SE444099B - Transistorkretsanordning - Google Patents

Description

: 791o1sz~s ¿l 2 10 15 kompakt realísering av ett dylikt belastningsmotstànd, men endast på bekostnad av icke-línearitet vid önskade driftparametrar.

En känd egenskap hes en MUSFET-komponent är,_att för något mindre driftsignalområden än vad som önskas vid linjära integre- w Ü “ ä 3 § 3 Å rade kretsar, denna typ av transistor kan tjäna såsom ett linjärt belastningsmotstånd, när den drivs i den linjära delen av "triod- området", dvs. när kollektor-emitterspänníngen VD ligger klart under den "effektiva styrespänningen" VGR, och närmare bestämt: V (1) D << V = V GE 'V G TO det vill säga kollektor-emitterspänningen bör hållas klart under den påtryckta styre-emitterspänningen VG minus tröskelspänningen I En ideal (perfekt linjär) motståndsdämpare i en spännings- delarkrets (fíg. 1) innefattar ett par ideala motstånd R1 och R2, vilkas kvot (RT/R2) är vald i enlighet med önskad utspänning: Vur “ VREF * (V1N'VnEF)(R1)ÄR1*R2) ” = (VIN R: + VREF R2)/(R1+R2) (2) där VIN är insignalspänningen och VREF är en referensspänning, vanligen en fast likspänning. En enkel och direkt realísering av denna ideala motståndsdämpkrets med MOS-transistorer är återgiven i fig. 2, varvid ett par av MOSFET-komponenter M1 och M2 utnytt- jas med transknnduktanser di respektive ßz, där å är vroportio- nell mot förhållandet mellan transistorkanalens bredd W och längd L, såsom förut är känt. Transistorernas M1 och M2 styre-elektro- der är anslutna till en tillräckligt hög (för N-kanal-anordningar) matníngsspänníng VDD, så att båda transistorerna M1 och M2 drivs i de linjära delarna av sina triodområden. En sådan realisering visade uppvisar emellertid den nackdelen att in- signalerna måste begränsas till ett icke önskvärt litet emråde (vanligen i z vel: för VDÉ = zo valt) för att linjära förhållan- den under drift skall bibehållas. Detta problem med icke-lineari- tet vid höga signaler barer på den kvadratiska VD-termen i MOSFET-kompønentens kollektorströmsamband i triodområdet: :A = -ß ßi;G-vTO-vS><:irí,-vS> -f J; cvD-vsaz] (s) t Denna kvadratiska term (ßvš/2) blir väsentlig när VD icke hålles klart under (VG-VTG), dvs. när insígnalerna är tillräckligt höga för att driva MOSFET-knmpenenten utanför den linjära delen av som den i fig. 2 «.a;w...._. .,__..-_,-..._._..cfi__.-.mww.-u=atww~wquufn- ~4;--«- »- -« ~ TO 15 20 25 iilWi f 7a1e1s2~s triodområdett För dylika höga signaler kommer sålunda utspänninge en VUT icke att vara linjärt beroende av insignalspänníngen V För högre signaler, som medför drift utanför triodområdeíï linjära del, måste en annan lösning väljas för bibehållande av líneariteten. En sådan lösning (fig. 3) begagnar sig av drift i bottningsomràdcna för MOS~transístorerna M1 och M2 av anríknings- typ, varvid styre-elektroden hos varje transistor är kortsluten till transistorns kollektnr via en ohmsk direktförbíndníng. Trots att emitter~ko1lektorströmmen nu följer ett kvadratiskt samband, har dämparen fortfarande en i grunden linjär funktion, eftersom båda transistorerna uppvisar samma typ av ström-spänning-funk- tíonsberoende: 1 = - (v -v »v 2 _ _ _ _ 2 , n ßz G1 sv To) /2 _ ß2(vG2 vsz VTG) /2 (4) 2 Med en definiering av varje ß = ZX. erhålles: “1(Vo1'Vs1) ”“2fVoz"Vs13 * (“1'”z3VTo is) Eftersom vid kretsen enligt fig. 3 V61 är samma som VUT och VG2 är samma som VIN inses att kretsen i figl 3 ger en linjär dämpare i spänningsdelarkretsen. Denna krets blir emellertid starkt olinjär om och när ínsignalen VIN har ett sving under re-_ ferenslikspänningen VREF eller till och med under VREF plus dubbln tröskelspänningen, eftersom därvid båda transistorerna M1 och M2 slås ifrån och kollektorernas och emittrarnas funktioner omkastas.

Kretsen enligt fig. 3 begränsar därför på ett icke önskvärt sätt insignalomrädet för linjär drift till värden på VIN större än minst VREF >_2VTO.

Det föreligger sålunda ett önskemål om en NOS-krets, som ger en linjär dämpning över ett större arbetsområde än vid de kända anordningarnn. Med "linjär" menas att den totala övertonsdistor- sionen för sinusformiga signaler av några få volt effektivvärde bör ligga mer än cirka 30 dB under grundtonen.

Ovannämnda problem löses genom att transistorkretsanordníng~ en enligt uppfinningen erhållit de i patentkravet 1 angivna kän- netecknen. \ Uppfinningen utgår från en transistbrkretsanordning, som innefattar en första, en andra och en tredje MOS-transistor, var~ vid kollektorelektroden hos den andra transistorn och emitter- elektroden hos den tredje translatorn är anslutna till en gemen» .sam ned. Enligt uppfinningen är styre~e1ektroden hos den Första @f W”r91o1s2~e l4 transistorn ansluten till nämnda nod och organ är anordnade för att elektriskt koppla nögströmssträckan hos nämnda andra och tredga trnnsistor i serie med nämnda första transístors högströmssträckn samt organ är anordnade för att pátrycka en insignal på den första p 5 transistorns kollektorelektrod, varjämte den andra och tredje ß~ J l transístorns elektriska resistans blir i huvudsak linjär. in ' Vid en föredragen utföringsform för realiseríng av uppfinning» en är en fjärde MOS~transistor anordnad, som har sin högströms- sträcka seríekopplad med den första transístorns högströmssträckn 10 för åstadkommande av ett spänníngsdelararrangemang (dämpare).

Vid en särskild utföríngsform av uppfinningen (fig. 4) linea- riseras den spänningsdelníng, som åstadkommes av ett par av serie» kopplade MÛS-belastningstransistorer (M1 och M2), med hjälp av återkoppling till transistorernas styre-elektroder från ett par 15 extra noder (N45 och N34), som är belägna mellan högströms- sträckorna (emitter-kollektorsträckorna) hos tre extra MOS- -transistorer (M5, M4 och M3), vilka är sinsemellan seriekoppladn till en konstantspänníngskälla (VDD). Genom ett avpassat val av transkonduktanser hos både belastníngstransistorerna och de extra 20 transistorerna, kan den epänningsdelarfunktion, som realíseras med hjälp av belastningstransistorerna, göras i det närmaste linjär med avseende på ström, dvs. icke-lineariteten (eller den totala övertonsdistorsíonen) i emitter-kollektorström som funktion av spänning kan bríngas till cirka 50 dB under grundtonen hos 25 en sinusformig insignal tack vare denna återkoppling till be- lastningstransistorernas styre-elektroder från de extra noderna (N34 och N45) under drift.

Vid en annan utföríngsform av uppfinningen (fíg. 5) líneari- seras en endn MOS-belastníngstransistor (M2) med hjälp av åter- 30 koppling till dess styre~elek:rod från en nod (N34), som är be» lägen mellan högströmsstrâckorna hos ett par extra MOS-transistoref :_ (M¿ och M4). Genom ett avpassat val av respektive transkonduk- tanser kan helastningens ström-spänningssamband göras linjärt.

Vid en ytterligare utíöríngsform av uppfinningen (fig. 6) 35 linearíseras en MOS~belnstningstransistor (M2) i en spännings- delnrkrets med hjälp av återkoppling till dess styre~e1ektrod från en nod (N34), som är belägen mellan ett par extra MOS- trnnsistorer (M3 och M4). Denna speciella utföríngsform (fig. 6) av en spänningsdelaro är fördelaktigare än utföringsformen enlig: 40 ííg. å genom att den kan drivas med en ínsignal svarande mot V,¿ 10 20 ZS 4G v91n1s2~s upp till spänningen VDD minnes ett tröskelspänningsfall och genom att metnllisoríngen hus en integrerad krets kan göras enklare ”och till låg knstnad med avseende pà icke~linearitot.

Vid de ovan beskrivna utföringsformerna av uppfinningen är övortonsdistorsionon mindre än -30 dB, medan insignalen kan va- arn från en nedre gräns så låg som förspänningon hos halvledar- snbstratet (typiskt Û volt för VREF = 3 till 6 volt) till en övre gräns så hög som VDD (typiskt 10 till 20 volt) minus tre tröskel- spänningsvärdon (fig. 4) eller två tröskelspänningsvärden (fíg.S) eller ett tröskelspänningnvärde (fig. 6).

Vid ytterligare utföringsformer av uppfinningen (fig. 8 och 9) utnyttjas MOS~förstärkare för hopkoppling av högströmssträckan (emittcr-kollcktorsträckanš hos den línenriserade transistor- dämparkedjan (M1 ooh M2) med de extra fransistorerna (M3, M4 och M5). Den i fig. 8 visade kretsen är särskilt användbar i samband med svaga insignalor, dvs. insignaler som icke är tillräckligt starka för att direkt driva transistordämparkeujan.

Några utföringsexempel på uppfinningen kommer att beskrivas närmare i det följande under hänvisning till bifogade ritningar, där fig. I-3 visar kopplingsscheman för kända dämpkretsar, som tjänar till att undeilätta förståelsen av uppfinningen, fig. 4 visar ett kopplingsschema för en lineariserad MOS-dämpkrets nv spänningsdelarnyp enligt en utföringsform av uppfinningen, fig. 5 visar ett kopplingsschoma för en lineariserad dämpkrets med MOS-belastningstransístor nnligt en annan utföríngsform av upp~ finningen, §¿¿¿*§ visar ett kopplingsschema för en linenríserad MDS-dämpkrets av spänningsdelartyp enligt en ytterligare ut~ föringsform av uppfinningen, fig. 7 visar ett kopplingsschema som åskådliggör lineariseringen av en MOS~transistorbelastníng enligt uppfinningen, och Äig. 8 och 9 visar kopplingsschemnn för förstärkarkoppling i en linearisorad MOS-spänningsdolar~ krets enligt uppfinningnn.

Såsom framgår av fig. 4 är MQSFET-belastníngar (M1 och MZ nn- slutna med sina emicter«kollektorsträckor (högströmssträckor) i serie, så att en spänningsdolarutsignal VU? erhålles för in- signnlen VIN relaterat fiišl spänningen VREF (som kan vara jord).

Dessa belastníngstransistnrer är sammankopplade med tre extra MOSFET-komponenter (M3, M4 och M§ till en spänníngskälla VDÜ. 5tyre~elektroden hos varje belastníngstransístor är direkt ledan- de förbunden (ohmskt förbunden) med en tillhörande av två extra t7l791ø1s2~s l f 6 10 25 noder N54 ooh N45, som är belägna mellan emítter~kollektorsträck~M arna hos de tre extra MOSFET-komponenterna. Komponenternas M3, M4 och M5 transkonduktanser är icke endast så valda att transís~* torerna M1 och M2 arbetar i sina triodområden, utan även så W valda att de resulterande återkopplingssignalerna till transis~ 3 torernas M1 och M2 styre~elektroder gör dríftförhàllandena linjärat ß så att förhållandet mellan ström och spänningsfall blir _ konstant över arbetsområdet. Dessa valkríterier framgår av nedan- stående beskrivning i alslutning till flg. 7, där kvadratiska (eller kvadratiskt relaterade) termer i sambandet (3) upphäver varandra. På detta sätt blir den ström, som flyter igenom varje belastningstransistor ME och M2 ("dämparström") en linjär funktion Särskilda dvs. av respektive transístors emítter-kollektorspänníng. exempel ges även nedan.

Den i fig. 5 visade kretsen utgör endast en del av kretsen enligt fig. 4 och är användbar för realiscríng av en enda linea- riserad transistor M2. Genom ett avpassat val av transistorpara- metrar kan sambandet mellan ström och spänningsfall över belast- ningstransistorn M2 linerariseras med hjälp av återkoppling från noden N34 till styre~elektroden hos denna belastningstransistor.

Parametrarna för kretsen enligt fig. S kan enkelt härledas på Å andra sidan represen~ samma sätt som vid kretsen enligt fig. 4. terar den i Elg. 6 visade spänníngsdelarkretsen en modifiering av kretsen enligt fig. 4 genom att transistorn M5 är utelämnad och genom att transistnrernas M1 och M3 anslutna till spänningen VDD. På detta sätt uppnås en enklare metalllseríng på någon liten bekostnad av lineariteten.

Pig. 7 visar en MOS~fälteffekttransístor MM som verkar såsom en dämpare i en seríeksppling av belastningstransistorer med styre-elektroder är direkt linearíserande återkopplíngsorgan. Enligt uppfinningen bör och kollektorpotentíalerna (i förhållande till halv- transistor MM vara linjära funktioner emltter~ ledarsubstratet) hos denna av VIN och VRFF: VD ” VIN ' “Vin VREF) fö) Vs 'l VIN " ffvrrt " Vasa) (7) På motsvarande sätt hör styrespänningen VG hos transistorns MN styre-clektrod vara linjär med avseende på VIN och VDD: 10 15 20 ß.) (X3 30 d ?91o1s2~3” ve “ VIN ' g(V1n ' Von) (8) Paramctrnrna e, f och g beror av transistorns MM position í seriekopplíngen och av den önskade resístansen hos transístorn MM. Enligt ovanstående samband (3) blir, eftersom transistorn MM arbetar i tríodområdet, emltter-kollektorströmmen IA hos den så- sâsom följer: (9) som en dämpare arbetande transístorn MM _ _ r _ _ _ 1 _ _ IA “ ßïšvc Vro Vs) z (vn Vs)] (VD Vs) Efter insättning av de genom sambanden (ö)~(8) givna spännings- värdena erhålles: _ _ * s_ e+f _ e+f _ __ _ IA " Û [švnn Vro 'ï"VREF °"ï" g3V1N (f °)(V1N VREF) (10) För att Iinearitet med avseende pà VIN skall uppnås måste Vlv-termen inom hakparentesen försvinna, dvs: %?~g=°§ eller g = (e+f)/2 (11) Med användning av detta uttrvck för g i sambanden (8) och (10) blir villkoren för Iinearítet: Å n Z~e-f e+f VG " " 2 Vin * 2 Von (12) och L IA * 'ß [fl(Vnn"VRev}'Vro] (f'°)(V1N"VREF) ('33 I det fallet att inspänningen VIN sjunker under referens- spänníngen VREF, dvs. VIN < VREF, omkastas rollerna för emit ern och kollektorn. Strömmen ges dock fortfarande av sambandet (_), men med parametrarna e och f omkastadc 1 båda sambanden (6) (7), och därför även i sambandet (10). Dessutom, eftersom uppträder symmetrískt i sambandet och dessa parametrar e och f (10), förblir de genom sambanden (12) och (13) givna villkoren för línenritet lika för detta fall med VIN < VREF.

Vid fallet med en sådan tvätransistor-dämpkrets av spännings~ delartyp (fíg. 4) att insignalen VIN dämpas med en faktor h er- hålles: ' " V _(14) ur ' Vner ” h (vin ' VREF) Eftersom för detta fall (fin. 4) utspänníngen VUT är lika med transistorns M1 kollektorspänning VD och transistorns M2 emitter- 17910152-3 10 15 20 25 kol-V spänning V medan spänningen VIN är lika med transistnrns M2 S! lukxnrspänning VD och spänningen VREF är lika med transistorns M1 emitterspänning Vä, följer av sambanden (6), (7) nch (13) att i detta Fall (fíg.4) bli; e' =1-h; t, -1; gï = 1-(11/2) (15) _ 1-h CZ ~ Ü, = 1"h, = T (16) Med denna kännedøm Gm gi och gz kan de extra transístorerna ., för en sådan återkoppling enkelt beräknas. Om spänningen VDD är tillräckligt hög kommer de tre transistorerna M3, M4 och Ms (fig. 4) att alltid arbeta i sina bottningsomràden, så att även för maxímísígnal fortfarande minst tre tröskelspänningsfall råder över dessa tre transistorer. Dessutøm kan med hjälp av sambandet (10), i förbindelse med en driftdämparström IA och givna drift- spänningar (VBB, VIN, VREF), transístorernas M1 och M2 transkon- duktanser ß] neh 52 enkelt beräknas. Vidare uppvisar enligt sambandet (4) de tre extra transístorernas (M3, M4, M5) transkon~ duktanser (53, ß4, 85) följande approximativa inbördes förhållande (försummande VTÜ); c1/@3)=c1/n4>=c1/ß5» = z§=2=<1fgp2 cm Antages exempelvis att spänníngsdelarkretsen enligt fíg. 4 är anordnad att ge en dämpníngsfaktor h = 0,2, följer av sambandet (15) och (16) att: eï = 0,8; fï = 1; gï = 0,9 (18) ez = U; fz = 0,8; gg = 0,4 (19) I detta exempel används följande dríftparametrar vid NMOS-teknik: VDD a 20 volt; VREF = 6 volt; * VIN = 12 volt - signal; 1A g oo X 1o*6 amp.

Såsom en första npprnximation antages att VTO = 0,16 volt för alla MGS-transístnrer 1 kretsen. Därvid kan värdena av transisto- rernas M1 och M2 transkenduktanser erhållas från sambandet (13), omskrivet såsom: 1 51 “ IA/ [}f1”e1)(VrN"Vann(] [g1(Vbn'VnfiF)“VšnJ (20) och ïT ?91o152~3 Û: ” 'Af [ffz°*z3(VIN"VaEPÅ]l_ßzfVøn'VnßF)"VTo] (2*) Med hjäšp av sahandën (18}, fïäš, (26) och (21) kan man sålunda beräkna att: 4,0 x lO“6 amp/voltz, och Û1 ” n f; 7 - "é /Mwnz Q? 2 t,J X 10 amp,vuLL (22) 5 Somtmkmn: är transkonduktansen ß användbar för bestämning av kvoten W/L, dvs. förhàllanéet-mellan kanaíbredd och kanallängd, hos än HOS-transístor: ß - ßsfw/L) (23) där ßs är definierad såsom den "specifika transkonduktansen" och 10 beror av øxídtjockleken bland andra kretsparametrar. För ett ty- piskt värde av QS = 2,8 x 10-5 amp/voltz, møtsvarande en cirka 800 Å tjock oxíd, kan man i föreliggande exempel enkelt beräkna (medelst sambanden (22) och (23)) att TÜ/69 (24) N wl/LI och 15 W2/Lz » För en kanalbredd av 10 pm blir sålunda transístorernas M1 och M2 kanallängder 69 gm respektive XZO gm, Betïäffandc beräkningarna av transistorernas M3, M4 och M5 transkonàuktanscï ßš, g4 øch 55 erhålles i föreliggande exempel 20 enligt sambandet (4) (fërsummande Vïoïr 10/120 (25) íi F Ei” a ZIÜ Ü ZID 1 -13 “';ï““§f'*ï ' tv i""): _ 2 . z <«“> ~*n¿' §<} ¿ G?"“ï¥' g2(Vnn'*r\) 21 1 21 (3¿ , [ÄfittnU.të E tIÄ_MH_ »må = D fi 7 (27) *“G4"&§4> ï*G1°Vqz3 _ (91'g2) (\DD°VIN) M _ ¿1D W :fn Ü 2:9 48) *äs t V _¥ jz “ iv <§V 1: " (.m )2¿V _V )z (~~ * Cs ss ~*nD Q: * gi nu INV där in är “dc1ars:römmeu' via transistorernas M3, M4 øch M5 Zí cmíttcr~k@ïíektof:träckcr. I nílmänhet väljs ID så att sígna}kä1~ âfins ifikc~ïinjära belastning minimeras, så att effektförlustcn minimeras, och så att önwkad driftffekvens möjliggörs.

Hed användning av en "dciarström" IB Q S pA, såsom ändamåls» ënligt värde, följer av sambanáen (zâš-(28) att: tïraíeíezas 10 i! ßš ~ 0,98 x äüwç amp/voltz; G4 e 0,03 x šnmn amp/voltz; m.~{ , 35 e 15,5 x åü ) amp/volt? (29) Med den specifika transkonduktansen(3s = 2,8 x 10-5 amp/voltz 5 erhålles: wš/L; = 10/235; w4/La = 10/ana; och WS/LS = to/ts (30) Det bör emellertid observeras att sambanden (26)-(28) härletts 10 från sambandet (4) under försummande av tröskelspânníngen V TO' *I det fallet att termen VTG beaktas i sambandet (4) erhålles: _ _ , 2, ßs " zïn/ [g2(VnD VIN) Vro] ' 64 = zïn/ fcß,-g2) _ 2 15 och på motsvarande sätt att: WS/Lä = 10/259: W4/L4 = 10/412; och WS/LS = 10/12 (32) Üid ovanstående exempel har såsom en approximatíon antagits att alla tröskelspänningar VTG är konstanta under drift. Under drift med den i fig. 4 visade kretsen varierar emellertid "back- styreförspänníngen" (emitterwsubstratpotentíal) särskilt hos transistorn M2 på grund av en varierande insignalspänníng V Transístorns M2 tröskelspänning V insígnalspänningen och kommer därför att introducera en ytter- ligare ícke~1injär term i sambandet (9). Denna tröskelspänning IN' TO kommer sålunda att bero av kan vid uppträdnndet av en från noll skild emitter-substratför~ spänning Vs som bekant appreximeras med: t _ , , ref: VTÜ a t1(zøF+»ss +QSS/Cox (33) Hm d KI = czqfiN> 1/2/cor (34) där øp är halvledarsubstrates Fermi~potenLia1, QSS är gränsland- ningætätheten, q är eïektrnniaddningen, E är halvledarsubstratets dielektricitetskonstant, N ärstörämneskoncentratíonen i ha1v~ .-.m f.. ,««\««-«~«~_ ; _; -v lednrsubsträtets 5tyre~omràde, och Cox är kaPaCïtan5en Für en” hetsytu hos etyreoxíden. insättas det av sambandet (7) givna värdet på emítter-substratförspänníngen VS i sambandet (33) ëY~ hålleäz , Ü _ _ 1/Z \T0 ~ X1 (2dF + tv + (1 f)V REF IN) * Qss/Cøx (ss) Detta samband kan apprøxímatívt skrivas såsom: 1/z K1(1'f) VIN “rn = K1(2@v*fVREF) * ;§;§jj;;'*”;17ï* * Qss/Cox (36) F REF Insättes detta uïtxyck för VTG i sambandet (10) och sättas VIN~termun inøm hnkpnrcntesen lika med nell, blir det linjära villkoret enligt sambandet (11) såsøm följer: f K (1-f) g z IEC _ z<;11+fveW~>*/2 (37) 1 RE¥ Medan sålunda värdet av gï i det belysande exemplet (fíg. 4), såsom det ges av sambandet (15), förblir opåverkat (vid första ordningens approximatíøn; eftersom fï = 1, minskas värdet av gZ något för kompenseríng av tröskelspänningsvariatíoncr förorsaknde av varierande emittcr-substratförspänníng. För ovan givna be¿y~ sande exempel (resulterande i sambanden (18) och (19)), under an- tagande av en substrat~störämneskoncentration av N = 5x10"I4 atomer per cms neh en øxidtjocklek av 800 Å, blir KT cirka 0,31 volt och gz cirka 0,387 (i stället för 0,4 såsom tidigare en- ligt sambandet (19)). På motsvarande sätt ändras värdena av trans- konduktanserna (3 och W/L-kvoterna hos transístorerna M3, M4 ech MQ nágnt, så att i stället för värdena enligt sambandet (30) följande värden erhálïeäz WB/Lä = 10/Zâñ; W4/L¿ = 10/421; och WS/LS = 10/15 (38) Vid kretsen enligt Eig. 6 blir W/L-kvoterna med användning av samma parametrar sånnm fäljer: ), 79íbís2%3 Wt791n1s2-5 10 20 ZS 3G 1zr wl/Li = 10/te; wz/L2 = 10/120; wš/L3 = so;1s0 (eller 10/215); och W4/t4V= 1ø/400 (39) varvid värdet av W3/L3 optimerats genom datorsímulering (värdet inom parentes svarar mot ingen tröskelspânningsvaríation på grund av substratverkan).

Vid föregående exempel valdes värdet av delarströmmen ID till att vara S PA och transístorparametrarna ßs, ß4, 35 beräkna- des utgående från detta val. Det bör därvid observeras att andra värden på denna ström givetvis kan användas i samband med andra parametrar, under beaktande av det faktum att ett alltför lågt värde på strömmen ID leder till dåliga högfrekvensegenskaper (över størleksordníngen 10 MH: för en ström av 1 pA) øch till ß~värden (stert L) för transistorkanalerna, samt leder till en icke önsk- orimlígt låga att ett alltför högt värde på strömmen ID värd hög effektförbrukníng uch till orimligt höga (start W) för transistorkanalerna.

Vid ett annat belysande exempel har följande parametervärden visat sig vara användbara för en särskild NMOS-utföringsform en- ß~värden ligt fig. 6: ID = 18 pA IA = 1 nA (vid ingen signal) W1/L1 = 8/44 W2/Lz 2 8/350 W3/L3 2 8/160 W4/L4 = 8/75 4 VIN = 3,55 velt ~ signal VDO = 12 volt VBB 2 -S volt (substrat negativt förspänt) VREF = 3,55 velt I fig. 8 och 9 vieas modifieringar av utföringsformen en» ligt tig. 4, där MOS-förstärkare används för hopkoppling av hög» strömssträcknn hes den linenríserade trnnsistordämparkedjan (MI och M2) med de extra trnnsistorerna (M3, M4 och M5). Vid krøtsnnnrdningen enligt ïig, 3 används en Müåflförstärkare 90 för hopkoppling av transistorns M3 emítterelektrod med transistorns M2 kollektorclektrod, varvid kretsanerdningens insignal VIN in- 10 matas på förstärkarens 90 ingång. än sådan krets är särskilt an- vändbar för svaga ínsígnaler, som icke är tillräckligt starka för att direkt driva dämparkedjan. I fíg. 9 används en MOS-Eörstär~ kare 100 för att hopkoppla transístorns M2 kollektorelektrod med transistørns M3 emítterelektrod, varvid kretsanordningens ínsig- nal ViN inmatas på förstärkarens 100 ingång.

Det bör observeras, fastän uppfinningen oran har beskrivits i anslutning till Särskilda utföríngsexempel, att olika modifie- ringar är möjliga inom uppfínníngens ram. Exempelvis kan P-MOS~ ~transístorcr utnyttjas i stället för N-MOS~transístorer, med av- passade driftspänníngsändringar. i r91U1ßr~sj

Claims (1)

1. r9ro1s2-3 ¿É LJ Patentkrav ' 1. Transistorkretsannrdning innefattande en första (M2), en andra (M3) och en tredje (M¿) MDS-transistor, varvid kollektor- _e1ektroden hos den andra transistorn (M3) och emitterelektroden hos den tredje transistorn (M¿) är anslutna till en gemensam nod (N3¿), k ä n n e t e c k n a d av att styre-elektroden hos den första transistorn (M2) är ansluten till nämnda nod (N34), och av organ (dírektförbindelse; 90; 100) för att elektriskt koppla högströmsstflkkan hos nämnda andra (M3) ech tredje (M4) transístor i serie med nämnda första transistors (MZ) högströmssträcka, samt av organ (dircktförbindelse; 90) för att pâtrycka en insignal (VIN) på den första transistorns (M2) kollektorelektrod, varjämte den andra (M3) øch den tredje (M4) transisterns transkonduktanser är så dimensionerade att den första transistorns (M2) elektriska resistans blir i huvudsak linjär. _ ¿. Anordning enligt kravet 1, k ä n n e't e c k n a d av att den första transistnrns (M2) kollektorclektrod är förbunden med den andra transistorns (M3) emitterelcktrod, och att en in- signal (VIN) är påtryckt på den första transistorns (M2) kollek~ tørelektrod och en utsignal (VUT) är uttagen från den första transistorns (M2) emitterelektrod. 3. Anordning enligt kravet 1 eller Z, k ä n n e t e c k- n a d av att den tredje transistorns (M4) styrc~c1cktaod är för» bunden med den tredje transístorns knllektorelektrod, och att den andra transistorns (M3) styre-elektrod är förbunden med den andra transistnrns kollektnrelcktrod. 4. Anordning enligt kravet I eller 2, k ä n n o t 0 C k- n a d av att den tredje trnnsistorns (M4) styre-clektrod är för- bunden med den tredje transístorns kellcktorclcktrod, och att den andra trnnsistnrns (M3) styre~elektred är förbunden med den tredje trnnsistnrns (M4) styre-elektrod. S. Anordning enligt något av de föregående kraven, k ä n n 0 t e c k n a d av att nämnda första (M2), andra (M3) och tredje (M4) transistor alla är bildade i skilda delar av en enda hnlvlcdande kiselkristallkropp, och att samtliga transistorer har samma oxídskikttjocklek. 6. Anordning enligt någet av de föregående kraven, k ä n n e t e c k n a d av en fjärde MOS~transístor (M1), sem har sin högströmsstränka seriekopplad med den första transis~ torns (M2) högströmssträcka för bildande av en spänningsdelar- anordning. 'g _ 791o1s2-3) 15 7. Anordning enligt kravet 6, k ä n n e t e c k n a d av att den fjärde transistorns (M1) kollektorelektrod är förbunden _med den första transístorns (Må) emitterelektrod, att den fjärde transístqrns (M1) emitterelektrod är förbunden“med en referens- potentialkälla (VREF) och att den fjärde transístorns (M1) styre- -elektred är förbunden med den tredje MOS-transístorns (M4) styre~elektrod. 8. Anordning enligt kravet 6 eller 7, k ä n n e t e c k- n a d av en femte MOS-transistor (M5), som har sin högströms- sträcka seriekøpplad med högströmssträckan hos den andra (M3) och den tredje (M4) translatorn, så att med den tredje transístorns (M4) kollektorælektrod en andra gemensam nod (N45) är bildad, till vilken den fjärde transistorns (M1) styre-elektrod är an~ sluten. 9. Anordning enl1gt kravet 1, k ä n n e.t e c k n a d av förstärknrorgan (90; 100) för elektrisk koppling av högströms~ sträckan hos den andra (M3) nch den tredje (M4) transistørn i serie med den första transíætorns (MZ) högströmssträckn. IG. Anordning enligt kravet 9, k ä n n c t e c k n a d av att den andrn transístørns (M3) emitterelektrod är ansluten till en ingång på nämnda förstärkarorgan (90), att den första transís- torns (M,) køllcktorelektrnd är ansluten till en utgång på nämnda förstärknrorgnn (9Ü), Och att en insignal (VIN) är pñtryckt på nämnda ingång på nämnda förntärknrørgan (90). 31. Anordning enligt kravet 9, k ä n n c t e c k n a d av att den forsta ïrnnsistørns (M2) køllektorelektrnd är ansluten till en ingång på nämnda íörstärkarorgan (100), att den andrn trnnsistorns (M3) emittcrelektrod är ansluten till cn.ntgång på nämnda förstärknrurgnn (100), och att en ínsignnl (VIN) är_på~ tryckt på nämnda ingång på nämnda förstirkarcrgun (100).