JPS63314482A - 軌道データを導き出す方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３．１１発明の分野 本発明は宇宙飛行物体、例えば、地球衛星の軌道データ
を決定するための改良された技術、より具体的には、軌
道データを決定するための改良された電波インターフェ
ロメトリック法（ｒａｄｉ。

ｉｒ＋Ｌｅｒｆｅｒｍｅｔｒｉｃ　ｍｅｔｈｏｄ）及び
計器に関する。

軌道データは宇宙内の衛星の経路、より具体的には、特
定の時間におけるあるいは時間の関数としての衛星の位
置を表わすデータである。軌道データは軌道をさまざま
な方法で表わす。例えば、衛星の位置及び速度ヘクトル
（ｖｅｌｏｃｉｔｙ　ｖｅｓｔｏｒｓ）はある元期（ｅ
ｐｏｃｈ）での直角座標にて定義することができる。別
の方法として、接触要素（ｅｌｅｍｅｎｔｓ　ｏｆ　ｏ
ｓｃｕｌａｔｉｎｇ）あるいは平均楕円（ｍｅａｎ　ｅ
ｌｌｏｐｓｅ）を与えることもできる。

電波インターフェロメトリック　データ、例えば、ペア
の受信局からの衛星信号の搬送波位相観測値の差はある
種の軌道データを構成する。ただし、本発明は２つある
いはそれ以上の受信機からの搬送波位相データの結合、
及びこの結合されたデータを処理して宇宙内の衛星の経
路あるいは位置をより直接的に表わすデータを決定する
ことに関与する。従って、用語“軌道データ（ｏｒｂｉ
ｔａｌｄａｔａ）　””は、ここでは、後者のデータを
指すのに用いられ、用語゛軌道決定（ｏｒｂｉｔ　ｄｅ
ｔｅｒｍｉｎａ−ｔｉｏｎ）は、位相測定データからこ
の軌道データを導き出すプロセスを指すのに用いられる
。

本発明は、ＮＡＶＳＴＡＲグローバル位置決定システム
（ＮＡＶＳＴＡＲＧｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎ
ｇ　Ｓｙｓｔｅｍ　。

ｃｐｓ）との関連で説明されるが、他の宇宙飛行電波伝
送物体、例えば、ソ連のＧＬＯＮＡＳＳ衛星及び他の宇
宙飛行体の軌道データの決定にも適用できる。

３．２．グローバル位置決定システム ＧＰＳは、現在、米国防省（Ｕ、Ｓ、口ｅｐａｒｔｍｅ
ｎｔｏｆ　Ｄｅｆｅｎｓｅ）によって展開中であり、主
にナビゲーション及び位置決定に用いられる予定である
。

現在、ＧＰＳの約７個の衛星が地球を回りながら電波信
号を伝送しているが、ユーザはこれを用いて地上のユー
ザの位置を決定することができる。

３．２．１．ＧＰＳ衛星軌道 完成した暁には、このグローバル位置決定システムは地
球を３つの平面内に回る約２１個の衛星をもつこととな
る。約７個の衛星がこれら平面の個々の他心円軌道の回
りに配置される。個々の軌道面は地球の赤道に対して約
５５度の角度で傾斜し、軌道の赤道交点（ｃｒｏｓｓｉ
ｎｇ　ｐｏｉｎｔ）　、あるいはノードは黄径内に約１
２０変乱れてほぼ等しく位置される。

地表上の軌道の高度は全て約２０．ＯＯＯｋｍであり、
回転する地球から見た共通軌道周期は約２４時間である
。従って、ＧＰＳ衛星は“静止（ｇｅｏｓｔａｔｉｏｎ
ａｒｙ　）　”　Ｌ／ておらず、個々は地上の観察者か
らは毎日空に昇り、横断し、沈んで行くようにみえる。

地表の任意の点から、１日２４時間の間、任意の時間に
おいて少なくとも４つの衛星が見える。この軌道は非常
に高いため、任意の時間に任意の衛星が地表の遠く離れ
た複数の点から見える。

３、　２．　２．伝送される信号 個々のＧＰＳ衛星はマイクロ波し−バンド無線信号を継
続的にそれぞれＬｌ’”及び“Ｌ２パバンドとして知ら
れる１５７５．４２　ＭＨｚ及び１２２７．６ＭＨ２に
中心をもつ２つの周波数バンドにて送る。これらＧＰＳ
バンドの個々の中に伝送される信号は離散スペクトル成
分を含まない広バンドのノイズ様疑似ランダム信号であ
る。これら信号は従って搬送波押圧信号と呼ばれる。

３．２．２．１．搬送波及び変調 用語“搬送波゛は、ここでは、無線技術において通常に
用いられるのと同一の意味で使用される。

つまり、搬送波は本質的に一定の振幅、周波数、及び位
相の周波数である。情報はこの信号の振幅、周波数及び
／あるいは位相を変えることによって運ばれる。搬送波
は、その周波数が信号のバンド幅以下である場合は“副
搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）″と呼ばれる。１つの
信号が複数の搬送波を含むことがある。例えば、放送テ
レビ信号はビデオ搬送波及び音声搬送波を含む。

ＧＰＳ信号内にはそれが伝送されるときは搬送波は存在
しないが、さまざまなインプリジット（ｉｍｐｌｉｃｉ
ｔ、含蓄）搬送波が存在し、これらはＧＰＳ信号から回
復あるいは再生することができる。

個々のＧＰＳ衛星内において、安定した周波数標準、例
えば、原子セシウム　ビー１　デバイスがｆｏと呼ばれ
る５、１１５メガヘルツの基本周波数を提供し、これら
か他の全ての重要な衛星周波数が整数の係数を掛けるあ
るいは割ることによって派生される。ＧＰＳ信号のＬ１
バンド　センター周波数搬送波（Ｌｌ　ｂａｎｄ　ｂａ
ｎｄ　ｃｅｎｔｅｒ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃａｒｒｉ
ｅｒ　）の周波数はｆｏの３０８倍、つまり、１５７５
．４２メガヘルツであり、Ｌ２バンド　センター周波数
搬送波の周波数はｆｏの２４０倍、つまり、１２２７．
６０メガヘルツである。ｆ０基本周波数はＧＰＳ信号か
ら再生される搬送波周波数である。

ＧＰＳ信号は二相（１）　ｉ　−ｐｈａｓｅ）あるいは
四相（ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ　）変調される。より具
体的には、Ｌバンド　センター周波数搬送波の四分成分
（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｃｏｍｐｏｎｅｔｓ）に、衛
星内で、疑似ランダム２進値波ｍ（ｔ）及びｎ　（ｔ）
が掛けられる。このｍ（ｔ）及びｎ　（Ｌ）波は周期性
であるが、さらに周期性の搬送波がこの中に含蓄的に含
まれる。ｍ（ｔ）及びｎ　（ｔ）の極性あるいは位相の
反転は、それぞれｍ（ｔ）及びｎ　（ｔ）のチップ幅（
ｃｈｉｐ　ｗｉｄｔｈｓ）として知られる固定時間間隔
ｔｍ及びｔｎの整数倍である時間にのみ起こる。

ｍ　（ｔ）がｔｍの全ての倍数で極を反転させるとする
と、ｍ（ｔ）は１／（２ｔｍ）に等しい周波数をもつ周
期方形波となる。極の反転は実際には、平均のちょうど
半分の疑似ランダム的に発生するため、バンド　センタ
ー周波数搬送波と同様に、この１／（２ｔｍ）周波数搬
送波も抑圧される。

同様に、ｎ　（ｔ）がｔｎの全ての倍数で極性を反転さ
せると想定すると、ｎ　（ｔ）は１／（２ｔｎ）に等し
い周波数をもつ周期方形波となるべきである。ここでも
、ｎ　（ｔ）は極性を疑似ランダム的に反転させ、１／
（２ｔｎ）−周波数搬送波及びバンド　センター周波数
搬送波の両方が抑圧される。

個々のＧＰＳ衛星の送信機内において、３０８ｆ０、つ
まり１５７５．４２　ＭｌｌｚのＬ１バンド　センター
周波数搬送波の１つの四分成分（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
ｃｍｍｐｏｎｅｔｓ）が５／ｆ０、つまり、約９７７．
５ナノ秒のチップ幅をもつｍ　（ｔ）にて変調される。

Ｌ１バンド　センター周波数搬送波の直角成分（ｏｒｔ
ｈｏｇｏｎａｌ　ｃｏｎ＋ｐｏｎｅｎｔ）は、ｌ／（２
ｆＯ）、つまり、約９７．７５ナノ秒に等しいチップ幅
をもつｎ（１）によって変調される。２４０ｆｏ、つま
り、１２２７．６０ＭＨｚのＬ２バンド　センター周波
数搬送波はｎ　（ｔ）のみによって変調される。従って
、Ｌ１バンドにて伝送される広帯域スペクトル信号内に
少なくとも３つの異なる搬送波が含蓄的に存在する。こ
れらはそれぞれｒ、／　１０　（０，５１１５ＭＨｚ）
、ｆｏ　（５，１１５Ｍｔｌｚ）、及び３０８　ｆｏ　
（１５７５，４２ＭＨｚ）の周波数をもつ。Ｌ２バンド
内に伝送される広帯域スヘクトル信号内には、ｆｏ　（
５，１１５ＭＨｚ）及び２４０　　ｆｏ　（１２２７，
６０Ｍｌｌｚ）の周波数をもつ少なくとも２つの異なる
搬送波が含蓄的に存在する。

他の搬送波周波数もＧＰＳ信号内に含蓄的に存在する。

例えば、Ｌｍ　（ｔ）波はそれ自体それらの極性の反転
の間の時間期間がＬｍの固定整数倍である複数の波の積
（ｐｒｏｄｕｃｔ）である。従って、それらの周波数が
１／（２ｔ、ｍ）の対応する分周波（ｓｕｂｍｕｌｔｉ
ｐｌｅｓ）である追加の搬送波が存在する。ｍ（ｔ）を
生成するために互いに掛けられる”　Ｃ／　Ａ　”コー
ド波形（Ｃ／八へｏｄｅ　ｗａｖｅｆｏｒｍ）あるいは
Ｃ／Ａコード　シーケンス（Ｃ／Ａ　ｃｏｄｅｓｅｑｕ
ｅｎｃｅ）として知られる波形あるいは因子（ｆａｃｔ
ｏｒ）の１つは、１ミリ秒の周期、つまり、１キロヘル
ツの周波数で周期的に反復される１０２３チツプの衛星
固有疑似ランダム２進シーケンスである。

ｍ（ｔ）内のもう１つの因子（ｆａｃｔｏｒ）は２０ミ
リ秒チップ幅をもち、従って、２．５ヘルツ搬送波周波
数の２進“ナビゲーション（ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ）”
データ流である。これらデータは衛星クロックによって
示される現在時間、衛星の軌道内での現在位置の記述、
及び衛星クロックによって示される時間に加えられるべ
き修正の記述を含む。これらデータは受信機の位置を衛
星によって受信信号の測定から決定するプロセスに使用
される。類似あるいは同一のデータがｎ　（ｔ）波向に
も含まれ、これによってＬｌ及びＬ２バンド　センター
周波数搬送波の両方を変調することもできる。

３．２．２．２．搬送波の再生 ＧＰＳ衛星から受信される広帯域スペクトル信号から搬
送波を再生するためのさまざまな技術が知られている。

従来の技術においては、受信された信号にローカル的に
再生される、ｍ（ｔ）内に存在する衛星固有Ｃ／Ａコー
ド波形、あるいはｎ（Ｌ）内に存在する“Ｐ′”あるい
は“Ｙ”コードの複製が掛けられる。他の技術において
は、受信機内においてコード　シーケンスは生成されな
い。

これらコードレス（ｃｏｄｅｌｅｓｓ）技術は関連する
コードが未知の場合に、あるいはコード依存を避けたい
ときに用いられる。

以下に説明される本発明の好ましい実施態様において使
用されるコードレス技術を含む幾つかの搬送波再生技術
の一面は、インブリジットＲ送波の基本周波数ではなく
二次高調波が再生されることである。好ましい実施態様
においては、６１６ｆ０及び２ｒ、の二次高調波周波数
がＬ１バンド内に受信されるＧＰＳ信号から再生され、
４ｓｏｒｏ及び２ｒ０周波数がＬｌバンド内に受信され
る信号から再生される。

３．３．ＧＰＳ信号からの位置情報の派生ＧＰＳ搬送波
の位相、特に、比較的短波長のＬｌあるいはＬ２バンド
　センター周波数搬送波の１つを測定すくことによって
得られる位置情報は、変調遅延を測定することによって
得られる情報よりも潜在的に非常に正確である。ただし
、搬送波位相情報の潜在精度は搬送波位相測定があいま
いさをもつために達成が困難である。これらの完全な能
力はこの不確定性問題（ａｍｂｉｇｕｉｔｙ　ｐｒｏｂ
ｌｅｍ）が解かれないかぎり実現不能である。

位相不確定性を解くことは本発明の重要な一面であるた
め、この問題及びこの問題に挑戦するあるいはこれを回
避するための周知の方法について以下に述べる。不確定
性問題は全てのタイプの位相測定に影響を与える基本的
なものであるが、これを解くための困難さは、測定値を
集めこれを処理するために用いられる技術に強く依存す
る。不確定性問題がどれだけ解けるかは、衛星及び受信
局の位置がどれだけ正確に知られているかに依存する。

衛星軌道位置の知識に不確かさは、固定された受信位置
の不確かさよりも不確定性問題を解くのに大きな困難を
与える。

どちらの位置が未知であるかは非常に重要なことである
。例えば、固定の受信位置はたった３つの座標の値（例
えば、緯度、経度、及び高さ）によって、広範なセット
の観測の全時間スパンに対して指定できる。他方、１つ
の衛星の軌道を定義するのに比較的短い時間スパンに対
してさえも最低でも６つのパラメータが要求される。

未知の受信機座標の決定における搬送波位相不確定性問
題を解くための技術が知られているが、これは関連する
衛星軌道パラメータが比較的良く知られている場合にの
み使用できる。受信者位置の決定のための最も効率的な
方法は、゛二重差処理（ｄｏｕｂｌｅ　ｄｉｆｆｅｒｅ
ｎｃｉｎｇ　）　”として知られる位相データ処理の方
法に依存する。下で説明される二重兼位相処理において
、搬送波位相の不確定性解明の問題は、不確定性パラメ
ータと呼ばれる整数の数を決定する問題として現れる。

本発明は位相の不確定性問題を未知の軌道パラメータの
決定という背景で扱う。この問題は、前述のごとく、未
知の受信者位置座標の決定における不確定性問題より非
常に困難である。

未知の軌道パラメータを決定するためには、二重兼位相
処理を用いれば良いことが知られている。しかし、これ
を行なうと、軌道の不確かさが不確定性パラメータの整
数値の決定を妨害する。不確定性問題が解けないため、
換言すれば、搬送波位相の不確定性が解明されないため
、軌道決定の精度がある。

軌道決定プロセスにおける位相の不確定性を解明するこ
との困難さのため、通常推奨される手順は位相の不確定
性を解明する試みを含まない。

本発明による方法はこのプロセスにおける位相不確定性
を解明する能力を向上させることによってより正確な軌
道決定を可能とする。本発明の理解を助ける目的で、軌
道が既に正確に知られているときに未知の受信者位置の
決定に使用が可能な不確定性を解くための周知の方法を
以下に簡単に説明する。不確定性を解くための周知の方
法が軌道が未知の場合にどうして使用できなくなるかに
ついても説明される。

３、　３．　１．　１．二重差処理 前述のごとく、ＧＰＳ衛星から受信される信号内の搬送
波インプリジットの位相を測定することによって受信機
の位置を決定することが知られている。最も正確な方法
は、異なる衛星から同時に受信される搬送波の位相を比
較することである。

搬送波（あるいはこれらの二次高調波）が受信された信
号から再生され、これら搬送波の位相が受信機内のロー
カル基準発振器に対して測定される。

搬送波位相測定値データが受信機の位置座標を決定する
ために処理される。

この処理のための周知の方法は、搬送波位相測定値が加
法バイアス（ａｄｄｉｔｉｖｅ　ｂｉａｓｅｓ）によっ
て崩壊するという事実に目を向ける。これらバイアスは
３つのソースに由来する。つまり；（１）測定された位
相は衛星内の送信発振器の位相を含む。この位相はラン
ダムであるばかりでなく、時間とともにランダムに変化
する。（２）受信機のローカル発振器の位相が測定位相
から引かれてる。この位相も時間とともにランダムに変
化する。（３）これに加え、測定された位相は搬送波が
周期性の波であるためサイクルの未知の整数の数によっ
てバイアスされている。この整数サイクル　バイアスは
搬送波位相測定の固有のアンビギティとなる。

搬送波位相測定値は搬送波が周期波であるために不確か
さをもつ。任意の周期現象の１サイクルは、定義から、
他のサイクルとの区別が可能である。周期波、例えば、
再生されたＧＰＳ搬送波信号を継続して観察することに
よって、この位相の変化を不確かさなしに（ｕｎａｍｂ
ｉｇｕｏｕｓｌｙ）決定することができる。サイクルの
整数の数及びサイクルの追加の分数の両方を含む位相変
動のトータル値を観測することができる。しかし、さら
に情報がないかぎり、位相の初期値を決定することはで
きない。

この初期値が未知であるため、連続のシリーズの位相測
定値は未知の一定のバイアスをもつ。このバイアスが未
知であるかぎり、このシリーズの測定値の平均値から有
効な情報を派生することはできない。平均からの偏差内
に有効な情報が含まれるが、この平均値はバイアスが決
定されたときにのみ有効な情報を含む。

任意のＵの発振器の位相に由来するシリーズの搬送波位
相測定値のバイアスは２つの異なる受信局の所で同時に
行なわれたその衛星の信号の測定値を引くことによって
相殺できる。結果としての局間の差の観測値はまた片方
の受信機の位置が知られているとき他方の位置を決定す
るためにも有効である。

任意のｍの発振器の位相に起因するシリーズの搬送波位
相測定値のバイアスはその受信機の２つの異なる衛星の
同時測定値を引くことによって相殺できる。結果として
の衛星間の観測値の差はその受信機の位置を決定するの
に用いることもできる。

両方のタイプの発振器に関連するバイアスは局間及び衛
星間の両方のタイプの差処理が採用されたとき相殺でき
る。これは二重差処理、あるいは二重差位和処理（ｄｏ
ｕｂｌｙ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ　ｐｈａｓｅｐｒｏｃ
ｅｓｓｉｎｇ）として知られている。

二重差処理法は複数の衛星が複数の受信局の個々の所で
同時に観察できることを必要とする。個々の局の所で、
搬送波が受信された信号から再生され、搬送波位相が、
同時に全ての衛星に対して、ローカル基準発振器に準拠
した測定される。次に、ローカル発振器位相と関連する
共通エラーを相殺するために同時に異なる衛星に対して
測定された位相間の差が取られる。

一度に、３つあるいはそれ以上の受信機からの搬送波位
相測定値が二重差処理モードにて結合される。特定の元
期において、ｎ個の受信機がｍ個の衛星を観測するもの
とすると、（ｎ−１）（ｍ−１）個の線形的に独立した
二重差（Ｉｉｎｅａｒｌｙｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ　ｄ
ｏｕｂｌｅ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｃａｓ）を生成すること
ができる。２つ以上の受信機からの搬送波位相データを
結合するための効率的なアルゴリズムがヤハダ　ポック
（Ｙｅｈｕｄａ　Ｂｏｃｋ）、サーゲイ　Ａ。

ゴーレビ・ンチ（Ｓｅｒｇｅｉ　Ａ、　Ｇｏｕｒｅｖｉ
ｔｃｈ）　、チャールス　Ｃ，カランセルマン（Ｃｈａ
ｒｌｅｓ　Ｃ，Ｃｏｕｎｓｅｌｍａｎ　ＩＩ　）　、ロ
バート　Ｗ、キング（Ｒｏｂｅｒｔ　Ｗ。

１（ｉｎｇ）　、及びリチャード　１．アボット（Ｒｉ
ｃｈａｒｄ１、　Ａｂｂｏｔ）によって、雑誌マニュス
クリブタ　ジオダニティ力（ｍａｎｕｓｃｒｉｐｔａ　
ｇｅｏｄａｅｔｉｃａ）　、ｖｏｌ。

１１．１９８６年出版、ページ２８２−２８８に掲載の
論文（ＧＰＳ位相観測値のインターフェロメトリック分
析（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｉｃ　Ａｎａｌｙｓｉ
ｓ　ｏｆＧＰＳ　Ｐｈａｓｅ　０ｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ
　）　）において説明されている。以下に説明されるご
とく、本発明は３つあるいはそれ以上の受信機によって
行なわれた測定値を二重差処理モード（ｄｏｕｂｌｙ　
ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｄｍｏｄｅ　）にて結合すること
を含む。

３．３．１．２．不６ｇ定性の解決 二重に差処理された位相測定値内の送信及び受信発振器
位相寄与を相殺することの重要な効果は、（初期値がわ
からないことによる）連続の測定シリーズのコンスタト
　バイアスが位相サイクルの整数の数であることから実
現される。しばしば、この整数の値が、距離あるいは位
置と関連する情報をシリーズの測定値の平均値から派生
できるように決定される。シリーズの位相観測値のバイ
アスの整数値を決定するためのこのプロセスはそのシリ
ーズの“′不確定性の解決（ｒｅｓｏｌｖｉｎｇ　ｔｈ
ｅａｍｂｉｇｕｉｔｙ　）　”と呼ばれる。

二重処理された位相のアンビギティの解決は本発明の基
本的な一部分であるため、この概念に関して、本発明の
理解を助ける目的としてさらに概説する。以下の説明に
おいては、Ｇ、ビュートラ−（Ｇ、　Ｂｅｕｔｌｅｒ）
　、Ｗ、ガードナー（１４，にｕｒｔｎｅｒ）、Ｍ、　
　Ｏタッチ＋　−（Ｍ、　Ｒｏｔｈａｃｈｅｒ）　、Ｔ
、スチルドネクト（Ｔ、　５ｃｈｉｌｄｎｅｃｈｔ）　
、及び■、ボエルシＮＳ　１９　Ｂ　６年ｆ装置２１−
　びナビゲーション　シＮａｖｉｇａｔｉｏｎ　Ｓｙｍ
ｐｏｓｉｕｍ　Ｒｅｃｏｒｄ）、１９８６年、電気電子
エンジニア協会、ニューヨーク（Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅｏ
ｆ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ　ａｎｄ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ
ｉｃｓ　ＩＥｎｇｉｎｅｅｒｓ　。

Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ）出版、ページ２４３−２５０に掲載
の論文〔高精度測地測量に対するグローバル位置決めシ
ステム（ｃｐｓ）の使用：要点及び問題領域（Ｕｓｉｎ
ｇ　ｔｈｅ　Ｇｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　
Ｓｙｓｔｅｍ　（ＧＰＳ）ｆｏｒ　ｔｌｉｇｈ　Ｐｒｅ
ｃｉｓｉｏｎ　Ｇｅｏｄｅｔｉｃ　５ｕｒｖｅｙｓ　）
　）において使用される記号及び用語の幾つかが用いら
れる。説明を簡潔にするために、ここでは多くの細部が
省かれる。

Ｌが再生された搬送波（ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔｅｄ　
ｃａｒｒｉｅｒｗａｖｅ）の波長、つまり、光の速度Ｃ
を再生搬送波周波数でわった値を表わすものとする。イ
ンプリジット搬送波周波数の二次高調波を再生する受信
機の場合、波長はインブリジットａ送波周波数の２倍か
ら計算される。

ｒｋが受信及び測定時間ｔにおける受信機にと伝送時間
（ｔ−ｒｋ　／Ｃ）における衛星ｉとの間の距離、つま
り°“レンジ“を表わすものとする。

ｆ、かに番目の受信機のロニカル基準発振器の位相を表
わし、ｆ’がｉ番目の衛星の送信発振器の位相を表わす
ものとする。

すると、ｋ番目の受信機の所でのｉ番目の衛星から受信
される信号に対するいわゆる“単方向（ｏｎｅ　ｈａｙ
　）　”位相観測値（ｏｎｅ　ｗａｙ　ｐｈａｓｅｏｂ
ｓｅｒｖａｂｌｅ）　ｆ　、Ｉは理論的に以下の式によ
って与えられる。

ここで、全ての位相はサイクルにて表現され、７Ｎｋは
この位相観測値（ｐｈａｓｅ　ｏｂｓｅｒｖａｂｌｅ）
の固有不確定性（ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ　ａｍｂｉｇｕｉ
ｔｙ）を表わす整数である。

同−死期ｔにおいて、ペアの受信局ｋ及びｑの所で、ペ
アの衛星ｉ及びｊに対して測定された４つの単方向位相
が二重に差処理された観測値（ｄｏｕｂｌｙ　ｄｉｆｆ
ｅｒｅｎｃｅｄ　ｏｂｓｅｒｖａｂｌｅ）を生成するた
めに以下のように差処理（ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｄ）さ
れる。

ここでも、サブスクリプトは受信機を示し、スーパース
クリプトは衛星を示す。この二重差処理は送信機及び受
信機の発振器位相を相殺する。衛星から受信機までの距
離の差牽とること、及びバイアスがサイクルの整数の数
であるという事実から以下が成り立つ。

ここで、ＤＤｒｍｑは二重差処理されたレンジ（ｄｏｕ
ｂｌｙ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｄ　ｒａｎｇｅ）を表わ
し、そしてＮｋｑは“不確定性パラメータ（ａｍｂｉｇ
ｕｉｔｙ　ｐａｒａ−ｍｅｔｅｒ　）゛とも呼ばれる整
数バイアスを表わす。

継続したシリーズの二重に差処理された位相観測値の未
知のバイアスの真の整数値を一意的に決定することは、
このシリーズの“不確定性を解く“。

とも呼ばれる。シリーズの不確定性パラメータが決定で
きれば、シリーズ内の個々の観測値からこれを引くこと
も、あるいは補正することもできる。

そして、シリーズの測定値の平均値から有効な情報を派
生でき、従って、観測シリーズの値をバイアスの決定に
よって向上させることができる。

一般に、二重に差処理さた位相観測値のシリーズは、平
均値、並びに平均からの偏差から成る。

平均値及び平均値に対する偏差の両方とも衛星及び受信
者の位置に関する潜在的に有効な情報を含む。位相の平
均値は二重に差処理された衛星受信機間距離の平均と関
連し、位相の偏差はこの距離の偏差と関連する。

平均値が未知の加法バイアスを含む場合は、位置と関連
する部分の値を知ることができず、従って、平均値から
意味をもつ位置情報を派生することは困難である。しか
し、この加法バイアスがいったん知られると、観測され
た位相の平均値の位置と関連する部分が知られ、受信機
の位置の決定に寄与できる。

衛星の位置が未知でも加法バイアスが決定できる場合は
、観測された位相の平均値は衛星の位置の決定に寄与で
きる。加法バイアスの決定及び衛星の位置を決定するた
めに平均値情報を加えることは、本発明の一面を構成す
るものである。

シリーズの二重に差処理された位相観測値の整数バイア
スを決定するための１つの方法においては、単に外部ソ
ースからの十分に正確な情報を用いて位相観測値を２分
の１サイクル以下の不確かさで計算される。外部ソース
からの情報を用いる１つの単純な例においては、弐（３
）の二重に差処理されたレンジＤＤｆｋｑを計算するた
めに衛星及び局の位置に関する独立的に派生された情報
が用いられる。式（３）の理論値ＤＤｆｋＱに対して二
重に差処理された位相の実際の観測値を代入すると、ア
ンビギティ　パラメータＮｋｑを解くための式が得られ
る。

アンビギティ　パラメータを決定するために独立的に派
生された情報を用いるもう１つの例は、１つあるいは複
数の同−測定死期の同一ベアの局から同一ベアの衛星に
対する衛星信号のコード変調の時間遅延から類推される
衛星−局パス長の“並列（ｐａｒａｌｌｅｌ）　　”シ
リーズの二重に差処理された観測値を用いる方法である
。この方法は、１９７９年にＣ，Ｃ，カランセルマンＩ
［Ｉ（Ｃ，Ｃ。

ＣｏｕｎｓｅｌｍａｎｌｌＩ）　、１．１．シャピロ（
１，１，５ｈａｐｉｒｏ）、＋１．Ｌ、グリーンスパン
（１１，Ｌ、Ｇｒｅｅｎｓｐａｎ）、及びり、Ｂ。

コックス、　Ｊｒ、（Ｄ、Ｂ、Ｃｏｘ、Ｊｒ、）によっ
て米国航空宇宙管理評議会出版（Ｎａｔｉｏｎａｌ　Ａ
ｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ　ａｎｄＳｐａｃｅ　Ａｄｍｉｎ
ｉｓｔｒａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　Ｐｕｂｌ
ｉｃａｔｉｏｎ）２１１５、“測地学に対する電波イン
タフェロメトリー技術（Ｒａｄｉｏ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒ
ｏｍｅｔｒｙ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓｆｏｒ　Ｇｅｏｄ
ｅｓｙ　）　　”　、ページ４０９−４１４に掲載の論
文〔サブセンチメートル能力をもつバックバックＶＬＢ
　Ｉターミナル（Ｂａｃｋｐａｃｋ　ＶＬＢＩ　Ｔｅｒ
ｍｉｎａｌｗｉｔｈ　Ｓｕｂｃｅｎｔｉｍｅｔｅｒ　Ｃ
ａｐａｂｉｌｉｔｙ　）　）において説明されている。

この方法の詳細な展開はロン　ハツチ（Ｒｏｎ　１ｌａ
ｔｃｈ　）によって１９８２年にニューメキシコ州立大
学、物理科学実験室（ＰｈｙｓｉｃａｌＳｃｉｅｎｃｅ
　Ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ　ｏｆ　ｔｈｅ　Ｎｅｗ　Ｍｅ
ｘｉｃｏ　５ｔａｔｅＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ）から出版
された１ＬｌＦ　＝　７”　−＝位４置゛１　に　　る
ｌ　３０　・、１目シンポジウムのｉ−鋏（Ｐｒｏｃｅ
ｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　Ｔｈ１ｒｄ　Ｉｎｔｅｒ
ｎａｔｉｏｎａｌＧｅｏｄｅｔｉｃ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕ
ｍ　ｏｎ　５ａｔｅｌｌｉｔｅ　ＤｏｐｐｌｅｒＰｏｓ
ｉｔｉｏｎｉｎｇ　）　）　、Ｖｏ１、　２、ページ１
２１３−１２３１に掲載の論文（ＧＰＳコード及び搬送
波測定の相乗作用（Ｔｈｅ　Ｓｙｎｅｒｇｉｓｍ　ｏｆ
　ＧＰＳ　Ｃｏｄｅ　ａｎｄＣａｒｒｉｅｒ　Ｍｅａｓ
ｕｒｅｍｅｎｔｓ）　）において説明されている。

この方法は、同一局ベア及び衛星ベアに対する二重に差
処理されたセンター周波数搬送波位相（ｄｏｕｂｌｙ−
ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｄ　ｃｅｎｔｅｒ　ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ　ｃａｒｒｉｅｒｐｈａｓｅ　）のバイアスが２
分の１サイクル以下のエラーで計算できるほどに十分に
小さな不確かさで、変調遅延の観測値から二重に差処理
された距離（ｄｏｕｂｌｙ−ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｄ　
ｒａｎｇｅ）を決定できるという能力に依存する。この
方法の重要な一面は、これが幾何の決定あるいは外部か
らの知識を必要としないことである。衛星受信機間距離
は、これがどんな値であっても、信号変調とセンサー周
波数搬送波（ｃｅｎｔｅｒ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃａ
ｒｒｉｅｒ）を同一の量だけ遅延する。従って、この方
法によって不確定性を解く能力は周位置及び衛星軌道に
関して提供される知識内の不確かさは本質的に影響を受
けない。

不幸にして、現実には、信号の変調遅延をＬバンド　セ
ンター周波数搬送位相アンビギティを正確に解（のに十
分な精度にて測定することは非常に困難であることが判
明し、この方法は現在あまり用いられていない。

これと関連する複数のＧＰＳ衛星の位相観測値内の不確
定性を解ための方法が知られている。これら方法におい
ては、位相が１つあるいは複数の副搬送波を含む複数の
再生搬送波に対して観測される。この副搬送波の位相は
変調遅延の指標である。

搬送波位相の観測が接近した間隔の周波数（ｃｌｏｓｅ
ｌｙ　５ｐａｃｅｄ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ　）　、
広い間隔の周波数（ｗｉｄｅｌｙ　５ｐａｃｅｄ　ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｉｅｓ）　、及び規則数列的な間隔の中間
周波数（ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｖｅｌｙ　ｓｐａｃｅｄｉ
ｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ）を
含む最高約１０個までの異なる周波数において搬送波位
相の測定が行なわれる不確定性を解くための方法も知ら
れており、例えば、Ｃ，Ｃ，カランセルマンｍ　＜　ｃ
、ｃ。

Ｃｏｕｎｓｅ　Ｉｍａｎ　ＩＩＩ　）及び１．１．シャ
ピロ（１，１，Ｓｂａｐｉｒｏ）によって１９７９年１
月にオースチン、テキサス大学（Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ
　ｏｆ　Ｔｅｘａｓ　ａｔ　Ａｕ５ｔｉｎ　）から出版
された・−、ドツプラー立Ｕ　　に　する・、２ｕ、シ
ンポジウムのＪ−２，（１’ｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏ
ｆ　ｔｈｅＳｅｃｏｎｄ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ
　Ｓｙｎ＋ｐｏｓｉｕｍ　ｏｎ　５ａｔｅｌｌｉｔｅＤ
ｏｐｐｌｅｒ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　）　、Ｖｏ１
、　ＩＩ、ページ１２３７−１２８６に発表の論文〔地
球測量のためのミニチュア　インクフェロメータ　ター
ミナル（ＭｉｎｉａｔｕｒｅＩｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔ
ｅｒ　Ｔｅｒｍｉｎａｌｓ　ｆｏｒ　Ｅａｒｔｈ　Ｓｕ
ｒｖｅｙｉｎｇＳｙｍｐｏｓｉｕｍ　）　）において説
明されている。この方法はＡ、Ｅ、Ｅ　Ｏジャーズ（Ａ
、Ｅ、Ｅ、Ｒｏｇｅｒｓ）によって−ジオ　サイエンス
（Ｒａｄｉｏ　５ｃｉｅｎｃｅ　）　、Ｖｏ１、　５、
Ｎｌｌｌ０，１９７．０年１０月、ページ１２３９−１
２４７に発表の論文〔位相遅延測定のための大きな有効
バンド幅をもつ非常に長い基線のインターフェロメトリ
ー（Ｖｅｒｙ　Ｌｏｎｇ　Ｂａ５ｅｌｉｎｅＩｎｔｅｒ
ｆｅｒｏｎ＋ｅｔｒｙ　ｗｉｔｈ　Ｌａｒｇｅ　Ｅｆｆ
ｅｃｔｉｖｅ　Ｂａｎｄｗｉｄｔｈｆｏｒ　Ｐｈａｓｅ
　Ｄｅｌａｙ　Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ）　）におい
て説明の非常に長い基線電波インターフェロメトリー内
で遅延の不確かさのない測定（ｕｎａｍｂｉｇｕｏｓｍ
ｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ　）のために用いられるバンド幅
合成の方法と類似する。

異なる周波数の同時観測、及び／あるいはコード遅延及
び搬送位相測定の組合せも衛星信号への電離屈折の周波
数依存（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）効
果を決定し、これを除去するためのを効な方法として知
られている。

周知の多重周波数（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙン及びバンド幅合成法は上に述べたＧＰＳコード法
と非常に類似する。つまり、全て衛星局幾何（ｓａｔｅ
ｌｌｉｔｅ−ｓｔａｔｉｏｎ　ｇｅｏｍｅｔｒｙ）に独
立し、この知識あるいは決定を含まない。不幸にして、
ＧＰＳ衛星によって伝送される信号は多重周波数及びバ
ンド幅合成法の使用に真に適当ではない。重大な問題は
、ＣＰＳ　　Ｌｌ及びＬ２バンドの幅がバンド間の周波
数間隔と比較してあまりにも小さすぎることである。Ｇ
ＰＳ信号のバンド幅が比較的狭いこともコード遅延法の
使用をきびしく限定するがこれらの制約の背景にある理
由には関連がある。

以下に説明のごとく、本発明による衛星軌道データの決
定において、好ましくは、接近した間隔の局、遠距離の
局、及び規則数列の中間の間隔の局を含む少なくとも３
つの受信局が用いられる。

この場合の間隔は幾何学的距離を指す、ただし、規則数
列的な間隔に置かれた局の使用と、規則数列間隔の周波
数の使用の間には類比が存在する。

適当な規則数列の周波数を伝送するＧＰＳ　（あるいは
他の任意の）衛星を設備することは実現不能であるが、
適当な規則数列の幾何学的間隔で追跡局の配列を設定す
ることは可能である。従って、ある意味において、本発
明は周知の多重周波数及び関連する技術の使用を制約す
るｃｐｓ周波数スペクトル内のギャップを補正するもの
であると考えることができる。

同様に、システムが適当な間隔の周波数成分を提供する
場合、変動基線長（ｖａｒｉｅｄ　ｂａｓｅ　ｌｉｎｅ
ｌｅｎｇｔｈ）に対する依存が低減される。

二重に差処理された位相観測値内の不確定性を解くため
の全ての周知の方法の中で、衛星軌道パラメータが事前
に十分に正確に知られている場合に未知の局の位置座標
を決定するためにおそらく最も有効、従って、最も広く
使用される方法は、二重に差処理された位相観測値に対
する最小二乗補正によって不確定性パラメータ及び局座
標を同時に推測する方法である。

この方法においては、個々のシリーズの平均からの偏差
内に含まれる情報が、未知の位置と関連する量を決定す
る役割を果す。これら量の決定から衛星−周径路長が計
算され、こうして計算された経路長が波長で割ることに
よって距離から位相ユニットに変換され、二重差処理さ
れる。こうして二重差処理された位相の平均が実際に観
測された平均から引かれ、結果としての差がバイアスの
推測値となる。理想的には、この推測値は、整数値の付
近にあり、十分な信頬性にて正しいバイアスの整数値が
同定できるような十分に小さな不確かさをもつべきであ
る。

この方法の拡張においては、（個々の連続シリーズの観
測値に対して１つの）個々のアンビギティ　パラメータ
の推測値を囲む有限期間（ｆｉｎｉｔｅ１ｎｔｅｒｖａ
ｌ）内の個々の整数値が全ての非アンビギティ　パラメ
ータ（ｎｏｎ−ａｍｂｉｇｕｉｔｙ　ｐａｒａｍｅｔｅ
ｒ　）の不確定性　パラメータの整数値の個々のトライ
ヤル　セラＩ−（ｔｒｉａｌ　５ｅｔ）に対する観測値
への最小二乗調節、あるいは“補正（ｆｉｔ）　　”を
反復することによってテストされる。個々のトライアル
に対して、二重に差処理された位相の観測値と対応する
計算値との間の補正後の差（ｐｏｓｔ−ｆｉｔｄｉｆｆ
ｅｒｅｎｃｅ）　、あるいは“残留（ｒｅｓｉｄｕａｌ
）　　ｗ平方和か計算される。最小二乗プロセスが最小
化することを試みるこの総和は合致の悪さを示す。補正
後残留の最も小さな平方和をもつ不確定性パラメータの
特定のセットの整数値が同定される。この同定の正さの
信頼度は関連する平方和と次の最も小さな総和との比較
によって示される。

このような方法による不確定性の解決は観測される位相
の理論的に計算された値の中のエラーが位相の１サイク
ルと比較して小さいときに搬送波位相データの処理に有
効であることが知られている。明らかに、これらエラー
の規模が２分の１サイクルに接近あるいはこれを超える
と、これは不確定性バラメークの正確な決定を妨害する
。このエラーはベアの受信機間の距離が大きくなると増
加することが知られている。位相エラーの規模が幾つか
の理由によって受信局間の大きさに比例して増加するこ
とが知られている。

３．３．１．３．軌道の不確かさの影響最も重要な理由
の１つは、衛星軌道の想定される知識内のエラーが局衛
星間距離（ｂｅｔｗｅｅｎ−ｓｔａｔｉｏｎｓｓａｔｅ
ｌｌｉｔｅ　ｒａｎｇｅ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）　、
例えば・局にとｑの間の距離に比例する衛Ｎｔと局ｋ及
びｑに対するＤ　ｒｋｑの理論計算値にエラーを与える
ことによる。このエラーの規模は局間距離に基線の中点
に対する（及び対象とされる基線に平行の方向に投影さ
れた）円弧のラジアンとして測定された軌道エラーを掛
けたものに概むね等しい。

従って、例えば、地上の基線から基線の方向にみたとき
の軌道エラーが２Ｘ１０−７ラジアンである場合、Ｄ　
ｒｋｑの計算値内のエラーは５０−キロメートルの距離
に対しては１センチメートル、そして５００−キロメー
トルの距離に対しては１０センチメートルとなる。約１
９ｃｍの波長をもつＬ１バンド　センター周波数搬送波
の観測値では、２ＸＩＯ−７ラジアンの軌道エラーは、
５Ｏ−ｋｒａ基線に対するアンビギティ解決プロセスで
はおそらく問題とならないが、５００−キロメートルの
基線に対しては問題となる可能性がある。

一般に、衛星の軌道が事前に十分な精度にて知られてお
り、受信機間の距離が十分に短かく、軌道エラーと関連
する位相エラーが２分の１サイクルと比較して十分に短
かく、従って、正しい整数サイクルバイアスの決定に妨
害を与えないような場合にアンビギティ解決が使用され
る。

ＧＰＳ衛星の軌道を二重に処理された位相観測値を処理
することによって決定することが知られている。しかし
、このプロセスにおける二重差処理された位相アンビギ
ティの解決は、知り得る限り、実用化されていない。二
重差処理された位相アンビギティ解決の実用は、衛星の
軌道事前に十分に正確に知られている時に未知の受信機
位置を決定することのみに限ぎられてきた。今日に至る
まで、衛星軌道が事前に十分に知られておらず、二重に
差処理された位相観測値が軌道を決定するために処理さ
れる場合、この未知の位相バイアスあるいは不確定性パ
ラメータは実数の（つまり、整数あるいは離散値に対す
る数字的に連続の）未知数として、未知の軌道パラメー
タとともに推測されてきた。

軌道エラーに対する局間差処理位相観測値の感度は局間
の距離に比例して増すため、最も正確な軌道決定を行な
うためには可能な最も遠（離れた受信局間の観測値が使
用される。通常、数千キロメートル離れた局からの観測
値が用いられる。

３．３．１．４．不確定性解決の回避 不確定性パラメータを整数としてではなく連続変数とし
て扱かう少なくとも２つの方法が知られている。この両
方の方法において、不確定性、あるいは連続未知バイア
ス　パラメータを表わす変数は、衛星軌道等を表わす変
数と同様に実数である。１つの方法においては、この未
知の不確定性関連変数がインプリシフト（ｅｘｐｌｉｃ
ｉｔｌｙ、明示的）に解かれる。つまり、これらが全て
の未知の変数を明示的に含む大きなセットの連立方程式
を解くことによって決定される。この解はバイアスの推
測値並びに他の未知数の推測値を与える。この連立方程
式を解くことは、以下に説明の不確定性解決法の１つの
第１のステップでもある。

もう１つの方法では、不確定性パラメータの全ての事項
が回避される。“インプリシフト　バイアス（ｉｍｐｌ
ｉｃｉｔ　ｂｉａｓ　）　　”法と呼ばれるこの方法に
おいては、バイアスが観測量をそれらがバイアスを含ま
ないように定義しなおすことによって回避、あるいは“
インプリジット（ｉｍｐｌ　１ｃｉｔｌｙ、含蓄的）に
のみ解かれる。任意の局ペア及び衛星ペアに対する個々
のシリーズの二重に差処理された位相観測値がそれ自体
から元のシリーズの算術平均値を引いたものによって置
換される。ＤＤｆ（ｔｉ）がｉ番目の死期１．における
二重に差処理された位相観測値を表わすものとすると、
この新たなバイアスをもたない観測値ＤＤｆ’（ｔｉ）
はＤＤｆ’　（Ｌ、）　　−ＤＤｆ’　（ｔｉ）−（Ｄ
Ｄｆ（ｔｉ））の平均値　　　　　　（式４） によって与えられる。このバイアス相殺操作が個々の二
重に差処理された観測シリーズ、つまり、個々の局／衛
星ペアに対して遂行される。ここでは、軌道パラメータ
等を決定するために解くべきセットの方程式内にアンビ
ギティ　パラメータは全（存在しない。

この方法においては、平均値が引かれたとき、元のシリ
ーズの観測値の平均値内に含まれる全ての位置関連情報
が捨てられる。勿論、この情報は“イクスリシソト（ｅ
ｘｐｌｉｃｉｔ）　　”不確定性決定法においてもバイ
アスが実数として扱われ、それらの整数値に固定されな
い場合は、つまり、不確定性が解かれない場合は廃物と
される。“インプリシ”法の長所は、不確定性を解こう
としない場合には、解かれるべき未知数の数が減少され
計算が簡素になることである。

インプリシフト法とインプリシフト法の間には、実地上
の問題、例えばコンピュータ　サイズ、速度、及び精度
要件等には大きな差異が存在するが、非バイアス　パラ
メータの決定の精度に関しては、勿論、不確定性の解決
が考慮されないかぎり、理論的な差は存在しない、ＧＰ
Ｓ軌道の決定においては、通常、不確定性の解決は考慮
されないため、ビュートラ−（Ｂｅｕｔｌｅｒ）らは、
軌道決定のために二重に差処理された位相測定値をイン
プリシフト　バイアス法にて解くことを推奨する。

ＧＰＳ衛星軌道決定のための二重に差処理された位相観
測値の使用は、Ｒ，１，アボット（Ｒ６Ｉ、Ａｂｂｏｔ
）、Ｙ、ポック（Ｙ、Ｂｏｃｋ）　、Ｃ，Ｃ，カランセ
ルマンＤＩ　（Ｃ，Ｃ。

Ｃｏｕｎｓｅｌｎａｎ　ｍ、Ｒ９−、キング（Ｒ，Ｗ、
Ｋｉｎｇ）、Ｓ、Ａ、ゴーレビッチ（Ｓ、＾、Ｇｏｕｒ
ｅｖｉｔｃｈ）　、及びＢ、Ｊ、ローイン（Ｂ、Ｊ、Ｒ
ｏｓｅｎ　）によって、１９８５年にナショナル測地情
報センター（Ｎａｔｉｏｎｓｌ　ＧｅｏｄｅｔｉｃＩｎ
ｆｏｒｍａａｔｉｏｎ　Ｃｅｎｔｅｒ　）　、ナショナ
ル海洋及び環境本部（Ｎａｔｉｏｎａｌ　０ｃｅａｎ　
ａｎｄ　Ａｔｎ＋ｏｓｐｈｅｒｉｃ＾ｄｍｉｎｉｓｔｒ
ａｔｉｏｎ）　、ロックビレ（Ｒｏｃｋｖｉｌｌｅ）、
メリーランド（Ｍａｒｙｌａｎｄ　）　、２０８５２、
合衆国、から出版のグローバルＩＷ゛　　シスームによ
る８Ｖ！？？ン′に　　る　１■　２、シンポジウムコ
！ｊｉ（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　Ｆｉ
ｒｓｔ　ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＳｙｎ＋ｐｏｓｉ
ｕｍ　ｏｎ　Ｐｒｅｃｉｓｅ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ
　ｗｉｔｈ　ｔｈｅＧｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉ
ｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ　）　、Ｖｏ１、　１　、ページ６
３−７２に発表の論文（ＧＰＳ衛星軌道のインターフェ
ロメトリック決定（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｉｃｄ
ｅｔｅｒ＋ｙ＋１ｎａｔｉｏｎ　ｏｆ　ＧＰＳ　５ａｔ
ｅｌｌｉｔｅ）　）において開示されている。

二重に差処理された搬送波位相データからＧＰＳ衛星軌
道を決定するための原理及び実際に関しては、さらにＧ
、ビュートラ−（Ｂｅｕｔｌｅｒ　）　、Ｗ、ガードナ
ー（Ｗ、Ｇｕｒｔｎｅｒ）　、１．ボーエルシマ（１，
Ｂａｕｅｒｓｉｍａ）、及びＲ，ラングレイ（Ｒ，Ｌａ
ｎｇｌｅｙ）らによって、上記のｇ　（Ｐｒｏｃｅｅｄ
ｉｎｇｓ　）の同じＶｏ１、のページ９９−１１２に掲
載の論文（ＧＰＳ衛星の軌道のモデリング及び推定（Ｍ
ｏｄｅｌｉｎｇ　ａｎｄ　ｅｓｔｉｍａｔｉｎｇｔｈｅ
　ｏｒｂｉｔｓ　ｏｆ　ＧＰＳ　５ａｔｅｌｌｉｔｅｓ
）　）　、並びにＧ、ビュートラ−（Ｇ、Ｂｅｕｔｌｅ
ｒ）　、Ｄ、Ａ、ディビットラン（１）、Ａ、［１ａｖ
ｉｄｓｏｎ）、Ｒ，Ｂ、ラングレー（Ｒ，Ｂ、Ｌａｎｇ
ｌｅｙ）、Ｒ，サンテレ（Ｒ，５ａｎｔｅｒｒｅ）、Ｐ
、バニセック（Ｐ、Ｖａｎｉｃｅｋ）、及びり、Ｅ、ウ
ェル（Ｄ、Ｅ、Ｗｅｌｌｓ）　　らによって、１９８４
年に、カナダ　ニュー　プランズウィソク大学（Ｕｎｉ
ｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆ　Ｎｅｗ　Ｂｒｕｎｓｗｉｃｋ＋
Ｃａｎａｄａ）の測量エンジニアリング学部（Ｄｅｐａ
ｒｍｅｎｔ　ｏｆ　ＳｕｒｖｅｙｉｎｇＥｎｇｉｎｅｅ
ｒｉｎｇ　）　の７　（Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｒｅｐｏ
ｒｔＮｎ１０９）として報告された論文（ＧＰＳ衛是の
搬送波位相差観測値を測地位置決定の用いるに当っての
理論及び実際上の考察（Ｓｏｍｅ　ｔｈｅｏｒｅｔｉｃ
ａｌａｎｄ　ｐｒａｃｔｉｃａｌ　ａｓｐｅｃｔｓ　ｏ
ｆ　ｇｅｏｄｅｔｉｃ　ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇｕｓｉ
ｎｇ　ｃａｒｒｉｅｒ　ｐｈａｓｅ　ｄｉｆｆｅｒｅｎ
ｃｅ　ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎｓｏｆ　ＧＰＳ　５ａｔ
ｅｌｌｉｔｅｓ））において開示されている。

周位置の座標及び先験的（ａ　ｐｒｉｏｒｉ）衛星軌道
パラメータの精度を両方を同時に二重に差処理された位
相観測値に合致させるように調節することによって向上
させる方法が、例えば、ガーハードビュートラー（Ｇｅ
ｒｈａｒｄ　Ｂｅｕｔｌｅｒ）、ワーナー　ガードナー
（Ｗｅｒｎｅｒ　Ｇｕｒｔｎｅｒ）　、マーカス　ロタ
ッチ＋　　（Ｍａｒｋｕｓ　Ｒｏｔｈａｃｈｅｒ）、ト
ーマス　スキルドネヒト（Ｔｈｏｍａｓ　５ｃｈｉｌｄ
ｋｎｅｃｈｔ）、及びイボ　ボーエルシマ（Ｉｖｏ　Ｂ
ａｕｅｒｓｉｍａ）によって、１９８６年にオースチン
　テキサス大学（Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆＴｅｘａ
ｓ、Ａｕ５ｔｉｎ）　、応用研究実験室（Ａｐｌ）ｌｉ
ｅｄＲｅｓｅａｒｃｈ　Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ　）
から出版されたｒ芭ン１　に′する・Ｓ４＋！　　ａＨ
シンポジウム１１１Ｍ　（Ｐｒｏｃｃａｄｉｎｇｓ　ｏ
ｆ　ｔｈｅ　Ｆｏｕｒｔｈ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａ
ｌＧｅｏｄｅｔｉｃ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　ｏｎ　５ａ
ｔｅｌｌｉｔｅ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ）、Ｖｏ１、
　１、ページ３１９−３３５において説明されている。

しかし、ＧＰＳ衛星軌道決定へのアンビギティ解決の利
用は知られてない。つまり、軌道がほとんど不確かであ
る場合、特に、軌道の不確かさと局間距離が２分の１ザ
イクルに接近するあるいはこれを超えるような位相バイ
アスの不確かさを与える場合は、これら整数値を一意的
に同定できるように十分に小さな不確かさでバイアス　
パラメータをいかに決定するかは知られていない。バイ
アスを軌道パラメータと同時に推測するためにイクスブ
リシット法を用ようとすると、バイアス推測値の不確か
さが１サイクルより非常に小さくはならないことがよく
ある。

分析の結果、バイアス　パラメータの推測値内のこれら
が軌道パラメータと同時に推測されたときのこの比較的
大きな不確かさは、バイアス　パラメータの推測値の変
化が未知の軌道パラメータの推測値のあるタイプの変化
によって非常に効果的にマスクされるという事実に起因
することがわかった。つまり、二重に差処理された位相
観測値の計算値に対する正味効果が測定の不確かさ以下
となるように軌道及びバイアス　パラメータを同時に変
化させることができる。換言すれば、理論的には、軌道
を観測量がほぼ一定の量で変動するようにシフトするこ
とが可能であり、これはバイアスを変化させた場合の効
果と類似する。

従って、バイアス　パラメータを軌道パラメータから分
離することは困難であると考えられてきた。また、バイ
アス　パラメータは軌道パラメータと相関をもつと考え
られてきた。軌道パラメータからバイアスを分離するこ
との困難さは、観測の時間期間が短いほど困難となる。

ただし、この困難さは、衛星が水平線から水平線までの
その可視“経路（ｐａｓｓ）　　”を通じて観測された
場合でも非常に大きい。この困難さのために、今日まで
、アンビギティの解決は軌道決定の背景では実現可能で
あるとは考えられなかった。バイアスと軌道パラメータ
を分離することが困難であるということは、バイアスの
整数値を一意的に決定する方法が発見できれば軌道パラ
メータをより正確に決定できることを意味する。

３．４９発明の概要 本発明の一般的な目的は衛星の軌道を決定するための改
良された方法を提供することにある。本発明のより具体
的な目的は、衛星の軌道の決定を地上局から派生され衛
星の軌道を決定するために処理された衛星の二重に差処
理された位相観測値のバイアスの整数サイクル値を一意
的に決定することによって向上させることを目的とする
。

本発明の技術によると、セットの衛星の個々の抑圧され
たあるいは含蓄的に存在する搬送波を含む電波信号を伝
送する。この信号が観察可能な衛星から全て３つの地上
局の個々の所のアンテナによって同時に受信される。あ
る受信局から別の局に延びる相対位置ベクトルは“基線
ベクトル（ｂａｓｅｌｉｎｅ　ｖｅｃｔｏｒ）　”　、
あるいは単に“基線（ｂａｓｅｌｉｎｅ）　　”と呼ば
れ、局間の距離は基線長と呼ばれる。基線のネットワー
クによって局が接続される。局は最長最短基線比が１よ
り非常に大きくなるように配列される。

個々の局の所で、同時に、個々の観測可能な衛星から受
信される信号の搬送波位相の測定が行なわれる。この測
定が衛星がその軌道をある程度長い距離移動する期間を
通じて何度も反復される。

特定の局の所での個々の観測に対して、衛星間の位相測
定値の差が計算される。その局の所での位相差データが
別の局の所で同時に派生された同一衛星からの位相差デ
ータとの間でも差処理され、局固有及び衛星固有の位相
エラーの寄与が相殺されたセットの二重に差処理された
位相データが生成される。

結果として、位相のサイクルの整数の数によってバイア
スされた時系列（ｔｉｍｅ　５ｅｒｉｅｓ　）の二重に
差処理された位相測定データが生成される。このシリー
ズが異なる基線あるいは局ペアからのシリーズのデータ
と結合され、この２つのデータシリーズが衛星の軌道を
決定するために一緒に処理される。二重に処理された位
相のバイアスが軌道と同時に決定される。少なくとも幾
つかのバイアスの整数値の決定は、最長基線の最短基線
長に対する比が１より非常に大きな上に述べた局の空間
配列によって実現される。この整数バイアスの決定は関
連する軌道決定の精度を向上させる。

軌道決定のために接近した距離の地上局を意図的に用い
ることは、本発明による教えに反することであるが、こ
れは最大の“効果（ｌｅｖｅｒａｇｅ）　”を達成する
ためには、局が可能な限り離されるべきであることを教
える。二重に差処理された位相観測値の軌道パラメータ
に対する感度、より数学的に表現するなら、軌道パラメ
ータに対する観測値の偏導関数は、そのペアの局間の距
離に概むね比例することが知られている。しかし、この
観測値内に存在するエラーの規模は局間の距離の増加に
比例しては増加しない。従って、この観測値の”Ｓ／Ｎ
比（ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　ｎｏｉｓｅ　ｒａｔｉｏ″）
は、この距離を増加すると増加、つまり、向上する。通
常、この距離が経済的、政治的、地理的、及び衛星が両
方から見えるというさまざまな制約下で最大化される。

本発明の方法論は、あるタイプのブートストラッピング
（ｂｏｏｔｓｔｒａｐｐｉｎｇ　）　、つまり、近くに
置かれた局及び遠く離された局が整数バイアスの決定に
一緒に用いられたとき起る正のフィードバックを含む。

シリーズの二重に差処理された位相観測値のバイアスが
未知である場合、このシリーズの有効な情報内容はこの
シリーズの観測値の時間変化（ｔｉｍｅ−ｖａｒｉａｔ
ｉｏｎ）内にのみ存在する。最も広い間隔の局から派生
された観測値からのこの時間変化情報は、軌道を最も近
い間隔の局からの他の観測値シリーズの整数バイアスが
一意的に決定できるような十分に小さい不確かさにて決
定する役割を果す。

この整数の一意的な決定は接近した局からの観測値を向
上させる働きをもつ。接近した距離の局からの二重に差
処理された位相観測は、これらの整数バイアスが決定さ
れ、これが除去あるいは補正されたあかつきには、これ
ら平均値内に含まれる追加の情報を提供する。この平均
値情報は、時間変化内に含まれる情報に加えての情報で
ある。

この平均情報は、バイアスが除去されたときはじめて得
られる。これは未知のバイアスがこの平均値をマスクす
る。

より接近した局の観測値の向上は軌道パラメータをより
正確に決定することを可能とし、結果として、より離れ
た間隔の局からの観測値の整数バイアスを一意的に決定
することが可能となる。このより離れた局の観測値の結
果としての向上は軌道パラメータを一層正確に決定する
ことを可能とし、結果として、さらに遠く離れた局から
の観測値の整数バイアスを決定することを可能とし、こ
れが全てのバイアスが一意的に決定されるまで行なわれ
る。ただし、軌道の決定は、幾つかの整数が決定されな
い場合でも、つまり、バイアスの幾つかの整数値が一意
的に決定されない場合でも向上されることに注意する。

また、本発明は一連のブートストラッピング精度向上（
ｂｏｏｔｓｔｒａｐｐｉｎｇｒｅｆｉｎｅｍｅｎｔｓ　
）として概念化することもできるが、実施においては、
バイアス　パラメータの複数あるいは全てを同時に決定
するために全ての局からの観測値を同時に処理すること
が好ましい。

異なる局間距離からの観測値を結合してアンビギティを
解決する本発明の概念をよ（調べると、これは、Ｃ，Ｃ
，カランセルマンｍ　（Ｃ，Ｃ，Ｃｏｕｓｅｌｍａｎ　
ｍ　）及び１．１．シャピロ（１，１，５ｈａｐｉｒｏ
）によって、１９７９年１月にオースチン　テキサス大
学（Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆ　Ｔｅｘａｓ　ａｔ　Ａ
ｕ、５ｔｉｎ）から出版された衛星ドツプラー位置決定
に関する第２回国際シンポジウム議事録（Ｐｒｏｃｅｅ
ｄｉｎｇＳｏｆ　ｔｈｅ　５ｅｃｏｎｄ　Ｉｎｔｅｒｎ
ａｔｉｏｎａｌＳｙｍｐｏｓｉｕｍ　ｏｎ　５ａｔｅｌ
ｔｉｔｅ　Ｄｏｐｐｌｅｒ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ）
　）、Ｖｏ１、ＩＩ、ベージ１２３７−１２８６に発表
の論文〔地球測量のためのミニチュア　インターフェロ
メーター　ターミナル（Ｍｉｎｉａｔｕｒｅ　Ｉｎｔｅ
ｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒＴｅｒｍｉｎａｌｓ　ｆｏｒ　Ｅ
ａｒｔｈ　Ｓｕｒｖｅｙｉｎｇ　）　）において提案の
アンビギティを除去する方法、及びＡ、Ｅ、Ｅ、ロジャ
ース（八、　Ｅ、　Ｅ、　Ｒｏｇｅｒｓ）によって、ラ
ジオ　サイエンス（Ｒａｄｉｏ　５ｃｉｅｎｃｅ　）　
、Ｖｏｗ、　５、ｈｉｏ。

１９７０年１０月号、ページ１２３９−１２４７に掲載
の論文〔位相遅延測定のための大きな有効バンド幅をも
つ非常に長い基線のインターフェロメトリー（Ｖｅｒｙ
　Ｌｏｎｇ　Ｂａ５ｅｌｉｎｅ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍ
ｅｔｒｙｔｖｉｔｈ　Ｌａｒｇｅ　Ｅｆｆｅｃｔｔｖｅ
　Ｂａｎｄｗｔｄｔｈ　ｆｏｒ　ＰｈａｓｅＤｅｌａｙ
　Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ）　］において説明の非常
に長い基線の電波インターフェロメトリーでの遅延の決
定におけるアンビギティを除去するための方法に類似す
るものがあることがわかる。ただし、１、つのインター
フェロメーター基線からの、つまり１つのペアの局から
の観測値を用いて、別の基線からの観測値内のアンビギ
ティを解くことに関してはこれら文献では触れられてな
い。これら両方の文献において説明のアンビギティを解
く方法において、観測値が広い範囲の幾何学的間隔から
でなく、単一の基線に対する広いレンジの周波数（ある
いは周波数間隔）から結合される。

異なる局間間隔の観測値を結合してアンビギティを解く
本発明の概念との類似は、例えば、Ｗ、Ｎ。

クリスティアンセン（Ｗ、Ｎ、Ｃｈｉｓｔｉａｎｓｅｎ
）及びＪ、Ａ。

ホッグボム（ｌｌｏｇｂｏｍ）によって、１９６９年に
ケンブリッジ　ユニバーシティ　プレス（Ｃａｍｂｒｉ
ｇｅＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　Ｐｒｅｓｓ）　、英国、か
ら出版の著書“ラジオテレスコープ（Ｒａｄｉｏｔｅｌ
ｅｓｃｏｐｅｓ）　”の第７章〜ページ１７１−１８９
、“アパーチャー　シンセシス（Ａｐｅｒｔｕｒｅ　５
ｙｎｔｈｅｓｉｓ）　　”において説明の広いレンジの
幾何学的間隔をもつ別個アンテナ要素を結合して指向性
アンテナ　ビーム　パターンを合成する方法にも発見さ
れる。

本発明による二重に差処理された搬送波位相バイアスの
少なくとも幾つかの整数値を一意的に決定するための方
法は、最大周波数の最小周波数に対する比が１より非常
に大きな複数の搬送波周波数を使用することによって実
現される。

前述のごとく、衛星搬送波周波数が許かぎり、個々の局
の所で個々の衛星から同時に受信される信号の位相測定
は、最大周波数の最低周波数に対する比が１より非常に
大きな複数の搬送周波数に対して行なわれる。二重に差
処理された搬送波位相バイアスの少なくとも幾つかの整
数値の決定がこのような周波数の使用によって可能とさ
れ、従って、軌道決定の精度が向上される。

本発明の前述の第１の特徴である複数の間隔の使用とと
もにあるいは別個に用いられる本発明の第２の特徴であ
るこの複数の周波数の使用は、二重に差処理された位相
観測値の軌道パラメータに対する感度が上に説明のごと
く局の間隔のみに比例するのでなく、観測値の搬送波周
波数にも依存することを考慮したとき理解できるような
第１の特徴との関連性をもつ。つまり、サイクルにて測
定された位相観測値の感度は、観測周波数の波長にて測
定された間隔に比例する。従って、（１）間隔の多重度
の展開と、（２）周波数の多重度の展開との間には平行
性がみられる。

この平行性は観測値内のエラーのさまざまなソース、特
に、電離屈折エラーがこの２つのケースにおいて異なる
スケールの影響を与えるため完全ではない。それでも、
広い範囲の別個の搬送波周波数の使用は、広い範囲の局
間距離の使用と実質的に類似の効果をもつ。

接近した距離のペアの局を離れた間隔のペアの局ととも
に用いることによって二重に差処理された搬送波位相バ
イアスのバイアスの整数値の一意的決定が可能となるの
と同様に、低搬送波周波数あるいは接近した間隔のペア
の搬送波周波数を高搬送周波数あるいは広い間隔をもつ
ペアの搬送波周波数とともに使用することでもこれが達
成できる。好ましくは、多重局間隔の使用が多重周波数
あるいは周波数間隔の使用と組合せられる。

３．４．好ましい実施態様の詳細な説明−一第１図 第１図には本発明の好ましい実施態様に従がう地球軌道
２０内のＧＰＳ−１２及びＧＰＳ−１４、並びに地球軌
道２２内のＧＰＳ−１６及びＧＰＳ−１８によって図解
される複数のＧＰＳ衛星の軌道を決定するためのシステ
ムが示される。これら衛星は現在地球１０上の局５ＴＮ
−３０，５ＴＮ−３２，５ＴＮ−３４，５ＴＮ−３６、
・　・　・、及び５ＴＮ−５４から見ることができる。

個々の衛星から継続的に送信される無線信号２４は個々
の局５ＴＮ−３０，３２，３４・・・５４の所で第１図
に示されてないアンテナによって同時に受信される（Ｓ
ＴＮ−３２の所で受信される無線信号のみが示される）
。

２つの衛星、ＧＰＳ−１２及びＧＰＳ−１４が１つの軌
道面２０内に示され、２つの他の衛星Ｃ，ＰＳ−１６及
びＧＰＳ−１８が平面２２を軌道とするように示されて
いるが、同時位相観測値（ｓｉａ＋ｕｌｔａｎｅｏｕｓ
　ｐｈａｓｅ　ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎｓ）の二重差処
理を可能とするように２つあるいはそれ以上の衛星が２
つあるいはそれ以上の地上局にて同時に見える限り他の
衛星構成も本発明に従って扱うことができる。

本発明による方法においては、任意のペアの衛星が異な
るペアの局によって同時に観察できることは必要とされ
ない。さらに、衛星軌道パラメータが異なる時間におい
て実質的に同一であるかぎり、本発明の方法に従って、
異なる時間での異なるペアの局による２つのシリーズの
二重に差処理された観測値を結合してそれら衛星の軌道
を決定することができる。異なるペアの衛星を任意のペ
アの局によって異なる時間に観察することもできる。

配列された１３個の局が図示されているが、前述のごと
く、異なる数及び／あるいは異なる配列を用いることも
できる。第１図には好ましい局の配列が平面図にて概む
ね正しい縮尺にて示され、方位が羅針図２６によって示
される。第１図は、縮尺と方位に注意を向けてこの配列
の平面図を示す。局自体を示す小さな四角、地球、衛星
、等はこのかぎりでない。地球の表面上の局の実際の配
列は、通常、完全には平面ではないことに注意する。

示される配列においては、局が続くペアの局間の距離の
比が平方根、約１．４となり、続くペアの局間のベクト
ルが垂直となるように対数ら線に配列される。局５ＴＮ
−３２は５ＴＮ−３０の約４５３キロメートル西、そし
て５ＴＮ−３４の３２０キロメートル束に位置する。５
ＴＮ−３６は５ＴＮ−３４の約２２６キロメードル束、
５ＴＮ−３８の１６０キロメートル南に位置する。５Ｔ
Ｎ−４０は５ＴＮ−３８の約１１３キロメートル西、５
ＴＮ−４２の８０キロメートル北に位置する。

５ＴＮ−４４は５ＴＮ−４２の約５７キロメードル束、
５ＴＮ−４６の４０キロメートル南に位置する。５ＴＮ
−４８は５ＴＮ−４６の約２８キロメートル西、５ＴＮ
−５０の２０キロメートル北に位置する。５ＴＮ−５２
は５ＴＮ−５０の約１４キロメートル東、５ＴＮ−５４
の１０キロメートル南に位置する。

局５ＴＮ−３４，５ＴＮ−４２，５ＴＮ−５４，５ＴＮ
−４６，５ＴＮ−３８、及び５ＴＮ−３０は南西から北
東に延びる直線に沿って位置する。

局５ＴＮ−３２，５ＴＮ−４０，５ＴＮ−４８，５ＴＮ
−５２，５ＴＮ−４４、及び５ＴＮ−３６は北西から南
東に延びる直線に沿って位置する。

これら南西−北東及び北西−南東軸の交差によって定義
される中心からの局の距離は等比数列にて増加する。

同様に、東−西及び北−雨間間隔は等止縁数的に増加す
る。例えば、北−南間隔は１０．２０．４０．８０．１
６０、及び３２０キロメートルである。

データ通信リンク６０は位相測定データを全ての局から
データ　プロセッサ６２に運び、ここで、これらデータ
は、例えば、軌道データ６４によって表わされるように
衛星の軌道の向上された決定値を生成するように二重差
処理される。データ通信リンク６０は、５ＴＮ−５４か
ら５ＴＮ−５２、そしてここから５ＴＮ−５０、そして
５ＴＮ−３０を通ってデータ　プロセッサ６２へと進む
らせんに沿って延びるように示される。これはあえて衛
星の対数ら線構成を明白にするためにこのように示され
たものである。実際には別のデータ通信経路の方が都合
が良い場合もある。例えば、データ　プロセッサ６２は
、この配列の中心付近のこの配列の南西−北東と北西−
南東軸の交点の所に置き、放射状に外側に直線に延びる
４つのデータ通信リンクにてデータ　プロセッサ６２を
局に接続することもできる。さらに、データ　プロセッ
サ６２は別個に置く必要はなく、これら局の１つの所に
置くこともできる。

データ通信リンク６０は永久あるいは専用のリンクであ
る必要はなく、またデータ通信もリアルタイムにて遂行
される必要はない。個々の局の所で生成される位相測定
データはローカル的に格納され、都合の良い時に後の処
理のためにデータ　プロセッサ６０に転送される。この
データ転送に便利な手段は市販の交換電話網である。

局の数及び局間距離との関係において好ましい配列サイ
ズは、後に説明されるさまざまな考察の関数として決定
される。典型的には、Ｌｌ及びＬ２バンド中心周波数搬
送波位相（Ｌｌ　ａｎｄ　Ｌ２　ｂａｎａｄｃｅｎｔｅ
ｒ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｃａｒｒｉｅｒ　ｐｈａｓｅ
ｓ）が観察される場合、１０キロメートルの規模のオー
ダーの最少距離及び数百キロメートルのオーダーの最大
距離が好ましい。

適当な基線長比（ｂａｓｅｌｉｎｅ　ｌｅｎｇｔｈ　ｒ
ａｔｉｏ　）が守られる限り、この配列のサイズも形状
も決定的な事項ではなく、両者とも経済的及び地理的制
約に合うよう変えることができる。アンデギティー（ａ
ｍｂｉｇｕｉｔｉｅｓ　）を解くため、あるいは。“バ
イアスを定める”ための要件が満足される限り、大きな
局間距離が用いられ、また２つの直交方向の両方、例え
ば、北−南及び東−四軸に沿って投影された距離が大い
ほどより高い軌道決定精度が得られる。好ましくは２つ
の直交方向の両方内に投影される最低局間距離は十分に
小さく、最も近くに置かれた局からの二重に差処理され
た位相観測値のバイアスが理想的な条件下にない場合で
も高度の確かさで一意的に決定できるようでなければな
らない。最低から最大への間隔の等比（ｐｒｏｇｒ−ｅ
ｓｓｉｏｎ）は、好ましくは、その間隔までの一連の間
隔に対して正確な決定値が与えられたとき、次に大きな
間隔に対してバイアスが一意的に決定できないほど大き
な比を含べきではない。

任意の軌道決定システムにおいて信鎖性は重要な問題で
ある。本発明による正確な軌道決定の信軌性は局を任意
の局から妥当な位相観測値を得ることを失敗してもそれ
が最少から最大までの使用可能な局間距離の等比に大き
すぎるギャップを与えないように配列されることによっ
て向上される。

この場合“大きすぎ”は、そのギャップより下の間隔に
対する正確な決定値が与えられたとき、そのギャップの
上の次に大きな間隔に対してバイアスが一意的に決定で
きないことを意味する。ある１つの局からの使用可能な
観測値を得ることの失敗は、電気的あるいは機械的な故
障、あるいは局上空の大気の屈折率を異常にするような
厳しい極地的な天候による場合がある。

この点、第１図に示されるような対数周期配列は比較的
故障に強（、従って、信頼性の高い設計である。この配
列の対数周期性から内側及び外側の端の局５ＴＮ−５４
及び５ＴＮ−３０を除いて、任意の１つの局の、故障が
北−南及び東−四軸上に投影された任意の基本局間間隔
の全ての損失にならないことは明白である。例えば、５
ＴＮ−４０の１１３キロメートル束、そして５ＴＮ−３
６の１６０キロメートル北に位置する局５ＴＮ−３８を
考える。１１３キロメートルの東−西投影間隔はペア５
ＴＮ−３４と５ＴＮ−４２、及びペア５ＴＮ−４２及び
５ＴＮ−３６によっても提供される。１６０キロメート
ルの北−南投影間隔もペア５ＴＮ−３４と５ＴＮ−４０
、及びペア５ＴＮ−４０と５ＴＮ−３２によって提供さ
れる。

信頼性を犠牲として、局を配列から取り除くこともでき
る。間隔比を所望のレンジの間隔をカバーするのに要求
される局の数を減すために増加することもできる。図示
される配列は比較的保守的な“ベルト　アンド　サスペ
ンダー（ｂｅｌｔ　ａｎｄ　５ｕ−ｓｐｅｎｄｅｒｓ）
　　”設計を代表する。

信頼性のためには、またデータ通信リンク６０及びデー
タ　プロセッサ６２に対する冗長あるいはバックアップ
手段を提供することが望ましい。

本発明に従うシステムの動作の際に、第２図に示され後
に説明されるように、個々の地上局の所での個々の観察
可能な衛星ＧＰＳ　１２．１４・・・１８から受信され
る信号２４の再生搬送波位相（ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔ
ｅｄ　ｃａｒｒｉｅｒ　ｐｈａｓｅｓ）の測定は同時的
に行なわれる。測定は衛星がそれらの軌道をかなりの距
離移動する間を通じて何回も反復して行なわれる。

個々の局の所での測定のタンミングは、第２図との関連
で後に説明されるごとく、他の局の所のクロックと同期
されたローカル　タロツクによって支配すると便利であ
る。１つあるいは複数の局から受信される信号を基準に
してこの同期を達成するための方法は周知である。従っ
て、時間同期信号をデータ通信リンク６０を通じて伝送
する必要はない。ただし、同期信号を伝送することによ
って観測を同期することも可能であり、この方法は、例
えば、局の所に提供されるべき装置を簡素化できるとい
うことから好ましい場合もある。

再生搬送波位相の測定は、好ましくは、規則的な計画に
従って、例えば、１分間に一度の割合で（衛星が見える
限り）、ローカル　タロツクによって示されるようにず
っと行なわれる。このようにして、全ての局が全ての、
可視衛星を同時に観察することが保証される。

追跡局の所でＧＰＳ衛星信号を受信し、これから搬送波
を再生し、変調コードの知識なしに搬送波位相を測定す
るために用いるのに適当な装置は市販されており、“Ｇ
ＳＰ衛星からの信号を用いて移動プラントフオーム、例
えば、船舶の位置を決定するための方法及びシステム（
ＭＩＥＴＨＯＤ　ＡＮＤＳＹＳＴＥＭ　ＦＯＲＤＨＴＥ
ＲＭＩＮＩＮＧ　ＰＯＳＩＴＩＯＮ　ＯＮ　Ａ　ＭＯＶ
ＩＮＧＰＬＡＴＦＯＲＭ、　５ＵＣＩＩ　　Ａｓ　　Ａ
　　Ｓｌｌ夏Ｐ、　　ＵＳＩＮＧ　　５ＩＧＮＡＬＳ　
　ＦＲＯＭＧＰＳ　ＳＡ置ＬＩＴＨＳ）″と題される合
衆国特許出願、８５２０１６号、１９８６年４月１４日
申請に説明されている。ここで、この出願は“ＧＰＳ衛
星からの無線信号を用いて無線インターフェロメトリー
により基線ベクトルを測定するための方法及びシステム
（ＭＥＴＨＯＤ　ＡＮＤ　ＳＹＳＴＥＭ　ＦＯＲＭＥＡ
ＳＵＲＩＮＧＢＡＳＥＬＩＮＥ　　ＶＥＣＴＯＲ３ＢＹ
　　ＲＡＤＩＯＩＮＴＥＲＦＥＲＯＭＥＴＲＹ　　ＵＳ
−ＩＮＧ　ＲＡＤＩＯ５ＩＧＮＡＬＳ　ＦＲＯＭ　ＧＰ
Ｓ　ＳＡ置ＬＩＴＥＳ）と題される合衆国出願、３５３
，３３１．１９８２年３月１日申請と一部続きを成すも
のである。この両方の出願ともチャールズ　Ｇ、カラン
セルマン■（Ｃｈａｒｌｅｓ　Ｃ，Ｃｏｕｎｓｅｌｓａ
ｎ　ｍ　）の名前で行なわれている。ＧＰＳコードのロ
ーカル的に生成された複製を用いてこれと同じ機能を遂
行する装置も市販されている。

データ　プロセッサ６２は、好ましくは、科学計算に適
当な汎用デジタル　コンピュータ、例えば、デジタル　
イクイップメント社（ＤｉｇｉｔａｌＥｑｕｉｐｍｅｎ
ｔ　Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）のＶＡＸシリーズのマイ
クロコンピユータラ用いる。

データ　プロセッサ６２に使用が適当なアルゴリズムは
、例えば、Ｒ，Ｗ、キング（ＲｌＷ、Ｋｉｎｇ）、Ｅ、
Ｇ、７スターズ（Ｅ、Ｇ、Ｍａｓｔｅｒｓ）、Ｃ，リゾ
ス（Ｃ，Ｒｉｚｏｓ）　、Ａ、ストルッ（Ａ、５ｔｏｌ
ｚ）、及びＪ。

コリンズ（Ｊ、Ｃｏ１１ｉｎｓ）によって、モノグラフ
隘９に発表の論文″ＧＰＳによる測量（Ｓｕｒνｅｙｉ
ｎｇｗｉｔｈ　ＧＰＳ）　　”　、測量学部（Ｓｃｈｏ
ｏｌ　ｏｆ　Ｓｕｒｖｅｙｉｎｇ）、ニュー　サウス　
ウェールズ大学（Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　　　。

ｏｆ　Ｎｅｗ　５ｏｕｔｈ　Ｗａｉｅｓ）　、ケンシン
トン（Ｋｅｎｓｉｎｇｔｏｎ、Ｎ、Ｓ、Ｗ、２０３３、
オーストラリア、出版において説明されており：さらに
、Ｒ，１，アボット　（Ｒ，１，Ａｂｂｏｔ）、Ｙ、ポ
ック　（Ｙ、Ｂｏｃｋ）　、Ｃ。

Ｃ，カランセルマンｍ　（Ｃ，Ｃ，Ｃｏｕｎｓｅｌｍａ
ｎ　ｍ　）　、Ｒ。

Ｗ、キンゲス（Ｒ，Ｗ、Ｋｉｎｇ）　、Ｓ、　Ａ、ゴー
レビッチｍ　（Ｓ、Ａ、Ｇｏｕｒｅｖｉｔｃｈ）　、及
びＢ、Ｊ、ローダン（Ｂｊ、Ｒｏｓｅｎ　）によってグ
」二ノソ囚【こ火元クノエテムによる　も′な立Ｕ　　
に　する・−，１０；六シンボジュウムの＃Ｌ」鉄（Ｐ
ｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　Ｆｉ−ｒｓｔ　
　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　
ｏｎ　Ｐｒｅｃｉｓｅ　ＰＰｏ５−１ｔｉｏｎｉｎ　ｗ
ｉｔｈ　ｔｈｅ　Ｇｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎ
ｇ　Ｓｙｓｔｅｍ）、ｖｏ１、１、ページ６３−７２に
発表の論文［ＧＰＳ衛星軌道のインターフェロメトリッ
ク決定（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｉｃ　ｄｅｔｅｒ
ｍｉｎａｔｉｏｎ　ｏｆ　ＧＰＳ　５ａｔｅ−１１ｉｔ
ｅ　ｏｒｂｉｔｓ）コ　；並びにガーハード　ビュート
ラ（Ｇｅｒｈａｒｄ　Ｂｅｕｔｌｅｒ　）　、ワーナー
　ガードナー（Ｗｅｒｎｅｒ　Ｇｕｒｔｎｅｒ）　、ア
イボ　ボニルシマ（Ｉｖ。

Ｂａｕｅｒｓｉｍａ　）　、及びリチャード　ラングレ
イ（Ｒｉｃｈａｒｄ　Ｌａｎｇｌｅｙ　）によってこれ
もグローバル亡　ン　シスームによる　６な装置２　に
　するＵ、シンポジュウムの君　１（Ｐｒｏｃｅｅｄ　
ｉｎｇｓｏｆ　ｔｈｅ　Ｆｉｒｓｔ　Ｉｎｔｅｒｎａｔ
ｉｏｎａｌ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｎ＋　ｏｎＰｒｅｃｉｓ
ｅ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　Ｇｌ
ｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏ−ｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ）
、ｖｏ１、１、ページ９９−１１２に発表の論文［ＧＰ
Ｓ衛星の軌道のモデリング及び推定（Ｍｏｄｅｌｌｉｎ
ｇ　ａｎｄ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｎｇ　ｔｈｅ　０ｒｂｉ
ｔｓｏｆ　ＣＩ’Ｓ　５ａｔｅｌｌｉｔｅｓ　）　］に
おいて説明されている。

衛星の軌道を同時的に決定するために全ての局から搬送
波位相測定データを処理するための効率的なアルゴリズ
ムがさらにイエフダ　ポック（Ｙｅｈｕｄａ　Ｒｏｃｋ
　）　、サージエイ　Ａ、ゴーレビッチ（Ｓｅｒｇｅｉ
　Ａ、Ｇｏｕｒｅｖｉｔｃｈ　）　、チャールス　Ｃ。

カランセルマンｍ　（Ｃｈａｒｌｅｓ　Ｃ，Ｃｏｕｎｓ
ｅｌｍａｎ）　、ロバート　Ｗ、キング（Ｒｏｂｅｒｔ
　Ｗ、Ｋｉｎｇ　）　、及びリチャード　■、アボット
（Ｒｉｃｈａｒｄ　１．Ａｂｂｏｔ　）によって雑誌マ
ニュスクリプタ　ジオダエティカ（ｍａｎｕｓｃｒｉｐ
ｔａ　ｇｅｏｄａｅｔｉｃａ）　、Ｖ　Ｏｌ　、　１１
　、ページ２８２−２８８．１９８６年出版に発表の論
文［Ｇ　Ｐ　Ｓ位相観測値のインターフェロメトリック
分析（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｉｃ　Ａｎａｌｙｓ
ｉｓ　ｏｆ　ＣＰＳ　Ｐｈａ−ｓｅ　０ｂｓｅｒｖａｔ
ｉｏｎ）　］において説明されている。

ポック（Ｂｏｃｋ）らの論文において説明のごとく、配
列された局からの位相データを結合するための最も効率
的な方法は、同時的に行なわれた全ての観測値を同時処
理することを伴う。つまり、二重に差処理された位相観
測値は局の個々のペアに対して１度に２個ずつ、あるい
は衛星の個々のペアに対して１度に２個ずつ別個に処理
されるのではない。同様に、複数の搬送波周波数からの
位相データを処理するための最も効率的な方法は全ての
観測値を全ての周波数から一緒に同時処理することを伴
う。従って、前述のバイアス整数値を逐次決定すること
は本発明を概念的に理解する上では有効であるが、実用
においては、好ましい手順は全ての関連するパラメータ
を同時推定することからなる。換言すれば、シリアル処
理よりパラレル処理の方が効率的である。

皿１ 第２図にはセットの局５ＴＮ３０．３２．３４．３６・
・・５４の１つの局５ＴＮ−ｎのブロック図が示される
が、ここで複数のＧＰＳ衛星からの信号が受信され、再
生搬送波位相の測定が行なわれる。

第１図及び第２図に示されるごとく、個々の局５ＴＮ−
ｎはＧＰＳ衛星ＧＰＳ−１２、ＧＰＳ−１４、ＧＰＳ−
１６及びＧＰＳ−１８から伝送される信号、例えば、衛
星ＧＰＳ１２から受信される信号２４を同時に受信する
。データ通信リンク６０、−例として、市販の交換電話
網を通じて、局５ＴＮ−ｎは、第１図に示されるように
、データ　プロセッサ６２と通信する。

局５ＴＮ−ｎは上向き全方向性アンテナ１００、受信機
１０２、周波数スタンダード１０６、クロック１０８、
複数の同一の追跡チャネル１１２、コンピュータ２１０
、及びモデム１２２を含む。

位相センターが正確に知られており、ローカル測地標（
図示なし）に対して正確に位置されたアンテナ１００は
見える全ての衛星によって伝送される信号を同時に受信
する。アンテナ１００は自由空間（ｆｒｅｅ　５ｐａｃ
ｅ）を通じて衛星から直接に受信される信号に応答し、
付近の物体あるいは下の地上から散乱あるいは反射され
る信号は拒絶するように設計される。これら散乱あるい
は反射信号の拒絶は、これが理想的には直接に受信され
た信号のみである受信信号の位相を変化させることを防
止する上で重要である。

アンテナ１００は、空からの信号を優先して受信し、地
上からの信号は受信しないために“上向き（ｕｐｗａｒ
ｄ　ｌｏｏｋｉｎｇ）　　”と呼ばれる。アンテナ１０
０は空の全ての方向から信号を受信するために”全方向
（ｏｍｎｔｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ　）　ｗとも呼ばれ
る。

本発明の用途に良く合たタイプのアンテナが合衆国特許
第４．６４７，９４２号、１９８７年３月３日公布の“
衛星位置決めシステムのための円形偏極されたアンテナ
（ＣＩＲＣＵＬＡＲＬＹ　ＰＯＬＡＲＩＺＥＤ　ＡＮＴ
ＥＮＮＡ　ＦＯＲＳＡ置ＬＩＴＥ　ＰＯＳＩＴＩＯＮＩ
ＮＧ　５ＹＳＴＥ？ＩＳ）　″において開示されている
。この特許第４．６４７，９４２号はＧＰＳバンドの１
つ、Ｌ１バンドのみを受信するように設計された。特許
第４，６４７．９４２号に開示のアンテナの二重バンド
、Ｌｌ及びＬ２バージョンもマクロメーター■ｌＨイン
ターフェロメトリック観測システム（ＭＡＣＲＯＭＩｌ
ｉＴＥＲＩＩ？ＭＩｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｉｃ　Ｓ
ｕ−ｒｖｅｙｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ）のアンテナとして
市販されている。マクロメーター■は、アメリカ　ウェ
スタンジオグラフィカル社（Ｗｅｓｔｅｒｎ　Ｇｅｏｐ
ｈｙｓｉｃａｌＣｏｍｐａｎｙ　ｏｆ　Ａｍｅｒｉｃａ
）のエアロ　サービス部門（＾ｅｒｏ　５ｅｒｖｉｃｅ
　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　）の商標である。アンテナ１００
は、好ましくは、マクロメーター■０’ＩＡｃＲＯＭＢ
ＴＲＲＩＩ　）アンテナあるいは同等なものを用いる。

第２図に示されるシステムにおいては、局の全ての所の
アンテナ位相センター間の相対位置あるいは“基ｖＡ（
ｂａｓｅｌｉｎｅ）　　″ベクトル、及び地球の質量の
中心に対する個々のアンテナの位相センターは、周知の
方法によって、先験的（ａ　ｐｒｉｏｒｉ）に決定され
、好ましくは、衛星の軌道の決定に要求されるよりも高
い分数精度にて決定される。これらベクトルの推測値の
エラーは、軌道決定のエラーの原因となる。ただし、前
述のごとく、ガーハード　ビュートラ−（Ｇｅｒｈａｒ
ｄ　Ｂｅｕｔｌｅｒ　）　、ワーナー　ガードナー（Ｗ
ｅｒｎｅｒ　Ｇｕｒｔｎｅｒ）　ｓマーカス　ロタッチ
ャ−（Ｍａｒｋｕｓ　Ｒｏｔｈａｃｈｅｒ）　、）−マ
ス　スチルドクネヒト（Ｔｈｏｍａｓ　５ｃｈｉｌｄｋ
ｎｅｃｈｔ　）、及びアイボ　ボエリジマ（ｌｖｏ　Ｂ
ａｕｅｒｓｉｍａ　）によって　　の１　゛　に　　る
　４ｏ　　、：ｌシンボジュウムの［（Ｐｒｏｃｅｅｄ
ｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＦｏｕｒｔｈＩｎｔｅｒｎａ
ｔｉｏｎａｌ　Ｇｅｏｄｅｔｉｃ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ
　ｏｎ　５ａｔｅｌｌ−３ｔｅ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎ
ｇ　）　、Ｖ　ｏ　ｌ　、　　１　、ページ３１９−３
３５．１９８６年、オースチン　テキサス大学アプライ
ド　リサーチ　ラボラトリ−（ＡｐｐｌｉｅｄＲｅｓｅ
ａｒｃｈ　Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　
Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆＴｅｘａｓ　ａｔ　Ａｕ５
ｔｉｎ　）出版の論文［地域網からの二重兼搬送波位相
観測を用いてのＧＰＳ軌道の決定（Ｄｅｔｅｒｍｉｎａ
ｔｉｏｎ　ｏｆ　ＧＰＳ　０ｒｂｉｔｓ　Ｕｓｉｎｇ　
ＤｏｕｂｌｅＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅ　Ｃａｒｒｉｅｒ　
Ｐｈａｓｅ　０ｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ　ｆｒｏｍＲｅｇ
ｉｏｎａｌ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）　］との関連で上に説明
のごとく、局の位置ベクトルを衛星軌道に対して同時的
に高精度にすることも可能である。これを行なう場合は
、適当な先験的（ａ　ｐｒｉｏｒｉ）共分散を不確定の
周位置座標（ｕｎｃｅｒｔａｉｎ　５ｔａｔｉｏｎ　ｐ
ｏｓｉｔｉｏｎｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｓ　）に指定すべ
きである。

複数の衛星からアンテナ１００によって同時に受信され
る信号の複合物（ｃｏ＋＊ｐｏｓｉｔｅ　）は受信機１
０２に加えられ、受信機はこれをこれら信号が受信され
るＬｌ及びＬ２バンドの周波数から搬送波再生、位相測
定及び追跡の動作がより便利に遂行できる低周波数に変
換する。周波数のダウン変換動作（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
　ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｏｐｅｒａｔｉｏ
ｎ　）は受信機１０２内において、第３図との関連にお
いて以下に詳細に説明のように、受信された信号をロー
カル発振器信号とへテロダイニング（ｈｅｔ−ｅｒｏｄ
ｙｎｉｎｇ　）することによって遂行される。この発振
器信号は周波数スタンダード１０６によって受信機１０
２に提供される標準周波数信号（ｓｔａ−ｎｄａｒｄ　
ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｓｉｇｎａｌ）　　１０４のコヒ
ーレント乗算（ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｍｕｌｔｉｐｌｉｃ
ａｔｉｏｎ　）によって合成される。搬送波再生も受信
機１０２内で遂行される。第３図との関連でさらに開示
されるごとく、それぞれが位相及び周波数においてアン
テナ１００によって受信された広帯域信号（ｓｐｒｅａ
ｄ　ｓｐｅｃｔｒｕｍｓｉｇｎａｌ　）の複合物内の搬
送波インプリシフト（ｃａｒｒｉｅｒ　ｉｍｐｌｉｃＨ
）と関連する再生搬送波成分（ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔ
ｅｄ　ｃａｒｒｉｅｒ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）の複合
物は、受信機１０２内で形成される。この再生搬送波複
合物がサンプリングされ、結果が、同期デジタル形式に
て、バス１１０によって複数の同一の追跡チャネル１１
２に運ばれる。バス１１０はＬｌ及びＬ２バンドに対す
る別個のデータ　ラインを含む。

周波数スタンダード１０６は、安定した基準スタンダー
ド、例えば、市販のセシウム原子ビーム共振器にて制御
される発振器である。これはＬバンドにコヒーレント乗
算をすることを許すのにスペクトル的に十分に純粋であ
り、また正確な時間キーピング（ｔｉｍｅ−ｋｅｅｐｉ
ｎｇ）を可能とする長期安定性及び精度をもつ。周波数
スタンダード１０６からの標準周波数信号１０４は２ｒ
ｏに等しい周波数、つまり、１０．２３ＭＨｚをもつ。

受信機１０２に供給されるのに加えて、周波数スタンダ
ード１０６からの標準周波数信号１０４はクロック１０
８に供給され、クロックの速度を支配する。第３図、第
４図、第５図、及び第６図との関連で後に詳細に説明さ
れるごとく、クロック１０８は標準周波数信号１０４の
サイクルをカウントし、リアルタイム指標１２４を生成
するが、これはコンピュータ１２０及び追跡チャネル１
１２の全てに加えられ、これらの動作を支配する。追ｍ
局５ＴＮ−ｎのクロック１０８は他の追跡局ツクロック
とコンピュータ１２０によって生成される同期信号１１
４を介して同期される。（好ましくは、個々の局が自動
的に同期信号を派生する）。

第１図との関連において上に述べたごとく、同期信号１
１４は受信機１０２及び／あるいは１つあるいは複数の
追跡チャネル１１２内に含まれる図示されてない周知の
手段によるＧＰＳ信号変調の復号を含むさまざまな周知
の方法によって派生される バス１１０上の受信機１０２からの再生搬送波出力の低
周波数デジタル化複合物は、同じように、並列に、全て
の追跡チャネル１１２に加えられ、ここで、再生搬送波
の位相が個別に測定される。

１つの追跡チャネル１１２が個々の衛星に割り当てられ
、これらはその衛星から受信された信号の時間で変動す
るドツプラー　シフト（ｔｉｍｅ−ｖａｒｙ−ｉｎｇ　
Ｄａｐｐｌｅｒ　５ｈｉｆｔ　）の衛星に固有（ｓａｔ
ｅｌｌｉｔｅ−ｓｐｅｃｉｆ　ｉｃ）の推測値１１６を
用いてそれに指定された衛星からの搬送波のみを選択的
に検出する。

コンピュータ１２０によって追跡チャネル１１２に加え
られた推測値１１６は、データ通信リンク６０を介して
中央プロセッサ６２からコンピュータ１２０に提供され
る衛星軌道及び追跡周位置に関する先験的（ａ　ｐｒｉ
ｏｒＤ情報から周知の方法によって計算される。衛星軌
道に関する情報の別のソースとして、衛星信号によって
運ばれ、ＧＰＳコードに関する知識をもとに周知の方法
にて読み出しが可能なブロードカスト情報（ｂｒｏａｃ
ａｓｔ　１ｎ−ｆｏｒｎ＋ａｔｉｏｎ　）を用いること
もできる。

追跡チャネル１１２内で遂行される搬送波位相及び関連
するパワー測定の結果を表わす第２図に測定値１１８と
して示されるデータはコンピュータ１２０に提供され、
コンピュータ１２０は、この測定値を用いて推測値１１
６の精度を上げ、また、追跡チャネル内で実行される測
定プロセスの監視及び制御を行なう。この測定値１１８
はコンピュータ１２０のメモリ内に格納され、後に必要
になったときにデータ　プロセッサ６２（第１図）に転
送される。

測定値１１８及び関連するデータ、例えば、クロック１
０８からのリアルタイム指標１２４から派生される時間
タグ（ｔｉｍｅ　ｔａｇ）　、並びに局５ＴＮ−３２の
動作及び保守と関連する他のデータのプロセッサ６２へ
の転送にはモデム１２２、ドロップ（ｄｒｏｐ）　　１
２　Ｂ及び通信リンク６０が用いられる。

データ通信リンク６０は双方向であり、データプロセッ
サ６２によって生成された衛星信号と関連する情報、例
えば、これら信号の周波数の予測値を表わすデータをモ
デム１２２を通じてコンピュータ１２０に転送し、コン
ピュータ１２０によって測定プロセスを制御あるいは助
けるために用いることができる。より具体的には、追跡
チャーネル１１２に加えられる推測値１１６は、コンピ
ュータ１２０によってライン６０を介してデータプロセ
ッサ６２から受信されるデータから一部あるいは全部を
派生することができる。

コンピュータ１２０はまたクロック同期信号１１４を生
成する。クロック同期信号１１４はクロック１０８にリ
アルタイム指標１２４をデータプロセッサ６２からライ
ン６０を介して受信されるデータに一部あるいは全部を
依存して初期設定するために用いられる。別の方法とし
て、上に説明のごとく、クロック１０Ｂを他の全ての局
内のクロック及び標準時間、例えば、“ＧＰＳ”時間あ
るいはコーディネイティソド　ユニバーサルタイム（Ｃ
ｏｏｒｄｉｎａｔｅｄ　Ｌｌｕｉｖｅｒｓａｌ　Ｔｉｍ
ｅ）と同期するために必要な情報の全部あるいは一部を
局５ＴＮ−ｎの１つの所に受信される衛星信号から派生
することもできる。

茅１皿 第２図に示される受信機１０２が第３図にさらに詳細に
示される。受信機１０２は衛星からアンテナ１００によ
って同時に受信されるＬｌ及びＬ２バンド信号を受ける
。これらバンドの個々の中に受信される広帯域信号の複
合物が受信機１０２内において再生搬送波信号の複合物
を生成するために処理される。これらＬｌ−及びＬ２−
関連再生複合物信号も受信機１０２内でサンプリングさ
れ、デジタル形式にてバス１１０を介して同一の追跡チ
ャネル１１２に加えられ、ここで個々の衛星の再生搬送
波位相が測定される。

周波数スタンダード１０６からの基準周波数信号１０４
は受信機１０２に加えられ、ここでこれはバス１１０上
の低周波数デジタル信号を生成する過程において遂行さ
れる周波数ダウン変換及びサンプリング動作を支配する
。

受信機１０２は伝送ライン１５０を介してアンテナ１０
０からＬバンド信号を受信するが、これはＬ１帯域通過
フィルタ１５４、Ｌ２２帯域過フィルタ１５６、及び低
ノイズ前置増幅器段１５８を含む前置増幅器アセンブリ
１５２に結合される。

伝送ライン１６０はこのフィルタ及び増幅された信号を
ダイブレックス　フィルタ（ｄｔｐｌｅｘ　ｆｉｌｔ−
ｅｒ）１６２に加えるが、フィルタ１６２はＬｌバンド
信号をＬｌサイドバンド　セパレータ１６８に供給する
。サイドバンド　セパレータはライン１０４を通じて周
波数スタンダード１０６によって駆動される周波数掛算
器１７２によって生成される１５７５．４２ＭＨｚのＬ
ｌバンド　センター周波数基準信号１７０も受信する。

Ｌ１サイドバンド　セパレータ１６８はそれぞれＬ１バ
ンド　センター周波数基準信号１７０とへテロダイニン
グすることによってＬ１バンドの上側及び下側半分から
低周波数に変換された別個の上側及び下側サイド　バン
ド出力１７４及び１７６を生成する。Ｌ１上側サイドバ
ンド信号１７４及びＬ１下側サイドバンド信号１７６は
それぞれＬＬアッパー　サイドバンド　フィルタ１７８
及びＬ１０−ワー　サイドバンド　フィルタ１８０によ
ってフィルタされる。ミキサー１８６はこれらフィルタ
の出力を受信し、これらの積（ｐｒｏｄｕｃｔ　）をＬ
ｌ　　２ｆｏ同相サンプラー（ｉｎ−ｐｈａｓｅ　ｓａ
ｍｐｌｅｒ）　　１９０及びＬｌ　　２ｆｏ直角サンプ
ラー（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｓａｓ＋ｐｌｅｒ）　１
９２に供給する。これらサンプラーは、サンプラー１９
０の場合はライン１０４を介して、そしてサンプラー１
９２の場合は９０度位相フィルタ１９８を介して周波数
スタンダードによって同期される。互いに９０度ずれて
動作するこれらサンプラーは入力Ｌｌｌ及びＬＩＱをバ
ス１１０を介して追跡チャネルに供給する。

受信機のＬ２バンド　セクションも同様に構成され、第
３図に全て示されるように、Ｌ２サイドバンド　セパレ
ータ２０４、Ｌ２アッパー　サイドバンド　フィルタ２
１０、Ｌ２　　ローワ−サイドバンド　フィルタ２１２
、ミキサー２１８、Ｌ２　２ｆｏ同相サンプラー２２２
、及びＬ２２ｆｏ直角サンプラー２２４を含む。

受信機の入力セクションに戻どり、複数の衛星から同時
に受信されるＬｌ及びＬ２バンド信号の広帯域複合物（
ｓｐｒｅａｄ−ｓｐｅｃｔｒｕｍ　ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ
　）は伝送ライン１５０によってアンテナ１００から前
置増幅器アセンブリ１５２に運ばれる。伝送ライン１５
０は損失を最小限にするために、できるだけ短かく、好
ましくは、１メートル以下にされる。

従って、前置増幅器アセンブリ１５２は空がきれいに見
えるアンテナで実現可能なかぎりアンテナ１００に接近
して設置すべきである。

前置増幅器アセンブリ１５２は、受信された信号を比較
的長距離、例えば、伝送ライン１６０を介して、アンテ
ナ１００及び前置増幅器アセンブリ１５２の位置から比
較的離れた受信機１０２の残りの部分の位置まで運ぶこ
とができるように十分に増幅する働きをもつ。

前置増幅器アセンブリ１５２内において、伝送ライン１
５０を介して受信された信号は分割され、ＬＬ帯域通過
フィルタ１５４及びＬ２帯域通過フィルタ１５６の入力
に加えられる。これらは、それぞれＬｌ及び５２周波数
バンドに調節された高品質低損失帯域フィルタである。

これらは、アンテナ１００によってピックアップされる
強いバンド外れ信号が低ノイズ増幅器１５８に到達し、
これを焼いてしまったり、あるいは増幅器１５８ないし
受信機１０２の後の段が過負荷となるのを防止するため
に用いられる。前置増幅器にパワーを供給するために、
伝送ライン１６０は受信機１０２内のパワー源（図示な
し）からｄ、ｃ、パワーを運ぶ。

ダイプレックス　フィルタ１６２は周波数選択性信号分
割器であり、伝送ライン１６０を介して到着するＬ２バ
ンド信号からＬ１バンド信号を分離し、示されるように
、Ｌ１バンド信号１６４及びＬ２バンド信号１６６を別
個に出力する。Ｌ１バンド信号１６４はＬ１サイドバン
ド　セパレータ１６８の入力に加えられ、Ｌ２バンド信
号１６６はＬ２サイドバンド　セパレータ２０４の入力
に加えられる。

Ｌ１サイドバンド　セパレータ１６８は、ＩＥＥＥ（７
）会１１１、ｖｏ１、５９　（１９７１年）、ヘージ１
６１７−１６１８にアラン　Ｅ、　Ｅ、ロジャーズ（Ａ
ｌａｎ　Ｅ、Ｅ、Ｒｏｇｅｒｓ　）によって掲載の論文
、並びに、１９８６年２月２６日公布の英国特許第２．
１２０，４８９号［衛星からの信号を用いて位置を決定
するための方法及びシステム（Ｍｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　
ｓｙ−ｓｔｅｍ　ｆｏｒ　ｄｅｔｅｒｍｉｎｉｎｇ　ｐ
ｏｓｉｔｉｏｎ　ｕｓｉｎｇ　ｓｉｇｎａｌｓｆｏｒｍ
　５ａｔｅｌｌｉｅｓ）コにおいて詳細に説明されてい
る。Ｌｌサイドバンド　セパレータ１６８からのＬ１ア
ッパー　サイドバンド信号１７４出力は１５７５．４２
ＭＨｚ、つまり、Ｌｌセンター周波数基準信号１７０の
周波数より高い周波数をもつＬ１バンド信号１６４の部
分を表わす広帯域複合物である。Ｌｌセンター周波数基
準信号１７０の位相及び周波数がＬ１バンド信号１６４
のスペクトルの上側半分のフーリエ成分の位相及び周波
数から引かれ、Ｌｌアッパー　サイドバンド信号１７４
の対応するフーリエ成分の位相及び周波数が得られる。

同様に、Ｌ１サイドバンド　セパレータ１６８からのＬ
１下側サイドバンド信号１７６出力は１５７５．４２Ｍ
Ｈｚ、つまり、Ｌｌセンター周波数基準信号１７０より
低い周波数をもつＬｌバンド信号の部分を表わす広帯域
複合物である。Ｌ１バンド信号１６４のスペクトルの下
側半分のフーリエ成分の位相及び周波数がＬｌセンター
周波数基準信号１７０の位相及び周波数から引かれ、Ｌ
Ｌ下側サイドバンド信号１７６の対応するフーリエ成分
の位相及び周波数が得られる。

前述のごとく、Ｌ１上側及び下側サイドバンド信号１７
４及び１７６はそれぞれアッパー及びローワ−サイドバ
ンド　フィルタ１７８及び１８０に加えられる。これら
２つのフィルタは好ましくは同一の特性をもつ。これら
は、ノイズ及び任意の上側及び下側信号１７４．１７６
内の周波数の有効なレンジを外れる干渉信号を排除する
ために用いられる。これら有効レンジは、ｆｏつまり、
５．１１５　Ｍｆｉｚに中心をもつ周波数の狭いバンド
を除いて約１０　ｋ　Ｉｌｚから約９ＭＨｚの範囲に渡
る。これらフィルタは、また２ｆｏつまり１０．２３Ｍ
Ｈｚの周波数も排除すべきである。

約１０ｋＨ以下の周波数及びｆｏに中心をもつ“ノツチ
（ｎｏｔｃｈ　）　”内の周波数の排除を除いては、個
々のフィルタ通過帯域の形状は、好ましくは、ＧＰＳ信
号のＰ−コードと関連する成分の１つのサイドバンドの
形状にマツチされる。従って、このフィルタは約４．５
　Ｍ　Ｉｌｚの電力半゛値バンド幅をもつ、約１０ｋＨ
以下の周波数の排除はＬ１バンド　センター周波数より
１０ｋ）Ｉｚより上あるいは下の周波数で受信される任
意のＬ１バンド信号が３０８ｆＯの二次高調波、つまり
、Ｌｌバンドセンター周波数搬送波が生成されるミキサ
ー１８６に到達するのを防ぐ。これら搬送波は、受信さ
れたとき、ドツプラー　シフトのために３０８１ｏとい
ずれかの方向に最大約５ｋＨｚ異なる周波数をもつ。こ
れらの二次高調波はプラス　マイナス最大１０　ｋ　Ｈ
ｚドツプラー　シフトされる。従って、フィルタ１７８
及び１８０の低周波数カットオフは再生されたＬ１バン
ド　センター周波数搬送波との干渉を防ぐ。

同様に、フィルタ１７８及び１８０内のｆ。に中心をも
つノツチは３０７ｆｏ及び３０９ｆＯ付近の周波数で受
信されるＬ１バンド信号がＬ１バンド、つまり、ｆｏの
副搬送波と干渉するのを防ぐ。これら搬送波の二次高調
波もミキサー１８６内で再生される。これら再生二次高
調波の周波数はＬ１積１８Ｂ内に出現したとき２ｆｏ付
近であり、ドツプラー　シフトのために２ｆｏといずれ
かの方向に最大約３０Ｈｚ異なる。これら信号の周波数
のレンジは比較的狭く、フィルタ１７８及び１８０のノ
ツチも同様に狭くできる。ただし、２ｆ０を中心とする
１０ｋ）Ｉｚ、さらには１００ｋＨｚのオーダーのかな
り広いノツチを提供する方が好都合である。大きなノツ
チ幅の場合でも、信号パワーが数Ｍ　Ｈｚのバンド幅に
広がるため要求される信号パワーの比較的小さな部分の
みが失われる。

１０ｋＨｚの低周波数カットオフ及び５．１１５Ｍ１１
ｚ排除ノツチ（ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ　）付近の周波数の
狭いレンジ、及び信号パワーが小さくなる約９ＭＨｚを
超える周波数を除いて、フィルタ１７Ｂ及び１８０は周
波数の線形関数の数度以内の位相シフトをもつべきであ
る。換言すれば、これらフィルタは非分散的（ｎｏｎｄ
ｉｓｐｅｒｓｉｖｅ　）であるべきである。この特性は
ミキサー１８６内での搬送波再生において有効周波数レ
ンジ全体からのスペクトル成分が位相−コヒーレント結
合されるために要求される。

ここに説明の全ての特性をもつフィルタ１７８及び１８
０は、周知の技術、例えば、１ＱｋＨｚバイパス　フィ
ルタ及び５．１１５ＭＨｚノツチ　フィルタをＰ−コー
ド変調バンド幅に概むねマツチされた位相線形ローパス
　フィルタと縦続することによって構成することができ
る。

ミキサー１８６によって生成されるＬ１積１８８は図示
されるごとく、Ｌｌ　　２ｆｏ同相サンプラー１９０及
びＬｌ　　２ｆｏ直角サンプラー１９２に加えられる。

Ｌｌ　　２ｆｏ同相サンプラー１９０はＬ１積１８８を
周波数スタンダード１０６から受信される標準周波数信
号１０４に従って２ｆｏ、つまり、１０．２３　ＭＨｚ
の均一な速度でサンプリングするＬｌ　　２ｆｏ直角サ
ンプラー１９２はまたサンプル上１積１８８を周波数ス
タンダード１０６から受信される標準周波数信号１０４
に従って２ｆ０、つまり１０．２３　ＭＨｚの均一な速
度でサンプリングする。ただし、Ｌｌ　　２ｆｏによる
直角サンプラー１９２のサンプリングの位相はＬｌ　　
２ｒ０同相サンプラー１９０によるサンプリングの位相
より遅れる。これはＬｌ　　２ｆｏ直角サンプラー１９
２が標準周波数信号１０４より位相の４分の１サイクル
だけ遅れる９０’位相シック１９Ｂによって生成された
直角サンプリング周波数信号１４８によって駆動される
ためである。

Ｌｌ　　２ｆＯ同相サンプラー１９０は、好ましくは、
符号のみを示すためのサンプル当たり１ビツトのみを含
むデジタル信号であるＬ１同相サンプル積（ｉｎ−ｐｈ
ａｓｅ　ｓａｍｐｌｅｄ　ｐｒｏｄｕｃｔ）　　１９４
を生成する。同様に、Ｌｌ　　２ｒｏ直角サンプラー１
９２は同一形式のＬ１直角サンプラー積（ｑｕａ−ｄｒ
ａｔｕｒｅ　ｓａｍｐｌｅｄ　ｐｒｏｄｕｃｔ　）　　
１９６を生成する。

これらサンプル積を１ビツトに制限することにより、Ｓ
Ｎ比がある程度犠牲にされるが、その後のデジタル信号
処理回路を簡素化できる。第３図及び第４図に示される
ごとく、Ｌ１同相サンプル積１９４は個々の追跡チャネ
ル１１２への“ＬＩＩ”入力を提供し、Ｌ１直角サンプ
ル積１９６は個々の追跡チャネル１１２への“ＬＩＱ”
入力を提供する。Ｌ１同相及び直角サンプル積１９４及
び１９６は、それぞれ、受信機１０２のＬ２バンドセク
ションからの類似の信号とともにバス１１０を介して追
跡チャネル１１２に運ばれる。

２ｒｏに等しいデジタル　サンプリング速度はＬｌ積１
８８内では全て１Ｑｋｌｌｚ以下の再生Ｌｌセンター周
波数搬送波の周波数を大きく超える。

従って、これら再生搬送波の周波数及び位相はサンプリ
ング　プロセスにおいて保存される。２ｆ。

のサンプリング速度は、公称上は個々の衛星によって伝
送される信号内のｆ。搬送波インブリジットの二次高調
波と完全に等しい。受信の際、及び搬送波再生プロセス
において起こる周波数ダブリングの後に、これら搬送波
は２ｆｏサンプリング速度と約±３０　ｆｉｚＯ間の量
だけ異なる周波数をもつＬｌ　　２ｆＯ同相サンプラ１
９０及びＬｌ　　２ｆ、直角サンプラ１９２はミキサー
として働き、Ｚｆｏ付近の再生搬送波周波数から２ｆｏ
サンプリング周波数を引（ことにより、Ｌ１同相サンプ
ル積１９４及びＬ１直角サンプル積１９６内に±３　Ｏ
ｆｉｚの範囲の再生搬送波周波数を与える。これらサン
プル積では、この２つのサンプラーが位相直角にて動作
するために負の周波数と正の周波数がはっきりと区別さ
れることに注意する。

第３図に示される好ましい実施態様においては、再生ｆ
。搬送波のＳ／Ｎ比はゼロから３０　Ｈｚの範囲の周波
数の所でＬ１積１８８内に出現するノイズによって劣化
される。この劣化は耐えられる程度のものではあるが、
必要であれば、Ｌｌ　　２ｆ。

同相サンプラー１９０及びＬｌ　　２ｆｏ直角サンプラ
ー１９２と同じであるが、この場合は２ｆ０に中心をも
つ所望の周波数バンドに調節された帯域通過フィルタに
よってミキサー１８６に接続された別個のペアの直角サ
ンプラーを提供することによってシステムの性能を向上
させることもできる。これらサンプラー及び関連する帯
域通過フィルタは両方とも第３図には示されておらず、
示されているものに追加されるものである。第４図との
関連において後に開示される追跡チャネル１１２内の６
１６　ｒ０検出器３０２に加えられるＬｌｌ及びＬＩＱ
信号は、図示されるごとく、Ｌｌ　　２ｆ０同相サンプ
ラー１９０及びＬｌ　　２ｆＯ直角サンプラー１９２か
ら派生される。追加のベアのサンプラーは追跡チャネル
１１２内の（第４図との関連で後に説明される）Ｌｌ　
　２ｆａ検出器３０４を駆動する。受信機１０２のし２
セクシヨン及び追跡チャネル１１２に対しても類似の追
加及び変更が行なわれる。

第３図に示されるごとく、受信機１０２のＬ２セクショ
ンはＬ１セクションと類似に構成される。

ダイプレックス　フィルタ１６２によって出力されるＬ
２バンド信号１６６はＬ２サイドバンドセパレータ２０
４に加えられ、セパレータ２０４はこれら信号をＬ２セ
ンター周波数基準信号２０２とヘテロゲインする。Ｌ２
センター周波数基準信号２０２は１２２７．６０Ｍｌ１
ｚに等しい２４０ｆＯの周波数をもち、ｘ１２０周波数
乗算器２００内の周波数乗算によって２ｒｏ標準周波数
信号１０４から派生される。入力の差を除いて、Ｌ２サ
イドバンド　セパレータ２０４はＬ１サイドバンドセパ
レータと全く同一に動作し、同一の構造をもつ。

Ｌ２サイドバンド　セパレータ２０４はＬ１サイドバン
ド　セパレータ１６８との関連ですぐ前に説明したごと
く、Ｌ２バンドのスペクトルの上側及び下側周波数の半
分を表わすベース　バンドの別個のＬ２上側サイドバン
ド信号２０６及び下側サイドバンド信号２０８出力を生
成する。Ｌ２上側及び下側サイドバンド信号２０６及び
２０８はそれぞれＬ２アッパー及びローワ−サイドバン
ド　フィルタ２１０及び２１２に加えられる。

入力の差を除いて、これらフィルタは、Ｌ１アッパー　
サイドバンド　フィルタ１７８及びＬ１０−ワー　サイ
ドバンド　フィルタ１８０と全く同一に動作し、全（同
一の構造をもつ。

フィルタ２１０及び２１２からそれぞれ出力されるフィ
ルタされたＬ２上側及び下側サイドバンド信号２１４及
び２１６は受信機１０２のＬ１セクション内のミキサー
１８６と同じ動作をするミキサー２１８に加えられる。

ミキサー２１ＢからのＬ２積２２０出力はＬ２　２ｆｏ
同相サンプラー２２２およびＬ２　２ｆｏ直角サンプラ
ー２２４に加えられる。これらサンプラーもＬ１セクシ
ョン内のこれらと対応するサンプラー、つまり、Ｌｌ　
２ｆ０同相サンプラー１９０及びＬｌ　　２ｆ。

直角サンプラー１９２と全く同一である。Ｌ２同相サン
プラー２２２は標準周波数信号１０４に応答してＬ２積
２２０をサンプリングし、Ｌ２直角サンプラー２２４は
、上で説明のように標準周波数信号１０４の位相を９０
°位相シフタ１９８にて遅延することによって派生され
る直角サンプリング周波数信号１４８に応答してＬ２積
２２０をサンプリングする。

同相サンプラー２２２の出力は、Ｌ２同相サンプル積（
ｉｎ−ｐｈａｓｅ　ｓａｍｐｌｅｄ　ｐｒｏｄｕｃｔ）
　２２６であり、第３図及び第４図において“Ｌ２１”
としても示される。直角サンプラー２２４の出力はＬ２
直角サンプル積２２８であり、第３図及び第４図におい
て“Ｌ２Ｑ”とも示される。上でＬｌ−関連信号に対し
て説明されたようにＬ２バンド内に受信される信号から
派生されるこれら出力内には、複数の再生搬送波成分が
存在し、これらには個々の可視衛星からのし２バンド信
号内のセンター周波数搬送波の再生二次高調波及びｆ０
サブ搬送波インプリジットき再生二次高調波の両方が含
まれる。これら再生搬送波はそれらの異なるドツプラー
　シフトによって区別される。個々の搬送波のドツプラ
ー　シフトは、伝送されたときの周波数、及び衛星受信
機間の距離の変化の速度（しばしば“距離レート（ｒａ
ｎｇｅ　ｒａｔｅ）　　”あるいは“視線速度（ｌｉｎ
ｅ−ｏｆ−ｓｉｇｈｔ　ｖｅｌｏｃｉｔｙ）　　”とも
呼ばれる）に比例する。

ＩＪ呵 第４図には第２図に示される複数の同一追跡チャネル１
１２の１つが詳細に示される。第４図に示されるように
、追跡チャネル１１２はコンピュータ１２０からの推定
値１１６内に含まれる衛星固有の距離レート推測値２９
８を受信し、これから４つの同期検出器によってこの追
跡チャネル１１２に指定された特定の衛星の４つの再生
搬送波の位相を検出及び測定するために用いられる２ｆ
０位相推定値３１０を生成するレンジ発生器３００を含
む。これら搬送波はＬ１バンド　センター周波数搬送波
、Ｌ２バンド　センター周波数搬送波、Ｌ１バンド信号
−内のｆ０副搬送波インプリジット、及びＬ２バンド信
号内のｆ０サブ搬送波インプリシフトである。

受信機１０２からのバス１１０を介して追跡チャネル１
１２から受信されるＬ１同相サンプル積１９４及びＬ１
直角サンプル積１９６は６１６ｒ、検出器３０２に加え
られるが、これは３０８ｆｏＳＬｌバンド　センター周
波数搬送波の二次高調波を検出する。積信号１９４．１
９６もＬ１２ｆｏ検出器３０４に加えられるが、これは
ｆ。、Ｌ１バンド副搬送波の二次高調波を検出する。同
様に、受信機１０２からのバス１１０を介して追跡チャ
ネル１１２によって受信されたＬ２同相サンプル積２２
６及びＬ２直角サンプル積２２８は２４Ｏｆ、、Ｌ２　
　バンド　センター周波数搬送波の二次高調波を検出す
る４８０　　ｒｏ検出器３０６、及びｆ。、Ｌ２バンド
副搬送波の二次高調波を検出するＬ２　２ｆＯ検出器３
０８に加えられる。

追跡チャネル１１２内の４つの同！ｔＩＩ検出器の個々
はそれが検出することを想定される特定の搬送波の時間
変動位相（ｔｉｍｅ−ｖａｒｙｉｎｇ　ｐｈａｓｅ）の
推測値も受信し、個々は実際の搬送波位相とこの位相の
推測値との間の差の測定値を生成する。各々検出される
べき搬送波に対する４つの全ての搬送波位相推測値は、
距離レート推測値２９８からレンジ発生器３００によっ
て生成された２ｆｏ位相推測値３１０に適当な係数を掛
けることによって派生される。これは、全ての４つの１
般送波が同一衛星内の同一基本周波数ソースから生成さ
れ、また全てがドツプラー効果による同じ割合の周波数
シフ１−をもつために適当である。２ｆｏ位相推測値３
１０は直接に、つまり、剰算することな（、Ｌｌ　　２
ｆｏ検出器３０４及びＬ２　２ｆｏ検出器３０８に加え
られる。同じ２ｆ、位相進ｆｆ１ｌｌ値３１０がＸ３０
８掛算器３１２内において３０８の係数にて剰算され、
この出力、つまり、推測値３１４は６１６　　ｆｏ検出
器３０３に加えられる。

同じ２ｆ、位相推測値３１０がＸ２４０掛算器３１６内
で２４０の係数を掛けられ、この出力、つまり、推定値
３１８は、４８０ｆＯ検出器３０６に加えられる。

６０６　　ｒ０検出器３０２は６１６　　ｒ０残留位相
測定値３２０、つまり、選択された衛星の再生された二
次高調波ＬＬセンター周波数搬送波の実際の位相と６１
６　　ｆ、位相推測値３１４との間の差の測定値を生成
する。

Ｌｌ　　２ｆｏ検出器３０４はＬｌ　　２ｆｏ残留位相
測定値３２２、つまり、選択された衛星の再生された二
次高調波Ｌ１バンドｆ０副搬送波の実際の位相と２ｆｏ
位相推測値３１０との間の差の測定値を生成する。

４８０ｆＯ検出器３０６は４８０　　ｒ０残留位相測定
値３２４、つまり、選択された衛星の再生された二次高
調波Ｌ２センター周波数搬送波の実際の位相と４８０　
「。位相推測値３１８との間の差の測定値を生成する。

Ｌ２　２ｆｏ検出器３０８はＬｌ　　２ｆｏ残留　。

位相測定値３２６、つまり、選択された衛星の再生され
た二次高調波Ｌ２バンドｆ０副搬送波の実際の位相と２
ｒｏ位相推測値３１０との間の差の測定値を生成する。

この４つの同期検出器はまた関連する搬送波のパワーの
測定値を生成する。つまり、６１６ｆＯ検出器３０２は
Ｌｌセンター周波数搬送波パワー測定値３３０を生成し
；Ｌｌ　　２ｆｏ検出器３０４はＬ１副搬送波パワー測
定値３３２を生成し；４８０　　ｒ０検出器３０６はＬ
２センター周波数搬送波パワー測定値３３４を生成し；
そしてＬ２２ｆｏ検出器３０８はＬ２副搬送波パワー測
定値３３６を生成する。

個々の同期検出器に加えられる推測値は検出器内におい
て、位相推測値を入力信号の位相から引くために人力信
号、例えば、Ｌｌｌ及びＬＩＱに加えられる。第３図と
の関連において上に説明のように、入力信号は全ての可
視衛星からの複数の再生搬送波成分を含む。これら入力
信号成分の１つ、つまり、要求される成分は、位相推測
値とほとんど同一速度で時間とともに変化する位相をも
つ。複合信号から位相推測値が引かれた後の所望の成分
は、従って、事実上、スタティック（ｓｔａｔｉｃ）と
なり、この信号成分は、時間間隔に対してこの複合信号
を積分することによってノイズ及び他の信号と区別でき
る。この積分は第５図との関連で後で詳細に説明される
ごとく、個々の同期検出器、例えは、６１６　　ｆｏ検
出器３０２内で遂、テされる。

この信号選択方法がうまくいくためには、勿論、同！Ｉ
ＪＩ検出器に加えられる位相推測値の速度が、所望の信
号成分の位相速度、あるいは周波数と十分に正確にマツ
チする必要がある。コンピュータ１２０からの距離レー
ト推測値２９８は十分に正確でないため、レンジ発生器
３００は６１６ｆ。

残留位相測定値３２０から入力を受信する。これらエラ
＝信号として機能し、レンジ発生器３００に２ｆｏ位相
推測値３１０を修正するために加えられる。こうして、
距離発生器３００、ｘ３０８掛算器３１２、及び６１６
　　ｒ０検出器３０を含む閉帰還ループが形成される。

このループは位相固定追跡ループとして機能し、選択さ
れた衛星から受信される信号のＬｌセンター周波数搬送
波の位相を追跡する。

受信された信号から再生された他の搬送波を含まないＬ
Ｌセンター周波数搬送波のみが、追跡チャネル１１２内
で追跡され；この搬送波に位相固定された２ｆｏ推測値
３１０が、追跡チャネル１１２内の４つの同期検出器の
個々に加えられる位相推測値、あるいはこのベースとな
る。この再生搬送波のＳ／Ｎ比が最も高いため、任意の
衛星に対する搬送波位相推測値をこのＬｌセンター周波
数搬送波をベースとして決定することが好ましい。ただ
し、実際のシステムは、位相推定値を他の方法で派生す
るように構成することもできる。

測定値１１８内には４つの搬送波パワー測定値、つまり
、Ｌ１センター周波数搬送波パワー測定値３３０、Ｌｌ
副搬送波パワー測定値３３２、Ｌ２センター周波数搬送
波パワー測定値３３４、及びＬ２副搬送波パワー測定値
３３６が２ｆｏ位相推定値３１０並びに４つの残留位相
測定値：つまり、６１６　　ｆＯ残留位相測定値３２０
、Ｌｌ　　２ｆ。

残留位相測定値３２２．４８０　　ｆ０残留位相測定値
３２４、及びＬ２　２ｆｏ残留位相測定値３２６ととも
に含まれる。後者の測定値は、個々の残留のみ、つまり
、関連する実際と推定の搬送波位相の間の差のみを表わ
すために“残留”位相測定値と呼ばれる。個々の残留位
相測定値を関連する位相推定値に加えると、関連する搬
送波に対する“一方向位相（ｏｎｅ−ｗａｙ　ｐｈａｓ
ｅ）　　”測定のトータル値が与えられる。この加算は
、好ましくはコンピュータ１２０内で遂行されるが、中
央データプロセッサ６２内で遂行することもできる。

第５図 第５図には検出器、つまり、６１６　　ｆｏ検出器３０
２がさらに詳細に示される。信号積分時間（ｓｉｇｎａ
ｌ　ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ　ｔｉｍｅ）の好ましい値
は４つに対して全て同一ではないが、４つの全ての検出
器を同一構造にすると便利である。後に説明されるよう
に、６１６ｆ’ｏ検出器３０２に対する好ましい成分時
間は１秒であｅ　一方、検出器３０４．３０６及び３０
８に対する好ましい積分時間は１００秒である。

検出器３０２の記述から他の検出器の構造及び動作も理
解できるが、２つのセンター周波数搬送波検出器（６１
６ｆｏ検出器３０２及び４８０ｆ０検出器３０６）の動
作と、２つの副搬送波検出器（Ｌｌ　　２ｆｏ検出器３
０４及びＬ２　２ｆ０検出器３０８）の間の差は説明す
べきであろう。この差異は検出器自体の間の差からのみ
でなく、ｒ及びＱ入力の所に出現するセンター周波数搬
送波と副搬送波との間の差異にも原因する。

第３図との関連において上で説明されたごとく、再生セ
ンター周波数搬送波はＬ１積内にゼロから約１０ｋｌｌ
ｚの範囲内の周波数にて出現する。Ｌ１積１８８内の再
生センター周波数搬送波の周波数は関連する３０８　ｆ
ｏ、Ｌ１バンド　センター周波数搬送波のドツプラー　
シフトの二倍の規模（つまり、絶対値の二倍）に等しい
。同一規模の正及び負のドツプラー　シフトはＬ１積１
８８内に同一周波数を与える。このドツプラー“イメー
ジング（ｉｍａｇｉｎｇ）　　″は結果としてＳ／Ｎ比
の３ｄＢ損失となる。もう１つのそれほど重要でない結
果として、同一規模で反対のドツプラー　シフトをもつ
２つの衛星間が干渉する可能性が残される。

実際にはこの干渉は非常に稀にみられ、１１続が極く短
時間であるため、無視することが可能である。

イメージング及び結果としてＳＮＲ損失は受信器１０２
内にミキサー１８６に対応する直角ミキサーを加えるこ
とによって防ぐこともできる。実際の経験はこの追加は
不用であることを示しており、従って、ここに開示の好
ましい実施態様からは省かれる。

センター周波数ドツプラー“イメージングの発生と非常
に関連することとして、個々の再生センター周波数搬送
波Ｌｌｌ及びＬＩＱの両方において事実上同一位相にて
出現する事実がある。これはベアのＩ”及びＱ”と命名
される信号に対して期待するものと矛盾するものである
。

再生ｒ０副搬送波は、再生センター周波数搬送波と異な
り、受信機１０２からの“Ｉ”及び“Ｑ”信号内にトン
プラー　イメージングの影響を受けない。個々の再生副
搬送波信号はＱ内にＩ内でのこの位相と９０°異なる位
相にて出現する。この位相差の方向、つまり、早い（ｌ
ｅａｄｉｎｇ）あるいは（ｌａｇｇｉｎｇ）はドツプラ
ー　シフトが正であるか負であるかに依存する。従って
、■及びＱは再生副搬送波信号の回転“フェザ−”記述
を提供する。

このフェザ−概念は全ての同期検出器の動作を理解する
上で役立ち、従って、再生Ｌｌセンター周波数搬送波信
号を表わすフェーザーが正しくＩ−Ｑ平面の原点の回り
を回転するのでな（、単位傾斜のライン上を回るという
事実にもかかわらず６ｔ６　　ｒｏ検出器３０２の動作
の以下の記述において用いられる。この線形発生器フエ
ーザーは等しい回転速度をもち反対方向に回転する等し
い規模の２つの回転フェーザーの総和であることに注意
する。６１６　　ｆ、検出器３０２はこれらフェーザー
の１つに応答し、これが他の衛星のフェーザーを拒絶す
る。検出器動作の以下の説明においては、拒絶されたフ
ェザ−は無視される。従って、同じ記述が他の４つの検
出器にも適用する。

ここまでの説明を節単に要約すると、６１６ｆｏ検出器
３０２は受信器１０２からの入力として、Ｌ１同相サン
プル積１９４、つまり、ＬＩＩ”、及びＬ１直角サンプ
ル積１９６、つまり、”ＬＩＱ”受信する。Ｌｌｌ及び
ＬＩＱは受信機１０２内で第３図に示されるようにミキ
サー１８６からＬ１積１８８をサンプリングすることに
よって生成される。Ｌｌｌ及びＬＩＱの両方の中には全
ての可視衛星からの信号を同時に含む再生搬送波信号の
複合物が存在する。追跡チャネル１１２が指定された特
定の衛星から受信されるＬ１バンド信号の再生センター
周波数搬送波は６１６ｆＯ検出器３０２によって選択さ
れる。この選択はＸ３０８掛算器３１２によって生成さ
れる６１６ｆ、位相推定値３１４内に埋められたこの特
定の搬送波の時間変化位相の推測値に基づく。２ｆ。

位相推測値、３１０及び６１６　　ｒ０位相推測値３１
４は両方とも２進デジタル信号であり、Ｘ３０８掛算器
３１２はデジタル掛算器である。

距離発生器３００によって生成される２ｆ０位相推測値
３１０は周波数基準１０６からの２ｆ０標準周波数信号
１０４及びクロック１０８からのリアルタイム指標１２
４に従って２　ｆ、　／９３、あるいはちょうど１１０
ｋｌｌｚの固定速度にて更新される（第２図及び第３図
）。Ｘ３０８掛算器３１２は同一速度にて６１６　　ｆ
ｏ位相推測値３１４を更新するように動作する。

位相推測値の生成及び関連する剰算を制御するために、
第２図には示されていないクロック１０８内に含まれる
デジタル　ディバイダを用いて２ｆ０標阜周波数信号１
０４を係数３１及び３で割ることによって２　ｆ、　／
９３同期“クロック”信号を派生すると便利である。さ
らに、最初に１１の係数で割り、次に１０の係数で割る
と、時間のデシマル秒でのデジタル表現が得られる。こ
の１−秒及び１００−秒デシマル　ディジットに対応す
るクロック信号は第４図との関連で上に説明され、また
第５図との関連で下に説明されるように、同期検出器３
０２．３０４．３０６、及び３０８内げ遂行される積分
機能を制御するために用いられる。

第５図に示されるように、６１６　　ｆ０位相推測値３
１４は象限回転論理（ｑｕａｄｒａｎｔ　ｒｏｔａｔｉ
ｏｎａｌｌｏｇｉｃ）　　４００内のＩ及びＱ信号（Ｌ
Ｌ同相サンプル積１９４及びＬ１直角サンプル積１９６
）に加えられる。これら３つのデジタル入力信号から象
限回転論理４００は別のベアのデジタル“Ｉ”及び“Ｑ
”信号、つまり、同相回転信号４０２及び直角回転信号
４０４を生成する。

前述のごとく、Ｌ１同相サンプル積１９４及びＬｌ直角
サンプル積１９６の個々は１ビツト　デジタル信号であ
る。この２ビツトは一緒になって全ての再生し１搬送波
の複合物を表わすフェーザーの象限を示す。同様に、同
相回転信号（ｉｎ−ｐｈａｓｅｒｏｔａｔｅｄ　ｓｉｇ
ｎａｌ）　４０２及び直角回転信号（ｑｕａｄｒａｔｕ
ｒｅ　ｒｏｔａｔｅｄ　ｓｉｇｎａｌ）　　４０４の個
々は１ビットデジタル信号である。これら２ビツトも互
いに一緒になって全ての再生し１搬送波の複合物を表わ
すフェーザーの象限を示す。ただし、後者のフ工−ザー
は、象限回転論理４００の動作によって６１６　　ｒｏ
位相推測値３１４に等しい角度（モジュロ３６０度）だ
け前者のフェーザーに対して回転される。

前述のごとく、６１６　　ｒ０位相推測値３１４は位相
を２進数の形式で表わす。この表現の単位は位相の１サ
イクルである。２進少数点より右の最初の２ビツトは、
従って、６１６　　ｒ０位相推測値３１４の象限を示す
。６１６　　ｒ０位相推測値３１４のこれら２ビツトは
、象限回転論理４００内のし１同相サンプル積１９４及
びＬ１直角サンプル積１９６の２ビツトと一体となって
２つの出力ビット、つまり、同相回転信号４０２及び直
角回転信号４０４を生成する。この論理は２ｆｏのクロ
ック速度、つまり、１ビットＩ＆Ｑ信号入力の速度にて
動作すべきである。この論理の真理表は上で説明から節
単に完成でき、また１９８６年４月１４日付けでチャー
ルズ　Ｃ６カウンセルマンＩＩＩ（Ｃｈａｒｌｅｓ　ｃ
、　ＣｏｕｎｓｅｌｍａｎＩ［Ｉ）の出願者名で申請さ
れた合衆国特許請求ＩＩ＆１８５２０１６号（ＧＰＳ衛
星からの信号を用いて移動プラットホーム、例えば、船
舶の位置を決定するための方法及びシステム（ＭＩＥＴ
ＩＩＯＤ　ＡＮＤ　ＳＹＳＴＥＭ　ＦＯＲＤＥＴＥＲＭ
ＩＮＩＮＧＰＯＳＩＴＩＯＮ　ＯＮ　Ａ　ＭＯＶｒＮＧ
　ＰＬＡＴＦＯＲＭ））において示される。

同相回転信号４０２はクロックド　カウンタ（ｃｌｏｃ
ｋｅｄ　ｃｏｕｎｔｅｒ）　　４１０によって、選択さ
れた信号成分をノイズ及び複合物内に存在する他の成分
から区別するためにある時間期間だけ積分される。同様
に、直角回転信号４０４はクロックドカウンタ４２０に
よって積分される。この２つのカウンタの構造及び動作
は同一である。これらカウンタによる積分はクロック１
０８からのリアルタイム指標１２４によって開始及び停
止される。

前述のごとく、この積分時間間隔は６１６　　ｆ。

検出器３０２の場合は１ビツトであり、追跡チャネル１
１２内の他の３つの検出器に対しては１００秒である。

６１６　　ｒ、検出器３０２内において、積分は毎秒開
始される。これら時間において、クロックド　カウンタ
４１０及びクロックド　カウンタ４２０はゼロにリセッ
トされ、カウントを開始する。個々のカウンタは周波数
スタンダード１０６からの標準周波数信号によってクロ
ックされる。この２ｆｏ信号の個々のサイクルにおいて
、個々のカウンタは、クロックド　カウンタ４１０に対
するその入力同相回転信号４０２及びクロックド　カウ
ンタ４２０に対する直角回転信号４０２が真（ＴＲＵＥ
）であるときにのみ増分される。この積分時間期間の終
端において、クロックド　カウンタ４１０内の累積カウ
ント（ａｃｃｕｍｕｌａｔｅｄ　ｃｏｕｎｔ）カウント
が同相累積（ｉｎｐｈａｓｅ　ａｃｃｕｍｕｌａｔｉｏ
ｎ）４１２として読み出され、クロックド　カウンタ４
２０内の累積カウントが直角累積（ｑｕａｄｒａｔｕｒ
ｅ　ａｃｃｕｍｕｌａｔｉｏｎ）　　４２２として読み
出される。

同相累積４１２及び直角累積４２２は一体となって事前
に計算された数値表が格納されたメモリーを読み出すた
めに使用されるアドレスを形成する。アークタンジェン
ト　テーブル４３０　（ａｒｃｔａｎｇｅｎｔ　ｔａｂ
ｌｅ）から６１６　　ｆｏ残留位相測定値３２０値が読
み出され、２乗和平方根表（ｒｏｏｔ−ｓｕｎ−ｏｆ−
ｓｑｕａｒｅｓ）　　４４０からＬｌセンター周波数搬
送波パワー測定値３３０の値が読み出される。これら測
定値１１８内に含まれ、第２図及び第４図に示されるよ
うに、追跡チャネル１１２からコンピュータ１２０に送
くられる。

クロックド　カウンタ４１０及び４２０の動作の理論並
びにテーブル４３０及び４４０は上述の１９８６年４月
１４日付けでチャールズ　Ｃ，カランセルマンｍ　（Ｃ
ｈａｒｌｅｓ　Ｃ，Ｃｏｕｎｓｅｌ＋ｎａｎｎｌ）の出
願者名で申請された合衆国特許請求Ｎ［Ｌ８５２０１６
号（ＧＰＳ衛星からの信号をを用いて移動プラットフォ
ーム、例えば、船舶の位置を決定するための方法及びシ
ステム（ＭＥＴＨＯＤ　ＡＮＤ　ＳＹＳＴＥＭ　ＦＯＲ
ＤＥＴＥＲＭＩＮＩＮＧ　　ＰＯ５ＴＴＩＯＮ　　ＯＮ
　　Ａ　　ＭＯＶＩＮＧ　　ＰＬＡＴＦＯＲＭ））　　
、並びに同一出願人により１９８２年３月１日付けで申
請された上の特許と一部続きをなす合衆国、特許申請Ｎ
１１３５３．３３１号（ＧＰＳ衛星からの無線信号を用
い電波インターフェロメトリーにより基線ベクトルを測
定するための方法及びシステム（ＭＥＴＩＩＯＤ　ＡＮ
Ｄ　ＳＹＳＴＥＭ　ＦＯＲＭＥＡＳＵＲＩＮＧ　ＢＡＳ
ＥＬＩＮＥ　ＶＥＣＴＯＲ３ＢＹ　　ＲＡＤＩＯＩＮＴ
ＥＲＦＯＭＥＴＲＹ　　ＵＳＩＩＩＧ　　ＲＡＤＩＯ５
ＩＧＮＡ１、Ｓ　ＦＲＯＭ　ＧＰＳ　Ｓ、／Ｉ置ＬＩＴ
Ｅｓ））　ニおいて説明されている。

６１６　　ｆｏ検出器３０２に非常に類似するシステム
内の類似のクロックド　カウンタの動作並びにアークタ
ンジェント及び２乗和平方根表の説明が１９８６年２月
２６日付けで公布された英国特許第２，１２０，４８９
号〔衛星からの信号を用いて位置を決定するための方法
及びシステム（Ｍｅｔｌ＋ｏｄ　　ａｎｄ　　ｓｙｓｔ
ｅｍ　　ｆｏｒ　　ｄｅｔｅｒｍｉｎｉｎｇ　　ｐｏｓ
ｉｔｉｏｎｕｓｉｎｇ　ｓｉｇｎａｌｓ　ｆｒｏｍ　５
ａｔｅｌｌｉｔｅｓ）　’Ｊにおいても与えられている
。英国特許第２，１２０，４８９号に開示されるシステ
ムと本明細書の第５図に示されるシステムを比較すると
、この２つのシステムはＬ１直角サンプル積１９６及び
象限回転論理４００内の関連する論理が含まれているこ
とを除くと等しいことがわかる。

第６図 第４図に示されるレンジ発生器３００が第６図にさらに
詳細に示される。図面に示されるごと（、レンジ発生器
３００はコンピュータ１２０から衛星固有の距離レート
推測値２９８を受信し、直接あるいは間接的に追跡チャ
ネル１１２内の４つの全ての同期検出器に加えられる２
ｆｏ位相准測値３１０を生成する。２ｆ０位相推測値３
１０は直接に検出器３０４及び３０８に加えられ、Ｘ３
０８掛算器３１２を介して検出器３０２に加えられ、そ
してＸ２４０掛算器３１６を介して検出器３０６に加え
られる。個々の検出器内の象限回転論理４００内におい
て、対応する位相推測値が入力複合信号フェーザーをカ
ウンタへの正しい速度にて回転させ、また検出されるべ
き搬送波成分を表わす特定のフェーザー成分の回転を停
止するのに用いられる。

第６図に示されるように、レンジ発生器３００は２つの
デジタル　レジスタ、つまり、レンジレジスタ４５０及
びレート　レジスタ４６０を含む。レンジ　レジスタ４
５０は追跡局５ＴＮ−ｎのアンテナ１００とこの追跡チ
ャネル１１２がそれに指定された特定の衛星、例えば、
ＧＰＳ−１２の間の距離のバイアスされた推測値（ｂｉ
ａｓｅｄｅｓｔｉｍａｔａ）を表わす２進数を含む。こ
の距離は２ｆ０の周波数の１波長、つまり、約２９メー
トルに等しい単位にて表わされる。レンジ　レジスタ４
５０は５８−ビット２進レジスタであり、２進小数点の
左に２０ビツト、そして右に３８ビツトをもつ。レンジ
　レジスタ４５０内に含まれる数字は２ｒｏ位相推測値
３１０である。第４図及び第５図との関連で上に説明の
ように、この数の２進小数点より右の最初の２ビツトの
みがＬｌ　　２ｆ０検出器３０４及びＬ２　２ｆＯ検出
器３０８内の象限回転論理４００に直接に加えられる。

２ｆ０位相准測値３１０の２進小数点より右の１２個あ
るいはそれ以上のビットはＸ３０８掛算器３１２及びＸ
２４０掛算器３１６によってそれぞれ十分な精度にて６
１６　「。位相推測値３１４及び４８０　　ｆＯ位相推
測値３１８を生成するために必要とされる。２ｒｏ位相
推測値３１０の２進小数点より右の１６個あるいはそれ
以上のピント、及び左の２０ビツトは、第２図、第４図
、及び第６図に示されるようにコンピュータ１２０への
測定値１１８出力内に含まれる。

上に説明のごとく、２ｆｏ位相推測値３１０は１秒間に
１１０，０００回の均一の速度にて更新される。この速
度で、レンジ　レジスタ４５０内の数（２ｆ０位相推測
値３１０）が、加算器４７０内に計測される２ｆ、位相
推測値３１０とレートレジスタ４６０内に含まれるレン
ジ増分４６２との総和にて置換される。１秒間に一度、
６１６ｆ０残留位相測定値３２０の新たな値が６１６ｆ
０検出器３０２から受信され、係数変換器４６４内でリ
スケールされ、結果が加算器４７０によって生成された
総和に加えられる。

レンジ増分４６２は２ｆ０位相推測値３１０の変化の時
間速度を１１０．　０００ｋｌｌｚ　、つまり、秒当た
り位相の１１０，０００サイクルに等しい単位にて表わ
す。レンジ　レジスタ４５０と同様に、レート　レジス
タ４６０及び加算器４６８及び４７０は２進小数点の右
に３８ビツトを必要とする。ただし、速度レジスタ４６
０及び加算器４６８は２進小数点の左にはビットを必要
としない。

第４図のと関連で上に開示されたように、６１６ｒ０残
留位相測定値３２０の２ｆｏ位相推測値３１０への係数
を掛けられた値の秒当たり１度の追加は、フィードバッ
ク制御プロセスの一部であり、これによって２ｆ、位相
推測値３１０がＬ１バンド　センター周波数搬送波を追
跡するようにされる。スケール変換器４６４は６１６　
　ｒ０残留位相測定値３２０を３０８の係数で割るのが
自然のようにみえる。しかし、この方が単純であり、こ
の段ではエラー信号のみが処理され、スケール変換器４
６４は単に６１６　　ｆｏ残留位相測定値３２０を右に
８ビツトだけシフトするだけであるために受は入れが可
能である。このシフトは２５６で割るのに相当する。

このフィードバック　プロセスはまた６１６ｆ０残留位
相測定値３２０を、スケール変換器４６６によってスケ
ーリングした後に加算器４６８によってレート　レジス
タ４６０に加えることによって行なわれる。１秒間に１
０回、レート　レジスタ４６０内の値（つまり、レンジ
増分４６２）が、加算器４６８内において生成されたレ
ートレジスタ４６０内の現在の値とコンピュータ１２０
から受信されたレンジ　レート推測値２９８の値との総
和によって置換される。１秒に一度、６１６ｆ０残留位
相測定値３２０のスケールされた値もこの総和に加えら
れる。６１６　　ｒｏ残留位相測定値３２０によって表
わされる位相追跡エラーはレート　レジスタ４６０内で
累積され、レジスタ４６０の内容はさらにレジスタ４５
０内に累積されるため、このフィードバック　ループは
二次ループである。ループ　ダイナミクス（ｌｏｏｐ　
ｄｙｎａｍｉｃｓ）　、例えば、過渡的応答及びバンド
幅は、スケール変換器４６４及びスケール変換器４６６
内で６１６　　ｒ０残留位相測定値３２０に加えられた
スケール係数によって決定される。現存のＧＰＳ衛星の
周波数スタンダードの安定性によって与えられるループ
　バンド幅の最適値は約０．５Ｈ２に等しい。バンド幅
を設定するためには、スケール変換器４６６内に加えら
れるスケール係数がフィードバック制御の周知の技術に
よって設定される。

この位相固定ループはコンピュータ１２０によって速度
支援（ｒａｔｅ−ａｉｄｅｄ）され、コンピュータ１２
０は１秒間に１０回の割合で更新された距離レート推測
値２９８を加算器４６８に加える。距離レート推測値２
９８はレンジ増分４６２が個々の０．１秒間において変
化することが期待される量を表わす。従って、距離レー
ト推測値２９８は２ｆ０位相准測値３１０の加算の予測
値を表わす。

初期レンジ増分４６２をレート　レジスタ４６０にロー
ドするために、加算器４６８をバイパスする経路４５８
が提供される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、地上局の所で受信された信号の再生搬送波位
相測定値を用いてＧＰＳ衛星の軌道を決定するためのシ
ステムを示す図； 第２図は第１図に示されるシステムに従かうＧＰＳ信号
を受信しこの再生搬送波位相測定値を生成するための局
のブロック図； 第３図は第２図に示される局内で用いられる受信機を示
す図； 第４図は第２図に示される局内で用いられる追跡チャネ
ルの１つを示す図； 第５図は第４図に示される追跡チャネル内に用いられる
同期検出器の１つを示す図；そして第６図は第４図に示
される追跡チャネル内に用いられるレンジ発生器を示す
図である。 図面の浄書 Ｆｉｇ、　２ Ｆｉｇ、　３ ／″″ｖ″″＊ｔｂ　　　１１２ １１６ｅゴーで　　　　　　Ｆｉｇ、”１Ｆｉｇ、５ し）リフ（シラ　　　　　　スｎｎ 手続補正書 昭和６３年　６月　８日

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、送信衛星を記述する軌道データを導き出す方法にお
   いて、該方法が位相観測値から二重に差処理された位相
   観測値を導き出す過程、及び観測値内の位相不確定性を
   該軌道データを導き出すために解明する過程を含むこと
   を特徴とする方法。 ２、請求項１記載の方法において、該位相観測値が３つ
   あるいはそれ以上の局から導き出されることを特徴とす
   る方法。 ３、請求項１記載の方法において、該位相観測値が異な
   る周波数の複数の搬送波信号から導き出されることを特
   徴とする方法。 ４、請求項３記載の方法において、該搬送波信号の少な
   くとも２つの周波数が１よりかなり大きな比で異なるこ
   とを特徴とする方法。 ５、請求項２記載の方法において、該局の少なくとも２
   つが互いに該局の所で該信号から導き出される該二重に
   差処理された位相観測値内の位相不確定性を解明するた
   めに十分に短い基線によって分離されることを特徴とす
   る方法。 ６、請求項２記載の方法において、該局の少なくとも３
   つが互いに１よりかなり大きな長さ比をもつ２つの基線
   によって分離されることを特徴とする方法。 ７、請求項１記載の方法において、第１の局対に対して
   決定された導き出された軌道データが第２の局対に対し
   て決定される軌道データの精度を高める働きをもつこと
   を特徴とする方法。 ８、請求項７記載の方法において、該第２の局対に対し
   て決定された該精度の向上した軌道データが該第１の局
   対に対して決定される精度の向上した軌道データを導き
   出すために処理されることを特徴とする方法。 ９、請求項１記載の方法において、該位相観測値が再生
   された抑圧搬送波信号から導き出されることを特徴とす
   る方法。 １０、請求項１ないし２記載の方法において、該再生信
   号を導き出すためにコードレス処理が用いられることを
   特徴とする方法。 １１、無線信号を伝送する衛星の軌道データを決定する
   ためのインターフェロメトリック法において、該方法が
   ： （１）互いに基線（Ｂ１、Ｂ２、・・・Ｂｍ）だけ離れ
   た３つあるいはそれ以上の受信位置（Ｒ１、Ｒ２、・・
   ・Ｒｎ）の所で２つあるいはそれ以上の衛星から伝送さ
   れる信号を同時に受信し、ここで、最大基線長（Ｂ＿ｍ
   ＿ａ＿ｘ）の最小長基線（Ｂ＿ｍ＿ｉ＿ｎ）に対する比
   が１よりかなり大きくなるようにする過程； （２）該信号を局固有及び衛星固有のエラーが低減され
   たシリーズの二重に差処理された位相観測値を派生する
   ために処理する過程；及び （３）軌道データを派生するために中に含まれる不確定
   性を解明するために該二重に差処理された位相観測値シ
   リーズを処理する過程を含むことを特徴とする方法。 １２、請求項１１記載の方法において、ある観測値に対
   して決定された該観測値内のバイアスが他の観測値内の
   バイアスの決定に寄与するように処理されることを特徴
   とする方法。 １３、請求項１２記載の方法において、該軌道データが
   該位相観測値の同時処理によって派生されることを特徴
   とする方法。 １４、請求項１１記載の方法によって最短の基線Ｂ＿ｍ
   ＿ｉ＿ｎがその受信位置の所で該信号から導き出される
   二重に差処理された位相観測値内の位相の不確定性を解
   明するのに十分に短いことを特徴とする方法。 １５、請求項１１記載の方法において、最長基線Ｂ＿ｍ
   ＿ａ＿ｘが十分に長く、その受信位置から派生される軌
   道データが他の基線からの観測値内の位相の不確定性を
   壊滅することを可能とすることを特徴とする方法。 １６、請求項１１記載の方法において、該信号の処理が
   衛星搬送波信号（ｗ＿１、ｗ＿２、・・・・ｗ＿ｎ）の
   処理を含み、該最大搬送波周波数（ｗ＿ｍ＿ａ＿ｘ）が
   最小搬送波周波数（ｗ＿ｍ＿ｉ＿ｎ）よりかなり大きな
   ことを特徴とする方法。 １７、請求項１１記載の方法において、該信号の処理が
   抑圧衛星搬送波信号の再生を含むことを特徴とする方法
   。 １８、請求項１１ないし１７記載の方法において、該信
   号の処理が該衛星信号のコードレス処理を含むことを特
   徴とする方法。 １９、請求項１１記載の方法において、該基線（Ｂ＿ｍ
   ＿ｉ＿ｎ）が１０キロメートルのオーダーの長さである
   ことを特徴とする方法。 ２０、伝送衛星を記述する軌道データを派生するための
   方法において、該方法が第１及び第２の基線の局の所で
   該衛星から受信される伝送から第１及び第２の時系列の
   二重に差処理された位相測定データを導き出す過程を含
   み、該時系列の個々が位相のサイクルの未知の整数の数
   によってバイアスされ、該方法がさらに該時系列内のバ
   イアスアンビギティを解くために該第１及び第２のデー
   タシリーズを一緒に処理する過程；及びさらに該軌道デ
   ータを導き出すためにこの結果を処理する過程を含むこ
   とを特徴とする方法。 ２１、請求項２０記載の方法において、該第１のシリー
   ズ内の時間変化データ（ｔｉｍｅ−ｖａｒｉａｔｉｏｎ
   ｄａｔａ）が該第２のシリーズの整数バイアスの決定を
   可能とするような十分に小さな不確定さで衛星軌道を決
   定する機能をもつことを特徴とする方法。 ２２、請求項２１記載の方法において、該第１の基線が
   該第２の基線と比較して長いことを特徴とする方法。 ２３、請求項２０記載の方法において、該位相測定デー
   タを導き出す過程が該伝送から生成されたある範囲の搬
   送波周波数の処理を含むことを特徴とする方法。 ２４、請求項２３記載の方法において、該範囲が１より
   かなり大きいことを特徴とする方法。 ２５、請求項２０記載の方法において、該派生が抑圧搬
   送波信号の再生を含むことを特徴とする方法。 ２６、請求項２０記載の方法において、該第１及び第２
   の基線が他の基線を含む配列された局の部分であること
   を特徴とする方法。 ２７、請求項２６記載の方法において、該配列が該局の
   いずれかの所の動作の故障が軌道決定を不能としないよ
   うな方位及び寸法をもつことを特徴とする方法。 ２８、請求項２記載の方法において、該局が規則数列の
   間隔をもつことを特徴とする方法。 ２９、請求項２８記載の方法において、該位相観測値が
   それらの周波数が規制数列の間隔の欠陥を補正するよう
   に選択された複数の搬送波信号から導き出されることを
   特徴とする方法。