TW201029322A

TW201029322A - Method for tuning a digital compensation filter within a transmitter, and associated digital compensation filter and associated calibration circuit

Info

Publication number: TW201029322A
Application number: TW99100370A
Authority: TW
Inventors: Chi-Hsueh Wang; Chun-Ming Kuo; Ying-Ying Chen; Tai-Yuan Yu
Original assignee: Mediatek Inc
Priority date: 2009-01-22
Filing date: 2010-01-08
Publication date: 2010-08-01
Also published as: US8892060B2; US20120057653A1; CN101789770A; CN102694760A; CN102694760B; US20100183091A1; CN101789770B; US8081936B2

Description

201029322 六、發明說明：【發明所屬之技術領域】本發明係有關於一種用來對發射器之鎖相迴路所利用之基頻資料（BasebandData)進行數位補償濾波的數位補償濾波器（Digital Compensation Filter )之線上自我校準方案（〇n_Line Self CaUbrati〇n

Scheme) ’尤指-翻來調譜-發射器中之—數位補·波器之方 ❹法，以及相關的數位補償濾波器及相關的校準電路。【先前技術】數位密集射頻設計近來引起相當大的研究興趣；由於_地修復射=傳輸損害之可能性廣受注目，對射頻電路要求就有可能變得較為寬鬆，而_設計也可以更為輕純轉移到獨的製程尺度或移植到不同的晶圓代工廠。有一個示範性的應用就是直接頻率調變鎖鲁相迴路（Di祕Freq職y_M〇dulated pLL，贿虹^ ^ 號被數位地預先強化（Pre_Emphasize)以補償鎖相迴路的低通響應，鎖相迴路的迴路頻寬因此得以針對雜訊遽波而優化，此時高資料傳輸率調變仍是可能的。然而，有些問題諸如鎖相迴路的迴路頻寬與傳統的數位預先強化遽波器之間不吻合會導致顯著的訊號品質劣針對迴路參數諸如壓控振盪器（v〇lta於c⑽加_〇—Γ， VCO)增益與迴路增益之精確控制以及針對製程、電壓、溫度的變冬下之穩疋I·生的強化’均為直接頻率調變鎖相迴路的量產之關鍵要 -素。依據相關技術’所謂的全數位鎖相迴路（綱igitalpLL，⑽ 1 201029322 PLL)▲算是可絲實現直接頻率機馳迴路的—種方式丨然而，採，種方式將會深受過廣的追跡細及其娜的設計程序等限制之古°再者，很不幸地，溫度數位轉換器作亭她她卿㈤ Converter ’ TDC)解析度以及數位控制振堡器（d㈣μ論^ 〇sdnator，DC0)增綱為對製程、輕、溫度敏感的參數。如此，需要種新穎的方法來提供精確的迴路參數控制以及強化針對製程、電壓、溫度的變異下之穩定性。【發明内容】因此本發明之目的之一在於提供__種用來調諸—發射器中之一數位補償舰器之方法，以及相_數_舰波器及相關的校準電路’以解決上述問題。、、本發明之較佳實施例中提供—種用來調譜—發射財之一數位補償滤波器之方法，該方法包含有：藉由基於該發射器之至少一部分當中的訊號進行迴路增益校準，來取得至少—迴路增益校準結。果，並藉由對該發射器之該部分進行電阻電容 (Resistance-Capacitance，RC )摘測而不個別地量測其中的電阻之電阻值以及其中的電容之電容值，來取得至少—電阻電容侧結果，其中該電阻f容細結果對應於-細值，_代表—電阻值與-電容值之乘積，以及該數位補償遽波器包含—增益補償模組以及-電阻電容（RC)補償模組；以及藉由分別將該迴路增益校準妹果與該電阻電容_結果輸人至該增益補舰域該電阻電容補; 201029322 模組，來調諧該數位補償濾波器。尤其是，該發射器之該部分包含一鎖相迴路。 s 參 % 本發明於提供上述方法之同時，亦對應地提供—種相關的數位補償遽波器，該數位補舰波ϋ位於一發射料巾，該數位補償據波器包含：-增益麵做以及—容婦·。輯益補償模組係用來接收至少-迴路增益校準結果，其中該迴路增益校準結果係藉由基於該發射器之至少一部分當中的訊號進行迴路增益校準來取得。另外’該電阻電容補麵組制來接收至少―電阻電容侦測 …果〃中》亥電阻電谷偵測結果係藉由對該發射器之該部分進行阻電容偵測來取得’而非藉由侧地量測其中的電阻之電阻值以及其中的電谷之電谷值來取得，以及該電阻電容偵測結果對應於 =由該偵測值代表一電阻值與一電容值之乘積。此外，該數位補 :慮波雜藉由分聰該迴路增益校準結果無電阻電額測結果雨入至該增益補償模組與該電阻電容補伽組來調發射器之該部分包含-鎖相迴路。該路本H於提供上述方法之同時’亦對應地提供一種相關的校準電 ’ 4準電路位於—發射器當償滤波器以及-㈣他B 仅早祕包3有.數位補模組以及射魏位補舰波11包含-增益補償 *自伽組。練位補償舰H制來對該發射控制模料進行數位補健波。另外，該仃自缺準控制。尤其是，該控制模組藉由基於 201029322 抓射ϋ之該。卩分當巾的訊號進行迴路增益校準，來取得至少 ==:由對該發射器之該部分進行電阻電容_ J其中的電阻之電阻值以及其中的電容之電容值，來取得至少-電阻電容_絲，其中該電阻電容_結果對應於一摘測值，該偵測值代表—電阻值與一電容值之乘積。此外，該控制模組藉由分鱗該迴路增益鮮結果_纽電容制結果輸入至該增益補健_該微電容猶·，來職職位補償遽波器。尤其是’該發射n之該部分包含—鎖相迴路。【實施方式】〜在說明書及後續的申請專利朗當中使用了某些詞彙來指稱特定的元件。所屬領域中具有通常知識者應可理解，製造商可能會用不同的名詞來射_的元件。本說雜及後續的申料利範圍並不以名制差異來作為區分元件的对，而是以元件在功能上的差 ^來作為區分的基準。在本篇制#及_的請求項當巾所提及的「^含」係為-開放式的膀’故應轉成「包含但不蚊於」。另二’「雛」-詞在此係包含任何直接及間接的魏輕手段。因此，右文中描述-第-裝置输於—第二裂置，則代表該第—裝置可直接電氧連接於該第二裝置，或透過其他裝置或連接手段·地電氣連接至該第二裝置。请參考第1圖，第1圖為依據本發明一第一實施例之一種校準電路100的示意圖，其中本實施例之校準電路1〇〇係為一自我校準電 201029322 路。如第1圖所示，校準電路100包含：一基頻電路110 (標示為「基頻」）、一高斯濾波器120、一數位補償濾波器130、一控制模組 140、一通道選擇單元150(標示為「通道選擇」）、與一鎖相迴路160，其中控制模組140包含一迴路增益(Loop Gain，LG)偵測電路142LG 與一電阻電容（Resistance-Capacitance, RC )偵測電路 142RC，且鎖相迴路160包含一數位式三角積分調變器（sigma_Delta_M〇dulat〇r， SDM) 162 (標示為「三角積分調變」）、一除頻器164，一相位頻率 φ 偵測器166、一電荷泵168、一迴路濾波器no、一壓控振盪器172、與一功率放大器174。尤其是，校準電路100係位於一發射器諸如一個四波段（Quad_Band)全球行動通訊系統（G1〇balSystemf〇r MobileCommunications’GSM) /通用封包無線服務技術（General Packet Radio Service, GPRS )發射器當中’該發射器可基於一非整數型鎖相迴路（Fm—NPLL)來實現，且可將欲傳送之訊號透過同斯最小移頻鍵控（GMSK )射頻輸出（標示為r 」） ❾予以輸出、然而，這只是為了說明的目的而已，並非對本發明之限制。依據本實施例之-變化例，高斯舰器⑽並非必要元件，因此可予以省略。依據本實施例之另一變化例，該高斯最小義鍵控射頻輸出可被代換為與高斯最小移頻鍵控無關之另一輸出。依據本實施例，基頻電路⑽輸出基頻資料ιΐ8予高斯滤波器 = ===_基_118進行濾波以產生已紐基頻制船、輸已纽基頻資料128予數位補償遽波器130。於控 1、，且14G之控制下，數位補償滤波器⑽係用來對該發射器之至 201029322 少一部分賴_之基頻資·行齡顯紐。例如：該之^部分包含鎖相迴路謂。又例如：該發射器之該部鎖相迴路 160。更明確而言’數位娜慮波器13〇對已渡波基頻資料⑵進行數位補償渡波以產生已濾波基頻資料138，其中—加法器係被插入數 =補償舰If 13G與鎖相迴路16()之間，且縣將⑽波基頻資料、8以及通道選擇單元15〇所指定之通道頻率匕_1之和注入鎖相娜160。另外，數位式三角積分調變器162依據除娜⑹之輸出訊號對前述之和進行三角積分調變，以產生—調變結果予除頻器、64。於是’鎖相迴路16〇基於上述之調變結果與一參考頻率心來運作。例如·基於參考頻率&，相位頻率偵測器脱對除頻器⑹ 輪號進行相位/頻率偵測以產生—侧訊號予電荷果⑽，使電何泉168據以輸出。迴路驗器17()對電躲168之輸出進行、路;慮波以產生—電壓喊，來控制壓控振魅⑺。壓控振蓋器 172之輸出係由功率放大器m所放大，且另用來作為透過除頻器 164送往相位頻率偵測器166之反饋。 :實作上’校準電路1〇〇可區分為一類比部分與一數位部分，其中該類比部分包含：除_ 164 (例如：—個除二（Divide_by_Tw〇) 或除四（；Dlvide，by_F()ur)輸出除頻器）、相位頻率_器i66、電荷系，68迴路遽波器17〇 (例如··—個晶片内（〇〜啊）三階迴路應波器）、壓控振堡器172、功率放大器174、以及控制模組140中 201029322 之電阻電容侧電路M2RC之-部分，而該數位部分包含基頻電路 110、高斯滤波器120 (例如：-個高斯脈衝整型（puIseSh叩ing) 濾波器）、數位補償濾波器130、控制模組14〇之一部分、通道選擇單元150、以及數位式三角積分調變器162。第2圖繪示第1圖所示之數位補償毅器13〇的示意圖。數位補償滤波器130包含-增益補償模組132 (於第2圖 • 「F「LG⑻」）與一電阻電容⑽）補償· 134 (於第2圖中係標示為「Frc⑻」），均位於數位補償濾、波器13〇巾之下方路徑，·數位補乃匕劣延遲器136 ’位於數位補償濾波器13〇中之上方路徑。在此’數位補償滤波ϋ⑽中之下方路徑與上方辭接收數位補健波器130之同一個輸入，諸如已滤波基頻資料I 依據本實施例，增益補償模組132係用來接收至少一迴路辦Μ校準結果，諸如迴路增益校準結果&或其代表物，其中該迴路增益校 ^結果係藉由基於該發射器之至少—部分當中的—些訊號進行独鮮來取得。例如：該騎部分包含軸鱗160。又例如亥發射器之該部分係為鎖相迴路·。另外模組134係用來接收至少-電阻電容⑽偵測結果，諸如電t電容侧結果Krc或其代表物，其中電阻電容侧 = 表物）係藉由對該發射器之該部分進行修電容偵測來=而！; 中的電阻之電阻值以及其中的電容之電容值來取二測值代I ^貞測結果KRC (或其代表物）對應於—偵測值’ 該偵測值代表一電阻值食 - 值與—電容值之乘積。此外，延遲器130延遲 11 201029322 健波1113G之輸人（《是延遲已濾波__)以，、延遲作騎2 _示之上林徑之輸出。在此，—加法器係 ^力:總第2 _示之上方路徑與下方路徑之輸出以產生該數請之輸出，諸如罐基頻資料138。於是，已遽波基頻細38實質上係為來自該下方路徑之元件（即增益補償模_ 與電阻電容謂模㈣4) _償結果以及已舰基賴彻的 If之和。'枝’基於第2騎^之轉，触補舰波器⑽ 係藉由刀職魏增益鮮結果‘（或其代表物）與雜電容伯測結果KRG (或其代表物）輸人至增益補麵組阳與電阻電容補仏模、.且134來調#。尤其疋，藉由利用迴路增划貞測電路i42LG(其透過迴路增益校準結果Klg來控制數位補似波器⑽），控制模也 M0能夠社鮮⑴n_Line㈣咖）數蝴錢划m之迴路增益補償·。她地，藉由_電阻電容_電路M2RC (其透過電阻電容偵測結果Krc來控制數位補償遽波器⑽，控制模組刚此夠線上彳*準數位補償m 13G之電阻電容補償特性。、請注意，本實施例之控制模組14(H系用來進行自我校準控制，其中鹏增益細電路142LG進行上述之迴路增益鮮，且電阻電容偵測電路142RC進行上述之電阻電容_。例如：迴路增益翻電路142LG可包含一個二元式相位偵測器（3啊細驗〇咖伽， BBPD ;未顯示）與—適應性增益累積器（AdaptiveGain ’ ^ccumulator，未顯示），其巾該二元式相位彳貞測器產生—數位輸出， k個數位輸tB伽來指出除鮮1M的輸出訊號相對於參考頻率 12 201029322

Fref之相_先或她落後，_應性增益累積用其本身内部之上下數δ十數器（Up_D〇wnC_ter)來累積這個數位輸出。尤其是，在除頻器164是分數除頻器（Fracti〇nalDivider)的狀況下來自該上下數計絲的結果可加上欲扣輸人至除㈣164之通道碼 (Channel Cade)’所以除頻器比例（DivitoRatiQ)·可依據相位領先/落後的方向來調諧。於該除頻器比例的調諧之後，壓控振盈器 172的輸出之頻率偏移會重新產纟，以減少靜態相位誤差。當靜態 ❹誤差接近零之時，上述之二元式相位偵測器會指出相位領先或 :後之機會均等；因此’分數碼⑽㈣㈣心⑹就會收斂七此，藉由利用迴路&益偵測電路142LG，控制模組刚能夠透過迴路增益校準I。果KLG來線上校準數位麵滤波器⑽之迴路增益補償特性。關於進—步的實施細節’請參考第3圖之說明。第3圖為依據本發明一實施例之一種用來調諧一發射器中之一懲數位補償滤、波器之方法91〇的流程圖。第3圖所示之方法可應用於第1，所π之校準電路1〇〇,尤其是其中的數位補償滤波器另外第3圖所示之方法可藉由利用第丨圖所示之校準電路1〇〇來實施尤其疋其中的數位補償濾波器13〇。該方法說明如下：於步驟912中’於該數位補償濾波器諸如第2圖所示之數位補償 /慮波器130中’提供—增益補償模組與_電阻電容補償模組，諸如增益補償做132與電阻電容補健組134。 13 201029322 於步驟9U中，控制模組14〇藉由基於該發射器之至少一部分春中的訊號進行迴路增益鮮，來取得至少—迴路增益校準結果(例田如：該發射器之該部分包含鎖相迴路16〇，或者該發射器之該部分係為鎖相迴路160)，且另藉由對該發射器之該部分進行電阻電容偵測而不個別地量測射的電阻之電_以及其巾的電容之電容值，' 來取得至少-電阻電频戦果。例‘前述之至少—迴路增益校準結果可為瓣增益校準結果Klg或其代表物。又例如：前述之至少一電阻電容_結果可為電阻電容侧結果‘或其代表物。為了便於理解’迴路增益校準結果Klg與電阻電容偵測結果^觀« 於某些朗。這只是為了說_目的而已，並非對本發明之_。依據本實施例之不同的變化例’迴路增益校準結果&可被代換為其代表物，及/或電阻電容偵測結果Krc可被代換為其代表物。於本實施例中，該迴路增益校準可基於參考頻率&以及除頻器脱之輪出訊號來進行。於步驟916中，控制模組140藉由分別將迴路增益校準結果Klg © 與電阻電容偵測結果KRC輸入至增益補償模組132與電阻電容補償模組m，_舰數賴舰㈣，諸如第2圖卿之數位補償濾波器130。、於本實施例中’控制模組14〇係用來調譜數位補償遽波器⑽，乂對該發射ϋ之該部分透過線上自我校準的運作進行數位補償。尤其是’控綱組Μ0藉由對該發射器之該部分進行該電阻電额測 14 201029322 而不個別地量測其中的電阻之電阻值以及其中的電容之電容值，來取得複數個電阻電容偵測結果(例如:電阻電容侧結果之一個或多個代表物/偵測值)，且該數位補償據波器係基於該些電阻電容偵測結果的籠來繼。如此，控賴組⑽_來藉由分別將該些電阻電容偵測結果輸入至電阻電容補償模組134來動態地調譜數位補償舰H 13G，以基於㈣電阻電容侧結果(例如：電阻電容 _結果KRC之-個或多個代表物^貞測值)的變化來校準數位補參償濾波器〗3〇之補償特性。尤其是，步㈣4與步驟916可被重複地執行。依據本實施例之 i例’於執行步驟916之後，可重新進入步驟914。於是，數位 2魏波n 由分聰該些餘電容_結果輸人至電阻電谷補償模組134來動態地調諧，使得數位補償遽波器·係基於該些電阻電容偵測結果的變化來調諧。如⑽面所述’電阻電容侧絲Krg對應於—侧值，該偵測值代表-日電_與-電容值之_。用電阻電容_結果 KRC里顯相迴路16〇(尤其是迴路級器丨聊之諸電阻之電阻似及量測軸鱗(尤其是迴_波11 m)中之諸電容之電容 f都是不必要的。於是，她於_技術，本實_之方法可提供極佳的效能以及高精確度。、帛4A圖繪不於第3圖所示實施例之一特例當中對應於第1圖所 15 201029322 ’、鎖相路16〇的方塊示意圖。第4A圖所示之架構彻包含對應於相位頻率偵測器脱與電荷粟⑽之功能方塊仙與42〇，且另包含分別對應於迴路渡波器17〇與壓控振1器m之功能方塊 430與440’並且另包含對應於數位式三角積分調變器⑹與除頻器 164之功能方塊45〇與46〇。為了便於理解，架構4〇〇可視為鎖相迴路160之-相位麵型，其中符號^、z⑻、與尺彻分別代表相位頻率制H 166、祕較n 17〇、與驗振盪器172之轉換函數，而符號0ref、、與0in分別為相關訊號諸如參考頻率、壓控振盪器172之輸出、與前述注入鎖相迴路16〇之和的相位域代表物。© 關於符號「s」’諸如第2圖或第4A圖所示者，請注意s=jw，其中符號j代表虛數的單位，而符號评代表角頻率。即使』與_j均可視為;1的平柿’在典魏況下，上述錄的單_是可以寬鬆地稱為「-1的平方根」。第4B圖!會示第4八圖所示之特例中所用到的某些電阻/電容電路（Resistor-CapacitorCircuit)的實施細節；其中對應於迴路濾波器 Ο 170之功忐方塊430包含有：如第4B圖所示之電阻/電容電路，其包含電阻R2、R4、與R6以及電容C2、C4、與C6。為了簡明起見，迴路慮波器170中之電阻{R2，R4，R6}的電阻值以及迴路濾波器170 中之電容{C2, C4, C6}的電容值此後分別寫成相似的符號{R2,仏，叫與{C2，C4，C6}。另外’符號&係為參考頻率Fref以及除頻器164之輸出訊號之間的相位誤差之相位域代表物。 16 201029322 * 基於第4A圖、第4B圖所示之圖示，相關的運作原理說明如下。令符號H_p(s)與HPLL⑻分別代表數位補償滤波器13〇與鎖相迴路⑽之轉換函數。給定符號Heq⑻代表針對一預定頻率範圍的均句轉換函數（Ε_細ferFunetic)n) ’例如：响轉換函數Ms) 係為在校準電路之線上自我校準過程中所要藉由控制數位補償遽波器m的補償特性來達到之目標整體響應，則這些轉換函數之 _ 間的關係可用下列方程式來表示：

Hcomp⑻ * HPLL(s) = HEq(s);或 I^comp(S) = HEq(S) / HPll(S)。 ^了 4數位補償紐II 13G，給定翻迴路· 係為一非整數型鎖相迴路，則上面兩方程式中之後者可表L下鲁 Hcomp(s) = Heq(s) * (N / Hpll(s)) = HEQ(s)*((1+T〇p(s))/T〇p(s)) = HEQ(s)*(i + (1/T〇p(s))). 其中符號T0P⑻代表鎖相迴路·具備開迴路組態時的轉換函數。關方==1%應於一理想化狀況’而其對應於一實嶋 17 201029322 H’com/s) = HEQ(s” (j + (1 / τ，〇ρ⑻)）鳴 Q(S”(l+(1/(T〇p(s)/Kcai))) = HEQ(s)^1+(l/T〇P(s))*KCal); 其中符號HWs)代表數位麵濾波請在該實際狀物麵請姆嫩观備開迴路理;^符號^代表應#用來消除該實際狀況與該理想化狀況之間的差異之校準因子。

=>

Kcal = K〇 / K’G = (Kpfd * Kvc〇 * N’）/ (K’pfd * KVc〇 * ^^以及 T0P(S) = (2ττ” (Kpfd * Kvco * Z(S)) / (N * S); 其中符號1^餘顧稍錄盯之盤，槪K，G代表在化狀況下之增益，符號K，pfd與K，VG。分別代表相位解鋼器^

Q 與壓控振魅172械實際錄況下之雜函數，且符號叫對於數值N在該實際化狀況下之相關表示。請參考第4A圖，

HpLL(s) H = N * T0P⑻ / (1 + T0P(S)); 其中 T0P(S) = (2τ) * (Kpfd * Kvco * Z(s)) / (N * s)。請參考第4B圖， 18 201029322 Z⑻=R2 / (1 + (C2R2 + C4R2 + C6R2 + C4R4 + C6R4 + + (C2C4R2R4 + C2C6R2R4 + C2C6R2R6 + C4C6R2R6 + C4C6R4R6)s2 + (CzQQI^R^s3)。因此，數位補償濾波器130之轉換函數可表示如下：

Hcomp⑻=HEQ(s) * (1 + (1 / Top(s))) =Heq(s) * (1 + (Ns / (Ipfd * Kvc〇 * R2)) * (1 + (C2R2 + c4R2 + C6R2 + C4R4 + C6R4 + C6R6)s + (C2C4R2R4 + c2c6R2R4 + c2c6R2R6 +。4。6喻 +。4队邮2 + (CaCfgR^R^R^s3)); /、中付號Ipfd代表相對於轉換函數Kp纪之電流的相關表示。 :假5又-第-電阻電容乘積對一第二電阻電容乘積之比值係為盘 %該發射器的製程環境無關之常數，其中該第-電阻電容乘積與該第 -電阻電容乘積係為上崎财程式中之各個電阻電容乘積的任意 ^者(例如：C2R2、C4R2、.等，與吸桃、⑽咖、等以 ^卿錢）。因此，藉由抽出（提出）共同因子諸如‘與 RC ’上面a個株式可被娜為其簡化表示式如下：

^compCs) = Heq(s) * [1 + gjKLQS + g3KLGKRC2s3 + g4KLGKRC3s4]

HEq(s) * [1 + glK：LGS 19 201029322 * (1 + KRC (s / w〇) * (1 + Krc (s / w2)) * (1 + KRC (s / w3))]；其中符號gi、gz、心、與g4代表當該些共同因子諸如Klg與Krc被抽出時之各項的相關係數，而符號％、、與％代表上面這個方程式最末一行的表示法中之極點位置的頻率參數。

Hc〇mp(s) = Heq(s) + KLG * Hn(s) * Hci(s) * HC2(s) * Hc3(s)；其中1^(8) = (1+1^*(8/〜〇)，且索引i於本特例中由i變化至3, 並且HN(s)代表該數位補償濾波器之一部分諸如第5圖所示之功能方塊520的轉換函數。請注意，符號諸如「知⑻」、「H口⑻」、與「如⑻」係分別為「He 1(s)」、rHc 2⑻」、與「Hc 3(s)」的簡化符號。建議符號「知⑻」①要寫成其簡化符號「HCi(s)」，以避免在上面這個方程式被轉換為—般形式時可顯為符號之下標意義不明確而產生混淆。因此，數位補償濾波器130可基於第5圖所示之等效補償架構 5⑻來設計；第5圖繪示第4A圖所示之特例中關於該數位補償遽波器，等效補償架構’其中功能方塊別與例分別對應於延遲器136 與第2圖所示之加法器’功能方塊腦、530-2、與测對應於電阻電容補償模組134，且功能方塊54G對應於增益補麵組132。在此，功能方塊510被標示為rz-n」（這表示功能方塊51〇是一個延 201029322 遲器），其中η為整數，且η可大於或等於丨。請注意，迴路增益校準結果KLG被輸入至第5圖所示之功能方塊54〇,作為功能方塊54〇所代表之放大器的增益。另外，上述之電阻電容摘測結果的代表物 △KRC被輸入至電阻電容補償模組丨34，其中電阻電容補償模組^% 包含複數個串聯之濾波單元，諸如功能方塊5304、53〇_2、與53〇_3。如第5圖所* ’標示為「Hci」、「如」、與「如」之各個功能方塊 53(M、530-2、與530-3代表分別具有轉換函數Hci(s)、Η。⑻、與參 Hc3⑻之濾波單元。針對數位補償濾波器130之實施，尤其是第5 圖所示之等效補償架構5GG，尚有—些方程式另詳列如下; HN(s) = HEQ(s)sgl * (1 + (s / Wi)) * (1 + (s / W2)) * (1 + & / 心以及 Hc> i (s) = (1+ KRC ^ (s / Wi)) /(H-(S/ Wi)) =1 + AKrc * ((s / Wi) / (1 + (s / Wi))；其中 ΔΚι^ = KRe — 1 般而言，該複數個串聯之齡單財之觀單元的數目可大於絲該絲侧料^之缝單福數目而叙. 域數觸波單元之每1波單元具有下列轉換函 HC)i(s) = (l+KRC*(s/w.))； 201029322 ，、中/絲該魏波料者(尤妓前较 =」）的索引而且索引i由！變化至t，叫w而且]與別^爭虛數的單位以及鏡率，以及Wi代表關於該魏波單元巾之一 ^ 其是前述之「每—舰單元」）_率參數而且索引i由i變化t 另外，該數位補償濾波器諸如第2圖具有下列轉換函數：圖打之數位補彳讀波器no

Hc〇mp(s) = HEQ(S) + KLG * Hn(s) * Hc, t (s) * HC) 2 (s) * ... * Hc r (g). ❿ 其中Hc’i⑻= (1+KRC*(S/Wi))’且於這個一般例當中，索引1由^ 變化至I。其它符號諸如「Heq(s)」、「Klg」、與「Hn(s)」的定義分 2與上述之特例中之符號定義相同。為了簡明起見，這個—般例與洳述各個實施例/變化例相仿之處不再重複贅述。第6圖繪不第5圖所示之某些濾波單元的實施細節，尤其是那些❹ 接收上述之電阻電容偵測結果的代表物△反叱之濾波單元的實施細· 節。濾波單元530-i的架構不僅可應用於前述之特例，亦可應用於上述之一般例，其中索引i在這個一般例當中由丨變化至j。如第6 圖所示，濾波單元530-i包含功能方塊610、620、630、640、M0、 660、與670。功能方塊610與630代表延遲電路，且功能方塊62〇與670代表加法器，而功能方塊640、650、與660則代表三個放大器，這三個放大器的增益值分別為參數ai與bi以及上述之電阻電容 22 201029322 ’ 個絲的储物ΔΚί^。_參數a#bi岐義，它們可得自雙線性轉換（BilinearTransform)。在此，雙線性轉換的方程式'^在面以便於理解： S = 2fs*((l—ζ-ι)/(1+ζ_ι)); 其中雙線性轉換的方程式為業界所熟知，故為了簡明起見，其意義不在此資述。 ❿ 在進行由s域至Z域之雙線性轉換之後，He，i⑻的方程式可被轉換為Hc,i(z)的方程式。例如：

He, i (z) - 1 + AKrc * ((2fs / w〇 * (1 - z -1) / (1 + z -1)) / (1 + (2fs / wO* (1 - z_1) / (1 + z _】)） =1 +AKRC5,s((2fs/(wi+ 2^))^(1-2-1)) / (1 + ((Wi - 2fs) / (Wi + 2fs)) * z ·】） =1 +AKRC*(bi*(l-z-1))/(l + ai*z·1)；其中％ = (% - 2fs) / (Wi + 2fs)，且 bi = 2fs / (Wi + 2fs)。第7圖為第4A圖所示之特例中關於該數位補償濾波器諸如數位補償濾波器130的相關參數的參數表。例如：給定fs = 4.331ViHz且索引 i由 1 變化至3，當\¥1 = 0.153]\/11^、\¥2 = 6.461^抱、且评3 = 48.69 MHz時’參數{ai，a2，a3}與{bhb2，b3}的近似值分別為{-0.7999， 23 201029322 0.6482, 0.9449}與{0.8998, 0.1759, 0.0275}。第8圖纷示本發明一實施例中關於第1圖所示之電阻電容偵測電路142RC的實施細節。本實施例之電阻電容偵測電路142RC包含·操作放大器（〇perati〇nai Amplifier，OP Amp) 810 與 830，一電晶體諸如金氧半場效電晶體（Metal_〇xide_Semic〇nduct〇r Fidd Effect

Transistor，MOSFET) 850，一比較器 870，電阻 R8卜 R82、R83、與R84 ’以及開關si與S1B ;在典型狀況下，開關S1B具有與開關si反向之狀態。請注意，電容Cx可代表迴路濾波器17〇的電阻 ® /電容電路中之諸電容的任一者，且電阻Rx可代表迴路濾波器17〇的電阻/電容電路中之諸電阻的任一者，其中當有需要進行前述電阻值與電容值的乘積之偵測時，電容Cx以及電阻^可藉由某些切換機制（電路）被動態地併入電阻電容偵測電路142RC，而在第8 圖所示之電容Cx後面所附加的符號「[n:〇]」即代表該些切換機制 (電路）之控制訊號。為了簡明起見，電阻{Κ81，Κ82，Κ83，Κ84，^^ 的電阻值以及餘㈣的電容減後分前餘似崎號{1^為，Q R83，R84，RX}以及{Cx}。 2, 操作放大器810的正端子之電壓位準可表示如下··

Va ~ ((Rg2 + R83 + Rs4) / (R8j + R82 + R83 + Rg4^ * AVDD ; 其中符號AVDD絲電阻電容細電路丨彳就之驅動電壓。 24 201029322 另外，電阻R82與R83之間的節點之電壓位準可表示如下 Vf = ((r83 + r84) / (r81 + r82 + 仏3 + Rs4)) * AVDD。此外，電阻R83與R84之間的節點之電壓位準可表示如下. 魯 - (R84 / (Rsi + R82 + 尺83 + R84)) * AVDD。給定由電阻Rx流至操作放大器_的負端子之電流微乎其微且因此可被忽略，藉由將所謂的虛擬接地（VirtualGr〇und)假設應用於操作放大器810，則由電阻κχ流至電晶體85〇之電流以可表示如下：议=(AVDD - Va) / Rx 鲁=(Rsi / (R81 + R82 + R83 + r84)) * AVDD / Rx "(Rsi/RtoO^AVDD/RJ ；、中 Rtot = (Rsi + Κ·82 + Re3 + R_84)。因此，

Ix /Cx = (Rsi / Rt〇t) * (AVDD / (Rx * Cx));以及 AV/At = (Vf_ yi)/At 25 201029322 =(¾ / Rtot) * (AVDD /At); 其中上面兩方料中之後者代錢容Cx的上方端子之轉由電壓位準Vl被充電繩位轉，且符驗代表電壓位準Vf與vi之間的電壓差(vf _ vi)。電壓位準％壓位準Vf分別輸入比較器87〇的正、負端，以產生比較器輸出。 17 令AVMtMx/Cx，其可改寫如下：春 △V /At = (R81 / Rtot) * (AVDD / (Rx He Cx))。對上面這個方程式求解，則電容Cx的充電時間可表示如下：

Tcharge = (Rx / R81) * R83 * Cx ; 這表示前述電阻值與電容值之乘積（諸如乘積(Rx*Cx))可以藉由以上揭露之機制來迅速地取得；例如：只要充電時間與比值 (¾3 / Rsi)已知，即可迅速地取得乘積(R/ Cx)。本發明的好處之一是，以上各個實施例/變化例所揭露之方法以及相關的數位補償濾波器及相關的校準電路能提供精確的迴路參數控制以及強化針對製程、電壓、溫度的變異下之穩定性。 26 1 201029322 好歧，個_嶋目魏16G巾之諸電阻的以及量、聰相第犯圖所不之電阻阳，財，峋的電阻值敗，心叫）電容似ΓΓ路160中之諸電容的電容值(例如：第4B圖所示之 {从卬的電容值抑心灿都是不必要的^卜當採益礙時，紐爾舰11⑽的簡躲可财地被調譜述電阻值減容叙_諸如cx)可迅迷也被取仔，以供校準電路⑽的線上自我校準之用。做·^僅縣發明讀，凡依本發明申料利範圍所 U之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。【圖式簡單說明】第1圖為依據本發明-第一實施例之—種校準電路的示第2圖繪示第1圖所示之數位補償濾波器的示意圖。“ % 第3圖為依據本發明—實施例之—種用來概—發射補償濾波器之方法的流程圖。 ° 數位 .應於第1圖所示第4A圖繪示於第3圖所示實施例之一特例當中對之鎖相迴路的方塊示意圖。電阻/電容電路 :補償濾波器之等效補第4B圖繪示第4A圖所示之特例中所用到的某此 (Resistor-Capacitor Circuit)的實施細節第5圖緣示第4A圖所示之特例中關於該數位；償架構。第6圖纷示第5圖所示之某麟波單4實施細節，尤其是那些接 27 4 201029322 收一電阻電容（Resistance-Capacitance，RC )偵測結果的代表物之滤波單元的實施細節。第7的圖參為數第^騎㈣则嫌犧㈣的相關參數第明一實施例中關於第1圖所示，校準電路基頻電路基頻資料南斯滅波器已滤波基頻貨料數位補償濾波器增益補償模組電阻電容補償模組延遲器控制模組迴路增益偵測電路電阻電容偵測電路通道選擇單元鎖相迴路

【主要元件符號說明】 100 110 118 120 128,138 130 132 134 136 140 142LG 142RC 150 160 28 201029322

% 162 數位式三角積分調變器 164 除頻器 166 相位頻率偵測器 168 電荷泵 170 迴路濾波器 172 壓控振盪器 174 功率放大器 400 鎖相迴路的相位域模型 410 對應於相位頻率偵測器之功能方塊 420 對應於電荷泵之功能方塊 430 對應於迴路濾波器之功能方塊 440 對應於壓控振盪器之功能方塊 450 對應於數位式三角積分調變器之功能方塊 460 對應於除頻器之功能方塊 500 數位補償濾波器之等效補償架構 510 對應於延遲器之功能方塊 520 數位補償濾波器當中不受KLG、KRC 控制之一部分之相對應功能方塊 530-1,530-2, 530-3 對應於電阻電容補償模組之功能方塊 530-i 濾波單元 540 對應於増益補償模組之功能方塊 4 29 201029322 550 610, 630 620, 670 640, 650, 660 810, 830 850 870 910

912,914,916 a, b AVDD C2, C4, C6, Cx F channel

Fref GMSK—RF—Out lx

Klg

Krc R2,R4,R6, R81,R82, R83, R84,Rx

SI, SIB

Vf, Vi, Vx

Wb W2, W3, fs 對應於加法器之功能方塊延遲電路加法器放大器操作放大器金氧半場效電晶體比較器方法步驟放大器的增益值參數驅動電壓電容通道頻率參考頻率高斯最小移頻鍵控射頻輸出電流迴路增益校準結果電阻電容偵測結果電阻開關電壓位準頻率參數 201029322

Ms), 0〇ut(S)，0in(S), θε，0out 相位域模型中之相對應訊號的符號

Claims

201029322 七、申請專利範圍：

-種用來觸-發射器中之—數位補償濾波器之方法包含有： ’該方法藉由基於該發射㈣之至少—部分當巾的滅進行迴路增益校，來取得至〃迴路增益校準結果，並藉由對該發射器之該部分進行電阻電容（ReSiStance-Capacitance RC) =測而不_地量測其中的電阻之電阻值以及其中的電 ♦之電谷值，來取得至少—電阻電容侧結果，其中該電阻電容侧結果朗於-侧值，該侧值代表一電阻值與—電容值之乘積，以及該數位補舰波器包含一 +增益補償模組與-電阻電容（RC)補償模組；以及藉由刀職麵路增錄準結果無電阻電容_結果輸入至該增益補償模組與該電阻電容補償模組，來調譜該數位補償濾波器。 2.

如申請專利範圍第i項所述之方法，其另包含有：赠=倾職顧，輯之_分透過線上自我杈準的運作進行數位補償。 ==範圍第1項所述之方法’其中該數位補償器係償模电來2 ^Μ容細結轉人至該電阻電容補表動態地調譜’使得該數位補償濾波器係基於該至少 32 3. 201029322 一電阻電容糊結果賴化來調譜其中該發射器之該部分包 4_如申請專利範圍第！項所述之方法，含一鎖相迴路。 5. 如申請專利範㈣1項所述之方法，包含：其中該電阻電容補償模組 Φ 單元之每一濾波單、個串聯之濾波單元，其中該複數個滤波几具有下列轉換函數： Hc.i(s) = (l+KRC,(S/Wi)); ，中，表關於該些遽波單元中之—者的少一電阻電容伽社專. Ren㈣至位以及角頻车 JW而且j與W分別代表虛數的單率參數員率’以及Wl代表關於該些·單元中之-者的頻有第5項所述之方法’其中該數位補舰波器具 Hc〇mp^HEQ(s) + KLG，H^ ^ 、中 HEq(s)代表針對_ ’ Ks)，表該至少〜迴路 ’&的均勻轉換函數，KLG代之-部分的轉換函t ’ Hn(s)代表該數位補償渡波器單元的數目。、代表該複數個據波單元中之遽波 33 201029322 7· 一種數位補償濾波器，該數位補償濾波器位於一發射器當中，該數位補償濾波器包含有：一增益補償模組，用來接收至少一迴路增益校準結果，其中該迴路增益校準結果係藉由基於該發射器之至少一部分當中的訊號進行迴路增益校準來取得；以及一電阻電容（Resistance-Capacitance, RC)補償模組，用來接收至少一電阻電容⑽）_結果，其t該電阻電容偵測結果係藉由對該發射器之該部分進行電阻電容偵測來取得，而非藉由個別地量測其中的電阻之電阻值以及其中的電谷之電容值來取得，以及該電阻電容偵測結果對應於一偵測值，該偵測值代表一電阻值與一電容值之乘積；其中該數位補償遽波器係藉由分別將該迴路增益校準結果與該電阻電容侧結果輸人至該增益補償與該電阻電容補償模組來調諧。 8.如申請專利範圍第7項所述之數位補似波器，其中該數位補償滤波器係被調譜，以對該發射器之該部分透過線上自我校準的運作進行數位補償。 9·如申請專利範圍第7項所述之數位補償濾波器，其中該數位補償慮波器係藉由分別將該至少一電阻電容偵測結果輸入至該電阻電容補償模組來動態地調譜，使得該數位補償滤波器係基 34 201029322 於該些電阻電容偵測結果的變化來調諧。 10.如申請專利範圍第7項所述之數位補償渡波器，其中該發射器之該部分包含一鎖相迴路。 11.如申請專利範圍第7項所述之數位補償滤波器，其中該電阻電容補償模組包含：複數個串聯之滤波單元，其中該複數個遽波單元之每一渡波單元具有下列轉換函數： Hc,i(s) = (l +KRC*(S/Wi))；其中i代表關於該麵波單元中之—者的索引，代表該至 y電阻電谷偵測結果，s=jw而且』與评分別代表虛數的單位以及角頻率，以及wi代表關於該些渡波單元中之-者的頻率參數。 12. 如申清專利範圍第U項所述之數位補償渡波器，其中該數位補償慮波器具有下列轉換函數： ... HC0mp(s) = Heq(s) + Klg * Hn(s) , Hc i (s) , Hc 2 (s) , , Hc {(g)；之一單元的數目其中HEQ(s)代表針對一預定頻率範圍的均勻轉換函數，—代表該一迴路增益校準結果，HN⑻代表該數位麵滤波器 P刀的轉換函數，以及T代表該複數健波單元中之遽波

35 201029322 13.如申請專利範圍第7項所述之數位補償滤波器，其中該增益補償模組與該電阻電容補償模組係被串聯。 14·如申請專利範圍第7項所述之數位補償濾、波器，其中該數位補償遽波器中之-第-路徑與一第二路徑接收該數位補償滤波器之同個輸入’以及該增益補償模叙與該電阻電容補償模組均位於該第-路徑；以及該數位補償舰器另包含：一延遲器，絲輯缝位補職波器之該輸人以產生其延遲作為該第二路徑之輸出，其中該延遲器係位於該第二路徑上；以及一加法器’用來加總該第—路徑與該第二路徑之輸出以產生該數位補償濾波器之輸出。 15. -種校準電路’該鮮位於—發射器當中，含有：該校準電路包 ❿ 一數位補償舰H，用來對該發射器之至少 :波器包含有：基頻資料進行麻爾射，職_健，稽_之一增益補償模組；以及 —電阻電容（Resist繼_Capadtance，Rc)補償模組；以及一控^2自我校獅，雜·_由細射:之該· Μ馳舰行迴路顧縣，來取得夕-迴路增益鮮結果，且騎由對該發射器之該部 I 36 201029322 分進行電阻電容（RC)偵測而不個別地量測其中的電阻之電阻值以及其中的電容之電容值，來取得至少一電阻電容偵測結果，其中該電阻電容偵測結果對應於一偵測值，該偵測值代表一電阻值與一電容值之乘積；其中該控制模組藉由分別將該迴路增益校準結果與該電阻電容偵測結果輸入至該增益補償模組與該電阻電容調譜該數位麵慮波器。 ^ 16.如申請專利範圍第15項所述之校準電路，其中該控制模植係用來調諧該數位補償滤波器，以對該發射器之該部分透過線上自我校準的運作進行數位補償。、 17·如申料概圍第15_叙鮮電路，其情控制模組係用來藉由分麟複數個電阻電容_結果輸人至該電阻電容補償模組來動態地調譜該數位補償渡波器，使得該數位補償滤波器係基於該些電阻電容偵測結果的變化來調諧。心 18. 如申請專職圍第I5項所述之校準電路，其中該發射部分包含一鎖相迴路。器之該電路，其巾Itf阻電容補 19.如申請專利範圍第15項所述之校準償模組包含：複數個串聯之舰單元，其中該複數個魏單元之每_滤波單 37 201029322 元具有下列轉換函數： He, i (s) = (1 + KRC * (s / Wi))；其中i代表關於該些渡波單元中之一者的索引，—代表該電 =^貞_果’ s，㈣』·與w分別代表虛數的單位以及角頻率’以及喊表_該·波單种之—者的頻率參數。遽如申請專利範圍第】9項所述之校準電波器具有下列轉換函數·· ^準電路，財該數位補償 φ Hc〇^) = Heq(s) + Klg，HnW ^ 的轉換函數 = 戈表該數位補償濾波器之-部分目。幻代表該複數個遽波單元中之渡波單元的數八、圏式： 38