SE460685B - Foerfarande och system foer att erhaalla positionsrelaterade data med utnyttjande av satelliter - Google Patents

Description

» -Üïmäwww .M .. WW., ,.,,.W, . .. zu--w-'I '460 685 10 15 20 25 30 35 40 antennerna. Geodositekniken med mikrovâgradiointerfcrometri är känd att ge en oöverträffad kombination av noggrannhet, hastighet och vidd för bestämmandet av relativlägesvektorer eller interferometer "baslinje"-vektorer. Ett dylikt bestämmande kan baseras på mätningar av antingen grufipfördröjningsskillnaden eller fasskillnaden eller av båda skillnaderna mellan de signaler, som mottagits vid de båda ändarna av baslinjevektorn. Fasmät- ningar är i och för sig mera noggranna än gruppfördröjnings- mätningar men tolkningen av fasmätningar är mera komplicerad beroende på deras reella helhetscykel-tvetydlighet. En generell diskussion avseende interferometriska' mätförfaranden och därmed förknippade tolkningsproblem gives i en artikel med titeln "Radio Astrometry", vilken finns i Annual Reviews of Astronomy and Astrophysics, Volym 14 (1976), sidorna 197-214 av Charles C. Counselman III. En stor kollektion av relevanta tekniska dokument finns i Conference Publication 2115 av National Aeronautícs and Space Administration med titeln"Radio Inter- ferometry Techniques for Geodesy". Geodesi genom radiointerfero- metri har praktiserats med radiosignaler, som utsänts av olika källor, inklusive naturliga källor, såsom kvasrar, och artifi- ciella källor, såsom satelliter enligt Navstar Global Positioning System (GPS).

Såsom är känt kretsar för närvafande ungefär sex GPS- -satelliter runt jorden. Satelliternas banor kan bestämmas med en noggrannhet av approximativt 2 meter. Dessa satelliter utsänder radiosignnler med våglängder nära 19,0 cm och även 24,4 cm. Förutsatt att helhetscykel-tvetydigheterna av inter- ferometriska fasobservationer av dessa signaler kan analyseras korrekt kan den baslinjevektor, som sträcker sig från den ena antennen till den andra, bestämmas interferometriskt med mycket mindre osäkerhet än GPS-transmissionernas våglängder.

Bestämningar av tre baslinjer, var och en med en längd av storleksordningen 100 m, medelst interferometriska fasmät- ningar av GPS-signaler visade sig ha varit noggranna inom approximativt 1 cm enligt en rapport, som publicerats i Eos (Transactíons of the American Geopysical Union), volym 62, sidan 260, den 28 april 1981 av Charles C. Conselman III, S.A. Gourevitch, R.W. King, T.A. Herring, I.I. Schapiro, R.L. Greenspan, A.E.E. Rogers, A.R. Whitney och R.J. Cappallo.

Den vid dessa interferometriska baslinjebestämningar använda 10 15 20 25 30 35 40 metoden var baserad på den kända tekniken måä Jgreêšššbrs- korrelation vid en central plats för signalerna, vilka mot- tagits separat men samtidigt vid de båda ändarna av varje baslinje. W I US-patent nr 4 170 776 beskrives ett system för att mäta ändringar i en baslinjevektor mellan ett par platser på marken med användning av signaler, som sändes från GPSfsatel- literna, varvid de vid varje plats mottagna radiosignalerna noggrant tídsbestämmes och sedan via telefonledningar sändes till en central plats, där en fasjämförelse i nästan verklig tid göres genom korskorrelation av de två grupperna av signaler.

Det i patentet illustrerade systemet innefattar mottagarantenner av "dish"-reflektortyp. Emedan en GPS-signals radíoflödesden- sitet är liten relativt bakgrundsbrusnivån och emedan en n GPS-signals bandbredd vida överstiger bandbredden för en tele- fonledning är signalbrusförhàllandet för den effekt, som över- föres via telefonledningen från varje ställe, litet. Det är till stor del i syfte att öka detta signalbrusförhállande till en användbar nivå som "dísh"-typantenner med stora uppsamlings- områden användes i detta system. Ett annat viktigt skäl för att använda dylika antenner är att de är riktande, så att signaler, som sändes till antennen på annat sätt än direkt från den önskade källan, avvisas. _ System för att mäta baslinjevektorer med användning av andra slags signaler från runt jorden kretsande satelliter är också kända. D I en artikel med titeln "Miniature Interferometer Termínals for Earth Surveying" (MITES), vilken förekommer i Bulletin Geodesique, Volym S3 (1979), sidorna 139-193, av Charles C.

Conselman III och Irwin I. Shapiro, beskrives ett föreslaget system för mätning av baslinjevektorer med användning av multi- frekvensradiosignaler, som skulle kunna utsändas från runt jorden kretsande satelliter, och i detta system bestämmes faserna för de mottagna signalerna separat vid varje ände av baslinjen.

Den signal, som mottagits vid ett ställe, korskorreleras sålunda inte med den signal, som mottagits vid ett annat ställe för bestämmande av fasskillnaden mellan de två signalerna. För att lösa fastvetydígheten förlitar sig MITES-systemet på kombina- tionen av mätningar vid en grupp av upp till 10 frekvenser, som är lämpligt spridda mellan en och tvâ GHz. Olyckligtvis finns :_1421 :v--Via- -,<:ï, w 1» ' ~-'-*E"*-'P*-P:FW*F'”'°””***~_'-n>-'f-v~1-«_,A__. - .» t . . .. . _, _ ..»f.v_.._.c_.v,_,,. ._,..___i,_v_ ' ' . . - | "“'“"' '”- 4”mfWl"““**““"TT”"Tï"*rïttttfvtnrwrf1 Å 460 ess W y yf det inte för närvarande, såvitt man känner till, nâgra runt jorden kretsande satelliter, som utsändq¿%§ylika signaler.

' System för mätning av relativt läge med användning av signaler, som sändes från andra källor än artificiella satel- 5 liter, är också kända. Ett exempel på ett dylikt system, som använder en månbaserad överföring, visas också i US-patentet nr 4-170 776. A _ A System för mätning av antingen ett enda läge eller ett relativt läge med användning av signaler från andra källor än 10 kretsande satelliter är också kända. Exempelvis beskríves i en artikel av W.O. Henry, med titeln "Some Developments in Loran", vilken förekommer i Journal of Geophysical Research, volym 65, sidorna 506-S13, Februari 1960, ett system för G att bestämma ett läge (t.ex. för ett fartyg till sjöss) med 15 .användning av signaler från markbaserade (stationära) sändare.

Systemet, vilket är känt såsom Loran-C-navigationssystemet använder flera tusen kilometer långa kedjor av synkroniserade sändare, som är stationerade på jordens yta, varvid alla sändarna använder samma bärvágsfrekvens, 100 kHz, och varvid varje sändare 20 amplitudmoduleras med ett unikt, periodiskt mönster av pulser.

Detta mönster, som innefattar teckenomkastningar för amplítuden möjliggör för mottagaren att skilja mellan signaler från olika sändare. En lämplig kombination av observationer avseende mer än ett par av sändare kan ge en bestämning avseende mottagarens 25 läge pá jordens yta.

Ett annat exempel på ett system av denna typ är Omega- -systemet som är beskrivet i en artikel av Pierce med titeln "0mega", vilken förekommer i IEEE Ttansactions on Aerospace and Electronic Systems, volym AES-1, nr 3, sidorna 206-215, 2 30 december 1965. I Omega-systemet mätes de mottagna signalernas fasskillnader i stället för principiellt gruppfördröjningarna såsom vid Loran-C-systemet. Emedan de frekvenser, som användes både i Loran-C-systemet och Omega-systemet, är mycket låga är noggrannheten vid lägesbestämningar med dessa system mycket 35 dålig i jämförelse med de nämnda satellitsystemen.

Den kända tekniken innefattar även andra metoder för att bestämma läge och relativt läge medelst Global Positioning System. Standardmetoden, vilken exempelvis beskríves i en artikel i Navigation, Volym 25, nr. 2, (1978) sidorna 121-146 40 av J.J. Spilker Jr. och som vidare beskríves i flera andra 10 15 20 25 30 \.4:$-, 35 40 .dom om de koder, som modulerar GPS-bärvågorna, den kräver inte _ mellan ett par punkter med användning av radiointerferometri. v 460 685 artiklar, som förekommer i samma upplaga av denna publikation, är baserad på mätningar av differenserna mellan gruppfördröj- ningarna eller "tidpunkterna" för mottagande av den kodade moduleringen av GPS-signalerna. I princip är denn hyperbolinriktningsmetod och den är väsentligen likada som metoden,en1igt Loran. GPS-moduleringens bandbredd av approxima- tivt 10 MHz begränsar noggrannheten av gruppfördröjningsmätning och följaktligen lägesbestämning med standardmetoden till flera tiotals centimetrar. En noggrannhet av storleksordningen 1 cm är potentiellt tillgänglig genom användning av bärvàgfas- mätningar, såsom exempelvis beskrives i en artikel av J,D.

Bossler, C.M. Goad och P.L. Bender med titeln "Using the Global Positioning System för Geodetic Positioning", som förekommer i Bulletin Geodesique, volym 54, nr. 4, sidan 553 (1980).

Varje publicerad metod för användning av GPS-bärvågfasen för positíonsbestämning har emellertid den nackdelen, att den kräver kännedom och användning av kodmodulering, som kan krypteras, eller att den kräver korskorrelering av signaler, som mottages vid olika platser, eller att den kräver användning av stora antenner för att öka den mottagna signalens signal- etod en brusförhållande och undertrycka interferens från reflekterade signaler, eller att den för övrigt har mer än en av dessa nackdelar. Uppfinningen har ingen av dessa nackdelar.

Speciellt kräver föreliggande uppfinning inte någon känne- korskorrelation av en signal, som mottagits vid ett ställe, med en signal, som mottagits vid nágot_annat ställe, och den kräver inte användning av en stor eller noggrant riktad mot- tagarantenn. ' Sammanfattning av uppfinningen.

Ett ändamål med denna uppfinning är att åstadkomma ett förfarande och ett system för att bestämma läge med radio.

Ett annat ändamål med uppfinningen är att åstadkomma ett förfarande och ett system för att mäta baslínjevektor Ytterligare ett annat ändamål med uppfinningen är att åstadkomma ett förfarande och ett system för att bestämma bas- linjevektorn mellan ett par punkter på jorden, t.ex. mätmärken, med användning av radiosignaler med dubbelt sidoband 0Ch Under- tryckt bärvåg och av den typ, som sändes från kring jqfåefl 5 10 15 20 25 30 40 ---»-,f.-,,-,.~».~.-»a«~m.«- _ _ 460 685 kretsande satelliter enligt Global Positioning System.

Ett ytterligare ändamål med uppfinningen är att åstadkomma ett förfarande och ett system för att bestämma baslinjevektorn mellan ett par mätmärken med användning av radiosignaler från kring jorden kretsande satelliter enligt Global Positioning System, varvid bestämmandet innefattar mätning av bärvågornas faser implicit i_de vid varje mätmärke mottagna signalernaf Ännu ett ändamål med uppfinningen är att åstadkomma en teknik för att behandla fasinformation, som erhålles vid två ställen på jorden från radiosignaler, vilka mottages från olika riktningar, för att bestämma relativläge. I Ytterligare ett ändamål med uppfinningen är att åstadkomma ett förfarande och ett system för att mäta effekterna samt bärvågsfaserna hos de radiosignalerj som mottages från satelliter enligt Global Positioning System utan kännedom om de kodade signaler, som i dessa satelliters sändare modulerar bärvågorna. Ännu ett ändamål med uppfinningen är_att åstadkomma ett förfarande o h ett system för att bestämma baslinjevektorn mellan två pâhp P som mottagits v'd varje punkt, utan att korskorrelera den vid den ena punkten xottagna signalen med den signal, som mottagits vid den andra punkten, utan att registrera den vid någon av punkterna mottagna signalen och utan att för övrigt överföra en signal från den ena punkten till den andra eller fràn_båda punkterna till ett gemensamt ställe. ' * ' Ännu ett ändamål med uppfinningen är att åstadkomma ett att bestämma läge med radio utan V 'ter genom mätning av faserna hos radiosígnaler, förfarande och ett system för riktantenn. av en baslinjevektor mellan ett att erfordra användning av en Förfarandet för mätning radiointerferometri med utnyttjande par punkter på jorden medelst av radiosignaler, som utsändes av GPS-satelliter enligt före- liggande uppfinnings principer, innefattar mätning av de implicita bärvågsfasëTna hds de från satelliterna mottagna signalerna vid vardera änden av baslinjen och därefter gemensam behandling av fasinformationen från de båda ställena för P bestämmande av baslinjevektorn. Systemet för mätning av en baslinjevektor mellan ett_par punkter på jorden medelst radio- interferometíi med utnyttjande av radiosignaler, som utsändes æw'GP5>sateIIiter'emIigt före1iggændë~uppfímmimgs principer' innefattar ett par_interferometerfältterminaler, varvid en 10 15 20 25 30 35' '40 460 ess är avsedd att vara belägen vid interferometerfälttermianl varje punkt, varvid varje interferometerfältterminalfinnef fattar en antenn, en separator för övre och undre sidband, ett flertal korrelatorer och numeriska oscillatorer samt en fä1t~ terminaldator. ' A Kort beskrivning av ritningen.

På ritningen avser likadana hänvisningsbeteckningar lika- dana delar. P Pig. 1 visar ett system för att bestämma en baslinjevektor medelst-radiointerferometri med GPS-satelliter enligt uppfinë ningens principer. - f Pig. 2 visar ett blockschema för en av de i fig. 1 åskåd- liggjorda interferometerfältterminalerna. ' Pig. 3 visar ett biockschema för den 1 fig. 2 åskådliggjoraa antennenheten._ I Pig. 4 visar ett blockschema för den i fig. 2 áskådliggjorda mottagarenheten. ' ß Pig. 5 visar ett blockschema för den i fig. 2 åskådliggjorda digitala elektronikenheten. q Pig. 6 visar ett blockschema för den i fig. 5 åskådlíggjorda signalkonditioneringsanordningen.

Pig. 7 visar ett blockschema för en av korrelatormodulerna i den i fíg. 5 àskådliggjorda korrelatorenheten.

Pig. 8 visar ett blockschema för en av de numeriska oscillatormodulerna i den i fíg. 5 åskàdliggjorda numeriska oscillatorenheten. , _ Pig. 9 visar ett blockschema för den i fig. 2 åskådliggjorda fältterminaldatorn.

Detaljerad beskrivning av föredragna utföringsformefiz Förliggande uppfinning är riktad på en teknik för att mäta baslinjevektorn mellan ett par punkter, t.ex. mätmärken, på jorden medelst radiointerferometri under utnyttjade av radiosignaler med dubbelt sidband och med undertryckt bärvág, vilka sändes av runt jorden kretsande satelliter enligt NAVSTAR Global Positioning Systems (GPS). Tekniken innefattar mätning av bärvâgornas faser implicit i de signaler, som mot- tages vid varje ställe, samt därefter behandling av den erhållna fasínformationen vid båda ställena för bestämmande av baslinje~ vektorn. En fördel med denna teknik är att den mäter bärvågs- faserna utan referens till kännedom om de kodade signaler, som '10 15 20 25 40 460 685 i ' Å ,.n-sïfwy-r.mr-wwwv:;i.w-f»7v1>?-q7~.-~_ A_/\ ,_ . _, \ -w- , -.-. :revy \~..._y_~. _.__,_ .¿_._,_._..x_... ______r___l__, wrtvbæuyyla" _71” - s användes i satelliterna för att modulera bärvâgorna. En annan fördel är att tekniken inte kräver överföring av de mottagna signalerna, varken i verklig tid eller genom överföring av registreringar, från två ställen till ett gemensam ställe: En annan fördel är att tekniken inte_kräver användning av stora eller välríktade antenner. Ytterligare ew.fördel är att tekniken är relativt nmmn mot fel, som förorsakas am spridning och _ reflektioner av radiovågor, som uppträder nära mottagnings- antennerna. I A _ Ehuru uppfinningen nedan kommer att beskrivas speciellt för användning tillsammans med GPS-satellíter torde inses att vissa sidor av densamma inte enbart är begfänsade till använd- ning tillsammans med dylika satelliter utan kan användas till- sammans med signaler, som mottages från andra_källor: Såsom är känt passerar satelliter enligt NAVSTAR Global Positioning system (GPS) runt jorden_pà-en höid av approxima-° tivt 20 000 kilometer och sänder signaler i ett frekvensband, som är centrerat vid 1S75,42 MHz, känt=sàsom "LI"-bandet, och signaler i ett sekundärband, centrerat vid 122T,§0 MHz, vilket är känt såsom "L2"-bandet. Signalerna är modulerade, så att nästan symmetriska övre och undre sidband genereras med bär- vágen helt undertryckt. _ ' För varje band kan signalen från en given satellit vid ett givet ställe såsom en funktion av tiden_anses ha formen: s(t) = m(t) gcos G2wf0t+ö) + n(t) sín(2nfot+e) varvid m(t) och n(tl är moduleringsfunktioner, var och en realvärdestídsfunktion; varvid få är den nominella bärvågs- frekvensen, som är líkanæd l§7S,42 MH; för Llfbandet och 1227,60 MH: för L2-bandet; och varvid ö är den_moftagna bär- vågsfasen, i radianer, vilken är okänd och skall bestämmas.

Var och av moduleringsfunktioherna, m(t) och n(tL är en pseudoslumptidsfunktion med nollmedelvärde._De_två funktionerna är inbördes ortogonala. Var och en av de funktioner, som används för moduleringen av LI-bärvâgen för någon satellit, är också ortogonal med avseende på den motsvaíafide funktion, SOm användes för varje annan satellit, ehuru samma m(t)- eller n(t)-funktion eller båda funktionerna kan användas för en given satellit för att modulera både L1- och L2-bärvâgen.'De två funktionernas, m(t) och n(t), bandbredder skiljer sig från varandra med en -i -~.- »w---'~~xff-y-r=fw-=-v yfft-ürf.f »_ \f--rf1; « 15 25 ' 30 ss' 40 ~~ - * ' "- "" *f 'fit ~-~~->.--_-----w«-=-mwm~w~mf-.-T.~,W~W-...-_ ~~,\-,e,.ïw.mw w., 460 685 faktor av exakt 10, varvid m(t) har den smalare och n(t) den ibredare bandbredden. Vanligen förekommer vid L1-bandet både m(t)- och n(t)-signalkomponenterna och vid L2-bandet föref~ kommer endast n(t)-komponenten, varvid m(t)-funktionen är - inställd på noll eller "frånkopplad". Effektspektraldensiteten hos m(t), som motsvarar den moduleringssignal, som i GPS- litteraturen är känd såsom "tömma/förvärva"-koden, är propor- tionell mot funktionen sinzcnr/1,023 Mnz) (nr/1,023 MHz)2 där F representerar moduleringsfrekvensen. Denna funktion har en halv bredd vid halvt maximum av approximativt 450 kHz. Sålunda är funktionsvärdet approximativt 0,5 för F=ï 450 kHz, under det att värdet är ett för F = 0. Effektspektraldensiteten för n(t), som motsvarar den moduleringssignal, som i GPS-litteraturen är känd såsom den "exakta koden" eller "P-koden", är propor- tionell mot V sinZ(¶F/10,23 MHz) (nr/10,23 MHz)2 Sålunda är halva bredden vid halvt maximum av effektspektral- densiteten för n(t) approximativt 4,5 MHz.

För L1-bandet, 1575,42 MHz4signalen, är det kvadrerade medelvärdet av n(t) vanligen lika med hälften av värdet för m(t); sålunda gäller __ = 0,5 .

(Det är möjligt för en GPS-satellit att drivas i extra ordinära moder, varvid kvoten för kvadratmedelvärdena eller effektkvoten avviker från 0,5; speciellt är ett värde av 0 möjligt.) Sålunda är förhållandet mellan effektspektraldensiteten för n(t) och m(t) vanligen lika med approximativt 0,5:10 = 0,05 för ett värde på F nära noll, så att om ett bandpassfilter, anpassat till spektrum för m(t), är centrerat på L1-bärvågs- frekvensen så kommer approximativt 90 procent av den effekt, som finns i detta filters utsignal, att härröra från m(t)- sígnalkomponenten och mindre än 10 procent kommer att härröra från n(t)-komponenten. För att förenkla den återstående delen av denna beskrivning kommer därför att antagas att GPS-L1- signalen inte har någon n(t)-komponent och att den har den ~~ r-f-"fl -Wwmwu-w-@~»-q-~__..;f-_,.....,....,m, a f. p 460 685' _ W enklare formen: s(t) = m(t) cos(2nfOt+e).

I allmänhet är den mottagna bärvågsfasen, e, en långsamt 5 varierande funktion av tiden, så att den verkliga mottagna bärvågsfrekvensen erhålles genom den algebraiska summan: f = fo + (2¶)" (aa/dc), där fo är den nominella bärvågsfrekvensen och de/dt är tids- 10 derivatan för e. Med "långsamt varierande" menas att uttrycket (2n)'1 (de/dt) är mycket litet i jämförelse med fo och med bandbredden för m(t? lfluvudskälet för tidsvariationen hos e är dopplerförskjutning, som kan bringa f att avvika från fo med plus eller minus upp till approximativt 4,5 kHz. 15 Den mottagna signalen s(t) innehåller inte någon diskret spektraleffektkomponent vid bärvàgsfrekvensen, emedan medel- värdet för m(t) är noll. Sålunda är bärvàgen helt undertryckt och effektspektraldensitetsfunktionen för L1-signalen s(t) är lika med effektspektraldensitetsfunktionen för moduleringen 20 m(t), omvandlad från basband till den mottagna bärvàgsfrekvensen f. Emedan m(t) är en realvärdestidsfunktion är dess effekt- spektraldensitet en jämnsymmetrísk funktion av frekvensen.

Sålunda har signalens s(t) effektspektraldensitet jämn symme- tri med avseende på bärvàgsfrekvensen f och säges utgöra ett 25 spektrum med dubbelt sidoband. Den del av detta effektspektrum, som motsvarar frekvenser, vilka är högre än f, benämnes det övre sídbandet; den del,som motsvarar lägre frekvenser, är det undre sídbandet. (Den lätta osymmetrin, som mest approxima- tivt 3 delar på 106, mellan det övre och det undre sídbandet 30 beroende på doppler-"sträckning" av signalen är inte signifikant här.) V Enligt föreliggande uppfinning är en antenn anbringad vid vardera änden av en baslinjevektor. De av varje antenn mottagna signalerna separeras i övre och undre sidbandkomponenter. ,35 Dessa separata komponenter filtreras, omvandlas till digital enbitform och multipliceras med varandra. Deras produkt analyseras digitalt medelst korrelation med fyrkantsutsignaler hos en lokaloscillator för bestämmande av effekten och fasen relativt lokaloscillatorn hos den bärvåg, som är implicit i den med 40 dubbelt sidband försedda signal, som mottages från varje satellit. 10 ',1S 20 25 30 35 .40 460 685 Differenser i doppler-förskjutning utnyttjas för att särskilja olika satelliters bärvågor. Sålunda mätes effekterna och bär- vågsfaserna hos signalerna från ett flertal satelliter sam- tidigt och numeriska data, representerande mätningsresultaten, erhålles vid varje mätmärke. Mätningarna utföres i verklig tid ~vid varje märke utan referens till signaler, som mottages vid något annat ställe och utan kännedom om någon av de kodade signaler, som modulerar GPS-bärvågorna. Data från de mätningar, som utförts samtidigt men oberoende vid två mätmärken, en gång iper sekund under en tidsperiod med tillräcklig varaktighet, t.ex. under approximativt 5000 sekunder, behandlas sedan till* sammans för bestämmande av den baslinjevektor, som sträcker sig från det ena märket till det andra. Två metoder för behandling visas. I båda metoderna beräkas en "tretydighetsfunktion", som är en funktion av de uppmätta data och av ett försöksvärde Û för baslinjevärdet. Vektorrummet för B undersökes systematiskt lför erhållande av det unika värde på b, som maximerar den beräknade funktionen. Detta värde på 5 anses vara den önskade bestämningen av den okända baslinjevektorn É., 4 Under hänvisning till figur 1 åskådliggöres ett system 11 för att bestämma en baslinjevektor Û enligt föreliggande uppfinning. Baslinjevektorn É, som nedan även ibland hänvisas till med uttrycket "baslinje", är relativlägesvektorn för ett mätmärke SM-2 med avseende på ett annat mätmärke SM-1. Baslinjen sträcker sig från mätmärkets SM~1, som befinner sig vid början av eller vid den ena änden av baslinjen, till mätmärket SM-2, som befinner sig éäd slutet av eller vid den andra änden av baslinjen. Systemet 11 innefattar två rationellt arbetande interferometerfältterminaler 13-1 och 13-2, varvid en terminal är placerad vid vardera änden av baslinjen, samt en dator, som konstruktionsmässigt och funktionellt kan ingå och utgöra en del av en av terminalerna 13 eller som kan utgöra en separat enhet 15, såsom visas.

Systemet_kräver för sin vanliga drift vissa numeriska data från yttre källor. Det kräver även något organ för över- föring av numeriska data mellan datorn 15 och varje terminal 13 före och efter eller (enligt val) under utförande av bas- línjemätningar.

Före mätningar för att bestämma baslinjen påbörjas införes data från ett första dataminne 17, vilket representerar krets- "ïF1lllIIIIuIII"'"" “"~"“~” A'íf“W1ÜfÜIIIIIIIïIiif"“"”W' 460 685 ~ 12 10 15 20 25 30 35 40 banorna för ett flertal GPS-satelliter, av vilka tvâ, identifierade såsom GPS-1 och GPS-2, àskådliggöres i illustrativt syfte, i datorn 15 tillsammans med approximativa data, som representerar ställena för de mätmärken SM-1 och SM-2, som erhålles från ett andra dataminne 19. Nämnda senare data skulle exempelvis kunna representera mätmärkesplatserna med en noggrannhet av några kilometer. Från dessa data avseende satellitbanor och mätställen genererar datorn 15 i tabellferm såsom en funktion av tiden en förutsägelse avseende den doppler-frekvensförskjut- ning, som den av varje GPS-satellit sända 1S75,42-MHz-signalen kommer att ha när den mottages vid varje mätmärke. Datorn 15 genererar även en tabellförutsägelse avseende effektnivan hose den signal, som skall mottagas från varje satellit vid varje märke. Den förutsagda effekten är noll om satelliten kommer att befinna sig under horisonten; och den är en funktion av den förutsagda elevationsvinkeln för satelliten ovanför horisonten, beroende på vinkelberoendet av förstärkningen hos en mottagar- antenn (vid märket) och vanligen i mindre utsträckning hos sändarantennen (pà satelliten). Tabellerna avseende förutsagda frekvensförskjutningar och effekter under en tidsperiod, som omfattar de anteciperade mätningarna för alla GPS-satelliter, som väntas vara synliga vid varje mätmärke, överföres nu med något känt medel, såsom exempelvis med telefon- eller radio- telefonlänk, till och ínföres i minnet hos en mindre dator, Som finns i den speciella interferometerfältterminal 13, som kommer att placeras eller som redan kan ha placerats vid mät- märket. Alternativt kan frekvens- och effektförutsägelsetabellerna genereras av datorn i interferometerfältterminalen.

Doppler-frekvensförutsägelserna beräknas enligt formler, som är välkända inom tekniken. Storleken av felen vid dessa förutsägelser är av ordningen 1 Hz per kilometer fel i det förmodade läget för mätmärket. Det ytterligare felet i frekvens- förutsägelsen beroende pà fel vid extrapoleringen av satellit- banan är normalt av storleksordningen 1 Hz eller mindre för förutsägelser, som gjorts_âtminstone en dag i förväg. Frekvens- förutsägelsefel av upp till flera Hz är tolererbara inom ramen för uppfinningen. Förutsägelserna för mottagen effekt behöver inte vara mycket exakta; fel på flera decibel skulle kunna tolereras, emedan dessa förutsägelser inte användes för nagot mycket kritiskt syfte. De tjänar huvudsakligen för att möjliggöra 10 20 25, 30 35 terna hos en .- .i - _=.»lawïwegawfwwaçny wvvwfa-vfwf.~._,¿,r_..l,_,_:_____ > up 460 635 för fältterminaldatorn att kontrollera huruvida den önskade signalenvinte någon falsk signal, mottages. På viss eventuell - A bekostnad av tillförlitlighet skulle effektförutsägelsetabellerna _-“. kunna elimineras. , V f En interferometerfältterminal 13, som har placerats vid ett mätmärke, mottager nu 1575,4Z-MHz signalerna från ett flertal satelliter,UPP till 7 stycken men i intet fall färre . än två, samtidigt. För en noggrann bestämning av den baslinje, som skall erhållas, är det väsentligt att termínalerna vid båda ändarna av baslinjen observerar satelliterna samtidigt.

Elektroniska kretsar (kommer att beskrivas.nedan),i varje terminal separerar de mottagna signalerna i övre och undre sidbandkomponenter och analyserar med användning av förutsägelsern: avseende doppler-frekvensförskjutning dessa sidbandkomponenter' för att bestämma bärvàgens effekt och fas implicit i den från varje satellit mottagna signalen. Data från dessa effekt- och fasbestämningar lagras i fältterminalen och àterföres såsmáningom till den centrala datorn 15 genom något konventionellt organ.

Data från de två interferometerfältterminalerna 13-1 och 13-2 måste behandlas tillsammans för erhållande av en noggrann bestämning av baslinjevektorn. i Det bör observeras att organ för kommunikation eller överföring av data på långt håll inte erfordras för driften av detta system. Terminalerna 13-1 och 13-2 kan fysikaliskt transporteras till samma ställe som datorn 15 och där kan förut- 'sägelsetabellerna överföras från datorn 15 till terminalerna 13. Sedan kan terminalerna 13, som i sina minnen innehåller tabellerna, överföras till mätmärkenas SM-1 och SM-2, där satelliterna observeras. Efter avslutande av dessa observationer kan terminalerna 13 återföras till platsen.för datorn 15, där bärvågsfasdata kan överföras från båda terminalerna till datorn för behandling. _ ' Under hänvisning till fig. 2 áskádliggöres nu huvudkomponen- interferometerterminal 13, som också benämnes "fältterminal". Varje fälttermínal 13 har en antennenhet 21, som är ansluten till en elektronisk enhet 23 medelst en å koaxialkabel 25.

Varje antennenhet 21 innefattar en antenn 27 Samt en förförstärkarenhet 29. Antennen är placerad på mätmärket ~\,>.¿ a., 10 15 20 25 30 35 460 685 sM v i(v.lflrwu i _ v' H www vr~ w -~ v 14 och läget För antennens 27 Fascentrum med avseende på mät- märket SM måste vara noggrant känt. Den beskrivna antennen är tillfredsställande i detta avseende; osäker- heten vid inställande av dess fascentrum uppgår högst till några millimeter. _ Antennen 27 mottager 1575,42-MHz-radiosignalerna, vilka sändes av GPS-satelliterna. De mottagna signalerna förstärkas av förförstärkaren 27 och matas via koaxialkabeln 25 till en mottagarenhet 31 i den elektroniska enheten 23, varvid mottagar- enheten 31 innefattar en sidbandseparator 33, en mottagareffekt- krets 34 samt en oscillatorkrets 35.

Den övre sidbanddelen av signalerna, innefattande den _ del av signalerna, som mottages från alla satelliter i kombina- tion, vilken del upptar ett område av radiofrckvenser, som W 1 sträcker sig uppåt från 1S7S,42 MHz, ffpareras i sidbandseparatorn 33 från den undre sidbanddelen, vilken motsvarar radiofrekvenser under 157S,42 MHz. För att åstadkomma denna separeríng använder sidbandseparatorn 33 en 1575,42-MHz-referenssignal,isom matas av oscillatorkretsen 35. V f , Mottagarenheten 31 matar tre signaler i analog form till en digital elektronikenhet 37. Den ena analoga signalen, betecknad u (t), representerar de mottagna radicfrekvenssignalernas övre sidbandkomponent, omformad till basband. Den andra analoga signalen, betecknad 2(t),representerar den undre sidbandkomponente också omformad till basband. Var och en av dessa tvà signaler innehåller bidrag från alla synliga satelliter. Denítredje signal, som sändes till den digitala elektroníkenheten 37, är en sinusformad signal med en frekvens av 5,115 MH2, vilken signal är utsignalen från en självsvängande, stabil kvartskristall oscíllator i oscillatorkretsen 35. Utsignalen från denna oscillator frekvensmultipliceras med en bestämd heltalsfaktor 308 i oscillatorenheten för erhållande av referensfrekvensen 1S75,42 MHz, vilken användes av sidbandsseparatorn. Noggrann- heten hos de av oscillatdrenheten 55 genererade frekvenserna är normalt approximativt en del på 109, ehuru en noggrannhet av en del på 108 skulle kunna tolereras.

I den digitala elektronikenheten 37 omvandlas var och en av de tre analoga insígnalerna till en digital-logisk-signal. “wWflW““””' H. .Kyra Hi -~ ~ VM. 10 kw 20 25 'm 35 40 460 685 ml Digitalsignalerna behandlas under styrning av en fältterminal- dator 39 för generering av bärvågseffekt- och fasdata. Den digitala elektronikenheten 37 är kopplad till fälttermínaldatorn 39 medelst en tvåriktningsdatabuss 41. Fälttcrminaldatorn 39 kan utgöras av en mikrodator av typ Digital Equipment Corporation (DEC) modell LSI-11/2; databussen41 kan i detta fall utgöras av DEC-"Q"-bussen. A _ Bärvågsfasdata lagras i fältterminaldatorns 39 minne till dess det är önskvärt att överföra nämnda data till den centrala datorn 15 för behandling. Såsom angivits kan den centrala datorn 15 elimineras och behandlingen utföras i en av fältterminal- datorerna 39. Fasdata kan även utskrivas av fältdatorn 39 på ett datalagringsmedium, t.ex. ett magnetband, en kassett eller en skiva (icke visat). Data kan även överföras via direkt elektrisk anslutning eller via ett modem och telefonanslutníng eller via något annat standardmedel. I Under hänvisning till figur 3 visas nu komponenterna hos antennenheten 21 närmare i detalj. Enheten 21 innefattar en antenn 27, vilken, såsom nämnts, är så konstruerad att dess fascentrum kan inriktas noggrant med avseende på mätmärket.

De av antennen 27 mottagna 1575,42-MHz-radiosígnalerna matas till förförstärkarkretsen 29, vars funktion är att höja signalernas effektnivå tillräckligt för att eliminera dämpningen hos den koaxialkabel 25, som ansluten antennenheten 21 till mottagar- enheten 31, samt för att eliminera det bakgrundsbrus, som genereras i íngàngsförstärkaren i mottagarenheten 31.

I förförstärkarkretsen 29 filtreras först de från antennen 27 mottagna signalerna av ett bandpassfilter 43 med en band- bredd av approximativt 50 MHz och centrerat på 1575,42 MHz.

Filtrets 43 funktion är att hindra överbelastning av mottagar- enheten 31 genom starka falska signaler, som kan förekomma utan- för GPS-signalbandet. Bandpassfiltrets 43 utsignal matas till en passiv diodbegränsare 45, som kan tjäna till att skydda en làgbrusförstärkare 47 från att sönderbrännas av eventuellt före- kommande mycket starka signaler, t.ex. de, vilka skulle kunna sändas av närbelägna högeffektradaranläggningar. Lågbrusför- stärkaren 47 är engpllíumarseníd-fälteffekttransistor-(FET)- -förstärkare av standardtyp med en brusfaktor av approximativt 2'db.

Likströmseffekt för lågbrusförstärkaren matas via koaxial- r "Hwæw \ïv H n Y m, » Wlmaw. -.,.,,.,.- ,,,...-- .. .460 10 15 20 25 30 A35 40 ""“É'“"" 'fi “fl-nnflflnnlwv " ^ ~ r V 16_ óšaäeln 25, som är ansluten till förförstärkarenheten 29, från mottagarenheten 31, via en radiofrekvensdrossel 49 och en spänningsregulator 51. En kondensator S3 ansluter lågbrusför- stärkarens 47 radiofrekvcnsutgång till kabeln 25 under det att likströmmen från förstärkaren spärras.

Under hänvisning till fig. 4 visas närmare mottagarenhetens 31 komponenter. Mottagarenheten 31 innefattar en mottagareffekt- krets 34, en sidbandseparator 33 samt en oscillatorkrets 35.

Mottagareffektkretsen 34 tillhandahåller líkströmseffekt för driften av oscillatorkretsen 35, sidbandseparatorn 33 och, via koaxialkabeln 25, lågbrusförstärkaren 47 i antennenheten 21.

Oscillatorkretsen 35 tillhandahåller en referensfrekvens av 1575,42 MHz för sidbandseparatorn 33 och en referensfrekvens av 5,115 MHz för den digitala elektronikenheten 37. Sídband- separatorn 33 separerar de signaler, som mottages i ett radio- frekvensband, som är centrerat på 1575,42 MHz och sträcker sig uppåt och nedåt fran_denna frekvens, i separata övre och undre sidbandkomponenter med basband.

'Mottagareffektkretsen 34 innehåller reglerade effektkällor 61 och dessutom ett ackumulatorbatteri 63. 63 gör det möjligt att tillföra effekt utan avbrott till realtid- líkströms- Batteriet kristalloscillatorn 65 i oscillatorkretsen 35, till klockan i den digitala elektronikenheten 37 samt till data- minnet hos fältterminaldatorn 39 trots avbrott, som kan före- komma i huvudkällan och yttre källa för elektrisk effekt. Sålunda kommer oscillatorns frekvensstabilitet att bibehállas; klock- tidínställningen kommer inte att förloras och i datorminnet lagrade data kommer inte heller att gà förlorade., 0 A Oscillatorn 65 i oscillatorkretsen 35 är en kvartskristall- oscillator, t.ex. en oscillator av modell 1001 enligt Frequency an Time System (PTS), vilken tillhandahåller en utfrekvens av 5,115 MH: inom en dei på 108 Frs-modellen 1001 har en stabilitet av approximativt 1 del på 1010 per dag och en del på 1012 över tidsintervall från 1 till 10 sekunder och är därför mer än lämplig vid denna applikation. Oscillatorn 65 ger två identiskt likadana utsignaler, varvid den ena passerar till den digitala elektronikenheten 37 och den andra eller mindre. till en 1575,42-MH:-syntetiserare 67 i oscillatorkretsen 35. 1575,42-MHz-syntetiseraren 67 innehåller en spännings- styrd transistoroscillator (VCO) 69, som svänger med en frek-3 vv» Wvwrm 1~_....n-.-_-_|-~ 10 15 20 ZS 30 35 40 H 4601 17 Mnz, som är lika med 77 gånger 5,115 MHz. Denna stabiliseras med avseende på fasen hos 5,115- vens av 393,855 oscillators fas -MHz-referensen genom verkan av en faslàsande slinga, som består av oscíllatorn VCQ 69, en kopplare 71, en delare 73, en fasfrekvensfeldetektor 75 och ett slíngfilter-77. En del av “oscillatorns VCO 69 uteffekt kopplas av kopplaren 71 till in- gången hos frekvensdelaren 73, som består av integrerade kretsar med emitterkopplad logik (ECL) av standardtyp, vilka delar med 11 och sedan med 7. Delarens 73 utsignal är den “variab1a" insignalen och oscillatorns 65 5,115 MHz-utsignal är "referens"- -insigna1en“till den såsom standard-ECL-integrerad-krets, utformade fasfrekvensdeteketorn 75, t.ex. av Motorola-typ nr MC 12040." slingfíltret 77 för erhållande av den styrspänning, som är» insignal till oscillatorn VCO 69. Oscillatorns VCO 69 utsignal fyrfaldigas i frekvens genom en följd av två frekvensdubblare 79 med balanserade dioder av standardtyp och förstärkes av en förstärkare 81 för.erhà11ande av den 1575,42-MHz-utfrekvens, som driver sidbandseparatorn 33.

Signalerna i ett band, som är centrerat på 1S75,4Z MHz Detektorns 75 utsignal làgpassfiltereras i och som mottages från antennenheten 21 via koaxíalkabeln 25 vid sidbandseparatorns 33 ingång 83, kopplas genom en likströms- spärrkondensator 85 genom ett bandpassfilter 87 och förstärkas av en ingángsförstärkare 89. Líkströmseffekt för förförstärkaren 29 (i antennenheten) kopplas till koaxialkabeln 25 via en radiofrekvensdrossel 91 från mottagareffektkretsen 34.

Radiofrekvenseffektdelaren eller "hybriden" 95, 1S7S,4Z- ¿ .Mflz-lokaloscillatorhybriden 95_med 90° fasförskju.ning, de två f dhböeIt balanserade blandarna 97 och 99 samt bredbandvideofrek- 1 venshybriden 101 med 90° fasförskjutning i sidbandseparatorn 33 innefattar en dubbel medenkelt sidband arbetande radiofrek- vens-till-basband-omvandlare eller "demodulator" av den konven- tionella "fasnings"-typen. En dylik demodulator har beskrivits exempelvis i en artikel i Proccedíng of the IEEE, volym 59 (1971), Sidorna 1617-1618 av Alan E.E.Rogers. Dess drift här kan be- skrivas på följande sätt. ,¿ Låt fo ange frekvensen hos den referenssignal, som matas 1 till sidbandseparatorn 33 av oscillatorkretsen 35. Nomínellt är fo 1ika med 1s7s,4z Mnz, viiket är iika med den nnmineiia bärvâgsfrekvensen hos GPS-satellitens "L1"-bandöverföringar före 460 685 10 15 20 25 30 35 40 (av första ordningen) doppler-förskjutning. Därvid kan 90°- fasförskjutningshybridens 95 utsignaler 102 och 103 skrivas säsom sin Znfot respektive cos Znfot. Dessa utsignaler, som är i 90°-fasdifferens, utgör "lokaloscillator"-insignaler till blandaren 97 respektive 99. Radiofrekvensinsignalerna till de två blandarna är identiskt likadana. Blandarnas basbandut- signaler är följaktligen identiskt likadana med undantag för en fasförskjutning av n/2 radianer. (Med "basband" hänvisar vi till det område av frekvenser, närmare noll än fo, som mot- svarar skillnaden mellan ingångsfrekvensen och fo.) Riktningen hos denna fasförskjutning, positiv eller negativ, beror på huruvida insignalfrekvensen ligger över eller under fo. Sålunda' är det möjligt att välja insignaler med antingen övre sidband (ingångsfrekvens högre) eller under sidband och att förkasta det motsatta sidbandet genom förskjutning av fasen hos en blandarutsignal genom ett tillägg av n/2 radianer, varefter de två blandarutsignalerna antingen adderas eller subtraheras (beroende på vilket sidband som önskas). V 900-fasförskjutningshybriden 101, som'har tva ingångar 109 och 111 samt två utgångar 105 och 107, utför denna n/2- -fasförskjutning samt addition/subtraktion. Hybridens 101 övre utgång 105 erhålles genom den aritmetiska summan av den övre insignalen 109 och den undre insignalen 111, varvid båda in- signalerna har fördröjts i fas med ett belopp, som beror på frekvensen, varvid den undre insignalens fasforskjutníng emeller- tid är större än fasförskjutningen hos den övre insignalen med en konstant motsvarande n/2 radianer oberoende av frekvensen.

Den undre utsignalen 107 erhålles genom den aritmetiska skill- naden mellan samma två differentiellt fasförskjutna ínsignaler 109 och 111, varvid skillnaden tages i riktningen den övre' minus den undre. Den angivna fasförskjutningen med n/2 radianer (en kvarts cykel) bibehàlles noggrant för alla frekvenser mellan fHP och åtmínstóne fLP, där fHP = 10 kHz är mycket mindre än fLP = 450 kHz, och fLp är approximativt lika med den ensidiga bandbredden av GPS-systemets "C/A"-modulering m(t), SåS0m diskuterats tidigare. Utformningen av en 90°-fasförskjutnings- hybrid, som har dessa egenskaper, erhålles i den angivna artikeln av Rogers. . , Nu förstärkes 900-fasförskjutningshybridens 101 utsignaler separat av identiskt likadana vídeoförstärkare 113 och 115 samt \ (EN ' W i 10 '15 20 ZS 30 35 40 19 460 685 filtreras av högpassfilter 117 och 119 och lågpassfilter 121 och 123; Filtren 117 och 119 är identiskt likadana högpassfilter med làgfrekvensbortkoppling vid fHP. Ändamålet med dessa hög- passfilter 117 och 119 är att eliminera likströmskomponenterna samt eventuella làgfrekventa spektralkomponenter hos blandar- utsignalerna med frekvenser lika med eller lägre än den maximalt möjliga storleken av doppler-förskjutning, som en GPS-satellit- signal skulle kunna ha. " _ Det är önskvärt att eliminera alla sådana komponenter, eftersom de eljest skulle kunna störa det efterföljande fast- ställandet i den digitala elektronikenheten och datorn hos fältterminalen för den mottagna doppler-förskjutna bärvàgsfasen; Dylika potentiellt störande signaler skulle kunna innefatta làgfrekvent "flämt"-brus, som genereras i själva blandarna eller också skulle de kunna erhållas genom en kombination av blandarobalans och (icke önskade) làgfrekventa amplitud- eller fasfluktationer hos 1S75,42-MHz-referenssígnalen eller av för- stärkningen hos eventuella radiofrekvenssignalförstärkare, som är placerade före blandarna. En annan potentiell källa till làgfrekvensstörning är "brum" eller pulsatíon med avseende på effektkällans utspänningar eller -strömmar. En annan källa skulle kunna vara en störande omodulerad bärvàgssignal med frekvens nära fo.

Làgpassfiltren 121 och 123 är identiskt likadana lågpass- filter med bandbredd lika med fLP, som är lika med den enkel- sidiga bandbredden hos m(t). Karakteristiken för varje filter såsom en funktion av frekvens är anpassad till effektspektral- densiteten hos m(t). Syftet med dessa filter är att eliminera brus och störning utanför bandbredden för m(t). Läggåmärke till att bredbandbredd-GPS-"P-kod"-moduleringssignalen n(t) här normalt skulle kunna utgöra en störningskälla. Det mesta, approximativt 80%, av den effekt, som härrör från n(t), elimineras av dessa lågpassfilter. Denna elimineringsgrad är tillräcklig för att säkerställa att "P-kod"-störníngen har en försumbar effekt. Vi lägger emellertid märke till att om smalband-m(t)-moduleringen kopplades bort i GPS-satelliterna så skulle bredband-n(t)-moduleringen inte längre representera en icke önskad störande signal. Den skulle bli den önskade signalen. En dylik koppling i GPS-signalstrukturen skulle kunna tillgodoses genom Ökande avi lågpass-filtrens 121 och 123 bandbredder med 10 -15 20 25 30 55 40 460 685 en faktor 10 för anpassning av desamma till den nya "signalen".

Utsignalen u(t) från lågpassfiltret 121 representerar den nedkonverterade och filtrerade övre sidbandkomponenten av ursprungsignalen s(t); och utsignalen 2(t) från lågpass- filtret 125 representerar det undre sidbandetl Det hör noteras att spektret för u(t) kommer att förskjutas uppåt i frekvens och att spektret för ß(t) kommer att förskjutas nedåt i frekvens relativt spektret för originalmoduleringen m(t) med ett belopp lika med If-fo), som motsvarar skillnaden mellan den verkliga mottagna bärvågsfrekvensen f och lokaloscillatorfrekvensen fo: [Öm doppler-förskjutningen hos bärvågen, (f-fo), är negativ så förskjutes u(t)-spektret nedåt och ß(t), uppát¿7 Storleken av denna förskjutning antages vara mindre än fflê och mycket mindre än fLP. Detta antagande kommer att gälla om frekvens- förskjutningen primärt härrör från doppler-förskjutningen, som aldrig kan överstiga 5 kHz i storlek, förutsatt att fflp inställes approximativt lika med 10 kHz. Varje förskjutning av frekvensen hos referenskristalloscillatorn 65 från den önskade frekvensen 5,115 MHz kommer också att medföra en (šmšgånger större)förskjutning av spektra u(t) och ß(t). Normalt kommer en dylik förskjutning emellertid att vara mycket mindre än fflp.

Förutom frekvensförskjutningen hos de övre och undre sidbandutsignalerna u(t) och 2(t) finns en frekvensberoende ' dispersiv fasförskjutning hos varje utsignal beroende på 90°- fasförskjutníngshybriden 101. För en speciell 90°-fasförskjut- ningshyhrid, utformad av Rogers (op.cit.), är emellertid denna fasförskjutning alltför liten för att vara betydelsefull.- Pá samma sätt kommer ytterligare fasförskjutningar, som införes genom bandpassfíltret 87 samt hög- och làgpassfilter 117, 119, 121 och 123 att vara triviala om standardfilterutformningar användes. Var och en av dessa effekter tenderar även att elimineras, när skillnaden mellan terminaler'erhàlles vid den_ efterföljande databehandlingen. Elimineringen är inte exakt. eftersom inte två filter någonsin är exakt likadana; även doppler-förskjutningarna vid olika ställen är olika vid varje även frå-relä, wsfæffekfefw är .aæflfleaftfw Maximera,- säaøal har visats genom direkt beräkning ßbhbekräftats med verkligt experiment. _ _ - Under hänvisning till fig; 5 visas nu ett blockschema . för den digitala elektronikenheten 37. Den digitala elektroniken- 10 15 20 25 30 35 40 ;1 460 ess heten 37 innefattar en signalkonditioneringsanordning 125, men korrelatorenhet 125, som innefattar en grupp om sju identiskt likadana korrelatorer, en numerisk oscillatorcnhet 129; som innefattar en motsvarande grupp om sju identiskt likadana numeriska oscillatorer, samt en realtidklocka 131, varvid korrelatorenheten 127, den numeriska oscillatorenhetcn 129 och realtidklockan 131 via en databuss 133 är kopplade till varandra och till fältterminaldatorn 39. Signalkonditíonerings~ anordningens 125 första funktion är att omvandla den analoga övre-sidband-signalen u(t), den analoga undre-sídband-signalen ß(t) och den analoga sinusformade 5,115 MHz-signalen var för sig till en "digital" eller "logisk" binärvärdessignal, som är lämplig för behandling av konventionella transistor-transís+- tor-logik (TTL)-kretsar. A A Signalkonditioneringsanordningen 125 producerar två utsignaler. Den ena är en bínärvärderad periodisk TTL-logik- -nivå-fyrkantsvågform med en frekvens av 10,23 MHz, vilken produceras genom frekvensdubblering av 5,115-MHz>insignalen.

Denna 10,23-MHz-utsignal tjänar såsom en "klock"-signal för att styra tidsinställningen av alla de efterföljande digitala kretsarna. Denna klocksignal delas med 1023 (=3 x 11 x 31) i realtídklockan 131 för erhållande av en tíckning per 100 mikrosekunder; ytterligare delningar med successíva faktorer av 10 ger då en fullständig dccimalrepresentation av tiden i sekunder, varvid den minst signifikanta siffran representerar enheter av 10_4sekunder. Tiden är alltid läsbar i denna form via databussen 133. Driften avflkorrelatorenheten 127, drífteni _av den numeriska oscillatorenheten 129 och driften av fält- terminaldatorn 39 styres samtliga av realtidklockan 131 via databussen 133.

Den andra "digitala" utsignalen från signalkonditionerings- anordningen 125 erhålles från de analoga u(t)- och 2(t)-in- signalerna och är en binärvärderad ickeperíodisk TTL-logik- -nivå-vågform. Denna utsignal produceras av en logisk TTL- -EXNOR-grind, som har två ingångar: den ena ingången represen- terar tecknet för u(t)finsignalen och den andra tecknet för ß(t). Sålunda är grindutsignalen "sann" (T eller binärt 1) ,om och endast om de analoga u(t)- och ß(t)-signalerna har samma tecken.

I figur 6 visas ett blockschema för signalkonditioneríngsr 460 ess ' jpzz 10 15 20 25 30 35 40 anordningen 125. Den analoga signalen u(t) är insígnal till en komparator 135, vars utsignal är en TTL-logiknivà-signal, som är sann när u(t) är positiv och falsk när u(t) är negativ.

Denna TTL-logiksignal sändes såsom en insignal till en TTL- EXNOR-grind 137. Den analoga signalen 2(t) matas på samma sätt till en komparator 139, vars utsignal sändes sàsdm den andra insignalen hos EXNOR-grinden 137. Den sinus-5,115 MHz-singal, som erhålles från kristalloscillatorn 65, är insignal till en konventionell analog frekvensdubblingskrets-141, vars utsignal matas till en tredje komparator 142 för å§tadkommande av en 10,23-MHz-fyrkantsvåg-TTL-nivå-utsignal._10,23+MHz-utsignalen användes även såsom "klock"~insigna1 till en vippa 145, som samplar och håller utsignalen från grind 137: Sålunda är vippans 145 utsignal EXNOR-funktionen för tecknen hos uft) och ß(t) _ samplade med en likformig hastighet av 10,25 x 1D6 gånger per sekund och kvarhållna mellan samplingstíderna. Det är väl känt inom området för radiointerfergmetri} såsom framgår av exempel- vis J.M. Moran i en artikel i Methods of Experimental Physics, volym 12, del C, sidorna 228-260, att den binäryärdcrade tids- funktionen UEL har en Fourier-transformering eller ett Fourier- "spektrum", som är en god approximatíon hade i_faš och i relativ amplitud till Fourier-spektret för den analoga produkten ' u(t)ß(t). Approximatíonens noggrannhet beror pä'de analoga signalerna, som har slump- och gauss-karaktär. Dessutom måste korrelationskoefficienten mellan de tvâ insignalerna vara mycket mindre än 1. (I själva verket "skakar" bruset ut komparatorernas icke-lineariteter. EXNOR¿grínden 137 kan ' betraktas som en multiplikator hos vilken varje insignal har värden av +1 och -11) Dessa villkor är väl uppfyllda i det föreliggande systemet. I det följande anses sålunda logiknivån från vippan 145 helt enkelt representera produkten u(t)2(t).» UEL-"produkten" från signalkonditioneringsanordningen 125 utgör insignal i parallellform till var och en av sju identiskt likadana korrelatorer i korrelatorenhetén 125.

Innan korrelatorenhetens 127 konstruktion beskrives kommer dess driftprinciper kortfattat att förklaras.

I korrelatorn korreleras u(t)ß(t)çprodukten med binära approximationer till sinus- och cosinus-funktioner av tid, vilka genereras av en motsvarande oscillator av de sju numeriska f? oscillatorerna. Oscillatorns frekvens styres av fältterminal- 10 15 20 25 30 35 40 23 i 460 635 datorn 39 enligt den tid, som indikeras av roaltídklockan 131. Vid varje given tidpunkt inställes oscillatorfrekvensen lika med två gånger den förutsagda doppler-frekvensförskjutningen hos den 1575,42-MHz-bärvåg, som sändes av en av satelliterna.

En oscillator och en korrelator hör samman med var och en av de inom synhåll varande satelliterna, upp till maximalt sju satelliter. ©m mer än sju satelliter någonsin skulle vara inom synhåll skulle i princip flera numeriska oscillatorer och korrelatorer kunna användas i systemet. I praktiken är sju satelliter tillräckligt). Om den förutsagda doppler-förskjut- ningen är tillräckligt nära den verkliga doppler-förskjutningen så kommer korrelatorns utsignaler att noggrant mäta effekten och fasen hos signalen från den speciella satellit, för vilken förutsägelsen gjordes, och mätningen kommer inte att signifikant pâverkas av närvaron av signaler från andra satelliter, som har andra doppler-förskjutningar.

I matematiska termer beskrives driften av en av de numeriska oscíllatorerna och dess tillhörande korrelator på följande sätt: Såsom en funktion av tiden, t, vilken indikeras av realtid- klockan 131, gives den förutsagda doppler-frekvensförskjutningen hos satellitens bärvàg av fp(t). Värdet på fp(t) interpoleras från tabellen av i förväg beräknade värden, vilka tidigare lagrades i minnet hos fälttcrminaldatorn. Den numeriska oscillatorn genererar två tidsfunktioner: [2ep(t)] och sin [?ep(t)], med en fasdifferens av 900, varvid op(t) representerar en förutsagd fas, som är en funktion av tiden.

Funktionen op(t) är till en början lika med noll vid tid- punkten to, när den numeriska oscillatorn börjar svänga; och vid någon efterföljande tidpunkt op(t) erhålles tiden genom integralen @p(t) = zn ítfp(r')an' o där f (t') representerar momentanvärdet av f vid en mellan- liggande tidpunkt t'. Faktorn Zn är nödvändig om, såsom är vanligt, frekvensen fp mätes i enheter av perioder-per tids- enhet och fasen Q antages vara mätt i enheter av radianer i stället för av perioder. I Nu bildar korrelatorn, som arbetar mellan tidpunkterna t och t1, kvantiterna a och b av sina ínsignaler Eu(t)2(t)], 0 c "f" ~ *fwmw-gfl-wfi .,.,..,.,_. in", 460 ess j 24 10' 15 20 25 30 40 cos [Zop(t1], och sin [2op(t)], enligt formlerna t a = flucu)ß(:) cos [za cf)] dt to p och t _ b = f1ucr)ß(t) sin [z@p t o Tidsintervallet för integreringen, t1-to, är lika med 1 sekund och de antydda integreringarna utföres varje sekund. Vid varje ensekundstickning från realtidklockan "strobas" integralernas värden in i minnesregistren, återställes integrationerna till noll, omstartas den numeriska oscillatorn och börjar en ny integrationsperiod. Vid slutet av varje sekund avger sålunda korrelatorn utsignalerna a och b, som representerar tidsmedel- värdena under det föregående ensekundsintervallet av produkten u(t)ß(t) cos [2op(t)] respektive-produkten u(t)2(t) sin [2op(t)].

Dessa utsignaler representerar korrelationerna av produkten u(t)ß(t) med cosínus- och sinusfunktionerna.

Under ensekundsintervallet uppdateras oscillatorfrekvensen fp(t) för var tiondels sekund av datorn under styrning av tiondels- -"tickningarna" från realtidklockan. Denna uppdatering är nödvändig, eftersom satellitens doppler-förskjutning ändras beroende på satellitens rörelse relativt fältterminalen pá marken samt den varierande projektionen av den relativa hastig- heten utmed syftlinjen med en hastighet, som kan vara en väsent- lig del av en Hz per sekund.

Nu kan korrelatorutsignalerna a och b kombineras för erhållande av de räkningar avseende effekten och bärvågsfasen hos signalen från den speciella satellit, för vilken förutsägel- sen, fp(t), gjordes. ' ' V Definiera ett komplext tal c, vars reella del är lika med a och vars imaginära del är lika med b. Sålunda c = a + jb varvid j är kvadratroten ur minus ett. Då gäller c = C där C är en positiv reell konstant skalfaktor: där är tídsmedelvärdet över integrationsíntervallet från to till t1 10 15 20 25 30 35 40 ~ ,» varans-f _ .www Mfl-wfvf. .a-«~»,,.>..,~,_, leave. ._ .__ . _ . ' ”f” ' *mw ~ ' “' __ -1- f "- _... z;' 460 ass av kvadraten på GPS-moduleringsfunktionen m(t); och där är tidsmedelvärdet över samma intervall av den komplexa exponentialfunktionen exp[2j(o-op)]. Förutsatt att skillnaden Co-op) mellan den mottagna GPS-bärvågssignal~ fasen o = d(t) och den motsvarande förutsägelsen op = op(t) inte varierar med en väsentlig del av en period under integra- tionstiden så är storleken av c approximativt proportíonell mot medelvärdet av den mottagna effekten: IC! och vinkeln för c är approximativt lika med två gånger medel- 2 (ag 1/2 z + bz) = c ; lll värdet av fasskíllnaden (m-op): x V ¿c 2 tg'1(b/a) = 2 <(a-ap)>.

Lägg märke till att vinkeln för c bestämmes separat från b och a med avseende på modulen Zn radianer. Sålunda bestämmes skillnaden (d-mp) med avseende på'modulen n radianer.

För att den mottagna signaleffekten och den mottagna bärvágsfasen (med avseende på modulen nl skall kunna bestämmas noggrant ur a och b enligt dessa formler måste tvâ villkor uppfyllas: för det första måste, såsom nämnts, den verkliga fasen o(t) skilja sig från den förutsagda fasen op(t) med ett belopp, som ändras med mycket mindre än en period under ensekundsintegrationstiden; för det andra måste brusförhâllandet från generatorn, vilket gives genom ' (2/n) (W/4) cßeffrintlï/2 F SNRC 1/2 II (1/z)(ßeffT¿nt) F, vara mycket större än I, varvid bf är den effektiva bandbredden hos signalerna u(t) och 2(t), som är lika med approximativt S x 105 som är lika med en sekund, och där F är den del av effekten, U(t) och ß(t) och som härstammar från GPS-m(t)-signalen 0Ch inte från brus. Faktorn (2/n) svarar för förlusten av korrela- tion mellan u(t) och ß(t) vilken förorsakas av analog-til1- Hz; där Tint är integrationstiden, som förekommer i -digital-omvandlingen av dessa signaler genom komparatorerna i signalkonditioneringsanordningen. Faktorn (n/4) svarar för den förlust, som hör samman med användningen av fyrkantsvág- approxímationer för sinus- och cosinusfunktionerna i k0rfG1flt0rn- (WN k. 1 10 15 20 25 30 35 40 v Ü, _ _, _ . >> »fw-wr,...i,w.,;~ü,~fiv,n.,, w, , . V.. “í ,'_.“,__,,, ,, ,, , __ W, __ _ wwfiñ” W _________ _ __” _ 460 685 _ m Kvadratroten ur produkten BeffTínt är lika med approximativt 700. Därför gäller relationen: a SNRC = 350 ' F.

Den del F av endera-sidband-effekt, som härrör från GPS-satelliten, beror på mottagarantennförstärkningen och det mottagande systemets brusfaktor. För "MITES"-antennen och det ovan beskrivna mot- tagarsystemet och för en satellitelevationsvinkel över 200 är från experiment känt att F överstiger approximativt 0,03.

Därför gäller $V SNRC 10, vilket är tillräckligt för noggranna effekt- och fasmätningar.

Standardavvikelsen hos bruset i varje del, verklig och imaginär, hos den komplexa kvantiteten C erhâllers genom oc = [cl/SNRC.

Det förstnämnda villkoret för noggrannhet i mätningarna avseende effekt och fas, nämligen att (ö-eo) inte varierar med en väsentlig del av en period under ensekundintegrations- tiden, är ekvivalent med villkoret att skillnaden mellan den verkliga mottagna bärvàgsfrekvensen f och den lokala referens- frekvensen fo inte avviker från den förutsagda (numerisk oscillator) frekvensen f med en väsentlig del av en Hz. Detta villkor uppfylles vid föreliggande system genom applícering av återkopplad reglering med avseende på den numeriska oscillatorns frekvens för att hålla denna frekvens nära den verkliga mottagna bärvàgsfrekvensen. Denna styrning utövas medelst ett enkelt program, som verkställes av fältterminal- datorn 39. En beskrivning av detta program följer.

Det komplexa talet c, som bildats av korrelatorns a- och b-utsignaler vid slutet av det kzte ensekundsintegrationsinter- vallet, betecknas c(tk), där tk representerar tiden vid mitten av detta intervall. Till den numeriska oscillatorfrekvcnsen för det (k+1):ta intervallet adderas en korrektiv påverknings- del _ K - ¿[c(tk)c* (rk_1)]/zu aercz, där K är en positiv reell konstant mindre än 1, där ¿[] anger 10 15 20 25 30* 35 40 æ .:-zm---'~»-.~:~._ »MW .w u., '» ~., _ ny? ,71~«ff-vq~;--,-_~~¿--»ffi»a.-f.-vy-,f-;f_.,,,hñ_,lsa-.-ri. -__ (_, _... ' ï F" ' "'i”*“""“""“fl"ffirtfliwvaw~mw,nwmwpm__n ___... _ 2? 460 ess pï vinkeln för den komplexa storhet, som omslutes av parentesen 'É []; och där c*(tk_1) är det komplexa konjugatet för det komplexa É talet c från det närmast föregående, (k-1):ta intervallet.

Principen för drift med detta program kan förstås av det följande exemplet: om frekvensförutsägelsen är, exempelvis, alltför låg med 0,1 Hz så kommer vinkeln för c att ligga före med en tíondels period i en sekund och den komplexa storheten c(tk)c*(tk_1) kommer att ha en vinkel (+0,1) x (Zn) radianer (plus något nollmedelbrus). Tillförandet av pâverkningsdelen som i detta fall är positiv, kommer att reducera storleken av det negativa felet i frekvensförutsägelsen från (0,1 Hz) till (1-K) x (0,1 Hz). r Värdet på K måste vara större än noll för annars kommer inte någon reduktion av ett frekvensförutsägelsefel att erhållas genom áterkopplíngen. Värdet mäste vara mindre än 1 för annars kommer återkopplingen att resultera i ostabil svängning med avseende på felet beroende på fördröjhingen i applicering av korrektionen. Det exakta värdet är inte kritiskt och det optimala värdet kan bestämmas genom experiment. Ett nominellt värde av 0,5 användes i föreliggande system.

En viktig annan faktor för denna frekvensâterkoppling är att frekvensen för den numeriska oscillatorn kommer att "dragas" mot den verkliga mottagna bärvågsfrekvensen från en initial- frekvens, som kan vara så mycket som flera Hertz över eller under denna. Detta "indragnings"-fenomen är väl känt inom området för fas- eller frekvensföljande àterkopplingsslingor, såsom diskuteras exempelvis i boken med titeln Phaselock Techniques av Floyd M. Gardner, utgiven av John Wiley & Sons,Inc.

New York 1966. p Betydelsen av "indragnings"-fenomenet för föreliggande system är att kännedomen, a príori, av mätmärkläget inte behöver ha mindre osäkerhet än nagra kilometer.

En potentiellt ogynnsam sidoeffekt av "indragnings"- -fenomenet i föreliggande system är att den numeriska oscillator, som antages följa en speciell satellit, istället kan dragas till frekvensen hos en annan satellit, om den senares frekvens ligger nära den förras och om den senares signal är kraftig i jämförel- se med den förras. För att begränsa den skada, som skulle kunna uppstå av dessa skeenden, innehåller fältterminaldatorprogrammet en bestämmelse, som begränsar storleken av den ackumulerade wwfl"* 'HW » « - « . , . « rrllliw, _. W. av, _", '_ ,“,,____, "whu _ "W '_ l 460 ess N påverkningsdel, som kan adderas till den tidigare frekvens- förutsägelsen, till approximativt 10 Hz. Eftersom skillnaden mellan två satelliters frekvenser normalt ändras med approxima- tivt en Hz per sekund följer att endast approximativt 10 sekunder S av mätningsdata eller mindre än approximativt 1 procent av de totala data, som erhålles vid ett fältställe, kan elimineras genom att fel satellit följes. Erfarenheten pekar pà att denna procentsats är utan betydelse.

Under hänvisning till fig. 7 visa: nu ett blockschema 10 för en korrelatormodul 149, vilken utgör en av de sju identiskt likadana modulerna i korrelatorenheten 127. Alla sju modulerna har samma insignal UEL, som är UGL-utsignalen för signalkondi- tioneringsanordningen 125. Varje modul mottager även en "cosinus"-insignal och en "sinus"-insignal från en motsvarande '15 modul av de sju numeriska oscillatormodulerna. UEL-insignalen och cosinusinsígnalen passerar till en EXNOR-grind 151, vars utsignal är insignalen till en "klockad" digital räknare 153.

UEL-insignalen och sinus-insignalen passerar till en annan EXNOR-grind 155, vars utsignal utgör insignalen till en annan 20 räknare 157. En gang per sekund låses innehåller i räknar- registren 153, 157 i respektive utgàngsbuffert 159, 161 genom en puls från realtidklockan 131 i den digitala elektronik: enheten 37 och räknarna aterställes därvid till noll. Med en hastighet av 10,23 MHz, som styres av "klock"-signalen från 25 sígnalkonditioneringsanordningen 125, får varje räknare 153, 157 ett tillskott med ett om och endast om dess insignal från dess tillhörande EXNOR-grind 151, 155 är "sann". Vid slutet av varje ensekundsintervall indikerar sålunda utgángsbuffertnrnas 159, 161 innehåll det antal gånger mellan noll och 10,230 000, 30 som UML- och cosinus/sínus-insignalerna passade samman under den föregående ensekundstiden. Innehållet i utgångsbuffertarna 159, 161 hos varje räknare är kopplat till databussen 133, genom vilken fältterminaldatorn 39 läser innehållet varje sekund. Varje räknare/spärr kan vara en enda integrerad krets, 35 t.ex. den 32-bitanordning av modell nr LS 7060, tillverkad _ av LSI Systems, Inc. V Storheten a, som tidigare definierats genom korskorrela- tionen mellan [u(t)ß(t)] och cos[20p(t)], erhålles i fältterminal- datorn 39 genom att 5 115 000 subtraheras från "cosinus"-räknarens 40 utgång och resultatet delas med S 115 000. Storheten b erhålles 10 15 20 25 30 35 40 2? 460 ess på liknande sätt genom att 5 115 000 subtraheras från "sinus”- -räknarens utgång och resultatet delas med 5 115 000. (Sålunda representerar referensstorlek för a eller b perfekt korrelation mellan E0(t)ß(t)] och cosinus-respektive sinusfunktíonen. Innan dessa resultat lagras i minnet hos fältterminaldatorn 39 kan varje tal reduceras till endast fyra bitar för att spara minnes- utrymme.) Under hänvisning till figur 8 åskâdliggöres nu ett block- schema för en av de sju identiskt likadana numeriska oscillator- modulerna 163 i den numeriska oscillatorenheten 129, varvid varje modul 163 överför en "cosinus"- och en "sinus"-insignal till en korrelatormodul 149. Varje numerisk oscillator 163 innefattar ett binärt fasregister 167 samt ett binärt frekvensregister 169; en binär adderare 171; en EXNOR-grind 173; en omformare 175; och en frekvensdelare 177.

Fasregistret 167 och frekvensregistret 169 har vardera 32 bitar och adderaren 171 är en 32fbitadderare. Det binär- tal, som finrs i fasregistret 167 vid en godtycklig tidpunkt representerar oscillatorutsignalens fas, varvid den mest signifikanta biten representerar en halv cykel, den näst mest signifikanta biten en kvarts cykel och så vidare. Det binära tal, som finns i frekvensregistret 169, representerar pá samma sätt oscillatorns frekvens, varvid den mest signifikanta biten i detta fall har ett värde av 155 000 Hz, som är lika med en 66-dels cykel per period av 10,23-MHz-"klock"-signalen från signalkonditioneringsanordningen 125. Adderaren 171 adderar ihop de tal, som finns i frekvensregistret 169 och fasregístret 167. Summan införes i fasregistret 167 och ersätter det tidigare innehållet en gång per cykel för utsignalen från delaren 177, som delar 10,23-MH:-"klock"-signalen med en bestämd faktor 33.

Fasregistret 167 uppdateras sålunda med en hastighet av exakt' 310 000 per sekund. Det belopp, med vilket fasen ökas vid varje uppdatering erhålles genom innehållet i frekvensregistret 169. Frekvensregistret 169 uppdateras, såsom nämnts, 10 gånger per sekund via databussen 133 av fältterminaldatorn 39. (Såväl negativa som positiva frekvenser representeras av innehållet i frekvensregistret med användning av det konventionella två-komplementförfarandet. Enligt denna konvention bildas den negativa delen av ett binärt tal genom komplettering av varje bit, varefter ett adderas. Det största positiva talet represen~ 46o ess _ V3” 10 -15 20 ZS 30 35 40 teras följaktligen genom att man låter den mest signifikanta biten vara noll och alla andra bitar ettor. Det förhållandet att den mest signifikanta biten är ett innebär att talet är inegativt.) Den numeriska oscillatorns 163 sinusutsignal erhålles från omvandlaren 175, som omvandlar den mest signifikanta biten hos fasregistret 167. Sinusutsignalen har ett värde ett när fasen ligger mellan noll och plus en halv cykel, och ett värde noll, när fasen ligger mellan en halv och en cykel (vilket är detsamma som att fasen finns mellan minus en halv och noll cykler). Den numeriska oscillatorns cosinusutsígnal erhålles från EXNOR-grinden 173, vars insignaler utgöres av den mest signifikanta och den näst mest signifikanta biten i fasregistret. Cosinusutsignalen har ett värde ett när ochi endast när fasen ligger inom plus eller minus en kvarts cykel med avseende på noll.

Under hänvisning till figur 9 visas nu ett blockschema för fältterminaldatorn 39. Datorn innefattar en centralenhet (CPU) 181, ett programmínne 183, ett dataminne 185, en yttre tvåriktnings-dataport 187, som är ansluten till en drift- terminal 189, samt en yttre tvâriktnings-dataport 191, som är ansluten till en.modulator~demodulator (modem) 193, som i sin tur är ansluten till en telefonledning, en radíotelefon eller någon annan telekommunikationslänk 195. Datorns 39 delar är hopkopplade medelst en databuss 133, som också tjänar till att ansluta datorn 39 till andra delar hos fältterminalen (se fig. s). _ “ V Centralenheten 181 kan vara av typ Digital Equipment Cor- poration (DEC) modell LSI-11/2 (delnummer KD11-GC); program- minnet 183 kan utgöras av ett programmerbart permanent 32-K- -teckengrupp-minne t.ex. av typ DEC med delnummer MRV11-C; dataminnet 185 kan utgöras av ett permanent 32-K-teckengrupp- direktminne, t.ex. typ DEC med delnummer MXV117AC; de två yttre tvåriktníngsdataportarna (187 och 191) kan utgöras av de RS-232-seriedataportar, vilka ingår i MXV11-AC; drift- terminalen 189 kan utgöras av DEC modell VT-100 eller någon ekvivalent serie -ASCII-terminal, vilken liksom nämnda modell VT-100 kan anslutas till apparatens MXV11-AC RS-232-seríe- datagränssnitt eller till datorn via någon annan lämplig yttre dataportanordning; modemet 193 kan utgöras av ett standard- 10 15 20 25 30 40 460 685 modem som är förenligt med RS-232-anordningen och det kan elimineras helt om fältterminaldatorn 39 såsom nämnts är an- sluten direkt till bastermínaldatorn 15. Databussen 133 kan utgöras av LSI-11-Q-bussen. Realtidklockan 131, den numeriska_ oscillatorenheten 129 samt korrelatorenheten 127 kan vara anslutna till Q-bussen genom att de är anordnade på standard- kretskort, som direkt inpluggar i kortkantkopplingsdelar hos ett LSI-11-datasystems "bakre plan". Dylika kretskort tillhanda- hålles från DEC försedda med speciella integrerade kretsar, :;l som kan hantera alla datakommunication mellan Q-bussen och de speciella interferometerterminalkretsar, som är monterade på korten. De mätdata, som är lagrade i fältterminaldatorns 39 minne 185, innefattar en tidsserie av komplexa tal för var och en av upptill sju observerade satelliter, varvid ett dylikt tal erhålles varje sekund. Dessa data erhålles under en tids- period av approximativt S000 sekunder, varunder åtminstone tvâ satellíter alltid observeras, varvid medelantalet av observerade satelliter är åtminstone fyra. För den izte satelliten vid tidpunkten t är komplexdata betecknat Aí(t), varvid storleken av detta komplexa tal är proportionellt mot den uppmätta styrkan av den från denna satellit vid denna tidpunkt mottagna signalen varvid proportionalitetskonstanten är godtycklig men densamma för alla satelliter och varvid det komplexa talets_vinkel är lika med två gången den bärvågsfas, som uppmätts för samma satellit vid samma tidpunkt, varvid fasen för varje satellit är refererad till samma lokalreferensoscillatorsígnal, nämligen den av fältterminalens 13-1 oscillatorkretsen 35 genererade 157S,42-MHz-signalen. V Komplexdata Ai(t), varvid i = 1 ..., 7, erhålles av fältterminaldatorn 37 från a- och b-utgángarna hos de sju korrelatorerna 149 i korrelatorenheten 127 enligt följande.

För den izte korrelatorn gäller; iAi(t) = [ïa(t) +,jb(t)l expc2jop(t)], varvid a(t) och b(t) representerar den normaliserade a- resp. b-utsignalen för det vid tidpunkten t centrerade 1-sekund- "integration"- eller räkneintervallet; varvid j är kvadratroten ur minus ett; och varvid 2op(t) är två gånger den förutsagda bärvågsfasen för den izte satelliten vid tidpunkten t. Lägg märke till att det komplexa talet Aí(t) är lika med det » lxyfw+ vupcim H 4_“vr“ (Winx Jï vwr rflwvwwl H H y “wl*' wiwír 'ivvwvwm 460 685 Q 10 15 20 25 30 _ 35 40 komplexa tal c, som erhållits från den izte korrelatorutsigna- len, multiplicerat med [2jep(t)]. Talets Ai vinkel representerar (två gånger) den mottagna bärvågsfasen hänförd till (två gånger) 1575,42-MHz-lokalreferensens fas, under det att talets c vinkel är hänförd till (två gånger) ågmmgn av denna referensoscillator- fas plgs fasen för den numeriska oscillatorn.

För syftet med denna förklaring anses att dataínställ- ningen {Ai(t)} är den, som genereras av fältterminalen 13-1, som är vid början av baslinjevektorn. Den andra fältterminalen 13-2, som är fältterminalen vid slutet av baslínjevektorn, observerande samma satelliter vid samma tidpunkter som den första termínalen, lämnar data, som motsvarar Aí(t), betecknade Bi(t). Samma satelliter observeras, emedan båda terminalerna tilldelades förutsägelsedata från samma centraldator 15, som numrerade satelliterna 1-7 på just ett sätt. Observationerna vid de två terminalerna är helt samtidiga, emedan de två terminalernas klockor synkroniserades omedelbart före observa- tionerna, och klockhastigheterna avviker från varandra med ett trivialt belopp. Muvudeffekten av hastighetsskillnaden mellan de kristalloscillatorer, som styr klockorna hastig- heter, är att variera fasskillnaden mellan 1S7S,42-MHz-referen- serna.) Det spelar ingen roll om en speciell satellit, vid en speciell tidpunkt är synlig från den ena termínalen men gömd med avseende på den andra. Styrkan av antingen Aí(t) eller Bi(t) kommer i detta fall helt enkelt att vara noll eller nästan noll.

De av den centrala datorn 15 utförda operationerna för att avsluta bestämníngen av baslinjevektorn för ínterfero- metern, vilken erhållit de effekt- och fasmätdata, som samlats av två fälttermínaler 13-1 och 13-2 belägna vid baslinjevektorns ändar, kommer nu att diskuteras. V 1 Det första steget vid behandlingen av Åi(t)- och Bí(t)- data i centraldatorn omfattar att multiplicera det komplexa konjugatet för Ai(t), betecknat A*i(t), med Bi(t). Produkten sí(c) = A:(r) sitt) har en vinkel, ÅSi(t), som är lika med två gånger skillnaden mellan de uppmätta faserna för de från den izte satelliten vid de två terminalerna mottagna bärvågssígnalerna, varvid varje fas har uppmätts med avseende på lokalreferensoscillatorn 10 15 20 25 30 _40 .....,w,_.,-_.ï.,, . .. 3? 460 ess i den respektive terminalen. Följaktligen är vinkeln för Sí(t) relaterad till skillnaden mellan faserna hos lokaloscillatorerna samt till baslinjevektorn mellan terminalerna med det teoretiska ~ sambandet ¿si(c) = A@LO + (4¶fi/C) ß - ši(r), varvid AeL0 representerar lokaloscillatorfasskillnaden, varvid' fi är den mottagna frekvensen för den ifte satelliten, nästan lika med 1S75,42 MHz, varvid c är ljushastigheten, varvid É'är baslinjevektorn och varvid Éi(t) är en enhetsvektor i den izte satellitens riktning, betraktat vid tidpunkten t från baslínje- vektorns mitt. (Denna relation ger vinkeln ÅSí(t) i radianer i stället för cykler. Eftersom frekvensen fi är angiven i cykler, istället för i radianer, per sekund måste en faktor zu inkiuaeras. Det föfhå11ander att 4n isnäliet för zn före- kommer här är att varje fältterminal mäter två gånger den mot- tagna signalfasen.) Denna relation är approxímativ eftersom ~den bortser från parallax av andra ordningen, fortplantnings- mediets effekter, multivägeffekter, relativistiska effekter, störningar etc. Dessa små effekter fihsummß här för tydlig- hetens skull. Det fel, som hör samman med försummelsen av dessa effekter, är ekvivalent med ett baslinjefel av mindre än approximativt 1 cm för en baslinjelängd mindre än approximativt en kilometer. (Med undantag för effekten av brus, som är helt slumpartat, är det möjligt att forma de effekter, som vi har försummat ovan, för att erhålla en mera noggrann teoretisk återgivning av 1Sí(t). Denna formning beskrives exempelvis i - en artikel av I. I. Shapiro med titeln "Estímation of astrometric and geodetic parameters from VLBI observations", i publikationen Methods of Experimental Physics, volym 12, del C sidorna 261-276, 1976.).

Teoretiskt erhålles storleken på S genom |sí| = c-c2(coseí) där C är en konstant och G är den riktade effektförstärkningen hos en mottagarantenn, skriven såsom en funktion av cosinus för den izte satellítens zenítvínkel 61. G antages vara azimut oberoende och är normaliserad, så att den av en isotropísk antenn med anpassad cirkulär polarisering mottagna effekten är lika med 1. För MITES-utformningen gällerzi 460 685 34 10 15 20 25 30 35 40 G(cos6)= (1,23) (1+cos6)2 ' sinZ((3 /d)cos6), o°56590°; G(cos6) f 0, '9O°5e.

Värdet av denna funktion är approximativt 2,46 vid zenit (6=0); det har ett maximum av approximativt 3,63 vid 6 f.40°, det har värdet 1 vid 9 f närmar sig 900. 720, och det närmar sig 0 när 9 Det följande steget vid behandlingen av mätdata, som erhållits från de tvâ interferometerterminalerna, innefattar att summera de komplexa talen Si(t) för alla i för ehållande av en summa S(t) för varje mättid t: S(t) = _; Sí(t), 1=1 varvid summan täcker alla de satelliter, som observerades vid tidpunkten t. ' V ADet följande steget vid behandlingen av mätdata inne- fattar att utvälja ett provvärde, b, hos baslinjevektorn É och att ur detta värde b beräkna en funktion av tiden š(t) vilken teoretiskt representerar det värde, som S(t) skulle ha haft, om det sanna värdet, É för baslinjevektorn vore lika med provvärdet, b: š(t) = ígï |Ai(t)|. |Bi(t)|- exp[}j4nb-ši(t)/Ai] varvid Ai är den radiovåglängd, som motsvarar den mottagna bärvàgsfrekvensen. êålunda gäller Ai = c/fi. Metoden att välja ett värde på b beskrives nedan. Lägg märke till att det i den teoretiska funktionen š(t), i motsats till vad som gäller vid den genom mätning erhållna funktionen S(t), inte före- kommer någon term, som representerar lokaloscillatorfasskillnaden.

Dessutom är den konstanta skalfaktorn C utelämnad.

Närmast multipliceras storleken av S(t) med storleken av š(t) och produkten av dessa storlekar summeras över alla _mättiderna för erhållande av ett värde, R(Bl, S0m ber0r på A b samt; naturligtvis, på mätningarna: 1203) = š |s(:ß)1-|S(t,)|,,_ varvid tg representerar den ßzte i gruppen av approximativt 5000 mättidpunkter. R(b) benämnes en "tvetydighetsfunktion".

Det följande steget i behandlingen innefattar att upp- fxífï/ \~“~:- ~- 10 ~1s 20 25 30 40 460 685 repa beräkningen av R(b) för olika värden på b samt att bestämma det speciella värde på b, för vilket funktionen för R(b) har det största värdet. Detta värde på b utgör den önskade bestämningen av baslinjevektorn Ü; Provvärdet b för baslinjevektornväljes till en början för att vara lika med den bästa uppskattningen, a priori, 35 av Û,-som är tillgänglig från oberoende information om lägena för uppmätningsmärkena, t.ex. de lägen som erhållits genom identifiering av orienteringspunkter på en kartat Maximeringen\' fav R(b) med avseende på b àstadkommes genom undersökning av en tredimensionell volym, som är centrerad på detta initial- värde av b och som är tillräckligt stor för att omspänna osäkerheten hos initialuppskattningen. Vid undersökningen granskas varje punkt av ett likformigt atskilt tredimensionellt galler för lokalisering av den enda punkt, varvid R(b) är maximal. Gallermellanrummet är till en början en meter. Sedan undersökes den volym, som sträcker sig tvâ meter från den enda punkten för maximalt R(b), genom granskning av ett galler med ett mellanrum av 20 cm. Maximalvärdet för R(b) påträffas vid detta galler med mindre mellanrum. Sedan halveras gallermellan- rummet och gallrets linjära utsträckning halveras också och undersökningen upprepas. Denna process med halvering fortgår till dess gallermellanrummet är mindre än 1 millimeter. Värdet på b, som slutligen maximerar R(b), anses vara den önskade bestämningen av baslinjevektorn Ü. Med användning av ett antal satelliter, varvid n är lika med S, kan en baslinjevektorbe- stämning erhållas genom metoden enligt föreliggande uppfin- ning, vilken bestämning har en noggrannhet av approximativt 5 millimeter i varje koordinat för en baslinjelängd av approxi- mativt 100 meter.

Den ovan beskrivna metoden för behandling av mätdata från ett par interferometerterminaler för att bestämma bas- linjevektorn mellan terminalerna representerar en specia- lisering av den allmänna metod, som är beskriven i en artikel av Charles C. Counselman och Sergei A. Gourevitch 7 med titeln "Miniature Interferometer Terminals for Earth Surveying: Ambiguity and Multipath with Global Positioning System", vilken publicerats i IEEE Transactions on Geoscience V _O 10 15 20 ZS 30 35 .4°l ”IIIlIlIlIIIIlI'*“ 460 ess 5* and Remote Sensing, volym ÖEë19, nr. 4 sidorna 244-252, i oktober 1981.

Vid en annan utföringsform av en metod för behandling av mätdata enligt denna uppfinning bildas också en tvetydig- hetsfunktion R(b) av nämnda mätdata och av ett provvärde, _ b, för baslinjen; emellertid är metoden för bildande av- funktionen annorlunda. Vid denna utföringsform, liksom vid den tidigare utföríngsformen, multipliceras det komplexa konjugatet för Aí(t) med Bí(t) för erhållande av en komplex produkt Sí(t): sí(c) = A;(:) nice) N varvid Ai(t) är ett komplext tal, som representerar mätningarna för den signal, som mottagits från den izte satelliten vid en interferometerterminal vid tidpunkten t, varvid storleken av Ai(t) är proportionell mot den mottagna effekten och varvid vinkeln ¿Ai(t) är två gånger fasen av bärvågen relativt termina- lens lokaloscillator, varvid Bi(t) är likadant som Ai(t) med undantag för att värdet erhållits från den andra terminalen vid den andra änden av baslinjevektorn. i _ Därefter multipliceras Sift) med en viss komplex exponen- tialfunktion av ett provvärde, b, för baslinjevektorn och produkten summeras sedan över alla satelliter, som observerats vid tidpunkten t, för erhållande av en summa S(t), som är en funktion av tiden och av provvärdet b: -n - s(c) F z s¿(c) expl-j4¶b-šicn)/xí| i=1 varvid Éí(t) är en enhetsvektor i den izte satellitens riktning vid tidpunkten t-och varvid Ai är våglängden hos den från den izte satelliten mottagna signalen. (Lägg märke till att om 'b = Û så är vinkeln för varje term i summan över i lika med AoL0 oberoende av i.) , Därefter tages storleken av S(t) och summeras över alla ' á observati0nstidpunkter för erhållande av funktionen R(b)§ RUÉ) =š |s(t,_)|,'g varvid tg är den ßzte av de appnokimativt §000_mättidpunkterna.

' Slutligen finner man värdet för b, som maximerar Rfb) pgenom samma-undersökningsprocedur som den vilken beskrevs i Msamband med den ursprungliga databehandlingsmetoden. Detta 37 ' 460 685 värde på É utgör den önskafie bestämningen av baslínjevektorn íš. I i Denna senare utföringsform är mera effektiv beräknings- mässigt än den först beskrivna utföringsformen. *r-yfgv agyggsfi-çrçy, frn-m. 5 Anu f ßfr-wzfgf-x fix* _ . . . 2 ._ v.

,,-“'F;LH'ÅÛ1F}'| fï-ø-ffïïàfl"

Claims (30)

W WWWIII """ WWIwI“W 460 685 10 15 20 25 30 35 § 40 58 Patentkrav

1. Förfarande för att erhalla positionsrelaterade data från signaler, som modulerats med inbördes ortogonala koder, och sänds samtidigt med samma frekvenser av var och en av ett flertal satelliter, oberoende av externt erhallen kännedom om _ informationsinnehallet hos de motsvarande moduleringskoderna, k ä n n e t e c k n a t av att det innefattar: A att fran satelliterna (GPS-1, GPS-2) erhålla en första sammansättning av överlappande spridningsspektrumsignaler med en uppåt verkande, rundstralande antenn (27), som är belägen vid ett första märke att rekonstruera den första sammansättningen av sprid- ningsspektrumsignaler för att bilda en andra sammansättning, som samtidigt inkluderar ett flertal rekonstruerade komponen- ter, vilka svarar mot de implecita kodmodulerade signalerna i de fràn satelliterna mottagna signalerna; samt' att tillföra prediktioner om frekvenserna hos signalerna från satelliterna till den andra sammansättningen för att er- naiia data aarifran. V

2. Förfarande enligt kravet 1, k ä n n e t e c k n a t av att erhållna data är relaterade till de av en vald satellit sända signalerna.

3. Förfarande enligt kravet 1, k ä n n e t e c k n a t av att erhallna data är relaterade till av ett flertal av satelliterna sända signaler.

4. I 4. Förfarande enligt kravet 1, k ä n n e t e c k n a t av att det vidare innefattar: att vid ett andra märke (SM-2) erhålla data, som är relaterade till signaler, som samtidigt sändes av de manga satelliterna; samt att behandla data fran bada märkena för att bestämma relativ position (baslinjevektor 3).

5. Förfarnde enligt kravet 1, k ä n n e t e c k n a t av att de rekonstruerade komponenterna har diskreta frekvenser och faser, som är relaterade till de kodmodulerade signalernas frekvenser och faser.

6. Förfarande enligt kravet 1, k ä n n e t etc k n a t av att rekonstruktionssteget vidare innefattar; att bibringa sammansättningen av spridningsspektrum- 10 15 20 25 30 35 _40 460» 685 PH signaler en fas- och frekvensdubblings-olineraritet för att bilda sammansättningen av rekonsturerade komponenter.

7. Förfarande enligt kravet 1, k ä n n¿e t e c k n a t fav att rekonstruktionseteget vidare innefattar:n att separera de mottagna signalerna till första och andra komponenter olika spektraldelar därav, samt A w att korrelera spektraldelarna för att alstra sammansätt- ningen av rekonstruerade komponenter.

8. Förfarande enligt kravet 7, k ä n n e t e c k n a t av att spektralkomponentsepareringssteget separerar de mot- tagna signalerna i övre och undre sidband hos en implicit mittfrekvensbärvag däri.

9. Eörfarande enligt kravet 7, k ä n n e t e c k n a t av att korreleringssteget vidare innefattar att alstra en första binär signal, som representerar den första spektralkomponentens tidsändringstecken; att alstra en andra binär signal, som representerar den andra spektralkomponentens tidsandringstecken; samt att korreèera den första och den andra binära signalen för att bilda sammansättningen av rekonstruerade komponenter.

10. Förfarande enligt kravet 1, k ä n n e t e c k n a t av att det förutsagda frekvenssteget vidare innefattar: att alstra en signal, vars frekvens är proportionell mot en beräkning av frekvensen hos en mottagen satellitsignal; och att kombinera den beräknade signalen med de rekonstrue- rade komponenterna för att separera den därtill relaterade komponenten.

11. Förfarande enligt kravet 10, k ä n n e t e c k - n a t av att det förutsagda frekvenssteget vidare innefattar: att variera den beräknade signalens frekvens för att 9 spåra de mottagna satellitsignalernas frekvens.

12. Förfarande enligt kravet 6, k ä n n e t e c k n a t av att det förutsagda frekvenssteget vidare innefattar: _ att alstra en förutsagd signal baserad på en prediktion, som gjorts innan den första sammansättningen är upptagen, av doppler-förskjutningen hos signalerna från en vald satellit vid det. första märket; och i att korrelera den förutsagda signalen med de rekonstrue- 3 rade komponenterna för att separera den rekonstruerade kompo- 460 685 i HO nent, vars frekvens och fas är relaterade till den valda kod- modulerade signalens frekvens och fas.

13. Förfarande enligt kravet 12, k ä n n e t e c k - av att fasdataerhallandesteget vidare innefattar: in a t att variera den förutsagda signalens frekvens under korrelationssteget för att maximera den motsvarande komponen- S tens separation. k ä n n e_t e c k n a t

14. Förfarande enligt kravet 1, av att dataerhallandesteget vidare innefattar: vars frekvenser är rela- att generera en serie signaler, terade till beräkningar av frekvenserna hos valda implicita 10' kodmodulerade signaler i de från satelliterna mottagna signa- lerna; samt att_kombinera var och en av serierna av beräknade signa- ler med sammansättningen av rekonstruerade komponenter för att separera de till varje kodmodulerad signal relaterade kom- c k - 15 k ä n n e t e ponenterna.

15. Förfarande enligt kravet 14, av att beräkningssignalgenereringssteget vidare inne- n a t 20 _att variera frekvenserna hos serierna av beräknade sig- fattar: naler för att spara komponenternas frekvenser. k ä n n e t e c k n a t

16. Förfarande enligt kravet 1, av att det vidare innefattar följande steg före rekonstrue- ringssteget: att filtrera den första sammansättningen (sammansatta 25 signalen) för att eliminera signaler, som mottagits i ett smalt band vid frekvensen för de implicita kodmodulerade sig- k ä n n e t e c k nalerna.

17. Förfazanae salig: kravet 16, av att det eliminerade frekvensbandet innefattar det 30 n a t möjliga omradet av doppler-förskjutna frekvenser hos de impli- cita kodmodulerade signalerna.

18. System för att realisera förfarandet enligt kravet 1 som 35 för att erhålla positionsrelaterade data fran signaler, moduleras med inbördes ortogonala koder och sändes samtidigt med samma frekvenser av var och en av ett flertal satelliter, oberoende av externt erhállen kännedom om informationsinne- i 'k ä n n e - hållet hos de motsvarande moduleringskoderna, av att det innefattar: ._40 ft e e x n a L 10 15 20 25 30 35 40 s\ 460 ess en uppat verkande, rundstralande antenn (27), som är be- lägen vid ett första märke (SM-1) för att från satelliterna (GPS-1, GPS-2) motta en första sammansättning av överlappande spridningsspektrumsignaler; organ (125) för att rekonstruera den första sammansätt- ningen av spridningsspektrumsignaler för att bilda en andra sammansättning, som samtidigt inkluderar ett flertal rekonst- ruerade komponenter, som ar relaterade till de implicita kod- modulerade signalerna i de från satelliterna mottagna signalerna; och organ (127) för att tillföra prediktioner om frekvensen hos signalerna från satelliterna till den andra sammansätt- ningen för att erhålla data därifrån.

19._System enligt kravet18, - k a n n e t e c k n a t av att erhållna data är relaterade till de av en vald satellit sända signalerna.

20. System enligt kravetlß, k ä n n e t e c k n a t av att de erhållna data är relaterade till av ett flertal av satelliterna sända signaler.

21. System enligt kravet 18, k ä n n e t e c k n a t av att det vidare innefattar: organ (13-2) för att erhalla data vid ett andra märke (SM-2), relaterade till signaler, som samtidigt sändes av satelliterna; och databehandlingsorgan (15) för att bestämma relativ position (baslinjevektor Ü) fran data fran bada märkena.

22. System enligt kravet 18, k ä n n e t e c k n a t av att de rekonstruerade komponenterna har diskreta frekvenser och faser, som är relaterade till de kodmodulerade signalernas frekvenser och faser. _

23. System enligt kravet 18, k ä n n e t e c k n a t av att rekonstruktionsorganen vidare innefattar: V organ (33, 125) för att bibringa en fas- och frekvens- dubblings-olineraritet till den första sammansättningen (sammansatta signalen) för att bilda den andra sammansätt- ningen. _

24. System enligt kravet 18, k ä n n e t e c k n a t av att rekonstruktionsorganen vidare innefattar: organ (31) för att separera 8Pridflifl9$SPektrUmSigflålerna i första och andra komponenter 4(5Û 6535 ' Lil 10 15 20 25 30 35 40 väsentligen olika spektraldelar därav; samt en korrelator (125) för att korrelera spektraldelarna för att generera sammansättningen av rekonstruerade komponen- ter.

25. System enligt kravet 24,_ k ä n n e t e c k n a t av att separeringsorganen separerar spridningsspektrumeigna- lerna i övre och undre sidband med en implicit mittfrekvens- bärvag däri.

26. System enligt kravet 24, k ä n n e t e c k n a t av att korreleringsorganen vidare innefattar: organ (135) för att generera en första binär signal, som representerar den första spektralkomponentens tidsändrings- tecken; organ (139) för att generera en andra binär signal, som representerar den andra spektralkomponentene tidsändrings-V tecken; samt en korrelator (127) för att korrelera nämnda första och andra binära signaler för att bilda sammansättningen av rekonstruerade komponenter.

27. System enligt kravet 13, k ä n n e t e c k n a t av att organen för att pàföra den förutsagda frekvensen vidare innefattar: organ (129) för att alstra en signal, vars frekvens är proportionell mot en beräkning av frekvensen hos en mottagen satelitsignal; och organ (127) för att kombinera den beräknade signalen med de rekonstruerade komponenterna för att separera den därtill relaterade komponenten. _

28. System enligt kravet 27, k ä n n 6 fi 6 c k n a t av att organen för tillförande av den förutbestämda frekvensen vidare innefattar: organ (163) för att variera frekvensen hos den beräknade signalen för att spara frekvensen hos de mottagna satellitsig- nalerna. A

29. System enligt kravlB,' k ä n n e t e c k n a t av att organen för att bibringa den förutsagda frekvensen vidare innefattar: organ (129) för att alstra en förutsagd signal baserad på en prediktion, som gjorts innan den första sammansättningen upptagits, av doppler-förskjutningen hos signalerna från en wwßwww) .wa ._ 10 *'Imnunufiw~ifl““ “3 460 ass vald satellit, enligt vad som mottagits vid det första märket; och organ (127) för att korrelera den förutsagda signalen med de rekonetruerade komponenterna för att separera den re- konstruerade komponent, vars frekvens och fas är relaterad till den valda kodmodulerade signalene frekvens och fasÅ

30. System enligt kravet 29, k ä n n e t e c k n a t av att organen för att tillföra den förutsagda frekvensen vidare innefattar: A organ t171, 167) för att variera den förutsagda signa- lens frekvens under korrelationseteget för att maximera sepa- reringen av den motsvarande komponenten. __________________