SE455454B - Forsterkarkretsanordning - Google Patents

Description

n455 454 . 2 _' 10 15 20 ZS kompakt realisering av ett dylikt belastningsmotstånd, men endast på bekostnad av icke-linearitet vid önskade driftparametrar.

En känd egenskap hos en MOSFET-komponent är, att för något mindre dríftsignalomràden än vad som önskas vid linjära integre- rade kretsar, denna typ av transistor kan tjäna såsom ett linjärt belastningsmotstånd, när den drivs i den linjära delen av "tríod- området", dvs. när kollektor-emítterspänningen VD ligger klart under den "effektiva styrespänningen" VCE, och närmare bestämt: = V -v (1) V << V G TO D GE det vill säga kollektor-emitterspänningen bör hållas klart under den påtryckta styre-emitterspänningen VG minus tröskelspänningen VTO.

En ideal (perfekt linjär) motstândsdämpare i en spännings- delarkrets (fig. 1) innefattar ett par ideala motstånd R1 och R2, vilkas kvot (R1/R2) är vald i enlighet med önskad utspänning: V = VREF * (V1N'VRsr)(R1)ÄR1*Rz) = = (VIN R1 * “REF R2)/fR1*R2) UT (2) där VIN är insignalspänningen och VREF är en referensspänning, vanligen en fast likspänning. En enkel och direkt realisering av denna ideala motståndsdämpkrets med MOS-transistorer är àtergiven i fig. 2, varvid ett par av MOSFET-komponenter M1 och M2 utnytt- jas med transkonduktanser 61 respektive 52, där 5 är proportio- nell mot förhållandet mellan transistorkanalens bredd W och längd L, sàsom förut är känt. Transistorernas M1 och M2 styre-elektro- der är anslutna till en tillräckligt hög (för N-kanal-anordningar) matningsspänníng VDD, så att båda transistorerna M1 och M2 drivs i de linjära delarna av sina triodomràden. En sådan realisering som den i fig. 2 visade uppvisar emellertid den nackdelen att in- signalerna måste begränsas till ett icke önskvärt litet omrâde (vanligen f 2 volt för VDD = zn volt) för att linjära förhållan- den under drift skall bibehàllas. Detta problem med icke-lineari- tet vid höga signaler beror på den kvadratiska VD-termen i MOSFET-komponentens kollektorströmsamband i tríodområdet: IA = -6 ßVC'VTo'Vs)(Vn'Vs) ' ä (Vn"VS)Z] (3) Denna kvadratiska term (ßVš/2) blir väsentlig när VD icke hálles klart under (VC-VTG), dvs. när insignalerna är tillräckligt höga för att.äï%va MOšFET4komponenten utanför den linjära delen av 10 15 20 25 30 455'454 triodområdet. För dylika höga signaler kommer sålunda utspänning- en VUT icke att vara linjärt beroende av insignalspänningen VIN.

För högre signaler, som medför drift utanför triodområdets linjära del, måste en annan lösning väljas för bibehållande av lineariteten. En sådan lösning (fig. 3) begagnar sig av drift i bottníngsomrádena för NOS-transistorerna M] och M2 av anríknings- typ, varvid styre-elektroden hos varje transistor är kortsluten till transístorns kollektor via en ohmsk direktförbindning. Trots att emitter-kollektorströmmen nu följer ett kvadratiskt samband, har dämparen fortfarande en i grunden linjär funktion, eftersom båda transistorerna uppvisar samma typ av ström-spänning-funk- tionsberoende: In = °ß1(Vc1'Vs1"Vro)2/z = -ßztvcz-vS2~vToJ2/2 (41 Med en definiering av varje ß = Zmz erhålles: a,cvG,-vS,) =aZ Eftersom vid kretsen enligt fig. 3 VG] och VG2 är samma som VIN ínses att kretsen i fig. 3 ger en linjär dämpare i spänníngsdelarkretsen. Denna krets blir emellertid starkt olinjär om och när insignalen VIN har ett sving under re- ferenslikspänningen VREF eller till och med under VREF plus dubbla tröskelspänningen, eftersom därvid båda transistorerna M1 och M2 slås ifrån och kollektorernas och emittrarnas funktioner omkastas.

Kretsen enligt fig. 3 begränsar därför på ett icke önskvärt sätt insígnalområdet för linjär drift till värden på VIN minst VREF ZVTO.

Det föreligger sålunda ett önskemål om en HOS-krets, som ger är s ma som V am ur större än + en linjär dämpning över ett större arbetsområde än vid de kända anordningarnu. Med "linjär" menas att den totala övertonsdistor- sionen för sinusformiga signaler av några få volt effektivvärde bör ligga mer än cirka 30 dB under grundtonen.

Ovannämnda problem löses genom att förstärkarkretsanordning- en enligt uppfinningen erhållit de i patentkravet 1 angivna kän- netecknen.

Uppfinníngen utgår från en transístorkretsanordning, som innefattar en första, en andra och en tredje MOS-transistor, var- vid kollektorelektroden hos den andra transistorn och emitter- elektroden hos den tredje transistorn är anslutna till en gemen- samHnod.HEnlízt uppfinningen är styre-elektroden hos den första \ ~ - ~ ~~ 455 454 10 15 20 25 30 40 transistorn ansluten till nämnda nod och organ är anordnade för att elektriskt koppla högströmssträckan hos nämnda andra och tredje transistor i serie med nämnda första transistors högströmssträcka samt organ är anordnade för att pàtrycka en ínsignal på den första transistorns kollektorelektrod, varjämte den andra och tredje tran- sistorns transkonduktanser är så dimensionerade att den första transistorns elektriska resistans blir i huvudsak linjär.

Vid en föredragen utföringsform för realisering av uppfin- ningen är en fjärde MOS-transistor anordnad, som har sin högströms- sträcka seriekopplad med den första transistorns högströmssträcka för àstadkommande av ett spänningsdelararrangemang (dämpare).

Vid en särskild utföringšform av uppfinningen (fig. 4) linea- riseras den spänningsdelning, som àstadkommes av ett par av serie- kopplade MOS-belastningstransistorer (M1 och M2), med hjälp av återkoppling till transístorernas styre-elektroder från ett par extra noder (N45 och N34), som är belägna mellan högströmssträck- erna (emitter-kollektorsträckorna) hos tre extra MOS-transistorer (M5, M4 och M3)¿ vilka är sinsemellan seriekopplade till en kon- stantspänningskälla (VDD). Genom ett avpassat val av transkonduk- tanser hos bade belastningstransistorerna och de extra transisto- rerna, kan den spänningsdelarfunktion, som realiseras med hjälp av belastningstransistorerna, göras i det närmaste linjär med av- seende pâ ström, dvs. icke-lineariteten (eller den totala över- tonsdistorsionen) i emitter-kollektorström som funktion av spän- ning kan bringas till círka'50 dB under grundtonen hos en sinus- formig insignal tack vare denna återkoppling till belastningstran~ sistorernas styre~elektroder från de extra noderna (N34 och N45) under drift.

Vid en annan utföringsform av uppfinningen (fig. S) lineari- seras en enda MOS-belastningstransistor (M7) med hjälp av äter- koppling till dess styre-elektrod från en nod (N34), som är belä- gen mellan högströmssträckorna hos ett par extra MOS-transistorer (M4 och M3). Genom ett avpassat val av respektive transkonduktan- ser kan belastningens ström-spänningssamband göras linjärt.

Vid en ytterligare utföringsform av uppfinningen (fig. 6) lineariseras en MOS-belastningstransistor (M2) i en spänningsde- larkrets med hjälp av återkoppling till dess styre-elektrod från en nod (N34), som är belägen mellan ett par extra MOS-transisto- rer (M3 och M4). Denna speciella utföringsform (fig. 6) av en spänningsdelare.är-fördelaktigare än utföringsformen enligt fig.4 10 15 20 25 30 35 455 454 genom att den kan drivas med en insignal svarande mot VIN upp till spänningen VDD minus ett tröskelspänníngsfall och genom att me- talliseringen hos en integrerad krets kan göras enklare och till lag kostnad med avseende på icke-linearitet.

Vid de ovan beskrivna utföringsformerna av uppfinningen är övertonsdistorsionen mindre än -30 dB, medan insignalen kan va- riera från en nedre gräns så lag som förspänningen hos halvledar- substratet (typiskt 0 volt för VREF = 3 till 6 volt) till en övre gräns så hög som VDD (typiskt 10 till 20 volt) minus tre tröskel- spänningsvärden (fig. 4) eller tvâ tröskelspänningsvärden (fig. 5) eller ett tröskelspänningsvärde (fig. 6). Vid en ytterligare ut- föringsform realiseras en känd MOS-operationsförstärkarkrets (fig. 7) med ett ingàngsmotstànd RIN och ett àterkopplingsmotstánd RFB i enlighet med uppfinningen med MOS-fälteffekttransistorer (fig. 8) i stället för motstånden, så att både ingangsresistansen och àterkopplingsresistansen blir linjära. ' Vid ytterligare utföríngsformer av uppfinningen (fig. 10 och 11) utnyttjas MOS~förstärkare för hopkoppling av högströmssträck- an (emitter-kollektorsträckan) hos den lineariserade transistor- och M2) med de extra transistorerna (M3, M4 och 10 visade kretsen är särskilt användbar i samband insignaler som icke är tillräckligt dämparkedjan (M1 M5). Den i fig. med svaga insignaler, dvs. starka för att direkt driva transistordämparkedjan.

Några utföringsexempel på uppfinningen kommer att beskrivas närmare i det följande under_hänvisning till bifogade ritningar, där fig. 1-3 visar kopplingsscheman för kända dämpkretsar, som tjänar till att underlätta förståelsen av uppfinningen, fig. 4 visar ett kopplingsschema för en lineariserad MOS-dämpkrets av spänningsdelartyp enligt en utföringsform av uppfinningen, fig¿§ visar ett kopplingsschema för en lineariserad dämpkrets med MOS-belastníngstransistor enligt en annan utföringsform av upp- finningen, fig. 6 visar ett kopplingsschema för en lineariserad MOS-dämpkrets av spänningsdelartyp enligt en ytterligare utförings- form av uppfinningen, fig. 7 visar ett kopplingsschema för en- operationsförstärkare med linjära ingàngs- och áterkopplíngsmot- stand enligt känd teknik, fig. 8 visar ett kopplingsschema för en operationsförstärkare med lineariserade MOS-transistorer såsom ingàngs- och àterkopplingsmotstànd enligt en ytterligare utförings- form av uppfinningen, íig. Q visar ett kopplingsschema som åskåd- _4ss 454 _ _6 ID 15 20 ZS b! U1 liggör lineariseringen av en MOS-transistorbelastning enligt upp- finningen, och fig. 10 och ll visar kopplingsscheman för förstär- karkoppling i en lineariserad MOS-spänningsdelarkrets enligt upp- finningen.

Såsom framgår av fig. 4 är MOSFET-belastningar M1 och M2 an- slutna med sina emitter-kollektorstrâckor (högströmssträckor) i serie, så att en spänningsdelarutsígnal VUT erhålles för insigna- len VIN relaterat till spänningen VREF (som kan vara jord). Dessa belastningstransistorer är sammankopplade med tre extra MOSFET- -komponenter M5, M4 och M5 till en spänningskälla VDD Styre-elek- troden hos varje belastningstransistor är direkt ledande förbunden (ohmskt förbunden) med en tillhörande av två extra noder N34 och N45, som är belägna mellan emitter-kollektorsträckorna hos de tre extra MOSFET-komponenterna. KomponenternasM3, M4 och M5 transkon- duktanser är icke endast så valda att transistorerna M1 och M2 ar- betar i sina triodomràden, utan även så valda att de resulterande återkopplingssígnalerna till transístorernas Mä och M2 styre-elek- troder gör driftförhâllandena linjära, dvs. så att förhållandet mellan ström och spänningsfall blir konstant över arbetsområdet.

Dessa valkriterier framgår av nedanstående beskrivning i anslut- ning till fig. 9, där kvadratiska (eller kvadratiskt relaterade) termer i sambandet (3) upphäver varandra. Pâ detta sätt blir den ström, som flyter igenom varje belastningstransistor M1 och MZ ("dämparström") en linjär funktion av respektive transistors emít- ter-kollektorspänning. Särskilda exempel ges även nedan.

Den i fig. 5 visade kretsen utgör endast en del av kretsen enligt fig. 4 och är användbar för realisering av en enda linea- ríserad transistor M7. Genom ett avpassat val av transistorpara- metrar kan sambandet-mellan ström och spänningsfall över belast- níngstransistorn M2 lineariseras med hjälp av återkoppling från noden N34 till styre-elektroden hos denna belastningstransistor.

Parametrarna för kretsen enligt fig. 5 kan enkelt härledas på samma sätt som vid kretsen enligt fig. 4. A andra sidan represen- terar den i fig. 6 visade spanningsdelarkretsen en modifiering av kretsen enligt fig. 4 genom att transístorn M5 är utelämnad och genom att transistorernas M1 och M3 styre-elektroder är direkt an- slutna till spänningen VDD. På detta sätt uppnås en enklare metal- lisering på någon liten bekostnad av lineariteten.

Fig. 7 visar en konventionell operationsförstärkare 70 med en motkoppling realiserad av ett motstånd RFB, som är anslutet 10 15 20 25 7455 454 mellan förstärkarens utgång 73 och förstärkarens negativa summe- ringsíngàng 71. De konventionella linjära motstànden RIN och RFB hos operationsförstärkaren 70 i fig. 7 är i fig. 8 ersatta av lineariserade MOS-transistorer MIN respektive MFB i enlighet med uppfinningen. Linearitet hos transistorn MIN uppnås med hjälp av extra transistorer Må och Må, medan linearitet hos transistorn MFB uppnås med hjälp av extra transistorer M3 och M4. Det bör ob- serveras att transistorerna Må och MÅ i fig. 8 med avseende på transistorn MIN och spänningen VDD är anslutna på samma sätt som i fig. S, varvid transístorn MIN íntager transistorns M2 plats, och även att transistorerna M3 och M4 är anslutna på motsvarande sätt med avseende på transistorn MFB och spänningen VDD. Paramet- rarna för transistorerna M3, M4, Må och Må fås på samma sätt som för kretsen i fig. 5. På detta sätt matas ingàngsnoden 71 på ope- rationsförstärkaren 70 i fig. 8 med inspänningen VIN via den im- pedans som ges av transistorns MIN emitter-kollektorsträcka, och matas med en áterkopplingsspänning från förstärkarens utgängsnod 73 via transístorns MFB emitter-kollektorsträcka. Företrädesvis är MOS-fälteffekttransistorerna MIN, MFB, M3, Må, M4 och Må alla integrerade i samma enskilda kristallhalvledarkropp som opera- tionsförstärkarens 70 MOS-fälteffekttransistorer för enkelhets skull och för att underlätta tillverkningen enligt känd integre- rad MOS-kretstekník.

Fig. 9 visar en MOS-fälteffekttransistor MM en dämpare i en seriekoppling av belastningstransistorer med line- ariserande äterkopplingsorgan. Enligt uppfinningen bör emitter- och kollektorpotentialerna fi förhållande till halvledarsubstratet] som verkar såsom vara linjära funktioner av VIN och VREF: (6) (7) hos denna transistor MM VD =_V1N Vs = VIN ' IN ' VREF) Pâ motsvarande sätt bör styrespänningen VG hos transistorns " e(V1N ' VREF) f(V MM styre-elektrod vara linjär med avseende pà VIN och VDD: V = \-' (3) G IN ' g(\IN ' VDD) Parametrarna e, f och g beror av transístorns MM position i seriekopplíngen och av den önskade resistansen hos transistorn MM. Enligt ovanstående samband (3) blir, eftersom transistorn MM arbetar i triodomràdet, emitter-kollektorströmmen IA hos den sà- sqm en fiämpane_arbetande transistorn MM såsom följer: 455 454 'i 8 IA = 'ß lšvcwrfvs) ' å' (VIYVSÜ (Vlfvs) (9) Efter insättning av de genom sambanden (6)-(8) givna spännings- värdena erhålles: _ _ _ _ e+f _ e+f _ _ _ IA " ß [gvnn Vro 'T VREF (T gwm] ff “WIN Vass) (m) För att linearitet med avseende på VIN skall uppnås mäste VIN-termen inom hakparentesen försvinna, dvs: iš-f-Pw eller g = (e+f)/2 (11) Med användning av detta uttryck för g i sambanden (8) och (10) blir villkoren för linearitet: v =2'e'fv Jfíï-*fv G z IN z no (12) och IA = 'ß [g(VnD"VREP)'Vro] (f'e)(V1N'VRsF3 (13) I det fallet att inspänníngen VIN sjunker under referens- spänningen VREF, dvs. VIN < VREF, omkastas rollerna för emittern och kollektorn. Strömmen ges dock fortfarande av sambandet (9), men med parametrarna e och f omkastade i båda sambanden (6) och (7), och därför även i sambandet (10). Dessutom, eftersom dessa parametrar e och f_ uppträder symmetriskt i sambandet (10), förblir de genom sambanden (12) och (13) givna villkoren för linearitet lika för detta fall med VIN < VREF.

Vid fallet med en sådan tvåtransístor-dämpkrets av spännings- delartyp (fig. 4) att insignalen-VIN dämpas med en faktor h er- hálles: Vur " VRsr ” h WIN ' VREF) (M) Eftersom för detta fall (fig. 4) utspänningen VUT är lika med transistorns M1 kollektorspänníng VD och transistorns M3 emittpr- spänning VS, medan spänningen VIN är lika med transistorns M2 kol- lektorspänning VD och spänningen VREF är lika med transístorns M1 emitterspänning Vs, följer av sambanden (6), (7) och (13) att i detta fall (fig.4) bli; 10 15 *455 454 9 _ 61 = 1-hf fï 1, g, = 1-(h/2) (Is) e, = O; fz = 1-h; g, = låg (16) Med denna kännedom om g1 och gz kan de extra transistorerna för en sådan återkoppling enkelt beräknas. Om spänningen VDD är tillräckligt hög kommer de tre transistorerna M3, M4 och M5 (fig. 4) att alltid arbeta i sina bottningsomràden, så att för maximisignal fortfarande minst tre tröskelspänningsfall råder över dessa tre transistorer. Dessutom kan med hjälp av sambandet (10), i förbindelse med en driftdämparström IA och givna drift- transkon- även spänningar (VDD, VIN, VREF), transistorernas_M1 och M2 duktanser ßï och 52 enkelt beräknas. Vidare uppvisar enligt sambandet (4) de tre extra transistorernas (M3, M4, M5) transkon- duktanser (33, Q4, fig) följande approximatíva inbördes förhållande (försummande VTO); ' ' <1/ß3)=r1/ø4J=c1/ßsi = g§=cg1-g2>2=<1-g1>2 (11) Antages exempelvis att spänningsdelarkretsen enligt fig. 4 är anordnad att ge en dämpningsfaktor h = 0,2, följer av sambandet (15) och (16) att: e1 = 0,8; f] = 1; g1 = 0,9 (18) eZ = 0; fz = 0,8; gz = 0,4 (19) I detta exempel används följande dríftparametrar vid NMOS-teknik: VDD = 20 volt; VREF = ö volt; + VIN = 12 volt - signal; IA = 60 x 10-6 amp.

Såsom en första approximatíon antages att VTO = 0,16 volt för alla MOS-transistorer i kretsen. Därvid kan värdena av transisto- rernas M1 och MZ transkonduktanser erhållas frán sambandet (13), omskrivet såsom: 61 ” 1A/ I:(f1'e1m'1:\='VREF)] [E1“'DD_VREFJ'VTJ (20) och ß; = 1A/ ßfz'ezïfvxw'vnsr)1 [gzüïoxfvnfifivro] m) 455 454 10 Med hjälp av sambanden (18), (19), (20) och (21) kan man sålunda beräkna att: 51 = 4,0 x 1o'° amp/volcz, och ßz = 2,3 X 1o'6 amp/voirz (22) Smnbekant är transkonduktansen ß användbar för bestämning av kvoten W/L, dvs. förhållandet mellan kanalbredd och kanallängd, hos en MOS-transistor: ß ' ßS(W/L) (23) där ßs är definierad såsom den "specifika transkonduktansen" och beror av oxidtjockleken bland andra kretsparametrar. För ett ty- piskt värde av ßs = 2,8 x 10_5 amp/voltz, motsvarande en cirka 800 Å tjock oxid, kan man i föreliggande exempel enkelt beräkna (medelst sambanden (22) och (23)) att Wi/L1 = 10/69 ' (24) och W2/Lz = 10/120 (25) För en kanalbredd av 10 pm blir sålunda transistorernas M1 och M2 kanallängder 69 pm respektive 120 pm.

Beträffande beräkningarna av transístorernas M3, M4 och M5 transkonduktanser ßs, 64 och ßs erhålles i föreliggande exempel enligt sambandet (4) (försummande VTO): :in z1D _ 210 65 = (v -v )2 = (v -v 32 = 2(v -v )2 (26) os ss G2 .IN 92 nn IN _ zt 21 21 ßi = D 2 = D 2 = D 2 , (27) _ - - 7 - " (VG4 VS4) (VG1 Vgz) (g1 ga) (\nn VIN) 21 21 21 rss = D = D = D (281 . , 2 _, 2 _ 2 , _, 2 (”cs"”ss) (Von \c1) (1 É1) (\DD \zN) där ID är "delarströmmen" via transistorernas M3, M4 och MS _ emítter~kollektorsträckor. I allmänhet väljs ID så att signalkäl- lans icke-linjära belastning minimeras, så att cffektförlusten minimeras, och så att önskad driftfrekvens möjliggörs.

Med användning av en "delarström" ID = 5 pA, såsom ändamåls- enligt värde, följer av sambanden (26)-(28) att: 10 »+f¶4§sf454 1r - amp/voltz; 53 = 0,98 X 1o'° 64 0,63 x 10-6 amp/voltz; 65 = 15,5 X 10-6 amp/voltz ll (29) Med den specifika transkonduktansen ßs = 2,8 x 10-5 amp/voltz erhålles: ' WS/Ls = 10/285: W4/L4 = 10/444; och WS/LS = 10/18 (30) Det bör emellertid observeras att sambanden (26)-(28) härletts från sambandet (4) under försummande av tröskelspänningen VTO.

I det fallet att termen VTO beaktas i sambandet (4) erhålles: 2 ßs = ZID/ fgz(Vnn'VIN) ' Vro] i 2 54 = ZID/ [(g1'gz)(VnD'V1N) ' Vro] 9 °°h 2 ßs *'2In/ [(1'91)fVnn'V1N3 ' Vrdi (317 och pà motsvarande sätt att: W3/L3 = 10/259: W4/L4 = 10/412; och WS/Ls = 10/12 (32) potentialen VREF, som sålunda håller en klämma på var och en av transístorerna MIN och MFB pà denna bestämda potential VREF. A andra sidan tjänstgör operationsförstärkarens utspänning klämman 73 såsom VIN i sambanden (6) och (7) för áterkopplings- transistorn MFB. För båda transistorerna MIN och MFB följer så- lunda att e=0, f=1 och g=0,5. Under drift kan, pà grund av båda förspänningsarrangemang, in- och ut- r -UT vid transístorernas MIN och MFB spänningarna uppvisa ett sving både pá den positiva och på den negativa sidan av VREF utan att förorsaka icke-linjära distor- sioner.

Vid ovanstående exempel har såsom en approximation antagits att alla tröskelspänningar VTG är konstanta under drift. Under drift med den i fig. 4 visade kretsen varierar emellertid "back- styreförspänningen" (emitter-substratpotential) särskilt hos :ransistorn M2 pa grund av en varierande insignalspänning VIN. ?ransistornsrM2,tröskelspänning VTO kommer sålunda att bero av rar* ...;.,. .

'IO 15 455 454 W a insignalspänningen och kommer därför att introducera en ytterli- gare icke-linjär term i sambandet (9). Denna tröskelspänning kan vid uppträdandet av en från noll skild emitter-substratförspän- ning V5 som bekant approximeras med: 1/2 (ss) v = K1(zqF+vS) + oss/cox TO med K = (zqEN) 1/2/Cox (34) 1 där QF är halvledarsubstratets Fermi-potential, QSS är gränsladd- ningstätheten, q är elektronladdningen, E är halvledarsubstra- tets dielektricitetskonstant, N är störämneskoncentrationen i halvledarsubstratets styre-omrâde, och Cox är kapacitansen per enhetsyta hos styreoxiden. Insättes det av sambandet (7) givna värdet måemitter-substratförspänningen VS i sambandet (33) er- hálles: ; _' 1/2 5 _ V10 ' K1 (zir * fVREF * (1 f)VIN) * Qss/Cox (°53 Detta samband kan approximativt skrivas såsom: K U-f)V . vfo = x1(zçF+fvREF) 1/2 + 2(2¿ +fv šb/2 + QSS/cox (36) F REF Insättes detta uttryck för VTO i sambandet (10) och sättes VIN-termen inom hakparentesen lika med noll, blir det linjära villkoret enligt sambandet (11) såsom följer: + K (1-f) g=%5'_'1"""_"*m_ ”f” 2(2$F*fVREF) Medan sålunda värdet av g1ii det belysande exemplet (fíg. 4), såsom det ges av sambandet (15), förblir opàverkat (rid första ordningens approximatíon) eftersom f] = 1, minskas värde: av gi något för kompensering av tröskelspänningsvariationer förorsaknde av varierande emitter-substratförspänning. För ovan givna bely- sande exempel (resulterande i sambanden (18) och (19)), under'un- tagande av en substrat-störämneskoncentration av N = 5x10_1¿ atomer per cms och en oxídtjocklek av 800 Å, blir K1 cirka 0,31 cirka 0,387 (i stället för 0,4 såsom tidigare en- volt och g 2 På motsvarande sätt ändras värdena av trans- ligt sambandet (19)). konduktanserna (3 och W/L-kvoterna hos transístorerna M3, M4 och ¿MS nàgoi,.s% ätf'¿ stället för värdena enligt sambandet (30) 10 15 20 25 *455 454 13 följande värden erhålles: WS/L3 = 10/240; W4/L4 = 10/421; och WS/LS = 10/16 (38) Vid kretsen enligt fig. 6 blir W/L-kvoterna med användning av samma parametrar såsom följer: W1/LI = 10/69; W2/Lz = 10/120; W3/LS = 10/180 (eller 10/215); 0Ch W4/L4 = 10/400 (39) varvid värdet av W3/L3 optimerats genom datorsímulering (värdet inom parentes svarar mot ingen tröskelspänníngsvariation pà grund av substratverkan).

Vid föregående exempel valdes värdet av delarströmmen ID till att vara S PA och transistorparametrarna ß3, ßd, ßs beräkna- des utgående från detta val. Det bör därvid observeras att andra värden på denna ström givetvis kan användas i samband med andra parametrar, under beaktande av det faktum att ett alltför lågt värde pà strömmen ID leder till dåliga högfrekvensegenskaper (över storleksordningen 10 MHz för en ström av 1 pA) och till orimligt låga ß-värden (stort L) för transistorkanalerna, samt att ett alltför högt värde på strömmen ID leder till en icke önsk- värd hög effektförbrukning och till orimligt höga ß-värden (stort W) för transistorkanalerna. vid ett annat belysande exempel har följande parametervärden visat sig vara användbara för en särskild NMOS-utföríngsform en- ligt fig. 6: ' ID = 18 pA IA = 1 nA (vid ingen signal] H1/L1 = 8/44 W,/L, = 8/350 Ks/L- = 8/160 wa/L4 = s/75 + VIN = 3,55 volt - signal VDD = 12 volt VBB = -5 volt (substrat negativt förspänt) REF 3,55 volt 10 15 455 454 _ 14 I fig. 10 och 11 visas modifieringar av utföríngsformen en- ligt fig. 4, där MOS-förstärkare används för hopkoppling av hög- strömssträckan hos den lineariserade transistordämparkedjan (M1 och M2) med de extra transistorerna (M3, M4 och MS). Vid kretsanordningen enligt fig. 10 används en NOS-förstärkare 90 för hopkoppling av transistorns M3 emitterelektrod med transistorns M2 kollektorelektrod, varvid kretsanordningens insignal VIN in- matas pá förstärkarens 90 ingång. En sådan krets är särskilt an- vändbar för svaga insignaler, som icke är tillräckligt starka för att direkt driva dämparkedjan. I fig. 11 används en MOS-förstär- kare 100 för att hopkoppla transistorns M2 kollektorelektrod med transistorns M3 emitterelektrod, varvid kretsanordningens insig- nal VIN inmatas pá förstärkarens 100 ingång.

Det bör observeras, fastän uppfinningen ovan har beskrivits i anslutning till särskilda utföringsexempel, att olika modifie- ringar är möjliga inom uppfinningens ram. Exempelvis kan P-MOS- -transistorer utnyttjas i stället för N-MOS-transistorer, med av- passade driftspänningsändringar.

'I

Claims (15)

455 454 15 Patentkrav

1. Förstärkarkretsanordning, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar en förstärkare (70), dels en med en ingång på förstärkaren för ästadkommande av en linjär íngángsresistans för densamma förbunden första transistorkretsanordning, vilken består av en första (M2), en andra (M3) och en tredje (M4) MOS- -transistor, varvid kollektorelektroden hos den andra transís- ~torn (M3) och emitterelektroden hos den tredje transistorn (M4) är anslutna till en gemensam nod (N34), varvid styre-elektroden hos den första transistorn (M2) är ansluten till nämnda nod (N34) och organ (direktförbindelse; 90;100) är anordnade att elektriskt koppla högströmssträckan hos nämnda andra (M3) och tredje (M4) transistor i serie med nämnda första transistors (M2) högströmssträcka, varvid organ (direktförbinde1se; 90) är anordnade att pàtrycka en insignal (VIN) på den första transístorns (M2) kollektorelektrod, varjämte den andra (M3) och den tredje (M4) transístorns transkonduktanser är sa dimensionerade att den första transístorns (M2) elektriska resistans blir i huvudsak linjär, dels en med en utgång på för- stärkaren för ástadkommande av en linjär återkopplingsresistans för densamma förbunden andra transistorkretsanordning, som är likadan som den första.

2. Anordning enligt kravet 1, k ä n n e t e c k n a d av att den första transístorns (M2) kollektoreleketrod är för- bunden med den andra transístorns (M3) emítterelektrod, och att en insignal (VIN) är pàtryckt på den första transístorns (M2) kollektorelektrod och en utsignal (VUT) är uttagen från den första transístorns (M7) emitterelektrod.

3. Anordning enligt kravet 1 eller 2, k ä n n e t e c k- n a d av att den tredje transistorns (M4) styre-elektrod är förbunden med den tredje transístorns kollektorelektrod, och att den andra transístorns (M3) styre-elektrod är förbunden med den andra transístorns kollektorelektrod.

4. Anordning enligt kravet 1 eller 2, k ä n n e t e c k= n a d av att den tredje transístorns (M4) styre-elektrod är förbunden med den tredje transístorns kollektorelektrod, och att den andra transístorns (M5) styre-elektrod är förbunden med den tredje transístorns (M4) styre-elektrod.

5. Anordning enligt något av de föregående kraven, 45s 454 W k ä n n e t e c k n a d av att nämnda första (M2), andra'(M3) och tredje (M4) transistor alla är bildade i skilda delar av en enda halvledande kiselkristallkropp, och att samtliga transistorer har samma oxidskikttjocklek.

6. Anordning enligt något av de föregående kraven, k ä n n e t e c k n a d av en fjärde MOS-transistor (M1), som har sin högströmssträcka seriekopplad med den första transis- torns (M2) högströmssträcka för bildande av en spänningsdelar- anordning.

7. Anordning enligt kravet 6, k ä n n e t e c k n a d av att den fjärde transístorns (M1) kollektorelektrod är för- bunden med den första transístorns (M2) emitterelektrod, att den fjärde transistorns (M1) emitterelektrod är förbunden med en referenspotentialkälla (VREF) och att den fjärde transis- torns (M1) styre-elektrod är förbunden med den tredje MOS- -transistorns (M4) styre-elektrod.

8. Anordning enligt kravet 6 eller 7, k ä n n e t e c k- n a d av en femte MOS-transistor (M5), som har sin högströms- sträcka seriekopplad med högströmssträckan hos.den andra (M3) och den tredje (M4) transistorn, så att med den tredje transis- torns (M4) kollektorelektrod en andra gemensam nod (N45) är bildad, till vilken den fjärde transistorns (M1) styre-elektrod är ansluten.

9. Anordning enligt kravet 1, k ä n n e t e c k n a d av förstärkarorgan (90;100) för elektrisk koppling av högströms- sträckan hos den andra (M3) och den tredje (M4) transistorn i serie med den första transistorns (M2) högströmssträcka.

10. Anordning enligt kravet 9, k å n n e t e c k n a d av att den andra transistorns (M3) emitterelektrod är ansluten till en ingång på nämnda förstärkarorgan (90), att den första transistorns (M7) kollektorelektrod är ansluten till en utgång på nämnda förstdrkarorgan (90), och att en insignal (VIN) är påtryckt på nämnda ingång på nämnda förstärkarorgan (90).

11. Anordning enligt kravet 9, k ä n n e t e c k n a d av att den första transistorns (M7) kollektorelektrod är ansluten till en ingång på nämnda förstarkarorgan (100), att den andra transistorns (M3) emitterelektrod är ansluten till en utgång på nämnda förstärkarorgan (100), odh att en insignal (VIN) är pàtryckt på nämnda ingång på nämnda förstärkarorgan (100).

12. Anordning enligt något av kraven 1-11, k ä n n e- 455 454 17 t e c k n a d av att högströmssträckan hos den första MOÉ- -transistorn (MIN) i den första transistorkretsanordníngen är ansluten mellan förstärkarens (70) ingång (71) och en ingång (74) på nämnda förstärkaranordning, och att högströmssträckan hos den andra (Må) och den tredje (M¿) MOS-transistorn i den första transistorkretsanordningen är seriekopplade mellan nämnda ingång (74) på förstärkaranordningen och en spänningsklämma (VDD) på förstärkaranordningen.

13. Anordning enligt något av kraven 1-12, k ä n n e- t e c k n a d av att högströmssträckan hos den första MOS- -transistorn (MFB) i den andra transístorkretsanordníngen är an- sluten mellan utgången (73) och ingången (71) på förstärkaren (70), och att högströmssträckan hos den andra (M3) och den tredje (M4) transistorn i den andra transístorkretsanordningen är seriekopplade mellan förstärkarens (70) utgång (73) och en spänningsklämma (VDD) på förstärkaranordníngen.

14. Anordning enligt något av kraven 1-13, k ä n n e- t e c k n a d av att förstärkarens (70) ingång (71) utgör en negativ summeringsingång på förstärkaren.

15. Anordning enligt något av kraven 1-14, k ä n n e- t e c k n a d av att samtliga transistorer (MIN,Mš,M¿,MFB, . M3,M4) hos nämnda första och andra transístorkretsanordníngar och nämnda förstärkare (70) är integrerade i en enda halv- ledarkropp. -----~.