TW201014136A

TW201014136A - Step-up DC/DC voltage converter with improved transient current capability

Info

Publication number: TW201014136A
Application number: TW098125972A
Authority: TW
Inventors: Richard K Williams
Original assignee: Advanced Analogic Tech Inc
Priority date: 2008-07-31
Filing date: 2009-07-31
Publication date: 2010-04-01
Also published as: JP2011530269A; KR20110033949A; EP2313963B1; JP5401546B2; TWI403082B; EP2313963A2; WO2010014232A3; US20090102439A1; US7977927B2; CN102171918B; WO2010014232A2; EP2313963A4; KR101335764B1; CN102171918A

Description

201014136 六、發明說明：【發明所屬之技術領域】本發明係關於供用於直流/直流轉換及電壓調節中之切換電源之設計、運作及效能，且係關於用於此等轉換器之半導體組件。特定而言，本發明著重於升壓型直流/直流轉換，亦即，其中輸出電壓超過輸入電壓，且特別係著重於直流/直流轉換，其中輸出電壓明顯地大於最小輸入電壓。本申請案係各自在2007年8月8日提出申請，且以全文引用之形式併入本文中之申請案第丨1/89〇,8丨8號及申請案第 1 1/890,956號之部分連續案。【先前技術】通常需要電壓調節來防止為各種微電子組件（例如數位 C半導體3己憶體、顯示模組、硬磁碟驅動器、射頻（rf) 電路、微處理器、數位信號處理器及類比IC)供電之供應電壓之變化，特別係電池供電應用（例如蜂巢式電話、筆記型電腦及消費者產品）之變化。由於通常必須將一產品之電池或其他直流輸入電壓升高至一較高直流電壓或降低至一較低直流電壓，因此將此等調節器稱為直流至直流轉換器。每當電池電壓大於所需負載電壓時即使用降壓型轉換器。降壓型轉換器可包括電感性切換調節器、電容性電荷幫浦及線性調節器。相反，每當電池電壓低於所需負載電壓時，即需要通常稱為增壓型轉換器之升壓型轉換器。升壓型轉換器可包括電感性切換 141916.doc 201014136 調節器或電容性電荷幫浦。、電容性電荷-幫浦方面之某些限制。然而’先前技術電感性切換調節器轉換器及線性調節器皆遭受性能及效能電感性增麈型切換轉換器在前述電壓調節器中’電感性切換轉換器可在電流、輸入電壓及輸出電壓之廣泛範圍中達成優異的效能。主要存在兩種類型之電感性切換轉換U用單繞組㈣器之_ 換器通常稱為非隔離型轉換器，且使用變壓器及多繞組電感器之轉換器通常稱為隔離型轉換器。其中，單繞組非隔離型電感性切換轉換器通常用於其中大小、效率及電池壽命極其重要之可攜式產品中。非隔離型電感性切換轉換器能夠在高效率下在輸入及輸出電壓及負載電流之一廣泛範圍中運作，特定而言，在專用於僅將輸入分別升南或降低至一較高或較低電壓時運作。非隔離型降壓型轉換器通常稱為減壓型轉換器。非隔離型升壓型轉換器經常稱為增壓型轉換器。非隔離型電感性切換調節器闡述於由r.K. Williams所著名稱為r High_ Efficiency DC/DC Voltage Converter Including Down Inductive Switching Pre-Regulator and Capacitive Switching P〇st-C〇nverter」之申請案第11/89〇 818號中，該案以引用之方式併入本文中。電感性切換調節器遭受各種或基本的限制。舉例而言，減壓型轉換器及增壓型轉換器兩者皆展示了極其狹窄之脈衝寬度之困難。在高轉換比率下，亦即當輸出電壓明顯地 141916.doc 201014136 不同於輸入電壓時自然地發生窄脈雪蔽、“ *一衡备輸出電壓與輸入電壓近似時亦發生窄脈衝。舉例而言，在一增壓型轉換器中，甘备所窩輸出電壓明顯地大於輸入電壓時即發生窄脈寬度該窄脈衝限制使传難於且不能有效地將-輸人電壓升高—高比率—舉例而言，以一4或更大之因數升高。此發生係由於在固定頻率作業甲-增壓型轉換器根據'下關係遞送—輸出電壓：

ν〇ωΆν_ 其中vbatt係輸入且D係在電感器之磁化期間（亦即，在磁能儲存期間）傳導之MOSFET之工作因數。由於ν〇υτ>>ν」則表達式（1-D)肯定係小’因此D—1〇〇%。隨著d之辦加' 接通低側MOSFET達週期之一增長部分，且有較少^間可用來將其能量轉移至輸出電容器。在—較短持續時間中轉移較多能量需要曰益增高之電流，且效率受損害。由於低側MOSFET必須關斷且接著又很快接通，因此一增㈣轉換器中之極其高之工作循環形成一窄關斷脈衝問題’且為達成高升壓型轉換比率而使效率降級。理想情況係，該轉換器應更接近一 50%工作循環而運作，因此使L 較相等之時間量既可用於磁化電感器亦可接著將儲存於該電感器中之能量轉移至輸出電容器。當調節器之輸入電壓與輸出電壓近似時（亦即，當輪出至輸入電壓轉移比率接近丨時），窄脈衝寬度亦可發生。此條件本身並不表現為電流尖波，而是表現為其中使調節降級的稱為「失靈」之一現象。 141916.doc 201014136 先前技術轉換器中之失靈不管該轉換器係一升壓型轉換器還是降壓型轉換器，先前技術轉換器皆遭受稱為失靈之一問題。特定而言，每當輸入電壓及輸出電壓在數百毫伏（亦即，Vcu产Vin±2〇〇 mv) 之範圍内彼此接近時，該轉換器之調節能力即受損害。可以右干方式—由輸出電壓中之一次或重複的故障或不連續陡由輸出電壓中之一增加之波紋，或由在某一窄電壓頻帶内之調節完全損失表明調節能力之損失。在此等情形中’該轉換器調節「失靈」。在接近失靈之一增壓型轉換器中，隨著D—〇%，每當持續時間變得太短而不能達成閉環控制時，工作因數即必須自Dmin跳至0%β在一零工作因數下，無能量自該轉換器之輸入端子轉移至電感器中，因此瞬間損失控制且因此損失調節。類似地，隨著其切換工作因數自Dmax跳至1〇〇%，一咸壓i轉換器瞬間損失調節，且當D= 1 00%時其完全損失調節’此乃因輸入端子係基本上電阻性地連接至輸出端子因此減壓型組態電感性切換調節器及增壓型組態電感性切換調節器兩者皆遭受接近1之轉換比率之失靈。母當另一種類型之降壓型轉換器__線性調節器之輸入及輸出端子兩端之變得太小時，該線性調節器即經受失靈及調節損失。實質上’在一線性調節器中發生失靈此乃因執行調節之放大器之環路增益隨著其電晶體傳送元件白用作 t ~~電流源改變為用作一可變電阻器時急劇下降。若該傳送7L件係一雙極電晶體，則當該裝置自其主動作業區 141916.doc 201014136 域轉變為飽和狀態時在vCE之小值下發生增益損失。在諸多雙極線I·生調節器中，在大於4〇〇 W之下發生此失靈條件。在所胡的「低失靈」線性調節器或「LDO」中，在一較低Δν下自b夠作為_電流源而運作之—漏SFET代替了雙極傳送元件，但由於功率MOSFET傳送元件自錢和狀態（亦即，恆定電流）作業區域轉變至其線性（亦即，電阻性）作業區域時線性調節器仍在200 mV至300 mV之一Δν下失靈。 ϋ此’雖I線性調節器未切換且不受窄脈衝問題之限制，但其仍遭受失靈效應及一對應調節損失。此外，線性調節器單獨地僅能夠進行降壓作業。。匕較八非隔離型對應轉換器，例如返馳式及順向式轉換器之隔離型轉換器能夠在接近1之轉換之高效率下運作，而不需要切換模式或遭受失靈，但其使用實體上係大之抽頭式電感器、耦合電感器及變壓器排除其在大多數可攜式 φ 產品中之應用。》電荷幫浦轉換器 —切換式錢器轉換器之一替代係一電荷幫冑，即僅使用開關及電容器來經由重複電荷再分配（亦即，由—時鐘或振盪器驅動之一電容器網路之連續充電及放電）執行電荷轉換之一電壓轉換電路。雖然存在利丁數目之飛馳電谷器及MOSFET切換網路之各種各樣的先前技術電荷幫浦’但此種類型之轉換器可經預'植態以彳高或降低一^ 但不可經組態以進行升壓及降壓轉換兩者。 1419l6.doc 201014136 升壓型電荷幫浦之兩種最常見拓撲係電荷幫浦倍壓器及 1.5X分數電荷幫浦。舉例而言，圖1A之電荷幫浦倍壓器】包括電壓為vbatt之一電池或電壓源2、一飛馳電容器3、 MOSFET 4、5、6及7，及輸出電容器8。倍壓器作業涉及在電机路徑❶中接連地且重複地為飛驰電容器3充電，且接著在電流路徑❷中將電荷自該飛馳電容器轉移至輸出電容器8。飛驰電容器3之充電係藉由在m〇sfet 6及7保持關斷之同時接通M〇SFET 4及5而發生，以使得在某一時間之後vfly〜vbatt，如在圖1B中所示之等效電路丨〇中圖解說明。如所圖解說明，電壓源11表示電池2。自電容器3向輸出電容器8轉移電荷係藉由在關斷 MOSFET 4及5之同時接通购咖丁 6及7而發生。圖⑴中所不之等效電路15圖解說明在輸出電容器8之充電期間，飛馳電容器3以電方式坐落於電池丨丨以頂部上電壓增加。由於Vf,〜因此電容陶= 致為Vbatt兩倍之一電壓，亦即，輸出電壓ν〇υτ接近2 Vbatt。因此，電荷幫浦i通常稱為一倍壓器。倘若電池“ 具有最小内部串聯電阻(未示意性顯示），則電荷轉移電流 ❷可係充足的’從而允許倍壓器電荷幫浦丨對改變負載條件决速作出反應且在將增加之電流遞送至一電負載之同時維持輸出電壓。在一些產生一輪出之應用中，輸入電壓之兩倍對於正被供電之電負載而言可係過高。在此—情況下，電荷幫浦】之效率可係很低。改進整個電荷幫浦效率之一種方式係採 1419l6.doc 201014136 用如在圖2A中所示之一分數電荷幫浦20。如所圖解說明’ 1.5X電荷幫浦20包括電壓為Vbatt之一電池或電壓源21、兩個飛馳電容器22及23、用於為飛馳電容器22及23充電之MOSFET 24、25及26、用於將電荷轉移至輸出端子之MOSFET 27、28、29及30，及輸出電容器31。分數作業涉及接連且重複地經由電流路徑❶連續地為飛驰電容器22及23充電且接著經由電流路徑❷自與輸出電容器 31並聯連接之飛馳電容器轉移電荷。特定而言，藉由在

MOSFET 27、28、29及30保持關斷之同時接通MOSFET 24、25及26而發生飛驰電容器22及23之充電。由於電容器 22及23係串聯連接，因此飛馳電容器22及23中之每一者充電至輸入電壓之一半，亦即，Vfiy^Vbatt/2。充電條件由在圖2B中所示之等效電路1〇圖解說明，其中電壓源％表示不具有任一顯著内部串聯電阻之電池21。藉由在關斷MOSFET 24、25及26之同時接通MOSFET 27、28、29及30而發生自電容器22及23至輸出電容器31之轉移電荷。圖2C中所示之等效電路4〇圖解說明在輸出電容器31之充電期間，飛驰電容器22及23係並聯連接，該並聯組合以電方式坐落於電池3 6之頂部上以使得電池3 6頂部上電壓增加。由於Vflyl=Vfly2^Vbatt/2，電容器31充電至大致係Vbatt之1.5倍之一電壓，亦即輸出電壓ν〇υτ接近15 Vbatt。因此，電荷幫浦40通常稱為一分數升壓型電荷幫浦。倘若電池3 6具有最小内部串聯電阻（未示意性顯示），則電荷轉移電流❷可係充足的，從而允許分數電荷幫浦4〇 141916.doc 201014136 對改變負載條件快速作出反應且在將增加之電流遞送至一電負載之同時維持輸出電壓。圖1A及2A中所示之電荷幫浦之優點係在特定電壓轉換比率下’ 1¾電荷幫浦可展示接近1〇〇%之轉換效率。該高效率發生係由於在每-充電及放電循環中流動著極= 流。一電荷幫浦之-個缺點係其僅可在特定轉換比率下有效地運作。若輸出電壓不係輸人電壓之—選擇倍數，則轉換器展示-低效率。若由於任一原因(例如，輸出之加載)， v〇ut偏離一倍壓器中之目標電壓2 Vbatt或—分數電荷幫浦中之目標電壓1.5 Vbatt，則轉換器之效率下降。由於每當輸出至輸人電壓轉換比率自該等特定電壓轉換比率偏離時電荷幫浦轉換器之效率即下降，因此不能夠在不顯著地犧牲效率之情形下產生—預定輪出電壓。〜2此，電荷幫浦僅在其輸出電壓係其輸入電壓之某一固 2數倍數時才有效地運作。若—電荷幫浦之輸出電壓與 1輸入電壓成比例地改變，則不可視其為—電壓調節器。 ,-電荷幫浦適於隨著輸入電壓變化產生一固定輸出電壓歹1如，藉由部分地為飛驰電容器充電而強迫電荷 =^為-較低電壓）總是犧牲效率。因I電荷幫浦並 +成為有效的電壓調節器。先前技術升降轉換器之限制 ^之’先前技術直流至直流型轉換器及電壓調節器遭受在下表中概括之若干個限制。 1419l6.doc 201014136 特徵減壓線性調節器增壓電荷幫浦升壓/降壓僅下降僅下降僅上升上升或下降，預定效率較高相依於電壓比率良好相依於電壓比率調節，標稱作業優良優良優良無當之作業損失調節損失調節損失調節低效率當VinaVout時之作業無作業無作業受IL&脈衝寬度之限制受效率限制在可用先前技術轉換器中，減壓型轉換器及線性調節器可僅提供降壓型轉換。此外，每當輸入與輸出電壓近似時其即損失調節，亦即遭受失靈。對於輸入及輸出電壓中之極大差別，線性調節器亦遭受較差效率。增壓型轉換器能夠升高一輸入電壓，但是受到若干限制。除了當VifVout且由於窄脈衝問題工作係數接近100%時遭受失靈之外，每當工作因數接近零時電感性增壓型轉換器亦受到其他限制。在此一條件下，一增壓型轉換器之升高一輸入電壓達一較大倍數之能力受到高電流極窄脈衝、 _ 降低效率及限制其調節暫態之能力的限制。亦能夠進行升壓轉換之電荷幫浦可在較高轉換比率下 (例如，在2X或3X輸入下）但僅在精確的預定電壓倍數下提供良好的效率。其對於一般的電壓調節係不實際的。自一預定倍數之任一偏離皆導致明顯的效率損失。簡言之，每當其輸出與輸入電壓極大地不同時，所有當今的非隔離型轉換器即受到效能之限制。除了不提供一有效調節方式之電荷幫浦之外，當Vi^Vcut(亦即，接近1之 141916.doc • 11 - 201014136 轉換比率）時，先前技術直流至直流轉換器亦可變得不穩定或損失調節。由於僅有增壓型轉換器或電荷幫浦在一小空間中提供非隔離型升壓型轉換，因此升壓型轉換之選擇甚至更加受到限制。然而’增壓型轉換器在高轉換比率下遭受高 MOSFET電流及低效率之限制。在未犧牲效率之情形下電荷幫浦不能提供調節。需要在輸入及輸出電壓之一廣泛範圍中係有效的且能夠在不以工作循環之極限運作之情形下達成高轉換比率之— 升壓型轉換器及電壓調節器，從而避免前述之窄脈衝問題。理想地，此一轉換器亦應能夠最小化與接近整電壓轉移轉換比率之失靈相關聯之問題。此外，該轉換器應能夠在維持嚴格調節之同時供應高暫態電流。【發明内容】在根據本發明之一直流/直流電壓轉換器中，包括—電感性切換電壓轉換器之一前置調節器之一輸出端子連接至包括電荷幫浦之一後置轉換器之一輸入端子。該前置調節器可包括一降壓（減壓）型或升壓（增壓）型轉換器。該後置轉換器可包括一積分或分數電荷幫浦。前置調節器之輪入端子係直流/直流電壓轉換器之輸入端子；後置轉換器之輸出端子係直流/直流電壓轉換器之輸出端子。根據本發明，後置轉換器具有耦合至直流/直流轉換器之輸入端子之一第二輸入端子。後置轉換器之該第二輪入端子係經由一開關耦合至該電荷幫浦内之一電容器之—端 141916.doc •12· 201014136 子在運作中，重複打開及閉合該開關以使得該電容器之該端子依次連接至直流/直流電壓轉換器之輸入端子且與直流/直流電壓轉換器之輸入端子斷開連接。此與在申請案第11/890,818及1 1/890,956號中所述之結構形成對比，在該等申請案中，電荷幫浦中之電容器之端子經由一開關耦合至前置調節器之輸出端子。因此，由於電荷幫浦中之電容器之端子被重複連接至直々IL /直"IL電壓轉換器之輸入端子，因此將電容器兩端之電壓被增加至輸入直流電壓而非由前置調節器產生之中間電壓。前置調節器及後置轉換器可由一共同時鐘脈衝產生器驅動，且自電荷幫浦中之電容器至輸出電容器之電荷轉移可與在前置調節器中之電感器之磁化同相或異相地發生。本發明之一直流/直流轉換器能夠回應於負載需要供應相對大的暫態電流，此乃因該轉換器之暫態電流性能未受到前置調節器之串聯電阻之影響。【實施方式】高效率直流至直流轉換器及切換調節器之一新系列揭示於申请案第 11/890,818號、第 11/890,941號、第 11/890 956 號及第1 1/890,994號中，全部該等申請案於2〇〇7年8月8曰提出申請，且其全部以引用之方式併入本文中。該等轉換器展示動態升降轉換之性能及大的電壓轉換比率，而在各種各樣的運作條件下不具有模式切換、不穩定性之複雜情況。揭示於其中之轉換器將一電感性能量儲存元件（由匕指 141916.doc •13· 201014136 示）與一個或多個奴* μ ..^ 連續切換之電容性儲存元件（由c指示）在一起。太 .^ —個實施例中，本文中稱為一類別 LCXU轉換考夕_尤，_ y 兩階電壓轉換器包括後跟一電容性電壓後置轉換器之—電感性切換前置調節器。該電感性前置調即：可升高•低輸入電壓。該電容性後置轉換器在其輸子處升向電壓，此係前置調節器之輸出電壓。。。在-較佳實施例令，整個兩階轉換器使用電感器及電容同步刀換，且採用來自後置轉換器之輸出端子之閉環回饋以調變電感性前置調節器之脈衝寬度。一個實施方案，所謂的LCUU拓撲將一升壓型電感性前置調節器與一升壓型後置轉換器組合在一起。該Lcuu拓撲在合理的工#因數(亦即’ *中vin«v〇ut)下為升壓型電壓轉換提供高轉換比率’從而避免了先前技術切換調節器之刖述窄脈衝問題。以類似方式，一 LCDU拓撲將一降壓型電感性前置調節器與一升壓型後置轉換器組合在一起。在前述專利揭示内容中亦闡述其他LCXX及一相關類別之CLXX轉換器。然而，特定而言，本揭示内容係關於 LCXU類別之轉換器之一變型，其包括後跟一升壓型電容性後置轉換器之一升壓型或降壓型電感性前置調節器。 LCXU轉換器作業在申請案第1 1/890,81 8及11/890,956號中所揭示之Lcxu 轉換器系列中，總體拓撲可由圖3 A中所示之轉換器5 〇表示’該轉換器包括一電池或電源51、具有電感器53之一切換電壓前置調節器50A，及充電至一中間電壓\之一中間 141916.doc • 14- 201014136 充電電谷1§54。端視電感器53之連接’前置調節器50A可包括一升壓型轉換器或一降壓型轉換器。轉換器50A之輸出電壓vy使用一倍壓器拓撲為一電荷幫浦50B供電’該倍壓器拓撲包括一單個飛驰電容器55、功率MOSFET 56、57、58及59之一網路，及一輸出電容器 60。輸出電容器60與一負載61係並聯連接。MOSFET 56、 57、58及59(未顯示）之控制電路藉由在m〇SFET 57及58保持關斷之同時接通MOSFET 56及57來為電容器55充電，且接著藉由在關斷MOSFET 56及57之同時接通M0SFET 58及 59而將電荷自電容器55轉移至電容器6〇。轉換器50之運作原理可藉由將飛馳電容器55充電至一電塵Vy表不為圖3B_之等效電路65而圖解說明，在圖3B中相依電壓源66表示前置調節器50A在經充電電容器M處之輸出電壓Vy。在充電期間，一暫態電流❶流動直至電容器 55達到其最終電壓Vy。由圖3C中之等效電路7〇所示，在電荷轉移循環期間，充電至電壓vy之經充電之飛驰電容器55係電「堆疊於亦係被充電至一電壓Vy之相依電壓源66(前置調節器5〇A之輸出電壓）頂部上」。由於電容器55之負極端子係連接至電壓源 66之正極端子，因此電壓增加。接著將電容器60充電至一電壓2Vy，係前置調節器5〇A之輸出的兩倍。由於後置轉換器5〇B之輸出電壓係中間電壓％的兩倍，因此後置轉換器 50B充當一倍壓器。暫態電流❷流動以將電荷轉移至電容器6〇且提供與電 141916.doc 15· 201014136 容器60並聯連接之電負載61所需之任一電流。此環影響電流❷之串聯阻抗包含包含於受控電壓源66内之任一寄生電阻。換言之，轉換器50之暫態電流性能受到前置調節器 5 0 A之設計及電容器54之電容及類型之影響。另一選擇係，如在圖4A之轉換器80中所示，後置轉換器可包括一分數電荷幫浦電路，該轉換器80包括一電池或電源81、具有電感器83之一切換電壓前置調節器80A，及充電至一中間電壓Vy之一中間充電電容器84。端視電感器83 之連接，前置調節器80A可包括一升壓型轉換器或一降壓型轉換器。前置調節器80A之輸出電壓Vy使用一分數或1.5X拓撲為此處所示之一電荷幫浦80B供電，該分數或1.5X拓撲包括兩個飛驰電容器85及86、功率MOSFET 87、88、89、90、 91、92及93之一網路，及一輸出電容器94。一負載97與輸出電容器94係並聯連接。MOSFET 87、88、89、90、91、 92及93(未顯示）之控制電路藉由MOSFET 90、91、92及93 保持關斷之同時接通MOSFET 87、88及89而為電容器85及 86 充電，且切換 MOSFET 87、88、89、90、91、92及 93 來將電荷轉移至電容器94。電荷轉移藉由在偏置關斷 MOSFET 87、88及 89之同時接通MOSFET 90、91、92及 93 而發生。分數轉換器80之運作原理可藉由將飛驰電容器85及86中之每一者充電至一電壓Vy/2表示為圖4B之等效電路95中所示而圖解說明，其中相依電壓源96表示前置調節器80A及 141916.doc -16- 201014136 經充電電容器84之輸出。在充電期間，一暫態電流❶流動直至電容器85及86中之每一者達到等於％/2之一電壓，假設電容85及86在量值上相等。由圖4C中之等效電路98所示，在電荷轉移循環期間經充電之飛馳電容器85及86係並聯連接，且其並聯組合電堆疊於相依電壓源96(前置調節器8〇A之輸出電壓）頂部上。由於電谷器85及86之負極端子係連接至電壓源96之正極電子，因此電壓增加。接著將電容器94充電至為（Vy+0.5 Vy) 或1.5 Vy之一電壓，其係前置調節器5〇A之輸出電壓之i 5 倍。由於輸出電壓比中間電壓、多5〇%，因此後置轉換器 80B充當一分數升壓階段。一暫態電流❷流動以將電荷轉移至電容器94且提供與電容器94並聯連接之一電負載97所需之任一電流。此環影響電流❷之串聯阻抗包含包含於受控電壓源96内之任一寄生電阻。換言之，電路80之暫態電流性能受到前置調節器 φ 8〇A之設計及電容器85及86之性能及類型之影響。 LCXU轉換器5〇及80中之電感性前置調節器5〇a及8〇a可包括任一類型之直流至直流切換轉換器，但較佳地包括一減壓型轉換器或一增壓型轉換器。在一減壓型轉換器之情形中’中間電壓¥3^之量值小於輸入電壓之量值，且前置調節器50A或80A降低供應電壓。轉換器5〇及8〇則係先前所揭示之LCDU轉換器之實例，其中第—階段降低輸入電壓vbatt ’且第二階段升高中間電壓。端視其運作條件’此一電路可使用回饋控制動態地適於 141916.doc -17· 201014136 變化條件以維持小於、等於或大於輪人電壓之—輪麼。回應於該回館’可使用固定頻率脈衝寬度調變(亦即，酬或可變頻率技術）來控制前置調節器之^0 廢0 在固定頻率作業中，減壓型轉換器之輸出電壓由達式給出：

Vy=DVbatt 其中D係減壓型轉換器，之主切換m〇sfet之工作因數。後置轉換器具有電路5〇及8〇之—轉移函式，電路5〇及如具有由以下表達式給出之一電壓轉移函式： ” ν〇υτ~η Vy 其中η>1，亦即’在倍壓器後置轉換器5〇b之情形中π]，或在分數後置轉換請B之情形tn=1 組合該等項整個LCDU轉移函式由以下表達式給出： V〇uT=nVy=nDVbatt 給定η之值為丨.5或2,且D介於5%至95%之範圍内，則該轉換器系列之電壓轉換比率vQUT/Vbatt對於降塵作業可小於 1，對於升壓作業可大於i，&當v〇uTSVbau時以i或接近工運作LCDU轉換器可覆蓋此廣泛範圍而不改變運作方式，甚至是在整電壓轉換條件下，從而在模式轉變期間遭受不穩定性及不良效能之習用先前技術減壓_增壓型轉換器中提供大的益處。另一選擇係，LCXU轉換器5〇及8〇中之電感性前置調節器50A及80A包括一增壓型轉換器。在此一情形中，中間 141916.doc 201014136 電C vy之量值大於輸入電壓Vbatt之量值，且前置調節器 50A或80A升高供應電壓。轉換器5〇及8〇則係先前所揭示之LCUU轉換器之實例，其中第一階段升高輸入電壓

Vbatt ’且第二階段更多地升高中間電壓端視其運作條件，Lcuu電路可使用回饋控制動態地適於變化條件以維持來自輸入電壓之小於、等於或大於其輸 ’入之一輸出電壓。回應於該回饋，可使用固定頻率脈衝寬度調變（亦即，PWM或可變頻率技術）來控制前置調節器之 ® vy輸出電壓。在固定頻率作業中，增壓型轉換器之輸出電壓由以下表達式給出：

Vy =T^DVbatl 其中D係增壓型轉換器中之主切換MOSFET而非同步整流器MOSFET之工作因數。如先前所述，後置轉換器⑽或 80B具有由以下表達式給出之一轉移函式：參 y 〇υτ~^yy 其甲n>1，亦即，在倍壓器後置轉換器50B之情形中n=2，或在分數後置轉換器80B之情形中η=1·5。組合該等項，則整個LCUU轉移函式由以下表達式給出：給定11之值為1.5或2,且D介於5%至95%之範圍内，則該 LCUU轉換器系列之電壓轉換比率V0UT/Vbatt總是大於i，意指其僅能升高輸入電壓。 141916.doc •19· 201014136 LCUU轉換器之優點係其甚至可在一 5〇%工作因數下達成大的升壓型轉換比率。舉例而言，若n=2，亦即，使用一倍壓器後置轉換器，則在一 50%工作因數下，電壓轉換比率V0UT/Vbatt=4，展示其輸入四倍之一輸出電壓。在一習用先前技術增壓型轉換器中，一4χ轉換比率需要在一 75%工作因數下來運作。在一75%工作因數下，倍增器類

型LCUU轉換器可遞送先前技術增壓器之輸出八倍之一輸出。 Q J 接近50%工作因數下之運作之一個主要優點係可在不限制工作因數範圍之情形下增加轉換器之頻率且減小前置調節器中之電感器之大小以避免先前所述之窄脈衝問題。接近一50%工作因數之另一優點係，M〇SFET電流不需要高峰值電流，此乃因有更多時間可用來將能量自電池轉移至電感器中且自電感器轉移至輸出電容器中。因此，與先前技術增壓型轉換器相比，該LCUU轉換器提供若干優點。引改進之LCXU切換轉換器在LCXU轉換器系列中，自後置轉換器至輸出電容器之能量轉移涉及前置調節器與一個或多個飛驰電容器之串聯組合。舉例而言，參照圖3A中所示之倍壓器類型1^乂11轉換器50,在輸出電容器60之充電期間，轉換器5〇如在電路 7〇(圖3C)中所示運轉，其中飛驰電容器55與㈣源“串聯，一理想化元件表示前置調節器5〇A。電流❷在輸出電容器60之充電期間流動且亦將電流供應至並聯附接至電容器60之任一負載。在交替循環期間，當正為飛馳電容器μ 141916.doc -20· 201014136 充電時，輸出電容器60必須供應該負載所需之任一電流。理想地’由與-電容器串聯之—電壓源供應電流❷，且如此應能夠在無警告之情形下依據需要供應高暫態電流。然而，實際上’電壓源66係-減壓型轉換器或增壓型轉換器或具有固有的電流限制之某—其他錢/直流轉換器電路，特別係在電容器54係小之情況下。該等組件將串聯電阻添加至理想化等效電路7〇 ’且限制轉換器5〇對負載之電流需要之變化作出反應之能力。作為該等效串聯寄生電阻之-結果，暫態電壓調節可受損害。此不良回應對轉換器 50之階躍負載回應性能產生不利影響且僅可藉由增加電容器54或60之量值來避免。在本發明之一 LCXU轉換器中，使電荷轉移期間之轉換器之串聯電阻獨立於前置調節器電路内之串聯電阻，且暫態負載電流性能相應地得到改進。該新拓撲具有一獨特的特徵，亦即在放電期間電流不再流過前置調節器。因此使用該技術使暫態電壓調節得到改進。在圖5A中顯示本發明之一個實施例，其中一轉換器包括一電池或電源1〇1、具有電感器103之一切換電壓轉換器102，及充電至一電壓Vy之一中間充電電容器1〇4 ^端視電感器103之連接，前置調節器1〇〇a可包括一升壓型轉化器或一降壓型轉換器。在前置調節器100A之輸出處之電壓vy為一後置電荷幫浦 100B供電，此在該實施例中使用包括一單個飛驰電容器 105、功率 MOSFET 106、107、1〇8及 1〇9之一網路，及一 141916.doc -21- 201014136 輸出電容器11 0之一倍壓器拓撲。MOSFET 106、107、108 及未顯示）之控制電路藉由在m〇SFEt 1〇8及109保持關斷之同時接通MOSFET 106及107來為電容器105充電，且接著藉由在偏壓關斷MOSFET 106及107之同時接通 MOSFET 108及109將電荷自電容器1〇5轉移至電容器110。與圖3A中所示之轉換器5〇相反，轉換器1〇〇包含一 MOSFET 108，其一個端子連接至飛驰電容器1〇5之負極端子’且一第二端子連接至電池1〇1之正極端子。該拓撲變化在轉換器1〇〇之運作中具有一明顯變化，該變化在於，在電荷轉移期間，飛驰電容器105之負極端子係經由 MOSFET 108連接至電池電壓Vbatt而非連接至直流/直流前置調節器1 00A之輸出電壓vy。因此轉換器100在拓撲上與轉換器5〇截然不同，其中 MOSFET 58係連接至中間電壓Vy。在轉換器1〇〇中替代地，對應MOSFET 108係直接連接至電壓輸入、扣，而非連接至中間電壓Vy。轉換器100之運作原理可藉由將飛驰電谷器105充電至一電壓Vy表示為在圖5B之等效電路中而圖解說明’其中相依電壓源116表示前置調節器i〇〇a及經充電電容器104之輸出。在充電期間’一暫態電流❶以與轉換器50中之電容器54之充電相同之—方式流動直至電容器105達到其最終電壓Vy。如在圖5C之等效電路118中所示，在電荷轉移循環期間，經充電之飛馳電容器105係電堆疊於輸入電壓源而非相依電壓源116(其表示前置調節器1〇〇A及經充電電容 141916.doc -22- 201014136 器104之輸出）頂部上。由於飛驰電容器i()5之負極端子係連接至電壓源1〇1之正極端子，因此電壓增加。接著將電今器11〇充電至一電壓（Vbatt+Vy)。該電壓不等於在前置調節器100A之輸出處之中間電壓^的兩倍，但其明顯大於 Vbatt。如在圖5C中所示，暫態電流❷在電荷轉移階段期間流動至電容器110且提供與電容器11〇並聯連接之一電負載所需《任-電流。該環影響電流❷之串聯阻抗包含包含於電池〇《其他電壓源101内之任一寄生電阻。因此，在自飛馳電容器1〇5至輸出電容器110之電荷轉移期間不涉及相依電壓源116。轉換器100之暫態電流性能得到改進，此乃因其不相依於刖置調卽器1 〇〇A之設計或相依於電容器1 〇4。因此，根據本發明，在充電階段期間，前置調節器i〇〇a 用來將飛驰電容器105充電至一中間電壓Vy，且接著在電荷轉移階段期間’將該中間電壓\添加至電池或其他電壓參源101之電壓Vbatt以確定直流/直流轉換器100之輸出電壓。中間電壓Vy之值相依於前置調節器10〇a之構造及運作。然而’在電荷轉移期間電流不相依於經由前置調節器l〇〇A之傳導。可將可高暫態LCXU轉換器100實施為一 LCdu轉換器，其中前置調節器100A係一減壓型前置調節器或降塵型前置調節器’或另一選擇係，實施為一 LCUU轉換器，其中前置調節器100A係一增壓型前置調節器或升壓型前置調節器。 141916.doc -23- 201014136 可高暫態LCDU轉換器之實施例若所揭示之LCXU轉換器適於固定頻率降-升作業，則前置調節器階段展示一轉移特性Vy=DVbatt。因此，如在圖 6A之等效電路120中所示’在充電階段期間，LCDU轉換器使用一相依電壓源121以一暫態電流❶將飛馳電容器122 充電至一電壓Vy。如在圖6Β之等效電路125中所示，在電荷轉移階段期間’經充電之飛馳電容器122電堆疊於輸入電壓源127之電壓Vbatt頂部上。因此，一電流❷流動以將輸出電容器126充電至其最終值V〇UT。由於電壓源127與飛❹

馳電容器122係串聯連接，因此電壓¥〇仍係％扣與、之和I V〇ut= Vbatt+ Vy= Vbatt+D Vbatt= Vbatt{ 1+D) 因而本文中所揭示之LCDU轉換器之實施例之等效輸出至輸入電壓轉移比率由以下表達式給出：先前所揭示之2X類型LCDU轉換器50具有一為ν〇υτ/❹ Vbatt=2D之電壓轉移比率，此意味著轉換器5〇可低於或高於一整轉移比率而運作。相反，轉換器1〇〇2Lcdu版本總是高於一整轉移比率而運作。特定而言，由於d在自〇至 100%之間變化，因此轉換器100之1^1)1；版本之轉移比率在自IX至2X之間變化。因此，儘管該轉換器涉及降壓及升壓兩個階段，但倍壓器類型後置轉換器之量值大於前置調節器之降壓範圍且最終結果係僅升壓作業。 141916.doc -24- 201014136 右採用可變頻率控制，則工作因數D係由量to"。，。替代，其中U在其期間接通允許一磁化電流流動至電感器103中之一開關之時間週期’且U係在其期間關斷該開關之時間週期。此允許在—逐循環基礎上動態地調整電感器103之磁化時間及分妹士人兩丄町门及允許用於電流再循環之持續時間（亦即’當電流電感器電流下降時）。在圖6C中顯示一可高暫態LCDU轉換器140之一實施例。轉換器140包含包括一低側\溝道MOSFET 142及串聯連接於輸入電壓vbatt與接地之間的一高側]^〇81^丁 141之一前置調節器140A、一電感器144及一可選電容器145。（注意.如本文中所用，「接地」指代可係不同於Vhu之任一電壓之電路接地。）一後置轉換器14〇B包括飛驰電容器 146、M0SFET 147、148、149及 150，及輸出電容器 151。尚側MOSFET 141可係在閘極驅動電路及閘極驅動信號V(ji 之極性上具有適當變化之P溝道或N溝道。 φ 使用具有時鐘或斜坡產生器155之脈衝寬度調變控制器 152及先斷後通（BBM)電路153及154達成MOSFET閘極驅動及定時。使用來自轉換器140之輸出電壓νουτ之負極回饋回應於一控制電壓Vfb達成脈衝寬度調變。位準移位器156 將Vfb之量值調整為強制V〇ut成為某一目標值之適當電壓。PWM控制器152可替代地使用可變頻率控制而運作。 ΒΒΜ電路153之運作確保MOSFET 141及142被異相地驅動以避免擊穿傳導。特定而言’ MOSFET 141傳導以磁化電感器144，亦即，增加其電流，而另外每當MOSFET 141 141916.doc • 25- 201014136 關斷時二極體143及同步整流器M〇SFET 142即提供一電流再循環路徑。類似地’ BBM電路154確保MOSFET 147及148同相傳導且經驅動與MOSFET 149及150異相。特定而言，M〇sfet 147及148兩者皆傳導以為飛驰電容器146充電，且另外 MOSFET 149及150傳導以將電荷自飛馳電容器146轉移至輸出電容器151。在一較佳實施例中，bbm電路153及154 皆由來自一共同時鐘產生器155之一信號異相地驅動。在一個實施例中，在為飛馳電容器146充電之同時磁化電感器144’從而需要同相地驅動m〇sfET 141、147及148 以同時傳導。在另一實施例中，在將飛馳電容器146上之電荷轉移至輸出電容器151之同時磁化電感器144，從而需要與MOSFET 149及ISO同相（亦即，同時傳導）且舆 MOSFET 147及148異相地驅動MOSFET 141。必須與閘極定時及轉換器140之運作電流範圍相應地調整可選電容器 14 5之大小。在單片實施方案中，電容145部分地表示與井（亦即用來形成且整合MOSFET 147至150之P-N接面）之形成自然地相關聯之電容。可高暫態LCUU轉換器之實施例若所揭示之LCXU轉換器適用於固定頻率升壓（或更準確地係升-升）作業，則前置調節器階段展示一轉移特性 Vy-Vbatt/(1-D)。因此，如在圖7A之等效電路170中所示，在充電階#又期間’ LCUU轉換器使用相依電壓源1 7 1以一暫 141916.doc -26 - 201014136 態電流❶將飛驰電容器172充電至一電壓Vy。在電荷轉移階段期間，如在圖7；6之等效電路175中所示，經充電之飛 :電容器172電堆疊於輸入電壓源173之電壓u部上，藉此-電流❷流動以將輸出電容器174充電至其最終值 v〇UT。由於飛馳電容器172與電壓源173係串聯連接，因此電壓ν〇υτ係vbatt與vy之和： V〇ut = Kan +Vy= Vbalt +J~vbmt = v^,, 1+·

l-D

Ka 2~D' 、1 — Z) 本文中所揭示之LCUU轉換器之實施例之等效輸出至輸入電壓轉移比率由以下表達式給出： V〇c

[IT 1+- ^-D)

、2~D 先前所揭示之2X類型LCUU轉換器5〇具有一為 V0UT/Vbatt=2/(1-D)之電壓轉移比率。相反，轉換器1〇〇之 LCUU版本總是高於一整轉移比率但在小於中間電壓％之值兩倍之一電壓下運作。特定而言，隨著D在自〇至75^之間變化，轉換器100之LCUU版本之轉移比率變化在自2χ 至6Χ之間變化。在相同範圍中，先前所揭示之2父類型 LCUU轉換器50將展示2Χ至8Χ之一範圍。因此，儘管該轉換器僅涉及升壓階段，但圖3 A中所示之倍壓器類型後置轉換器50之轉移比率範圍大於圖5八中所示之可高暫態轉換器100之LCUU版本之轉移比率範圍。雖然如此’但疋轉換器1 〇〇之LCUU版本仍提供一極其寬闊之轉移比率範圍。高於75%之工作因數亦係可能的，但所需用 141916.doc -27- 201014136 來達成對應轉移比率之電流可係很高。若採用可變頻率控制，則工作因數D由量替代，從而允許在一逐循環基礎上動態地調整電感器103之磁化時間及允許用於電流再循環之持續時間（亦即，當電流電感器電流下降時）。在圖7C中顯示可高暫態LCUU轉換器180之一實施例。轉換器180包含一前置調節器180A，其包括低側N溝道 MOSFET 181、具有對應固有的P-N二極體184之浮動同步整流器MOSFET 183、電感器182及可選電容器195，及一後置轉換器180B，其包括飛驰電容器185、MOSFET 186、 187及188，及輸出電容器189。同步整流器MOSFET 184可係在閘極驅動電路及閘極驅動信號VG2之極性上具有適當變化之P溝道或N溝道。MOSFET 184在轉換器180中用作雙重目的，既用作前置調節器1 80A之一同步整流器，又用作為飛驰電容器185充電時用來控制時間之MOSFET中之一者。使用具有時鐘或斜坡產生器193之脈衝寬度調變控制器 190及先斷後通（BBM)電路191及192來達成MOSFET閘極驅動及定時。使用來自轉換器180之輸出電壓V OUT 之負極回饋回應於一控制電壓vFB達成脈衝寬度調變。位準移位器 194將VFB之量值調整為強制V0UT成為某一目標值之適當電壓。PWM控制器190可替代地使用可變頻率控制而運作。 ΒΒΜ電路191之運作確保MOSFET 181及184被異相地驅動以避免擊穿傳導及電容器195之短路。特定而言， 141916.doc -28- 201014136 MOSFET 181傳導以磁化電感器182，亦即，增加其電流，同時另外每當MOSFET 181關斷時二極體184及同步整流器 MOSFET 183即提供充電電容器195之一電流路徑。類似地，BBM電路154確保MOSFET 186同相傳導且經驅動與MOSFET 187及188異相。特定而言，MOSFET 186傳導以自電容器195為飛馳電容器185充電。另外，MOSFET 187及188兩者經偏壓以同時傳導以將電荷自飛驰電容器 185轉移至輸出電容器189。在一較佳實施例中，BBM電路 191及192由來自一共同時鐘產生器193之一信號同相地驅動。在一較佳實施例中，在飛驰電容器185將其電荷轉移至輸出電容器189之同時磁化電感器182，從而需要同相地驅動MOSFET 181、187及188以同時傳導。在相反階段中， MOSFET 183及186經偏壓以同時傳導，從而將飛驰電容器 185充電至一電壓V'y。由於MOSFET 183既用作一同步整流器又用於為飛驰電容器185充電，因此，如電路100中所圖解說明在轉換器 180中不存在任何穩定中間電壓Vy。替代地，電壓V'y僅在 MOSFET 181關斷且MOSFET 183及186接通之時間期間表現為Vy。可將可選電容器195之大小調整得與閘極定時及轉換器180之運作電流範圍相應，但電容195可僅表示與井 (亦即用來形成且整合MOSFET 183、186、187及18 8之P-N 接面）之形成相關聯之寄生電容。具有高暫慧性能之分數LCXU切換轉換器 141916.doc •29· 201014136 如先前所述，在一分數LCXU轉換器中，自轉換器至輸出電容器之能量轉移涉及前置調節器與一個或多個飛馳電谷器之串聯組合。舉例而言，返回參照圖4A，在輸出電容器94之充電期間，分數類型LCXU轉換器80以在等效電路 95(圖4B)中所示之—方式運轉，纟中飛驰電容器85及86與電壓源96(—理想化元件表示前置調節器80A)串聯。如在圖4C中所示，在輸出電容器94之充電期間，電流❷自堆疊於電壓源96頂部上之飛馳電容器85及86之並聯組合流動以將電流供應至與輸出電容器94係並聯連接之任—負載。在充電階段期間，當正為飛驰電容器85及86充電時，輸出電谷器94必須供應該負載所需之任一電流。理想地，由與一電容器串聯之一電壓源供應電流❷且如此應能夠在無警告之情形下依據需要供應高暫態電流。然而，實⑨上’電壓源96係-減壓型轉換器或增壓型轉換器或具有固有的電流限制之某一其他直流/直流轉換器電路，特別係在電容器84係小之情況下。該等組件將串聯電阻添加至理想化等效電路98，且限制轉換器8〇對負載之電流需要中之改變作出反應之能力。由於該串聯寄生電阻，暫態電壓調節會受損害。此不良回應對轉換器之階躍負載回應性能產生不利影響且僅可藉由增加電容器KM之量值在LCXU轉換器8〇中避免。在本發明之一分數LCXU轉換器中，使在電荷轉移期間之轉換器之串聯電阻獨立於在前置調節器電路内之串聯電阻，且暫態負載電流性能相應地得到改進。該新拓撲^有 141916.doc -30« 201014136 一獨特的特徵，亦即在放電期間電流不再流過前置調節器。因此使用該技術使暫態電壓調節得到改進。在圖8A中顯示該改進之一個實例，其中轉換器3〇〇包括一電池或電源301、具有電感器3〇3之一切換前置調節器 300A，及充電至一電壓Vy之一中間充電電容器3〇4 ◊端視電感器303之連接，前置調節器3〇〇A可包括一升壓型轉換器或一降壓型轉換器。

轉換器300A之輸出電壓vy為一後置轉換器3〇〇b之一部分充電，該部分包含使用一分數拓撲之一電荷幫浦，該分數拓撲包括：兩個飛馳電容器3〇5及3〇6、功率M〇SFET 307至313之一網路’及一輸出電容器314。mo SFET 3 07至 313(未顯示）之控制電路藉由在M0sfet 310、311、312及 313保持關斷之同時接通河〇8?丑丁3〇7、308及309而為飛馳電谷器305及306充電，且接著藉由在偏壓關斷MOSFEt 307、308及 309之同時接通MOSFET 310、311、312及 313 來將飛驰電容器305及306上之電荷轉移至電容器314。與圖4A中所示之轉換器80相反，在轉換器3〇〇中，飛驰電谷器305及306之負極端子經由]VIOSFET 3 10及3 11分別連接至電池301之正極端子。此拓撲變化形成轉換器3〇〇之作業中之一顯著變化。在電荷轉移期間，M〇SFET 31〇及31 i 連接至電池電壓Vbatt而非連接至前置調節器3〇〇a之輸出 Vy。電路300在拓撲上與轉換器8〇截然不同，其中m〇sfeT 90及91係連接至電壓Vy。在轉換器3〇〇中，MOSFET 90及 141916.doc 31 201014136 91由MOSFET 310及3U替代，M〇SFET 31〇及311係連系至輸入電壓vbatt，而非中間電壓Vy。轉換器3〇〇之運作原理可藉由將串聯連接之飛驰電容器305及306充電至一電壓、表示為在圖8B之等效電路320中所顯示而圖解說明，其中相依電壓源321表示刚置調節器3〇〇八及經充電電容器之輸出。在飛驰電容器305及306之充電期間，一暫態電流❶ 流動直至電容器305及306中之每一者以與轉換器8〇中之飛馳電容器85及86之充電相同之一方式達到電壓Vy/2。如在圖8C之等效電路325中所示，在電荷轉移循環期間，經充電之飛驰電容器305及3〇6與堆疊於輸入電壓源 Vbatt而非相依電壓源321頂部上之其並聯組合係並聯電連接。由於飛馳電容器305及306之負極端子係連接至電壓源 301之正極端子，因此電壓增加。接著將電容器314充電至一電壓（Vbatt+Vy/2)。該電壓不等於前置調節器3〇〇A之輸出的1.5倍’但其明顯大於Vbatt。暫態電流❷在電荷轉移階段期間流動至電容器314以提供由與電容器314係並聯連接之一電負載任一流。該環影響電流❷之串聯阻抗包含包含於電池或獨立電壓源301内之任一寄生電阻。在自飛驰電容器3〇5及3 至輸出電容器3 14之電荷轉移期間不涉及相依電壓源321。電路326之暫態電流性能得到改進，此乃因其不相依於前置調節器300A之設計或相依於電容器3〇4。因此，根據本發明，在充電階段期間，前置調節器3〇〇a 用來將飛馳電容器中之每一者充電至一電壓~/2,且接著 141916.doc •32- 201014136 在電荷轉移階段期間，將該電壓Vy/2添加至電池或其他電壓源301之電壓Vbatt以確定直流/直流轉換器3 〇〇之輪出電壓。電壓Vy之值相依於前置調節器300A之構造及運作。然而’在電何轉移期間電流不相依於經由前置調節器3 〇〇a之傳導。可將可高暫態分數LCXU轉換器300實施為一 lCDU轉換器，其中前置調節器300A係一減壓型前置調節器或降壓型前置調節器’或另一選擇係，實施為一 LCUU轉換器，其中前置調節器300A係一增壓型前置調節器或升壓型前置調節器。可高暫態分數LCDU轉換器之實施例若所揭示之LCXU轉換器適於固定頻率降·升作業，則前置調節器階段展示一轉移特性Vy=DVbau。因此，如在圖 9A之等效電路350中所示，在充電階段期間，LCDU轉換器使用一相依電壓源351以暫態電流❶將飛驰電容器352及 3 53中之每一者充電至一電壓Vy/2。如在圖9B之等效電路 355中所示，在電荷轉移階段355期間，經充電之飛驰電容器352及353係並聯連接，且該並聯組合係電堆疊於輸入電壓源356之電壓Vbatt頂部上。因此，一電流❷流動以將輸出電谷器357充電至其最終值ν〇υτ。由於電壓源356與飛馳電谷器352與353之並聯組合係串聯連接，因此電壓乂⑽丁係 Vbatt與 Vy/2之和： ν〇υτ = Kar, +~ = vbatt + 〇.5DViatt = Vbatt + y j 因而本文中所揭示之分數LCDU轉換器之實施例之等效 141916.doc •33- 201014136 輸出至輸入電壓轉移比率由以下表達式給出

先前所揭示之1.5X類型LCDU轉換器80具有為 V〇UT/Vbatt=1.5D之一電壓轉移比率，此意味著轉換器8〇可低於或尚於一整轉移比率而運作。相反’轉換器3〇〇之 LCDU版本總是高於一整轉移比率而運作。特定而言由於D在自〇至100%之間變化，因此轉換器3〇〇2LCDU版本之轉移比率變化在自IX至1.5X之間變化。因此，儘管轉換器涉及降壓階段及升壓階段兩者，但1 5χ類型後置轉換器之量值大於前置調節器之降壓範圍且最終結果係僅升壓作業。若採用可變頻率控制，則工作因數D由量t〇n/(tc)n+tc)ff)替代’從而允許在一逐循環基礎上動態地調整電感器3〇3之磁化時間及允許用於電流再循環之持續時間（亦即，當電流電感器電流下降時）。在圖9C中顯示一可高暫態分數lCdu轉換器370之一實施例。轉換器370包含包括低侧n溝道MOSFET 372、高側 MOSFET 371、電感器3 74及可選電容器375之一前置調節器370A。一後置轉換器37〇b包括飛馳電容器376及377、 MOSFET 378、379、380、381、382、383 及 384，及輸出電容器385。高側MOSFET 371可係在閘極驅動電路及閘極驅動信號VG2之極性上具有適當變化之p溝道或n溝道。使用具有時鐘或斜坡產生器389之脈衝寬度調變控制器 141916.doc •34- 201014136 3 86及先斷後通（BBM)電路387及3 88達成MOSFET閘極驅動及定時。使用來自轉換器370之輸出電壓V0UT之負極回馈回應於一控制電壓VFB達成脈衝寬度調變。位準移位器390 將VFB之量值調整為強制V0UT成為某一目標值之適當的電壓。PWM控制器386可替代地使用可變頻率控制而運作。 BBM電路387之運作確保MOSFET 371及372被異相地驅動以避免擊穿傳導。特定而言，MOSFET 371傳導以磁化電感器374，亦即，增加其電流，同時另外每當MOSFET ® 371關斷時二極體373及同步整流器372即提供一電流再循環路徑。類似地，BBM電路388確保MOSFET 378、379及380同相傳導且經驅動與MOSFET 381、382、383及384異相。特定而言，MOSFET 378、379及3 80同時傳導以為飛驰電容器 376及377充電，且另外MOSFET 381、382、383及384傳導以將電荷自飛馳電容器376及3 77轉移至輸出電容器3 85。在一較佳實施例中，BBM電路387及388由來自一共同時鐘產生器389之一信號同相地驅動。在一個實施例中，在為飛馳電容器376及377充電之同時磁化電感器374，從而需要同相地驅動MOSFET 371、 3 78、3 79及380以同時傳導。在另一實施例中，在將飛驰電容器376及3 77上之電荷轉移至輸出電容器385之同時磁化電感器374,從而需要與MOSFET 381至384同相（亦即，同時傳導）且與MOSFET 378至380異相地驅動MOSFET 371 °必須將可選電容器375之大小調整得與閘極定時及轉 141916.doc -35- 201014136 換器370之運作電流範圍相應。在單片實施方案中，電容375部分地表示與井（亦即用來形成且整合M〇SFET 378至384之P_N接面）之形成自然相關聯之電容。可高暫態分數LCUU轉換器之實施例若所揭示之LCXU轉換器適於固定頻率升壓（或更準確地係升-升作業），則前置調節器階段展示一轉移特性 Vy=Vbatt/(l-D)。因此，如在圖10A之等效電路4〇〇中所示，在充電階段期間，LCUU轉換器使用相依電壓源4〇1以一暫態電流❶將飛馳電容器402及403中之每一者充電至一電壓 Vy/2或Vbatt/2(1-D)。如在圖10B之等效電路4〇5中所示，在電荷轉移階段期間，經充電之飛驰電容器4〇2與4〇3係並聯連接’且該並聯組合係電堆疊於輸入電壓源4〇6之電壓 vbatt頂部上，藉此一電流❷流動以將輸出電容器4〇7充電至其最終值V0UT。由於飛馳電容器4〇2與403之並聯組合與電壓源406係串聯連接，因此電壓¥〇仍係％扣與、之和：。=U+吾)=匕"〔智：本文中所揭示之LCUU轉換器之實施例之等效輸出至輸入電壓轉移比率由以下表達式給出：

_1.5-D ~~1-D 先前所揭示之1.5X類型LCUU轉換器80具有一為 V〇UT/Vbatt=l_5/(l-D)之電壓轉移比率。相反，轉換器3〇〇之 141916.doc -36 - 201014136 LCUU版本總是高於1轉換但在小於電壓Vy之值1.5倍之一電壓下運作。特定而言，隨著D在自0至75%之間變化，轉換器300之LCUU版本之轉移比率變化在自1.5X至4X之間變化。在相同範圍中，先前所揭示之1.5X類型LCUU轉換器 80將展示1.5X至6X之一範圍。因此，儘管該轉換器涉及兩個僅升壓階段，但圖4 A中所示之分數類型後置轉換器80之轉移比率範圍大於圖8A中所示之可高暫態轉換器300之LCUU版本之升壓範圍。但是，轉換器300之LCUU版本仍提供一極其寬的轉移比率範圍。高於75%之工作因數亦係可能的，但因此所需用來達成對應轉移比率之電流可係相當高。若採用可變頻率控制，則工作因數D由量替代，從而允許在一逐循環基礎上動態地調整電感器303之磁化時間及允許用於電流再循環之持續時間（亦即，當電流電感器電流下降時）。在圖10C中顯示可高暫態分數LCUU轉換器420之一實施例。轉換器420包含一前置調節器420A，其包括低側N溝道MOSFET 421、具有對應固有的P-N二極體424之浮動同步整流器MOSFET 423、電感器422及可選電容器445，及一後置轉換器420B，其包括飛驰電容器425及426、 MOSFET 425至432，及輸出電容器433。同步整流器 MOSF£T 423可係在閘極驅動電路及閘極驅動信號ν〇2之極性上具有適當變化之P溝道或N溝道。MOSFET 423在轉換器420中用作雙重目的，既用作前置調節器420 A之一同步 141916.doc -37- 201014136 整流器，又用作在為飛驰電容器425及426充電時用來控制時間之MOSFET中之一者。使用具有時鐘或斜坡產生器437之脈衝寬度調變控制器 434及先斷後通（BBM)電路435及436達成MOSFET閘極驅動及定時。使用來自轉換器420之輸出電壓V0UT之負極回饋回應於一控制電壓VFB達成脈衝寬度調變。位準移位器438 將VFB之量值調整為強制V OUT 成為某一目標值之適當的電壓。PWM控制器434可替代地使用可變頻率控制而運作。 BBM電路435之運作確保MOSFET 421及423被異相地驅動以避免擊穿傳導及電容器425及426之短路。特定而言， MOSFET 421傳導以磁化電感器422，亦即，增加其電流，同時另外每當MOSFET 421關斷時二極體424及同步整流器 MOSFET 423即提供為電容器425及426充電之一電流路徑。類似地，BBM電路436確保MOSFET 423與MOSFET之 427及428同相傳導且經驅動與MOSFET 429、430、431及 432異相。特定而言，MOSFET 423、427及428傳導以自電容器445為飛驰電容器425及426充電。另外，MOSFET 429 至432經偏壓以同時傳導以將電荷自飛驰電容器425及426 轉移至輸出電容器453。在一較佳實施例中，BBM電路435 及43 6由來自一共同時鐘產生器437之一信號同相地驅動。在一較佳實施例中，在飛馳電容器425及426將其電荷轉移至輸出電容器453之同時磁化電感器422,從而需要同相地驅動MOSFET 429、430、431及432以同時傳導。在相反 141916.doc -38- 201014136 階段中，MOSFET 423、427及428經偏壓以同時傳導，從而將飛驰電容器425及426中之每一者充電至一電壓V\/2。由於MOSFET 423既用作一同步整流器又用於為飛驰電容器425及426充電，因此，如電路300中所圖解說明，在轉換器420中不存在任何穩定的中間電壓Vy。替代地，電壓 V’y 僅在 MOSFET 421 關斷且 MOSFET 423、427 及 428 接通之時間期間表現為Vy。可將可選電容器445之大小調整得與閘極定時及轉換器420之運作電流範圍相應，但電容 445僅可表示與井（亦即用來形成且整合MOSFET 424至433 之P-N接面）之形成相關聯之寄生電容。上文所述之實施例係說明性的而非限定性。根據上述說明’熟習此項技術者將明瞭諸多額外及替代實施例。【圖式簡單說明】圖1A係一電荷幫浦倍壓器之一電路圖；圖1B及1C分別係該電荷幫浦倍壓器在充電及電荷轉移階段期間之等效電路圖；圖2A係一分數1.5X電荷幫浦之一電路圖；圖2B及2C分別係該分數1.5X電荷幫浦在充電及電荷轉移階段期間之等效線路圖；圖3 A係具有一 2X後置轉換器之一 LCXU轉換器之一電路圖；圖3B及3C分別係圖3A之該LCXU轉換器在充電及電荷轉移階段期間之等效電路圖；圖4A係具有一 1 ·5χ後置轉換器之一 LCXU轉換器之一電 141916.doc -39- 201014136 路圖；圖4B及4C分別係圖4A之該LCXU轉換器在充電及電荷轉移階段期間之等效電路圖；圖5 A係具有根據本發明之一 2X後置轉換器之一 LCXU轉換器之一電路圖；圖5B及5C分別係圖5A之該LCXU轉換器在充電及電荷轉移階段期間之等效電路圖；圖6A及6B分別係具有一 2X後置轉換器之一 LCDU轉換器在充電及電荷轉移階段期間之等效電路圖；圖6C係具有2X後置轉換器之該LCDU轉換器之一電路圖；圖7A及7B分別係具有一 2X後置轉換器之一 LCUU轉換器在充電及電荷轉移階段期間之等效電路圖；圖7C係具有2X後置轉換器之該LCUU轉換器之一電路圖；圖8A係具有根據本發明之一 1.5X後置轉換器之一 LCXU 轉換器之一電路圖；圖8B及8C分別係圖8A之該LCXU轉換器在充電及電荷轉移階段期間之等效電路圖；圖9A及9B分別係具有一 1.5X後置轉換器之一 LCDU轉換器在充電及電荷轉移階段期間之等效電路圖；圖9C係具有1.5X後置轉換器之該LCDU轉換器之一電路圖；圖10A及10B分別係具有一 1.5X後置轉換器之一 LCUU轉 141916.doc -40- 201014136 換器在充電及電荷轉移階段期間之等效電路圖；及圖10C係具有1 ·5Χ後置轉換器之該LCUU轉換器之一電路圖。【主要元件符號說明】

1 電荷幫浦倍壓器 2 電池或電壓源 3 飛馳電容器 4 MOSFET 5 MOSFET 6 MOSFET 7 MOSFET 8 輸出電容器 10 等效電路 11 電壓源 15 等效電路 20 分數電荷幫浦 21 電池或電壓源 22 飛驰電容器 23 飛驰電容器 24 MOSFET 25 MOSFET 26 MOSFET 27 MOSFET 28 MOSFET 141916.doc •41- 201014136 29 MOSFET 30 MOSFET 31 輸出電容器 36 電壓源 40 等效電路 50 轉換器 51 電池或電源 52 脈衝寬度調變控制器 53 先斷後通（BBM)電路 54 先斷後通（BBM)電路 55 單個飛驰電容器 56 功率MOSFET 57 功率MOSFET 58 功率MOSFET 59 功率MOSFET 60 輸出電容器 65 等效電路 66 相依電壓源 70 等效電路 80 轉換器 81 電池或電源 83 電感器 84 中間充電電容器 85 飛馳電容器 141916.doc 42- 201014136

86 飛驰電容器 87 功率MOSFET 88 功率MOSFET 89 功率MOSFET 90 功率MOSFET 91 功率MOSFET 92 功率MOSFET 93 功率MOSFET 94 輸出電容器 95 等效電路 96 相依電壓源 98 等效電路 100 轉換器 101 電池或電源 102 切換電壓轉換器 103 電感器 104 中間充電電容器 105 單個飛馳電容器 106 功率MOSFET 107 功率MOSFET 108 功率MOSFET 109 功率MOSFET 110 輸出電容器 115 等效電路 141916.doc -43- 201014136 116 相依電壓源 118 等效電路 120 等效電路 121 相依電壓源 122 飛驰電容器 125 等效電路 126 輸出電容器 127 輸入電壓源 140 可高暫態LCDU轉換器 141 高側MOSFET 142 低側N溝道MOSFET 143 二極體 144 電感器 145 可選電容器 146 飛驰電容器 147 MOSFET 148 MOSFET 149 MOSFET 150 MOSFET 151 輸出電容器 152 脈衝寬度調變控制器 153 先斷後通（BBM)電路 154 先斷後通（BBM)電路 155 有時鐘或斜坡產生器 141916.doc -44- 201014136 參參 156 位準移位器 171 相依電壓源 172 飛驰電容器 173 輸入電壓源 174 輸出電容器 175 等效電路 180 可高暫態LCUU轉換器 181 低側N溝道MOSFET 182 電感器 183 浮動同步整流器MOSFET 184 P-N二極體 185 飛驰電容器 186 MOSFET 187 MOSFET 188 MOSFET 189 輸出電容器 190 脈衝寬度調變控制器 191 先斷後通（BBM)電路 192 先斷後通（BBM)電路 193 時鐘或斜坡產生器 194 位準移位器 300 轉換器 301 電池或電源 303 電感器 141916.doc .45· 201014136

304 中間充電電容器 305 飛驰電容器 306 飛驰電容器 307 功率MOSFET 308 功率MOSFET 309 功率MOSFET 310 功率MOSFET 311 功率MOSFET 312 功率MOSFET 313 功率MOSFET 314 輸出電容器 320 等效電路 321 相依電壓源 325 等效電路 326 電路 350 等效電路 351 相依電壓源 352 飛馳電容器 353 飛驰電容器 355 電荷轉移階段 356 輸入電壓源 357 輸出電容器 370 可高暫態分數LCDU轉換器 371 高側MOSFET 141916.doc -46- 201014136 參參 372 低側N溝道MOSFET 373 二極體 374 電感器 375 可選電容器 376 飛馳電容器 377 飛驰電容器 378 MOSFET 379 MOSFET 380 MOSFET 381 MOSFET 382 MOSFET 383 MOSFET 384 MOSFET 385 輸出電容器 386 脈衝寬度調變控制器 387 先斷後通（BBM)電路 388 先斷後通（BBM)電路 389 時鐘或斜坡產生器 390 位準移位器 400 等效電路 401 相依電壓源 402 飛驰電容器 403 飛馳電容器 405 等效電路 141916.doc -47- 201014136 406 輸入電壓源 407 輸出電容器 420 ' 可高暫態分數LCUU轉換器 421 低側N溝道MOSFET 422 電感器 423 浮動同步整流器MOSFET 424 P-N二極體 425 飛驰電容器（MOSFET) 426 飛馳電容器MOSFET 427 MOSFET 428 MOSFET 429 MOSFET 430 MOSFET 431 MOSFET 432 MOSFET 433 輸出電容器 434 脈衝寬度調變控制器 435 先斷後通（BBM)電路 436 先斷後通（BBM)電路 437 時鐘或斜坡產生器 438 位準移位器 ❶ 暫態電流/電流路徑 ❷ 電流路徑/暫態電流/電荷轉移電流 141916.doc -48-

Claims

201014136 七、申請專利範圍： 1' 種直流/直流電壓轉換器，其包括：則置調節器，其包括一電感性切換電壓轉換器，該則置調節器具有一輸入端子及一輸出端子；及後置轉換器，其包括一電荷幫浦，該後置轉換器具有耗合至該前置調節器之一輸出端子之一第一輪入端子，及耦合至該前置調節器之該輸入端子之一第二輸入端子。 ❹2·如凊求項1之直流/直流電壓轉換器，其中該電荷幫浦包括—電容器’該後置轉換器之該第一輸入端子經由一第一開關耦合至該電容器之一第一端子，該後置轉換器之該第二輸入端子經由一第二開關耦合至該電容器之一第二端子。 3_如請求項2之直流/直流電壓轉換器，其中該電容器之該第—端子經由一第三開關耦合至該轉換器之一輸出端 ©子’且該電容器之該第二端子經由一第四開關耦合至接地。 4·如請求項3之直流/直流電壓轉換器，其中該第一開關、第二開關、第三開關及第四開關中之每一者皆包括一 • MOSFET。 5.如請求項1中之直流/直流電壓轉換器，其中該電荷幫浦包括至少兩個電容器，該後置轉換器之該第一輸入端子經由一第一開關耦合至一第一電容器之一第一端子，該後置轉換器之該第二輸入端子經由一第二開關耦合至該 141916.doc 201014136 第一電容器之一第二端子，該第一電容器之該第二 1 % 子、左由一第三開關耦合至該第二電容器之一第—端子該後置轉換器之該第二輸入端子經由一第四開關耦合至: 第二電容器之一第二端子。 μ 6·如請求項5之直流/直流電壓轉換器，其中該第一電容器之該第—端子經由一第五開關耦合至該轉換器之—輪出端子’且該第二電容器之該第二端子經由一第六合至接地。輛 7·如請求項6之直流/直流電壓轉換器，其中該第二電容器之該第一端子經由一第七開關耦合至該轉換器之該輪出端子。 8·如請求項7之直流/直流電壓轉換器，其中該第一開關、第二開關、第三開關、第四開關、第五開關、第六開關及第七開關中之每一者皆包括一]V10SFET。 9·如请求項1之直流/直流電壓轉換器，其中該前置調節器適於在該前置調節器之該輸入端子處升高一電壓。 1〇·如請求項9之直流/直流電壓轉換器，其中該後置轉換器適於在該後置轉換器之—輸入端子處加倍一電壓。 11. 如請求項9之直流/直流電壓轉換器，其中該後置轉換器適於在該後置轉換器之—輸入端子處以一因數15增大一電壓。 12. 如4求項丨之直流/直流電壓轉換器其中該前置調節器適於在該前置調節器之該輸入端子處降低一電壓。 13. 如叫求項12之直流/直流電壓轉換器，其令該後置轉換器 141916.doc 201014136 適於在該後置轉換器之一輸入端子處加倍一電壓β 14. 如請求項12之直流/直流電壓轉換器，其中該後置轉換器適於在該後置轉換器之一輸入端子處以一因數15増大一電壓。 θ 15. —種將一直流輸入電壓轉換為一直流輪出電壓之方法，其包括：在該直流輸入電壓與接地之間重複地切換一電感器之一第一端子以便產生一中間電壓； ® 使用該中間電壓來為至少一個電容器充電；及將該至少一個電容器之一第一端子重複地連接至該直流輸入電壓，且將該至少一個電容器之一第一端子自該直流輸入電壓斷開連接，從而在該電容器之一第二端子處產生該直流輸出電壓。 1 6.如請求項15之方法，其包括：提供一輸出電容器；及〇 #將該至少-個電容器之該第-端子連接至該直流輸入電壓時將該至少一個電容器之該第二端子連接至該輸出電容器；及當將該至少一個電容器之該第一端子自該直流輸入電壓斷開連接時將該至少一個t容器之該第二端子自該輸出電容器斷開連接。 17.如請求項16之方法，其中在將該中間電壓用來為該至少一個電容器充電之同時將該電感器之該第一端子連接至該直流輸入電壓。 141916.doc 201014136 18. 如請求項16之方法，其包括在將該中間電壓用來為該至少一個電容器充電之同時磁化該電感器。 19. 如請求項16之方法，其中在將該至少—個電容器之該第二端子連接至該輸出電容器且將該至少一個電容器之該第一端子連接至該直流輸入電壓之同時將該電感器之該第一端子連接至該直流輸入電壓。 20. 如明求項16之方法，其包括在將該至少一個電容器之該第二端子連接至該輸出電容器且將該至少一個電容器之該第一端子連接至該直流輸入電壓之同時磁化該電感器。 21. —種將一直流輸入電壓轉換為一直流輸出電壓之方法，其包括：將一電感器之一第一端子連接至該直流輸入電壓；將電感器之一第二端子重複地連接至接地且將一電感器之該第二端子自接地斷開連接以便產生一中間電壓；使用該中間電壓來為至少一個電容器充電；及將該至少一個電容器之一第一端子重複地連接至該直流輸入電壓，且將該至少一個電容器之該第一端子自該直流輸入電壓斷開連接，從而在該電容器之一第二端子處產生該直流輸出電屢。 22. 如請求項21之方法，其包括：提供一輸出電容器；及當將該至少一個電容器之該第一端子連接至該直流輸 141916.doc 201014136 個電谷器之該第二端子連接至該輪 #至夕電谷器之該第-端子自該直流輸入電查斷開連接時將該至少—個電容器之該第二端子自該輪出電容器斷開連接。 23. 士 „月求項22之方法，其中在使用該中間電壓來為該至少 -個電容器充電之同時將該電感器之該第二端子連接至接地。

入電壓時將該至少出電容器；及 24.如請求項22之方法，其包括在使用該中間電壓來為該至少一個電容器充電之同時磁化該電感器。 25·如請求項22之方法，其中在將該至少一個電容器之該第二端子連接至該輸出電容器且將該至少一個電容器之該第一端子連接至該直流輸入電壓之同時將該電感器之該第二端子連接至接地。 26.如請求項22之方法，其包括在將該至少一個電容器之該第二端子連接至該輸出電容且將該至少一個電容器之該第一端子連接至該直流輸入電壓之同時磁化該電感 141916.doc