NO342522B1

NO342522B1 - Multipleksing for flerbærers cellekommunikasjonssystem

Info

Publication number: NO342522B1
Application number: NO20070242A
Authority: NO
Inventors: Avneesh Agrawal; Arak Sutivong
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2004-06-18
Filing date: 2007-01-15
Publication date: 2018-06-04
Also published as: EP2518930A3; RU2007101715A; BRPI0512127B1; BRPI0512127A; HUE042336T2; JP2010252347A; HK1104703A1; NO20070242L; RU2357364C2; JP4791459B2; EP1769602B1; TW200623691A; EP2518930A2; CA2571106C; JP2008503935A; MY145503A; US20100195630A1; NZ552150A; AU2005264977C1; CA2571106A1

Abstract

For kvasi-ortogonal multipleksing i et OFDMA-system, blir flere (M)-sett av trafikkanaler definert for hver basestasjon. Trafikkanalene i hvert sett er ortogonale på hverandre og kan være kvasivilkårlig i forhold til trafikkanalene i hvert av de andre settene. Minimumsantallet sett av trafikkanaler (L) blir brukt for å støtte et gitt antall (U)-terminaler som blir valgt fra dataoverføringen, hvor hver terminal sender data- og pilotsymboler på sin trafikkanal. En basestasjon mottar dataoverføring fra alle terminaler og kan utføre mottakerspatsialbehandling på mottatte symboler med spatsialfilterinatriser for å oppnå detekterte datasymboler. Spatsialfiltermatrisen for hvert delbånd kan avledes basert på kanalresponsestimater for alle terrninalene som sender på delbåndet.

Description

Fagfelt

Oppfinnelsen angår generelt datakommunikasjon og mer spesifikt dataoverføring i et flerbærer, fleraksess kommunikasjonssystem.

<5>Bakgrunn

Et fleraksessystem kan samtidig støtte kommunikasjon for flere terminaler på forover- og reverslink. Foroverlinken (eller nedlinken) er kommunikasjonslinken for basestasjoner til terminaler og reverslinken (eller opplinken) er kommunikasjonslinken for terminaler til basestasjoner. Flere terminaler kan samtidig overføre data på

<10>reverslink og/eller mot data på forlinken. Dette kan oppnås ved multiplekse de flere data overføringene på hver link til å være ortogonal på hverandre i tid-, frekvensog/eller kodedomenet. Fullstendig ortogonalitet oppnås typisk ikke i de fleste tilfeller på grunn av ulike faktorer som for eksempel kanalforhold, mottaker, mangler osv. Uansett sikrer ortogonalmultipleksing at dataoverføringen for hver terminal forstyrrer

<15>minimalt dataoverføringene for de andre terminalene.

Et flerbærer kommunikasjonssystem bruker flere bærere for dataoverføring. De flere bærere kan være tilveiebrakt ved ortogonal frekvensdelt multipleksing (OFDM), diskrete flertone (DMT), eller andre multibærermodulasjonsteknikker. OFDM partisjonerer effektivt systemet med båndbredden til flere (K)-ortogonale frekvens-

<20>delbånd. Disse delbånd kalles også toner, sub-bærere, beholdere, frekvenskanaler osv.

Hvert delbånd er tilknyttet et respektivt delbånd som kan moduleres med data.

Et ortogonalt frekvensdelt, fleraksess (OFDM)-system er et fleraksessystem som bruker OFDM. Et OFDMA-system kan bruke tid og/eller frekvensdelt multipleks for å oppnå ortogonalitet blant flere dataoverføringer for flere kanaler terminaler. For

<25>eksempel kan ulike terminaler tildeles ulike delbånd og dataoverføringen for hver terminal kan sendes på delbånd tildelt terminalen. Ved å bruke frakoplet eller ikkeoverlappende delbånd for ulike terminaler, kan interferens blant flere terminaler unngås eller reduseres og således forbedre ytelsen.

Antallet delbånd som er tilgjengelige for dataoverføringer er begrenset (til K)

<30>av OFDM-sturkturer som brukes i OFDMA-systemet. Det begrensede antall delbånd legger en øvre frekvens på antallet terminaler som kan sendes samtidig uten å forstyrre hverandre. I enkelte tilfeller kan det være ønskelig å la flere terminaler sendes samtidig, for eksempel for å bedre utnytte den tilgjengelige systemkapasitet. Det er derfor et behov i faget for teknikk som samtidig støtter flere terminaler i et OFDMA-

<35>system.

Tidligere kjent teknikk fremlegges i patentdokument WO0231991 med en fremgangsmåte og et apparat for å styre OFDMA celle-nettverk. I en utførelsesform omfatter fremgangsmåten å motta kanalkarakteristikk og støy/interferens-informasjon målt ved romlig fordelte abonnenter og tildeler trafikkanaler for et «ortogonal frequency-division multiple-access» (OFDMA) nettverk.

Oppsummering

<5>Teknikker som samtidig støtter overføring for flere terminaler enn antallet ortogonale overføringsenheter (eller ortogonale dimensjoner) tilgjengelig i systemet, er beskrevet her. Hver slik «overføringsenhet» kan tilsvare en gruppe av en eller flere delbånd i en eller flere symbolperioder og er ortogonal på alle andre overføringsenheter i frekvens og tid. Disse teknikker kalles «kvasi-ortogonalmultipleksing» og kan brukes

<10>for helt å utnytte tilleggskapasiteten som finnes i en spatial dimensjon ved bruke flere antenner ved basestasjonen. Disse teknikkene kan ofte redusere mengden av støy observert av hver terminal og forbedre ytelsen.

I en utførelse av kvasi-ortogonalmultipleksing som egner seg for et OFDMA-system, blir flere (M) sett av trafikkanaler definert for hver basestasjon i systemet.

<15>Hvert sett har flere (N)-trafikkanaler, for eksempel en trafikkanal for hver ortogonal overføringsenhet tilgjengelig i systemet. Hver trafikkanal er knyttet til den bestemte ortogonale overføringsenhet (for eksempel de bestemte delbånd) for bruk for hvert overføringsintervall. For en frekvenshopping i et OFDMA (FH-OFDMA)-system, kan hver trafikkanal tilknyttes en FH-sekvens som kvasivilkårlig velger ulik delbånd i ulike

<20>overføringsintervaller eller hopperioder. Trafikkanalen i hvert sett står ortogonalt på hverandre og kan være kvasivilkårlig i forhold til trafikkanalene i hver av de andre M-1 settene. Totalt finne M·N trafikkanaler tilgjengelig for bruk i systemet. Minimumsantallet sett av trafikkanaler (L) kan brukes for å støtte et gitt antall (U)-terminaler valgt for dataoverføringen. Hver terminal kan tildeles en trafikkanal valgt

<25>fra L-sett av trafikkanaler.

Hver terminal overfører datasymboler (som er modulasjonssymboler for data) på sin trafikkanal. Hver terminal sender også pilotsymboler (som er modulasjonssymboler for en pilot) på sin trafikkanal for at en basestasjon kan eliminere responsen av den trådløse kanal mellom terminalen og basestasjonen. U-terminalene kan sende

<30>samtidig på deres tildelte trafikkanaler.

Basestasjonen mottar dataoverføring fra U-terminalene og oppnår en vektor for mottatte symboler på hvert delbånd i hver symbolperiode. Basestasjonen kan avlede en spatial filtermatrise for hvert delbånd basert på kanalresponsestimater oppnådd for alle terminaler som sender på delbåndet. Basestasjonen kan utføre mottaker spatial-

<35>behandling på den mottatte symbolvektor for hvert delbånd med spatialfiltermatrisen for delbåndet for å oppnå detekterte datasymboler som er estimater av datasymbolene sendt av terminalene som bruker delbåndet.

Kort omtale av figurene

Oppfinnelsen skal beskrives nærmere i det følgende, der:

fig. 1 viser flere terminaler og en basestasjon i et OFDMA-system,

fig. 2 viser frekvenshopping i ODFMA-systemet,

<5>fig. 3 viser M-sett av FH-sekvenser for kvasi-ortogonalmultipleksing,

fig. 4 viser en fremgangsmåte for å tildele FH-sekvenser til U-terminaler,

fig. 5 viser et blokkskjema av en terminal med en enkelt antenne og en terminal med flere antenner, og

fig. 6 viser et blokkskjema av basestasjonen.

10

Detaljert beskrivelse

Ordet «som eksempel» brukes her for å bety «tjener som et eksempel, tilfører eller illustrasjon». En utførelse eller konstruksjon beskrevet her som «et eksempel» skal ikke nødvendigvis forstås som foretrukket eller fordelaktig i forhold til andre

<15>utførelser eller konstruksjoner.

De kvasi-ortogonalemultipleksteknikker beskrevet her kan brukes for ulike flerbærer kommunikasjonssystemer, for eksempel et OFDM-basert system, for eksempel et OFDMA-system. Disse teknikkene kan også brukes for systemer med en eller flere antenner. Et enkelantennesystem bruker en antenne for dataoverføring og

<20>mottak. Et flerantennesystem bruker en eller flere antenner for dataoverføring og flerantenner for datamottak. Disse teknikkene kan også brukes for tidsdelt duplekset (TDD) og frekvensdelt duplekset (FDD)-systemer for forover- og reverslink og med eller uten frekvenshopping. For tydelighets skyld er kvasi-ortogonalmultipleksing beskrevet nedenfor for reverslinken av et flerantenne FH-OFDMA-system.

<25>Fig. 1 viser flere antenner 110a-11u og en basestasjon 120 i et OFDMA-system 100. En basestasjon er generelt en fast stasjon som kommuniserer med terminalene og kan også kalles et aksesspunkt eller en annen terminologi. En terminal kan være fast eller mobil og kan også kalles en mobilstasjon, en trådløs innretning eller en annen terminologi. Uttrykket «terminal» og «bruker» brukes også vekslende. Base-

<30>stasjonen 120 er forsynt med flere (R)-antenner for dataoverføring og mottak. En terminal kan være forsynt med en antenne (for eksempel terminalen 110a) eller flere antenner (f.eks. terminalen 110u) for dataoverføring og mottak. R-antennene ved basestasjonen 120 representerer de flere innganger (MI) for overføringer på foroverlinken og flere utganger (MO) for overføringer på reverselinken. Hvis flere

<35>terminaler velges for samtidig overføring, representerer disse flere antennene for de valgte terminaler kollektivt de flere utganger for foroverlinkoverføringer og de flere innganger for reverslinkoverføringer.

Fig. 2 viser frekvenshopping (FH)-overføring 200 som kan brukes i OFDMA-systemet. Frekvenshopping kan tilveiebringe frekvensdiversitet mot slettende baneeffekter og interferensvilkårlighet. Med frekvenshopping kan hver terminal/bruker få tildelt en annen FH-sekvens som indikerer det spesielle delbånd som skal brukes i

<5>hver «hopp»-periode. En FH-sekvens kan også kalles et hoppmønster eller en annen terminologi. En hopp-periode er tidsrommet som brukes på delbånd og som kan spenne over en eller flere symbolperioder og kan også kalles et overføringsintervall eller en annen terminologi. Hver FH-sekvens kan kvasi-vilkårlig velge delbånd for terminalen. Frekvensdiversitet oppnås ved å velge ulike delbånd over K delbånd i ulike

<10>hopperioder. FH-sekvensene og trafikkanalene kan anses som en praktisk måte for å uttrykke tildelingen av delbåndene.

FH-sekvensene for ulike brukere som kommuniserer med samme basestasjon er typisk ortogonale på hverandre, slik at ingen to-brukere bruker samme delbånd i en gitt hopp-periode. Dette unngår «intracelle» eller «intrasektor» interferens blant

<15>terminalene som kommuniserer med samme basestasjon (forutsatt at ortogonaliteten ikke ødelegges av en annen faktor). FH-sekvensene for hver basestasjon kan være kvasi-vilkårlig når det gjelder FH-sekvensene for nærliggende basestasjoner. Interferens mellom to brukere som kommuniserer med to ulike basestasjoner oppstår når FH-sekvensene for disse brukerne velger samme delbånd i samme hopp-periode.

<20>Imidlertid blir denne «intercelle» eller «intersektor» interferens vilkårlig gjort på grunn av et FH-sekvensenes kvasi-vilkårlige natur.

For utførelsen vist på fig. 2 er delbåndene som egner seg for dataoverføring anordnet i N-grupper. Hver gruppe inneholder S-delbånd, hvor N > 1, S ≥ 1 og N · S ≤ K. Delbåndene i hver gruppe kan være sammenhengende som vist på fig. 2.

<25>Delbåndene i hver gruppe kan ofte være ikke-sammenhengende, for eksempel jevnt fordelt over det totale antall K delbånd og jevnt anbrakt fra hverandre med S-delbånd. Hver bruker kan være tildelt en gruppe av S-delbånd i hver hopp-periode. Datasymboler kan være tidsdelt multiplekset med pilotsymboler som er kjent på forhånd av både terminalen og basestasjonen som vist på fig. 2.

<30>Interferens kan unngås eller reduseres blant alle brukere som kommuniserer med samme basestasjon hvis deres FH-sekvenser står ortogonalt på hverandre. I dette tilfellet får brukerne tildelt ikke-overlappende grupper av delbar eller ekvivalens, bare et delbånd som blir brukt av mer enn én bruker på et gitt tidspunkt. Fullstendig ortogonalitet og typisk ikke på grunn av kanalforhold, mottakermangler, usynkronisert

<35>tidsberegning ved terminalene osv. Tapet av ortogonalitet kan virke interbærerinterferens (ICI) og intersymbolinterferens (ISI). Imidlertid kan ICI og ISI være liten sammenliknet med interferensen som kan observeres hvis brukerne ikke blir tildelt ortogonale FH-sekvenser.

Antallet delbåndgrupper som er tilgjengelige for dataoverføring er begrenset, for eksempel til N for utførelsen vist på fig. 2. Hvis en delbåndgruppe blir tildelt hver bruker kan flere enn N-brukere støttes av tidsdelt multipleksing (TDM) av brukerne og muliggjøre ulike sett av opptil N-brukere for å overføre opptil en gruppe av delbånd i

<5>ulike hopp-perioder. Flere N-ortogonale overføringsenheter kan således frembringes i frekvens- og tidsdomenene hvor hver overføringsenhet er ortogonal alle andre overføringsenheter i frekvens og tid. Overføringsenheten kan også betraktes som ortogonale dimensjoner. Tidsdelt multipleksing av brukere kan være uønsket siden det reduserer tidsmengden som er tilgjengelig for dataoverføring og som kan begrense

<10>dataratene som kan oppnås av brukerne.

I enkelte tilfeller kan det være ønskelig å støtte flere brukere enn antallet tilgjengelige ortogonale overføringsenheter. For eksempel kan tilleggskapasitet frembringes i den spatiale dimensjon ved å bruke flere antenner ved basestasjonen. Basestasjonen kan så støtte flere brukere med denne ekstra kapasiteten. Imidlertid

<15>bestemmes antallet ortogonale overføringsenheter som er tilgjengelige i OFDMA-systemet av systemets konstruksjon og er typisk begrenset og endelig for et gitt system båndbredde og en gitt tidsvarighet. For enkelthets skyld forutsettes det i beskrivelsen at tidsdelt multipleksing ikke blir brukt og N-ortogonale overføringsenheter er tilgjengelige i systemet, selv om dette ikke er et krav for kvasi-ortogonal multipleksing.

<20>Etter at alle tilgjengelige overføringsenheter har blitt tildelt brukerne, vil det ikke lenger være mulig å støtte flere brukere og samtidig opprettholde ortogonalitet blant alle brukerne.

Kvasi-ortogonal multipleksing gir at flere brukere samtidig kan kommunisere for reverslinken, for eksempel for fullt ut å utnytte tilleggskapasiteten ved flere

<25>antenner ved basestasjonen. I en utførelse blir (M) sett av FH-sekvenser definert for hver basestasjon. Hvert sett inneholder N FH-sekvenser eller en FH-sekvens for hver ortogonal overføringsenhet som er tilgjengelig i systemet. Totalt M · N FH-sekvenser blir da tilgjengelig for bruk i systemet.

Fig. 3 viser M sett av FH-sekvenser som kan brukes for kvasi-ortogonal multi-

<30>pleksing. Den første FH-sekvens i hvert sett indikeres av de skyggelagte bokser på et frekvenstidsplan for settet. De gjenværende N – 1 FH-sekvenser i hvert sett kan være vertikal og sirkulære forflyttede versjoner av den første FH-sekvens i settet. N FH-sekvensen i hvert sett er ortogonal på hverandre. Således blir ingen interferens observert blant N-dataoverføringene sendt samtidig av N-brukere tildelt N FH-

<35>sekvensene i et gitt sett, (forutsatt uten tap av ortogonalitet på grunn av andre faktorer).

FH-sekvensen i hvert sett kan også være kvasi-vilkårlig når det gjelder FH-sekvensene for hvert av de andre sett M-1. I dette tilfellet vil dataoverføringer sendt samtidig ved å bruke FH-sekvensene i et sett observere vilkårlig interferens fra dataoverføringene sendt ved å bruke FH-sekvensene i de andre M – 1 sett. M-settene av N FH-sekvensene kan genereres på ulik måte.

I en utførelse blir N FH-sekvensene for hvert sett avledet basert på kvasivilkårlig antall (PN)-kode tildelt settet. For eksempel kan 15-bit korte PN-koder

<5>definert av IS-95 og IS-2000, brukes. PN-koden kan implementeres med et linjeært tilbakemeldingsskiftregister (LFSR). For hver hopp-periode blir LFSR oppdatert og innholdet av LFSR blir brukt for å velge delbåndene for N FH-sekvensene i settet. For eksempel kan et binært antall tilsvarende B minst betydelige biter (LSB) i LFRS benevnes som PNl(t), hvor B = logg2(N), l er en indeks av M-sett av FH-sekvenser og t

<10>er en indeks for hopp-perioden. N FH-sekvensene i settet l kan da defineres som:

fl,i(t) = ��PNl(t)�i�modN��1, forl�1...Mogi�l ... N (1)

Hvor i er en indeks for N FH-sekvensen i hvert sett, og

15

Fl,i(t) er i FH-sekvensen i settet l.

‘+1’ i likningen (1) er for et indekseringsarrangement som begynner med ’1’ i stedet for ’0’. FH-sekvensen fl,i(t) indikerer de eller de bestemte delbånd som skal brukes for hver hopp-periode t.

<20>For å forenkle implementeringen kan M PN-kodene brukt for M-sett av FH-sekvenser defineres å være ulike tidsforskyvninger av en felles PN-kode. I dette tilfellet blir hvert sett tildelt en unik tidsforskyvning og PN-koden for settet kan identifiseres av den tildelte tidsforskyvning. Den felles PN-kode kan benevnes som PN(t), tidsforskyvningen tildelt l kan benevnes som ΔTdog binær nummer for et LFSR for

<25>settet l, kan benevnes som PN(t ΔTl). N FH-sekvensene i settet l kan defineres som:

Fl,i(t) = ��PN(t� ΔTl)�i�mod N��1 , for l = 1…M og i = 1…N (2)

I en annen utførelse blir M-sett av FH-sekvenser definert basert på M ulike

<30>mappetabeller, med en tabell for hvert sett. Hver mappetabell kan implementere en vilkårlig bytting av en inngang. Hver mappetabell mottar en indeks i for i FH-sekvensen i settet tilknyttet tabellen og tilveiebringer delbånd for bruk av denne FH-sekvens i hver hopp-periode t. Hver mappetabell kan defineres til å være kvasivilkårlig når det gjelder de andre M-1 mappetabeller.

<35>M-sett av N FH-sekvenser kan også defineres og genereres på en annen måte når dette faller innenfor oppfinnelsens omfang.

FH-sekvensene kan tildeles brukerne på en måte som reduserer størrelsen av intracelle differens observert av alle brukerne. For enkelthets skyld forutsetter beskrivelsen at en ortogonal overføringsenhet blir tildelt hver bruker valgt for overføringen. Hvis antallet brukere valgt for dataoverføring (U) er mindre eller lik antallet ortogonale overføringsenheter (eller U ≤ N), kan U-brukere tildeles ortogonale FH-sekvenser i ett sett. Hvis antallet brukere er større enn antallet ortogonale

<5>overføringsenheter (eller U > N), kan FH-sekvenser fra ett eller flere andre sett brukes.

Siden FH-sekvensene fra ulike sett ikke står ortogonalt på hverandre og således fører til intracelle interferens, bør det minste antall sett brukes på et gitt øyeblikk. Minimumsantallet sett (L) som trengs for å støtte U-brukere kan uttrykkes som:

<10>L �� U�

� M (3) � N��

�

hvor «[x]» benevner en takoperatør som tilveiebringer en heltallsverdi som er lik eller større enn x.

Hvis L-sett av FH-sekvenser brukt for U-brukere vil hver bruker observere interferensen fra mest L – 1 andre bruker på et gitt øyeblikk og ortogonalt på minst U –

<15>(L-1) andre brukere. Dersom U er mye større enn L som typisk er tilfellet, observerer hver bruker interferens fra et lite antall brukere på et gitt øyeblikk. U-brukere kan da betraktes som noe ortogonal eller «kvasi-ortogonal» med hverandre.

Fig. 4 viser et flytskjema en fremgangsmåte 400 for tildeling av FH-sekvenser til brukere med kvasi-ortogonal multipleksing. Innledningsvis blir antallet brukere

<20>valgt fra dataoverføringen (U) bestemt ved (blokk 412). Minimum antall sett av FH-sekvenser (L) som trengs for å støtte alle de valgte brukere blir så bestemt (blokk 414). Hvis hver valgte bruker får tildelt en FH-sekvens og hvis hvert sett inneholder N FH-sekvenser, kan minimum antall sett bestemmes som vist i likning (3). L-sett av FH-sekvenser blir da valgt fra M-sett av FH-sekvenser som er tilgjengelige for bruk (blokk

<25>416). Hver valgt bruker får da tildelt en (eller eventuelt flere) FH-sekvenser fra L-sett av FH-sekvenser (blokk 418).

De U valgte brukere kan bli tildelt FH-sekvenser fra L-sett på ulik måte. I en utførelse for brukere med liknende mottatte signalkvaliteter tildelt FH-sekvenser i samme sett. Mottatt signalkvalitet kan kvantiseres av et signal/interferens og støy-

<30>forhold (SINR) eller et annet mål. For denne utførelse kan U-brukere rangeres basert på deres SINR, f.eks. fra høyeste SINR til laveste SINR. En bruker kan behandles av gangen i rekkefølge basert på arrangeringen og tildeles en FH-sekvens fra det første sett av FH-sekvenser. Et annet sett av FH-sekvenser blir brukt når alle FH-sekvensene i det første settet har blitt tildelt. Denne utførelse kan brukere med tilsvarende

<35>kanalforhold til samme FH-sekvenssett. For eksempel kan brukere som er plassert nærmere basestasjonen oppnå høyere SINR og kan tildeles FH-sekvenser i et sett. Brukere som befinner seg lengre bort fra basestasjonen (eller «sektorkant»-brukere) kan oppnå lavere SINR og kan tildeles FH-sekvenser i et annet sett. Denne utførelse kan også gjøre det lettere å overføre kraft til andre brukere. For eksempel kan sektorkantbrukere forårsake mer interferens for brukere i andre sektorer og kan få beskjed om å sende på lavere effektnivå.

<5>I en annen utførelse blir ulik mottatt SINR tildelt FH-sekvenser i samme sett.

Denne utførelse kan forbedre deteksjonsytelsen for brukere som sender samtidig ved å bruke FH-sekvenser i det samme settet. I en annen utførelse blir brukere kategoriserte på grunn av deres «marginer». Marginen er forskjellen mellom mottatt SINR og den nødvendige SINR for en gitt rate og fanger overskytende SINR som er tilgjengelig for

<10>raten. Brukere med større marginer vil mer sannsynlig bli dekodet riktig en bruker med lavere marginer. Brukere med ulike marginer kan tildeles FH-sekvenser i ulike sett, hvilket kan forbedre sannsynligheten for å skille fra hverandre brukerne. For eksempel kan brukere med store marginer detekteres og dekodes først og interferensen forårsaket av disse brukerne kan bli estimerte og slettet og deretter kan brukere med lavere

<15>marginer bli dekodet og detektert osv. I en annen utførelse blir brukerne multiplekset basert på deres spatiale signaturer. Brukere med ikke-korrulerte signaturer kan lettere separeres ved å bruke mottakerspatialbehandling, som beskrevet nedenfor, selv om disse brukerne kan kollidere i tid og frekvens. Ulik kombinasjoner av spatiale signaturer for ulike brukergrupper kan evalueres for å identifisere ikke-korrelerte

<20>signaturer. Brukere kan også katalogiseres og multiplekses på annen måte.

Kvasi-ortogonal multipleksing kan brukes med eller uten kraftkontroll. Kraftkontroll kan implementeres på ulik måter. I en kraftkontroll kan sendeeffekten fra hver bruker bli justert, slik at den mottatte SINR for brukeren, som målt ved basestasjonen, opprettholdes ved eller nær en mål-SINR. Mål-SINR kan i sin tur

<25>justeres for å oppnå et bestemt ytelsesnivå, for eksempel 1 % pakke-feilrate (PER).

Kraftkontroll-arrangementet justerer mengden av sendeeffekt som blir brukt for en gitt dataoverføring, slik at interferensen blir minimert samtidig som det oppnås ønsket ytelsesnivå. I en annen kraftkontroll blir den mottatte SINR for hver bruker opprettholdt innenfor et område av SINR. I en annen kraftkontroll blir den mottatte signal-

<30>effekt for hver bruker opprettholdt nær en målverdi eller innenfor et område av verdier.

Frekvenshoppende, kvais-ortogonal frekvensdelt, multiaksess (FH-WOFDMA) er et multiaksess-arrangement som bruker kvasi-ortogonal multipleksing (eller M-sett av N FH-sekvenser) for å støtte U-brukere etter hverandre, hvor U kan være større enn N. FH-QOFDMA har enkelte fordeler i forhold til konvensjonell FHH-OFDMA som

<35>bare bruker ett sett av N FH-sekvenser for alle brukere. For et mindre antall brukere med U ≤ N, blir det bare nødvendig med ett sett av FH-sekvenser og FH-QOFDMA degenererer til og er identisk med konvensjonell FH-OFDMA. Imidlertid er FH-OFDMA begrenset til bare ett sett av FH-sekvenser og vil ikke være i stand til fullt ut å utnytte tilleggskapasiteten som fremkommer i den spatiale dimensjon ved bruk av flere antenner i basestasjonen. På en annen side kan FH-QOFDMA bruke flere sett av FH-sekvenser for å støtte flere brukere for å dra nytte av tilleggskapasiteten. Selv om U-brukere strengt tatt ikke er ortogonale til hverandre i frekvens- og tidsdomener med

<5>FH-QOFDMA når U > N, kan ulike teknikker brukes for å minske sletteeffekten fra intracelle interferens, som beskrevet nedenfor.

Dersom basestasjoner er forsynt med flere antenner for datamottak, kan dataoverføringene fra U-brukere separeres ved å bruke ulike mottakerspatiale behandlingsteknikker. På fig. 1 er en flerutgangs(SIMO)-kanal med en enkelt inngang

<10>formet mellom enkeltantennekanalen 110a og flerantenne-basestasjonen 120. SIMO-kanalen for terminalen 110a kan karakteriseres av en R x 1 kanalresponsvektor ha(k, t ) for hvert delbånd som kan uttrykkes som:

15

hvor k er en indeks for delbånd og ha,i(k,t) for i = 1…R er koplingen eller kompleksdatastyrke mellom den enkle antenne ved terminalen 110a og R antenner ved basestasjonen 120 for delbånd k i hopp-perioden t.

En flerinngangs, flerutgangs (MIMO)-kanal er formet mellom flerantenne-

<20>terminalen 110u og flerantennebasestasjonen 120. MIMO-kanalen for terminalen 110u kan karakteriseres av en R x T kanalresponsmatrise Hu(k, t ) for hvert delbånd som kan uttrykkes som:

25

hvor hu,j(k,t), for j = 1…T, er kanalresponsvektoren mellom antenne j ved terminalen 110u og R antenner ved basestasjonen 120 for delbånd k i hopp-perioden t. Hver kanalresponsvektor hu,j(k,t) inneholder R-elementer og har formen som vist på likning (4).

<30>Generelt kan hver terminal være forsynt med en eller flere terminaler og kan tildeles S-delbånd i hver hopp-periode hvor S ≥ 1. Hver terminal vil da ha ett sett av kanalresponsvektorer for hver antenne, idet hvert vektorsett inneholder S-kanalresponsvektorer for S-delbånd tildelt terminalen for hopp-perioden t. Hvis for eksempel terminalen m blir tildelt S-delbånd med indeksene k gjennom k S – 1 i hopp-perioden t, vil vektorsettet for hver antenne j at terminalen m inneholde S-kanalresponsvektor hm,j(k,t) til hm,j(k S -1,t) for delbånd k til k S -1. Disse S-kanalresponsvektorer indikerer kanalresponsen mellom antennen j i terminalen m og R antennene ved basestasjonen for S-delbånd tildelt terminalen m. Delbåndindeksen k for

<5>terminalen m endres i hver hopp-periode og blir bestemt av FH-sekvensen tildelt terminalen m.

Kanalresponsvektorene for U-terminaler valgt for samtidig dataoverføring er typisk ulik fra andre og kan anses som «spatiale signaturer» for disse U-terminaler. Basestasjonen kan estimere kanalresponsvektorene for hver terminal basert på

<10>pilotsymboler som blir mottatt fra terminalen, som kan være tidsdelt multiplekset med datasymboler som vist på fig. 2.

For enkelthets skyld forutsatt at følgende beskrivelse at L = U/N og L-antenneterminaler mjtil mlblir tillagt hver delbåndgruppe i hver hopp-periode. En R x L kanalresponsmatrise H(k,t) kan formes for hvert delbånd k i hver hopp-periode t

<15>basert på L-kanalresponsvektorene for L-terminalene som bruker delbånd k i hoppperioden t, som følger:

<20> (6)

hvor hml(k,t), hvor l = 1…L er kanalresponsvektoren for l-terminalen som bruker delbånd k i hopperioden t. Kanalresponsmatrisen H(k,t) for hvert delbånd i hver hopperiode er avhengig av det spesifikke sett av terminaler som blir tildelt delbåndet

<25>og hopperioden.

De mottatte symboler ved basestasjonen for hvert delbånd k i hver symbolperiodie enn av hver hopperiode t kan uttrykkes som:

R(k,t,n) = H(k,t) · x(k,t,n) n(k,t,n), for k = 1…K (7)

30

hvor x(k,t,n) er en vektor med L «sende»-symboler sendt av L-terminaler på delbånd k i symbolperioden n av hopperioden t,

r(k,t,n) er en vektor med R mottatte symboler oppnådd via R-antennene ved basestasjonen for delbånd k i symbolperioden n av hopperioden t, og

<35>n(k,t,n) er en støyvektor for delbånd k i symbolperioden n av hopperioden t.

For enkelthet skyld forutsettes kanalresponsmatrisen H(k,t) over konstant for å hele hopperioden og ikke-funksjonen av symbolperioden n. Også støyen kan forutsettes å være ekstra, hvit gauss-støy (AWGN) med null gjennomsnittsvektor og en kovariansmatrise på φnn=σ<2>· I hvor σ<2>er variansen av støyen og I identitetsmatrisen.

<5>K sendesymbolvektorer, x(k,t,n) for k = 1…K er formet for K delbånd i hver symbolperiode av hver hopperiode. På grunn av at ulike sett av terminaler kan tildeles ulike delbånd i en gitt hopperiode som bestemt av deres FH-sekvenser, kan K sendesymbolvektorer x(k,t,n) for hver symbolperiode av hver hopperiode formes av ulike terminalsett. Hver vektor x(k,t,n) inneholder L-sendesymboler sendt av L-terminalene

<10>som bruker delbånd k i symbolperioden n av hopperioden t. Generelt kan hvert sendesymbol være et datasymbol, et pilotsymbol eller et «null»-symbol (som er en signalverdi på null).

K mottatte symbolvektorer er r(k,t,n) for k = 1…K oppnås for K delbåndene i hver symbolperiode av hver hopperiode. Hver vektor r(k,t,n) inneholder R-mottatte

<15>symboler oppnådd via R-antennene ved basestasjonen for et delbånd i en symbolperiode. For et gitt delbånd k, symbolperioden n og hopperioden t, blir j sendesymbolet i vektoren x(k,t,n) multiplisert med j-vektor/kolonnen av kanalresponsmatrisen H(k,t,n) for å generere en vektor rj(k,t,n). L-sendesymbolene i x(k,t,n) som sendes av L ulike terminaler blir multiplisert med L-kolonner av H(k,t,n) for å generere L-vektorer

<20>r1(k,t,n) til rl(k,t,n), en vektor er j(k,t,n) for hver terminal. Vektoren r(k,t,n) oppnådd ved basestasjonen består av L-vektorer r1(k,t,n) til r1(k,t,n) eller r(k,t,n) osv. Hvert mottatt symbol r(k,t,n) inneholder således en komponent for hvert av L-sendesymboler i x(k,t,n). L-sendesymboler sender samtidig av L-terminalene på hvert delbånd k hver symbolperiode n av hver hopperiode t vil således forstyrre hverandre ved base-

<25>stasjonen.

Basestasjonen kan bruke ulike mottakerspatialbehandlingsteknikker for å skille ut dataoverføringer sendt samtidig av L-terminaler på hvert delbånd i hver symbolperiode. Disse mottakerspatialbehandlingsteknikker omfatter en null-tvang (ZF)-teknikk, en minimums gjennomsnittlig kvadratfeil (MMSE)-teknikk, en maksimal

<30>forholdskombinerings (MRC)-teknikk osv.

For null-tvangteknikken kan basestasjonen avlese en spatialfiltermatrise Mzf(k,t) for hvert delbånd k i hver hopperiode t som følger:

Mzf(k,t) = [H<H>(k,t) · H(k,t)]<-1>· H<H>(k,t), (8)

35

Hvor «<H>» benevner en konjugat transponering. Basestasjonen estimerer kanalresponsmatrisen H(k,t) for hvert delbånd, f.eks. basert på piloter sendt av terminalene. Basestasjonen bruker så den estimerte kanalresponsmatrise Ĥ(k,t) for å avlede spatialfiltermatrisen. For tydelighets skyld forutsetter beskrivelsen at det ikke forekommer noen estimeringsfeil, slik at Ĥ (k,t) =osv. Siden H(k,t) forutsettes å være konstant over hopperioden t, kan samme spatialfiltermatrise Mzf(k,t) brukes for alle symbolperioder i hopperioden t.

<5>Basestasjonen kan utføre null-tvungen behandling for hvert delbånd k i hver symbolperiode n av hver hopperiode t som følger:

xzf(k,t,n) = Mzf(k,t) · r(k,t,n),

<10>= [H<H>(k,t) · H(k,t)]<-1>· H<H>(k,t) · [H(k,t) · x(k,t,n) n(k,t,n)], (9)

=x(k,t,n) nzf(k,t,n),

hvor xzf(k,t,n) er en vektor med L «detekterte» eller påviste datasymboler for delbånd k i symbolperioden n av hopperioden t, og

<15>nzf(k,t,n) er støy etter null-tvungen behandling.

Et påvist datasymbol er et estimat av et datasymbol sent av en terminal.

For MMSE-teknikken kan basestasjonen av lede en spatialfiltermatrise Mmmse(k,t) for hvert delbånd k i hver hopperiode t som følger:

<20>Mmmse(k,t) = [H<H>(k,t) σ<2>· I]<-1>· H<H>(k,t) (10)

Dersom kovariansmatrisen φnnav støy er kjent, kan denne brukes i stedet for σ<2>· I i likningen (10).

Basestasjonen kan utføre MMSE-behandling for hvert delbånd k og i hver

<25>symbolperiode n av hver hopperiode t, som følger:

Xmmse(k,t,n) = D<-1>mmse(k,t) · Mmmse(k,t) · r(k,t,n)

= D<-1>mmse(k,t) · Mmmse(k,t) · [H(k,t) · x(k,t,n) n(k,t,n)] (11) ≃ x(k,t,n) nmmse(k,t,n),

30

hvor Dmmse(k,t) er en diagonalvektor som inneholder diagonalelementer av en matrise.

[Mmmsw(k,t) · H(k,t)], eller Dmmse(k,t) = diag [M,,se(k,t) · H(k,t)], og

nmmse(k,t,n) er støyen etter MMSE-behandling.

Symbolestimatene fra spatialfilteret Mmmse(k,t) er ikke-normaliserte estimater

av sendesymbolene i x(k,t,n). Multiplikasjonen med skaleringsmatrisen D<-1>mmse(k,t)

tilveiebringer normaliserte estimater av sendersymbolene.

<5>For MRC-teknikken kan basestasjonen avlede en spesialfiltermatrise Mmmse(k,t) for hvert delbånd k i hver hopperiode t, som følger:

Mmmse(k,t) = H<H>(k,t) (12)

<10>Basestasjonen kan utføre MRC-behandling for hver delbånd k i hver symbolperiode n av hver hopperiode t som følger:

15

hvor er en diagonalvektor som inneholder diagonale elementer av en

matrise

er støyen etter MRC-behandlingen.

<20>Generelt kan ulike terminalsett tildeles ulike delbåndgrupper i en gitt hopperiode som bestemt av deres FH-sekvenser. N-terminalsettene for N-delbåndgrupper i en gitt hopperiode kan inneholde samme eller ulike antall terminaler. Videre kan hvert terminalsett inneholde terminaler med en eller flere antenner eller en kombinasjon av disse. Ulike terminalsett (som igjen kan inneholde samme eller ulik

<25>antall terminaler) kan også tildeles et gitt delbånd i ulike hopperioder. Kanalresponsmatrisen H(k,t) for hvert delbånd i hver hopperiode bestemmes av terminalsettene som bruker delbåndet i hopperioden og som inneholder en eller flere vektorer/kolonner for hver terminal som sender på delbåndet i hopperioden. Matrisen H(k,t) kan inneholde flere vektorer for en terminal som bruker flere antenner for å

<30>sende ulike datasymboler til basestasjonen.

Som vist ovenfor kan de flere dataoverføringene sendes samtidig fra opp til L-terminaler på hvert delbånd k i hver symbolperiode n av hver hopperiode t, separeres av basestasjonen basert på deres ikke-korrelerte spatialsignaturer som gis av deres kanalresponsvektorer hml(k,t). Dette gjør at FH-QOFDMA får en høyere kapasitet når antallet antenner brukt for datamottakelsen, øker.

Videre reduserer FH-QOFDMA mengden av intra-celle interferens observert

<5>på hvert delbånd i hver hopperiode, slik at det oppnås en bedre utnyttelse av tilleggskapasiteten som frembringes i den spatiale dimensjon.

Fig. 5 viser et blokkskjema av en utførelse av en terminal med én antenne 110a og en terminal med flere antenner 110u. Terminalen 110a med en antenne, en koder/modullator 514a mottar trafikk/pakkedata (benevnt som {da} fra en datakilde

<10>512a og eventuelt informasjons/signaleringsdata fra en styreenhet 540a, og behandler (f.eks. koder, innfeller og symbolmapper) dataene basert på ett eller flere kode- og modulasjonsarrangement som velges for terminaler 110a og leverer datasymbolene (benevnt) som {xa} for terminalen 110a. Hvert datasymbol er et modulasjonssymbol som er en kompleksverdi for et punkt i signalkonstellasjonen for et

<15>modulasjonsarrangement (se f.eks. M-PSK eller M-QAM).

En symbol-til-delbånd-mappe 520a mottatt av datasymbolene og pilotsymbolene og leverer disse symbolene til riktige delbånd i hver symbolperiode av hver hopperiode som bestemt av en FH-kontroll fra en FH-generator 522a. FH-generatoren 522a kan generere FH-kontroll basert på en FH-sekvens eller et trafikksignal tildelt

<20>terminalen 110a. FH-generatoren 522a kan være implementert med oppslagstabeller, PN-generatorer osv. Mapper 520a blir også et null-symbol for hvert delbånd som ikke brukes for pilot- eller dataoverføring. For hver symbolperiode sender mapperen 520a K sendesymboler for K totale delbånd hvor hvert sendesymbol kan være et datasymbol, et pilotsymbol eller et null-symbol.

<25>En OFDM-modulator 530a mottar K sendesymboler for hver symbolperiode og genererer et tilsvarende OFDM-symbol for symbolperioden. OFDM-modulatoren 530a omfatter en omvendt rast Fourier-omvandling (IFFT)-enhet 532 og en syklisk prefiksgenerator 534. For hver symbolperiode omdanner IFFT-enheten 532 K sendesymboler til tidsdomenet ved å bruke en K-punkt IFFT for å oppnå et «omdannet»

<30>symbol som inneholder K tidsdomenesampler. Hvert sampel er en kompleksverdi for overføring i en sampelperiode. Den sykliske prefiks 534 gjentar en del av hvert omdannet symbol for å danne et OFDM-symbol som inneholder N C-sampler hvor C er antallet sampler som gjentas. Den gjentatte del kalles ofte et syklisk prefiks brukt for å motvirke ISI forårsaket av frekvensselektiv fading. En OFDM-symbolperiode (eller

<35>ganske enkelt en symbolperiode) er varigheten av et OFDM-symbol og er lik N C sampelperiode. OFDM-symboler til en senderenhet (TMTR) 536a. Senderenheten 536a behandler (for eksempel konverterer til analog, filtrerer, forsterker og frekvensoppkonverterer) OFDM-symbolstrømmen for å generere et modulert signal som sendes fra en antenne 538a.

Ved flerantenneterminaler 110u mottar en koder/modulator 514u trafikk/-pakkedata (benevnt som {du} fra en datakilde 512u og eventuelt informasjons/signal-

<5>data fra en styreenhet 540u, behandle dataene basert på ett eller flere kode- og modulasjonsarrangement valgt fra terminal 110u og leverer datasymboler (benevnt som {xu}) for terminalen 110u. En demultiplekser (Demux) 516u demultiplekser datasymbolene til T strømmer for T-antennene ved terminalen 110u, en datasymbolstrøm {xu,j} for hver antenne og leverer hver datasymbolstrøm til en respektiv symbol-til-

<10>delbånd-mapper 520u. Hver mapper 520u mottar datasymbolene og pilotsymbolene for hver sin antenne og leverer disse symbolene til riktig delbånd i hver symbolperiode for hver hopperiode som bestemt av en FH-kontroll generert av en FH-generator 522u, basert på en FH-sekvens eller en trafikkanal tildelt terminalen 110u. Opp til T ulike datasymboler eller pilotsymboler kan sendes fra T-antennene i hver symbolperiode på

<15>hvert delbånd tildelt terminalen 110u. Hver mapper 520u leverer også et null-symbol for hvert delbånd som ikke brukes for pilot- eller dataoverføring og sender, for hver symbolperiode K sendesymboler for K totale delbånd til en tilsvarende OFDM-modulator 530u.

Hver OFDM-modulator 530u mottar K sendesymboler for hver symbolperiode,

<20>utfører OFDM-modulasjon på K sendesymboler og genererer et tilsvarende OFDM-symbol for symbolperioden. T OFDM-modulatorer 530ua-530ut leverer T-strømmer av OFDM-symboler til T-senderenhetene 536ua-536ut. Hver senderenhet 536u behandler sin OFDM-symbolstrøm og genererer et tilsvarende modulert signal. T-modulerte signaler fra senderenhetene 536ua-536ut sendes T-antennene 538ua-538ut.

<25>Styreenheten 540a og 540u kommanderer driften ved terminalene 110a og 110u. Minneenheten 542a og 542u leverer lagring for programkoder og data brukt av styreenhetene henholdsvis 540a og 540u.

Fig. 6 viser et blokkskjema av en utførelse av basestasjonen 120. De modulerte signaler sendt U-terminalene valgt for dataoverføringen blir mottatt av R-antenner

<30>612a-612r, og hver antenne leverer et mottatt signal til en respektiv mottakerenhet (RCVR) 614. Hver mottaker 614 behandler (f.eks. filtrere, forsterke, frekvensnedkonverterer og digitaliserer) sitt mottatte signal og leverer en strøm av inngangssignaler til en tilhørende OFDM-demodulator (Demod) 620. Hver OFDM-demodulator 620 behandler inngangssamplene og leverer de mottatte symboler. Hver OFDM-

<35>demodulator 620 omfatter typisk en syklisk prefiksfjerningsenhet og en rask Fourier omdannings(FFT)-enhet. Den sykliske prefiksfjerningsenhet fjerner det sykliske prefiks i hvert mottatt OFDM-symbol for å oppnå et mottatt, omdannet symbol. FFT-enheten omdanner hvert motsatt, dannet symbol til frekvensdomenet med et K-punkt FFT for å oppnå K mottatte symboler for K delbåndene. For hver symbolperiode leverer R OFDM-demodulatorer 620a-620r R-sett av K mottatte symboler for R-antennene formet til en mottakende (RX) spatial prosessor 630.

Mottakende (RX) spatialprosessor 630 omfatter K delbånd spatialprosessorer

<5>632a-632k for K delbåndene. I RX-spatialprosessoren 630 blir de mottatte symboler fra OFDM-demodulatorene 620a-620r for hver symbolperiode demultiplekset til K vektorer av mottatte symboler, r(k,t, n) for k =1…K, som blir levert til K spatial prosessorene 632. Hver spatial prosessor 632 mottar også en spatialfilter matrise M(k,t) for sitt delbånd, ut fra mottakerspatialbehandling på r(k,t,n) med M(k,t) som beskrevet

<10>ovenfor og tilveiebringer en vektor x(k,t,n) av detekterte eller påviste datasymboler.

For hver symbolperiode leverer K spatialprosessorer 632-632k K sett av detekterte datasymboler i K vektorer x(k,t,n) for K delbåndene til en delbånd-til-symboldemapper 640.

Demapperen 640 tilveiebringer K sett av detekterte datasymboler for hver

<15>symbolperiode og leverer de detekterte datasymboler for hver terminal M på en strøm {xm} for terminalen, hvor m ∈ {a...u } . Delbåndene som blir brukt av hver terminal bestemmes av en Fh-kontroll generert av en FH-generator 642 basert på FH-sekvensen eller trafikkanalen tildelt vedkommende terminal. En demodulator/dekoder 650 behandler (f.eks. symbol demapper, deinnfeller og dekoder) de detekterte datasymboler

<20>{xm} for hver terminal og leverer de dekodede data {dm} for terminalen.

En kanalestimat 634 oppnår mottatte pilotsymboler fra OFDM-demodulatorene 620a-620r og avleder en kanalresponsvektor for hver antenne til hver terminal som sender til en basestasjon 120, basert på de mottatte pilotsymboler for terminalen. En spatial filtermatrise beregningsenhet 636 former en kanalresponsmatrise H(k,t) for

<25>hvert delbånd i hver hopperiode basert på kanalresponsvektorene fra alle terminaler som bruker delbåndet og hopperioden. Beregningsenheten 636 avleder deretter spatialfiltermatrisen M(k,t) for hvert delbånd av hver hopperiode basert på kanalresponsmatrisen H(k,t) for delbåndet og hopperioden og bruker videre null tvang, MMSE- eller MRC-teknikk som beskrevet ovenfor. Beregningsenheten 636 leverer K

<30>spatialfilter matrisene for K delbåndene i hver hopperiode til K delbånd spatialprosessorene 632a-632k.

En styreenhet 660 regulerer bruken ved basestasjonen 120. En minneenhet 662 leverer lagring for programkode og databrukavstyreenheten 660.

For tydelighets skyld har kvasiortogonal multipleksing spesifikt blitt beskrevet

<35>for reverslinken av et frekvenshopp, OFDMA-system. Kvasi-ortogonal multipleksing kan også brukes for andre flerbærer kommunikasjonssystemer hvor flere delbånd kan tilveiebringes på annen måte enn OFDM.

Kvasi-ortogonal multipleksing kan også brukes for foroverlinken. For eksempel kan en terminal forsynt med flere antenner med mottatt overføring for flere basestasjoner (f.eks. et datasymbol for hver av de flere basestasjoner på hvert delbånd i hver symbolperiode). Hver basestasjon kan sende til terminalen ved å bruke en ulik

<5>FH-sekvens enn basestasjonen tildelt terminalen. FH-sekvensene som blir brukt av de ulike basestasjoner for terminalen bør ikke være ortogonale på hverandre. Flere basestasjoner kan sende flere datasymboler på samme delbånd i samme symbolperiode til terminalen når disse FH-sekvensene kolliderer. Terminalen kan bruke mottaker spatialbehandling for å skille ut de flere datasymboler på samme delbånd i samme

<10>symbolperiode av de flere basestasjoner.

Kvasi-ortogonale multipleksingsteknikker som beskrevet her kan implementeres på ulike måter. For eksempel kan teknikkene implementeres i maskinvare, programvare eller en kombinasjon av disse. For en maskinvareimplementering kan behandlingsenheten brukt for kvasi-ortogonal multipleksing ved en sendeenhet (for

<15>eksempel som vist på fig. 5) implementeres i en eller flere applikasjonsspesifikke, integrerte kretser (ASIC), digital signalprosessorer (DSP), digitalt signalbehandlingsenheter (DSPD), programmerere, logiske enheter (PLD), feltprogrammerbare portgrupper (FPGA), prosessorer, styreenheter, mikro-styreenheter, mikroprosessorer, andre elektroniske enheter som er konstruert for å utføre de beskrevne funksjoner eller

<20>en kombinasjon av disse. Behandlingsenhetene brukt for kvasi-ortogonal multipleksing ved en mottakende enhet (f.eks. som vist på fig. 6) kan også implementeres i en eller flere ASIC, DSP osv.

For en programvareimplementering kan de kvasi-ortogonale multipleksingsteknikker implementeres med moduler, (f.eks. prosedyrer, funksjoner osv.) som utfører

<25>de beskrevne funksjoner. Programvarekodene kan lagres i en minneenhet (f.eks.

minneenheten 542a eller 542u på fig. 5 eller minnenheten 662 på fig. 6) og utføres av en prosessor (f.eks. styreenheten 540a eller 540u på fig.5 eller styreenheten 660 på fig.

6). Minneenheten kan implementeres i prosessoren eller være utenfor denne.

Den foregående beskrivelse av utførelsene er tilveiebrakt for å gjøre en

<30>fagmann i stand til å bruke oppfinnelsen. Ulike modifikasjoner av utførelsene vil fremgå for en fagmann og de generiske prinsipper definert her kan også brukes i andre utførelser uten at oppfinnelsens mening eller omfang fravikes. Således er oppfinnelsen ikke ment å være begrenset til de viste utførelser, men skal forstås i den bredeste betydning gitt av patentkravene.

35

Claims

P a t e n t k r a v

1 Fremgangsmåte for å kommunisere i et trådløst kommunikasjonssystem (100), som omfatter:

• å tildele U terminaler (110a…110u)) med trafikkanaler i L sett trafikkanaler for en basestasjon (120), hvor L er større enn én og U er én eller større, idet hvert sett omfatter flere trafikkanaler som er ortogonal til hverandre, og hvor trafikkanalene i hvert sett ikke er ortogonale til trafikkanalene i hvert av de L−1 andre sett;

• å motta dataoverføringer sendt fra de U terminalene på trafikkanalene tilordnet de U terminalene;

• å skaffe til veie en gruppe med mottatte symboler for hvert av K delbånd benyttet til dataoverføringene sendt fra de U terminalene, idet hver gruppe som omfatter R mottatte symboler for R antenner, hvor R og K er hver større enn én;

• å utføre spasial prosessering på gruppen av mottatte symboler for hvert delbånd for å skaffe tilveie en gruppe med detekterte datasymboler for delbåndet; og

• å demultiplekse K grupper med detekterte datasymboler for de K delbånd for å skaffe tilveie detekterte datasymboler for alle U terminalene.
2 Fremgangsmåte ifølge krav 1, hvor det å utføre spasial prosessering omfatter • å danne en kanalresponsmatrise (H) for hver av de K delbånd basert på minst ett kanalestimat for minst én terminal som sender på delbåndet,

• å bestemme en spasialfiltermatrise (M) for hvert delbånd basert på kanalbesvarelsesmatrisen for delbåndet, og

• å utføre spasial prosessering for hvert delbånd med spasialfiltermatrisen for delbåndet.
3 Fremgangsmåte ifølge krav 2, hvor spasialfiltermatrisen for hvert delbånd bestemmes basert videre på en null-tvang-teknikk (ZF).
4 Fremgangsmåte ifølge krav 2, hvor spasialfiltermatrisen for hvert delbånd bestemmes videre basert på en minste-gjennomsnittlig-kvadratfeil-teknikk (MMSE).
5 Fremgangsmåte ifølge krav 2, hvor spasialfiltermatrisen for hvert delbånd bestemmes videre basert på en maksimalforholdskombineringsteknikk.
6 Apparat for kommunikasjon i et trådløst kommunikasjonssystem, som omfatter:

• midler for å tildele U terminaler (110a..110u) med trafikkanaler i L sett med trafikkanaler for en basestasjon (120), hvor L er større enn én og U er én eller større, idet hvert sett omfatter flere trafikkanaler som er ortogonal til hverandre, og hvor trafikkanalene i hvert sett ikke er ortogonale til trafikkanalene i hvert av de L−1 andre sett;

• midler for å motta dataoverføringer sendt av de U terminalene (110a..110u) på trafikkanalene tilordnet de U terminalene;

• midler for å skaffe til veie en gruppe med mottatte symboler for hver av K delbånd benyttet til dataoverføringene sendt fra de U terminalene, idet hver gruppe som omfatter R mottatte symboler for R antenner, hvor R og K hver er større enn én;

• midler for utførelse av spasial prosessering på gruppen av mottatte symboler for hvert delbånd for å skaffe tilveie en gruppe med detekterte datasymboler for delbåndet; og • midler for å demultiplekse K grupper av detekterte datasymboler for de K delbånd for å skaffe tilveie detekterte datasymboler for alle U terminalene.
7 Apparat ifølge krav 6, hvor midlene for å utføre spasial prosessering omfatter: • midler for å danne en kanalresponsmatrise for hver av de K delbånd basert på minst ett kanalestimat for minst én terminal som sender på delbåndet,

• midler for å bestemme en spasialfiltermatrise (M) for hvert delbånd basert på kanalresponsmatrisen (H) for delbåndet, og

• midler for å utføre spasial prosessering for hvert delbånd med spasialfiltermatrisen for delbåndet.
8 Apparat ifølge krav 6, hvor spasialfiltermatrisen (M) for hvert delbånd bestemmes basert videre på en null-tvang-teknikk (ZF).
9 Apparat ifølge krav 6, hvor spasialfiltermatrisen (M) for hvert delbånd bestemmes basert videre på en minste-gjennomsnittlig-kvadratfeil-teknikk (MMSE).
10 Apparat ifølge krav 6, hvor spasialfiltermatrisen (M) for hvert delbånd bestemmes basert videre på en maksimal forholdskombineringsteknikk (MRC).
11 Apparat ifølge krav 6, hvor den minst ene prosessoren er konfigurert til:

• å danne en kanalresponsmatrise (H) for hver av de K delbånd basert på minst ett kanalestimat for minst én terminal som sender på delbåndet,

• å bestemme en spasialfiltermatrise for hvert delbånd basert på kanalresponsmatrisen for delbåndet, og

• å utføre spasial prosessering for hvert delbånd med spasialfiltermatrisen for delbåndet.
12 Apparat ifølge krav 6, hvor spasialfiltermatrisen (M) for hvert delbånd bestemmes basert videre på en null-tvang-teknikk (ZF).
13 Apparat ifølge krav 6, hvor spasialfiltermatrisen for hvert delbånd bestemmes basert videre på en minste-gjennomsnittlig-kvadratfeil-teknikk (MMSE).
14 Apparat ifølge krav 6, hvor spasialfiltermatrisen (M) for hvert delbånd bestemmes basert videre på en maksimal forholdskombineringsteknikk (MRC).
15 Datamaskinprogramprodukt, som omfatter et ikke-flyktig datamaskin-lesbart medium som omfatter:

• kode for å bevirke at minst én prosessor tilordner U terminaler (110a..110u) med trafikkanaler i L sett med trafikkanaler for en basestasjon (120), hvor L er større enn én og U er én eller større, idet hvert sett omfatter flere trafikkanaler som er ortogonal til hverandre, og hvor trafikkanalene i hvert sett ikke er ortogonale til trafikkanalene i hvert av de L−1 andre sett,

• kode for å bevirke at den minst ene prosessoren mottar dataoverføringer sendt av de U terminalene (110a..110u) på trafikkanalene tilordnet de U terminalene,

• kode for å bevirke at den minst ene prosessoren skaffer til veie en gruppe med mottatte symboler for hver av K delbånd benyttet til dataoverføringene sendt fra de U terminalene, idet hver gruppe omfatter R mottatte symboler for R antenner, hvor R og K hver er større enn én,

• kode for å bevirke at den minst ene prosessoren utfører spasial prosessering på gruppen av mottatte symboler for hvert delbånd for å skaffe tilveie en gruppe med detekterte datasymboler for delbåndet, og

• kode for å bevirke at den minst ene prosessoren demultiplekser K grupper med detekterte datasymboler for de K delbånd for å skaffe tilveie detekterte datasymboler for alle U terminaler.