RU2271602C2 - Arbitrary-shape periodic-signal generator in residual-class system - Google Patents

Arbitrary-shape periodic-signal generator in residual-class system Download PDF

Info

Publication number
RU2271602C2
RU2271602C2 RU2003121629/09A RU2003121629A RU2271602C2 RU 2271602 C2 RU2271602 C2 RU 2271602C2 RU 2003121629/09 A RU2003121629/09 A RU 2003121629/09A RU 2003121629 A RU2003121629 A RU 2003121629A RU 2271602 C2 RU2271602 C2 RU 2271602C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
output
input
phase
phase shifters
controlled
Prior art date
Application number
RU2003121629/09A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU2003121629A (en
Inventor
Алексей Александрович Баженов (RU)
Алексей Александрович Баженов
Александр Анатольевич Болкунов (RU)
Александр Анатольевич Болкунов
Леонид Александрович Овчаренко (RU)
Леонид Александрович Овчаренко
Константин Леонидович Овчаренко (RU)
Константин Леонидович Овчаренко
Original Assignee
Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный институт радиоэлектроники" (ГОУ ВПО "Военный институт радиоэлектроники")
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный институт радиоэлектроники" (ГОУ ВПО "Военный институт радиоэлектроники") filed Critical Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный институт радиоэлектроники" (ГОУ ВПО "Военный институт радиоэлектроники")
Priority to RU2003121629/09A priority Critical patent/RU2271602C2/en
Publication of RU2003121629A publication Critical patent/RU2003121629A/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2271602C2 publication Critical patent/RU2271602C2/en

Links

Images

Landscapes

  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

FIELD: radio communications engineering.
SUBSTANCE: proposed device that can be used as reference-signal generator in demodulators to provide for digital readings of periodic signals being generated has N annular shift registers, N modulo table multipliers, power splitter and adder, n strips of controllable phase shifters with N phase shifters per strip, harmonic-signal generator, π/2 phase shifter, phase detector, and data retrieval and storage device.
EFFECT: enhanced speed of attaining digital readings of periodic signals generated; enhanced maximal frequency being synthesized.
1 cl, 2 dwg

Description

Изобретение относится к технике радиосвязи и может быть использовано в демодуляторах в качестве формирователя опорных сигналов.The invention relates to techniques for radio communications and can be used in demodulators as a driver of reference signals.

Известно устройство (аналог) [1, стр.66, рис.40б], содержащее опорный генератор, адресный счетчик, два постоянных запоминающих устройства, сумматор кодов, цифроаналоговый преобразователь. Недостаток устройства - низкое значение максимальной частоты формируемых сигналов.A device (analogue) is known [1, p. 66, Fig. 40b], which contains a reference generator, an address counter, two read-only memory devices, an adder of codes, a digital-to-analog converter. The disadvantage of this device is the low value of the maximum frequency of the generated signals.

Известно также устройство (аналог) [1, стр.67, рис.42], содержащее опорный генератор, адресный счетчик, постоянное запоминающее устройство, реверсивный сумматор, таймер, цифроаналоговый преобразователь. Недостаток устройства - низкое значение максимальной частоты формируемых сигналов.Also known is a device (analog) [1, p. 67, Fig. 42], containing a reference generator, address counter, read-only memory, reversible adder, timer, digital-to-analog converter. The disadvantage of this device is the low value of the maximum frequency of the generated signals.

Наиболее близким по технической сущности (прототипом к предлагаемому изобретению) является устройство [1, стр.66, рис.40а], содержащее опорный генератор, адресный счетчик, постоянное запоминающее устройство, цифроаналоговый преобразователь.The closest in technical essence (prototype to the proposed invention) is a device [1, p. 66, Fig. 40a], containing a reference generator, address counter, read-only memory, digital-to-analog converter.

Недостаток прототипа - низкое значение максимальной частоты формируемых сигналов вследствие ограниченного быстродействия входящих в его состав функциональных элементов.The disadvantage of the prototype is the low value of the maximum frequency of the generated signals due to the limited speed of its functional elements.

Задача, на решение которой направлено заявляемое устройство, состоит в увеличении диапазона частот формируемых сигналов.The problem to which the invention is directed is to increase the frequency range of the generated signals.

Технический результат выражается в повышении быстродействия получения дискретных отсчетов формируемых периодических сигналов, за счет чего увеличивается максимальное значение синтезируемой частоты.The technical result is expressed in increasing the speed of obtaining discrete samples of generated periodic signals, thereby increasing the maximum value of the synthesized frequency.

Технический результат достигается тем, что в устройство, содержащее опорный генератор, введены N кольцевых регистров сдвига, N табличных умножителей по модулю, генератор гармонического сигнала, делитель мощности, n линеек управляемых фазовращателей, каждая из которых содержит по N фазовращателей, сумматор мощности, фазовращатель на π/2, фазовый детектор и устройство выборки и хранения, выход которого является выходом устройства, причем i-ый кольцевой регистр сдвига

Figure 00000002
содержит mi, разрядов (m1, m2,...mN - взаимно простые целые положительные числа), выход q-го разряда
Figure 00000003
i-го кольцевого регистра сдвига соединен с q-ым разрядом унитарного кода первого операнда i-го табличного умножителя по модулю, к соответствующим разрядам второго операнда которого подключен унитарный код остатка по модулю mi, значения частоты формируемого сигнала, выход i-го табличного умножителя по модулю подключен к первым входам i-ых управляемых фазовращателей в каждой линейке фазовращателей, при этом выход генератора гармонического сигнала подключен ко входу фазовращателя на π/2 и входу делителя мощности, j-ый выход которого соединен со вторыми входами первых управляемых фазовращателей j-ой линейки фазовращателей
Figure 00000004
, причем в j-ой линейке управляемых фазовращателей выход l-го управляемого фазовращателя соединен со вторым входом (l+1)-го управляемого фазовращателя
Figure 00000005
, а выходы N-ых управляемых фазовращателей в линейках фазовращателей подключены к соответствующим входам сумматора мощности, выход которого подключен ко второму входу фазового детектора, а первый вход фазового детектора соединен с выходом фазовращателя на π/2, при этом выход фазового детектора подключен к первому входу устройства выборки и хранения, второй вход которого, а также тактовые входы кольцевых регистров сдвига, соединены с выходом опорного генератора.The technical result is achieved by the fact that N ring shift registers, N modulo table multipliers, a harmonic signal generator, a power divider, n rulers of controlled phase shifters, each of which contains N phase shifters, a power combiner, a phase shifter, are introduced into the device containing the reference generator; π / 2, a phase detector and a sampling and storage device, the output of which is the output of the device, the i-th ring shift register
Figure 00000002
contains m i , digits (m 1 , m 2 , ... m N are coprime positive integers), the output of the qth digit
Figure 00000003
ith ring shift register is connected to the qth bit of the unitary code of the first operand of the i-th table multiplier modulo, to the corresponding bits of the second operand of which is connected the unitary code of the remainder modulo m i , the frequency value of the generated signal, the output of the i-th table multiplier modulo connected to the first inputs of the i-th controlled phase shifters in each line of phase shifters, while the output of the harmonic signal generator is connected to the input of the phase shifter at π / 2 and the input of the power divider, the j-th output of which is connected with the second inputs of the first controlled phase shifters of the jth line of phase shifters
Figure 00000004
moreover, in the j-th line of controlled phase shifters, the output of the l-th controlled phase shifter is connected to the second input of the (l + 1) -th controlled phase shifter
Figure 00000005
and the outputs of the Nth controlled phase shifters in the phase shifter arrays are connected to the corresponding inputs of the power adder, the output of which is connected to the second input of the phase detector, and the first input of the phase detector is connected to the output of the phase shifter at π / 2, while the output of the phase detector is connected to the first input sampling and storage devices, the second input of which, as well as the clock inputs of the ring shift registers, are connected to the output of the reference generator.

Сущность изобретения заключается в получении в соответствии с теоремой В.А.Котельникова потока прямоугольных импульсов, представляющих собой дискретные отсчеты периодического сигнала заданного вида. Согласно используемому методу цифровой код числа Z преобразуется в дискретный отсчет аналогового периодического сигнала произвольной формы в соответствии с заданной функциональной зависимостью F(Y(K)), где Y(K) - текущая фаза периодического сигнала: Y(K)=(Z·K)modM; К - текущий номер отсчета: К=0, 1..., М-1; М - период изменения фазы формируемого сигнала.The essence of the invention consists in obtaining, in accordance with the theorem of V.A. Kotelnikov, a stream of rectangular pulses, which are discrete samples of a periodic signal of a given type. According to the method used, the digital code of the number Z is converted into a discrete sample of an analog periodic arbitrary waveform in accordance with a given functional dependence F (Y (K)), where Y (K) is the current phase of the periodic signal: Y (K) = (Z · K ) modM; K - current reference number: K = 0, 1 ..., M-1; M - period of phase change of the generated signal.

Для получения текущей фазы Y(K) необходимо из возрастающей последовательности чисел К=0, 1, 2, ...М-1 в соответствии со значением Z сформировать прямоугольный импульс амплитудой F(Y(K))To obtain the current phase Y (K), it is necessary to form a rectangular pulse with amplitude F (Y (K)) in accordance with the value Z from an increasing sequence of numbers K = 0, 1, 2, ... M-1

Последовательность чисел К, а также текущая фаза Y(K), могут быть получены в системе остаточных классов [2, с.12-13].The sequence of numbers K, as well as the current phase Y (K), can be obtained in the system of residual classes [2, pp. 12-13].

Система остаточных классов (СОК) относится к числу непозиционных систем счисления, в которой произвольное целое число А в диапазоне

Figure 00000006
однозначно кодируется своими остатками аi по основаниям mi:The system of residual classes (RNS) refers to the number of non-positional number systems in which an arbitrary integer A in the range
Figure 00000006
uniquely encoded by its residues a i on the grounds m i :

Figure 00000007
Figure 00000007

где

Figure 00000008
Where
Figure 00000008

[•] - целая часть числа; m1, m2,..., mN - совокупность взаимно простых целых положительных чисел, называемых основаниями СОК; N - число оснований.[•] - the integer part of number; m 1 , m 2 , ..., m N - a set of mutually prime positive integers called the bases of RNS; N is the number of bases.

Далее будем считать, что

Figure 00000009
.Further, we assume that
Figure 00000009
.

Код числа (1) из СОК может быть преобразован в позиционную систему счисления на основании китайской теоремы об остатках [2, с.33-37]:The code of the number (1) from JUICE can be converted into a positional number system based on the Chinese remainder theorem [2, pp. 33-37]:

Figure 00000010
Figure 00000010

где μi, - константа, определяемая из решения сравнения: (Мi·μi)modmi≡1; Мi=М/mi.where μ i , is a constant determined from the comparison solution: (М i · μ i ) modm i ≡1; M i = M / m i .

Код в СОК текущей фазы Y(K) как результат произведения чисел Z и К определяется путем вычисления отдельных произведений остатков по каждому основанию [2, с.13]:The code in the RNS of the current phase Y (K) as a result of the product of the numbers Z and K is determined by calculating the individual products of the residues for each base [2, p.13]:

Figure 00000011
Figure 00000011

где уi(К)=(zi·ki)modmi; ki=(K)modmi; zi=(Z)modmi;

Figure 00000012
.where y i (K) = (z i · k i ) modm i ; k i = (K) modm i ; z i = (Z) modm i ;
Figure 00000012
.

Для формирования в СОК периодической последовательности чисел K=0,1..., М-1 необходимо получить отдельно по каждому основанию mi, повторяющиеся последовательности чисел меньшей длины: ki=0, 1, ...mi-1. Тогда совокупность всех N чисел ki будет представлять собой код в СОК числа К. Такие последовательности могут быть получены в кольцевых регистрах сдвига (КРС).To form a periodic sequence of numbers K = 0,1 ..., M-1 in the RNS, it is necessary to obtain separately for each base m i , repeating sequences of numbers of shorter length: k i = 0, 1, ... m i -1. Then the totality of all N numbers k i will be a code in the RNS of K. Such sequences can be obtained in ring shift registers (KRS).

Пусть остаток

Figure 00000013
числа К по основанию mi (
Figure 00000014
) представлен унитарным кодом. В данном коде применяются mi, шин данных, причем при ki=0 на шине нулевого разряда будет логическая "1", а на остальных "0", при ki=1 на шине первого разряда - "1", а на остальных - "0" и т.д. Если в mi - разрядном КРС в одном из триггеров записана "1", а в остальных - "0", то при тактировании информации в этом КРС импульсами с выхода опорного генератора будет формироваться периодически повторяющаяся последовательность чисел 0, 1,...mi-1 в унитарном коде. Соответственно совокупность чисел ki на выходах всех КРС представляет собой N - разрядный код СОК, возрастающий на периоде [0, М) числовой последовательности K=(k1, k2,...kN).Let the remainder
Figure 00000013
the number of K base m i (
Figure 00000014
) is represented by a unitary code. In this code, m i , data buses are used, and for k i = 0 on the zero-discharge bus there will be a logical "1", and on the rest it will be "0", for k i = 1 on the first-discharge bus it will be "1", and on the rest - "0", etc. If in the m i - bit cattle in one of the triggers is written "1", and in the rest - "0", then when clocking the information in this cattle with pulses from the output of the reference generator, a periodically repeating sequence of numbers 0, 1, ... m i -1 in the unitary code. Accordingly, the set of numbers k i at the outputs of all cattle is an N - bit code RNS, increasing on the period [0, M) of the numerical sequence K = (k 1 , k 2 , ... k N ).

Значение текущей фазы Y(K) может быть получено в табличных умножителях, рассчитывающих параллельно по каждому основанию СОК произведения остатка ki кода текущей величины К на числовой код остатка zi номинала частоты Z синтезируемого сигнала.The value of the current phase Y (K) can be obtained in tabular multipliers that calculate in parallel on each base of the RNS products of the remainder k i of the code of the current value K by the numerical code of the remainder z i of the frequency nominal Z of the synthesized signal.

Поскольку диапазон представления чисел в СОК [0, M) достаточно быстро растет при увеличении числа оснований N, то максимальная величина mi обычно не превышает 100. Поэтому табличные умножители могут быть выполнены в виде матрицы mi·(mi+1) логических вентилей [3, с.16-17]. Следовательно, время вычисления всех разрядов кода СОК текущей фазы Y(K) равно длительности задержки в двух логических вентилях, что значительно меньше, чем в адресном счетчике прототипа, который функционирует в позиционной системе счисления (ПСС). Это обусловлено тем, что, в отличие от СОК, в ПСС результат арифметической операции получается последовательно, начиная с младших разрядов.Since the range of representation of numbers in RNS [0, M) grows quite rapidly with increasing number of bases N, the maximum value of m i usually does not exceed 100. Therefore, tabular multipliers can be made in the form of a matrix m i · (m i +1) of logic gates [3, p.16-17]. Therefore, the computation time for all bits of the code for the RNS of the current phase Y (K) is equal to the delay time in two logic gates, which is significantly less than in the address counter of the prototype, which operates in a positional number system (MSS). This is due to the fact that, in contrast to the RNS, in the MSS, the result of an arithmetic operation is obtained sequentially, starting with the lower digits.

Положим, что функциональная зависимость F(Y(K)) может быть представлена рядом Фурье с разложением по синусным составляющим:We assume that the functional dependence F (Y (K)) can be represented by a Fourier series with expansion in sinus components:

Figure 00000015
Figure 00000015

где αj - j-ый коэффициент ряда, а величина n определяется требуемой точностью аппроксимации заданной функциональной зависимости.where α j is the jth coefficient of the series, and n is determined by the required approximation accuracy of the given functional dependence.

Фаза гармонического сигнала, равная по величине

Figure 00000016
, может быть сформирована в N последовательно соединенных управляемых фазовращателях, в которых установлены сдвиги фазы на уголEqual Phase of Harmonic Signal
Figure 00000016
can be formed in N series-connected controlled phase shifters in which phase shifts are set by an angle

Figure 00000017
Figure 00000017

Тогда, в соответствии с китайской теоремой об остатках (3), суммарный набег фазы гармонического сигнала на выходе последнего (N-го) управляемого фазовращателя будет равен:Then, in accordance with the Chinese remainder theorem (3), the total phase shift of the harmonic signal at the output of the last (Nth) controlled phase shifter will be equal to:

Figure 00000018
Figure 00000018

Напряжение, прямо пропорциональное sin

Figure 00000019
, может быть сформировано в фазовом детекторе, на первый вход которого поступает гармоническое колебание со сдвигом фазы на π/2, а на второй вход - с выхода линейки управляемых фазовращателей.Voltage directly proportional to sin
Figure 00000019
, can be formed in a phase detector, the first input of which receives harmonic oscillation with a phase shift of π / 2, and the second input - from the output of the line of controlled phase shifters.

Если на второй вход фазового детектора одновременно будут поступать n гармонических колебаний с амплитудами αj и фазами

Figure 00000020
, то на его выходе с окончанием переходных процессов установится напряжение, прямо пропорциональное (5), которое может быть запомнено в устройстве выборки и хранения с приходом тактирующего импульса с опорного генератора.If n harmonic oscillations with amplitudes α j and phases simultaneously arrive at the second input of the phase detector
Figure 00000020
, then at its output, with the end of transients, a voltage proportional to (5) is established, which can be stored in the sampling and storage device with the arrival of a clock pulse from the reference generator.

Формирование n гармонических сигналов может быть осуществлено в делителе и сумматоре мощности. При этом делитель из гармонического колебания формирует n гармонических сигналов с соответствующими амплитудами, а сумматор мощности формирует суммарный сигнал с выходов n линеек управляемых фазовращателей.The formation of n harmonic signals can be carried out in the power splitter and adder. At the same time, a harmonic oscillation divider generates n harmonic signals with corresponding amplitudes, and a power adder generates a total signal from the outputs of n lines of controlled phase shifters.

Полагая задержку в делителе и сумматоре мощности, а также в управляемых фазовращателях, равной периоду частоты генератора гармонического сигнала - T, а длительность переходного процесса в фазовом детекторе - 5T, есть основание считать, что суммарное время формирования дискретного отсчета будет равно:Assuming a delay in the power splitter and adder, as well as in the controlled phase shifters, equal to the frequency period of the harmonic signal generator - T, and the duration of the transient in the phase detector - 5T, there is reason to believe that the total time for the formation of a discrete readout will be equal to:

Figure 00000021
Figure 00000021

где tk - время формирования в коде СОК текущего значения номера отсчета К; tУМН - время умножения двух чисел в СОК.where t k is the time of formation in the RNS code of the current value of the reference number K; t UMN - time of multiplication of two numbers in RNS.

Так как номер отсчета К формируется в кольцевых регистрах сдвига, то [4, с.39, табл.2.1] tK≈2÷2,5 нс. Как уже отмечалось, tУМН в (7) будет равно удвоенному времени задержки tЛЭ в логическом вентиле: tУМН.=2·tЛЭ=1 нс (tЛЭ≈0,5 нс [4, с.39, табл.2.1]).Since the reference number K is formed in the ring shift registers, then [4, p. 39, Table 2.1] t K ≈2 ÷ 2.5 ns. As already noted, t UMN in (7) will be equal to twice the delay time t LE in the logic gate: t UMN. = 2 · t LE = 1 ns (t LE ≈0.5 ns [4, p. 39, Table 2.1]).

Таким образом, в предлагаемом устройстве время получения дискретного отсчета формируемого периодического сигнала будет равноThus, in the proposed device, the time to obtain a discrete readout of the generated periodic signal will be equal to

t∑=2нс+1нс+(N+2)·Т+5·Т.t ∑ = 2ns + 1ns + (N + 2) T + 5T.

Например, при N=6 и Т=10-11 с=0,01 нс, t∑≈3,13 нс.For example, at N = 6 and T = 10 −11 s = 0.01 ns, t ∑ ≈3.13 ns.

В прототипе время получения дискретного отсчета периодического сигнала произвольной формы будет складываться из времени (tAC) сложения двух чисел в позиционном коде в адресном счетчике, состоящем из регистра хранения текущей фазы и сумматора в позиционной системе счисления, времени (tПЗУ) выборки числа из постоянного запоминающего устройства и времени (tЦАП) преобразования числа в напряжение в ЦАП. По данным [4, с.45; с.56; с.51]: tЦАП≈10÷20 нс; tПЗУ≈20 нс; tАС≈10 нс.In the prototype, the time to obtain a discrete sample of a periodic arbitrary waveform will be the sum of the time (t AC ) of the addition of two numbers in the position code in the address counter, consisting of the storage register of the current phase and the adder in the positional number system, time (t ROM ) of sampling a number from a constant storage device and time (t DAC ) converting the number into voltage in the DAC. According to [4, p.45; p.56; p. 51]: t DAC ≈10 ÷ 20 ns; t ROM ≈20 ns; t AC ≈10 ns.

Отсюда, суммарное время формирования отсчета в прототипе: tПР≈10+20+10≈40 нс, что почти в 10 раз больше, чем в предлагаемом устройстве.Hence, the total time of formation of the reference in the prototype: t PR ≈10 + 20 + 10≈40 ns, which is almost 10 times longer than in the proposed device.

Таким образом, в предлагаемом устройстве по сравнению с прототипом диапазон частот синтезируемого сигнала может быть расширен до 10 раз.Thus, in the proposed device compared with the prototype, the frequency range of the synthesized signal can be expanded up to 10 times.

На фиг.1 представлена структурная схема устройства, где 1 - опорный генератор, 2.1-2.N-mi - разрядные кольцевые регистры сдвига, 3.1-3.N - табличные умножители по модулю, 4 - делитель мощности, 5.1.1-5.n.N - управляемые фазовращатели, 6 - генератор гармонического сигнала, 7 - сумматор мощности, 8 - фазовращатель на π/2, 9 - фазовый детектор, 10 - устройство выборки и хранения, 11 - выход устройства.Figure 1 shows the structural diagram of the device, where 1 is the reference oscillator, 2.1-2.Nm i - bit ring shift registers, 3.1-3.N - table multipliers modulo, 4 - power divider, 5.1.1-5.nN - controlled phase shifters, 6 - harmonic signal generator, 7 - power adder, 8 - phase shifter on π / 2, 9 - phase detector, 10 - sampling and storage device, 11 - device output.

Выход опорного генератора 1 соединен с тактовыми входами КРС 2.1-2.N и вторым входом устройства выборки и хранения 10, при этом выход КРС 2.i

Figure 00000022
соединен с первым входом табличного умножителя по модулю 3.i, ко второму входу которого подключен код остатка по модулю mi, значения частоты формируемого сигнала, выход табличного умножителя по модулю 3.i соединен с первыми входами управляемых фазовращателей 5.j.i
Figure 00000023
, причем выход генератора гармонического сигнала 6 подключен ко входу делителя мощности 4 и входу фазовращателя 8 на π/2, при этом j-ый выход делителя мощности 4 соединен со вторым входом управляемого фазовращателя 5.j.l, выход управляемого фазовращателя 5.j.l
Figure 00000024
подключен ко второму входу управляемого фазоврашателя 5.j.(l+1), а выход управляемого фазовращателя 5.j.N соединен с j-ым входом сумматора мощности 7, выход которого подключен ко второму входу фазового детектора 9, первый вход фазового детектора 9 соединен с выходом фазовращателя 8 на π/2, а выход фазового детектора 9 подключен к первому входу устройства выборки и хранения 10, выход которого является выходом устройства 11.The output of the reference generator 1 is connected to the clock inputs of the cattle 2.1-2.N and the second input of the sampling and storage device 10, while the output of the cattle 2.i
Figure 00000022
connected to the first input of the table multiplier modulo 3.i, to the second input of which a remainder code modulo m i is connected, the frequency of the generated signal, the output of the table multiplier modulo 3.i is connected to the first inputs of the controlled phase shifters 5.ji
Figure 00000023
moreover, the output of the harmonic signal generator 6 is connected to the input of the power divider 4 and the input of the phase shifter 8 by π / 2, while the j-th output of the power divider 4 is connected to the second input of the controlled phase shifter 5.jl, the output of the controlled phase shifter 5.jl
Figure 00000024
connected to the second input of the controlled phase shifter 5.j. (l + 1), and the output of the controlled phase shifter 5.jN is connected to the j-th input of the power adder 7, the output of which is connected to the second input of the phase detector 9, the first input of the phase detector 9 is connected to the output of the phase shifter 8 by π / 2, and the output of the phase detector 9 is connected to the first input of the sampling and storage device 10, the output of which is the output of the device 11.

Рассмотрим работу устройства.Consider the operation of the device.

В кольцевых регистрах сдвига 2.1-2.N после включения питающего напряжения в один из триггеров записывается лог."1", а в остальные - "0". Совокупность нулей и единиц на выходах всех КРС представляет собой унитарный код СОК текущего значения номера дискретного отсчета K=(ki, k2,..., kN). В табличных умножителях по модулю 3.i осуществляется вычисление соответствующих разрядов кода СОК произведения Z·K=Y(K)=(y1(K),..., yN(K))=({z1·k1modm1,..., (zN·kN)modmN). В соответствии с полученными в табличных умножителях по модулю 3.i разрядами кода СОК уi(К), в управляемых фазовращателях 5.j.i

Figure 00000025
устанавливаются сдвиги фазы на угол
Figure 00000026
Гармонический сигнал с выхода генератора гармонического сигнала 6, частота которого fг во много раз больше частоты fог опорного генератора 1, в делителе мощности 4 делится на n гармонических сигналов с амплитудами αj. После прохождения полученных гармонических сигналов через n линеек управляемых фазовращателей в сумматоре мощности 7 сформируется напряжение
Figure 00000027
, которое поступает на второй вход фазового детектора 9. На первый вход фазового детектора 9 через фазовращатель 8 на π/2 подается напряжение с выхода генератора гармонического сигнала 6:
Figure 00000028
С окончанием переходных процессов на выходе фазового детектора 9 сформируется напряжение, прямо пропорциональное К-ому отсчету синтезируемого сигнала
Figure 00000029
, которое с приходом тактирующего импульса с выхода опорного генератора 1 запоминается в устройстве выборки и хранения 10 и поступает на выход устройства 11. Этим же импульсом лог."1" продвигается по кольцу триггеров КРС 2.1-2.N на один такт и процесс формирования отсчетов синтезируемого сигнала повторяется аналогично изложенному.In the circular shift registers 2.1-2.N, after switching on the supply voltage, the log “1” is written to one of the triggers, and “0” to the rest. The set of zeros and ones at the outputs of all cattle is a unitary code of the RNS of the current value of the number of the discrete reference K = (k i , k 2 , ..., k N ). In the table multipliers modulo 3.i, the corresponding bits of the RNS code of the product Z · K = Y (K) = (y 1 (K), ..., y N (K)) = ({z 1 · k 1 modm 1 , ..., (z N · k N ) modm N ). In accordance with the bits of the SOK code for i (K) obtained in the table multipliers modulo 3.i, in the controlled phase shifters 5.ji
Figure 00000025
angle shifts are set
Figure 00000026
The harmonic signal from the output of the harmonic signal generator 6, whose frequency f g is many times greater than the frequency f og of the reference generator 1, is divided into n harmonic signals with amplitudes α j in the power divider 4. After passing the received harmonic signals through n lines of controlled phase shifters, a voltage is generated in the power adder 7
Figure 00000027
, which is fed to the second input of the phase detector 9. At the first input of the phase detector 9 through the phase shifter 8, π / 2 is supplied with voltage from the output of the harmonic signal generator 6:
Figure 00000028
With the end of the transient processes at the output of the phase detector 9, a voltage is generated that is directly proportional to the K-th sample of the synthesized signal
Figure 00000029
which, with the arrival of a timing pulse from the output of the reference generator 1, is stored in the sampling and storage device 10 and fed to the output of the device 11. With the same pulse, the log. "1" moves along the ring of cattle 2.1-2.N triggers for one clock cycle and the process of counting the synthesized signal is repeated as described above.

Таким образом, на выходе заявляемого устройства получается поток импульсов, амплитуда которых определяется заданной функциональной зависимостью (5).Thus, at the output of the inventive device, a stream of pulses is obtained, the amplitude of which is determined by a given functional dependence (5).

Работоспособность предлагаемого устройства проиллюстрируем на примере формирования периодического колебания типа "меандр":The performance of the proposed device is illustrated by the example of the formation of periodic oscillations of the "meander" type:

Figure 00000030
Figure 00000030

Пусть используются следующие основания СОК: m1=2; m2=3; m3=5; m4=7; m5=11. Диапазон представления чисел в этом случае равен М=2310, а константы в (3) соответственно равны μ1=1; μ2=2; μ3=3; μ4=1; μ5=1. Коэффициенты разложения в ряд Фурье функции (8) вычисляются по формуле αj=4-U/(π·j) при нечетных j, и равны 0 - при четных j [5, с.552, табл.4.8].Let the following SOK bases be used: m 1 = 2; m 2 = 3; m 3 = 5; m 4 = 7; m 5 = 11. The range of representation of numbers in this case is M = 2310, and the constants in (3) are respectively equal to μ 1 = 1; μ 2 = 2; μ 3 = 3; μ 4 = 1; μ 5 = 1. The expansion coefficients of the Fourier series of function (8) are calculated by the formula α j = 4-U / (π · j) for odd j, and are 0 - for even j [5, p. 522, table 4.8].

На фиг.2 приведена рассчитанная по формулам (4) и (5) с учетом (6) с помощью встроенных функций программы Mathcad 6.0 зависимость u(k)=F(Y(k)) для n=5, Z=1 и U=1.Figure 2 shows the dependence u (k) = F (Y (k)) calculated for formulas (4) and (5) taking into account (6) using the built-in functions of the Mathcad 6.0 program for n = 5, Z = 1, and U = 1.

Из фиг.2 видно, что используемая аппроксимация соответствует ожидаемому виду функции (8).From figure 2 it is seen that the approximation used corresponds to the expected form of function (8).

Источники информацииInformation sources

1. Белов Л.А. Синтезаторы частоты и сигналов. Учебное пособие. - М.: САЙНС - ПРЕСС, 2002 г.1. Belov L.A. Synthesizers of frequency and signals. Tutorial. - M .: SAYNS - PRESS, 2002

2. Акушский И.Я., Юдицкий Д.И. Машинная арифметика в остаточных классах. - М.: Сов. радио, 1968.2. Akushsky I.Ya., Yuditsky D.I. Machine arithmetic in residual classes. - M .: Owls. radio, 1968.

3. Долгов А.И. Диагностика устройств, функционирующих в системе остаточных классов. - М.: Радио и связь, 1982.3. Dolgov A.I. Diagnostics of devices operating in the system of residual classes. - M.: Radio and Communications, 1982.

4. Цифровые радиоприемные системы: Справочник /М.И.Жодзишский, Р.Б.Мазепа, Е.П.Овсянников и др./ Под ред. М.И.Жодзишского. - М.: Радио и связь, 1990.4. Digital radio receiving systems: Handbook / M.I.Zhodzishsky, RBB Mazepa, EPOvsyannikov et al. / Ed. M.I.Zhodzishsky. - M .: Radio and communications, 1990.

5. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике для инженеров и учащихся втузов. - М.: Наука, 1980.5. Bronstein I.N., Semendyaev K.A. A reference book in mathematics for engineers and students of technical colleges. - M.: Science, 1980.

Claims (1)

Формирователь периодических сигналов произвольной формы в системе остаточных классов, содержащий опорный генератор, отличающийся тем, что в него введены N кольцевых регистров сдвига, N табличных умножителей по модулю, генератор гармонического сигнала, делитель мощности, n линеек управляемых фазовращателей, каждая из которых содержит по N фазовращателей, сумматор мощности, фазовращатель на π/2, фазовый детектор и устройство выборки и хранения, выход которого является выходом устройства, причем i-й кольцевой регистр сдвига
Figure 00000031
содержит mi разрядов (m1, m2,...mN - взаимно простые целые положительные числа), выход q-го разряда
Figure 00000032
i-го кольцевого регистра сдвига соединен с q-м разрядом унитарного кода первого операнда i-го табличного умножителя по модулю, к соответствующим разрядам второго операнда которого подключен унитарный код остатка по модулю mi, значения частоты формируемого сигнала, выход i-го табличного умножителя по модулю подключен к первым входам i-х управляемых фазовращателей в каждой линейке фазовращателей, при этом выход генератора гармонического сигнала подключен ко входу фазовращателя на π/2 и входу делителя мощности, j-й выход которого соединен со вторыми входами первых управляемых фазовращателей j-й линейки фазовращателей
Figure 00000033
, причем в j-й линейке управляемых фазовращателей выход l-го управляемого фазовращателя соединен со вторым входом (l+1)-го управляемого фазовращателя
Figure 00000034
, а выходы N-х управляемых фазовращателей в линейках фазовращателей подключены к соответствующим входам сумматора мощности, выход которого подключен ко второму входу фазового детектора, а первый вход фазового детектора соединен с выходом фазовращателя на π/2, при этом выход фазового детектора подключен к первому входу устройства выборки и хранения, второй вход которого, а также тактовые входы кольцевых регистров сдвига соединены с выходом опорного генератора.A generator of periodic signals of arbitrary shape in a system of residual classes, containing a reference generator, characterized in that N ring shift registers, N table modulators, harmonic signal generator, power divider, n lines of controlled phase shifters, each of which contain N phase shifters, power combiner, phase shifter on π / 2, phase detector and device for sampling and storage, the output of which is the output of the device, and the i-th ring shift register
Figure 00000031
contains m i digits (m 1 , m 2 , ... m N are coprime positive integers), the output of the qth digit
Figure 00000032
of the ith ring shift register is connected with the qth bit of the unitary code of the first operand of the i-th table multiplier modulo, to the corresponding bits of the second operand of which is connected the unitary code of the remainder modulo m i , the frequency value of the generated signal, the output of the i-th table multiplier modulo connected to the first inputs of i-controlled phase shifters in each line of phase shifters, while the output of the harmonic signal generator is connected to the input of the phase shifter at π / 2 and the input of the power divider, the jth output of which is connected to torymi inputs of first controlled phase shifters j-th line phase shifters
Figure 00000033
moreover, in the j-th line of controlled phase shifters, the output of the l-th controlled phase shifter is connected to the second input of the (l + 1) -th controlled phase shifter
Figure 00000034
and the outputs of N -controlled phase shifters in the series of phase shifters are connected to the corresponding inputs of the power adder, the output of which is connected to the second input of the phase detector, and the first input of the phase detector is connected to the output of the phase shifter at π / 2, while the output of the phase detector is connected to the first input sampling and storage devices, the second input of which, as well as the clock inputs of the ring shift registers are connected to the output of the reference generator.
RU2003121629/09A 2003-07-14 2003-07-14 Arbitrary-shape periodic-signal generator in residual-class system RU2271602C2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2003121629/09A RU2271602C2 (en) 2003-07-14 2003-07-14 Arbitrary-shape periodic-signal generator in residual-class system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2003121629/09A RU2271602C2 (en) 2003-07-14 2003-07-14 Arbitrary-shape periodic-signal generator in residual-class system

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2003121629A RU2003121629A (en) 2005-02-10
RU2271602C2 true RU2271602C2 (en) 2006-03-10

Family

ID=35208251

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2003121629/09A RU2271602C2 (en) 2003-07-14 2003-07-14 Arbitrary-shape periodic-signal generator in residual-class system

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2271602C2 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2808222C1 (en) * 2023-03-10 2023-11-28 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" Arbitrary waveform generator

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
АКУШСКИЙ И.Я. и др., Машинная арифметика в остаточных классах, Москва, Сов.радио, 1968, 439 с. *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2808222C1 (en) * 2023-03-10 2023-11-28 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" Arbitrary waveform generator

Also Published As

Publication number Publication date
RU2003121629A (en) 2005-02-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0760514B1 (en) Analog to digital converter, decimation and storage system
RU2682847C1 (en) Digital synthesizer with m-shape law of frequency changes
KR880000873A (en) Sampled data signal multiplier
JPS5931267B2 (en) Differential phase encoded digital data modulator
RU2628216C1 (en) Direct digital synthesizer with frequency modulation
RU2271602C2 (en) Arbitrary-shape periodic-signal generator in residual-class system
EP0006468A2 (en) Parallel to series data converters
RU2204197C2 (en) Digital synthesizer of frequency-modulated signals
RU2491710C1 (en) Frequency agile digital computational synthesiser
CN101854172A (en) Numerical control oscillator parallel design method based on two-dimensional sine table
RU2239281C2 (en) Digital harmonic-wave synthesizer
RU2294054C1 (en) Digital quadrature-output computing synthesizer
RU2710280C1 (en) Digital computing synthesizer for double-frequency signals
US6201451B1 (en) MSK modulator and MSK modulation method of transmitting data at high speed and digital signal generator suitable for MSK modulation
RU2030092C1 (en) Digital frequency synthesizer
RU2257669C1 (en) Digital signals synthesizer
RU2149503C1 (en) Digital frequency synthesizer
RU177630U1 (en) The device for the formation of a multi-frequency quasi-noise signal
RU2237972C2 (en) Frequency synthesizer
WO1993000737A1 (en) Arbitrary waveform generator architecture
US20240168721A1 (en) Apparatus for generating a plurality of ultra-high speed pseudo-random signals and multichannel pseudo-random noise modulation device thereof
RU2204196C2 (en) Digital synthesizer of phase-modulated signal
RU2570116C1 (en) Device for digital conversion of time interval
SU1732417A1 (en) Multiphase former of signals
SU1636992A1 (en) Discrete frequency signal synthesizer

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20070715