NO178050B

NO178050B - FM demodulator med faselåst slöyfe

Info

Publication number: NO178050B
Application number: NO911809A
Authority: NO
Inventors: Daniel Marz
Original assignee: Gen Instrument Corp
Priority date: 1990-05-11
Filing date: 1991-05-10
Publication date: 1995-10-02
Also published as: DK0456099T3; DE69120468T2; DE69120468D1; EP0456099A2; ES2090169T3; CA2041678C; FI102646B; JPH0720017B2; NO178050C; IE911409A1; NO911809D0; EP0456099B1; FI102646B1; ATE139874T1; IE74864B1; US5036291A; CA2041678A1; HK1008406A1; FI912246A; NO911809L

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører en FM"demodulator med . faselåst sløyfe, omfattende en fasedetektor som har en første inngang for mottagelse av et signal som skal demoduleres, en andre inngang for mottagelse av en demodulerende blandingsfrekvens, og en utgang, blandingsfrekvens-generatormiddel for tilveiebringelse av nevnte demodulerende blandingsfrekvens som er nødvendig for å omsette nevnte signal som skal demoduleres, og som er mottatt på nevnte første inngang, til basisbånd som reaksjon på et styresignal utledet fra et fasefeil-signal på nevnte utgang hos nevnte fasedetektor.

Kabelfjernsynssystemer leverer et flertall av bærebølger innenfor en forutbestemt båndbredde. Bærebølgene innbefatter fjernsynsprogramsignaler som er tildelt bestemte kanaler, digitale data (typisk på en FM databane) for bruk til styring av omformerbokser som leveres av kabelfjernsynsselskapet, og kan også innbefatte separate audio eller informasjonskanal-signaler. Den tradisjonelle løsning for å detektere og demodulere individuelle bærebølgesignaler er å anvende en superheterodyn mottager. En slik mottager tilveiebringer et mellomfrekvens (IF) filter for å velge en ønsket bærebølge og avvise alle andre.

Kretser med faselåst sløyfe (PLL = phase lock loop) kan anvendes for å detektere et signal på en kanal. Et kompli-sert avstemningssystem er imidlertid nødvendig for å tilveiebringe en frekvenssmidig PLL demodulator. Ved slike anvendelser må en spenningsstyrt oscillator (VCO) som anvendes i nevnte PLL dekke hele det ønskede frekvens-spektrum. Uten et følgende inngangsfilter, kan utmatningen fra fasedetektoren resultere i at nevnte VCO låser på en uønsket kanal. Dette kan skje endog med et følgingsfilter dersom den forstyrrende kanalen er vesentlig sterkere enn den ønskede. Ettersom separasjonen mellom bærebølger er liten i fjernsynsapplikasjoner, er det vanskelig og kostbart å frem-stille egnede følgingsfiltre for bruk med en PLL detektor.

Til ytterligere belysning av den kjente teknikk vises det til US-patent 3530383 og britisk patentpublikasjon 2155711-A som vedrører superheterodynmottakere som behandler mellom-f rekvens-inngangssignaler.

Det ville være fordelaktig å tilveiebringe en PLL krets for å detektere kanalsignaler uten behovet for å tilveiebringe et følgingsinngangsfilter. Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer slik anordning.

Ifølge den foreliggende oppfinnelse kjennetegnes den inn-ledningsvis nevnte FM demodulator ved at nevnte fasedetektor mates med et spektrum av FM radiof rekvenssignaler som inneholder nevnte signal som skal demoduleres, at nevnte blandingsfrekvens-generatormiddel omfatter oscillatormidler for å. tilveiebringe en nøyaktig og stabil utgangsfrekvens som er variabel over et begrenset område som reaksjon på nevnte styresignal utledet fra nevnte fasedetektorutgang, at frekvensmultiplikatormiddel er tilveiebragt for å multiplisere nevnte oscillatorfrekvens med en multiplikasjonsfaktor til en multiplikatorutgangsfrekvens for å frembringe nevnte demodulerende blandingsfrekvens, og at nevnte multiplikasjonsfaktor skalerer nevnte begrensede område til å gi et multiplikator-utgangsfrekvens-avvik som er proporsjonalt med nevnte begrensede område.

Ifølge en ytterligere utførelsesform gir nevnte frekvensmultiplikatormiddel gir et flertall av valgbare multiplikasjonsfaktorer, og frekvensmultiplikatormidlet kan omfatte en frekvenssyntetisator. Multiplikasjonsfaktoren fastlegger den demodulerende blandingsfrekvensen.

Ifølge en ytterligere utførelsesform kan FM demodulatoren omfatte et lavpassfi 1ter som er koblet for å filtrere utmatningen fra nevnte fasedetektor. I tillegg kan den omfatte en forsterker for å forsterke den filtrerte fasedetektorens utmatning til å gi nevnte styresignal.

Videre kan det være fordelaktig å la nevnte oscillatormidler omfatte en spenningsstyrt krystalloscillator, en spenningsstyrt overflateakustisk-bølge resonator. eller en spenningsstyrt keramisk resonator.

Ifølge en annen ytterligere utførelsesform er blandingsfrekvens-generatormidlet frekvenssmidig og dessuten omfatter en blander som har en første inngang koblet til å motta nevnte multiplikatorutgangsfrekvens frembragt ved hjelp av nevnte frekvensmultiplikatormiddel, en andre inngang, og en utgang som utmater nevnte demodulerende blandingsfrekvens koblet til den andre inngangen på nevnte fasedetektor og frekvenssyntetisatormidler for å tilveiebringe en valgt frekvens til den andre inngangen på nevnte blander for å oppnå nevnte demodulerende blandingsfrekvens fra nevnte multiplikatorutgangsfrekvens. Frekvensmultiplikatormidlet gir en fast multiplikasjonsfaktor. Videre gir nevnte frekvenssyntetisatormidler et flertall av valgbare utgangs-f rekvenser.

Dessuten kan FM demodulatoen omfatte middel for å velge en syntetisatorutgangsfrekvens for å omsette nevnte signal som skal demoduleres og mottas på nevnte første fasedetektorinngang til basisbånd.

I tillegg til dette kan FM demodulatoren omfatte filtermiddel koblet til utgangen på nevnte blander for å tilveiebringe en filtrert blandingsfrekvens til den andre fasedetektorinngangen.

Fig. 1 er et blokkskjema over en tidligere kjent krets med

faselåst sløyfe.

Fig. 2 er et blokkskjema over en utførelsesform av en FM

demodulator ifølge den foreliggende oppfinnelse.

Fig. 3 er et blokkskjema over en utførelsesform av en agil FM demodulator ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 4 er et blokkskjema over en annen utførelsesform av en

agil FM demodulator ifølge den foreliggende opp-f innelse.

Kretser med faselåst sløyfe er velkjente. Et eksempel på en slik krets er vist i US-patent 4 633 316 som viser en kabelfjernsynsremodulator som anvender en PLL krets. Faselåste sløyfer kan også anvendes til å detektere signalet på en gitt kanal, som vist i fig. 1. Et RF signal innmates til terminal 10, og filtreres av et båndpassfilter 12. Utgangen på båndpassfilteret 12 er koblet til en inngang på en fasekomparator 14, hvis andre inngang er forsynt med et signal som har en avstemmingsfrekvens utmatning fra en spenningsstyrt oscillator 20. Fasekomparatoren sammenligner signalene på sine to innganger og utvikler et feilsignal som en funksjon av sammenligningen. Feilsignalet leveres til et sløyfefilter 16 som fjerner samtlige unntatt de frekvenser som er av interesse. Utmatningen fra sløyfefilteret 16 inneholder modulasjonskomponenten i signalinnmatningen på terminal 10. Dette signal forsterkes i en forsterker 18, og anvendes til å styre frekvensen hos den spenningsstyrte oscillatoren 20. For å detektere hver av flertallet av kanaler som sendes i kabelfjernsynsbåndet, krever den tidligere kjente PLL krets ifølge fig. 1 en spenningsstyrt oscillator som kan dekke hele det ønskede spektrum. Ofte vil VCO oscillatoren låse på en uønsket kanal, særlig dersom den forstyrrende kanalen er vesentlig sterkere enn den ønskede.

For å overvinne dette problem tilveiebringer den foreliggende oppfinnelse en på-kanal FM demodulator ved bruk av en nøyaktig og stabil oscillator som er variabel over et begrenset område som reaksjon på et PLL feilsignal. Fig. 2 viser en utførelsesform av en demodulator ifølge den foreliggende oppfinnelse. RF signal spektrumet innmates på terminal 10, og kobles til en første inngang på en analog fasedetektor 30. En andre inngang til fasedetektoren 30 mottar en blandingsf rekvens fjj som gis av nevnte PLL. Sløyfefilter 32 og forsterker 34 er konvensjonelle komponenter som beskrevet i forbindelse med fig. 1. En motstand 36, varaktor 38 og krystall 40 er tilveiebragt for å styre en oscillator 42 til å gi en nøyaktig og stabil utgangsfrekvens. Kombinasjonen av motstand 36, varaktor 38, krystall 40 og oscillator 42 gir en spenningsstyrt krystalloscillator (VCXO) som har en nøyaktig frittløpende frekvens. En frekvensmultiplikator 44 multipliserer frekvensutmatningen fra oscillatoren 42 til å gi blandingsf rekvens fjj innmatningen til fasedetektoren 30.

Krystall 40 fikserer oscillator 42 på en nøyaktig frekvens, med en begrenset trekkingsevne som setter oscillatorfrekven-sen i stand til å bli variert over et begrenset område når spenningen på forbindelsesstedet mellom motstand 36 og varaktor 38 varierer. Den begrensede VCXO trekkingsevne multipliserer med multiplikasjonsfaktoren for frekvensmulti-plikatoren 44. Dersom således eksempelvis trekkingsevnen for nevnte VCXO er 2 KHz og frekvensmultiplikasjonsfaktoren er 8, vil kombinasjonen av nevnte VCXO med frekvensmultiplikator 44 gi et maksimalt frekvensavvik lik 16 KHz. Fagfolk vil forstå at VCXO/multiplikatorkombinasjonen kan konstrueres for en hvilken som helst bestemt anvendelse for å dekke avviket pluss frekvensfeil i modulatoren og demodulatoren.

Utmatningen fra den analoge fasedetektoren 30 vil inneholde et DC signal som er proporsjonalt med faseforskjellen mellom det ønskede signalet og VCXO utgangssignalet. Fasedetektor-utmatningen vil også innbefatte sum og differansesvevningene mellom VCXO frekvensen og resten av signalene som tilføres inngangsterminalen 10. Sløyfefilter 32 vil dempe sum og differansesvevningene til ubetydelige nivåer. På grunn av det begrensede trekkingsområdet for nevnte VCXO, vil nevnte PLL ikke låse på en uønsket kanal. Dette representerer en vesentlig forbedring i forhold til den kjente teknikks krets som vist i fig. 1. Den analoge fasedetektoren 30 er fortrinnsvis en høykvalitets, lineær analog multiplikator som ikke skaper intermodulasjoner som ville falle på den ønskede , kanalen.

Utførelsesformen ifølge fig. 2 kan demodulere kun en kanal.

Fig. 3 illustrerer en alternativ utførelsesform, der demodulatoren er frekvensagil. I utførelsesformen i fig. 3 erstattes frekvensmultipliktoren 44 med en frekvenssyntetisator 62. Syntetisatoren kan omfatte en standard PLL med en programmerbar deler som setter syntetisatorens utgangsfrekvens via brytere 64. Et eksempel på en slik frekvenssyntetisator er gitt i US-patent 3 927 384. Fasedetektor 50, sløyfefil ter 52, forsterker 54, motstand 56, varaktor 58 og krystall 60 er ekvivalente med de tilsvarende komponenter som er omtalt i forbindelse med fig. 2. Således avviker utførelsesformen i fig. 3 fra den i fig. 2 primært ved at demodulatorsløyfen kan avstemmes til en hvilken som helst ønsket kanal.

En ulempe med den utførelsesform som er vist i fig. 3 er at trekkingsevnen for syntetisatorens utgangsfrekvens er proporsjonal med syntetisatorens delingsforhold. Med andre ord er fjj = N x fc, der N er multiplikasjonsfaktoren og fc er krystallfrekvensen. For å begrense avviket hos blandingsfrekvensen til en fast verdi, kan to separate frekvenskilder anvendes, slik som vist i fig. 4.

I utførelsesformen i fig. 4 er fasedetektor 70, sløyfefilter 72, forsterker 74, motstand 76, varaktor 78 og krystall 80 ekvivalente med de tilsvarende komponenter i fig. 2 og 3. Oscillator 82 og frekvensmultiplikator 84 er ekvivalente med oscillator 42 og f rekvensmul tipl ikator 44 i fig. 2. Utmatningen fjQ fra frekvensmultiplikator 84 tilføres en inngang på en blander 86. Den andre inngangen på blanderen 86 er koblet til å motta en frekvens f^ fra en frekvenssyntetisator 90. Brytere 92 er tilveiebragt i kombinasjon med syntetisatoren 90 for å velge en av et flertall av frekvenser som skal utmates fra syntetisatoren. Utmatningen fra blander 86 er <f>1 <±><f>N1. Et filter 88 velger fN <=><f>1 + fN1 eller fjj = fi - ffti- Resultatet er at blandingsfrekvensens fjj innmatning til fasedetektor 70 har et fast maksimumsavvik (f$l maks. - fjQ min.) uansett den bestemte frekvensen f^ som etableres av syntetisatoren 90.

Kretsen i fig. 4 tilveiebringer fordelene ved utførelsesfor-mene for hver av fig. 2 og 3. Ved å tilveiebringe en multiplikator 84 med fast frekvens i nevnte PLL, blir det begrensede trekkingsområdet for en VCXO skalert til å gi et bestemt avvik som ønskes. Dette avvik forblir fast uansett den bestemte kanalfrekvensen som detekteres av demodulatoren. Avstemning av en bestemt kanal skjer ved bruk av frekvenssyntetisator 90.

Det bør forstås at selv om utførelsesformen i fig. 4 illusterer en frekvensmultiplikator og oscillator i nevnte PLL, kan disse komponenter erstattes av en frekvenssyntetisator. Andre frekvenskilder kan også anvendes, så lenge som en nøyaktig og stabil utgangsfrekvens tilveiebringes. Eksempler innbefatter spenningsstyrte resonatorer med overflateakustisk bølge (SAW) og spenningsstyrte, keramiske resonatorer.

Det vil nå forstås at den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en på kanaldemodulator, særlig tilpasset for bruk vd gjenvinning av FM modulerte signaler som føres på et kabelfjernsynssystem eller lignende. Ved bruk av en nøyaktig og stabil oscillator som har en begrenset trekkingsevne i kombinasjon med en frekvensmultiplikator, kan demodulatoren økonomisk konstrueres til å dekke et ønsket avvik uten muligheten for å låse på en hosliggende uønsket kanal.

Selv om oppfinnelsen er blitt beskrevet i forbindelse med flere bestemte utførelsesformer av denne, vil fagfolk forstå at tallrike tilpasninger og modifikasjoner kan foretas på denne uten å avvike fra oppfinnelsens idé og omfang som . angitt i de etterfølgende patentkrav.

Claims

FM demodulator med faselåst sløyfe, omfattende: en fasedetektor (30-, 50, 70) som har en første inngang for mottagelse av et signal som skal demoduleres, en andre inngang for mottagelse av en demodulerende blandingsfrekvens, og en utgang, blandingsf rekvens-generatormiddel (38, 40, 42, 44; 58, 60, 62; 78, 80, 82, 84) for tilveiebringelse av nevnte demodulerende blandingsfrekvens (fN) som er nødvendig for å omsette nevnte signal som skal demoduleres, og som er mottatt på nevnte første inngang, til basisbånd som reaksjon på et styresignal utledet fra et fasefeil-signal på nevnte utgang hos nevnte fasedetektor (30, 50, 70),karakterisert ved: at nevnte fasedetektor (30, 50, 70) mates med et spektrum av FM radiofrekvenssignaler som inneholder nevnte signal som skal demoduleres, at nevnte blandingsfrekvens-generatormiddel omfatter oscillatormidler (38, 40, 42; 58, 60, 62; 78, 80, 82) for å tilveiebringe en nøyaktig og stabil utgangsfrekvens som er variabel over et begrenset område som reaksjon på nevnte styresignal utledet fra nevnte fasedetektorutgang, at frekvensmultiplikatormiddel (44, 62, 84) er tilveiebragt for å multiplisere nevnte oscillatorfrekvens med en multiplikasjonsfaktor til en multiplikatorutgangsfrekvens for å frembringe nevnte demodulerende blandingsfrekvens (fN), og at nevnte multiplikasjonsfaktor skalerer nevnte begrensede område til å gi et multiplikator-utgangsfrekvens-avvik som er proporsjonalt med nevnte begrensede område.
2. Demodulator som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte frekvensmultiplikatormiddel (44, 62, 84) gir et flertall av valgbare multiplikasjonsfaktorer.
3. Demodulator som angitt i krav 2, karakterisert ved at nevnte frekvensmultiplikatormiddel omfatter en frekvenssyntetisator (62).
4 . Demodulator som angitt i et hvilket som helst av kravene 1-3,karakterisert ved at nevnte multiplikasjonsfaktoren fastlegger den demodulerende blandingsfrekvensen (fN ).
5 . Demodulator som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved at den dessuten omfatter et lavpassfilter (32, 52, 72) som er koblet for å filtrere utmatningen fra nevnte fasedetektor (30, 50, 70).
6. Demodulator som angitt i krav 5, karakterisert ved dessuten å omfatte en forsterker (34, 54, 74) for å forsterke den filtrerte fasedetektorens (30, 50, 70) utmatning til å gi nevnte styresignal.
7. Demodulator som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved at nevnte oscillatormidler (38, 40, 42; 58, 60, 62; 78, 80, 82) omfatter en spenningsstyrt krystalloscillator.
8. Demodulator som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved at nevnte oscillatormidler (38, 40, 42; 58, 60, 62; 78, 80, 82) omfatter en spenningsstyrt overflateakustisk-bølge (SAV) resonator.
9. Demodulator som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved at nevnte oscillatormidler (38, 40, 42; 58, 60, 62; 78, 80, 82) omfatter en spenningsstyrt keramisk resonator.
10. Demodulator som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved at nevnte blandingsfrekvens-generatormiddel er frekvensagil og dessuten omfatter en blander (86) som har en første inngang koblet til å motta nevnte multiplikatorutgangsfrekvens (fNl) frembragt ved hjelp av nevnte frekvensmultiplikatormiddel (84), en andre inngang, og en utgang som utmater nevnte demodulerende blandingsfrekvens (fN) koblet til den andre inngangen på nevnte fasedetektor (70) og frekvenssyntetisatormidler (90) for å tilveiebringe en valgt frekvens (fl) til den andre inngangen på nevnte blander (86) for å oppnå nevnte demodulerende blandingsfrekvens (fN) fra nevnte multiplikator-utgangsfrekvens (fNl).
11. Demodulator som angitt i krav 10, karakterisert ved at nevnte frekvensmultiplikatormiddel (84) gir en fast multiplikasjonsfaktor.
12. Demodulator som angitt i krav 10 eller 11, karakterisert ved at nevnte frekvenssyntetisatormidler (90) gir et flertall av valgbare utgangsfrekvenser.
13. Demodulator som angitt i et hvilket som helst av kravene 10-12, karakterisert ved dessuten å omfatte middel (92) for å velge en syntetisatorutgangsfrekvens (fl) for å omsette nevnte signal som skal demoduleres og mottas på nevnte første fasedetektorinngang til basisbånd.
14. Demodulator som angitt i et hvilket som helst av kravene 10-13, karakterisert ved dessuten å omfatte filtermiddel koblet til utgangen på nevnte blander for å tilveiebringe en filtrert blandingsfrekvens til den andre fasedetektorinngangen.