SE448801B - Forsterkare med styrd forsterkning och variabel emitterdegeneration - Google Patents

Description

448 801 J: 2 ' W " 'vt ~ f» ~--~ -V-»V f-V V '__-V . n. ._i_..._ slutsteg eller utgångssteg i de kaskadkopplade förstärkarna. I utgångssteget har nämnda signal~brusprestanda mindre betydelse, därför att förstärkaren då mottar signaler med förhållandevis hög nivå från de föregående förstärkarstegen. Ett viktigare kriterium för utgångssteget är att detta skall ha förmåga att förstärka dessa signaler med hög nivå så att de får ännu hög- re nivåer, varvid detta skall ske utan distorsion samtidigt som förstärkarens effektförluster skall bli så små som möjligt. Det har särskilt visat sig att vid de höga signalnivåerna vid slut- stegets utgång drivs PIN-övergángarna i de kollektoranslutna styrda resistansorganen så hårt att de närmar sig förhållanden då intermodulering inträffar. Vidare minskas förstärkarens för- stärkning i närvaro av kraftiga signaler genom att resistansen hos PIN-övergångarna vid förstärkningstransistorernas kollek- torelektroder minskas. För att de erforderliga utgångssignaler- na med hög nivå skall erhållas måste man tillföra starka sig- nalströmmar för att kollektorbelastningarna med ringa resistans skall drivas på ett tillfredsställande sätt. Detta kan leda till att förstärkarens strömkälla måste avge stora signalström- mar, vilket medför dålig förstärkningsstabilitet. Det är såle- des önskvärt att en förstärkare framställs, vilken bibehåller fördelarna hos den ovan beskrivna förstärkaren och samtidigt medför en förbättring i distorsionsfri drift samt minskar för- stärkarens förluster vid förekomst av starka signaler.

Enligt föreliggande uppfinnings principer åstadkommas en förstärkare med styrd förstärkning, i vilken förstärkare emitterdegeneration varierar utan att förstärkarens likförspän- ning påverkas. Härvid är en förstärkningstransistor resistivt kopplad i en gemensamemitterförstärkarkoppling med ett konstant kollektorbelastningsmotstånd. Förstärkartransistorns emitter- impedans inkluderar ett organ med styrd resistans och med en baselektrod kopplad till förstärkartransistorns emitterelektrod, en emitterelektrod kopplad för mottagning av en variabel för~ stärkningsstyrström, och en kollektorelektrod som är kopplad till en referenspotential-punkt. Vid signalfrekvenser tjänstgör organets bas-emitterövergång såsom ett motstånd som varierar omvänt mot den förstärkningsstyrström som flyter genom organets bana från kollektor till emitter. Genom att resistansen hos or- ganets bas-emitterövergång får variera kommer emitterimpedansen 448 801 5 och degenerationen i förstärkningstransistorn att variera, vari- genom förstärkarens förstärkning bringas att variera. Organets kollektor~emitterbana är separat 1 förhållande till transistor- förspänningskretsarna, och modulering i organet kommer således inte att påverka förstärkningstransistorns likförspänning. Under betingelser med kraftiga signaler (maximal förstärkningsminsk- ning) frånslås organet med styrd resistans helt och hållet så att det inte inför intermodulationsdistorsion i förstärkaren. Det konstanta kollektorbelastningsmotståndet utgör en konstant, stor utgångsimpedans, vilken minskar effektförluster och signalström- mar som flyter i förstärkarens strömkälla.

Förstärkningstransistorn som ingår i förstärkaren med styrd förstärkning har vanligtvis en viss mängd kollektor-bas- kapacitans, och detta kan inverka ogynnsamt på förstärkarens prestanda när förstärkaren används såsom en mellanfrekvensför- starkare i en televisionsmottagare. I regel föregås mellanfrek- vensförstärkaren i en televisionsmottagare av frekvensselekti- va kretsar, vilka formar mellanfrekvenspassbandet. När mellan- frekvenssignalerna kopplas från dessa kretsar till förstärknings- transistorns bas uppträder den effektiva ingångskapacitansen, som utgör en funktion av kollektor-baskapacitansen och spännings- förstärkningen hos förstärkningstransistorn, vid utgången från .de selektiva kretsarna såsom en del av förstärkarens ingångs- impedans. Efter hand som förstärkarens förstärkning ökar kommer den skenbara ingångskapacitansen att öka, och denna ökade kapa- citans förskjuter avstämningen hos selektivitetskretsarna till en lägre frekvens. I televisionsmottagaren kommer denna för- skjutning av avstämningen att effektivt avstämma de selektiva kretsarna i riktning bort från bildbärvågen och mot färgbärvå- gen. Detta medför i själva verket en minskning av signalnivån och av videoinformationens signal~brusförhàllande. Det år såle- des önskvärt att förstärkaren med styrd förstärkning utformas så, att förstärkarens ingångsimpedans förblir konstant inom hela området där förstärkningsstyrning sker. I enlighet med en annan aspekt av föreliggande uppfinning anordnar man en buffert genom att tillkoppla en emitterföljarkopplad transistor som isolerar kollektor~baskapacitansen från de föregående kretsarna.

Uppfinningen kommer att beskrivas i detalj i det följan- de under hänvisning till bifogade ritningar, på vilka fig. 1 448 801 4 delvis i form av ett kopplingsschema och delvis i form av ett blockschema visar en i enlighet med föreliggande uppfinnings- principer utformad differentialförstärkare med styrd förstärk- ning och fig. 2 delvis i form av ett kopplingsschema och delvis i form av ett blockschema visar en andra utföringsform av upp- finningen, varvid en buffert utnyttjas på ingångssidan.

Fig. l visar en differentialförstärkare med styrd för- stärkning, i vilken förstärkare ingår förstärkningstransistorer 10 och 12. En ingångssignal påläggs mellan förstärkningstransis- torernas baselektroder vid uttagen 32 och54, och den förstärkta utgångssignalen erhålls mellan de båda transistorernas kollek- torelektroder vid uttagen 56 och 38. Belastningsmotständ 18 och 20 är inkopplade mellan vardera förstärkartransistorns kollek- torelektrod och en spänningskälla B+. Transistorerna 10 och 12 får basförspänning via motstånd 22 och 24, vilka är inkopplade mellan de respektive baselektroderna och en basförspänningskälla VBIAS. De båda förstärkartransistorernas emittrar är sammankopp- lade medelst två motstånd 26 och 28. Ett motstånd 30 är inkopp- lat mellan förbindningspunkten 27 mellan motstånden 26 och 28 å ena sidan och en referenspotentialpunkt (jord) å andra sidan.

Transistorernas 10 och 12 emitterelektroder är också knpplade till baselektroderna hos organ 14 resp. 16 med styrd resistans. Dessa organ med styrd resistans har kollektorelektro- der som är kopplade till jord samt förenade emitterelektroder.

En anordning 40 för automatisk förstärkningsstyrning eller -reg- lering är kopplad till de förbundna emitterelektroderna hos or- gan med styrd resistans och tillför förstärkningsstyrström IGC till nämnda organ.

Organen lä och 16 med styrd resistans kan utgöras av vanliga transistorer, varvid de i en föredragen utföringsform enligt uppfinningen arbetar på samma sätt som organen med styrd resistans vilka är beskrivna i den amerikanska patentskriften 4,365,208.Kortsagtâü'nämnda organ utformade på likartat sätt som en vertikal PNP-transistor, varvid basområdena innefattar områden med halvledarmaterial väsentligen med egenledning (stor resistivitet). Detta egenledningsområde åtskiljer P+-emitter- området och ett N+-baskontaktområde med en sträcka som är större än diffusionssträckan för minoritetsladdningsbärare som injice- ras i egenledningsomràdet från emitterområdet såsom gensvar på 448 801 5 förstärkningsstyrströmmens IGC flöde från emitter till kollek- tor. Organets emitter-basövergång tjänstgör således såsom en icke-likriktande PIN-diod då det gäller högfrekvenssignaler (dvs. signaler med en frekvens över 1 MHz). Resistansen hos organets emitter~basövergång styrs av flödet av IGC-Ström från anordningen 40 för automatisk förstärkningsstyrning och avtar efter hand som flödet av IGC~ström ökar. Praktiskt taget hela IGC-strömmen flyter i organets emitter-kollektorbana, och endast en liten likström flyter 1 organets bas. Denna basström är obe- tydlig i jämförelse med emitterströmmarna hos transistorerna 10 och 12, och den inverkar således inte störande på förstärkar- transistorernas 10 och 12 likförspänning.

Differentialförstärkarkopplingen enligt fig. l är balan- serad kring förbindningspunkterna 15 och 27 vid kopplingens mitt.

Dessa förbindningspunkter utgör därför i själva verket signal~ nollpunkter för komplementära ingångssignaler som matas till ut- tagen 32 och 34. Då dessa punkter~ipraktiken utgör signaljord- punkter kommer transistorn lO i själva verket att ha en växel- strömsignalemitterimpedans som omfattar organets 14 bas-emitter~ resistans parallellt med resistansen hos motståndet 20 som är inkopplat mellan transistorns emitter och signalreferenspoten- tialen. Likaså utgörs transistorns 12 växelströmemitterimpedans av parallellkombinationen mellan motståndet 28 och organets 16 bas-emitterövergång. Motståndet 30 fullbordar de båda transisto- rernas likströmemitterförspänningsbanor.

I drift ger anordningen 40 för automatisk förstärknings- styrning gensvar på mottagningen av ingângssignaler med låg nivå genom att den ökar den förstärkningsstyrande strömmen IGC. Denna kraftiga ström IGC minskar resistanserna hos bas-emitteröver- gångarna i organen 14 och 16. Dessa minskade resistanser är parallellkopplade med resistanserna hos motstånden 26 och 28, och de parallellkopplade impedanserna kommer därvid att utgöra små signalimpedanser mellan transistorernas emittrar och signal~ jord. De små emitterimpedanserna kommer att medföra att transis- torerna 10 och 12 kommer att arbeta med stor förstärkning, var- vid lâgnivàingångssignalerna blir förstärkta 1 hög grad.

Da nivåerna hos ingàngssignalerna ökar svarar anordning- 2 en ÄO för automatisk förstärkningsstyrning genom att den minskar 448 801 6 IGC-strömmen till organen med styrd resistans. Detta medför att resistanserna hos organens bas-emitterövergångar ökar, vilket i sin tur medför att transistorernas växelströmemitterimpedanser ökar så att förstärkartransistorernas förstärkning minskas. Då förstärkningsminskningen är som störst (minsta förstärkning) kommer IGC att bli lika med noll, varjämte transistoremitter- impedanserna kommer att bli väsentligen lika med värdena hos motstånden 26 och 28 för växelströmsignaler.

I kretsen enligt fig. 1 kan förstärkartransistorernas 10 och 12 kollektcr-baskapacitans medföra en försämring av för~ stärkarens prestanda då förstärkaren används såsom mellanfrek- vensförstärkarsteg i en televisionsmottagare. Återkoppling till följd av denna kapacitans kan minska förstärkarens förstärkning, och den sig ändrande impedansen vid ingångselektroderna kan med- föra en förskjutning av avstämningen av selektiviteten hos före- gående kretsar som är kopplade till uttagen 52 och 54. I kretsen enligt fig. 2 minskas dessa effekter som härrör från kollektor- baskapacitansen. Sådana delar i fig. 2 som har samma funktion som motsvarande delar i fig. 1 har försetts med samma hänvis~ ningsbeteckningar.

I kretsen enligt fig. 2 är förstärkartransistorerna 10 och 12 buffertkopplade vid sina basingångar medelst emitterföl- jarkopplade transistorer 50 och 52. Uttaget 52 och förspännings- motståndet 22 är kopplade till transistorns 50 bas, och denna transistors emitter är kopplad till transistorns lO bas och till ett motstånd 54. Uttaget 54 och förspänningsmotståndet 2% är kopplade till transistorns 52 bas, och denna transistors emitter är kopplad till transistorns 12 bas och till ett motstånd 56.

Mouscänaen 54 och 56 är sammanxopplace och är vid sin förbind- ningspunkt anslutna till jord via ett motstånd 58.

Transistcrernas 50 och 52 kollektorer är sammankopplade, och de spänningsmatas från en förspänningskälla 70. Förspän~ ningskällan 70 tillför också matningsspänning till kollektor~ bclastningsmotstånden 18 och 20.

Motstånden 26 och 28 enligt fig. l har ersatts med ett enda motstånd 60 i fig. 2, vilket sistnämnda motstånd är inkopp- lat mellan transistorernas ll och 12 emitterelektroder. Mot- stànden 62 och 64 är seriekopplade mellan transistorernas 10 och 12 emittrar, och ett motstånd 66 är inkopplat mellan förbind- 49! 448 801 7 ningspunkten mellan dessa motstånd och jord för att fullborda emitterlikförspänningsbanorna för transistorerna 10 och l2.

Verkningarna hos kollektor-baskapacitansen hos transis- torerna 10 och l2 föreligger vid baserna hos dessa transistorer.

Dessa verkningar är emellertid buffertkopplade från ingångsut- tagen 32 och 34 medelst de emitterföljarkopplade transistorerna 50 och 52. Ingångsimpedansen vid transistorernas 50 och 52 bas~ elektroder förblir väsentligen konstant och hög därför att för- ändringen av transistorernas lO och l2 kollektor-baskapacitans under förstärkningsvariation blir i själva verket uppdelad me~ delst bufferttransistorernas B -värden. De respektive över- gångarna hos transistorernas 50 och 52 emittrar och transisto- rernas lO och 12 baselektrdöer förblir vid en konstant likför- spänningsnivå tack vare att förspänningsmotstånden 54, 56 och 58 är sammankopplade.

Liksom i anordningen enligt fig. l ändras de i fig. 2 visade förstärkartransistorernas l0 och 12 förstärkning genom att man styrbart eller reglerbart varierar strömmen IGC, vari~ genom organens 14 och 16 bas-emitterresistanser varieras och således även transistorernas emitterdegeneration. Motståndet 60 är beläget vid mitten av den balanserade kopplingen, och signalnoll erhålls i själva verket vid mitten hos detta motstånd när komplementära ingångssignaler tillförs. Halva resistansen hos detta motstånd kommer således att bli effektivt kopplad mel- lan emittern hos vardera transistorn 10 och 12 samt en signal- referenspo tenti al . _ Prestanda hos den i fig. 2 visade förstärkaren med styrd förstärkning kan åskådliggöras genom att man utnyttjar värdena hos de resistiva komponenterna som såsom ett exempel är visade 1 rig. 2. För att utföra denna exemplifiering skall det antagas att förstärkaren är utformad helt såsom en integrerad krets med undantag för anordningen 40 för automatisk förstärkningsstyrning och att förstärkaren skall användas såsom utgångsslutsteget i en kaskadkopplad följd av mellanfrekvensförstärkare med styrd förstärkning avsedda för en televisionsmottagare. Eftersom för- stärkaren bildar mellanfrekvensutgångssteget skall det kunna taga hand om ingångssignaler med förhållandevis hög nivå från - de föregående förstärkarstegen. Förstärkaren är så utformad, 448 801 8 att den vid utgångsuttagen 36 eller 38 avger en signal med tal- värdet 60 mV ooh med väsentligen konstant nivå, mätt vid video- signalsynkspetsen. Förstärkaren är också så utformad, att den har en maximal förstärkning lika med 20 dB och ett förstärknings- minskningsområde lika med lO dB i riktning ned från den maximala förstärkningen. Impedanserna skall hållas höga så att man uppnår en minskning i effektförlusterna och signalströmmarna i förstär- karen och dess spänningskälla.

Förstärkartransistorerna 10 och 12 driver belastnings- motstånden l8 och 20, som har den konstanta resistansen 1000 ohm, varigenom man erhåller utgångssignaler lika med 60 mV vid ut- tagen 36 och 38. I den i den ovannämnda skriften beskrivna för- stärkaren med styrd förstärkning är de variabla resistanserna hos organen lä och 16 med styrd resistans parallellkopplade med motstånden med konstant belastning. Vid maximal förstärknings- minskning har dessa organ låga resistanser i den nämnda förstär- karen, vilket innebär att man måste ha stora signaldrivströmmar för att de erforderliga utgångssignalerna på 60 mV skall kunna upprätthållas. I förstärkaren enligt fig. 2 behövs inte stora signaldrivströmmar, eftersom utgångsbelastningarna 18 och 20 ut- gör fixerade, förhållandevis högre impedanser vid den maximala förstärkningsminskningen.

När förstärkaren enligt figi 2 är utformad såsom en in- tegrerad krets kommer parasitkapacitanser att bli shuntkopplade med belastningsmotstånden 18 och 20, varigenom nämnda motstånds impedanser vid signalfrekvenser kommer att minskas. I ett ty- piskt fall kommer då förstärkartransistorernas belastningsimpe- danser att uppgå till 700 ohm vid mellanfrekvenssignalfrekvenser när man tar hänsyn till dessa kapacitanser. För detta exempels syften kommer förstärkartransistorernas utgångsimpedanser att an- tas uppgå till 700 ohm.

Likförspänningen hos transistorerna 10 ooh 12 väljs nu så, att man erhåller väsentligen distorsionsfri drift i de erfor- derliga effektnivåerna, och även önskad förstärkning och förmåga till omhändertagande av ingängssignalerna. För att 60 mV skall kunna avges till en belastning på 700 ohm behövs en viloström som endast uppgår till ca 120 mikroampere. En ytterligare ström be- hövs emellertid i förstärkartransistorn för att signalernas dis- torsion skall minskas. Approximativt 300 mikroampere erfordras .çpí Q i*- n 448 801 9 för att man skall erhålla en rimlig linjåritet och den erforder- liga utgångseffekten. Detta är emellertid inte allt, utan man måste också taga hänsyn till förstärkningen och förmåga till om~ händertagande av signaler.

Förstärkaren skall ge förstärkningen 20 dB då den är maximal. Förstärkarens spänningsförstärkning beräknas enligt följande: VFöRsT = ZL/RE (1) där ZL utgör kollektorimpedansen på 700 ohm och RE är summan av den dynamiska emitterresistansen (inklusive kpntaktresistansen) hos förstärkartransistorn re å ena sidan och den mellan transis~ torns emitter och signalreferenspotentialen inkopplade växel- strömresistansen Re. Förstärkningen 20 dB erhålls då RE är lika med 70 ohm då belastningen uppgår till 700 ohm. re~värdet hos transistorn utgör en funktion av transistorns emitterlikström som ligger mellan ca 60 ohm då emitterströmmen är 0,5 mA och ca 10 ohm vid 3 mA. Eftersom RE = re + Re = 70 ohm måste en större resistans re förskjutas genom inverkan av en mindre resistans Re. Om exempelvis förstärkartransistorn har en förspänning i form av en emitterström på 0,5 mA måste Re, som utgör resistan- sen hos bas-emitterövergången hos organet med styrd resistans parallellt med halva resistansvärdet hos motståndet 60 (290 ohml uppgå till 10 ohm. För att Re skall få resistansvärdet 10 ohm måste IGC uppgå till ca 10 mA. Detta värde på strömmen IGC är så högt att det icke är önskvärt, och i detta exempel ges därför förstärkartransistorerna en förspänning motsvarande l,0 mA emitterström, varigenom man erhåller ett re-värde lika med ca 30 ohm. De förstårkningsstyrda organen kan nu styras genom att IGC får det maximala värdet 4 mA, varvid man erhåller den önska- de förstärkningen och det önskade förstärkningsminskningsområdet i enlighet med nedanstående tabell I. 448 801 10 TABELL I (värdena gäller för förstärkarens ena sida) gšâstärk- IGC/2 Ria Re (B14 el- RE äs* 11 1 R ) (R ) minsknings- å el" e” 16 e + re område (10 dB) 16 parallellt _______ ____ g____ med 2 O ohm Mmümlfw- stärkning 2 mA 48 ohm 41 ohm 71 ohm (20 dB) 1,76 mA 51 ohm 43 ohm 73 ohm 1,24 mA 70 ohm 56 ohm 86 ohm 0,73 mA 105 ohm 77 ohm 107 ohm Minsta för- stärkning 0,26 mA 240 ohm 131 ohm 161 ohm (9,2 dB) 0,0 mA 800 ohm 212 ohm 242 ohm Ur ekvationen (1) ser man att förstärkarens maximala förstärkning uppgår till ZL/RE = 700/71 = lO = 20 dB. Då för- stärkningsminskningen är den största möjliga kommer förstärk- ningen att vara 700/242 d 2,89 = 9,2 dB, varigenom man uppnår ett förstärkningsminskningsområde som är något större än 10 dB.

Vid signaler med hög nivå mottar organet med styrd förstärkning inte någon ström IGC, varjämte den till transistorn kopplade emitterresistansen uppgår till halva resistansvärdet hos mot- ståndet 60 parallellt med parasitkapacitansen hos organet med styrd förstärkning. Såsom framgår av tabell I är denna parasit- kapacitans en impedans på ca 800 ohm vid mellanfrekvenssignal- frekvenserna som är aktuella i detta fall. Eftersom organet med styrd förstärkning blir väsentligen bortkopplat vid maximal för- stärkningsminskningnär emittersignalnivåerna är höga kommer praktiskt taget ingen distorsion att införas i förstärkaren av organet med styrd förstärkning vid höga signalnivåer.

Förstärkarens förmåga att taga hand om ingàngssignaler är bestämd av förhållandet mellan re och Re. Förstärkartran~ sistorerna kan tillåta ett bortfall av ända upp till 13 mV i den pålagda signalen över sina dynamiska emitterresistanser re, av vilka var och en uppgår till 30 ohm i detta exempel. De högsta ingângssignalnivåerna mottas när förstärkaren står i sitt 4 m *J 19 l\ 4-48 801 ll läge med minsta möjliga förstärkning (största möjliga förstärk- ningsminskning), och vid denna tidpunkt är Re ca 242 ohm. Efter- som re och Re är serieknpplade med de tillförda signalerna kom- mer, när 15 mV faller bort över r , ca 105 mV att falla bort e över motståndet Re med resistansen 242 ohm: r _.à_l¿___0°hm_l.§__fflï R ~ 2 2 Ohm * 105 MV G Förstärkaren kan sålunda taga hand om ingångssignaler av ända upp till ca ll8 mV vid varje ingångsuttag utan att någon nämn- värd distorsion uppkommer. I föreliggande exempel antas det emel- lertid att de ingångssignalnivåer, vilka förstärkaren utsätts för, aldrig kommer att överskrida 20 mV, vilket ju ligger långt under gränsen 118 mV.

De visade utföringsformerna kan också arbeta såsom modu- latorer. För modulatordrift ersätts den för automatisk förstärk- ningsstyrning avsedda anordningen 40, vilken tillför styrström- men IGC, av en förstärkare som tillför en modulerad ström Igc, vilken representerar en moduleringsinformationssignal. Resistan- sen hos de styrda resistansorganen 14 och 16 får därvid variera såsom en funktion av denna modulerade ström, varigenom förstär- kartransistorernas lO och 12 förstärkning bringas att variera såsom en funktion av informationen 1 den modulerade strömmen. En bärvågssignal upprättas mellan ingângsuttagen 52 och 34, varvid man erhåller en bärvåg som amplitudmoduleras av informationen hos den modulerade strömmen mellan utgàngsuttagen 36 och 38.

Claims (4)

448 801 12 PATENTKRAV

1. l. Förstärkare med styrd förstärkning, vilken förstärkare innefattar en förstärkartransistor i en gemensamemitterkoppling, en källa för ström för förstärkningsstyrning och ett organ för förstärkningsstyrning innefattande en förstärkningsstyrnings- transistor kopplad till emittern hos nämnda förstärkartransistor för att styra förstärkningen hos nämnda förstärkartransistor såsom gensvar på nämnda ström för förstärkningsstyrning, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda förstärkningsstyr- ningstransistors (lä) baselektrod är kopplad till emitter- elektroden hos nämnda förstärkartransistor (10), dess emitter- elektrod är kopplad till nämnda källa (40) för nämnda ström för förstärkningsstyrning, och dess kollektorelektrod är kopplad till en referenspotentialpunkt (jord), varvid nämnda ström för förstärkningsstyrning bringar en förstärkníngsstyrd transistor- kollektorström, som är väsentligen lika med strömmen för förstärkningsstyrningen, att matas till förstärkningsstyr- ningstransistorns emitterelektrod och en basström hos förstärkningsstyrningstransistorn, vilken ström är betydligt mindre än nämnda ström för förstärkningsstyrning, att matas till nämnda emitterelektrod, varvid nämnda förstärkningsstyrnings- transistor (14) åstadkommer en variabel impedans vid emitterelektroden hos nämnda förstärkartransistor, vilken variabla impedans förorsakas av att motståndet mellan nämnda bas- och nämnda emitterelektrod hos nämnda förstärkartransistor varieras.

2. Förstärkare enligt krav l, innefattande en andra förstärkartransistor (12) som bildar en differentialförstärkare med den förstnämnda förstärkartransistorn (l0), k ä n n e - t e c k n a d därav, att en andra förstärkningsstyrnings- transístor (16) har sin baselektrod kopplad till emitter- elektroden hos nämnda andra förstärkartransistor (12), har sin kollektorelektrod kopplad till referenspotential och har sin ny, \.ï 448 801 13 oaselektrod kopplad till nämnda källa (40) för ström för förstärkningsstyrning och bildar mellan sina emitter~ och baselektroder en impedans som är variabel i beroende av strömmen mellan dessa elektroder.

3. Användning av förstärkaren enligt krav 2 för en mellanfrekvensförstärkare i en televisionsmottagare, k ä n - n e t e c k n a d därav, att nämnda källa (40) för ström för förstärkningsstyrning inkluderar en automatisk förstärknings- styrningskrets och att nämnda förstärkningsstyrningstransistorer (lä, lö) är påverkbara såsom gensvar på nämnda automatiska förstärkningsstyrningskrets för att styra förstärkningen hos nämnda förstärkartransistorer (l0, l2) som arbetar såsom mellanfrekvensförstärkare.

4. Användning av förstärkaren enligt krav 2 såsom en modulatorkrets, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda källa för ström för förstärkningsstyrning matar en moduleringskrets och emittrarna hos nämnda första och andra förstärkningsstyrningstransístorer (lä, l6) som mottar nämnda moduleringsström.