TW201101775A - Estimation and compensation method for IQ imbalance - Google Patents

Description

201101775 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明涉及-種在翻了基頻取樣魏位通訊接收器的數位 .時間領域中，對1Q不平衡進行估計與補償的方法及裝置。 【先前技術】 採用基頻取樣的數位通訊接收器的類比領域中，將射頻或中 〇頻信號降頻轉換成基頻後，將該基頻信號通過類比數位轉換器 (AnalogiDigitai Converter)轉換成數位信號。這種情況下，降頻 轉換成基頻時會被分離成同相信號與正交信號，此為藉由一個局 部振盪器(Local 〇scmator)使用增益相同且相位相差9〇度的兩種 正弦波(明確地講為餘弦、正弦波)達成。 但是，由於這些過程是在類比領域中執行，因此會產生誤差。 特別是’使用於降㈣換的餘弦波、正弦波相互之間會產生增益 〇和她誤差，這時這些誤差有可能會對接收器雜生嚴重影 響。這叫IQ不平衡。這種情況下，—般普通的增益誤差為， 相位誤差為1〜5。左右。這時，IQ不平衡使j、Q兩個_之間的 增益相互不平衡，:[或者q中的一個信號對另一個信號產生串擾， 當其量較大時會引起嚴重的性能低下。 - 尤其在正交分頻多工接收器中，由於IQ不平衡而產生的影響 導致在正頻率和負頻率中位於相互對稱的位置上的副載波資料相 互干擾’從而導致前面所述一般的JQ不平衡電平中也會出現性能 3 201101775 低下的嚴重問題。 現在也有幾射 講，進行估計的方_^斜輕仃估物續術。具體地 域估計器、即時時~_上可分為資料輔助離線估計器、即時頻 其中，資料轉助離線估計 接收器，， 存在如下為了反兔、、、树度非^，相反 在的變化，從而需要^4頻元件或者射頻晶片之類而存 需要對轉或晶料進行校正。 的正卩咖域估計器是在頻域中位於相互對稱位置上 的正頻率成分與負頻率成分相互引起干擾的事實，對該 =撕式。因此，IQ不平衡補償器一般也 : 相干擾妨爾财式。切麵域妨徽咐^ ^估 種情況下，想將增益與相位誤差以硬接線邏輯（har/·在這 =，則需要比較複雜的平方根、反正弦等運算； 正交娜蝴，但 = 較—在财頻域進行估計時，f要正常的正交分= =’及:=，與_率資料對稱地進行調換後 的身科’因此額輕要通常正交麵h魏切 體，並需要-個正交分頻多工符號大小的額外延遲。、隐 現有的即時時域估計器有如下方法：直接計料如 誤差的方法’及雜計算蚊交職關償增益鶴方法。但所 勃法存在如下㈣：當沒有彻大量龍時，_上會出現問 201101775 .題，並且在以硬麟邏輯断時需要_聽高齡法或平方根 . 等的運算。 本發明作為即時時域估計的一個方法，提供一種數位鎖相環 路(―硫⑽的估朴其中增域她誤錢者串擾與 正交路徑的補償增姐等、IQ不平衡補償所需要的健不直接計 算求出，岐使糾誤紐·使得繼㈣擾與剩餘的正 父、同相增益錯配⑽讀h)變成〇，並通過反饋回路對需要補 ° 償串擾增益與正交路徑的增益值進行追蹤。 而且’本發明提供一種需要與數位鎖相環式的即時時域估計 器一起工作的時域補償器的方法。 【發明内容】 為了解決所述的現有問題，本發_目的在於提供—種在包 括了正交分頻仏方式的接收器的頻取魏位通訊接收器 0中’在數位時域中即時對1(3不平衡進行估計並對此進行補償的方 法及其裝置。 另外，根據本發明的即時時域估計器和補償器與即時頻域估 計器/補償器不同，幾乎不需要額外的記憶體和處理延遲，從而提 供估計裝置及方法的方便性。 為了解決上述現有問題，本發明的基頻取樣系統中IQ不平衡 估計及補償方法其特徵在於：在類比數位轉換器之後，由串擾增 益估計器(Crosstalk Gain Estimator)、正交路徑增益估計器、IQ不 201101775 平衡補償器、鎖定檢測器構成，且執行IQ不平衡估計及補償。 這時’本發明的另-特徵在於使用如下方式：在所述串擾增 益估計器中，將同相信號的平均功率乘以串擾增益的值與所述同 相、正交信號的交叉相關(Cross Correlation)值進行比較，當該比值 大於高_重值(High Threshold Weight)的情況下，將減少了預定 的增益比例值大小的串擾增益更新至串擾增益暫存器，當小於低 閾權重值(Low Threshold Weight)的情況下，將增加了預定的增益 比例值大小的串擾啦更新至串擾增益暫存器，#不屬於這兩種 情況時，使串擾增益維持不變。 在這種情況下，本發明的又一特徵在於：所述同相信號的平 均功率與同相、正交信號的交叉相關值是通過下述公式2及公式3 求出： PI [吟 0)}] =諸[咖))了 【公式2】 CIQ =KRe{i<n)}lm(y〔n〕}]| lM-1 ' 【公式3】 本發明的另一特徵在於：使所述高閾權重值田丨或Thresh〇ld We_)大於卜使所述低閾權重值①〇wThresh〇ldWeight)小於i， 將需要減少所述增盈的情況時的預定增益比例值設定為小於i，所 述増盃比例值依據所述鎖定檢測器的狀態而取不同值，並且將所 述鎖定檢測㈣狀料「關」軸增益比例麟置為小於狀態 201101775 為「鎖定」時的增益比例值。 …本U料-特録於··將需要提高所述職的情況下的預 七日亚比例值。又定為大於】，所述增益比例值根據所述鎖定檢測器 的狀細取不同值’並且將所述較檢測騎狀態為「開鎖」時 的增益比例值設置為大於「鎖定」時的增益比例值。 本發_又—紐在於伽如下方式：在職正交路徑增益 估計器中’將同相信號的平均功率與補償了不平衡的正交信號的 平均辨的錢減較，t該比值大於高_重制情況下，將 增加了預定增益比例值大小的正交路徑增益更新至正交路徑增益 暫存器，當小於低_重值的情況下，將減少了預定增益比例值 大小的正交路徑增益更新至正交路徑增益暫存器，當不屬於所述 兩種情況的情況下，維持原有的正交路徑增益。 本發明的另-特徵在於’所述同相信號的平均功率與正交信 〇號的平均功率的值分觀過下述公式2及公式$求出： PQ.c =E[lm(yc(n))] 【公式5】。 在這種情況下’本發明的特徵在於使用如下方式：使所述高 閾值大於i ’使低閾值小於i，將需要減少所述增益的情況時的預 定增益比例值設定為小於！，所述輕比例值依據所述鎖定檢測器 的狀態而取不同值，並且將所述鎖定檢測ϋ陳_「_」時 的增益比例倾置為小於_、為「鎖定」時的增益比例值·，將需 201101775 要增加所述增益的情況時的預定增益比例值設定為大於丨，所述增 益比例值根據所述鎖定檢測器的狀態而取不同值，並且將所述鎖 定檢測器的狀態為「開鎖」時的增益比例值設置為大於狀態為「鎖 定」時的增益比例值。 本發明的另-特徵在於使用如下方式：將所述鎖定檢測器從 「開鎖」狀態轉換成「鎖定」狀態的條件奴為：在所述串擾增 益估計器巾的帳增益不被更新而維持不變的同時，在所述正交 路徑增益估計n中的正交路徑增益不被更新而維持不變，同時使 總的IQ不平衡測量時間長於預定時間；及僅依靠系統重定而從「鎖 定」狀態轉換到「開鎖」狀態。 在這種情況下，本發明的特徵在於使用如下方式：在所述鎖 定檢測器的狀態為「開鎖」的情況下，對串擾增益暫存器和正交 路徑暫存器的值進行更新。 、本毛明的特徵在於：在所述鎖定檢聰的狀態為「鎖定」的 2况下T以對串擾增益暫存器與正交路徑暫存器的值進行 新。也可叫再料擾增益暫存11和正交路徑暫存糾值進行更 中，==串Γ特徵在於娜下方式：所述1㈣衡補償器 徑增益暫存=去了串擾的正交信號乘以蝴 ^的值而對正交路徑的增益進行補償。 的另—特徵在於使用如下方式：所述抑不平衡補償器 201101775 t，百先將正交信號乘以正交路徑增益暫存器的值而對正交 的增益進彳了補m，將串擾增益暫存器的值乘簡相信號的細 得到的錢成分觀浦了增麵正交錢幅去，從而對 行補償。 ％ 。本發餐另—雛在於朗如下 器與補償器設置於類比數位轉換器與直流偏移消除器之後。 如上所述，根據本發明的對IQ不平衡進行估計並進行補償的 方法’在包括了正交分頻多#式的接收器的—般基頻取樣數位 j訊接收n中’制㈣時域估計器和補償器，卿時頻域估計 器/補償器不同’基本不需要解的記賴與處理延遲，從而具有 對IQ不平衡的估計裝置及方法提供了簡便性的效果。 【實施方式】 在數位通訊接收器中，一般稱為接收器前端是指位於解調器 〇的前端，且與解調H相獨立，改善接㈣性能的元件。圖i 示意-般基頻取樣數位接收器的接收器前端的—個示例。 如圖所示，可以包括：直流偏移消除器、1(3不平衡估計器、 Q不平衡補彳貞器、自動頻率控制、臨道干擾(Adjacent Channel terference)抑制;慮波器、同道干擾(co.channeiintejference)抑制滤 波器等。 其中’ IQ不平衡只發生於基頻取樣系統，所謂的基頻取樣系 、、先疋如如直接射頻接收器、超外差(5叩6也eter〇dyne)接收器等，將 201101775 中心頻率為0的信號(基頻信號)進行A/D轉換後進行數位解調的 系統。 即，被取樣之前的基頻類比信號（即類比數位轉換器的輸入 信號）是由同相和正交兩個信號構成的，且IQ不平衡是由於這兩 個信號的形成所需要的局部振盪器(Local Oscillat〇r)的增益與相位 的不平衡而發生的。 並且’這樣不平衡的結果具體由如下兩個部分構成：同相信 號流入正交路徑而造成干擾㈣擾，以及_她號的增益所產 生的正交成分的增益不平衡。 其中，串擾如圖2所示，是由於局部振盈器的相位不平衡而

發生’而正父成分的增益不平衡是由於局部振盪器的相位與增益 不平衡而發生的。 、曰I 並且，將類比數位轉換器的輸入信號設^抑時，可以表示如 下： =x£(t)+j{Kx,(t) Sin,<p+Kxq Ct)cos<p} ^XiW + ifCx^+Gx^t)} 【公式1】 其中c為串擾增益，G為正交路徑增益。 本發明提供-齡下述兩種假設下，於時域帽串擾增益C ”正父路㈣益G Η卩時地進行估計與進行補償的方法。 假設 1: Ε[Χ々)]=Ε[40〇]即 同。 卩’ @姊正交齡的平均功率相 10 201101775 同相和正交相互不相關 - 假設 2: 即 (Uncorrelated)。 上述的兩細m在大部分湘正交調變方式的職系統中成 立而且’在大部分利用正交調變+正交分頻多工方式的通訊系统 中也成立。 圖3示意本發明所提供的IQ不平衡估計器與補償器咖，在 鳩轉換後在數㈣域領域進行轉，纽通常位於類比數位轉 換器、直流偏移消除器之後。並且由串擾增益估計器32〇、正交路 徑增益估計器34G、IQ不平衡補償器33G、鎖定檢難則構成。 —所述串擾增益估計器32()驗對公式丨的c執行估計，正交 路徑增盈估計器驗對公式丨的G的倒數執行估計，而iq不 平衡補償器330利用被估計的c與σ!而對IQ不平衡執行補償。 」外，本發明所提供❸IQ不平衡估計器與補償器现並不直 〇接計算求出C與G-ι的值’而是通過適當的誤差檢測器求出麵 串擾與正交信號的增益錯配值後，通過回饋方式對c與以的值 進行跟縱。 並且，將本發明所提供_不平衡估計器與補償器33〇的輸 入信號設為y(n)，並織妙雄)+ j{c雄)+邮⑻}㉚為數位 時間指數)的形態表現。 圖4示意本發明提供的IQ不平衡估計器中的串擾增益估計器 32〇。巧為通過同相信號平均功率估計器321而被估計的同相信號 的平均功率的值。作為求出該值的—個例子，可以將估計器輸入 201101775 。其 信號糊實部進行自乘之後，在時間軸上累積後求出平均 公式表示如下：

Pi =E[Re(y〔n〕} 【公式2】 於圖中，CIQ為聰/Q交又相關估計器322與用於求出 值的絕對值錄元件而相錢與正交信號贼又侧進行估 计的值。作為用於求出該值的一個例，可以將估計器輸入信號維) 的實縣以虛部後，在時間軸上進行累積後求出平均，再求出該 值的絕對值。其公式表示如下： μ

ClQ = |E[Re(y(n)}lm(y(n)j]| 1 H-l =NZ^(y(n)]lm{y(n)) i a " 【公式3】 § Im(y(nM中存在串擾成分時，根據假設2，公式3 成為： :IQ =iE[Hy(n)}lm{y(n)}]|

= E[xi(«){cKI(n) + GKQ(n)}]J

-CEb^)] =CR 【公式4】 5因此’當串擾增益c被準確地估計時，CP】與&的值應該相 同本毛明所提供的串擾增益估計器的誤差檢測器就是利用 性。 本發明所提供的帽增益估計器32G中，增/減增碰制器汹 12 201101775 、cD值，從而輸出用於增加或減少串 被輸入誤差檢測器的輸出 擾增益值所需的增益值。 其中，當⑦值大於高閾Τη的情況下，CD值為i，Cu值為〇， 為了使增錢—1的G—者Gd，l。相反地’當小於 低閾TL的情況下，η佶盘n n祕从 值為〇，Cu值為1，為了使增益增加而輸出 大於1的gu，ul或者G& 〇 Ο 當不屬於該兩種情況時，Cu與CD的值均為0，串擾增益則維 持不變。其中設置_對增益進行·的理由在於：當增/減增 益控制器324的輪人Pi、CiQ的值因單純的估計誤差而小幅度缝 時，用於調節增益。 這夺戰與Gd，ul是在圖2巾的鎖定檢測器31〇的狀態為 1貞」日的It況下所被使用的值，用於加大增益調節的幅度，& 與GD，L是在「鎖定」的情況下所被使用的值，用於減小增益調節 的幅度。 例如，〇咖與Gdul分別可以設為〇 8、，而Gu，L與Gdl 刀别可以4 G.99、1.0卜高閣與侧的值通過對Qq分別乘以高 閾權重值與低嶋重值的值m這時的高卿重值為大於【 的值’而低嶋重值為小於丨的值。例如，高職重值可以設為 1.15，低閾權重值可以設為〇 85。 ‘ IQ不平衡的補償結果完美時，根據個·設1，同相信號與正 交信號的平均轉賴相同。本發0騎提供的歧雜增益估計 器340的誤差檢測器就是利用了此特性⑽5)。圖5中的％、c為 13 201101775 通過正綠號平均功率估計器對JQ不乎衡補償後的 均功率進行檢測的值。作為求出該值的一個平 續入域yC⑻的虚部達行自乘後 衣杨十 平均的方法m麵_: 進仃累積後求出

Pqx =B[IIn{yc(n)}] ^S[^{yc(n)jy 、、 本發明所触的錢路麵料3辦，減择 器343被輸入誤差檢測器的輪 θ皿工制 别出Qu、QD值，從而輸出 正交路徑增益值所需的增益值。 曰加或減少 這時，當Pl值大於高閾τΗ的情況下，Qu 為了使輕增加而輪出大於丨 D值為〇， 低闕TL的情況下，Qu值為^:絲^相心當小於 小於哪擊或者t值為了雜齡而輪出 當不屬於該兩種情鱗’ _ QD的值均朴正交路徑增益 維持不變。其中設置來獨增益的賴在於，切/減增益控 制器343的輸人Pl、Pq、C的_單_估計誤差科幅度減 時，用於調節增益。 廷時，CW與〇卿是在圖2中的鎖定檢測器31〇的狀態為 開鎖」的It凡下所被使用的值，用於增加增益調節的幅度，而 、與GD，L是在「鎖定」的情況下所被使用白勺值，用於減少增益 調節的幅度。例如，G聯與G咖分财以設社8、1>2， 201101775 - 與gd,l分別可以設為0.99、1.01。 • 另外’所述四個值可能與串擾增益估計器320中增/減增益控 制器324使用的值相同，也有可能不同。在這種情況下，高間與 低閾的值是通過對PQ、c分別乘以高閾權重值與低閾權重值的值 而求出。這時的高閾權重值為大於工的值，而低閣權重值為小於^ 的值。例如，高閾權重值可以設為115，低閾權重值可以設為〇 85。 另外，所述兩健可能與串擾增益估計器MO所使用的值相同， 〇 也有可能不同。 本發明所提供_定檢· 為麟鑛IQ不平衡估計器 與補償11(330)是否_ 了穩定地進行工作的敎狀態的元件⑽ 6)。 鎖定狀態暫存器祀的作用在於表示出「開鎖」狀態與「鎖 定」，兩種狀態。僅在「開鎖」狀態可以轉換成「鎖定」狀態，在 「鎖定」狀態下，不依靠系統重定則無法回到「開鎖」狀態。 從「_」狀_制「鎖定」織的條件為：串擾增益估 計器與正交路徑增益估計器的誤差檢測器的輸出&、&、、

Qd值均為0，並且總共執行測量時間長於預定的一定時間&。在 「鎖定」狀態下，可以不再對串擾增益與正交路徑增益進行更新 就使用，也可以一邊繼續更新一邊使用。 、圖7示意本發明所提供的利_不平衡估計器的輪出作為串 擾增益與正交路徑增益的IQ不平衡補償器32〇，有方法I、方法 II兩種方法。方法I為先補償串擾後對正魏徑增益進行補償，而 201101775 方法I!與此減’是先對正交雜增益進行·贿串擾增益進 行補償。 以上對本發明的優選的實施例進行了說明，但本案並不限於上 述的歡實施例，在請補朗巾所縣的本發明範蜂 内’本發明所屬技術領域的普職術人員都有可能進行多種變換 實施，但這樣賴換實解可讀本發明的技術思 立 地進行理解。 饲 【圖式簡單說明】 圖1為-般基頻取樣數位接收器的接收器前端的示意圖； 圖2為IQ不平衡發生模型的示意圖； 圖3為本發明所提供的IQ不平衡估計器與補償器的構 圖4為本發明所提供的IQ不平衡估計器中的 器 的構成圖丨 曰皿Ht斋 圖5為正交路徑增益估計器的構成圖，· 圖6為鎖定檢測器的構成圖； 旧為利用了本發明所提供的IQ不平衡估計器的輪 彬曰益與正交路_益的IQ斜麵償輯棚。 -串 【主要元件符號說明】 310:鎖定檢測器 320:串擾增益估計器 323 ·絕對值函數 324:串擾增益增/減控制器 16 201101775

325:串擾增益暫存器 330: IQ不平衡估計器 340:正交路徑增益估計器 343:正交路徑增益增/減控制器 345:正交路徑增益暫存器 17

Claims (1)

1. 201101775 七、申請專利範圍： 1、 一種用於基頻取樣系統中的1(3不平衡估計及補償方法， 其特徵在於： 在類比數位轉換器之後，由串擾增益估計器(Crosstalk Gain Estimator)、正交路徑增益估計器、IQ不平衡補償器、鎖定檢測器 構成，並且執行IQ不平衡估計及補償。 2、 如申請專利範圍第1項所述的1Q不平衡估計及補償方法， 其特徵在於： 於所述串擾增益估計器中，將同相信號的平均功率乘以串擾 增益的值與所述同相、正交信號的交叉相關(Cross Correlation)值進 行比較’當所述比值大於高閾權重值（High Threshold Weight)的 情況下’將串擾增益減少預定增益比例值大小並更新至串擾增益 暫存器’當小於低閾權重值的情況下，將串擾增益增加預定增益 比例值大小並更新至串擾增益暫存器，當不屬於上述兩種情況 時，使串擾增益維持不變。 3、 如申請專利範圍第2項所述的IQ不平衡估計及補償方法， 其特徵在於： 所述同相信號的平均功率與同相、正交信號的交叉相關值是 通過下述公式2及3而得出： pi = E[Re{yCt〇}] 【公式2】 了 18 201101775 • CIQ =jE[Re{y〔n))Im{y〇〕}J . =士SR4y(n))Im{j<r〇} " 【公式3】。 4、 如申請專利範圍第2項所述的IQ不平衡估計及補償方法 其特徵在於： 所述高閾權重值大於1，所述低閾權重值小於1。 5、 如申請專利範圍第2項所述的iq不平衡估計及補償方法， ◎ 其特徵在於： 將需要減少所述增益的情況下所預定的增益比例值設置為大 於1。 6、 如申請專利範圍第5項所述的IQ不平衡估計及補償方法， 其特徵在於： 所述增益比例值是根據所述鎖定檢測器的狀態而相異地進行 設置。 ❹ 7如申明專利範圍第6項所述的iq不平衡估計及補償方法， 其特徵在於： 將所述鎖疋檢測H的狀態為「_」時的增益比雛設置成 比狀態為「敬」時的增益比例值小。 8如申明專利軸第2項所述的IQ不平衡估計及補償方法， 其特徵在於： 將品要&加所述增益的情況下所預定的增益比例值設置為大 於1。 19 201101775 9、如申請專利顧第8項所賴IQ不平衡估計及補償方法， 其特徵在於： 所述增舰例值是根據所述鎖定檢湘的狀態而相異地進行 設置。 10、如中請專利範圍第丨項所述的IQ +平衡估計及補償方 法，其特徵在於：

   在所述正交_增祕計器中，將同相信號的平均功率與不 平衡被補償後的正交信號的平均神的值進行比較，當所述比值 大於高_重_情況下，紅交路㈣益增加預定的增益比例 值大小並更新至正交路徑增益暫存器，當小於低·的情況下， 將正交路闕益減少航的比難A小並賤至正交路徑增 益暫存H ’當不屬於上述的兩歸況時，使正交路徑增益維持不 變。

   11、如申請專利範圍第10項所述的IQ不平衡估計及補償方 法，其特徵在於： 所述同相彳§號的平均功率與正交信號的平均功率的值是分別 通過下述公式2及公式5而得出： pi =E[Re{yCn))] 【公式2】 【公式5】。 =趨Re卜㈤)Τ W =E[Im{yc(n))] 20 201101775 12、如申請專利範圍第ι〇 法’其特徵在於： 項所述的IQ不平衡估計及補償方 所述高閣權重值大於卜低閾權重值小於卜 13、如申請翻第H)項所述的IQ不平衡估計及補償方 法，其特徵在於： :需要減y所述增益的情況下所預定的增益_值設置為小 於1。 14、如申請專利範圍帛13項所述的IQ不平衡估計及補償方 法，其特徵在於： 所述增益比例值是根據所述鎖定檢測器的狀態而相異地進行 設置。 15、 如申請專利範圍第14項所述的IQ不平衡估計及補償方 法，其特徵在於： 將所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」時的增益比例值設置成 〇 比狀態為「鎖定」時的增益比例值小。 16、 如申請專利範圍第1〇項所述的IQ不平衡估計及補償方 法，其特徵在於： 將需要增加所述增益的情況下所預定的增益比例值設置為大 於1。 17、 如申請專利範圍第16項所述的1Q不平衡估計及補償方 法，其特徵在於： 將所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」時的增益比例值設置成 201101775 比狀態為「鎖定」時的増益比例值大。 18、如申料概11第1項所述的1(3不平衡估計及補償方 法，其特徵在於： 所述鎖定檢測器使用如下方式： 從「開鎖」狀態轉換成「鎖定」狀_條件設^在所述串 擾增益估計11巾的串朗封被更獅轉将，同時在所述正 父路徑增益估計n中的正交雜增益不被更新㈣持不變，同時 總的IQ不平衡測量時間比預定的時間長；及 從「鎖定」狀態轉換成「開鎖」狀態時，僅依靠系統重定實 現。 19、如申請專利範圍第18項所述的IQ不平衡估計及補償方 法，其特徵在於： 在所述鎖定檢測器的狀態為「開鎖」的情況下，對串擾增益 暫存器與正交路徑暫存器的值進行更新。 20、 如申請專利範圍第18項所述的IQ不平衡估計及補償方 法’其特徵在於： 在所述鎖定檢測器的狀態為「鎖定」的情況下’對串擾增益 暫存器與正交路捏暫存器的值進行更新。 21、 如申請專利範圍第18項所述的IQ不平衡估計及補償方 法’其特徵在於： 在所述鎖定檢測器的狀態為「鎖定」的情況下，不再對串擾 增益暫存器與正交路徑暫存器的值進行更新。 22 201101775 ' 22、如申請專利範圍第1項所述的ίπ . 法，其特徵在於: 的不平衡估計及補償方 在所述IQ不平衡補償器中， 同相信號的值，將得出的串擾增益暫存器的值乘以 .除了串擾的正交信號乘以正交路徑增兴=中去除，之後將去 徑的增益。 9皿暫存裔的值而補償正交路 〇法補酬第〗撕勒1Q斜麟計及補償方 法’其特徵在於： ，在所述IQ不平衡補償器中，首先將正交信號乘以正交路徑增 益暫存器的值而補償正交路徑的增益，將串擾增益暫存器的值^ 以同相仏號的值而得出的串擾成分從增益被補償的正交信號中去 除’從而對此進行補償。 24、如申請專利範圍第1項所述的1Q不平衡估計及補償方 法’其特徵在於： 〇 將所述IQ不平衡估計器與補償器置於類比數位轉換器與直流 偏移消除器之後。 23