフト（π＋θ１）を施し、位相シフト後の信号を出力端子から端子Ｔ２３を介して第１の補償回路１７に出力する。

第１の共振器回路７は、端子Ｔ２１及び端子Ｔ３１に接続しており、その出力を、端子Ｔ３１及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第１の共振器回路７は、端子Ｔ２１と端子Ｔ３１との間に、コイルＬ１及び抵抗Ｒ１からなる直列回路と、当該直列回路に並列接続したコンデンサＣ１と、からなる並列回路から構成されている。

第２の共振器回路８は、端子Ｔ２２及び端子Ｔ３２に接続しており、その出力を、端子Ｔ３２及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第２の共振器回路８は、端子Ｔ２２と端子Ｔ３２との間に、コイルＬ２及び抵抗Ｒ２からなる直列回路と、当該直列回路に並列接続したコンデンサＣ２と、からなる並列回路から構成されている。

第１の補償回路１７は、端子Ｔ２３、端子Ｔ３３及び基準端子２に接続されており、その出力を、端子Ｔ３３及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第１の補償回路１７は、端子Ｔ２３と端子Ｔ３３との間に抵抗ＲＣ１及び抵抗ＲＣ２からなる直列回路が配置され、当該直列回路の中間点（接続点）と基準端子２との間に抵抗ＲＣ３が配置された構造を有している。第１の補償回路１７は、第１の共振器回路７及び第２の共振器回路８の不要成分である抵抗成分を除去する。このような回路を介して、反共振周波数可変型複合共振回路１の入力端子３に印加された入力信号は、第１の共振器回路７、第２の共振器回路８、第１の補償回路１７の各々に供給される。このときの電力レベルは、以下のようになる。すなわち、第１の共振器回路７、第２の共振器回路８及び第１の補償回路１７に印加される電力レベルの各々は、それぞれの起電力に換算して、電圧の絶対値が｜ｅ１｜、｜ｅ２｜、｜ｅ３｜である。ここで、｜ｅ３｜とは、標準信号発生器ＳＧの起電力と同じ絶対値である。これは、第１補償電流路５０においては、所定の電力レベルの減衰処理が施されていないからである。また、第１の共振器回路７及び第２の共振器回路８の位相は、入力端子３に印加された入力信号に対して、位相シフトしておらず（すなわち、位相シフトが０）、第１の補償回路１７の位相だけが、入力端子３に印加された入力信号に対して、（π＋θ１）だけ位相シフトしている。更に、この時の端子Ｔ２１、端子Ｔ２２、及び端子Ｔ２３における内部抵抗の各々
はｚｓ１、ｚｓ２、ｚｓ３である。

すなわち、第１の共振器回路７においては、起電力の絶対値が｜ｅ１｜であり且つ位相シフトが０である等価電源と、抵抗値がｚｓ１の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価であり、第２の共振器回路８においては、起電力の絶対値が｜ｅ２｜であり且つ位相シフトが０である等価電源と、抵抗値がｚｓ２の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価であり、第１の補償回路１７においては、起電力の絶対値が｜ｅ３｜であり且つ位相シフトが（π＋θ１）である等価電源と、抵抗値がｚｓ３の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価である。

図１に示した第１実施例の変形例について説明する。かかる変形実施例（図示せず）においては、図１に示した第１実施例とは、第２電流路に関して異なり、その他の構成においては同様である。よって、第２電流路においてのみ説明する。

第１実施例における第２電流路は、供給される交流電力信号に対してゲイン調整を施すものとして説明した。変形例における第２電流路は、供給される交流電力信号を中継する電流路である。変形例について図１を用いて説明すると、かかる変形例においては、図１の第２の減衰回路１０に代えて、図１の端子Ｔ１２とＴ２２が直接接続されている。尚、かかる変形例においても、図１に示す回路と同様に、所望の周波数可変範囲に亘って、実効的な共振先鋭度Ｑ値を劣化させることなく、共振周波数可変範囲を高い自由度にて設定可能である。

次に、本発明の効果性能の説明を行なう。説明に先立ち、“Ｎｕｌｌ周波数”と言う術語を定義しておく。本発明の目的は、反共振周波数可変型複合共振回路を提供することである。この複合共振回路が利用する共振現象は、いわゆる共振現象ではなく、反共振現象である。一般に、複合共振回路の特性性能は、それの入力端子として機能する端子と、出力端子として機能する端子と、を、“高周波電源”と“負荷抵抗”との間に接続した回路の動作を調べることにより把握できる。

本発明の複合共振回路は、反共振現象を利用するので、上記の負荷抵抗の両端に発生する電圧の絶対値は最小点を呈する。この出力電圧の絶対値が極小点（最小点、Ｎｕｌｌ点とも言う）を呈する振周波数をＮｕｌｌ周波数と呼び、ｆｎｕｌｌで表す。このＮｕｌｌ周波数は反共振現象を特徴付ける周波数の一つである。

さて、実施例１の効果性能について数値シミュレーション結果を用いて、２つのステップで説明する。

第一のステップは、実施例１の第１の補償回路１７を具備しない方法では、周波数可変範囲の中央部で共振尖鋭度Ｑ値の劣化が著しいことを説明する。第二ステップでは、本発明の位相シフトを行なうことにより、中央部の実効Ｑ値が全ての周波数可変範囲内において大幅に改善されていることを説明する。

シミュレーションの概要は１０ＭＨｚを中心周波数として、周波数可変範囲１０００ｐｐｍ（９９９５ｋＨｚから１０００５ｋＨｚ）の場合で行なう。シミュレーションを行なう際の第１の共振器回路７、第２の共振器回路８及び第１の補償回路１７の等価回路定数を表１に示す。

図２は、横軸が周波数（Ｈｚ）、縦軸が負荷抵抗ｚｌの両端に発生する電圧の絶対値（ボルト：Ｖ）である。図２には、図１に示した第１の補償回路１７の印加電圧を零とすることで、第１の補償回路１７を具備しない従来技術の方法を用いたシミュレーション結果と、第１の補償回路１７を具備した実施例１の効果のシミュレーション結果と、の両方を図示してある。

図２では、周波数可変特性が周波数可変範囲内で実質的に対称であるので、その低周波側の端部の曲線Ａと曲線Ａ´及び中央部の曲線Ｂ及び曲線Ｂ´が示されている。２つの曲線Ａ´及び曲線Ｂ´は補償回路を具備しない場合に対応し、２つの曲線Ａ及び曲線Ｂは補償回路を具備した場合に対応する。

２つの曲線Ａ及び曲線Ａ´は、端子Ｔ２１に印加する電圧の絶対値｜ｅ１｜及び端子Ｔ２２に印加する電圧の絶対値｜ｅ２｜のそれぞれを１Ｖ（１ボルト）と０Ｖ（０ボルト）とし、２つの曲線Ｂ及び曲線Ｂ´は、端子Ｔ２１に印加する電圧の絶対値｜ｅ１｜と端子Ｔ２２に印加する電圧の絶対値｜ｅ２｜のそれぞれを１Ｖと１Ｖに設定した場合である。更に、２つの曲線Ａ´及び曲線Ｂ´は、補償回路の入力端子Ｔ２３への印加電圧の絶対値｜ｅ３｜を０Ｖ、位相シフト量を（π＋θ１）に設定した場合であり、２つの曲線Ａ及び曲線Ｂは、補償回路の入力端子Ｔ２３への印加電圧の絶対値｜ｅ３｜を２^1/2Ｖ、位相シフト量を（π＋θ１）に設定した場合である。シミュレーションではこのθ１は零とした。従って、位相シフト量はπである。

極小点ＡＳと極小点ＡＳ´とを比較すると、極小点ＡＳの方が、その落ち込みが激しいことが、そして同様に、極小点ＢＳと極小点ＢＳ´とを比較すると、極小点ＢＳの方が、落ち込みが激しいことが判った。このことは一見してその共振尖鋭度Ｑ値が改善されていることを意味する。

すなわち、図２は、第１の補償回路１７を具備することにより、周波数可変範囲の低周波側、及び、中央部において、共振曲線の落ち込みの急峻度を改善できることを示している。共振曲線の最小点を与える周波数を可変するには、端子Ｔ２１と端子Ｔ２２への印加電圧の比を変えるが、本実施例は、補償回路への印加電圧は、その絶対値と位相シフト量を一定に維持したままであることを指摘する。すなわち、その絶対値と位相シフト量を変化させる必要又は調整する必要がない。このことは、回路構成が非常に簡単になり、実用的な価値が大きい。

図２では、周波数可変範囲の低周波数側のみを図示したが、全周波数範囲に亘って、このような効果が期待できる。更に、補償回路の定数設定、及び、補償回路への印加電圧の絶対値、及び位相シフト量（π＋θ１）を調節することにより、全周波数範囲に亘って、共振尖鋭度Ｑ値を、一定値を維持するように設定することも、若しくは、凸状や凹状に設定することも可能である。

次に、実施例１の変形例を列挙する。第１の補償回路１７の抵抗ネットワークは、Ｔ型回路のみならず、π型回路であってもよいし、これらの従属接続であっても良い。また、第１の補償回路１７は、抵抗ネットワークのみならず、リアクタンス成分を含む素子であってもよい。更に、第１の補償回路１７の上流及び下流に配されている端子Ｔ１３、端子Ｔ２３及び端子Ｔ３３からなるアーム（すなわち、第１補償電流路５０）には、減衰回路又は増幅回路を併せて具備しても良い。

次に、この共振器回路を分布定数回路で実現する一例としては、互いに共振周波数の異なる誘電体共振器の各々に近接して配したストリップライン線路を含む２つの共振器回路の片端を電力加算回路に接続し、これら２つのストリップライン線路の他方の端子のそれぞれへの印加電力の分配割合（電力比）を可変する反共振周波数可変型複合共振回路であってもよい。

実施例２は、その共振器回路の構成が、２つの圧電共振子のみから成っている例である。この構成は、周波数可変範囲の中央部近傍でのみ共振尖鋭度Ｑ値の優れた性能が発現するという制約があるものの、共振器回路が簡単な構成で機能するという特徴を有する。図３に本発明の実施例２に係る反共振周波数可変型複合共振回路を示す。

反共振周波数可変型複合共振回路１００は、入力端子３と、入力端子３から電力分配回路５を介して供給された周波数ｆの入力信号の電力レベルに対して電力レベルｅ１の減衰処理を施し、当該電力可変後の信号を端子Ｔ１２１及び端子Ｔ１３１を介して第３の共振器回路１０７に供給する第３の減衰回路１０９と、入力端子３から電力分配回路５を介して供給された周波数ｆの入力信号の電力レベルに対して電力レベルｅ２の減衰処理を施し、当該電力可変後の信号を端子Ｔ１２２及び端子Ｔ１３２を介して第４の共振器回路１０８に供給する第４の減衰回路１１０と、入力端子３から電力分配回路５を介して供給された周波数ｆの入力信号の電力レベルに対して電力レベルｅ３の減衰処理を施し、当該電力可変後の信号を端子Ｔ１２３を介して第２の位相シフト回路１１５に供給する第５の減衰回路１１３と、入力端子３から電力分配回路５を介して供給された周波数ｆの入力信号の電力レベルに対して電力レベルｅ４の減衰処理を施し、当該電力可変後の信号を端子Ｔ１２４を介して第３の位相シフト回路１１６に供給する第６の減衰回路１１４と、を有する。なお、電力レベルｅ１、ｅ２、ｅ３、ｅ４は互いに異なる。

また、反共振周波数可変型複合共振回路１００は、第５の減衰回路１１３から供給された周波数ｆの信号に対して位相シフト（π＋θ３）を施し、当該位相シフト後の信号を端子Ｔ１３３を介して第２の補償回路１１７に供給する第２の位相シフト回路１１５と、第６の減衰回路１１４から供給された周波数ｆの信号に対して位相シフト（π＋θ４）を施し、当該位相シフト後の信号を端子Ｔ１３４を介して第３の補償回路１１８に供給する第３の位相シフト回路１１６と、を有する。なお、位相シフト（π＋θ３）及び（π＋θ４）は互いに異なる。

更に、反共振周波数可変型複合共振回路１００は、端子Ｔ１２１及び端子Ｔ１３１を介して第３の減衰回路１０９に接続された第３の共振器回路１０７と、端子Ｔ１２２及び端子Ｔ１３２を介して第４の減衰回路１１０に接続された第４の共振器回路１０８と、端子Ｔ１３３を介して第２の位相シフト回路１１５に接続された第２の補償回路１１７と、端子Ｔ１３４を介して第３の位相シフト回路１１６に接続された第３の補償回路１１８と、端子Ｔ１４１、Ｔ１４２、Ｔ１４３、Ｔ１４４の各々に接続された電力加算回路６と、電力加算回路６に接続された出力端子４と、を有している。

図３に示した反共振周波数可変型複合共振回路１００の各構成要素について更に詳しく説明する。図３の反共振周波数可変型複合共振回路１００の入力端子３は、標準信号発生器ＳＧに接続されており、出力が一定に維持され且つ周波数ｆが連続的に掃引される入力信号が反共振周波数可変型複合共振回路１００の入力端子３に印加される。

入力端子３に印加された入力信号は電力分配回路５及び端子Ｔ１１１、端子Ｔ１１２、端子Ｔ１１３又は端子Ｔ１１４を介して、第３の減衰回路１０９、第４の減衰回路１１０、第５の減衰回路１１３及び第６の減衰回路１１４に供給される。

第３の減衰回路１０９は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、外部制御端子ＣＮＴＲ１と、を有する。この外部制御端子ＣＮＴＲ１を制御することにより、第３の減衰回路１０９は、入力端子の電力レベルと出力端子の電力レベルとの比を任意に変えることができ、電力可変後の信号を出力端子から端子Ｔ１２１及び端子Ｔ１３１を介して第３の共振器回路１０７に出力する。なお、第３の減衰回路１０９の入力端子は端子Ｔ１１１と接続している。

第４の減衰回路１１０は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、外部制御端子ＣＮＴＲ２と、を有する。この外部制御端子ＣＮＴＲ２を制御することにより、第４の減衰回路１１０は、入力端子の電力レベルと出力端子の電力レベルとの比を任意に変えることができ、電力可変後の信号を出力端子から端子Ｔ１２２及び端子Ｔ１３２を介して第４の共振器回路１０８に出力する。なお、第４の減衰回路１１０の入力端子は端子Ｔ１１２と接続している。

第５の減衰回路１１３は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、外部制御端子ＣＮＴＲ３と、を有する。この外部制御信号ＣＮＴＲ３を制御することにより、第５の減衰回路１１３は、入力端子の電力レベルと出力端子の電力レベルとの間の比を任意に変えることができ、電力可変後の信号を出力端子から端子Ｔ１２３を介して第２の位相シフト回路１１５に出力する。なお、第５の減衰回路１１３の入力端子は端子Ｔ１１３と接続している。

第６の減衰回路１１４は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、外部制御端子ＣＮＴＲ４と、を有する。この外部制御信号ＣＮＴＲ４を制御することにより、第６の減衰回路１１４は、入力端子の電力レベルと出力端子の電力レベルとの間の比を任意に変えることができ、電力可変後の信号を出力端子から端子Ｔ１２４を介して第３の位相シフト回路１１６に出力する。なお、第６の減衰回路１１４の入力端子は端子Ｔ１１４と接続している。

第２の位相シフト回路１１５は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、を有している。第２の位相シフト回路１１５は、端子Ｔ１２３を介して入力端子に供給される入力信号に対して位相シフト（π＋θ３）を施し、位相シフト後の信号を出力端子から端子Ｔ１３３を介して第２の補償回路１１７に出力する。

第３の位相シフト回路１１６は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、を有している。第３の位相シフト回路１１６は、端子Ｔ１２４を介して入力端子に供給される入力信号に対して位相シフト（π＋θ４）を施し、位相シフト後の信号を出力端子から端子Ｔ１３４を介して第３の補償回路１１８に出力する。

第３の共振器回路１０７は、端子Ｔ１３１及び端子Ｔ１４１に接続しており、その出力を、端子Ｔ１４１及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第３の共振器回路１０７は、端子Ｔ１３１と端子Ｔ１４１との間に水晶振動子Ｘ１が配置された構造を有している。

第４の共振器回路１０８は、端子Ｔ１３２及び端子Ｔ１４２に接続しており、その出力を、端子Ｔ１４２及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第４の共振器回路１０８は、端子Ｔ１３２と端子Ｔ１４２との間に水晶振動子Ｘ２が配置された構造を有している。

第２の補償回路１１７は、端子Ｔ１３３及び端子Ｔ１４３に接続しており、その出力を、端子Ｔ１４３及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第２の補償回路１１７は、端子Ｔ１３３と端子Ｔ１４３との間にコンデンサＣＰ１及び抵抗ＲＰ１からなる並列回路が配置された構造を有している。第２の補償回路１１７は、第３の共振器回路１０７の不要成分である水晶振動子Ｘ１の並列容量成分Ｃ０１及び抵抗成分Ｒ１を除去する。

第３の補償回路１１８は、端子Ｔ１３４及び端子Ｔ１４４に接続しており、その出力を、端子Ｔ１４４及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第３の補償回路１１８は、端子Ｔ１３４と端子Ｔ１４４との間にコンデンサＣＰ２及び抵抗ＲＰ２からなる並列回路が配置された構造を有している。第３の補償回路１１８は、第４の共振器回路１０８の不要成分である水晶振動子Ｘ２の並列容量成分Ｃ０２及び抵抗成分Ｒ２を除去する。

また、端子Ｔ１１１から端子Ｔ１３１の経路を第３電流路１３０とし、端子Ｔ１１２から端子Ｔ１３２の経路を第４電流路１４０とし、端子Ｔ１１３から端子Ｔ１３３の経路を第２補償電流路１５０とし、端子Ｔ１１４から端子Ｔ１３４の経路を第３補償電流路１６０とする。

このような回路を介して、反共振周波数可変型複合共振回路１００の入力端子３に印加された入力信号は、第３の共振器回路１０７、第４の共振器回路１０８、第２の補償回路１１７及び第３の補償回路１１８に供給される。このときの電力レベルは、以下のようになる。

第３の共振器回路１０７及び第４の共振器回路１０８に印加される電力レベルの各々は、それぞれの起電力に換算して、電圧の絶対値が｜ｅ１｜、｜ｅ２｜であり、入力端子３より供給された周波数ｆの入力信号に対して、第３の共振器回路１０７及び第４の共振器回路１０８の位相は０（零）の位相シフトが施されている。また、この時の端子Ｔ１３１及び端子Ｔ１３２における内部抵抗の各々はｚｓ１、ｚｓ２である。

第２の補償回路１１７及び第３の補償回路１１８に印加される電力レベルの各々は、それぞれの起電力に換算して、電圧の絶対値が｜ｅ３｜、｜ｅ４｜であり、入力端子３より供給された周波数ｆの入力信号に対して、第２の補償回路１１７の位相は（π＋θ３）の位相シフトが施され、第３の補償回路１１８の位相は（π＋θ４）の位相シフトが施されている。また、この時の端子Ｔ１３３及び端子Ｔ１３４における内部抵抗の各々はｚｓ３、ｚｓ４である。

すなわち、第３の共振器回路１０７においては、起電力の絶対値が｜ｅ１｜であり且つ位相が０である等価電源と、抵抗値がｚｓ１の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価であり、第４の共振器回路１０８においては、起電力の絶対値が｜ｅ２｜であり且つ位相が０である等価電源と、抵抗値がｚｓ２の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価であり、第２の補償回路１１７においては、起電力の絶対値が｜ｅ３｜であり且つ位相が（π＋θ３）である等価電源と、抵抗値がｚｓ３の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価であり、第３の補償回路１１８においては、起電力の絶対値が｜ｅ４｜であり且つ位相が（π＋θ４）である等価電源と、抵抗値がｚｓ４の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価になる。

次に、実施例２の効果性能について数値シミュレーション結果を用いて説明する。第一ステップでは、上述した特許文献２により類推可能な手段を用いると、圧電振動子特有の並列容量の影響を削減できるものの、反共振周波数可変型複合共振回路１００としての共振尖鋭度Ｑ値が期待する程度に大きくならないことを説明する。第二ステップでは、実施例２に示した補償回路により、共振尖鋭度Ｑ値を大幅に改善できることを説明する。第三ステップでは、抵抗値ＲＣ１及び抵抗値ＲＣ２には狭い範囲の最適値が存在することを説明する。

シミュレーションの概要は１０ＭＨｚを中心周波数として、周波数可変範囲１０００ｐｐｍ（９９９５ｋＨｚから１０００５ｋＨｚ）の場合で、端子Ｔ１３１及び端子Ｔ１３３に等価的に接続される等価電源の起電力と内部抵抗と、端子Ｔ１３２及び端子Ｔ１３４に等価的に接続される等価電源の起電力と内部抵抗とは、互いに等しいとして行なう。

シミュレーションを行なう際の第３の共振器回路１０７及び第４の共振器回路１０８の等価回路定数としては、表２に示したものを用いる。第２の補償回路１１７及び第３の補償回路１１８の等価回路定数としては、表３に示したものを用いる。

第一ステップのシミュレーション結果を、図４を用いて説明する。シミュレーションに際し、端子Ｔ１３１〜端子Ｔ１３４への印加電圧は全て１Ｖとした。また、位相シフト量の一部θ３と、位相シフト量の一部θ４と、の値は、両方とも０に設定した。なお、図４は、横軸が周波数（Ｈｚ）、縦軸が負荷抵抗ｚｌの両端に発生する電圧の絶対値である。

更に、図３の第２の補償回路１１７及び第３の補償回路１１８の構成素子の抵抗ＲＰ１及びＲＰ２の値を無限大とし、コンデンサＣＰ１及びコンデンサＣＰ２の値を両方とも３．６ｐＦに選定することにより、上述した特許文献２により類推できる手段をシミュレーションしたものである。図４より圧電振動子特有の並列容量の影響を軽減でき、単一の最小点ＤＳを呈することを示す。この従来技術でも最小点ＤＳでの電圧の落ち込みは、この程度であることを指摘する。

次に、第二ステップのシミュレーションの結果を図５に示す。図５に、図３の第２の補償回路１１７及び第３の補償回路１１８の構成素子のコンデンサＣＰ１及びＣＰ２の値を等しく設定し、この値を３．６ｐＦ一定値に保ちながら、第２の補償回路１１７及び第３の補償回路１１８の構成素子の抵抗ＲＰ１及びＲＰ２の値を等しく設定し、広い範囲に選んでシミュレーションを行なった結果、４１ｋΩの時に、極小点ＤＳの落ち込みが激しくなること、すなわち、共振尖鋭度Ｑ値の良好な状態を得ることができることを示す。この図５の極小点ＤＳを図４の極小点ＤＳと比較して見ると、２桁近く改善されていることが分かる。結果として、このＤＳ点の共振尖鋭度Ｑ値の値が大きく改善されることになる。この時の共振尖鋭度Ｑ値は、１００００００に達する、水晶振動子単体の共振尖鋭度Ｑ値の値、１５００００の６倍に達する。更に、コンデンサ３．６ｐＦと抵抗４１ｋΩとの並列回路を補償回路としても、水晶振動子の直列アームの特性に悪影響を及ぼしていないことが分かる。

最後に、第三ステップのシミュレーションの結果を図６に示す。図５に示した補償結果のような効果を得るためには、図３の第３の共振器回路１０７の水晶振動子Ｘ１及び第４の共振器回路１０８の水晶振動子Ｘ２の共振尖鋭度Ｑ値を決定している要因である１０Ω程度の直列抵抗Ｒ１の値及び直列抵抗Ｒ２の値を補償する必要があるが、実施例２では、補償回路の回路構成が簡単になる並列抵抗回路形式を採用し、その値として並列抵抗４１ｋΩという意外な値に最適値が存在することを、図６に示すとおり、本発明は発見した。

図６の縦軸は図５の負荷抵抗ｚｌの両端に発生する電圧の絶対値（極小点ＤＳの値）、横軸は第２の補償回路１１７及び第３の補償回路１１８を構成する抵抗ＲＰ１及び抵抗ＲＰ２の値であり、抵抗ＲＰ１及び抵抗ＲＰ２は等しく設定され、パラメータとして変化させたものであり、単位はｋΩである。横軸の抵抗値を０Ωから∞Ωまで変化させた結果、４１ｋΩのときにのみ最適点が存在することを示している。また、図６には示していないが、横軸の抵抗値を１ｋΩよりも小さく設定した場合には、それに従い、縦軸の電圧の絶対値は１Ｖに近づく。逆に、１０００ｋΩよりも大きくし設定した場合には、従来技術から類推可能な図４の最小点ＤＳの縦軸の値（０．００１）に近づく。

この唯一の４１ｋΩという並列補償抵抗値は、補償すべき水晶振動子の等価抵抗の値１０Ωに対して意外性のある値であり、この時の最小点ＤＳを与える周波数の近傍での周波数特性より算出した共振尖鋭度Ｑ値が、使用した水晶振動子自身の共振尖鋭度Ｑ値の６倍に達する値を得られることを発見したことは特筆すべきである。

次に、第３の共振器回路１０７及び第４の共振器回路１０８として、窒化アルミニウム薄膜にて製作されたＦＢＡＲ共振器では、並列容量と抵抗との直列接続からなる回路と、コイルとコンデンサと抵抗の直列接続からなる直列回路と、の並列回路にて、その共振特性をよく近似できることが知られているが、このようなＦＲＡＲ共振器においても、実施例２の補償手段は、補償回路の回路形式を適当に決定し、回路定数を選定することにより、同様に有効である。

以下に、更に、幾つかの変形実施時の項目を列挙する。補償回路を構成している抵抗とコンデンサの接続形態は、直列接続であっても良い。第３の減衰回路１０９及び第５の減衰回路１１３と、第４の減衰回路１１０及び第６の減衰回路１１４とは、それぞれ共用して、減衰回路の個数を半減しても良い。図３の共振器回路を含むアーム、例えば、端子Ｔ１１１、端子Ｔ１２１、端子Ｔ１３１及び端子Ｔ１４１のアームには、位相シフト回路を配しても良い。
実施例３
図７に本発明の実施例３に係る反共振周波数可変型複合共振回路を示す。実施例３の反共振周波数可変型複合共振回路２００は、実施例２の反共振周波数可変型複合共振回路１００に、更に２つの位相シフト回路を設け、共振器回路及び補償回路の構成を変更したものである。以下に、図７を用いて説明する。

反共振周波数可変型複合共振回路２００は、基準端子２と、入力端子３と、入力端子３から電力分配回路５を介して供給された周波数ｆの入力信号の電力レベルに対して電力レベルｅ１の減衰処理を施し、当該電力可変後の信号を端子Ｔ２２１を介して第４の位相シフト回路２１１に供給する第７の減衰回路２０９と、入力端子３から電力分配回路５を介して供給された周波数ｆの入力信号の電力レベルに対して電力レベルｅ２の減衰処理を施し、当該電力可変後の信号を端子Ｔ２２２を介して第５の位相シフト回路２１２に供給する第８の減衰回路２１０と、入力端子３から電力分配回路５を介して供給された周波数ｆの入力信号の電力レベルに対して電力レベルｅ３の減衰処理を施し、当該電力可変後の信号を端子Ｔ２２３を介して第６の位相シフト回路２１５に供給する第９の減衰回路２１３と、入力端子３から電力分配回路５を介して供給された周波数ｆの入力信号の電力レベルに対して電力レベルｅ４の減衰処理を施し、当該電力可変後の信号を端子Ｔ２２４を介して第７の位相シフト回路２１６に供給する第１０の減衰回路２１４と、を有する。なお、電力レベルｅ１、ｅ２、ｅ３、ｅ４は互いに異なる。

また、反共振周波数可変型複合共振回路２００は、第７の減衰回路２０９から供給された周波数ｆの信号に対して位相シフトθ１を施し、当該位相シフト後の信号を端子Ｔ２３１を介して第５の共振器回路２０７に供給する第４の位相シフト回路２１１と、第８の減衰回路２１０から供給された周波数ｆの信号に対して位相シフトθ２を施し、当該位相シフト後の信号を端子Ｔ２３２を介して第６の共振器回路２０８に供給する第５の位相シフト回路２１２と、第９の減衰回路２１３から供給された周波数ｆの信号に対して位相シフト（θ１＋π）を施し、当該位相シフト後の信号を端子Ｔ２３３を介して第４の補償回路２１７に供給する第６の位相シフト回路２１５と、第１０の減衰回路２１４から供給された周波数ｆの信号に対して位相シフト（θ２＋π）を施し、当該位相シフト後の信号を端子Ｔ２３４を介して第５の補償回路２１８に供給する第７の位相シフト回路２１６と、を有する。なお、位相シフトθ１、θ２、（θ１＋π）、（θ２＋π）は互いに異なる。

更に、反共振周波数可変型複合共振回路２００は、端子Ｔ２３１を介して第４の位相シフト回路２１１に接続された第５の共振器回路２０７と、端子Ｔ２３２を介して第５の位相シフト回路２１２に接続された第６の共振器回路２０８と、端子Ｔ２３３を介して第６の位相シフト回路２１５に接続された第４の補償回路２１７と、端子Ｔ２３４を介して第７の位相シフト回路２１６に接続された第５の補償回路２１８と、端子Ｔ２４１、Ｔ２４２、Ｔ２４３、Ｔ２４４の各々に接続された電力加算回路６と、電力加算回路６に接続された出力端子４と、を有している。

図７に示した反共振周波数可変型複合共振回路２００の各構成要素についてさらに詳しく説明する。図７の反共振周波数可変型複合共振回路２００の入力端子３は、標準信号発生器ＳＧに接続されており、出力が一定に維持され且つ周波数ｆが連続的に掃引される入力信号が反共振周波数可変型複合共振回路２００の入力端子３に印加される。

入力端子３に印加された入力信号は、電力分配回路５及び端子Ｔ２１１、端子Ｔ２１２、端子Ｔ２１３又は端子Ｔ２１４を介して、第７の減衰回路２０９、第８の減衰回路２１０、第９の減衰回路２１３及び第１０の減衰回路２１４に供給される。

第７の減衰回路２０９は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、外部制御端子ＣＮＴＲ１と、を有する。この外部制御端子ＣＮＴＲ１を制御することにより、第７の減衰回路２０９は、入力端子の電力レベルと出力端子の電力レベルとの比を任意に変えることができ、電力可変後の信号を出力端子から端子Ｔ２２１を介して第４の位相シフト回路２１１に出力する。なお、第７の減衰回路２０９の入力端子は端子Ｔ２１１と接続している。

第８の減衰回路２１０は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、外部制御端子ＣＮＴＲ２と、を有する。この外部制御端子ＣＮＴＲ２を制御することにより、第８の減衰回路２１０は、入力端子の電力レベルと出力端子の電力レベルとの比を任意に変えることができ、電力可変後の信号を出力端子から端子Ｔ２２２を介して第５の位相シフト回路２１２に出力する。なお、第８の減衰回路２１０の入力端子は端子Ｔ２１２と接続している。

第９の減衰回路２１３は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、外部制御端子ＣＮＴＲ３と、を有する。この外部制御信号ＣＮＴＲ３を制御することにより、第９の減衰回路２１３は、入力端子の電力レベルと出力端子の電力レベルとの間の比を任意に変えることができ、電力可変後の信号を出力端子から端子Ｔ２２３を介して第６の位相シフト回路２１５に出力する。なお、第９の減衰回路２１３の入力端子は端子Ｔ２１３と接続している。

第１０の減衰回路２１４は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、外部制御端子ＣＮＴＲ４と、を有する。この外部制御信号ＣＮＴＲ４を制御することにより、第１０の減衰回路２１４は、入力端子の電力レベルと出力端子の電力レベルとの間の比を任意に変えることができ、電力可変後の信号を出力端子から端子Ｔ２２４を介して第７の位相シフト回路２１６に出力する。なお、第１０の減衰回路２１４の入力端子は端子Ｔ２１４と接続している。

第４の位相シフト回路２１１は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、を有している。第４の位相シフト回路２１１は、端子Ｔ２２１を介して入力端子に供給される入力信号に対して位相シフトθ１を施し、位相シフト後の信号を出力端子から端子Ｔ２３１を介して第５の共振器回路２０７に出力する。

第５の位相シフト回路２１２は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、を有している。第５の位相シフト回路２１２は、端子Ｔ２２２を介して入力端子に供給される入力信号に対して位相シフトθ２を施し、位相シフト後の信号を出力端子から端子Ｔ２３２を介して第６の共振器回路２０８に出力する。

第６の位相シフト回路２１５は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、を有している。第６の位相シフト回路２１５は、端子Ｔ２２３を介して入力端子に供給される入力信号に対して位相シフト（θ１＋π）を施し、位相シフト後の信号を出力端子から端子Ｔ２３３を介して第４の補償回路２１７に出力する。

第７の位相シフト回路２１６は、入力端子（図示せず）と、出力端子（図示せず）と、を有している。第７の位相シフト回路２１６は、端子Ｔ２２４を介して入力端子に供給される入力信号に対して位相シフト（θ２＋π）を施し、位相シフト後の信号を出力端子から端子Ｔ２３４を介して第５の補償回路２１８に出力する。

第５の共振器回路２０７は、端子Ｔ２３１と、端子Ｔ２４１と、基準端子２と、に接続しており、その出力を、端子Ｔ２４１及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第５の共振器回路２０７は、端子Ｔ２３１と端子Ｔ２４１との間にコイルＬＳ１及びコンデンサＣＳ１からなる直列回路が配置され、当該直列回路の中間点（接続点）と基準電位２との間に水晶振動子Ｘ１が配置された構造を有している。

第６の共振器回路２０８は、端子Ｔ２３２と、端子Ｔ２４２と、基準端子２と、に接続しており、その出力を、端子Ｔ２４２及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第６の共振器回路２０８は、端子Ｔ２３２と端子Ｔ２４２との間にコイルＬＳ２及びコンデンサＣＳ２からなる直列回路が配置され、当該直列回路の中間点（接続点）と基準電位２との間に水晶振動子Ｘ２が配置された構造を有している。

第４の補償回路２１７は、端子Ｔ２３３と、端子Ｔ２４３と、基準端子２と、に接続しており、その出力を、端子Ｔ２４３及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第４の補償回路２１７は、端子Ｔ２３３と端子Ｔ２４３との間にコイルＬＳ１´及びコンデンサＣＳ１´からなる直列回路が配置され、当該直列回路の中間点（接続点）と基準電位２との間に抵抗ＲＣ１が配置された構造を有している。第４の補償回路２１７は、第５の共振器回路２０７の不要成分である水晶振動子Ｘ１の抵抗成分Ｒ１を除去する。

第５の補償回路２１８は、端子Ｔ２３４と、端子Ｔ２４４と、基準端子２と、に接続しており、その出力を、端子Ｔ２４４及び電力加算回路６を介して出力端子４に出力する。第５の補償回路２１８は、端子Ｔ２３４と端子Ｔ２４４との間にコイルＬＳ２´及びコンデンサＣＳ２´からなる直列回路が配置され、当該直列回路の中間点（接続点）と基準電位２との間に抵抗ＲＣ２が配置された構造を有している。第５の補償回路２１８は、第６の共振器回路２０８の不要成分である水晶振動子Ｘ２の抵抗成分Ｒ２を除去する。

また、端子Ｔ２１１から端子Ｔ２３１の経路を第５電流路２３０とし、端子Ｔ２１２から端子Ｔ２３２の経路を第６電流路２４０とし、端子Ｔ２１３から端子Ｔ２３３の経路を第４補償電流路２５０とし、端子Ｔ２１４から端子Ｔ２３４の経路を第５補償電流路２６０とする。

このような回路を介して、反共振周波数可変型複合共振回路２００の入力端子３に印加された入力信号は、第５の共振器回路２０７、第６の共振器回路２０８、第４の補償回路２１７及び第５の補償回路２１８の各々に供給される。このときの電力レベルは、以下のようになる。

第５の共振器回路２０７及び第６の共振器回路２０８に印加される電力レベルの各々は、それぞれの起電力に換算して、電圧の絶対値が｜ｅ１｜、｜ｅ２｜であり、入力端子３に印加された入力信号に対して、第５の共振器回路２０７の位相はθ１の位相シフトが施され、第６の共振器回路２０８の位相はθ２の位相シフトが施されている。また、この時の端子Ｔ２３１及び端子Ｔ２３２における内部抵抗の各々はｚｓ１、ｚｓ２である。

第４の補償回路２１７及び第５の補償回路２１８に印加される電力レベルの各々は、それぞれの起電力に換算して、電圧の絶対値が｜ｅ３｜、｜ｅ４｜であり、入力端子３に印加された入力信号に対して、第４の補償回路２１７の位相は（θ１＋π）の位相シフトが施され、第５の補償回路２１８の位相は（θ２＋π）の位相シフトが施される。また、この時の端子Ｔ２３３及び端子Ｔ２３４における内部抵抗の各々はｚｓ３、ｚｓ４である。

すなわち、第５の共振器回路２０７においては、起電力の絶対値が｜ｅ１｜であり且つ位相がθ１である等価電源と、抵抗値がｚｓ１の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価であり、第６の共振器回路２０８においては、起電力の絶対値が｜ｅ２｜であり且つ位相がθ２である等価電源と、抵抗値がｚｓ２の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価であり、第４の補償回路２１７においては、起電力の絶対値が｜ｅ３｜であり且つ位相が（θ１＋π）である等価電源と、抵抗値がｚｓ３の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価であり、第５の補償回路２１８においては、起電力の絶対値が｜ｅ４｜であり且つ位相が（θ２＋π）である等価電源と、抵抗値がｚｓ４の内部抵抗との直列回路が接続された状態と等価になる。

次に、実施例３の効果性能について数値シミュレーション結果を用いて、３つのステップで説明する。

第一のステップでは、第４の補償回路２１７及び第５の補償回路２１８を具備しない実施例３の方法では、周波数可変範囲の両端部で共振尖鋭度Ｑ値の劣化が無視できないことを説明する。第二ステップでは、本発明の補償回路を具備することにより、両端部の共振尖鋭度Ｑ値が大幅に改善されていることを説明する。第三ステップでは、周波数可変範囲の全範囲に亘って実際の動作状態での実効的な共振尖鋭度Ｑ値を、使用した水晶振動子単体の共振尖鋭度Ｑ値と同程度の値を維持するような設定を行なった場合を示す。

シミュレーションの概要は１０ＭＨｚを中心周波数として、周波数可変範囲４０００ｐｐｍ（９９８０ｋＨｚから１００２０ｋＨｚ）の場合で、端子Ｔ２３１及び端子Ｔ２３３に等価的に接続される等価電源の起電力と内部抵抗とは、互いに等しいものとし、更に、端子Ｔ２３２及び端子Ｔ２３４に等価的に接続される等価電源の起電力と内部抵抗とは互いに等しいものとして行なう。

シミュレーションを行なう際の第５の共振器回路２０７及び第６の共振器回路２０８の等価回路定数としては、表４に示したものを用いる。第４の補償回路２１７及び第５の補償回路２１８の等価回路定数としては、表５に示したものを用いる。

第一ステップのシミュレーション結果を、図８を用いて説明する。シミュレーション時の、端子Ｔ２３３及び端子Ｔ２３４への印加電圧は両方とも０Ｖとし、位相シフト量については、第４の位相シフト回路２１１の位相シフト量θ１を＋７°とし、第５の位相シフト回路２１２の位相シフト量θ２を−７°とし、第６の位相シフト回路２１５の位相シフト量（θ１＋π）を＋１８７°とし、第７の位相シフト回路２１６の位相シフト量（θ２＋π）を＋１７３°とした。

図８は、横軸が周波数（Ｈｚ）、縦軸が負荷抵抗ｚｌの両端に発生する電圧の絶対値である。このシミュレーションでは、図７の第９の減衰回路２１３及び第１０の減衰回路２１４の減衰量を大きく設定することにより、第４の補償回路２１７及び第５の補償回路２１８に供給される印加電圧を零とすることにより電力加算回路６への電流流入がなくなることから、本実施例３の効果を発現させるための第４の補償回路２１７及び第５の補償回路２１８が作用をしないようにして、数値実験を行なった場合である。

図８の３つの曲線Ａ、曲線Ｂ、曲線Ｃは、端子Ｔ２３１に印加する電圧ｅ１と、端子Ｔ２３２に印加する電圧ｅ２とを、それぞれ１Ｖと０Ｖ、１Ｖと１Ｖ、又は０Ｖと１Ｖに設定した場合である。３つの曲線は、それぞれ極小点ＡＳ、ＢＳ、ＣＳを持つが、中心周波数付近に位置する極小点ＢＳに比べて、他の２つの極小点ＡＳ、極小点ＣＳが、その極小点の電圧の落ち込みが少ない。このことは、一見してその共振尖鋭度Ｑ値が無視できない程度に劣化していることを意味している。次のステップでは、図７の２つの補償回路を機能させることにより、この劣化の程度を改善する。

次に、図９に示す第二ステップのシミュレーションは、図７の端子Ｔ２３１と端子Ｔ２３３における等価電源の起電力を両方とも等しく設定し、端子Ｔ２３２と端子Ｔ２３４における等価電源の起電力も両方とも等しく設定し、位相シフト量は、図８の場合と同じであって、第４の位相シフト回路２１１の位相シフト量θ１を＋７°とし、第５の位相シフト回路２１２の位相シフト量θ２を−７°とし、第６の位相シフト回路２１５の位相シフト量（θ１＋π）を＋１８７°とし、第７の位相シフト回路２１６の位相シフト量（θ２＋π）を＋１７３°として行なった。但し、補償回路の２つの抵抗ＲＣ１およびＲＣ２は１０Ωとした。

図９は、横軸が周波数（Ｈｚ）、縦軸が負荷抵抗ｚｌの両端に発生する電圧の絶対値である。両端部の極小点ＡＳと極小点ＣＳとは、中央部の極小点ＢＳに比べて、縦軸電圧の落ち込みの程度が急峻になっていることが分かる。ここで両端部の２つの極小点の内、例えば、極小点ＡＳの近傍で、この極小点に対して最小値の２倍を与える２つの周波数差（以降、３ｄＢ帯域幅と呼ぶ）で、極小点を与える周波数を除した商（すなわち、共振尖鋭度Ｑ値）が、１８０万に達し、第５の共振器回路２０７を構成している水晶振動子の単体の共振尖鋭度Ｑ値（すなわち、無負荷Ｑ値）の１５万を一桁超えている。この動作は、第４の補償回路２１７において、共振器回路を構成する水晶振動子の等価直列抵抗Ｒ１の値とほぼ同じ値の１０Ωに設定した為に、電力加算回路６の加算点において、その損失（抵抗）成分が打ち消され、実質的に完全に近く補償されたと解釈することができる。なお、例えば、表５の記載したＬＳ１´とＣＳ１´とから算出される周波数を水晶振動子の共振周波数９９８０ｋＨｚに合わせてある。

この共振器回路の中に組み込まれた水晶振動子単体の１５万という共振尖鋭度Ｑ値の値を一桁以上超えている１８０万という回路動作状態での共振尖鋭度Ｑ値（すなわち、実効Ｑ値）が得られた。この現象は以下のように解釈できる。このＮｕｌｌ点での共振特性は、コイルとコンデンサの並列接続回路の共振特性と実質的に同じであることを本発明は発見した。更に、ブリッジバランスのＮｕｌｌ点での現象であるので、ブリッジ回路を構成している水晶振動子の共振尖鋭度Ｑ値を超えても何ら不思議はないと考えられる。

最後に、第三ステップのシミュレーションの結果を図１０及び図１１に示す。このステップでは、周波数可変範囲の全体に亘って、一定値の共振尖鋭度Ｑ値を得る為に、パラメータとして、補償回路のシャントの抵抗値ＲＣ１及び抵抗値ＲＣ２の値を変えてシミュレーションを行い、最適設定を行なったものである。

図１０及び図１１では、共振尖鋭度Ｑ値を求めるために、それぞれの極小点近傍の共振特性図を拡大して図示してもので、横軸は周波数、縦軸は負荷抵抗ｚｌの両端に発生する電圧の絶対値である。図１０は、周波数可変範囲の低端部付近のＮｕｌｌ周波数を得るために、端子Ｔ２３１及び端子Ｔ２３３の各々と、端子Ｔ２３２及び端子Ｔ２３４の各々と、の電圧比をそれぞれ、１：０．０６２５としてある。シャントの抵抗値を５Ωと２．５Ωの２通りで共振特性を求めてある。２．５Ωの場合の共振尖鋭度Ｑ値は、１３００００である。この値は、使用した水晶振動子単体の共振尖鋭度Ｑ値とほぼ同じ値である。

図１１は、周波数可変範囲の中央部付近のＮｕｌｌ周波数を得るために、端子Ｔ２３１及び端子Ｔ２３３の各々と、端子Ｔ２３２及び端子Ｔ２３４の各々と、の電圧比をそれぞれ、１：１と設定したものである。シャントの抵抗値を５Ωと２．５Ωの２通りで共振特性を求めてある。２．５Ωの場合の共振尖鋭度Ｑ値は、１５００００である。この値は、使用した水晶振動子単体の共振尖鋭度Ｑ値とほぼ同じ値である。

２つの印加電圧を広範囲に変えてＮｕｌｌ周波数を周波数可変範囲に全体に亘って変えても全ての周波数で共振尖鋭度Ｑ値の劣化が少ないシミュレーション結果が得られている。

このように、ＲＣ１およびＲＣ２の値を調整することにより、周波数可変範囲の全幅に亘って、動作状態の共振尖鋭度Ｑ値をほぼ一定にすることが可能となった。このような１３００００と１５００００という共振尖鋭度Ｑ値は、水晶振動子単体の１５万と比べて同程度であって、本発明で初めて得られた数値である。

次に、変形実施例について説明する。すなわち、第６の位相シフト回路２１５の（θ１＋π）なる位相シフト量は、位相シフト量θ１を施す位相シフト回路と、位相シフト量πを施す位相反転増幅回路、又は、位相反転トランス等と、を組み合わせて実現しても良い。

また、入力端子３から出力端子４の間の、減衰回路、位相シフト回路及び共振器回路の配置順番、及び減衰回路、位相シフト回路及び補償回路の配置順番は任意であって、その順番に、本発明の性能は依存しない。共振器回路を構成するコイルとコンデンサの順番に、本発明の性能は依存しない。位相シフト回路は、抵抗とコンデンサとの組み合わせ回路、抵抗とインダクタンス素子との組み合わせ回路、コンデンサとインダクタンス素子との組み合わせ回路、遅延回路、等により実現しても良い。いずれの減衰回路は、増幅率可変（ゲイン調整）の増幅回路であってもよい。電力加算回路として、差動入力の演算増幅器のような逆相加算回路を用いる場合には、電力分配回路として、差動出力端子を有するプッシュプル出力のような差動出力分配回路を用いればよい。コイルのようなインダクタンス素子は、アクティブ回路と抵抗とで等価的に表わされた素子であってもよい。共振器回路を含む入力端子３と出力端子４の間のアームを増やすことによって、周波数可変範囲を広げることができる。反共振周波数可変型複合共振回路を従属接続することにより、反共振周波数可変型複合共振回路全体の周波数選択特性の急峻度を改善することが可能である。

１ 複合共振回路
２ 基準端子
３ 入力端子
４ 出力端子
５ 電力分配回路
６ 電力加算回路
ＳＧ 標準信号発生器
Ｚ０ 標準信号発生器のインピーダンス
ｆ 標準信号発生器ＳＧより出力される周波数
７ 第１の共振器回路
８ 第２の共振器回路
９ 第１の減衰回路
１０ 第２の減衰回路
１１ 第１位相シフト回路
ｚｌ 負荷抵抗
ＣＮＴＲ１、ＣＮＴＲ２ 制御端子
１７ 第１の補償回路

Claims (6)

1. 供給される交流電力信号に対して第１ゲイン調整を施す第１電流路と、
   前記交流電力信号に対して第１ゲイン調整とは異なる調整量の第２ゲイン調整を施す少なくとも１つの第２電流路と、
   前記第１及び第２電流路に各々設けられて、前記第１及び第２電流路を経由する交流電力信号の各々に対して互いに異なる共振点又は反共振点を有して前記交流電力信号の各々を取り込む少なくとも２つの共振回路と、
   前記交流電力信号に対して補償位相シフトを施す少なくとも１つの補償電流路と、
   前記補償電流路に設けられて、前記共振回路の不要成分を除去する補償回路と、
   前記第１電流路、前記第２電流路及び補償電流路を経由した交流電力信号をアナログ加算若しくは減算するアナログ演算回路と、を有することを特徴とする反共振周波数可変型複合共振回路。
2. 前記補償電流路は、前記交流信号に対して更に補償ゲイン調整を施すことを特徴とする請求項１に記載の反共振周波数可変型複合反共振回路。
3. 前記第１ゲイン調整、前記第２ゲイン調整及び前記補償ゲイン調整の調整量が可変であることを特徴とする請求項１又は２に記載の反共振周波数可変型複合共振回路。
4. 前記第１及び第２電流路は、各々、第１及び第２位相シフトを施す第１及び第２位相シフト回路を更に含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１に記載の反共振周波数可変型複合共振回路。
5. 前記第１及び第２位相シフトのシフト量が可変であることを特徴とする請求項４に記載の反共振周波数可変型複合共振回路。
6. 供給される交流電力信号に対して第１ゲイン調整を施す第１電流路と、
   前記交流電力信号を中継する第２電流路と、
   前記第１及び第２電流路に各々設けられて、前記第１及び第２電流路を経由する交流電力信号の各々に対して互いに異なる共振点又は反共振点を有して前記交流電力信号の各々を取り込む少なくとも２つの共振回路と、
   前記交流電力信号に対して補償位相シフトを施す少なくとも１つの補償電流路と、
   前記補償電流路に設けられて、前記共振回路の不要成分を除去する補償回路と、
   前記第１電流路、前記第２電流路及び補償電流路を経由した交流電力信号をアナログ加算若しくは減算するアナログ演算回路と、を有することを特徴とする反共振周波数可変型複合共振回路。

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