NO172518B - Fremgangsmaate for utledning av banedata som beskriver satellitter - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår forbedrede teknikker for bestemmelse av banedata til gjenstander som beveger seg i rommet, slik som jordsatellitter, og er mer spesielt rettet mot forbedrede radio-interferometriske metoder og instrumen-tering for bestemmelse av slike data.

Banedata er data som representerer banen til en satellitt i rommet og gir mer spesielt posisjonen til en satellitt ved et spesielt tidspunkt eller som en funksjon av tiden. Banedata kan representere en bane på ulike måter. For eksempel kan posisjons- og hastighets-vektorene til en satellitt spesifiseres i rektangulære koordinater for et bestemt tidsrom. Alternativt kan elementene til en oscullerende eller en midlere ellipse være gitt.

Radio-interferometriske data såsom differanser i observasjoner av bærebølgefase for satellittsignaler fra to mot-takerstasjoner, utgjør en type banedata. Foreliggende oppfinnelse angår imidlertid kombinasjon av bærebølge-fasedata fra tre eller flere mottakere og prosessering av de kombi-nerte data for å bestemme data som mer direkte representerer banen eller posisjonen til en satellitt i rommet. Derfor vil uttrykket "banedata" i det følgende bli benyttet for å be-tegne de sistnevnte data, mens uttrykket "banebestemmelse" vil bli benyttet for å angi prosessen med å utlede slike banedata fra fasemåledata.

Selv om oppfinnelsen er beskrevet under henvisning til satellittene i det globale posisjoneringssystem NAVSTAR eller GPS, kan den like godt anvendes til bestemmelse av banedata for andre objekter som beveger seg i rommet og som sender ut radiosignaler, slik som de sovjetiske GLONASS-satellitter og visse andre romfartøyer.

GPS er nå i ferd med å bli installert av forsvarsdepar-tementet i USA og vil hovedsakelig bli benyttet for naviga-sjonsformål og bestemmelse av posisjon. Omkring syv GPS-satellitter går nå i bane rundt jorden og sender ut radiosignaler ved hjelp av hvilke brukerne kan fastlegge sine posisjoner på jordoverflaten.

Når det er komplett, vil det globale posisjoneringssystemet forventes å omfatte omkring 21 satellitter som går i bane rundt jorden i tre plan. Omkring 7 satellitter vil være fordelt rundt en geosentrisk, sirkulær bane i hvert av disse plan, og hvert plan vil være skråstilt i forhold til jordens ekvator med en vinkel på omkring 55°, og ekvator-krysnings-punktene eller -knutepunktene til banene, vil være tilnærmet jevnt fordelt i lengdegrader, ca. 120° fra hverandre.

Høyden til banene over jordens overflate ligger alle på omkring 20.000 km. og den felles baneperiode er omkring 24 timer betraktet fra den roterende jorden. Følgelig er ikke GPS-satellittene "geostasjonære", men hver av dem synes for en observatør på bakken å stige, bevege seg over himmelen, og gå ned hver dag. Fra et vilkårlig gitt punkt på jordens overflate, vil minst fire satellitter være synlige ved et vilkårlig tidspunkt, og 24 timer hver dag. Fordi banene ligger så høyt, vil en bestemt satellitt ved et bestemt tidspunkt kunne bli sett fra punkter med stor innbyrdes avstand på jordens overflate.

Hver GPS-satellitt sender kontinuerlig ut radiosignaler i L-mikrobølgebåndet i to frekvensbånd som er sentrert ved 1.575,42 MHz og 1.227,60 MHz og henholdsvis kjent som LI- og L2-båndet. Innefor hvert av disse GPS-båndene er det ut-sendte signal et bredbåndet, støylignende, og pseudovilkårlig signal som ikke inneholder noen diskrete spektralkomponenter. Signalene sies derfor å være bærebølge-undertrykket.

Uttrykket "bærebølge" benyttes heretter på samme måte som vanlig innen radioteknikken, det vil si en bærebølge er et periodisk signal med i det vesentlige konstant amplitude, frekvens og fase. Informasjonen kan overlagres ("bæres") ved å variere amplituden, frekvensen og/eller fasen til et slikt signal. En bærebølge kan kalles subbærebølge eller en "underbærebølge" dersom dens frekvens er mindre enn båndbredden til signalet. Et signal kan innbefatte flere bære-bølger. For eksempel kan et kringkastingssignal for fjern-synsformål sies å innbefatte en video-bærebølge og en audio-bærebølge.

Selv om det ikke foreligger noen bærebølger i GPS-signalene som blir utsendt, kan ulike bærebølger sies å ligge implisitt i disse, idet slike bærebølger kan gjenvinnes eller rekonstrueres fra GPS-signalene.

I hver GPS-satellitt vil en stabil frekvensstandard såsom en stråleinnretning basert på cesiumatomer, sørge for en fundamental frekvens på 5,115 MHz, betegnet fQ/ fra hvilke alle andre kritiske satellittfrekvenser blir utledet ved heltallig multiplikasjon eller divisjon. Frekvensen til GPS-signalenes senterfrekvens-bærebølge i Ll-båndet er 308 ganger fQ eller 1.575,42 MHz, og frekvensen til senterfrekvens-bærebølgen i L2-båndet er 240 ganger fQ eller 1.227,60 MHz. Den fundamentale frekvensen fQ er en bærebølgefrekvens som kan rekonstrueres fra GPS-signalene.

GPS-signalene er bifase- eller kvadraturfase-modulerte. Spesielt vil kvadraturkomponenter til en senterfrekvens-bære-bølge i L-båndet, i satellitten bli multiplisert med pseudo-vilkårlige bølger m(t) og n(t) med binære verdier. De bølge-formede signalene m(t) og n(t) er a-periodiske, men periodiske bærebølger foreligger implisitt i disse. Polaritet-eller fase-reverseringer av m(t) og n(t) forekommer bare ved tidspunkt som er heltallige multipler av faste tidsintervaller tm og tn kjent som pulsbreddene til m(t) henholdsvis n(t) .

Dersom m(t) reverserte polariteten ved hvert multippel av tm, så ville m(t) være en periodisk firkantbølge med en frekvens lik l/(2tm). Fordi polaritetsreverseringene i virkeligheten skjer pseudovilkårlig, og i gjennomsnitt nettopp i halve tiden, blir 1/(2tm)-frekvensbærebølgen undertrykket, på samme måte som bærebølgen til båndsenterfrekvensen.

På lignende måte ville, hvis n(t) reverserte polaritet ved et hvert multippel av tn, n(t) bli en periodisk firkant-bølge med frekvens lik l/(2tn). Også nå blir, fordi n(t) reverserer polariteten pseudovilkårlig, både bærebølgen med frekvens l/(2tn) og bærebølgen ved båndsenterfrekvensen, undertrykket.

I hver GPS-satellittsender, blir en kvadraturkomponent av 308 fQ eller 1.575,42 MHz, bærebølgen ved senterfrekvensen til Ll-båndet, modulert med m(t), som har pulsbredde tm lik 5/fQ eller omkring 977,5 ns. Den ortogonale komponenten til bærebølgen ved senterfrekvensen til Ll-båndet blir modulert med n(t) som har pulsbredde tn lik l/(2f0) eller omkring 97,75 ns. Bærebølgen ved senterfrekvensen til L2-båndet med frekvens 240 f0 eller 1.227,60 MHz, blir modulert med bare n(t). Slik er minst tre forskjellige bærebølger implisitt til stede i spredt-spektrum-signalet som sendes ut i Ll-båndet, med frekvensene fo/l0 (som tilsvarer 0,5115 MHz), fQ (som tilsvarer 5,115 MHz), og 308 fQ (som tilsvarer 1.575,42 MHz). I spredt-spektrum-signalet som sendes ut i L2-båndet, er minst to forskjellige bærebølger implisitt til stede, med frekvenser på fQ (5,115 MHz) og 240 fQ (1.227,60 MHz).

Andre bærebølgefrekvenser kan også være implisitt til stede i GPS-signalene. For eksempel er bølgen m(t) i seg selv produktet av flere bølger hvis tidsintervaller mellom polaritetsreverseringer er faste, heltallige multipler av tm. Således er ekstra bærebølger hvis frekvenser er tilsvarende submultipler av 1/(2 tm) , implisitt til stede. En av bølge-formene eller faktorene som multipliseres sammen for å frembringe m(t), kjent som "C/A"- kodebølgeformen, eller C/A-kodesekvens, er en satellittspesifikk, pseudovilkårlig, binær sekvens av 1.023 pulser repetert periodisk med en periode på 1 ms, eller en frekvens på 1 kHz.

En annen faktor i signalet m(t) er en strøm binære "navigasjons"-data med en pulsbredde på 20 ms, og dermed med en bærebølgefrekvens på 25 Hz. Disse data omfatter inne-værende tid som indikert av satellittens klokke, en beskrivelse av satellittens løpende posisjon i banen, og en beskrivelse av korreksjoner som skal utføres på tiden som indikeres av satellittens klokke. Disse data kringkastes av satellittene for bruk i prosessen med å bestemme posisjonen til en mottaker fra målingene av de mottatte signaler. Lignende eller identiske data kan være innbefattet i bølgen n(t) som kan modulere bærebølgene til båndsenterfrekvensen både i Ll-og L2-båndene.

Ulike teknikker er kjent for å rekonstruere bærebølger fra spredt-spektrum-signalet mottatt fra en GPS-satellitt. I konvensjonell teknikk blir det mottatte signalet multiplisert med en lokalt generert kopi av den satellittspesifikke C/A-kodebølgeform som foreligger i m(t), eller en kopi av "<p>"-eller "Y"-koden som foreligger i signalet n(t). Ved andre teknikker bli ingen slik kodesekvens generert i mottageren. Slike kodeløse teknikker kan benyttes når den relevante koden er ukjent eller for å unngå avhengighet av koden.

Et forhold ved enkelte teknikker med bærebølgerekon-struksjon, innbefattet den kodeløse teknikken som er benyttet i den foretrukne utførelse av foreliggende oppfinnelse beskrevet ovenfor, er at heller den andre harmoniske enn grunn-frekvensen til en implisitt bærebølge blir rekonstruert. I den foretrukne utførelse blir andre harmoniske frekvenser på 616 fQ og 2f0 rekonstruert fra GPS-signalene som mottas i Ll-båndet, mens frekvensene på 480 fQ og 2fQ blir rekonstruert fra signalene som mottas i Ll-båndet.

Det er kjent flere metoder for å utlede posisjonsin-formasjoner fra et signal som mottas fra en GPS-satellitt. Ved enkelte metoder blir tidsforsinkelsen til de pseudovil-kårlige kodemodulasjonene til signalet målt. Ved andre blir fasen til en periodisk bærebølge som ligger implisitt i signalet, målt. Tidsforsinkelse og fasemålinger for bære-bølgen kan kombineres. I begge tilfelle fås informasjon som angår både posisjonen til mottageren og posisjonen til satellitten i banen.

Posisjonsinformasjonen som fås ved å måle fasen til en GPS-bærebølge, særlig en av de relativt kortbølgede bære-bølgene for senterfrekvensen i LI- eller L2-båndene, har muligheter til å bli meget mer nøyaktig enn den informasjon som kan fås ved å måle modulasjonsforsinkelsen. Det kan imidlertid være vanskelig å oppnå full nøyaktighet fra fase-informasjonen til bærebølgen fordi fasemålinger av bærebølgen er flertydige. Full nøyaktighet kan ikke oppnås uten at flertydighetsproblemet er løst.

Da det er et viktig trekk ved foreliggende oppfinnelse å løse problemene ved faseflertydighet, vil dette problemet og kjente fremgangsmåter for å angripe eller unngå dette problemet bli omtalt nedenfor. Flertydighetsproblemet er et fundamentalt problem som virker inn på alle typer fasemålinger, men dets natur og vanskeligheten ved å løse det avhenger sterkt av teknikkene som benyttes for å innsamle og prosessere målingene. Naturen til flertydighetproblemet, hvorvidt det kan løses og eventuelt hvordan, avhenger særlig av hvor godt posisjonene til en satellitt og mottagersta-sjonen er kjent. Usikkerhet i kjennskapen til en satellitt-baneposisjon fører til mer alvorlige problemer under løsning av flertydighetproblemet enn usikkerhet i posisjonen til en fast mottager.

Hvilken posisjon som er ukjent er kritisk fordi for eksempel en fast mottagerposisjon kan være spesialisert for hele tidsrommet for et omfattende observasjonssett, med verdiene til bare tre koordinater (for eksempel lengde, bredde og høyde). På den annen side må minst seks parametre spesifiseres for å bestemme banen til en satellitt, selv for et relativt kort tidsrom.

Det er kjent teknikker for å løse problemet med faseflertydighet for bærebølgen ved å fastlegge ukjente mottager-koordinater, men bare når de relevante satellittbane-parametre er relativt godt kjent. De mest effektive teknikker som er kjent for å fastlegge mottagerposisjonen bygger på en metode med prosessering av fasedata kjent som "dobbeltdifferensiering". Ved dobbeltdifferensiert faseprosessering, som beskrevet nedenfor, opptrer problemet med å løse faseflertydighet for bærebølgen som et problem med å bestemme heltallige siffer kalt flertydighetsparametre.

Foreliggende oppfinnelse angriper problemet med faseflertydighet i forbindelse med bestemmelse av ukjente bane-parametre. Dette problemet er som nevnt mye vanskeligere enn flertydighetproblemet ved bestemmelse av ukjente koordinater for mottagerposisjon.

For å bestemme ukjente bane-parametre, er det tidligere kjent å bruke dobbeltdifferensiert faseprosessering. Når dette gjøres virker imidlertid usikkerheten i banen inn på bestemmelsen av de heltallige verdier til flertydighetpara-metrene. Fordi flertydighetsparametrene ikke kan bestemmes, eller med andre ord fordi flertydigheten til fasen til bære-bølgen ikke er løst, vil nøyaktigheten til banebestemmelsen bli redusert.

Vanskeligheten med å løse faseflertydighet i banebestem-melsesprosessen er slik at de vanligvis anbefalte prosedyrer ikke omfatter noe forsøk på å løse faseflertydigheten.

Foreliggende oppfinnelse muliggjør en mer nøyaktig banebestemmelse ved å bedre evnen til å løse faseflertydighet i prosessen. Som en hjelp til å forstå oppfinnelsen er kjente metoder for å løse f lertydighet, anvendbare til bestemmelse av en ukjent mottagerposisjon når banene allerede er nøyaktig kjente, gjennomgått nedenfor. Årsakene til at kjente metoder for å løse flertydighet svikter når banene er ukjente, blir også diskutert.

Det er som nevnt kjent å bestemme posisjonen til en mottager ved å måle fasen til en bærebølge som foreligger implisitt i signalene som mottas fra en GPS-satellitt. De mest nøyaktige metoder innbefatter sammenligning av fasene til bærebølgene til signaler som mottas samtidig fra forskjellige satellitter. Bærebølgene (eller deres andre harmoniske) blir rekonstruert fra de mottatte signaler, og fasene til disse bærebølger måles i forhold til en lokal referanseoscillator i mottageren. Fasemålingsdata for bære-bølgen prosesseres for å fastlegge posisjonskoordinater for mottageren.

Kjente prosesseringsmetoder benytter seg av det forhold at fasemålinger av bærebølgen blir forstyrret av ekstra forspenninger eller forskyvninger (biases). Forspenningene stammer fra tre kilder: 1) Den målte fasen innbefatter fasen til senderoscillatoren i satellitten. Denne fasen er ikke bare vilkårlig, den varierer vilkårlig med tiden. 2) Fasen til mottagerens lokale oscillator er blitt subtrahert fra den målte fasen. Denne fasen vari-

erer også med tiden.

3) Den målte fasen blir dessuten forspent av et ukjent heltallig antall perioder fordi en bærebølge er en periodisk bølge. Denne forspenning i form av heltallige perioder representerer den iboende flertydighet til en fasemåling av bærebølgen.

Fasemålinger av bærebølgen er flertydig på grunn av at bærebølgen er en periodisk bølge. En syklus til et hvilket som helst periodisk fenomen, er definisjonsmessig ikke til å i prosessen. Som en hjelp til å forstå oppfinnelsen er kjente metoder for å løse flertydighet, anvendbare til bestemmelse av en ukjent mottagerposisjon når banene allerede er nøyaktig kjente, gjennomgått nedenfor. Årsakene til at kjente metoder for å løse flertydighet svikter når banene er ukjente, blir også diskutert.

Det er som nevnt kjent å bestemme posisjonen til en mottager ved å måle fasen til en bærebølge som foreligger implisitt i signalene som mottas fra en GPS-satellitt. De mest nøyaktige metoder innbefatter sammenligning av fasene til bærebølgene til signaler som mottas samtidig fra forskjellige satellitter. Bærebølgene (eller deres andre harmoniske) blir rekonstruert fra de mottatte signaler, og fasene til disse bærebølger måles i forhold til en lokal referanseoscillator i mottageren. Fasemålingsdata for bære-bølgen prosesseres for å fastlegge posisjonskoordinater for mottageren.

Kjente prosesseringsmetoder benytter seg av det forhold at fasemålinger av bærebølgen blir forstyrret av ekstra forspenninger eller forskyvninger (biases). Forspenningene stammer fra tre kilder: 1) Den målte fasen innbefatter fasen til senderoscillatoren i satellitten. Denne fasen er ikke bare vilkårlig, den varierer vilkårlig med tiden. 2) Fasen til mottagerens lokale oscillator er blitt subtrahert fra den målte fasen. Denne fasen vari-

erer også med tiden.

3) Den målte fasen blir dessuten forspent av et ukjent heltallig antall perioder fordi en bærebølge er en periodisk bølge. Denne forspenning i form av heltallige perioder representerer den iboende flertydighet til en fasemåling av bærebølgen.

Fasemålinger av bærebølgen er flertydig på grunn av at bærebølgen er en periodisk bølge. En syklus til et hvilket som helst periodisk fenomen, er definisjonsmessig ikke til å skjelne fra en vilkårlig annen syklus. Ved kontinuerlig observasjon av en periodisk bølge såsom et rekonstruert GPS-bærebølgesignal, kan man bestemme dets faseforandringer på en utvetydig måte. Den totale verdien av en faseforandring, som innbefatter både det heltallige antall sykler og den ekstra brøkdel av en syklus, kan observeres. Uten tilleggsinforma-sjon kan man imidlertid ikke fastlegge begynnelsesverdien til fasen.

Fordi begynnelsesverdien er ukjent, har en kontinuerlig rekke med fasemålinger en ukjent, konstant forspenning eller tilleggsverdi. Så lenge som forspenningen er ukjent, kan ikke nyttig informasjon avledes fra den midlere, eller gjennomsnittlige verdi til serien med målinger. Selv om nyttig informasjon inneholdes i variasjonene omkring middelverdien, vil middelverdien bare inneholde nyttig informasjon dersom forspenningen kan bestemmes.

Forspenningen til en rekke fasemålinger av bærebølgen, hvilke fasemålinger stammer fra fasen til en vilkårlig gitt satellitts oscillator, kan oppheves ved å subtrahere målinger for den samme satellitts signal utført samtidig ved to forskjellige mottagerstasjoner. Den resulterende differanse mellom observasjoner gjort fra de to stasjoner er fortsatt nyttig for å fastlegge posisjonen til en mottager dersom posisjonen til den andre mottageren er kjent.

Forspenningen fra en rekke fasemålinger for bærebølgen, hvilke fasemålinger stammer fra fasen til en gitt motta<g>ers oscillator, kan oppheves ved å subtrahere samtidige målinger ved denne mottager for to forskjellige satellitter. Den resulterende differanse som kan observeres mellom -satellitter, er fortsatt nyttig for å fastlegge posisjonen til mottageren .

Forspenninger som relaterer seg til begge typer oscilla-torer blir opphevet dersom begge typer av differensiering benyttes: Det vil si både mellom stasjoner og mellom satellitter. Dette er kjent som dobbeltdifferensiering eller dobbeltdifferensiert faseprosessering.

Fremgangsmåten med dobbeltdifferensiering fordrer at flere satellitter observeres samtidig ved hver av flere mottagerstasjoner. Ved hver stasjon blir bærebølgene rekonstruert fra de mottatte signaler og fasen til bærebølgen blir målt i forhold til den lokale referanseoscillator, samtidig for alle satellitter. Så finnes differansene mellom faser målt for forskjellige satellitter ved samme tidspunkt, for å oppheve de felles feil som er knyttet til den lokale oscilla-torfase.

Fasemålinger for bærebølger fra tre eller flere mottagere på en gang kan kombineres i en dobbeltdifferensiert modus. Dersom n mottagere observerte m satellitter i et spesielt tidsrom, så kan (n-1)(m-l) lineært uavhengige dobbeltdifferanser dannes. En effektiv algoritme for å kombinere fasedata til bærebølgen fra mer enn to mottagere er beskrevet i artikkelen av Yehuda Book, Sergei A. Gourevitch, Charles C. Counselman III, Robert W. King og Richard Abbot, med tittelen "Interferometric Analysis of GPS Phase Observations", i tidsskriftet Manuscripta Geodaetica, volum 11, sidene 282-288, utgitt i 1986. Som forklart nedenfor innbefatter foreliggende oppfinnelse at man i en dobbeltdifferensiert modus innbefatter kombinasjonen av målinger utført ved tre eller flere mottagere.

En viktig følge av opphevningen av sender- og mottager-oscillatorfasebidrag i dobbeltdifferensierte fasemålinger er at den konstante forspenning eller tilleggsverdi for en kontinuerlig rekke av målinger (på grunn av at man ignorerer startverdien) er et heltallig antall fasesykler. Enkelte ganger kan verdien til denne heltallige komponent fastlegges slik at avstand- eller annen posisjonsrelatert informasjon kan utledes fra den gjennomsnittlige verdi til en rekke målinger. Prosessen med å bestemme den heltallige verdi til forspenningen for en rekke fasemålinger, kalles: "Løsing av flertydighet" for rekkene.

Fordi løsing eller fjerning av flertydighet for dobbelt-dif ferensiert fase er en vesentlig del av foreliggende oppfinnelse, vil begrepet bli studert nærmere som en hjelp til å forstå oppfinnelsen. Følgende betraktninger benytter be-tegnelser og terminiologi fra en artikkel G. Beutler, W. Gurtner, M. Rothacher, T. Schildknecht og I. Bauersima, med tittelen "Using the Global Positioning System (GPS) for High Precision Geodetic Surveys: Highlights and Problem Areas", i tidsskriftet IEEE PLANS 86 Position Location and Navigation Symposium Record, sidene 243-250, utgitt i 1986 av Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York. Av hensyn til klarhet og oversikt er mange detaljer utelatt her.

La L representere bølgelengden til en rekonstruert bærebølge, det vil si lyshastigheten c delt med den rekonstruerte bærebølgefrekvens. For en mottager som rekonstru-erer den andre harmoniske til en implisitt bærebølgefrekvens, beregnes bølgelengden fra det dobbelte av den implisitte bærebølgefrekvens.

La r^ representere avstanden eller "området" mellom mottageren k ved mottagelse- og måletidspunktet t, og satellitten i ved sendertid (t - r^/c).

La fk representere fasen til den k'te mottagers lokale referanseoscillator, og la f<1> representere fasen til den i'te satellitts senderoscillator.

Da gis den såkalte "enveis" fase som lar seg observere f^ for signalet som mottas fra den i'te satellitt ved den k'te mottager, teoretisk fra ligningen

hvor alle faser blir uttrykt i sykler og N^ er et helt tall som uttrykker den iboende flertydighet til denne observerbare fase.

Fire enveis faser målt ved samme tidsrom t, ved et par mottager stas j oner k og q og for et par satellitter i og j, blir differensiert for å danne en dobbeltdifferensiert observerbar verdi:

Her angir igjen de øvre indekser mottagere og de nedre indekser satellitter. Dobbeltdifferensieringen opphever senderens og mottagerens oscillatorfaser. Virkningene fra forskjellen mellom satellitt-mottageravstandene, og en forspenning som utgjør et heltallig antall sykler, blir:

Her er DDr^ det dobbeltdifferensierte området, mens N<*>q er den heltallige forspenning, noen ganger kalt "flertydighets-parameteren".

En entydig bestemmelse av den sanne heltallige verdi for den ukjente forspenning til en kontinuerlig rekke med dobbeltdifferensierte faseobservasjoner kalles "fjerning av flertydigheten" til rekken. Dersom flertydighetparameteren til en rekke kan fastlegges, kan den trekkes fra hver slik observasjon i rekken eller tas hensyn til på annen måte. Derved vil nyttig informasjon kunne utledes fra middelverdien til rekken med målinger. Således blir verdien til en serie observasjoner forbedret ved bestemmelse av forspenningen.

Generelt sett består en rekke observerte dobbeltdifferensierte faseverdier av en midlere eller gjennomsnittlig verdi, pluss en variasjon omkring middelverdien. Både middelverdien og variasjonen omkring middelverdien inneholder potensielt nyttig informasjon om posisjonene til satellittene og mottakerene. Middelverdien til fasen relateres til middelverdien for den dobbeltdifferensierte satellitt-mottaker-avstand og variasjonene i fasen relateres til variasjonene i denne avstanden.

Hvis den midlere verdien innbefatter en tilleggsforspen-ning som er ukjent, kjenner man ikke verdien til den posisjonsrelaterte del, og derfor blir det vanskelig å utlede meningsfull posisjonsinformasjon fra middelverdien. Så snart den ekstra forspenningen blir kjent, vil imidlertid den posisjonsrelaterte del til den midlere verdi av den observerte fase også være kjent, og kan bidra til å bestemme posisjonene til mottagerene.

Hvis posisjonene til satellittene var ukjent mens den ekstra forspenning kunne bestemmes, kunne middelverdien til den observerte fase bidra til å fastlegge posisjonene til satellitten. Bestemmelse av den ekstra forspenning og anvendelse av middelverdi-informasjonen for å bestemme posisjonene til satellittene, er et trekk ved foreliggende oppfinnelse.

En fremgangsmåte for å bestemme den heltallige forspenning til en rekke dobbeltdifferensierte faseobservasjoner er ganske enkelt å benytte tilstrekkelig nøyaktig informasjon fra en ytre kilde for å beregne verdien av den observerbare fase med en usikkerhet som er mindre enn en halv syklus. Et enkelt eksempel på å benytte informasjon fra en ytre kilde, vil være anvendelse av uavhengig avledet informasjon om posisjonene til satellittene og stasjonene for å kalkulere det dobbeltdifferensierte området, DDr^ i likning 3. Ved å sette inn den virkelige observerte verdi av den dobbeltdiffe-

rensierte fase istedenfor den teoretiske verdi DDft-i i lik-kq

ning 3, fåes en ny likning som kan løses for å gi flertydig-hetsparameteren, N^g»

Et annet eksempel på å bruke uavhengig utledet informasjon for å fastlegge flertydighetparameteren er anvendelse av en "parallell" rekke av dobbeltdifferensierte observasjoner, fra samme par stasjoner og for samme par satellitter, og ved ett eller flere av de samme måletidsrom, for satellitt-sta-sjonsavstanden som utledet fra tidsforsinkelsen til kodemodulasjonen for et satellittsignal. Denne fremgangsmåte ble foreslått i en artikkel utgitt i 1979 av C. C. Counselman III, I. I. Shapiro, R. L. Greenspan, D. B. Cox Jr., med tittelen "Backpack VLBI Terminal with Subcentimeter Capabili-ty" i tidsskriftet National Aeronautics and Space Administration Conference Publication 2115, "Radio Interferometry Techniques for Geodesy", på sidene 409-414. En detaljert fremstilling av denne fremgangsmåten ble gitt i en artikkel av Ron Hatch, under tittelen "The Synergism of GPS Code and Carrier Measurements", i tidsskriftet Proceedings of the Third International Geodetic Symposium on Satellite Doppler Positioning, volume 2, sidene 1213-1231, utgitt i 1982 av The Physical Science Laboratory of the New Mexico State University.

Denne fremgangsmåten bygger på evnen til å fastlegge det dobbeltdifferensierte området fra observasjoner av modulasjonsforsinkelsen med en så liten grad av usikkerhet at forspenningen til bærebølgens fase for den dobbeltdifferensierte senterfrekvens fra samme stasjonspar og samme satellittpar, kan beregnes med en feil på mindre enn en halv syklus. Et viktig trekk ved denne fremgangsmåten er at den ikke for-langer bestemmelse eller ytre kunnskap om geometrien. Satellitt-mottakeravstanden, vil uansett hvilken verdi den inne-har, forsinke signalmodulasjonen og senterfrekvensens bære-bølge like mye. Derfor vil evnen til å fjerne flertydighet ved hjelp av denne fremgangsmåte i alle fall hovedsakelig være uavhengig av usikkerhet i tilgjengelig kunnskap om stasjonenes posisjoner og satellittenes baner.

Det har i praksis uheldigvis vist seg å være spesielt vanskelig å måle modulasjonsforsinkelsen for signaler med tilstrekkelig nøyaktighet til å sikre en korrekt løsning av faseflertydighetene til L-båndets senterfrekvens-bærebølge, og anvendelsen av denne metoden har til nå vært ganske begrenset .

Beslektede fremgangsmåter for å fjerne flertydigheten i faseobservasjoner for GPS-satellitter er kjent, og her blir fasene observert for flere rekonstruerte bærebølger, omfattende en eller flere underbærebølger. Fasen til en underbære-bølge er en indikasjon på modulasjonens forsinkelse.

Fremgangsmåter for å fjerne flertydigheter hvor bære-bølgens faseobservasjoner blir utført ved opptil omkring ti forskjellige frekvenser, innbefattet enkelte nær beliggende frekvenser, enkelte vidt adskilte frekvenser, og enkelte progresivt adskilte mellomfrekvenser, er også kjent, som foreslått for eksempel av C. C. Counselman III og I. I. Shapiro i artikkelen med navnet "Miniature Interferometer Terminals for Earth Surveying" utgitt i tidsskriftet Proceedings of the Second International Symposium on Satellite Doppler Positioning, volum II, sidene 1237-1286, januar 1979, tilgjengelig fra University of Texas i Austin. Denne fremgangsmåten er beslektet med fremgangsmåten med båndbreddesyntese benyttet for utvetydig måling av forsinkelsen ved radiointerferometri med svært lang grunnlinje, som beskrevet i en artikkel av A. E. E. Rogers, med tittelen "Very Long Baseline Interferometry with Large Effeetive Bandwidth for Phase Delay Measurements", trykt i Radio Science, volum 5 nr. 10, sidene 1239-1247, oktober 1970.

Samtidige observasjoner av forskjellige frekvenser og/eller kombinasjonen av kodeforsinkelse og måling av bære-bølgens fase, er også kjent å være nyttig for å fastlegge og dermed eliminere frekvensavhengige virkninger av ionosfære-fraksjon av satelittsignaler.

De kjente fremgangsmåter med flere frekvenser og båndbredde-syntese, er svært lik den ovennevnte GPS-kodeforsink-elsesmetode, idet alle er uavhengige av og ikke omfatter kunnskap eller bestemmelse av geometrien til satellitt-stasjonen. Signalene som sendes ut av GPS-satellittene er uheldigvis ikke godt egnet for bruk i forbindelse med metodene med multifrekvenser og båndbreddesyntese. Et alvorlig problem er at båndbredden til GPS-båndene LI og L2 er for små i sammenligning med frekvensavstanden mellom båndene. Den relativt smale båndbredden til GPS-signalet begrenser også alvorlig nytteverdien til kodeforsinkelsesmetoden. Årsakene til denne begrensningen er beslektet med det som er nevnt ovenfor.

Som diskutert nedenfor omfatter bestemmelsen av banedata for satellitten i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse, bruken av minst tre mottagerstasjoner som fortrinnsvis innbefatter enkelte stasjoner som ligger nær hverandre, enkelte stasjoner som ligger fjernt fra hverandre, samt mellomliggende stasjoner med en progressiv innbyrdes avstand. Avstandene refererer seg i dette tilfellet til geometrisk avstand. Det eksisterer imidlertid en analogi mellom bruken av stasjoner anbragt med progressiv avstand og bruken av frekvenser med progressiv frekvensavstand. Selv om det kan være umulig å utstyre GPS- (eller hvilke som helst andre) satellitter for utsendelse av frekvenser med en egnet progresjon, er det i hvertfall mulig å sette opp en rekke med sporfolgende stasjoner med en egnet progressiv geometrisk avstand. På en måte kan derfor foreliggende oppfinnelse sies å kompensere for de gapene i GPS-frekvensspektrum som begrenser bruken av multifrekvenser og andre beslektede teknikker .

På lignende måte vil avhengigheten av varierende lengder på grunnlinjen reduseres i de tilfeller hvor et system oppviser en egnet avstand mellom frekvenskomponentene.

Av alle kjente metoder for å fjerne flertydighet i dobbeltdifferensierte faseobservasjoner er trolig den mest nyttige og derfor den mest utbredte ved bestemmelse av posisjonskoordinater for ukjente stasjoner når, satellittens bane-parametere allerede er tilstrekkelig noyaktig kjente, å estimere flertydelighetparametere og stasjonskoordinater samtidig ved tilpasning av de minste kvadrater til de dobbeltdifferensierte faseobservasj oner.

Ved denne fremgangsmåten blir informasjonen som rommes i variasjonen omkring middelverdien for hver rekke, i virkeligheten benyttet til å fastlegge de ukjente, posisjonsrelaterte størrelser; fra fastleggelsene av disse størrelser blir satellitt-stasjonsveilengdene beregnet; de beregnede vei-lengder omformes fra avstand til faseenheter ved å dele med bølgelengden, og blir deretter dobbeltdifferensiert; middelverdien til den dobbeltdifferensierte fase som er beregnet på denne måten subtraheres fra det virkelige observerte middel; og den resulterende referanse er et estimat for forspenningen. Ideelt sett er dette estimatet nær en heltallig verdi og har tilstrekkelig liten usikkerhet til at den korrekte heltallige verdi for forspenningen fastlegges med stor pålitelighet.

Ved en utvidelse av denne fremgangsmåten blir hver heltallig verdi i et endelig intervall som omgir estimatet for hver flertydighetsparameter (én for hver kontinuerlig serie av observasjoner), testet ved å gjenta "de minste kvadraters justering" eller tilpasning for alle ikke-fler-hetsparametre for observasjonene til hvert prøvesett av heltallige verdier av flerhetsparametrene. For hver prøve, blir summen av kvadratene av differansene etter tilpasningen, eller "restverdiene", mellom de observerte og de tilsvarende beregnede verdier av dobbeltdifferensiert fase, beregnet. Denne summen, som prosessen med å tilpasse de minste kvadratene søker å minimere, indikerer svikten i tilpasningen. Det spesielle sett med heltallige verdier for flertydighetsparametre som finnes å ha den minste sum av kvadratene til restverdiene etter tilpasning, identifiseres. Sikkerheten for at denne identifisering er korrekt, angis av differansen mellom den angjeldende sum av kvadrater og den nest minste sum eller de nest minste summer.

Fjerning av flertydighet ved slike metoder som beskrevet ovenfor er kjent for å være nyttige under prosessering av bærebølgens fasedata når feilene i de teoretisk beregnede verdier av den observerte fase er små sammenlignet med én periode av fasen. Dersom størrelsen på disse feil kan nærme seg eller overskride en halv syklus, kan dette åpenbart forhindre en korrekt fastleggelse av flertydighetsparametrene. Det er kjent at slike feil øker med økende avstand mellom et par mottakere. Det er også kjent at størrelsene på fasefeilene øker med økende avstand mellom mottagerstasjon-ene, og at dette skjer av flere grunner.

En av de viktigste grunner er at en feil i den antatte kunskap om en satellitts bane forårsaker en feil i den teoretiske, beregnede verdi av avstandsforskjellen mellom stasjonene i et satellittområde, slik som Dr^q for satellitten i og stasjonene k og q, som er proposjonal med avstanden mellom stasjonene k og q. Størrelsen av denne feilen er omtrent lik avstanden mellom stasjonene multiplisert med banefeilen målt i radianer for buen som er motstående til midtpunktet til grunnlinjen (og også denne projisert inn mot en retning parallell med den aktuelle grunnlinje) .

Således vil for eksempel; dersom banefeilen, som ses fra en grunnlinje på bakken og forløper i retning av grunnlinjen, er 2 x 10-7 radianer; feilen i den beregnede verdi av Dr?" være 1 cm for en avstand på 50 km, og 10 cm for en avstand på 500 km. For observasjoner av bærebølgen til senterfrekvensen i Ll-båndet som har en båndlengde på ca. 19 cm, vil en banefeil på 2 x 10-7 radianer sansynligvis ikke forårsake problemer i prosessen med å fjerne flertydighet for en grunnlinje på 50 km. Den kan imidlertid gi problemer for en grunnlinje på 500 km.

Det er generelt kjent å benytte fjerning av flertydighet eller flertydighetoppløsning når banene til satellittene på forhånd er kjent med tilstrekkelig nøyaktighet, og når avstanden mellom mottagerene er tilstrekkelig liten til at fasefeilen relatert til banefeilen blir liten sammenlignet med en halv syklus og derfor ikke virker uheldig inn på en korrekt bestemmelse av den heltallige syklusverdi for forspenningen .

Det er kjent å bestemme banene til GPS-satellittene ved å prosessere dobbeltdifferensierte faseobservasjoner. Men under denne prosessering, har en fjerning av dobbeltdifferensiert faseflertydighet, så vidt vites, ikke blitt gjennom-ført. Praksisen med å foreta fjerning av dobbeltdiferensiert faseflertydighet har vært begrenset til bestemmelse av ukjente mottagerposisjoner når banene til satellittene i utgangspunktet har vært kjent med tilstrekkelig nøyaktighet. Tidligere har, når satellittbanene i utgangspunktet har vært hovedsakelig ukjente, og dobbeltdifferensierte faseobservasjoner er blitt prosessert for å bestemme banene, de ukjente faseforspenninger eller flertydighetsparametre blitt estimert som reelle ukjente tall (det vil si kontinuerlig numeriske verdier i motsetning til heltallige eller diskrete verdier) sammen med de ukjente bane-parametre.

Fordi følsomheten til den differensierte fase som er observerbar for banefeil mellom stasjonene øker med økende avstand mellom stasjonene, er det kjent å benytte observasjoner fra mottagerstasjoner som er adskilt av størst mulig avstand for å oppnå den mest nøyaktige banebestemmelse. Det er vanlig å benytte observasjoner fra stasjoner som er adskilt fra hverandre med flere tusen kilometer.

Minst to fremgangsmåter for å behandle flertydighetsparametrene som kontinuerlige variable istedenfor for som hele tall, er kjent. I begge disse metoder er de variable parametre som representerer flertydigheten eller en kontinuerlig, ukjent forspenning, reelle tall på samme måte som variablene som representerer satellittbanene, og så videre. En fremgangsmåte er å bestemme de ukjente flertydighetsrela-terte variablene eksplisitt. Det vil si at disse fastlegges ved å løse et stort sett med samtidige ligninger eksplisitt, hvor alle ligningene inneholder de ukjente variablene. Denne løsningsmåten gir estimater for forspenningene såvel som estimater for de øvrige ukjente verdier. Gjennomføringen av en slik samtidig løsning var første trinn i en av fremgangs-måtene til å fjerne tvetydighet som ble beskrevet ovenfor.

En annen fremgangsmåte unngår hele problematikken med flertydighetsparametre. Ved denne metoden som er kjent som den "implisitte forspenningsmetoden", blir forspenningene eliminert eller bestemt rent implisitt, ved å omdefinere de observerbare størrelser slik at de ikke får noen forspenninger. Hver serie med dobbeltdifferensierte faseobservasjoner for et gitt par med stasjoner og et gitt par satellitter blir erstattet med seg selv minus det aritmetiske middel eller gjennomsnittet av de opprinnelige serier. Dersom DDffti) representerer den dobbeltdifferensierte faseobserva-sjon ved det i'te tidsrom tL, vil den nye, ikke-forspente observasjon DDf'^) være gitt av

Denne prosessen med å kansellere forspenningen, utfores separat for hver serie med dobbeltdifferensierte observasjoner, det vil si for hvert stasjon/satellitt-par. Nå vil ikke flertydighetsparametrene i det hele tatt opptre i lingnings-settene som løses for å bestemme bane-parametrene og så videre.

I denne fremgangsmåten blir all posisjonsrelatert informasjon som inneholdes i middelverdien til de opprinnelige serier med observasjoner kastet bort, idet middleverdien trekkes fra. Selvfølgelig vil denne informasjonen også bli bortkastet i fremgangsmåten med en eksplisitt bestemmelse av forspenningen dersom forspenningene blir behandlet som reelle tall og aldri fastlagt med sine heltallige verdier, det vil si dersom flertydighetene ikke blir fjernet. Fordelen med den implisitte metoden, hvis flertydighetene likevel ikke skal bestemmes, er en forenkling av beregningene som skyldes reduksjonen av antall ukjente som man skal fastlegge.

Selv om det er store ulikheter mellom de eksplisitte og implisitte fremgangsmåter med henblikk på praktiske forhold slik som datamaskinstørrelse, hastighet og krav til presi-sjon, er det ingen teoretisk forskjell mellom disse fremgangsmåter når det gjelder nøyaktigheten til parameterbestem-melsene uten forspenning, da selvsagt under den forutsetning at fjerning av flertydighet ikke utføres. Da fjerning av flertydighet generelt ikke utføres ved GPS-banebestemmelse, har Beutler med flere anbefalt den implisitte forspennings-metode for prosessering av dobbeltdifferensierte fasemålinger for banebestemmelse.

Anvendelse av dobbeltdifferensierte faseobservasjoner for GPS-satellittbanebestemmelse, er omtalt i en artikkel av R. I. Abbot, Y. Bock, C. C. Counselman III, R. W. King, S. A. Gourevitch og B. J. Rosen, med tittelen "Interferometric determination of GPS satellite orbits", publisert i Proceedings of the First International Symposium on Precise Positioning with the Global Positioning System, volum 1, sidene 63-72, utgitt i 1985 av National Geodetic Information Center, National Oceanic and Atmospheric Administration, Rockville, Maryland, 20852, USA.

Prinsippene og utførelsen av banebestemmelse for GPS-satellitter fra dobbeltdifferensierte bærebølge fasedata er ytterligere beskrevet i en artikkel av G. Beutler, W. Gurtner, I. Bauersima og R. Langley, med tittelen "Modeling and estimating the orbits of GPS satellites", trykt på sidene 99-112 i samme volum av Proceedings og i en artikkel av G. Beutler, D. A. Davidson, R. B. Langley, R. Santerre, P. Vanicek og D. E. Wells, med tittelen "Some theoretical and practical aspects of geodetic positioning using carrier phase difference observations of GPS satellites", publisert 1984 som Technical Report No. 109 av the Department of Surveying Engineering i universitetet i New Brunswick, Canada.

Spesialiteten med å fastlegge stasjonens posisjonskoordinater og først og fremst satellittens bane-parametre ved å justere begge samtidig for tilpasning til dobbeltdifferensierte faseobservasjoner, er også blitt beskrevet for eksempel i artikkelen av Gerhard Beutler, Werner Gurtner, Markus Rothacher, Thomas Schildknecht og Ivo Bauersima, med tittelen "Determination of GPS Orbits Using Double Difference Carrier Phase Ovservations from Regional Networks", i trykk-saken "Proceedings of the Fourth International Geodetic Symposium on Satellite Positioning", volum l, sidene 319-335, utgitt i 1986 av "The Applied Research Laboratories" av the University of Texas i Austin.

Anvendelse av fjerning av flertydighet i banebestemmelse for GPS-satellitter, er imidlertid ikke kjent. Når banene i hovedsak er forblitt ubestemte, særlig når kombinasjonen av baneusikkerhet og avstanden mellom stasjonene gir en usikkhet i faseforspenningen som nærmer seg eller overskrider en halv syklus, så er det ikke kjent hvordan man skal bestemme forspenningsparametrene med en usikkerhet som er liten nok til å tillate en unik identifisering av deres heltallige verdier. Dersom den eksplisitte løsningsmetoden benyttes for å estimere forspenningene samtidig med bane-parametrene, vil man ofte finne at usikkerhetene til forspenningsestimatene ikke er mye mindre enn én syklus.

Analyser avslører at de relativt store usikkerheter i estimatene til forspenningsparametrene når disse parametre estimeres samtidig med bane-parametrene, skriver seg fra det forhold at en forandring i estimatet til en forspenningspara-meter kan maskeres meget effektivt av visse typer endringer i estimatene til de ukjente bane-parametre. Det vil si at banen kan justeres på en bestemt måte og forspenningsparametrene kan også forandres slik at nettovirkningen på de beregnede verdier for de observerbare parametre til den dobbeltdifferensierte fase blir mindre enn måle-usikkerheten. Det er med andre ord teoretisk mulig å forskyve banen slik at de observerbare størelser forandrer seg med et nesten konstant beløp, noe som ligner virkningen fra en forandring i forspenningen .

Det blir i henhold til dette sagt at forpenningspara-metrene er vanskelig å adskille fra bane-parametrene. Like-ledes sies det at forspenningsparametrene er korrelert med bane-parametrene. Vanskeligheten med å adskille forspenninger fra bane-parametre er større dersom tidsrommet er kortere. Imidlertid er vanskeligheten betydelig selv når en satellitt observeres under hele sin synlige passasje, fra horisont til horisont. Vanskeligheten er slik at fjerning av flertydighet ikke er blitt ansett som mulig i forbindelse med banebestemmelse.

Av vanskeligheten med å adskille forspenning og bane-parametre følger at dersom man skulle finne en måte til å bestemme de heltallige verdier for forspenningene på en unik måte, så kan også bane-parametrene bestemmes mer nøyaktig.

Det kan presiseres at artikkelen til Y. Bock m.fl. omtalt ovenfor, viser en fremgangsmåte for fastleggelse av banedata fra dobbelt differensierte faseobservasjoner av satellitter, utledet fra stasjoner som avgrenser et nett av grunnlinjer, hvilke observasjoner blir prosessert for å unngå faseflertydigheter i observasjonene før banedata utledes. I denne artikkelen er det også vist en felles prosessering av observasjonene fra stasjoner under anvendelse av et vidt område av grunnlinjelengder, fra korte til lange grunnlinjer. Den samme artikkel viser hvordan flertydighet fjernes under prosesseringen. Imidlertid omfatter foreliggende søknad viktige trekk og viktige fremgangsmåtetrinn som ikke er vist i den motholdte artikkel: Særlig kan nevnes at lange grunnlinjeobservasjoner benyttes til å forbedre korte grunnlinjeobservasjoner ved å fjerne deres flertydighet, og anvendelse av de bedrede korte grunnlinjeobservasjoner for å fjerne flertydighet i de før nevnte lange grunnlinjeobservasjoner.

Det kan videre presiseres at fremgangsmåten i henhold til foreliggende oppfinnelse omfatter en positiv tilbakekobling i systemet. Positiv tilbakekobling inntreffer i henhold til fremgangsmåten i krav l når de lange grunnlinjeobservasjoner som er blitt benyttet til å fjerne flertydighet i korte grunnlinjeobservasjoner får sin egen flertydighet fjernet ved bruk av de sistnevnte, korte grunnlinjeobservasjoner hvor flertydighet allerede er fjernet. En slik fremgangsmåte er ikke antydet i det motholdte patent. I realiteten angir artikkelen til Bock en motsatt fremgangsmåte av den som er benyttet i foreliggende oppfinnelse.

Fremgangsmåten i henhold til foreliggende oppfinnelse er basert på likheten som foreligger mellom feilene som avføles ved hjelp av forskjellige grunnlinjer. Dersom disse feilene ikke hadde noen "likhet", dvs. dersom de var fullstendig uavhengig av hverandre, så ville én grunnlinjes observasjoner ikke kunne være til noen nytte når flertydigheter skulle fjernes ved observasjoner tatt fra en annen grunnlinje. Foreliggende oppfinnelse bygger tvert om på det forhold at observasjoner fra én grunnlinje kan benyttes til å bestemme, og dermed til å eliminere feilene som forekommer ved andre grunnlinjer.

Den nevnte artikkel av Fujita m.fl. som også er omtalt ovenfor, viser en fremgangsmåte for å fastlegge banedata fra interferometriske observasjoner fra én satellitt. Fujita viser hvordan flertydighet kan fjernes ved å bestemme en satellittbane fra interferometriske observasjoner. Dobbelt differensierte observasjoner blir imidlertid ikke benyttet og det er ingen antydning om en slik anvendelse i artikkelen.

Dessuten innbefatter ikke Fujitas fremgangsmåte noen positiv tilbakekobling, som allerede diskutert i forbindelse med Bock, hvorved observasjoner fra lange grunnlinjer som blir benyttet til å fjerne flertydighet ved observasjoner fra korte grunnlinjer, får sin egen flertydighet fjernet ved bruk av de flertydighet-korrigerte observasjoner fra de korte grunnlinjer.

Formålet med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en forbedret fremgangsmåte for fastlegging av satellittbaner. Mer spesielt er formålet å bedre bestemmelsen av banen til satellitter ved på unik måte å bestemme de heltallige peri-odeverdier til forspenningene eller forskyvningsverdiene for de dobbeltdifferensierte faseobservasjoner av satellittene utledet fra bakkestasjoner og prosessert for å bestemme satellittenes baner.

I henhold til foreliggende oppfinnelse sender hvert sett med slike satellitter ut radiosignaler som innbefatter bære-bølger som kan være undertrykket eller bare implisitt til stede. Disse signalene mottas samtidig fra de observerbare satellitter ved hjelp av en antenne ved hver av minst tre bakkestasjoner. Den innbyrdes posisjonsvektor som strekker seg fra en bakkestasjon til en annen kalles en grunnlinje-vektor eller ganske enkelt en "grunnlinje", og avstanden mellom stasjonene kalles lengden til grunnlinjen. Et nett av grunnlinjer sies å forbinde stasjonene med hverandre. Stasjonene er plassert slik at forholdet mellom den lengste og den korteste grunnlinje blir mye større enn 1.

Fasemålinger av bærebølgen utføres samtidig ved hver stasjon og foretas ved hjelp av signaler som mottas fra hver observerbar satellitt. Målingene gjentas ved en rekke tids-punkter mens satellittene beveger seg betydelige avstander i sine baner.

For hver observasjon ved en spesiell stasjon blir fasemålingene differensiert mellom satellittene. Dataene som angir fasedifferansene ved denne stasjonen differensieres også med de differensierte fasedata som utledes samtidig ved andre stasjoner og fra den samme observerte satellitt, slik at det dannes et sett med dobbeltdifferensierte fasedata i hvilke bidragene fra de stasjonspesifikke og de satelitt-spesifikke fasefeil er blitt opphevet.

Som en følge av dette dannes en tidsrekkefølge med dobbeltdifferensierte fasemålingsdata som er forspent med et heltallig antall faseperioder. Disse seriene kombineres med en rekke data fra en annen grunnlinje, eller et annet stasjonspar, og de to dataseriene prosesseres sammen for å bestemme banene til satellittene. De dobbeltdifferensierte fase-forspenninger bestemmes samtidig med banene. En unik bestemmelse av de heltallige verdier for minst noen av forspenningene forenkles ved det ovennevnte romlige arrangement av stasjonene hvor forholdet mellom lengste og korteste grunnlinje er mye større enn 1. Denne heltallige forspenn-ings-bestemmelse bedrer nøyaktigheten for den relative banebestemmelse.

Det skal bemerkes at den tilsiktede bruk av nær beliggende bakkestasjoner for banebestemmelse, står i strid med konvensjonell teknikk som angir at stasjonene bør ligge så langt fra hverandre som mulig for å gi størst mulig "vekt-stangeffekt". Følsomheten som en observasjon av en dobbelt-dif ferensiert fase har overfor en vilkårlig bane-parameter, eller matematisk uttrykt den partialderiverte av den observerbare parameter med hensyn på bane-parameteren, er på kjent måte tilnærmet proposjonal med avstanden som skiller det tilsvarende stasjonspar fra hverandre. Imidlertid øker ikke størrelsene til feilene som foreligger i en slik observasjon så hurtig med økende avstand mellom stasjonene. Derfor vil signal/støy-forholdet til observasjonene øke, det vil si forbedres, ved at man øker avstanden. Vanligvis søker man å maksimere avstanden, under hensyn til kravene som stilles med henblikk på økonomi, politikk, geografi og det begrensede område hvor de relevante satellitter er gjensidig synlig for hverandre.

Metodikken i henhold til foreliggende oppfinnelse omfatter en type positiv tilbakekobling (bootstrapping), som forekommer ved bestemmelse av de heltallige forspenninger, når nær beliggende og fjernt beliggende stasjoner benyttes sammen. Hvis forspenningen til en serie dobbeltdifferensierte faseobservasjoner er ukjent, så vil det nyttige informa-sjonsinnhold til serien med observasjoner bare befinne seg i tidsvariasjonen for rekken med observerte verdier. Denne informasjonen om tidsvariasjoner fra observasjonene utledet fra de mest fjerntliggende stasjoner, tjener til å fastlegge banene med tilstrekkelig små usikkerheter til at de heltallige forspenninger for andre observasjonsserier, fra nær beliggende stasjoner, kan bestemmes på en unik måte.

Den unike bestemmelse av disse heltallige verdier bedrer verdien av observasjonene fra disse nærliggende stasjoner. Når deres heltallige forspenninger er blitt bestemt, og enten er blitt fjernet eller er blitt tatt hensyn til, gir de dobbeltdifferensierte faseobservasjoner fra de mer nærliggende stasjoner ytterligere informasjon, som rommes i deres middelverdi. Denne informasjonen som ligger i middelverdien kommer i tillegg til informasjonen som rommes i tidsvariasjonen. Informasjonen som ligger i middelverdien er ikke tilgjengelig for og hvis forspenningen fjernes, da den ukjente forspenningen ellers maskerer middelverdien.

Forbedringen av nærstasjon-observasjonene muliggjør en mer nøyaktig bestemmelse av bane-parametrene med det resultat at det blir mulig å bestemme, på unik måte, de heltallige forspenninger av observasjoner mer nøyaktig fra mer spredt anbragte stasjoner. Den resulterende forbedring av observasjonene til disse mer spredde stasjoner muliggjør at bane-parametrene bestemmes enda mer nøyaktig, og som følge av dette blir det mulig å bestemme de heltallige forspenninger fra observasjoner for ennå mer spredte stasjoner, og så videre, inntil alle forspenninger er blitt bestemt på en unik måte. Det skal imidlertid bemerkes at banebestemmelsene fortsatt kan bedres vesentlig selv om enkelte hele tall forblir ubestemt, det vil si om de heltallige verdier for enkelte av forspenningene ikke blir unikt bestemt. Det skal også bemerkes at selv om det er nyttig å beskrive oppfinnelsen som et refinement av på hverandre følgende tilbakekobling (bootstrapping) kan det i praksis være fordelaktig å prosessere alle observasjoner fra alle stasjoner samtidig, for å bestemme mange eller alle forspenningsparametre samtidig.

Analyse av det foreliggende konsept for å fjerne flertydighet ved å kombinere observasjoner fra stasjoner med ulik innbyrdes avstand, oppviser analogier med den fremgangsmåten for å eliminere flertydighet som er foreslått av C. C. Counselman III og I. I. Shapiro i artikkelen "Miniature Interferometer Terminals for Earth Suveying" utgitt i Proceedings of the Second International Symposium on Satellite Doppler Positioning, volum II, sidene 1237-1286, januar 1979 som fås fra University of Texas i Austin, og fremgangsmåten for å eliminere tvetydighet ved bestemmelse av forsinkelse i radio-interf er orne tr i ved svært lange grunnlinjer, som beskrevet i en publikasjon av A. E. E. Rogers, med tittelen "Very Long Baseline Interferometry with Large Effective Bandwidth for Phase Delay Measurements", som ble trykket i Radio Science, volum 5, nr. 10, sidene 1239-1247, oktober 1970. Bruken av observasjoner fra én intoferometergrunnlinje, det vil si mellom ett par stasjoner, for å løse flertydighet i observasjonene fra en annen grunnlinje, er imidlertid ikke foreslått i disse publikasjoner. Metodene for å unngå flertydighet som er beskrevet i disse publikasjoner, bygger på observasjoner som kombineres fra et bredt område av frekvenser (eller frekvensavstander) for én enkelt grunnlinje, istedenfor fra et vidt område med geometrisk adskilte steder.

En analogi til foreliggende konsept for å eliminere flertydighet ved å kombinere observasjoner fra stasjoner med forskjellig innbyrdes avstand, kan også finnes i fremgangsmåten for å syntetisere et strålemønster for en direktiv antenne ved å kombinere individuelle antenneelementer som har geometriske avstander innenfor et bredt område, som beskrevet for eksempel av W. N. Christiansen og J. A. Hogbom i kapittel 7 med navnet "Aperture syntehsis", sidene 171-189, i boken med tittelen "Radiotelescopes", publisert i 1969 av Cambridge University Press, England.

En unik bestemmelse av de heltallige verdier for minst enkelte av faseforspenningene til den dobbeltdifferensierte bærebølge i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse, kan forenkles ved bruken av flere bærebølgefrekvenser hvor forholdene mellom den maksimale og den minimale frekvens er mye større enn 1.

Som tidligere bemerket og når satellittens bærebølge-frekvenser tillater det, kan fasemålinger for signalene som mottas samtidig fra hver satellitt foretas ved hver stasjon og for flere bærebølgefrekvenser hvor forholdet mellom den maksimale og den minimale frekvens er mye større enn 1. Bestemmelse av de heltallige verdier til i det minste enkelte av faseforspenningene til den dobbeltdifferensierte bære-bølge, forenkles ved bruk av slike frekvenser og dette for-bedrer således nøyaktigheten til banebestemmelsen.

Dette andre, multifrekvente trekk ved oppfinnelsen, kan enten benyttes separat eller sammen med det førstnevnte trekk med flere ulike avstander, og det er relatert til det første trekk på en måte som kan forstås ved å betrakte at følsom-heten for den dobbeltdifferensierte fase som er observerbar like overfor en bane-parameter, ikke bare er proposjonal med avstanden mellom stasjonene som nevnt ovenfor, men også er proposjonal med frekvensen til bærebølgen for disse observasjoner. Derfor blir følsomheten til den observerbare fase, målt i sykler, proposjonal med avstanden målt i bølgelenger ved den observerende frekvens. Det er således en parallell mellom (1) som utnytter flere avstander, og (2) som utnytter flere frekvenser.

Parallelliteten mellom disse metoder er ikke eksakt, fordi ulike feilkilder forekommer i observasjonene, særlig gjelder dette feil grunnet ionosfærisk refraksjon, som vil ha en noe ulik virkning i de to tilfellene. Likevel har anvendelsen av bærebølgefrekvenser som ligger langt fra hverandre en virkning som hovedsaklig er lik den som skyldes bruk av stasjoner med stor innbyrdes avstand.

På samme måte som anvendelse av et par stasjoner som ligger nær hverandre i forbindelse med et par som har stor spredning forenkler en unik bestemmelse av de heltallige verdier av forspenningene til faseforspenningene for de dobbeltdifferensierte bærebølger, så forenkler bruken av en lav bærebølgefrekvens eller et par bærebølgefrekvenser som ligger nær hverandre i forbindelse med en høy bærebølgefre-kvens eller et par bærebølgefrekvenser som ligger langt fra hverandre, også en slik bestemmelse. Fortrinnsvis benyttes en kombinasjon av flere stasjonsavstander med bruken av flere frekvenser eller frekvensavstander.

De ovennevnte formål er nådd ved å benytte en fremgangsmåte i henhold til de nedenfor fremsatte patentkrav.

Tegningene tjener til å illustrere et eksempel på en utførelse av foreliggende oppfinnelse og de samme referanse-tall er brukt i alle tegninger for å angi tilsvarende deler på disse tegningene: Figur 1 viser et system for å bestemme banene til GPS-satellitter som benytter fasemålinger på rekonstruerte bærebølger for signaler mottatt ved bakkestasjoner. Figur 2 viser et blokkdiagram for en stasjon for å motta GPS-signaler og foreta fasemålinger på den rekonstruerte bærebølge til disse signaler i henhold til systemet som er vist i figur 1. Figur 3 viser en mottager for bruk i stasjonen vist i figur 2.

Figur 4 viser en av de sporfølgende kanaler som er benyttet

i stasjonen vist i figur 2.

Figur 5 viser en av de synkrone detektorene benyttet i den

sporfølgende kanal vist i figur 4.

Figur 6 viser områdegeneratoren benyttet i den sporfølgende kanal vist i figur 4.

Det vises nå til figur 1, hvor det er vist et system i henhold til en foretrukken utførelse av foreliggende oppfinnelse for å bestemme banene til flere GPS-satellitter illu-strert ved GPS-12 og GPS-14 i geosentrisk bane 20, samt GPS-16 og GPS-18 i geosentrisk bane 22. Satellittene er synlige ved bakkestasjonene STN-30, STN-32, STN-34, STN-36, ...... og STN-54 på jordoverflaten 10.

Radiosignalene 24 som kontinuerlig sendes ut fra hver satellitt blir samtidig mottatt ved hjelp av en antenne, ikke vist i figur 1, ved hver stasjon STN-30, 32, 34 ...... 54.

(Bare de signaler som mottas ved STN-32 er vist på figuren.)

Skjønt to satellitter GPS-12 og GPS-14 er vist i ett baneplan 20 og to andre satellitter GPS-16 og GPS-18, er vist kretsende i en bane som ligger i et annet plan 22, kan ytterligere satellittkonfigurasjoner bli behandlet i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse så lenge som to eller flere satellitter er samtidig synlige ved to eller flere bakkestasjoner for å tillate en dobbeltdifferensiering av samtidige faseobservasjoner.

I henhold til fremgangsmåten i følge foreliggende oppfinnelse er det ikke nødvendig at et gitt satellittpar observeres samtidig fra forskjellige stasjonspar. To serier med dobbeltdifferensierte observasjoner, målt fra forskjellige stasjonspar ved forskjellige tidspunkt, kan fortsatt kombineres for å bestemme satellittbanene i overensstemmelse med fremgangsmåten i henhold til foreliggende oppfinnelse, forutsatt at satellittens bane-parametre er i hovedsak de samme ved forskjellige tidspunkt. Forskjellige satellittpar kan også observeres ved forskjellige tidspunkt fra et gitt stasjonspar.

Det er vist et arrangement som omfatter tretten stasjoner, skjønt som nevnt kan forskjellige antall og eller et forskjellig arrangement av stasjoner benyttes i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse. Et foretrukket arrangement av stasjoner er tegnet i omtrentlig målestokk og i planriss, og med en orientering som er angitt med kompass-rosen 26 i figur 1. Bare planrisset for stasjonsarrange-mentet er tegnet under hensyntagen til målestokk og orientering i figur 1, ikke de små firkantene som markerer selve stasjonene, jordoverflaten, satellittene og så videre. Det er underforstått at et aktuelt arrangement av stasjoner på jordoverflaten generelt sett ikke vil ligge nøyaktig i et plan.

I det viste arrangementet er stasjonene arrangert i logaritmisk spiral idet avstandene mellom på hverandre følg-ende par av stasjoner er lik kvadratroten av 2 det vil si omkring 1,4, og slik at vektorene mellom på hverandre følg-ende par av stasjoner står vinkelrett på hverandre. Stasjonen STN-32 ligger ca. 453 km vest for STN-30 og 320 km nord for stasjonen STN-34. STN-36 ligger omkring 226 km øst for STN-34 og 160 km syd for STN-38. STN-40 ligger ca. 113 km vest for STN-38 og 80 km nord for STN-42. STN-44 ligger 57 km øst for STN-42 og 40 km syd for STN-46. STN-48 ligger omkring 28 km vest for STN-46 og 20 km nord for STN-50. STN-52 ligger omkring 14 km øst for STN-50 og 10 km syd for STN-54.

Stasjonene STN-34, STN-42, STN-50, STN-54, STN-46, STN-38 og STN-30 ligger langs en rett linje som løper fra sydvest til nordøst. Stasjonene STN-32, STN-40, STN-48, STN-52, STN-44 og STN-36, ligger langs en rett linje som løper fra nord-vest til sydøst. Avstandene som stasjonene inntar målt fra senteret som defineres av skjæringspunktet mellom disse aksene som går sydvest-nordøst og nordvest-sydøst, øker progressivt på en geometrisk måte.

På samme måte ser man at avstandene mellom stasjonene i øst-vest samt nord-syd retningene også øker progressivt på geometrisk måte. For eksempel er nord-syd avstandene 10, 20, 40, 80, 160 og 320 km.

Datakommunikasjonslinken 60 fører fasemålingsdata fra alle stasjoner til dataprosessor 62 hvor de er gjenstand for en dobbeltdifferensiert prosessering for å generere forbedrede bestemmelser av banene til satellittene, for eksempel representert av banedata 64. Datakommunikasjonslinken 60 er vist som en spiral som løper fra STN-54 til STN-52, deretter til STN-50 og så videre gjennom STN-30 til dataprosessor 62. Dette er gjort for å klargjøre at stasjonene er anbragt i en logaritmisk spiral. I praksis kan imidlertid en annen rute for datakommunikasjon være mer egnet. For eksempel kan dataprosessoren 62 være anbragt nær senter til stasjons-arrangementet ved skjæringspunktene mellom aksene til arrangementet som løper sydvest-nordøst og nordvest-sydøst, og fire datakommunikasjonslinker som løper rettlinjet radielt utover kan forbinde dataprosessoren 62 med stasjonene. Dessuten behøver ikke dataprosessor 62 være anbragt for seg selv, den kan være anbragt i en av stasjonene.

Det er ikke nødvendig at datakommunikasjonslinken 60 er en permanent forbindelse eller en link utelukkende for dette bruk, og når det gjelder datakommunikasjon behøver ikke denne bli utført i sann tid. Fasemålingsdata som genereres ved hver stasjon kan lagres lokalt og overføres når det måtte passe til dataprosessoren 62 for senere prosessering. Et velegnet utstyr for slik dataoverføring er det kommersielle, svitsjede telefonnettet.

Den foretrukne størrelse på arrangementet hva angår antall stasjoner og avstandene mellom stasjonene, er en funksjon av flere betraktninger som vil bli diskutert nedenfor. Typisk kan den minste avstanden være av størrelsesorden 10 km og maksimalavstanden av størrelsesorden flere hundre km. Slik omtrentelige verdier vil foretrekkes idet det tas hensyn til bærebølgens faser ved senterfrekvensene til LI- og L2-båndene.

Så lenge som man betrakter forholdene mellom lengden på de bestemte grunnlinjer, er hverken størrelsen eller formen på arrangementet kritisk, og begge deler kan varieres for å tilpasses økonomiske og geografiske betingelser. Forutsatt at kravene til eliminering av flertydigheter eller bestemmelse av forspenningene (bias) er tilfredsstilt, vil en større nøyaktighet i banebestemmelsen oppnås dersom større avstander benyttes innbyrdes mellom stasjonene, og dersom avstandene, projisert inn mot to vinkelrette akser, for eksempel langs nord-syd og øst-vest aksene, er stor. Den minimale avstand mellom to stasjoner innbyrdes, fortrinnsvis ved projisering inn mot to vinkelrett anbragte retninger, bør være tilstrekkelig liten til at forspenningene til de dobbeltdifferensierte faseobservasjoner fra de stasjoner som ligger nærmest hverandre kan fastlegges på unik måte med en høy grad av sikkerhet selv under forhold som ikke er ideelle. Progre-sjonene av avstandene, fra minimum til maksimum, bør fortrinnsvis ikke innbefatte noe forhold som er så stort at forspenningene ikke kan bestemmes på unik måte for den avstand som følger etter i størrelse, og således gi korrekte bestemmelser for avstander opp til denne verdi.

Pålitelighet er et viktig trekk ved et hvilket som helst system for å bestemme banene. Påliteligheten for en nøyaktig banebestemmelse i henhold til foreliggende oppfinnelse blir forbedret ved at stasjonene er arrangert slik at når det misslykkes å få gyldige faseobservasjoner fra en hvilken som helst stasjon, så resulterer ikke dette i et for stort gap i den videre utvikling av tilgjengelige innbyrdes stasjonsavstander fra minimum til maksimum. I dette tilfellet betyr "for stor" at forspenninger ikke kan bestemmes på unik måte for den neste større avstand i rekkefølgen, over gapet, fra én gitt, vellykket bestemmelse av avstandene under gapet. En svikt i å oppnå brukbare observasjoner fra en stasjon kan skyldes en elektrisk eller mekanisk forstyrrelse, eller alvorlige lokale værforhold som kan føre til at refraktivi-teten til atmosfæren over stasjonen er unormal.

I dette henseende representerer et logaritmisk-periodisk arrangement, slik som det som er vist i figur 1, en ganske feiltolerant og derfor pålitelig konstruksjon. Fra den logaritmiske periodisitet til dette arrangementet er det klart at bortsett fra de indre og ytre endestasjoner STN-54 og STN-30, resulterer ikke svikt ved en vilkårlig stasjon i et totalt tap av noen av de viktige avstandene innbyrdes mellom stasjonene, i deres projeksjoner på aksene som for-løper nord-syd og øst-vest. Se for eksempel på stasjonen STN-38 som befinner seg 113 km øst for STN-40 og 160 km nord for STN-36. Øst-vest projiserte avstander på 113 km fås også mellom parene STN-34 og STN-42 og for parene STN-42 og STN-36. Nord-syd projiserte avstander på 160 km fås også ved paret STN-34 og STN-40, samt for parene STN-40 og STN-32.

Reduserer man kravet til pålitelighet noe, kan stasjonene beveges bort fra dette arrangementet. Forholdet mellom avstandene kan også økes for å redusere antall stasjoner som kreves for å spenne over det ønskede område med avstander. Arrangementet som er vist representerer en relativt konser-vativ konstruksjon med to sikkerhetsnett.

Av hensyn til pålitelighet kan det også være ønskelig å tilveiebringe overflødig informasjonsflyt i kommunikasjons-linkene 60 eller "backup"-sikring i dataprosessoren 62.

Under drift av systemet i henhold til foreliggende oppfinnelse blir det foretatt samtidige målinger ved utstyret ved hver bakkestasjon, som vist og diskutert nedenfor under henvisning til figur 2, av fasen til den rekonstruerte bære-bølge til signalene 24 som mottas fra hver observerbar satellitt GPS 12, 14, , 18. Disse målingene repeteres ved en serie av slike tidspunkt mens satellittene beveger seg over betydelige strekninger i sine baner.

Det er praktisk å styre tiden for målingene ved hver stasjon med en lokal klokke som vist og diskutert nedenfor under henvisning til figur 2 og denne klokken kan være syn-kronisert med klokker på de øvrige stasjoner. Fremgangsmåter for å oppnå denne synkronisering ved henvisning til signaler som mottas fra en eller flere av satellittene, er kjent. Det er derfor ikke nødvendig å sende ut tidssynkroniseringssig-naler gjennom datakommunikasjonslink 60 skjønt dette også er en mulig metode for å synkronisere observasjonene, og denne metoden kan for eksempel foretrekkes for å forenkle appara-turet som må foreligge ved stasjonene.

Fasemålingene på den rekonstruerte bærebølge blir fortrinnsvis utført i overensstemmelse med et regelmessig tids-skjema, slik som en gang pr. minutt, ved hvert hele minutt (så lenge som en satellitt er synlig), som indikert av den lokale klokken. På denne måten kan det sikres at alle stasjoner observerer alle synlige satellitter samtidig.

Utstyr som er egnet til å motta GPS-satellittsignaler ved en sporfølgende stasjon, og til å rekonstruere bærebølger fra disse signaler samt å foreta målinger av bærebølgens faser uten kjennskap til de modulerende koder, er kommersielt tilgjengelig og er for eksempel beskrevet i US-patentsøknad nr. 852.016, innlevert 14. april 1986, hvilken søknad er en "continuation-in-part" av US-patentsøknad nr. 353.331, innlevert 1. mars 1982. Begge disse søknader har Charles C. Counselman III som oppfinner. Egnet utstyr som anvender lokalt genererte kopier av GPS-kodene for å utføre de samme funksjoner, er også kommersielt tilgjengelige.

Dataprosessoren 62 er fortrinnsvis en generelt anvendbar digital datamaskin egnet for vitenskapelige beregninger, slik som en minidatamaskin i VAX-serien fra Digital Equipment Corporation.

Algoritmer som er egnet for bruk i dataprosessor 62 er for eksempel beskrevet av R. W. King, E. G. Masters, C. Rizos, A. Stolz og J. Collins i Monograph No. 9, med tittelen "Surveying with GPS", utgitt av The School of Surveying, The University of New South Wales, Kensington, N. S. W. 2033, Australia, av R. I. Abbot, Y. Bock, C. C. Counselman III, R. W. King, S. A. Gourevitch og B. J. Rosen i en artikkel med tittelen "Interferometric determination of GPS satellite orbits" trykket i Proceedings of the First International Symposium on Precise Positioning with the Global Positioning System, volum 1, sidene 63-72, 1985, og i en artikkel av Gerhard Beutler, Werner Gurtner, Ivo Bauersima og Richard Langley under tittelen "Modelling and Estimating the Orbits of GPS Satellites" som også ble trykket i Proceedings of the First International Symposium on Precise Positioning with the Global Positioning System, volum 1, sidene 99-112.

En effektiv algoritme for prosessering av fasemåledata for bærebølgen fra alle stasjonene samtidig for å fastlegge banene til satellittene, er videre beskrevet i artikkelen av Yehuda Bock, Sergei A. Gourevitch, Charles C. Counselman III, Robert W. King og Richard I. Abbot, med tittelen "Interferometric Analysis of GPS Phase Observations", som fremkommer i tidsskriftet Manuscripta Geodaetica, volum 11, sidene 282-288, utgitt i 1986.

Som forklart i artikkelen av Bock med flere, innbefatter den mest effektive måte å kombinere fasedata fra et arrangement av stasjoner, en samtidig prosessering av alle observasjoner som ble gjort samtidig. Det vil at dobbeltdifferensierte faseobservasjoner ikke blir separat prosessert for separate stasjonspar, to og to om gangen, eller for separate par med satellitter, også tatt to om gangen. På samme måte er den mest effektive måte å prosessere fasedata fra flere bærebølgefrekvenser å foreta en samtidig prosessering av alle observasjoner, fra alle frekvenser, sammen. Følgelig innbefatter den foretrukne prosedyre i praksis en samtidig esti-mering av alle relevante parametre selv om den tidligere omtalte på-hverandre-følgende bestemmelse av heltallige verdier for forspenningene er nyttig for å forklare virke-måten til oppfinnelsen. Med andre ord eir parallell prosessering mer effektiv enn serieprosessering.

I figur 2 er det vist et blokkskjema som viser en av stasjonene STN-n som inngår i settet med stasjoner STN 3 0 til STN 54 i figur 1 hvor signalene fra de mange GPS-satellittene mottas og fasemålinger for den rekonstruerte bærebølge gjen-nomføres.

Som vist i figurene 1 og 2, mottar hver stasjon STN-n samtidig signalene som overføres fra hver av GPS-satellittene GPS-12, GPS-14, GPS-16 og GPS-18, slik som signalene 24 mottatt fra satellitten GPS-12. Via datakommunikasjonslinken 60, som på illustrerende måte kan være et kommersielt svitsjet telefonnett, kommuniserer stasjonen STN-n med dataprosessoren 62, vist i figur 1.

Stasjonen STN-n innbefatter en oppadvendt omnidirek-sjonell eller rundtstrålende antenne 100, mottageren 102, en frekvensreferanse 106, en klokke 108, flere identiske spor-følgende kanaler 112, en datamaskin 120 og et modem 122.

Antennen 100 hvis fase-senter er nøyaktig kjent og posisjonert med henblikk på et lokalt geodetisk fastpunkt som ikke er vist på figuren, mottar samtidig signalene som sendes ut av alle satellittene som er innen synsfeltet. Antennen 100 er konstruert for å svare på signalene som mottas direkte fra satellittene gjennom rommet, og å avvise signaler som spres eller reflekteres fra nærliggende gjenstander eller overflater slik som bakken under antennen. Avvisningen av slike spredte eller reflekterte signaler er viktig for å unngå at disse endrer fasene til de mottatte signaler som ideelt sett skal være de direkte mottatte signaler.

Fordi antennen 100 fortrinnsvis mottar signaler fra himmelen og ikke fra bakken, sies den å være vendt oppover. Da antennen 100 mottar signaler fra alle retninger i himmel-rommet, er den også kalt "omnidirectional" eller rundtstrålende. En antennetype som er velegnet for foreliggende anvendelse, er vist i US-patent nr. 4.647.942. Den spesielle antennen som er vist i dette patentet ble konstruert for å motta bare ett av GPS-båndene, nemlig Ll-båndet. En tobånds versjon for båndene LI og L2 av den samme antenne som er vist 1 ovennevnte US-patent, er kommersielt tilgjengelig som antenne til MACROMETER II Interferometric Surveying System. MACROMETER II er et varemerke for Aero Service Division Western Geophysical Comany of America. Antennen 100 på figur 2 er fortrinnsvis en MACROMETER II antenne eller ekvivalent med denne.

I systemet som er vist i figur 2, bestemmes den relative posisjon eller grunnlinjevektorene mellom fasesentrene til antennene for alle stasjonene, og også posisjonsvektorene til fasesenteret for hver hver antenne regnet fra jordens masse-senter, først ved kjente metoder og fortrinnsvis med en høyere nøyaktighet enn krevet for bestemmelse av satellittbanene. Feil i den foruttatte kjennskap til disse vektorer vil føre til feil i banebestemmelsene. Det er imidlertid mulig, som diskutert ovenfor under henvsining til artikkelen Gerhard Beutler med flere og med tittelen "Determination of GPS Orbits Using Double Difference Carrier Phase Observations fra Regional Networks", utgitt av University of Texas, å forbedre resultatene for posisjonsvektorene til stasjonene samtidig med beregning av satellittbanene. Dersom dette skal gjøres på en egnet måte bør først ko-varianser bli tildelt de usikre stasjonsposisjonskoordinatene.

Et sammensatt signal som inneholder signalene som samtidig ble utsendt fra flere satellitter av antennen 100, føres videre til mottageren 102 som omformer signalene fra LI- og L2-båndene for frekvensene som signalene ble mottatt ved, til lavere frekvenser hvor driften av bærebølgerekon-struksjonen, fasemålingen og sporfølgingen er enklere å utføre. Denne nedtransformeringen av frekvensen utføres inne i mottageren 102 som nærmere forklart nedenfor under henvisning til figur 3, ved å hetrodyn-behandle de mottatte signaler med de lokale oscillatorsignaler. Oscillatorsignalene blir syntetisert ved koherent multiplikasjon av et standard-frekvenssignal 104 som tilveiebringes til mottageren 102 fra frekvensreferansen 106. Bærebølgerekonstruksjon utføres også i mottageren 102. Som videre forklart under henvisning til figur 3 tildannes et sammensatt signal av de rekonstruerte bærebølgekomponenter, som hver er relatert i fase og frekvens til en bærebølge som forekommer implisitt i de sammensatte spredt spektrumssignaler som mottas av antennen 100, i mottageren 102. Den rekonstruerte, sammensatte bærebølge samp-les og resultatet blir, i synkron digital form, ført av data-buss til flere identiske sporfølgende kanaler 112. Buss 110 innbefatter separate datalinjer for LI- og L2-båndene.

Frekvensreferansen 106 er en stabil referansestandard slik som en kommersielt tilgjengelig styrt oscillator i form av en resonator som er basert på stråling fra cesiumatomer. Den har en spektral renhet som er tilstrekkelig til å tillate koherent multiplikasjon til L-båndet og en langtidsstabilitet og nøyaktighet for å tillate nøyaktig tidskontroll. Det standardiserte frekvenssignal 104 fra frekvensstandarden 106 har en frekvens som er lik 2fQ, eller 10, 23 MHz.

I tillegg til at det føres til mottageren 102, føres standardfrekvenssignalet 104 fra frekvensstandarden 106 til klokken 108 og styrer hastigheten på denne. Som vist i detalj nedenfor under henvisning til figurene 3, 4, 5 og 6, teller klokken 108 periodene til det standardiserte frekvenssignalet 104 for å generere en sann-tidindikasjon 124 som føres til og styrer driften av datamaskinen 120 og alle de sporfølgende kanaler 112. Klokken 108 til den sporfølgende stasjon STN-n, synkroniseres med klokkene til de øvrige sporfølgende stasjoner ved hjelp av synkroniseringssignalet 114 som genereres av datamaskinen 120. (Hver stasjon utleder fortrinnsvis på autonom måte sitt synkroniseringssignal.) Som nevnt ovenfor under henvsning til figur 1, kan synkroniseringssignalet 114 avledes ved en hvilken som helst blant flere kjente metoder, innbefattet dekoding av GPS-signalmodulasjonen ved hjelp av kjent utstyr som ikke er vist, innbefattet i mottageren 102 og/eller i en eller flere av de sporfølgende kanaler 112.

Den lavfrekvente, digitaliserte utgang som er satt sammen av rekonstruerte bærebølger, føres fra mottageren 102 og buss 110 og tilføres på identisk måte, og i parallell, til alle de sporfølgende kanaler 112 hvor fasene til de rekonstruerte bærebølgene blir målt individuelt. En sporfølgende kanal 112 er tilegnet hver satellitt, og detekterer selektivt bare bærebølgene fra sin tilforodnede satellitt, og benytter satellittspesifikke estimater 116 for den tidsvarierende Dopplerforskyvning for signalene som mottas fra den satellitten.

Estimatene 116 som føres til de sporfølgende kanaler 112 fra datamaskinen 120, blir beregnet ved hjelp av kjente metoder fra en allerede foreliggende informasjon om satellittenes baner og de sporfølgende stasjoners posisjon som på egnet måte kan tilveiebringes til datamaskinen 120 fra den sentrale prosessor 62 via datakommunikasjonslink 60. En alternativ kilde for informasjon om satellittbanene, er den kringkastede informasjon som føres av satellittsignalene og som kan leses ut ved hjelp av kjente metoder som omfatter kjennskap til GPS-kodene.

Data som representerer resultatene for bærebølgens fase og de relaterte effektmålinger som utføres innenfor de spor-følgende kanaler 112, og i figur 2 indikert som målinger 118, føres til datamaskinen 120 som kan benytte disse målingene for å bedre estimatene 116 og generelt for å overvåke og styre måleprosessene som utføres innenfor de sporfølgende kanaler. Målingene 118 lagres i hukommelsen til datamaskinen 120 inntil det er ønsket å overføre disse til dataprosesoren 62 (figur 1).

Overføringen av målingene 118 og de dertil relaterte data som tidsanmerkninger utledet fra sanntidindikasjonen 124 fra klokken 108 til prosessoren 62, såvel som overføring av andre data relatert til driften og vedlikeholdet STN-32, benytter modem 122, uttaket 128 og kommunikasjonslinken 60.

Datakommunikasjonslinken 60 er toveis slik at informasjon som genereres av dataprosessor 62 og angår satellittsignalene, slik som data som representerer forutsigelser av frekvensene til disse signalene, kan overføres til datamaskinen 120 via modem 122 og kan benyttes av datamaskinen 120 for å styre eller for å hjelpe til ved måleprosessene. Spesielt kan estimatene 116 som tilføres de sporfølgende kanaler 112 utledes partielt eller fullstendig fra data som mottas av datamaskinen 120 fra dataprosessoren 62 via linjen 60.

Datamaskinen 120 kan også generere klokkesynkroniser-ingssignalet 114 som føres til klokken 108, for å sette igang sann-tidindikasjonen 124 helt eller delvis på grunnlag av data mottatt fra dataprosessoren 62 via link 60. Alternativt kan, som nevnt ovenfor, den nødvendige informasjon for å synkronisere klokke 108 med klokkene i alle de øvrige stasjonene og med en standard tid, slik som GPS-tid eller ko-ordinert universal tid, helt eller delvis utledes fra satellitts ignalene som mottas ved en av stasjonene STN-n.

Mottageren 102 vist i figur 2, er vist mer detaljert i figur 3. Mottager 102 mottar signalene fra LI- og L2-båndene samtidig fra satellittene via antennen 100. Det sammensatte signalet som består av spredt spektrumsignalene som mottas i hvert av disse båndene, prosesseres i mottageren 102 for å generere de sammensatte rekonstruerte bærebølgesignaler. Disse rekonstruerte sammensatte signalene som er relatert til båndene LI og L2, blir også samplet i mottager 102, og blir tilført i digital form via buss 110 til de identiske spor-følgende kanaler 112 hvor individuelle faser for de rekonstruerte bærebølger til satellittene blir målt.

Referansefrekvensen 104 fra frekvensreferansen 106 føres til mottageren 102 hvor den styrer den nedoverrettede omform-ing av frekvensen og samplingsoperasjonene som utføres mens de lavfrekvente, digitale signaler genereres på buss 110.

Mottageren 102, mottar L-båndsignalene fra antennen 100 over en transmisjonslinje 150 som i sin tur er koblet til en sammensatt forforsterker 152 som omfatter et båndpassfilter 154 for Ll-båndet og et båndpassfilter 156 for L2-båndet, samt et forforsterkertrinn 158 med lavt støynivå. En transmisjonslinje 160 fører de filtrerte og forforsterkede signaler til et diplexfilter 162 som fører Ll-båndsignalene til sidebåndseparator 168 for LI. Denne sidebåndseparatoren mottar også et referansesignal 170 med en frekvens 1.575,42 MHz som er senterfrekvensen til Ll-båndet, og dette genereres av en frekvensmultiplikator 172 som drives av frekvensreferanse 106 over linjen 104.

Sidebåndseparatoren 168 for Ll-båndet, genererer separate øvre- og nedre sidebåndutganger 174 henholdsvis 176, omformet fra de øvre- og nedre halvdeler av Ll-båndet for å senke frekvensene ved å hetrodynbehandle referansesignalet 170 med senterfrekvensen til Ll-båndet. Det øvre signalsidebånd 174 og det nedre signalsidebånd 176 for Ll-båndet, filtreres av det øvre- 178 og henholdsvis det nedre sidebåndsfilter 180 for Ll-båndet. En blandekrets 186 mottar utgangene fra disse filtrene og fører sine produkter til den innfasede 2f0-samplingskrets 190 og 2fQ kvadratursamplings-kretsen 192, begge for Ll-båndet. Disse samplingskretser synkroniseres av frekvensreferanse 106 via linjen 104 for samplingskrets 190 og via en 90 graders faseforskyvningskrets 198 for samplingskrets 192. Samplingskretsene som arbeider i relativ kvadratur, fører inngangene LII og L1Q til de spor-følgende kanaler via buss 110.

L2-bånddelen til mottageren er organisert på en lig-nenede måte og omfatter sidebåndseparator 204 for L2-båndet, øvre- og nedre sidebåndsfilter henholdsvis 210 og 212, for L2-båndet, blandekretsen 218, 2fQ samplingskretsen 222 som arbeider i fase, og 2fQ kvadratursamplingskrets 224 begge for L2-båndet og alt vist i figur 3.

Vender vi nå tilbake til inngangsdelen av forsterkeren, så mottas de sammensatte spredt spektrumssignalene for LI- og L2-båndene samtidig fra flere satellitter og føres fra antennen 100 til den sammensatte forforsterker 152 over transmisjonslinjen 150 som er laget så kort som mulig, fortrinnsvis mindre enn 1 meter lang, for å minimere tapene. Forforsterker en 152 bør derfor monteres så nær antennen 100 som praktisk mulig mens antennen skal ha et klart utsyn over hele himmelen.

Den sammensatte forforsterker 152 tjener til å forsterke de mottatte signaler tilstrekkelig til at disse signaler kan føres en relativt lang distanse, for eksempel via transmisjonslinjen 160, fra stedet hvor antennen 100 befinner seg sammen med den sammensatte forforsterker 152, til stedet for den resterende del av mottageren 102 som kan være anbragt relativt langt bort fra antennen.

I forforsterkeren 152 blir de mottatt signaler som fås fra transmisjonslinjen 150 splittet, og føres til inngangene på båndpassfilteret 154 for LI, og båndpassfilter 156 for L2. Disse filtrene er høykvalitetsfiltre av båndpasstypen med lave tap og avstemt til frekvensbåndene til henholdsvis LI og L2. De benyttes for å hindre at vilkårlige og kraftige signaler som ligger utenfor båndet og som kan plukkes opp av antennen 100 skal nå frem til forsterkeren 158 med lavt støynivå og eventuelt brenne den istykker eller overbelaste den eller etterfølgende trinn i mottageren 102. For å ener-gisere forforstereren kan transmisjonslinjen 160 også føre likespenning fra en strømforsyning i mottageren 102, men dette er ikke vist på figuren.

Diplexfilteret 162 er en frekvensselektiv signalsplitter som skiller signalene i Ll-båndet fra signalene i L2-båndet som begge ankommer via transmisjonslinjen 160, og frembringer separate utgangssignaler 164 henholdsvis 166 for disse båndene som vist i figuren. Ll-båndsignalene 164 føres til inngangen på sidebåndseparator 168 mens signalene 166 for L2-båndet føres til inngangen til sidebåndsseparator 204 for L2-båndet.

Sidebåndseparatoren 168 for LI, kan på egnet måte være bygget opp som beskrevet i detalj i en artikkel i Proceedings of the IEEE, volum 52 (1971), sidene 1617-1618, av Alan E. E. Rogers, og nærmere beskrevet i britisk patent nr. 2.120.489, publisert 26. februar 1986. Det øvre sidebåndsignal 174 som kommer fra sidebåndseparatoren 168 for LI, er et spredt spektrum sammensatt signal som representerer den delen av Ll-båndsignalene 164 som har frekvenser høyere enn 1575,42 MHz som er frekvensen til senterfrekvensen for referansesignal 170 for LI. Fasen og frekvensen til referansesignalet 170 for senterfrekvensen til LI, subtraheres fra fasene og frekvensene til Fourier-komponentene til den mest høyfrekvente halvdel av spekteret til Ll-båndsignalene 164 for å utlede fasene og frekvensene til de tilsvarende Fourier-komponenter for det øvre sidebåndsignal 174 for LI.

På lignende måte er det nedre sidebåndsignal 176 for LI, og som opptrer på utgangen fra sidebåndseparatoren 168 for LI, et sammensatt spredt spektrumsignal som representerer den delen av Ll-båndsignalene 164 som har frekvenser lavere enn 1575,42 MHz, som er frekvensen til senterfrekvensen til referansesignalet 170 for LI. Fasene og frekvensene til Fourier-komponentene for den lavfrekvente halvdel av spekteret til Ll-båndsignalene 164, subtraheres fra fasen og frekvensen til referansesignal 170 for senterfrekvensen til LI, for å oppnå fasene og frekvensene til de tilsvarende Fourier-komponentene til det lavere sidebåndsignal 176 for

LI.

Som tidligere bemerket blir øvre og nedre sidebåndsignaler for LI, henholdsvis 174 og 176 ført til øvre- henholdsvis nedre sidebåndfiltre 178 henholdsvis 180. Disse to filtre har fortrinnsvis identiske egenskaper. De benyttes til å avvise støy og forekommende interfererende signaler som ligger utenfor det nyttige området til frekvensene til de øvre- og nedre sidebåndsignaler 174, 176. Dette området strekker seg fra ca. 10 kHz til omkring 9 MHz bortsett fra et smalt bånd med frekvenser som er sentrert ved f0, eller 5,115 MHz. Disse filtre skal også sørge for avvisning ved en frekvens på 2fQ, eller 10,23 MHz.

Bortsett fra avvisningen av frekvenser under omkring 10 kHz og en "spalte" sentrert ved fQ/ er formen på passbåndet til hvert filter fortrinnsvis tilpasset formen på et sidebånd av den P-kode relaterte komponent til et GPS-signal. Således har filteret en halvert-effekt båndbredde på omkring 4,5 MHz. Avvisningen av frekvenser under ca. 10 kHz hindrer vilkårlige Ll-båndsignaler, som mottas ved frekvenser mer enn 10 kHz over eller under Lis båndsenterfrekvens, i å nå frem til blandekretsen 186 hvor den annenharmoniske til bærebølgen for senterfrekvensen til Ll-båndet på 308 fQ, blir konstruert. Disse bærebølgene kan, slik som de mottas, ha frekvenser som går fra 308 f0 opp til omkring 5 kHz i begge retninger, grunnet virkningene av Dopplereffekten. Deres andre harmoniske blir Dopplerforskøved med pluss eller minus inntil 10 kHz. Dermed vil de lavfrekvente grensefrekvenser for filtrene 178 og 180 forhindre interferens med den rekonstruerte bærebølge for senterfrekvensen i Ll-båndet.

På lignende måte vil spalten som er sentrert ved f0 i filtrene 178 og 180, forhindre at Ll-båndsignaler som mottas ved frekvenser nær 307 f0, og 309 fQ interfererer med under-bærebølgen fQ til Ll-båndet. De andre harmoniske til disse bærebølger rekonstrueres også i blandekretsen 186. Frekvensene for disse rekonstruerte andre harmoniske vil ligge nær 2fQ slik de fremkommer i Ll-produktet 188, og avviker fra 2fQ med opptil omkring 30 Hz i hver retning, på grunn av Dopplerforskyvning. Området for frekvensene til disse signalene er relativt smalt, og spaltene i filtrene 178 og 180 kan gjøres like smale. Det er imidlertid mer velegnet å frembringe mye bredere spalter, av størrelsesorden 10 kHz eller endog 100 kHz sentrert rundt 2fc. Selv med en slik større spaltebredde tapes en relativt lite brøkdel av den ønskede signaleffekt fordi denne effekten er spredt over en båndbredde på flere MHz.

Bortsett fra smale frekvensområder nær den lavfrekvente 10 kHz grensefrekvensen og den avvisende spalte ved 5,115 MHz, samt for frekvenser over omkring 9 MHz hvor liten signaleffekt finnes, skal filtrene 178 og 180 ha faseforskyv-ninger som ligger bare noen få grader fra en lineær frekvens-funksjon. Med andre ord bør filtrene være ikke-dispersive. Denne egenskap kreves for fasekoherent kombinasjon av spek-tra lkomponent er fra hele det nyttige frekvensområde under bærebølgens rekonstruksjon i blanderkrets 186. Filtrene 178 og 180 med alle de her spesifiserte egenskaper, kan bygges opp under anvendelse av kjente teknikker, for eksempel ved å kaskadekoble 10 kHz høypassfiltre med 5,115 MHz spaltefiltre med et faselineært lavpassfilter som tilnærmet er tilpasset båndbredden til P-kodemodulasjonen.

Ll-produktet 188 som genereres av blandekrets 186, føres til LI 2f0 innfasede samplingskrets 190 samt LI 2fQ kvadratur samp lingskr ets 192 som vist. Den 2fQ innfasede samplingskrets 190 for LI sampler Ll-produktet 188 ved en uniform hastighet på 2fQ, eller 10,23 MHz, i overensstemmelse med det standardiserte frekvenssignal 104 som mottas fra frekvens-ref eranse 106. LI 2fQ kvadratursamplingskrets 192 sampler også Ll-produktet 188 ved en uniform hastighet på 2fQ, eller 10,23 MHz, i overensstemmelse med det standardiserte frekvenssignal 104 som mottas fra frekvensreferanse 106. Imidlertid vil fasen til samplingen ved LI 2fQ kvadratursamplingskrets 192 henge etter fasen til LI 2fQ innfaset samplingskrets 190, fordi LI 2f0 kvadratursamplingskrets 192 drives av kvadratursamplingsfrekvenssignalet 148 som genereres ved en 90° faseforskyvningskrets 198 som forsinker det standardiserte frekvenssignalet 104 med en kvart fasesyklus.

Den innfasede 2f0-samplingskrets 190 for LI, genererer LI innfasede samplingsprodukter 194 som utgjør et digitalt signal, og fortrinnsvis innbefatter bare ett bit pr. sample, bare for å indikere fortegnet. På lignende måte genererer LI 2fQ kvadratursamplingskrets 192 det LI kvadratursamplede produkt 196 som er av samme form. Begrensning av disse samplingsprodukter til en bit, forenkler de etterfølgende digitale signalbehandlingskretser, samtidig som signal/- støyforholdet reduseres på tolererbar måte. Det innfasede samplingsprodukt 194 for LI, frembringer "LII"-inngangen til hver sporfølgende kanal 112, og det LI kvadratursamplede produkt 196 tilveiebringer "LlQ"-inngangen til hver sporfølg-ende kanal 112, som vist i figurene 3 og 4. LI innfasede og kvadratursamplede produkter 194 henholdsvis 196, føres sammen med lignende signaler fra L2-båndseksjonen til mottageren 102, via buss 110 til den sporfølgende kanal 112.

Den digitale samplingsfrekvens, som er lik 2fQ, overskrider frekvensene til de rekonstruerte bærebølger for senterfrekvensen til LI kraftig, idet disse alle er mindre enn 10 kHz, i Ll-produktet 188. Derved vil frekvensene og fasene til disse rekonstruerte bærebølger bli bevart i samp-lingsprosessen. Samplingshastigheten på 2f0 er nominelt sett nøyaktig lik den annen-harmoniske til fQ bærebølgen som foreligger implisitt i signalene som overføres fra hver satellitt. Etter at de er mottatt og etter at det er foretatt en frekvensdobling som finner sted under prosessen med bærebølge-rekonstruksjon, får disse bærebølger frekvenser som avviker fra 2fQ-samplingshastigheten med en størrelse som ligger mellom minus og pluss ca. 30 Hz. Ll-2fQ-innfase-samplingskrets 190 og Ll-2f0-kvadratur-samplingskrets 192 virker som blandekretser, og subtraherer 2f0-samplingsfrekvensen fra de rekonstruerte bærefrekvenser nær 2fQ, for å gi de rekonstruerte bærebølgefrekvenser i Ll-innfase-samplingsprodukt 194 og det Ll-kvadratursamplede produkt 196 i området fra minus til pluss 30 Hz. Legg merke til at negative frekvenser kan skilles fra positive frekvenser i disse samplingsprodukter fordi de to samplingskretser arbeider i fasekvadratur.

I den foretrukne utførelse som er vist i figur 3, reduseres signal/støyforhoIdet til de rekonstruerte fQ bærebølger fordi støy opptrer i Ll-produktet 188 ved frekvenser i området mellom 0 og 30 Hz. Selv om disse reduksjonene kan tolereres, kan ytelsen til systemet om ønskelig bedres, ved å tilveiebringe et separat par kvadratur-samplingskretser slik som Ll-2f0- innfasnings-samplingskrets 190 og LI 2f0 kvadratursamplingskrets 192, men nå koblet til blandekrets 186 med et båndpassfilter avstemt til det ønskede frekvensbånd og i dette tilfellet sentrert ved 2fQ. Disse samplere og de relaterte båndpassfiltre som ikke er vist i figur 3, vil komme i tillegg til dem som er vist på figuren. LII- og L1Q-signalene som føres til 616-fQ-detektoren 3 02 i den sporfølg-ende kanal 112 og som er vist nedenfor under referanse til figur 4, vil fortsatt utledes fra Ll-2fQ- innfasnings-samplingskrets 190 og Ll-2fQ-kvadratur-samplingskrets 192 som vist. De tilføyde par med samplingskretser vil drive Ll-2fQ-detektoren 304 (heretter beskrevet under henvisning til figur 4) i den sporfølgende kanal 112. Lignende tilføyelser og forandringer kan gjøres for L2-delen til mottageren 102 og den sporfølgende kanal 112.

Som vist i figur 3 er L2-seksjonen til mottageren 102 organisert på samme måte som Ll-seksjonen. L2-båndsignalene 166 ved utgangen fra diplexfilteret 162, føres til L2-sidebåndseparator 204 som hetrodynbehandler disse signaler med referansesignalet 202 for L2s senterfrekvens. L2s senterfrekvens referansesignal 202 har en frekvens på 240 fQ/ lik 1227,60 MHz og utledes fra 2fQ standardfrekvenssignalet 104 ved frekvensmultiplikasjon i frekvensmultiplikator 200 hvor frekvensen multipliseres med 120. Bortsett fra forskjellene i inngangene arbeider sidebåndseparatoren 204 for L2-båndet nøyaktig på samme måte og kan konstrueres på samme vis som separatoren 168 for Ll-båndet.

L2-sidebåndseparator 204 genererer separate øvre- 206 og nedre- sidebåndsignaler 208 for L2 som utganger ved basisbån-det, og disse representerer øvre- og nedre frekvenshalvdeler av spekteret til L2-båndet, nettopp som forklart ovenfor under henvisning til sidebåndseparatoren 168 for LI. De øvre- og nedre sidebåndsignaler 206 henholdsvis 208 for L2, føres henholdsvis til øvre- og nedre- sidebåndsfiltre 210 henholdsvis 212 for L2. Bortsett fra ulikhetene ved inngangene opererer disse filtrene nøyaktig likt og kan konstrueres nøyaktig som øvre sidebåndsfilter 178 og nedre side-båndsdfilter 180 for LI.

Filtrerte L2 øvre- og nedre sidebåndsignaler 214 henholdsvis 216, som utgjør utgangene fra filtrene 210 henholdsvis 212, blir ført til blandekretsen 218 som opererer på samme måte som blandekrets 186 i Ll-seksjonen til mottageren 102. L2-produktet 220 er utgangen fra blanderen 218 og føres til L2 2fQ innfaset samplingskrets 222 og L2 2fQ kvadratursamplingskrets 224 som atter en gang er nøyaktig lik sine motparter i Ll-seksjonen. Det vil si LI 2fQ innfaset sampler 190 og LI 2f0 kvadratursamplingskrets 192. L2-innfaset samp lingskr ets 222 sampler L2 produktet 220 som en reaksjon på det standardiserte frekvenssignalet 104, og L2-kvadratursamplingskrets 224 sampler L2-produktet 220 som reaksjon på kvadratursamplingssignalet 148 som, i likhet med hva som er nevnt ovenfor, utledes ved å forsinke fasen til det standardiserte frekvenssignalet 104 i en 90°-faseforskyvningskrets 198.

Utgangen fra den innfasede samp lingskr ets 222 er det L2-innfasede samplingsprodukt 226, også benevnt "L2I" i figurene 3 og 4. Utgangen fra kvadratursamplingskrets 224 er det L2-kvadratursamplede produkt 228 som også kalles "L2Q" i figurene 3 og 4. I disse utgangene som blir utledet fra signalene som mottas i L2-båndet nettopp som diskutert ovenfor for signaler relatert til Ll-båndet, finnes flere rekonstruerte bærebølgekomponenter, innbefattet både en rekonstruert annen harmonisk til bærebølgen for senterfrekvensen og en rekonstruert annenharmonisk for underbærebølgen f0 som foreligger implisitt i L2 båndsignalene fra hver synlig satellitt. De rekonstruerte bærebølgene skjelnes fra hverandre på grunn av deres ulike Dopplerforskyvninger. Dopplerforskyvningen til hver bærebølge er proposjonal med dens frekvens, slik som den sendes ut, og med hastigheten hvorved satellitt-mottager-avstanden (enkelte steder kalt "avstandshastigheten" eller "synslinjehastigheten") forandrer seg.

Det vises nå til figur 4 hvor en av de mange identiske sporfølgende kanaler 112 vist i figur 2, er vist i detalj. Som vist i figur 4, innbefatter sporfølgende kanal 112 en områdegenerator 300 som mottar et satellittspesifikt område-hastighet-estimat 298, som innbefattes i estimatene 116 fra datamaskinen 120 og genererer fra dette et 2f0 fase-estimat 310 som benyttes av fire synkrone detektorere til å detektere og måle fasen til fire rekonstruerte bærebølger fra den spesielle satellitten som denne sporfølgende kanal 112 er tildelt. Disse bærebølgene er bærebølgen for senterfrekvensen til Ll-båndet, bærebølgen for senterfrekvensen til L2-båndet, underbærebølgen fQ som ligger implisitt i Ll-båndsignalene, og underbærebølgen fQ som foreligger implisitt i L2-båndsignalene.

Det innfasede samplingsprodukt 194 og kvadratursamp-lingsproduktet 196, begge for LI, kommer fra mottageren 102 og mottas av sporfølgende kanal 112 via buss 110 og tilføres 616 fQ detektor 302 som detekterer den annen harmoniske til 308 f0, som er bærebølgen for senterfrekvensen til Ll-båndet. Produktsignalene 194, 196 føres også til LI 2fQ detektoren 304 som detekterer den annen harmoniske for fQ, Ll-båndets underbærebølge. På lignende måte blir det innfasede samplingsprodukt 226 og det kvadratursamplede produkt 228 for L2 fra mottager 102, som også mottas av sporfølgende kanal 112 via buss 110, ført til 480 fQ detektor 306 som detekterer den annen harmoniske til 240 fQ, L2-båndsenterfrekvensens bære-bølge, og også til L2-2f0-detektor 308 som detekterer den annen harmoniske til fD, under- eller sub-bærebølgen i L2-båndet.

Hver av de fire synkrone detektorer i sporfølgende kanal 112 mottar også et estimat av den tidsvarierende fase til den spesielle bærebølge som den antas å detektere, og hver av disse produserer en måling av forskjellen mellom den aktuelle bærebølges fase og estimatet for denne fasen. Alle fire fase-estimater for bærebølgen, en for hver bærebølge som skal detekteres, utledes ved multiplisering av 2fD fase-estimatet 310, generert av områdegenerator 3 00, fra område- eller avstandshastighetsestimatet 298, ved hjelp av egnede faktorer. Dette er en velegnet teknikk da alle fire bærebølger ble generert fra samme fundamentale frekvens-kilde inne i den samme satellitt, og da alle har samme brøkdel av frekvensfor-andringer på grunn av Dopplereffekten. Fase-estimatet 310 for 2fQ blir tilført direkte, det vil si uten multiplikasjon, til LI 2fQ detektoren 304 og L2 2fQ detektoren 308. Det samme 2fQ fase-estimat 310 blir multiplisert med en faktor på 308 i x308 multiplikatoren 312 hvis utgang, estimatet 314, føres til 616 fD detektoren 302. Det samme 2fQ fase-estimatet 310 multipliseres med en faktor på 240 i x240 multipli-kasjonskrets 316 hvis utgang, estimatet 318, føres til 480 f0 detektoren 306.

616-fQ-detektoren 302 frembringer 616-fD-resterende fasemålinger 320, en måling av forskjellen mellom den aktuelle fasen til den rekonstruerte, annen harmoniske bærebølge

til senterfrekvensen i LI for den utvalgte satellitt, og 616-f0-fase-estimatet 314.

Ll-2fQ-detektoren 304 frembringer Ll-2f0-restfasemåling 322, en måling av forskjellen mellom den aktuelle fasen til den rekonstruerte andre harmoniske underbærebølge fQ for Ll-båndet for den utvalgte satellitten og 2fQ-fase-estimatet 310.

480-fo-detektoren 306, frembringer 480-fo-restfasemålingen 324, en måling av forskjellen mellom den aktuelle fasen til den rekonstruerte annen harmoniske til bærebølgen for senterfrekvensen i L2-båndet for den utvalgte satellitt og 480-fo-fase-estimatet 318.

L2-2f0-detektoren 308 frembringer L2-2fQ-restfasemålingen 326, en måling av differansen mellom den aktuelle fase for den rekonstruerte andre harmoniske underbærebølge fQ i L2-båndet for den utvalgte satellitt, og 2f0-fase-estimatet 310.

Hver av de fire synkrone detektorer frembringer også en måling av effekten i den relaterte bærebølge. Således frembringer 616 fQ detektoren 302, effektmålingen 330 for bære-bølgen til senterfrekvensen i LI, LI 2fQ detektoren 304 frembringer effektmålingen 332 for underbærebølgen til LI, 480 fQ detektoren 306 frembringer effektmålingen 334 for bærebølgen til senterfrekvensen i L2, og L2 2fQ detektoren 308 frembringer effektmålingen 336 for underbærebølgen til L2.

Hver synkron detektor, slik som 616-fQ-detektor 302, som detekterer rekonstruerte annen harmoniske bærebølger for senterfrekvensen til LI for den utvalgte satellitt, detekterer selektivt signalet som mottas fra den utvalgte satellitt og avviser signaler fra andre satellitter fordi den ønskede satellitts rekonstruerte bærebølgesignal praktisk talt alltid avviker i frekvens fra det tilsvarende signal fra de uønskede satellitter. Hver synkrondetektor reagerer bare på inngangsignal med frekvens svært nær frekvensen, dvs hastigheten, til det relaterte bærebølge fase-estimat, slik som 616 fQ fase-estimatet 314 som tilføres 616-fQ-detektoren 302 .

Fase-estimatet som tilfores hver synkron detektor, tilføres i detektoren til inngangssignalene slik som LII og L1Q, for å subtrahere fase-estimatet fra fasene til inngangssignalene. Som diskutert ovenfor under henvisning til figur 3, innbefatter inngangssignalene flere rekonstruerte bærebøl-gekomponenter fra alle de synlige satellittene. En av disse inngangs-signalkomponentene, den ønskede komponent, har en fase som varierer med tiden med en hastighet som ligger nær opptil den hastighet som er fase-estimatet. Trekkes derfor fase-estimatet fra det sammensatte signal, blir fasen til den ønskede komponent praktisk talt statisk, slik at denne sig-na lkomponent en kan skjelnes fra støy og andre signaler ved å integrere det sammensatte signalet for et visst tidsrom. En slik integrering utføres innenfor hver synkron detektor, slik som 616-fQ-detektor 302, som ytterligere forklart nedenfor under henvisning til figur 5.

For at denne fremgangsmåte med signalseleksjon skal virke, må selvsagt hastigheten til fase-estimatet som til-føres synkrondetektoren passe med fasehastigheten eller frekvensen til den ønskede signalkomponent med tilstrekkelig god nøyaktighet. Fordi avstandshastighetestimatet 298 fra datamaskinen 120 ikke nødvendigvis er tilstrekkelig nøyaktig, mottar områdegeneratoren 300 også en inngang fra 616 fQ i form av restfasemålingen 320 som tjener som et feilsignal og føres til områdegenerator 300 for å korrigere 2fQ fase-estimatet 310. Derved vil en lukket, tilbakekoblet sløyfe dannes og denne innbefatter områdegeneratoren 300, x308 multiplika-sjonskretsen 312, og 616 fQ-detektoren 302. Denne sløyfen virker som en faselåst, sporfølgende sløyfe for å følge fasen til bærebølgen for senterfrekvensen i LI for signaler som mottas fra den utvalgte satellitt.

Bare bærebølgen for senterfrekvensen til LI, og ikke de øvrige bærebølgene som rekonstrueres fra de mottatte signaler, blir sporet innenfor sporfølgende kanal 112, og 2fQ fase-estimatet 310 som er faselåst til denne bærebølgen, er, eller utgjør basis for, fase-estimatet som føres til hver av de fire synkrone detektorer i den sporfølgende kanal 112. Det foretrekkes å plassere alle bærebølge-fase-estimater for en gitt satellitt på bærebølgen til senterfrekvensen til LI, fordi signal/støyforholdet til denne rekonstruerte bærebølge er høyest. Imidlertid kan det konstrueres et operasjons-dyktig system hvor fase-estimatene blir utledet på andre måter.

De fire effektmålinger som utføres på bærebølgen, effektmåling 330 på bærebølgens sent er frekvens i LI, underbære-bølgens effektmåling 332 i LI, effektmålingen 334 for bære-bølgens senterfrekvens i L2, og effektmåling 336 for under-bærebølgen i L2, er alle innbefattet i målingene 118 sammen med 2fQ fase-estimatet 310, og de fire restfasemålinger: Restfasemåling 320 for 616 fQ, restfasemåling 322 for 2fQ for LI, restf asemåling 324 for 480 fQ, samt restf asemåling 32 6 for 2fQ for L2. De sistnevnte målinger kalles restfasemålinger fordi hver av dem representerer bare resten eller forskjellen mellom den relaterte, aktuelle fase og den esti-merte bærebølgefase. Tilføyelse av måleverdien for hver restfase til det relaterte fase-estimat gir den totale verdi for enveis fasemåling for den relaterte bærebølge. Slike tillegg blir vanligvis utført i datamaskinen 120, selv om de også kunne bli utført i den sentrale dataprosessor 62.

For ytterligere å beskrive detektorene er 616 fQ detektoren 302 vist detaljert i figur 5. En velegnet løsning er å konstruere alle fire detektorene identisk selv om den foretrukne verdi for signal-integreringstiden ikke er den samme for alle fire. Som diskutert nedenfor er den foretrukne integreringstid for 616 fQ detektoren 302, ett sekund, mens den foretrukne integreringstid for detektorene 3 04, 3 06 og 3 08 er 100 sekunder.

Mens konstruksjonen og driften av de øvrige detektorer kan forstås fra beskrivelsen av detektor 3 02, vil en dypt-gripende ulikhet bemerkes mellom driften av de to detektorene for bærebølgens senterfrekvens (616 fQ detektoren 302, og 480 fQ detektoren 306) på den ene side og de to detektorer for underbærebølger (LI 2fQ detektoren 304 og L2 2fQ detektoren 308) på den annen side. Disse ulikheter skriver seg ikke fra ulikheter mellom selve detektorene, men fra en forskjell mellom bærebølgens og underbærebølgens senterfrekvenser slik disse fremkommer ved inngangene I og Q.

Som nevnt ovenfor under henvisning til figur 3, opptrer de rekonstruerte bærebølger ved senterfrekvensen med frekvenser i området fra 0 til omkring 10 kHz i Ll-produktet 188. Frekvensen til en rekonstruert bærebølge med senterfrekvens i Ll-produktet 188 er lik det dobbelte av størrelsen (det vil si absoluttverdien) til Doppler forskyvningen for den relaterte 308 fQ, bærebølge til senterfrekvensen i Ll-båndet. Positive og negative Dopplerforskyvninger med samme størrelse gir samme frekvens i Ll-produktet 188. En følge av denne "Doppler-speilingen", er et 3 dB tap i signal/støyforholdet (SNR). En mindre viktig følge er muligheten for interferens mellom to satellitter med like store men motsatt rettede Dop-plerf orskyvninger . Slik interferens skjer i praksis så sjelden og så kortvarig at det kan ignoreres. Speilingen og det medfølgende tap i signal/støy-forholdet kan elimineres ved tilføyelse av en kvadraturmotpart til blandekretsen 186 i mottakeren 102. Virkelighetstro eksperimenter har vist at en slik tilføyelse er unødvendig slik at den er utelatt fra det foretrukne system slik det her er vist.

Nær relatert til forekomsten av "speiling" omkring senterfrekvensen på grunn av Dopplereffekten, er det forhold at hver rekonstruert bærebølge for senterfrekvensen opptrer med praktisk talt samme fase i både LII og L1Q. Dette er i motsetning til hva man venter for et par signaler med benev-nelsene I og Q.

De rekonstruerte underbærebølger fQ er, i motsetning til de rekonstruerte bærebølger for senterfrekvensen, ikke skade-lidende ved dannelse av Dopplerspeilinger i signalene I og Q fra mottageren 102. Hvert rekonstruert underbærebølgesignal opptrer i Q med en fase som avviker 90° fra dets fase i I. Retningen av denne fasedifferanse, om den er fremskutt eller forsinket, avhenger av hvorvidt Dopplerforskyvningen er positiv eller negativ. Således vil I og Q gi en roterende "fasevektor" som beskriver et rekonstruert underbærebølge-signal.

Fasevektorbegrepet er nyttig for å forstå driften av alle synkrone detektorer, og vil i det følgende bli benyttet for å beskrive driften av 616 fQ detektoren 302, til tross for det forhold at fasevektoren som representerer det rekonstruerte bærebølgesignal for senterfrekvensen til LI ikke roterer omkring origo i I/Q-planet, den oscillerer heller på en linje med en helning lik en. Man skal minne om at en slik lineært oscillerende fasevektor er summen av to roterende fasevektorer med lik størrelse, med like rotasjonshastig-heter, og som roterer i motsatte retninger. 616 fQ detektoren 302 reagerer på en av disse fasevektorer og avviser den andre, på samme måte som den avviser fasevektorer fra andre satellitter. I den følgende beskrivelse av detektorenes arbeidsmåte vil den avviste fasevektor ignoreres. Derved kan den samme beskrivelse gjelde for alle fire detektorer.

Ved en kort oppsummering av beskrivelsen til dette punktet mottar 616 fQ detektoren 302 som innganger fra mottageren 102, det Ll-innfasede samplede produkt 194, "LII", og det Ll-kvadratursamplede produkt 196, "L1Q". LII og L1Q ble generert i mottageren 102 ved sampling av LI produktet 188 fra blandekretsen 186 som vist i figur 3. Til stede i såvel LII og L1Q er en sammensetning av de rekonstruerte bærebølge-signaler, som samtidig innbefatter signaler fra alle synlige satellitter. Den rekonstruerte bærebølge for senterfrekvensen til Ll-båndsignalet mottatt fra den spesielle satellitten som er tildelt den sporfølgende kanal 112, velges ut av 616 f0 detektoren 302. Utvalget er basert på et estimat av den tidsvarierende fase til denne spesielle bærebølge kodet i 616 fQ fase-estimat 314 som genereres av x308 multiplikator 312. Både 2fQ fase-estimatet 310 og 616 fQ fase-estimatet 314 er binære, digitale signaler og x308 multiplikatoren 312 er en digital multiplikator.

2f0-fase-estimatet 310 som genereres av områdegenerator 300, oppdateres ved en fast frekvens på 2f0/93 eller nøyaktig 110 kHz, i overensstemmelse med 2f0 standard frekvenssignalet 104 fra frekvensreferansen 106 og en sann-tid indikasjon 124 fra klokken 108 (figurene 2, 3). Kretsen x308 multiplikator 312 utfører en oppdatering av 616 fD fase-estimatet 314 med samme hastighet.

Det er velegnet å utlede et 2f/93-synkront klokkesignal for å styre genereringen av fase-estimatet og de relaterte multiplikasjoner, ved å dividere 2fc-standardfrekvenssignalet 104 med faktorene 31 og 3 ved hjelp av digitale delings-kretser som inngår i klokken 108 men ikke er vist i figur 2. Ytterligere delinger, først med en faktor på 11 og deretter med på-hverandre-følgende faktorer av ti, fører til en digital representasjon av tiden i desimalsekunder. Klokkesig-nalene som tilsvarer desimalsifrene for 1 sekund og 1/100 sekund benyttes til å styre integreringsfunksjoner som utfø-res med synkrondetektorene 302, 304, 306 og 308 som beskrevet ovenfor under henvisning til figur 4 og nedenfor under henvisning til figur 5.

Som vist i figur 5 blir 616-fQ-fase-estimatet 314 ført til I og Q signalene (LI innfaset samplingsprodukt 194 og LI kvadratursamplet produkt 196), i en kvadrantroterende logikk-krets 400. Fra disse tre digitale inngangssignaler genererer den kvadrantroterende logikk 400 et annet par digitale I og Q signaler, det innfasede roterte signalet 402 og det kvadratur-roterte signalet 404.

Som man vil huske er hvert av de innfasede samplingsprodukter 194 og kvadratursamplede produkter 196 i LI ett bits digitale signaler. De to bitene sett sammen indikerer kvadranten til fasevektoren som representerer sammensetningen av alle de rekonstruerte Ll-bærebølger. På lignende måte vil hver av de innfasede, roterte signaler 402 og kvadraturroterte signaler 404 være ett-bits digitale signaler. Disse to bit sett samlet indikerer også kvadranten til en fasevektor som representerer sammensetningen av alle de rekonstruerte Ll-bærebølger. Imidlertid roterer den sistnevnte fasevektor sammen med den før nevnte fasevektor under påvirk-ning av kvadrantrotasjonslogikken 400, i en vinkel som er lik (modulo 360°) 616 fQ fase-estimatet 314.

Som nevnt representerer 616-fQ-fase-estimatet 314 fasen i form av et binært tall. Enheten for denne representasjonen er en syklus av fasen. De to første bit til høyre for det binære punkt indikerer derfor kvadranten til 616 fQ fase-estimatet 314. Disse to bit til 616 fQ fase-estimatet 314, kombineres med de to bitene til LI innfaset samplingsprodukt 194 og LI kvadradursamplet produkt 196 i kvadrant rotasjons-logikk 400 for å generere de to utgangsbit, innfaset rotert signal 402 og kvadraturrotert signal 404. Denne logikken må operere med en klokkehastighet på 2fQ/ som utgjør hastigheten til de enbits signalinnganger I og Q. Sannhetstabellen til denne logikken kan lett kompletteres fra foregående beskrivelse, og er gitt i US-patentsøknad nr. 852.016 innlevert 14. april 1986 med Charles C. Counselman III.

Det innfasede roterte signal 402 blir integrert i et tidsrom som skjelner de utvalgte signalkomponenter fra støyen og fra andre komponenter som er tilstede i det sammensatte signal, ved hjelp av en klokkestyrt teller 410. På lignende måte integreres det kvadratur r ot erte signal 404 ved hjelp av en klokkestyrt teller 420. Disse to tellere er identiske både i konstruksjon og driftsmåte. Integreringene av disse tellere startes og stoppes av et sann-tid signal 124 fra klokken 108. Som nevnt ovenfor er integreringstidsintervallet 1 sekund for 616 f0 detektoren 302 og 100 sekunder for de øvrige tre detektorer i den sporfølgende kanal 112. I 616 f0 detektoren 302 påbegynnes en integrering hvert hele sekund. Ved disse tidspunkt klokkestyres telleren 410 og den klokkestyrte teller 420 nullstilles og starter tellingen. Hver teller klokkestyres av et standardisert frekvenssignal 104 fra frekvensreferansen 106. Ved hver syklus av dette 2fQ klokkesignalet, øker hver teller med en posisjon dersom og bare dersom dens inngang, det innfasede roterte signal 402 for den klokkestyrte teller 410 og det kvadraturroterte signal 404 for den klokkestyrte teller 420 er sann. Ved slutten av integreringstidsintervallet leses den akkumulerte tellingen i den klokkestyrte telleren 410 ut som i-fase akkumulering 412 og den akkumulerte tellingen i den klokkestyrte telleren 420 leses ut som kvadraturakkumulering 422. I-faseakkumuleringen 412 og kvadraturakkumuleringen 420 utgjør tilsammen adressen som benyttes for å lese en hukom-melse hvor to tidligere beregnede numeriske tabeller er lagret. Fra arcustangens-tabellen 430 leses verdien av 616 f0 restfasemålingen 320, og fra rot-sum-kvadrat tabellen 440 leses verdien av effektmålingen 330 for bærebølgen til senterfrekvensen i LI. Disse verdier er innbefattet i målingene 118 som føres fra den sporfølgende kanal 112 til datamaskinen 120 som vist i figurene 2 og 4.

Teorien for driften av de klokkestyrte tellerene 410 og 420 samt tabellene 430 og 440 er forklart i ovennevnte US-patentsøknad (continuation in part) nr. 852.016 med Charles C. Counselman III som registrert oppfinner.

En forklaring av driften til de lignende klokkestyrte tellere og arcustangens- samt rot-sum-kvadrat tabellen i et system som ligner på 616 fD detektor 302, gis også i britisk patent nr. 2.120.489 fra 26. februar 1986. Sammenligning av systemet som er vist i dette britiske patent og systemet i henhold til figur 5 viser at de to systemene er ekvivalente bortsett fra at sistnevnte omfatter samplingsproduktet 196 og den relaterte logikk i kvadrat rotasjonslogikken 400.

Områdegeneratoren 300 vist i figur 4, er vist mer detaljert i figur 6. Som vist i disse figurene mottar områdegeneratoren 300 satellittspesifikke (avstands- eller) område-hastighetsestimater 298 fra datamaskinen 120 og genererer 2fQ fase-estimater 310 som blir tilført direkte eller inndirekte til alle fire synkrondetektorer i den sporfølgende kanal 112. Fase-estimatet 310 for 2f0 føres direkte til detektorene 3 04 og 308, til detektor 302 over x308 multiplikator 312, og til detektor 306 over x240 multiplikator 316. I kavdrant rotasjonslogikken 400 i hver detektor, benyttes det relevante fase-estimat til å rotere fasevektoren for det innkommende sammensatte signal ved nettopp den riktige hastighet for å telle og stoppe rotasjonen til den spesielle fasevektor-komponent som representerer den bærebølgekomponent som skal detekteres.

Som vist i figur 6, omfatter områdegenerator 300 to digitale registre, områderegister 450 og områdetregister 460. Områderegisteret 450 omfatter et binært tall som representerer et forspent estimat for området mellom antennen 100 til den sporfølgende stasjon STN-n og den spesielle satellitten, slik som GPS-12, som denne sporfølgende kanal 112 er tilfor-ordnet. Området eller avstanden angis i enheter som er lik en bølgelengde ved en frekvens på 2f0, ca. 29 meter. Område-(eller avstands-)register 450 er et 58 bits binært register med 20 bit til venstre og 38 bit til høyre for binærpunktet. Tallet som inneholdes i områderegisteret 450 er 2fQ fase-estimatet 310. Som beskrevet ovenfor under henvsining til figurene 4 og 5, blir bare de to første bit til høyre for binærpunktet i dette tallet ført direkte til kvadrantrotasjonslogikken 400 i LI 2fQ detektoren 304 og L2 2fQ detektor 308. Tolv eller flere bit til høyre for binærpunktet til 2fQ fase-estimatet 310 trenges ved x308 multiplikator 312 og x240 multiplikator 316 for å generere 616 fQ fase-estimatet 314 henholdsvis 480 fQ fase-estimat 318, med tilstrekkelig presi-sjon. Seksten eller flere bit til høyre og tyve bit til venstre for binærpunktet til 2fQ fase-estimatet 310 er innbefattet i målingene 118 som sendes ut til datamaskinen 120 som vist i figurene 2, 4 og 6.

Som nevnt ovenfor blir 2fQ-fase-estimatet 310 oppdatert ved en uniform hastighet 110.000 ganger pr. sekund. Ved denne hastigheten blir tallet (2fQ fase-estimatet 310) i områderegisteret 450 erstattet med summen som er beregnet i addisjonskrets 470, til 2f0 fase-estimatet 310 pluss områdeinkrementet 462 som rommes i hastighetsregisteret 460. En gang pr. sekund mottas en ny verdi for 616 fQ restfasemålingen 320 fra 616 f0 detektoren 302, og denne blir omregnet i omformeren 464, og resultatet tilføyes summen som er dannet av addisjonskretsen 470.

Område-(eller avstands-)inkrementet 462 representerer tidsraten for forandring av 2fQ fase-estimat 310 i enheter lik 110.000 kHz, det vil si 110.000 fase-perioder hvert sekund. På samme måte som områderegisteret 450 krever tidsrateregisteret 460 og addisjonskretsene 468 og 470 38 bit til høyre for binærpunktet. Tidsrateregisteret 460 og addisjonskretsen 468 trenger imidlertid ingen bit til venstre for binærpunktet.

Som forklart ovenfor, under henvsining til figur 4, er addisjonen som foretas pr. sekund for en skalert verdi i 616 fQ restfasemålingen 320 til 2fQ fase-estimatet 310, en del av en tilbakekoblet styringsprosess som fører til at 2fQ fase-estimatet 310 må følge bærebølgens fase for senterfrekvensen til Ll-båndet. Det ville være naturlig for skalaomformeren 464 å dele 616 fD restfasemålingen 320 med en faktor på 308. Det er imidlertid enklere, og akseptabelt bare fordi et feilsignal blir prosessert på dette trinnet, at skalaomformeren 464 ganske enkelt forskyver 616 fQ restfasemålingen 320 8 bit til høyre. Denne forskyvningen tilsvarer en deling med 256.

Tilbakekoblingsprosessen utføres også ved å tilføye 616 fQ restfasemålingen 320, etter skalering, i skalaomformeren 466, til tidsrateregisteret 460 ved hjelp av addisjonskrets 468. Ti ganger hvert sekund blir verdien (det vil si områdeinkrementet 462) i tidsrateregisteret 460 erstattet av summen som er tildannet i addisjonskretsen 468 av den løpende verdi i tidsrateregisteret 460 og verdien til områdehastighets-estimatet 298 som mottas fra datamaskinen 120. En gang hvert sekund blir den skalerte verdien til 616 fQ restfasemålingen 320 også addert til denne summen. Da feilene i fasespor-følgingen representert ved 616 fQ restfasemålingen 320, akkumuleres i tidsrateregisteret 460 hvis innhold blir ytterligere akkumulert i områderegisteret 450, er tilbakekoblings-sløyfen en annenordens sløyfe. Sløyfedynamikken, slik som det transiente svar og båndbredden, fastlegges av skalafak-torene som tilføres 616 fQ restfasemåling 320 i skalaomformeren 464, og skalaomformeren 466. Den omptimale verdien for sløyfebåndbredden, som gir stabilitet til frekvensstandardene for de eksisterende GPS-satellittene, er lik ca. 0,5 Hz. For å innstille båndbredden kan skalafaktoren som tilføres skalaomformeren 466 innstilles i overensstemmelse med kjent teknikk for tilbakekoblingsstyring.

Den faselåste sløyfe blir hastighetsstyrt av datamaskinen 120 som tilveiebringer et oppdatert område hastighets-estimat 298 ti ganger hvert sekund til addisjonskrets 468. Område hastighetsestimatet 298 representerer det beløp ved hvilket områdeinkrementet 462 forventes å skifte hvert ti-endedels sekund. Områdehastighets-estimatet 298 representerer således en forutsigelse av akselerasjonen for 2fQ fase-estimatet 310. For å laste inn et startområde-inkrement 462 i tidsrateregisteret 460, benyttes en vei 458 som shunter addisjonskretsen 468.

Claims (9)

1. Fremgangsmåte for utledning av banedata fra dobbeltdifferensierte faseobservasjoner for satellitter, hvilke observasjoner er utledet fra stasjoner som avgrenser et nett av grunnlinjer, idet a) stasjonene er anbragt slik at de tilveiebringer et stort område av grunnlinjer med lengder som strekker seg fra korte til lange grunnlinjer, karakterisert ved at b) observasjoner fra en lang grunnlinje benyttes til å forbedre observasjoner fra en betydelig kortere grunnlinje ved å fjerne tvetydigheten som følger med observasjonene fra den korte grunnlinje, c) anvendelse av de forbedrede observasjoner fra den korte grunnlinje til å forbedre observasjonene fra en lengre grunnlinje ved å fjerne flertydighet i observasjonene fra den lengre grunnlinje, og d) anvendelse av de forbedrede observasjoner til å forbedre bestemmelsen av banedata.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at flere satellitter sender kodemodulerte, spredt-spektrumsignaler med undertrykt bære-bølge samtidig på samme frekvens, og at faseobservasjonene blir relatert til flere av bærebølgene som ligger implisitt i signalene som mottas ved hver stasjon og utledes fra disse signalene uavhengig av eksternt utledet kjennskap til informasjonsinnholdet i kodene som modulerer disse bærebølger.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at den dessuten omfatter: anvendelse av en oppover-vendt, rundtstrålende antenne ved en stasjon for innsamling av et første, sammensatt signal som samtidig innbefatter overlappende, spredt-spektrumsignaler mottatt fra flere satellitter, rekonstruering av det første sammensatte signal for dannelse av et andre sammensatt signal som samtidig innbefatter en diskret, rekonstruert bærebølgekomponent fra hver av de mange satellitter, anvendelse av dopp ler-dif f er anser for å adskille rekonstruerte bærebølgekomponenter som tilsvarer samme, implisitte frekvens overført via forskjellige satellitter, og - måling av fasene til de separerte, rekonstruerte bære-bø lgekomponenter fra flere satellitter samtidig.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at den dessuten omfatter utledning av f aseobservas joner relatert til flere implisitte bærebølger med én første frekvens og én betydelig avvikende, andre frekvens ved utsendelser fra hver satellitt, idet disse første og andre frekvenser er felles for ulike satelitter, og anvendelse av f aseobservas joner relatert til den andre frekvens for å forbedre observasjonene relatert til den første frekvens ved å fjerne flertydighet i de sistnevnte observasj oner.

5. Fremgangsmåte ifølge krav l, karakterisert ved at den dessuten omfatter anbringelse av stasjonene slik at det fåes en stor progresjon, over et vidt område, av grunnlinjeproj eks joner på to ortogonale akser.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at stasjonene dessuten anbringes slik at de gir en geometrisk progresjon av grunn-linjene.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 5 eller 6, karakterisert ved at stasjonene dessuten anbringes slik at det tilveiebringes et overskudd av tilgjengelige grunnlinjer.

8. Fremgangsmåte ifølge krav l, karakterisert ved at det benyttes modulasjon av de forsinkede observasjoner av satellittene for å bedre bestemmelsen av banedata.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 8, karakterisert ved at den dessuten omfatter anvendelse av modulasjon av de forsinkede observasjoner av satellittene for i bedre grad å unngå flertydighet.