JPS6276475A - Ｇｐｓ人工衛星からの無線信号を用いる無線干渉計によつて基線ベクトルを測定するための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は一般に、無線周波によって位置を決定するため
の方法及び装置に関する。特Ｋ、本発明は、地球軌道人
工衛星からの無線信号放送を用いる無線干渉計によって
地球上の測量目印のような１対の点の間の基線ベクトル
を測定するための方法及び装置に関するものである。

無線によって位置を決定するための幾つかの装置が、送
信アンテナ又は受信アンテナの輻射の・ぐターンの指向
性を利用する。本発明を含む他の装置は、如何なるアン
テナの指向性にも依存しない。

本発明は、受信アンテナの位置が以下の方法で決定され
る装置の一般的部類に属する。すなわら、該方法は、位
置がすでに知られている２又はそれ以上の異なる送信ア
ンテナから届く信号の、位相間の差又は群遅延間の葺成
るいはその両方を測定する方法である。２つの送信源が
同調されるならば、或いは２つの送信器の同期からの逸
脱が別個に知られるならば、２つの送信源から届く信号
の群遅延間の差の受信位置における測定は、受信器が３
次元内で焦点が送信器の位置である特別な回転双曲面上
に設置されることを決定する。幾つかの異なった適切に
位置づけられた送信器からの信号の同一の受信位置にお
ける同様の測定が組み合わせられるならば、受信位置は
、相当する双曲面の交点から一義的に決定され得る。

異なる位置において同時に受信される無線信号間の位相
差又は群遅延差の測定から、他方に関して一方の、それ
ら位置の相対的位置を決定する技術もまた当業界におい
て周知であって、無線干渉計による測地学の技術として
総合的に関係している。隔てられた位置におけるアンテ
ナは干渉計を形成すると考えられ、１方のアンテナから
他方へ延びる相対的位置ベクトルは、干渉計の基線ベク
トルと呼ばれる。２つのアンテナの間の基線ベクトル又
は相対的位置ベクトルは、何れかの個々のアンテナの位
置よりも普通不明確さが少なく決定可能である。このこ
とは、誤差の多くの潜在源が、両方のアンテナにおける
測定値にほとんど等しく影響を及ぼす傾向にあり、従っ
て、２つのアンテナの間の差が取られるとき、消去され
る傾向にあるためである。マイクロ波無線干渉計による
測地学の技術は、相対的位置ベクトル又は干渉計［基線
（ｂａｓｅｌｉｎｅ　）　Ｊベクトルの決定に精度、速
度及び範囲の不調和な組合せをもたらすことが知られて
いる。そのような決定は、基線ベクトルの２端において
受信される信号の間の群遅延差若しくは位相差の何れか
の測定又は両方の差の測定に基づいていても良い。位相
測定は群遅延測定よりも本質的により正確であるが、位
相測定の解釈はそれらの固有の整数サイクルあいまいさ
によってよυ複雑化される。干渉計測定技術の一般的論
議及び解釈の関連した問題が、チャールズ・シー・カラ
ンセルフッ３世によって「天文学及び宇宙物理学の年刊
レビｚ　−（Ａｎｎｕａｌ　Ｒｅｖｉｅｗｓ　ｏｒ　Ａ
ｓｔｒｏｎｏｍｙａｎｄ　Ａｓｔｒｏｐｈｙａｉｃｓ　
）　Ｊ、Ｖｏｌ、１４　（１９７６）、１９７乃至２１
４頁に記載される［無線天体測定学（Ｒａｄｉｏ　Ａｓ
ｔｒｏｍｅｔｒｙ　）　Ｊという題名の文献において与
えられている。関連のある技術論文が、「測地学のだめ
の無線干渉計技術（Ｒａｄｉｏ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏ　
−ｍｓｔｒｙ　Ｔ＠ｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｆｏｒ　Ｇｅｏ
ｄｅｓｙ　）　Ｊという題名の米国国立航空宇宙局の会
議刊行物にｏｎｆｅｒｅｎｃｅＰｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ
　）　２１１５に大量に集めて記載されている。無線干
渉計による測地学は、種々の電波源によって放射された
無線信号を用いて実行されてきた。種々の電波源は、フ
ェーサ−のような天然の放射源及びナブスター広範囲位
置づけ装置（ＮＡＶＳＴＡＲＧｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔ
ｉｏｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ　（ＧＰＳ）　）の人工衛
星のような人工源を含む。

周知のように、現在約６個のＧＰＳ地球軌道人工衛星が
ある。人工衛星の軌道は、約２メートルの精度で決定可
能でちる。これらの人工衛星は、１９．０センチメート
ル及び更に２４．０センチメートル付近の波長を有する
無線信号を放射する。これら信号の干渉計位相観測の整
数サイクルあいまいさは正確に解決可能であるという条
件で、１方のアンテナから他方へ伸びる基線ベクトルは
ＧＰＳ送信の波長よりも非常に小さい不明確さしか伴わ
ずに干渉計により決定可能である。、３つの基線の各々
の基線は、ＧＰＳ信号の干渉計位相測定によって１００
メートルのオーダーの長さを呵する。

これら３つの基線の決定値は、カランセルマン旧世等に
よって［エオス（Ｅｏｓ）　Ｊ　（米国地球物理学協会
会報、Ｖｏｌ、　６２．２６０頁、１９８１年４月２８
日）において発表されたレポートによれば、約１センチ
メートル内の精度であることが示きれた。これらの干渉
計基線決定において使用された方法は、各基線の２端に
おいて個々にであるが同時に受信される信号の中央位置
における直接の交差相関の周知技術に基づいていた。

米国特許第４，１７０，７７６号において、ＧＰＳ人工
衛屓から送信される信号を用いて地上の一対の位置間の
基線ベクトルの変化を測定するための装置が記述されて
いる。それによると、各位置において受信される無線信
号は、正確に時間付加されて次に電話回線を通じて中央
位置へ伝送される。該中央位置において密接な実時間位
相比較が、２組の信号を交差相関することにより行われ
るう前記特許の中で説明される装置は、「皿（ｄｉ３ｈ
）　Ｊ状反射器型受信アンテナを含む、、ＧＰＳ信号の
無線磁束密度がパンクグラウンド雑音レベルに関して小
さいため又ＧＰＳ信号の帯域幅が電話回諺の帯域幅をは
るかに越えるため、電話回線を通じて各位置から伝送さ
れる電力の信号対雑音の比率は、小さい。広い収集面積
を有する「皿」型アンテナがこの装置において用いられ
ることは、主としてこの信号対雑音の比率を有用なレベ
ルまで上昇させるだめである。該アンテナを用いる他の
重要な理由は、それらアンテナが指向的であるので、所
望の源から直接にではなくアンテナに到達する信号が排
除されるためである。

地球軌道人工衛星からの他の種類の信号を用いて基線ベ
クトルを測定するための装置もまた、周知である。カラ
ンセルマン■世等による、［会報測地学（Ｂｕｌｌｅｔ
ｉｎ　Ｇｅｏｄｅｓｉｑｕｅ　）　Ｊ、Ｖｏｌ、　５３
（１９７９）、１３９乃至１６３頁に記載される［地球
測量用小型干渉計ターミナル（ＭｉｎｉａｔｕｒｅＩｎ
ｔｅｒｆｅｒｏｔｎｅｔｅｒ　Ｔｅｒｍｉｎａｌｓ　ｆ
ｏｒ　Ｅａｒｔｈ　Ｓｕｒｖｅｙｉｎｇ（ＭｘｒＥｓ）
　）という題名の文献において、地球軌道人工衛星から
放送される多周波数無線信号を用いて基線ベクトルを測
定するための企画された装置が、記述されている。該装
置において受信信号の位相は、基線の各端において個々
に決定される。

すなわち、１方の位置において受信される信号は、２つ
の信号間の位相差を決定するために他方において受信さ
れる信号と交差相関されない。位相あいまいさを解決す
るために、ＭＩＴＥＳ装置は、Ｉ　ＧＨｚと２　ＧＨｚ
との間に適切に隔てて配置された１組の１０個の周波数
における測定の組み合わせに依存する。あいにく、知る
限りでは、そのような信号を放射する地球軌道人工衛星
は、現在存在しない。

人工衛星以外の放射源から送信される信号を用いて相対
的位置を測定するための装置もまた、周知である。月面
（ｌｕｎａｒ）ベース送信を用いるそのような装置の一
例が、米国特許第４，１７０，７７６号において開示さ
れている。

軌道人工衛星以外の源からの（８号を用いて単独位置又
は相対的位置の何れかを測定するための装置もまた、周
知である。例えば、ダブリュ・オー・ヘンリー（Ｗ、　
Ｏ，Ｈｅｎｒｙ　）による「ロランにおける幾らかの進
歩（Ｓｏｍｅ　Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｓ　ｉｎ　Ｌｏ
ｒａｎ）Ｊ（地球物理学調査ジャーナル（Ｊｏｕｒｎａ
ｌ　ｏｆ　Ｇｅｏｐｈｙ−ｇｉｃａｌ　Ｒｅ５ｅａｒｃ
ｈ　）、Ｖｏｌ、６５．５０６乃至５１３頁、１９６０
年２月）という文献において、地上ベース（静止）送信
器からの信号を用いて位置（海上における船の位置のよ
うな）を決定するための装置が記述されている。ロラン
−Ｃ航海装置として知られる装置は、地球表面上に配置
される数千キロメートルの長さの測鎖の同調送信器を使
用する。用いられるすべての送信器は１００キロヘルツ
の同一の搬送周波数を用い、各送信器はパルスの唯一の
周期的・ヂターンによって振幅変調される。

振幅のサイン反転を含むこのノンターンによって、受信
器は異なる送信器からの信号を識別することが可能にな
る。１対以上の送信器の観測の適切な組み合わせによっ
て、地球表面上の受信器の位置の決定がもたらされる。

このタイプの装置の他の例はオメガ装置であり、それは
、ピアス（Ｐｉｅｒｃｅ）による「オメガ（Ｏｍｅｇａ
）Ｊ（航空宇宙学及び電子工学装置についてのＩ　ＥＥ
Ｅ会報、Ｖｏｌ、　ＡＥＳ−１、ｎｏ、３．２０６乃至
２１５頁、１９６５年１２月）という文献において記述
されている。オメガ装置においては、ロラン−Ｃ装置に
おけるように主に群遅延よりはむしろ受信信号の位相差
が測定される。ロラン、−Ｃ及びオメガ装置の両方にお
いて使用される周波数は非常に短いため、これらの装置
に伴う位置測定における精度は、前述の人工衛星装置と
比較して全く劣っている。

従来技術は、ＧＰＳによって位置及び相対的位置を決定
する他の方法もまた含む。標準的方法は、ノエイ・ノエ
イ・スピルカー拳ツユニア（Ｊ、Ｊ。

５ｐｆｌｋｅｒ　、　Ｊｒ、）によって航海学、Ｖｏｌ
、２５、ｎｏ、２、（１９７８）、１２１乃至１４６頁
、の中の文献において例えば記述され、更に該刊行物の
同−号の中に記載される幾つかの他の文献において記述
されている。この方法は、ＧＰＳ信号のコード化変調の
受信の群遅延の間又は「回数」の間の差の測定に基づい
ている。原則として、この方法は、双曲線位置づけ方法
であり且つＬＯＲＡＮの方法に本質的に類似している。

ＧＰＳ変調のおよそ１０Ｍ１１ｚの帯域幅は、群遅延測
定の精度及び位１道決定を標準的方法によって数１０セ
ンチメートルまで制限する。１センチメートルの次数の
精度は、搬送位相測定の使用を通じて潜在的に得られる
。そのことは、例えばノエイ・ディー・ポスラー（Ｊ、
　Ｄ。

Ｂｏｓｓｌｅｒ　）等によって「測地学的位置づけのた
めの広範囲位置づけ装置の使用」（会報測地学、Ｖｏｌ
、　５４　、ｎｏ、４．５５３頁（１９８０））という
文献の中で記述されている。しかしながら、位置決定の
ためにＧＰＳ搬送位相を使用するすべての刊行物記載の
方法は、発信されるコード変調の情報及び使用を必要と
すること、異なる位置において受（８されろ４８号の交
差相関を必要とすること又は受信信号対雑音の比率を上
昇し且つ反射信号からの干渉を弱めるために犬、へなア
ンテナの使用を必要とすること等・つ不都合を有する。

更に該方法は、これら以外にも不都合を被る。本発明は
、これら（つ不利点を全く有し々い。

特に、本発明は、Ｇｆ’Ｓ搬送波を変調するコードの情
報を全く必要とせず、一つの位置で受信される信号と他
の如何なる位置において受信される１４号との交差相関
も必要とせず且つ大きく又は高指向性の受イｄアンテナ
の使用を必要としない。

発明の概要 本発明の目的は、無線周波によって位置を決定するため
の方法及び装置を提供することである。

本発明の他の目的は、無線干渉泪によって一対の点の間
の基線ベクトルを測定するための方法及び装置を提供す
ることである。

本発明の更に他の目的は、地球上の位置づけ装置（ＧＰ
Ｓ）の地球軌道人工衛星からの両側帯抑制搬送型放送の
無線信号を用いて、測量目印のような地上の一対の点の
間の基線ベクトルを測定するための方法及び装置を提供
することである。

本’ｒｂ明の更に他の目的は、ＧＰＳの地球軌道人工衛
星からの無線信号を用いて１対の測量目印の間の基線ベ
クトルを決定するための方法及び装置を提供することで
ある。この決定は、各測量目印で受信された信号に内在
される搬送波位相を測定することを含んでいる。

本発明の更に他の目的は、異なる方向から受信された無
線信号から地上の２つの位置において得られた位相情報
を処理して、相対的位置を決定するための技術を提供す
ることである。

本発明の更に他の目的は、ＧＰＳの送信器において搬送
波を変調するコード化信号の情報を用いずに、これら人
工衛星から受信される無線信号の電力及び搬送波位相を
測定するための方法及び装置を提供することである。

本発明の更に他の目的は、一方の点において受信される
信号と他方の点において受信される信号とを交差相関す
ることなく、何れの点において受１ｇされる信号を記録
することなく、且つ一方の点から他方の点へ又は画点か
ら共通の位置へ信号を別の方法で応答することなく、各
点において受信された無線信号の位相を測定することに
よって２点間の基線ベクトルを決定するための方法及び
装置を提供することである。

本発明の更に他の目的は、指向性アンテナの使用を必要
とすることなく無線によって位置を決定するための方法
及び装置を提供することである。

本発明の原理に従ってＧＰＳ人工衛星による無線信号放
送を用いる無線干渉計によって地球上の一対の点の間の
基線ベクトルを測定する方法は、基線の各端において人
工衛星から受信される信号の潜在搬送位相を測定し、次
に共に基線ベクトルを決定するための２つの位置からの
位相情報を処理することから成る。本発明の原理に従っ
てＧＰＳ人工衛星による無線信号放送を用いる無線干渉
計によって地上の一対の点の間の基線ベクトルを測定す
る装置は、一対の干渉計フィールドターミナルから成る
。各ターミナルは、各点において位置づけられるために
適合している。各ターミナルは、アンテナ、上側帯波及
び下側帯波分離器、複数の相関器及び数値発振器、並び
にフィールドターミナルコンピュータを含む。

好適実施例の詳細な説明 本発明は、地上において無線干渉計によって、測量目印
のような一対の点の間の基線くクトルを測定するための
技術に向けられている。該無線干渉計ハ、ナプスター・
グローバル・ポゾショニングΦシステムズ（ＮＡＶＳＴ
ＡＲＧｌｏｂａｌ　ＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅ
ｍｓ　（ＧＰＳ　）　　）の地球軌道人工衛Ｖによって
送信される両側帯波、搬送波抑圧又は無線信号を用いて
いるうその技術は、各位置で受信される信号に潜在する
搬送波の位相の測定を含み、次Ｋ、２つの位置で得られ
た位相情報を処理して基線ベクトルを決定する。その技
術の１つの利点は、その技術が、人工衛星に用いられて
搬送波を変調する符号化信号の情報に関係なく搬送波位
相を測定する、ということである。他の利点は、実時間
において又は記録の輸送によってのいずれでも、２つの
位置から共通の位置への受信信号の輸送を必要としない
ということである。他の利点は、大きい又は高度の指向
性アンテナの使用を必要としないということである。さ
らに他の利点は、受信アンテナに接近して生じる無線波
の散乱及び反射によって引き起こされる誤差から比較的
免れるということである。

本発明は下記にＧＰＳ人工衛星で用いるために限定して
記述されるけれども、それについての確かな特色は単に
そのような人工衛星で使用することにのみ制限されず他
の電磁波源からの受信信号でも有用であるということが
理解されるべきである。

周知のように、ＧＰＳの人工衛星は高度およそ２０．０
００キロメートルで地球を周回して「Ｌｌ」帯として知
られる１　５７５．４２　Ｍ　！ＩＺ中心の周波帯にお
ける信号及び「Ｌ２」帯として知られる１２２７．６０
ＭＨｚ中心の２番目の周波帯における信号を送信する。

該信号は、はぼ対称的な上方側波帯及び下方側波帯が完
全に抑圧された搬送波で発生させられるように変調させ
られる。

いずれかの帯に対して、所定の位置で受信された所定の
人工衛星妙・らの信号は、次式の時間の関数として考え
ることができる。

ｓ　（ｔ）　＝　ｍ（ｔ）ｃｃｓ　（２ｘｆｏ　ｔ＋φ
）　＋　ｎ（ｔ）尚（２ｙｒ　ｆ、　ｔ＋φ）但し、ｍ
　（ｔ）及びｎ　（ｔ）は変調関数であって、各々が時
間の実数値関数である。ｆｏは公称搬送周波数でアラて
、Ｌｌ帯に対して１５７５．４２ＭＨｚに等しくＬ２帯
に対して１２２７．６０ＭＨｚ　　に等しい。φはう・
シアン単位の受信搬送位相であシ、未知数でろって決定
されるべきものである。変調関数の各々、ｍ　（ｔ）及
びｎ（１）は、ゼロ平均を有する時間の擬似ランダム関
数である。２つの関数は、相互に直交している。如伺な
る人工衛星に対してもＬ１搬送波の変調のために用いら
れる関数の各々もまた、他のすべての人工衛星に用いら
れる対応する関数に直角であり、所定の人工衛星に対し
て同じｍ　（ｔ）若しくはｎ　（ｔ）関数又はその両方
が、Ｌｌ及びＬ２の両方の搬送波を変調するために用い
ることができる。

２つの関数ｍ　（ｔ）及びａ　（ｔ）の帯域幅は正確Ｐ
こ１桁異なり、ｍ　（ｔ）はより狭い帯域幅を有しｎ　
（ｔ）はより広い帯域幅を有する。普通Ｌ１においてｍ
　（ｔ）及びｎ　／ｌ）の両方の信号成分が存在し、Ｌ
２においてｎ　（ｔ）成分のみが存在してｍ　（ｔ）関
数はゼロ又は［消弧（ｔｕｒｎｅｄ　ｏｆｆ）　、Ｊ　
Ｋ調節される。ｍ　（ｔ）の電カスＲクトル密度、は、
Ｇ　Ｉ）　Ｓ文献において「クリア／捕捉」に／Ａ）コ
ードとして知られている変調信号に相当し、関数 、ｄｎ２（πＦ／１．０２３ＭＨｚ） （πＦ７１．０２３　ＭＨｚ）” に比例する。但し、Ｆｅｄ、変調周波数を表す。この関
数は、およそ４５０　ｋＨｚの最大の半分において成る
半値幅を有する。すなわち、関数値はＦ＝±４５０　ｋ
ｆｌｚの場合におよそ０．５であるが、その値はＦ＝Ｏ
の場合に１である。ｎ　（ｔ）の電カスペクトル密度は
、ＧＰＳ文献において「精密コード」又は「Ｐコード」
として知られている変調信号に相当し、 ｄｎ２（７ｒ　Ｆ／１０．２３　Ｍｌｌｚ）（πＦ／１
０．２３　Ｍｌｌｚ）２ に比例する。かくして、ｎ　（ｔ）の電カスベクトル密
度の最大の半分における半値幅はおよそ４．５　Ｍｌｌ
ｚである。

Ｌ１信号、１５７５．４２　Ｍｌｌｚ　の場合に１．　
（１）の平均２乗値は、通常ｍ　（ｔ）のそれの半分の
値に等しｂｏすなわち、 ＜　ｎ　’（ｔ）　＞’　−＝　０．５　（ｒｎ２（ｔ
）　）である。

（ＧＰＳ人工衛星を平均２乗値の比又は電力比が０、５
と異なる顕著なモードにおいて動作することが可能であ
る。すなわち、特に、その比がゼロであることが可能で
ある。）かくして、ｍ　（ｔ）の電カスにクトル密度に
対するｎ　（ｔ）の電カスにクトル密度の比はゼロ付近
のＦの値についか約０．５÷１０＝０．０５に通常等し
く、それにょＩ）　ｍ　（ｔ）のスベクトルに整合した
帯域フィルタがＬ１搬送周波数上に中心づけられるなら
ば、このフィルタの出力内（（含まれる電力の約９０パ
セーントがｍ　（ｔ）信号成分から生じるであろう。そ
れ故、１０％より少ない′ルカがｎ　（ｔ）成分から生
じるであろう。従って、この説明の残シにおいて簡単の
ために、ＧＰＳＬ１信号はｎ（１）成分を使わずによシ
簡単な式％式％） を有すると仮定しよう。

一般的に、受信される搬送波位相φは時間の緩慢変化関
数であり、そのため実際に受信される搬送周波数は代数
和 ｆ＝ｆ、＋（２π）−’　（ｄφ／ｄｔ）によって与え
られる。但し、ｆ、は公称搬送周波数であり、ｄφ／ｄ
ｔはφの時間導関数である。「緩慢変化」であるとは、
（２π）−’（ｄφ／ｄｔ）がｆｏ及びｍ　（ｔ）の帯
域幅と比べて非常に小さいことを意味する。φのＲ間変
動についての主な理由はドツプラー偏移であり、以てｆ
はｆｏと約±４．５ｋＨｚまで変わり得る。

受信される信号、　（１）は、ｍ　（ｔ）の平均値がゼ
ロであるため、搬送周波数において電力の不連続スペク
トル成分を含まない。かくして、搬送波は完全に抑圧さ
れて、Ｌ１信号ｓ　（ｔ）の電カスベクトル密度関数は
変調ｍ　（ｔ）の電カスペクトル密度関数に等しく、ベ
ース・ぐンドから受信搬送周波数ｆへ転換される。ｍ　
（ｔ）は時間の実数値関数であるため、その電カスにク
トル密度は、周波数の偶対称関数である。かくして、ｓ
　（ｔ）の電カスベクトル密度は搬送周波数ｆに関して
偶対称を有し、それ故両側帯波スペクトルであると言わ
れる。この電カス硬りトルのうちｆよりも大きい周波数
に相当する部分は上側帯波と呼ばれ、ｆより小さい周波
数に相当する部分は下側帯波と呼ばれる。〔信号のトノ
グラ−「伸張」による上側帯波と下側帯波との間の、１
０６のうちせいぜい約３部の微小な非対称性は、ここで
重要ではない。〕 本発明に従って、アンテナが基線ベクトルの各端におい
て位置する。各アンテナによって受信された信号は、上
側帯波成分及び下側帯波成分に分離される。これらの分
離成分は濾過され、１ビツトデイジタル型に転換され、
そして互に乗算される。それらの生成物は、電力を決定
するべき局部発振器の２乗出力と該局部発振器に関する
位相との相関関係によってデジタル的に分析される。該
位相は、各人工衛星から受信されるべき両側波帯信号に
潜在する搬送波の位相である。ドツプラー偏移における
差異は、異なる人工衛星の搬送波を識別するために利用
される。かくして、複数の人工衛星からの信号の電力及
び搬送位相は同時に測定きれて、測定結果を表す数値デ
ータが各測量目印ておいて得られる。測定は、他の如何
なる場所で受信される信号にも関係なく且つＧＰＳ搬送
波を変調する如何なる符号化信号の情報もなしに、各目
印において実時間に達成される。次に、２つの測１目印
において同時であるが独立して達成される測定からのデ
ータは、約５，０００秒のような十分な継続時間の間毎
秒１回づつ測定され、１つの目印から他の目印へと延在
する基線ベクトルを決定するべく共に処理される。２つ
の処理方法が、開示されている。いずれかの方法におい
て、「多義的関数（ａｍｂｉｇｕｉｔｙ　ｆｕｎｃｔｉ
ｏｎ　）　Ｊが、測定データの関数及び基線ベクトルの
試行値すの関数のいずれかとして算出される。ｂのベク
トル距離は、算出関数を最大にするｂの単一の値を見つ
けるべく系統的に調査される。このｂの値は、未知の基
線ベクトルｂの所望の測定であるようにとられる。

第１図を参照すれば、本発明に従って基線ベクトルｂを
測定するための装置１１が図示されている。基線ベクト
ルｂは、以後とさどさ「基線」吉いう名称によっても呼
ぶことがあり、１つのｌｌ＋１１　量目印ＳＭ−２の他
の目印ＳＭ−１に関する相対的位置ベクトルである。該
基線は、基線の一端又は始点にある測量目印５Ｍ−１か
ら、基線の他端又は終点にある測量目印５Ｍ−２へと延
在する。装置１１は、２つのコンピータを備えた干渉計
フィールドターミナル１３−１及び１３−２並びにコン
ピュータ１５から成る。ターミナルの一つは基線の各端
に位置づけられ、該コンピュータはターミナル１３の一
つに構造的及び機能的に組み入れられでターミナル１３
の一つの一部であってもよく或いは図示するように分離
装置１５であってもよい。

装置１１はその普通の動作のために外部源からある数値
データを必要とする。更に装置１１は、基線測定を実行
する前及び後、又は（任意に）その間、コンピュータ１
５と各ターミナル１３との間に数値データを転送するい
くつかの手段も必要とする。

基線を決定するべき測定が始められる前に、複数の人工
衛星の軌道を表す第１のデータ記憶装置１７からのデー
タが、測量目印ＳＭ−１及びＳ　Ｍ−２の位置を大体表
す近似データと共に、コンピュータ１５内に入れられる
。該複数のＧＰＳ人工術星のうちＧＰＳ−１及びＧＰＳ
−２の２つが例示的目的のために図示されている。該近
似データは、第２のデータ記憶装置１９から得られる。

たとえば、近似データは２．３キロメートルの確度で測
量目印を表すであろう。これらの人工衛星軌道及び測量
位置データからコンピュータ１５は、時間ノ関数として
テーブル（表）状に、ドツプラー周波数偏移の予測値を
発生する。このドツプラー周波数偏移は、各ＧＰＳ人工
衛星によって送信される１　５７５．４２　ＭＦＩｚ伯
号が各測量目印において受信されるときに有するもので
ある。又、コンピュータ１５は、各目印において各衛星
から受信される信号の電力レベルの予測値テーブルを発
生する。人工衛星が地平線下であるならば予測される電
力はゼロである。すなわち、受信アンテナ（目印におけ
る）の利得の角度依存及び普通更に少ない程度まで伝送
アンテナ（人工衛星上の）の利得の角度依存によって、
電力は地平線上の人工衛星の予測される仰角の関数であ
る。予測される周波数偏移及び電力のテーブルは、予期
される測定の継続時間を囲む短い時間、全ＧＰＳ人工衛
星が各測量目印において目に見えると予期される間、如
何なる既知手段によっても伝達される。伝達手段として
はたとえば電話又は無線電話リンクがある。伝達された
テーブルは、測量点にある特定の干渉計フィールドター
ミナル１３内に含−まれるより小さいコンピュータのメ
モリー内に入れられる。

変形的には周波数及び電力予測値テーブルは、干渉計フ
ィールドターミナル内部のコンピュータによって発生さ
れても良い。

ト°ノノラー周波数予測値は、従来技術において周卸の
公式に従って算出される。該予測値における誤差の大き
さは、測量点の仮定される位置における誤差の１キロメ
ートル毎に１ヘルツのオーダーである。人工衛星軌道の
推定誤差による周波数予測値における追加的誤差は、１
ヘルツのオーダーであり、少なくとも１日に進められる
予測値に対しては小さい。数ヘルツまでの周波数予測値
誤差は、本発明に関しては許容できる。受信電力の予測
値は、あまり正確である必要がない。すなわち、これら
の予測値は非常に厳格な目的のためには全く用いられな
いので数７−″／ペルの誤差は許容できる。これら予測
値によってフィールドターミナルコンビズータは、疑似
信号でない所望信号が受信されるかどうかを点検できる
のに役立つ。たぶん信頼度を幾らか犠牲にして、電力予
測値テーブルを除去できるであろう。

干渉計フィールドターミナル１３は、測量目印に位置づ
けられており、複数の人工衛星から１５７５．４２　Ｍ
［ｌｚの信号を同時に受信する。複数の人工衛星は、７
個までであるが決して２個よりも少なくない。得られる
べき基線の正確な決定のため（（、同時的に人工衛星を
観測することは、基線の両端におけるターミナルにとっ
て本質的である。

各ターミナル内の電子回路（以下に記す）は受信信号を
上側帯波成分及び下側帯波成分へと分離し、ドツプラー
周波数偏移の予測値を用いて、これら側帯波成分を分析
して、各人工衛星から受信される信号内に潜在する搬送
波の電力及び位相を決定する。これらの電力及び位相の
決定からのデータは、フィールドターミナル内に貯蔵さ
れ且つ最終的に中央コンピュータ１５に在来手段によっ
て帰還される。

２つの干渉計フィールドターミナル１３−１及び１３−
２からのデータは、基線ベクトルの正確な決定を得るた
めに共に処理されなければならない。

データの長距離通信又は転送のための手段はこの装置の
動作のだめに必要ではないことに注意すべきである。タ
ーミナル１３−１及び１３−２をコンピュータ１５と同
じ位置に物理的に輸送しても良く、それ故そこで予測値
テーブルをコンピュータ１５からターミナル１３に移し
ても良い。そこでメモリー内に予測値テーブルを含んだ
ターミナル１３゛は、人工衛星が観測きれる測量目印５
Ｍ−１及び５Ｍ−２の場所へ運搬することができる。

これらの観測の完了に続いて、端末装置１３はコンピュ
ータ１５の位置に戻すことができる。そこで、搬送位相
データが両方のターミナルからコンピータへ転送されて
処理されることができる。

第２図を参照すれば、「フィールドターミナル」とも呼
ばれる干渉計ターミナル１３の主成分が図示されている
。各フィールドターミナル１３は、同軸ケーブル２５に
よって電子機器組立体２３に接続されたアンテナ組立体
２１を有する。

各アンテナ組立体２１は、アンテナ２７及びシリアンプ
組立体２９を含む。アンテナ２７は測量目印ＳＭ上に位
置づけられる。測量目印ＳＭに関してアンテナ２７の位
相中心の位置は、正確に知られなければならない。前記
特許出願に記述されているアンテナは、この点において
十分である。

すなわち、そのアンテナの位相中心の位置の不明確度は
せいぜい２〜３ミリメートルである。

アンテナ２７は、ＧＰＳ人工衛星によって送信される１
　５７５．４２　Ｍ　ｆｉｚ無線信号を受信する。受信
信号はグリアンゾ２９によって増幅されて、同軸ケーブ
ル２５を通って電子機器組立体２３内に含まれる受信ユ
ニット３　’Ｉ　Ｋ供給される。該受信ユニット３１は
側帯波分離器３３、受信電力回路３４及び発振回路３５
を含む。

−側帯波分離器３３内において信号の上側帯波部分は、
下側帯波部分から分離される。上側帯波部分は、すべて
の人工衛星を合わせたものから受信される信号のうち１
５７５．４２ＭＨｚから上方に延在する無線周波数の範
囲を占める部分から成る。下側帯波部分は、１５７５．
４２ＭＨｚ以下の無線周波数に相当する。この分離を達
成するために、側帯波分離器３３は、発振回路３５によ
って供給される１　５７５．４２　ＭＩＩＺの参照信号
を用いる。

受イにユニット３１は、アナログ形態でディジタル電子
ユニット３７　Ｋ　３つの信号を供給する。ｕ（ｔ）と
示される第１のアナログ信号は、受信無線周波数信号の
上側帯波成分を表し、ベースバンドに変換される。１　
（１）と示される第２のアナログ信号は、やはりベース
バンドにに換さｎる、下側帯波成分を表す。これら２つ
の１６号の各々は、すべての可視人工衛μかＣ）の寄与
を含む。ディジタル電子ユニット３７に供給される第３
の信号は、発振回路３５内の自走安定水晶発振器の出力
である５、１１５Ｍ　ｌｌｚの周波数を有する正弦信号
である。この同じ兄去器の出力５．１１５ＭＩＩｚは発
振器組立体内で３０８の固定整数因子だけ周波数が増倍
させられて、側帯波分離器によって用いられる１　５７
５．４２　Ｍ　Ｉｌｚの参照周波数を得る。発振器組立
体３５（ｌζよって発生された周波数の確度は、代表的
に約１０９分の１である。１０８の１の確度で許容さル
る。

ディジタル電子ユニット３７において、３つのアナログ
入力の各々が、ディツタルー論理信号に変換される。該
ディジタル信号はフィールドターミナルコンビエータ３
９のｆｌｔ制御下制御環されて、搬送波の電力及び位相
のデータを発生させる。ディジタル電子組立体３７は、
双方向データ・々ス４１によってフィールドターミナル
コンピュータ３９に接続される。フィールドターミナル
コンピュータ３９は、ディジタル・エクイツゾメント・
コーポレインヨン（ＤＥＣ）モデルＬＳＩ−１１／２マ
イクロコンピユータであっても良い。この場合のデータ
バス４１は、ＤＥＣｒＱＪパスであっても良い。

搬送位相データは、処理するための中央コンピータ１５
にこれらのデータを伝達するように望まれるまで、フィ
ードターミナルコンピュータ３９のメモリー内に記憶さ
れる。前述のようＫ、中央コンピュータ１５は除去され
て、処理はフィールドターミナルコンピュータ３９の１
つにおいて行なわれても良い。又、位相データは磁気テ
ープ力セント又はディスク（図示せず）のようなデータ
記憶媒体上へフィールドコンピュータ３９によって書き
込まれても良い。又、該データは、直接電気接続を介し
て又は変復調装置及び電話接続を介して又は他の標準的
手段によって伝達することができる。

第３図を参照すれば、アンテナ組立体２１の成分を更に
詳細に示す。組立体２１は、前述のように、位相中心が
測量目印に関して正確に位置づけ可能であるように構成
されているアンテナ２７を含む。アンテナ２７によって
受信される１　５７５．４２Ｍｔ７ｚの無線信号はノリ
アンプ回路２９に供給される。アンテナ組立体２１を受
信ユニット３１へ接続する同軸ケーブル２５での減衰を
克服し且つ受イ１１ユニット３１内の入力増幅器内で発
生されるパックグラウンドノイズを克服するほどの充分
なレベルにまで信号電力を上昇させることが、ノリアン
プ回路２９の機能である。

プリアンプ回路２９においてアンテナ２７から受信され
る信号は、１５７５．４２　ＭＨｚ中心の約５０Ｍ　Ｈ
ｚ帯域幅の帯域フィルタ４３によって最初に濾波される
。濾波器４３の機能は、Ｇ　Ｐ　Ｓ　侶号帯の外側に存
在するであろう強い疑似信号によって受信組立体３１の
過負荷を防止することである。帯域濾波器４３の出力は
、受動ダイオード振幅制限器４５内に供給される。該制
限器４５ば、付近の大電力レーダーから放射される信号
などのようないずれかの非常に強い信号によって低雑音
増幅器４７が焼切れることを防護するのに役立つ。低雑
音増幅器４７は、約２ｄｂの雑音指数を有する標準ガリ
ウム−砒素′電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）増幅器で
ある。

低雑音増幅器のための直流電源が、受信ユニット３１か
らプリアンプ組立体２９に接続される同軸ケーブル２５
を介して、無線周波数チョーク４９及び電圧調整器５１
を通って供給される。コンデンサー５３が増幅器から直
流電流を遮断しながら、低雑音増幅器４７の無線周波数
出力をケーブル２５に連結する。

第４図を参照すれば、受信ユニット３１の成分を更に詳
細に示している。受信ユニット３１ば、受信電力回路３
４、側帯波分離器３３及び発振器路３５を含む。受信電
力回路３４は、発振回路３５及び側帯波分離器３３の動
作のため並びに同軸ケーブル２５を通してアンテナ組立
体２１内の低雑音増幅器４７の動作のために、直流電源
をもたらす。発振回路３５は、１５７５．４２ＭＨｚの
参照周波数を側帯波分離器３３にもたらし且つ５．１１
５　Ｍ　［（ｚの参照周波数をディジタル電子ユニット
３７にもたらす。側帯波分離器３３は、１５７５．４２
Ｍｆｌｚ中心の無線周波数帯で受信されそしてこの周波
数から上方及び下方に延在する信号を、ベースバンドに
おける上側帯波成分及び下側帯波成分に分離する。

受信電源回路３４は、調整直流電源６１及び追加的に蓄
電装置６３を含む。蓄電装置６３は、主要外部電源の遮
断の際にも発振回路３５内の水晶発振器６５へ、ディジ
タル電子ユニット３７内の実時間時計へ、更にフィール
ドターミナルコンピュータ３９のデータメモリーへ、断
続なく電力供給可能である。かくして、発振器の周波数
安定度は維持されて、時計時間調整は遅れず、コンピュ
ータメモリー内に記憶されたデータは失われないであろ
う。

発振回路３５内の発振器６５は、周波数及び時間装置（
ＦＴＳ）モデル１００１のような、１０８分の１又はそ
れ以下の範囲内の正確さで５．１１５　ＭＨｚの出力周
波数をもたらす。ＦＴＳモデル１００１は、１日当り１
０１０分の１の安定度を有し且つ１乃至１００秒の時間
間隔の間１０１２分の１の安別度を有し、従って本出願
発明において非常に適する。発振器６５は、２つの等し
い出力をもたらす。１方はディジタル電子ユニット３７
に至り、他方は発振回路３５内の１５７５．４２ＭＨｚ
シンセザイデ６７に至る。

１５７５．４２　ＭＨｚシンセサイデ６７は％５．１１
５　ＭＨｚの７７倍に等しい３９３．８５５　ＭＩＴｚ
の周波数で発振する電圧制御トランノスタ発振器（ＶＣ
Ｏ）６９を含む。この発振器の位相は、位相固定ループ
の作用を通じて、５．１１５ＭＩｚ参照周波数の位相に
関して安定化させられる。該位相固定ループは、ＶＣＯ
６９、カップラ７１、分周器７３、位相周波数誤差検出
器７５及びループフィルタ７７から成る。

ＶＣＯ６９の出力電力の一部は、カッグラフ１によって
分周器７３０入力に接線される。該分局器７３は、１１
で除算し次に７で除算する標準エミッタカップルドロノ
ック（ｅｍｉ　ｔｔｅｒ−ｃｏｕｐｌｅｄ−ｆｏｇｉｃ
（ＥＣＬ））集積回路から成る。分周器７３の出力は「
可変」入力であって、発振器６５０５．１１５　ＭＨｚ
出力はモトローラ型番号ＭＣ１２０４０のような標準Ｅ
ＣＬ集積回路位相周波数検出器７５への「参照」入力で
ある。検出器７５の出力はループフィルタ７７において
ロー／ヤス濾波され、ＶＣＯ６９への入力である制御電
圧を得る。ＶＣＯ６９の出力は、２つの標準平衡ダイオ
ードダブラ７９の連続によって周波数が４倍にされ、増
幅器８１によって増幅され、側帯波分離器３３を駆動す
る１５７５．４２　ＭＩＩｚ出力周波数を得る。

１５７５．４２ＭＨｚ中心の帯域における受信信号は、
アンテナ組立体２１から同軸ケーブル２５を通って側帯
波分離器５９の入力８３へと伝えられ、直流遮断コンデ
ンサ８５によって帯域フィルタ８７へと接続され、入力
増幅器８９によって増幅される。プリアンｆ２９（アン
テナ組立体内の）に対する直流電力は、受信電力回路３
４から無線周波数チョーク９１を通って同軸ケーブル２
５に連結される。

側波帯分離器３３における無線周波数型カスシリツタ又
は「ハイブリッド」９３．１５７５．４２Ｍ［１重局部
発振直角ハイブリッド９５．２重平衡混合器９７及び９
９並びに広周波数帯映像周波数直角・・イブリッド１０
１は、２重単側帯波無線周波数対べ・−スパント変換器
又は在来の「位相」型の「復調器」から成る。例えば、
そのような復調器は、アラン−イー・イー１１０ジヤー
ズ（Ａｌａｎ　Ｅ、Ｅ。

Ｒｏｇｅｒｓ　）によってｔｈｅ　Ｐｒｏｅｅａｄｉｎ
ｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＩＥＥＢｖｏｌ、　５９　（１９
７１）、１６１７乃至１６１８頁の文献中に記述されて
いる。その復調器の動作は、以下に説明する。

ｆｏは、発振回路３５によって側帯波分離器３３に供給
される参照信号の周波数を示す。名目上、ｆ６は１５７
５．４２Ｍ）Ｊｚに等しく、（第１次）ドツプラー偏移
の前の、ＧＰＳ人工衛星「Ｌｌ」送信の公称搬送周波数
に等しい。そこで、直角ハイブリッド９５の出力１０２
及び１０３を、それぞれ蜘２πｆＩ、を及び１２πｆｏ
ｔと書くことができる。これら出力１０２及び１０３は
、地象状態にあり、それぞれミキサー９７及び９９への
「局部発振器」入力となる。その２つのミキサーへの無
線周波数人カバ、等しい。従って、ミキサーのベースバ
ント°出力は、π／２ラノアンの位相偏移を除いて等し
い。（「ベースバンド」なる語によって、ｆｏへよりも
ゼロに近く、入力周波数とｆ。との間の差に相当すると
ころの周波数範囲を表わす。この位相偏移の感度、先行
するか又は遅行するかは、入力信号周波数がｆＱの上方
にあるか又は下方にあるかに依存する。かくして上側帯
波（より高い入力周波ａ）又は下側帯波入力のいずれか
を選択することが可能である。又、加算的π／２ラノア
ンだけ１つのミキサー出力の位相を偏移させ、ぞして２
つのミキサー出力を加算又は減算（いずれの側帯波が所
望されるかに依存する）のいずれかを行うことによって
反対の側帯波を排除することが可能である。

直角ハイブリッド１０１は、２つの入力１０９及び１１
１並びに２つの出力１０５及び１０７を有し、このπ／
２位相偏移及び加算／減算を実行する。ハイブリッド１
０１の上方出力１０５は上方入力１０９に下方人力１１
１を加えた算術和によって与えられる。上方及び下方の
両人力は、周波数に依存する量だけ位相が遅延されてい
るが、周波数に関係なく一定のπ／２ラソアンだけ上方
入力の位相偏移よりも下方入力の位相偏移が〜大きくな
っている。下方出力１０７は、同じ２つの相違する位相
偏移入力１０９及び１１１の算術差によって与えられ、
上方から下方を引いた方法で取られている差を有する。

特定されたπ々シラノン（ｙ４サイクル）の位相差は、
ｆｍｐと少なくともｆＬＰとの間の全周波数について正
確に維持される。但し、ｆｕｐ　＝　１０　ｋｌ−ｆｚ
けｆｏｐ　＝　４５０　ｋＨｚよりもかなり小さく、ｆ
ＬＰは前に議論さｒＬ／Ｌように、ＧＰＳｒ　Ｃ／Ａ　
Ｊ変調ｒｎ　（ｔ）の一方的帯域幅にほぼ等しい。

これらの特性を有する直角・・イブリッドの設計は、ロ
ノヤーズによる引用文献で与えられている。

直角ハイブリッド１０１の出力は等しい映像増幅器１１
３及び１１５によって個々に増幅されて、バイパスフィ
ルタ１１７及ヒ１１９並ヒＫＯ−ノｅスフィルタ１２１
及び１２３によって濾波される。

フィルタ１１７及び１１９は、ｆＨＰの遮断低周波数を
有する等しいハイ・やスフィルタである。ハイノ？スフ
ィルタ１１７及び１１９０目的は、ＧＰＳ人工衛星信号
が有するであろうドツプラー偏移の最大可能な大きさと
、同様又はそれより低い周波数を有するミキサー出力の
、直流成分及び如何な”る低周波数スペクトル成分をも
除去することである。

そのような成分を排除することが所望される。

その理由はもし排除しないと該成分は、受信されるト°
ツゾラー偏移搬送位相の（フィールドターミナルのディ
ノタル電子組立体及びコンピュータにおける）引続く決
定に干渉してしまうからである。

そのような潜在的干渉信号は、ミキサー自身内に発生し
た低周波数［フリッカ−（ｆｌｉｃｋｅｒ　）　Ｊ雑音
を含み、或いはミキサー不均衡及び１５７５−４２ＭＨ
ｚ参照信号の（望ましくない）低周波振幅若しくは位相
変動の組合せから生じ、或いはミキサーに先行する無線
周波信号増幅器の利得の組合せから生じるであろう。低
周波数干渉の他の潜在的原因は、電源出力電圧又は電流
におＱする「ハム」又は脈動である。他の原因は、ｆｏ
に周波数が近い干渉性連続波信号であろう。　− ローノやスフィルタ１２１及び１２３は、ｆＬＰ’に等
しい帯域幅を有する同一のロー・？スフィルタである。

ｆＬＰ’は、ｍ　（ｔ）の一方的帯域幅に等しい。各フ
ィルタの応答は、周波数の関数として、ｍ　（ｔ）の電
力スペクトル密度に整合するように仕立てあげられる。

これらフィルタの目的は、ｍ　（ｔ）の帯域幅の外側の
雑音及び干渉を排除することである。広帯域幅ＧＰＳｒ
Ｐコード」変調信号ｎ　（ｔ）が、干渉の原因を正常に
構成するであろうということに注意されたい。ｎ　（ｔ
）から生じる電力の大部分、およそ８０・ンーセントハ
、これらのロー・ンスフィルタによって排除される。こ
の排除の程度は、「Ｐコード」干渉の効果が無視できる
ことを保証するのに十分である。しかしながら、狭い帯
域ｍ　（ｔ）の変調がＧＰＳ人工衛星において消される
ならば、広い帯域ｎ　（ｔ）の変調はもはや望ましくな
い干渉信号“と表さないであろう、すなわち、該変調は
所望の１感号になるであろうということに注意されたい
。

そのようなＧＰＳ（ぎ号構造内のスイッチは、１゜の因
子だけローパスフィルタ１２１及び１２３の帯域幅を増
大させて新しい「１３号」に整合させることにより受容
されることが１１能である。

ロー／ぐスフィルタ１２１からの出力ｕ　（ｔ）は、ダ
ウン変換され且つ濾波された、もとの信号３（ｔ）の上
側帯波成分を表す。一方、ロー・！スフィルタ１２３か
らの出力１　（１）は、低側帯波を表す。実際の受信搬
送周波数ｆと局部発振器周波数ｆ。との間の差（ｆ−ｆ
ｏ）に等しい量だけもとの変調ｍ　（ｔ）のス・ξクト
ルに関して、ｕ　（ｔ）のスペクトルは周波数の上方に
偏移され、１　（１）のスぜクトルは周波数の下方に偏
移されるであろうということに注意すべきである。〔搬
送波Ｃｆ−ｆ、）のドツプラー偏移が負であるならば、
ｕ　（ｔ）ス・ξクトルは下方に偏移されて、１　（１
）スペクトルは上方に偏移される。〕この偏移の犬ささ
は、ｆ□２よりも小さくてｆＬＰよりもかなり小さいと
仮定さＩＬる。この仮定は、周波数偏移が主としてドツ
プラー偏移から生じるならば満たされるであろう。該周
波数偏移は、ｆ□２が１０　ｋ　ｌｌｚには／１等しく
調節されるという条件で、大きさが決して５ｋｌｌｚを
越えることがない。所望の５．１１５　ＭＨｚ周波数か
らの参照水晶発振器６５０周波数のずれは、やはりｕ　
（ｔ）及び１　（１）ス−（クトルの（３０８倍大きい
）偏移を生じさせるであろう。

しかしながら、通常はそのような偏移は、ｆＨＰよりも
非常に小ざいであろう。

上側帯波出力ｕ　（ｔ）及び下側帯波出力ｔ　（ｔ）の
周波数偏移に加えて、直角ハイブリッド１０１による各
出力の周波数依存の分散型位相偏移がある。しかしなが
ら、ロノヤーズ（引用文献中）の特定の直角ハ・イブリ
ッドの設計の場合には、この位相偏移は小さずき′−ご
重要でない。同様に、帯域フィルタ８７並びにバイパス
フィルタ１１７及びｌ１９．１トびに、Ｉコー・ンスフ
ィルタ１２１及び１２３によっ・て導入される追加的位
相偏移ば、標準設計フィルタが使用されるならば、取る
に足らない大きさで４５ろう。更に、これらの効果の各
々は、引続くデータ処理において各ターミナル間の差が
取られるときに、互いに相殺する傾向がある。この相殺
による消去は、２つのフィルタが正確に同一ではあり得
ないため、正確にはならない。更に、任意の時刻におい
て異なる位置におけるドツプラー偏移は異なる。しかし
ながら、誤差の効果は、直接の計算によって示し且つ実
際の実験によって確証したように、無視できる。

第５図を参照すれば、ディノタル電子ユニット３７のブ
ロック図が示されている。ｒイゾタル電子ユニット３７
は、信号調節器１２５．７個の同一の相関器から成る相
関器組立体１２７、対応する一組の７個の同一の数値発
振器から成る数値発振２：９組立体１２９及び実時間ク
ロック１３１から成る。相関器組立体１２７、数値発振
器組立体１２９及び実時間クロック１３１は、データバ
ス１３３によってＬＬいに月一つフィールドターミナル
コノピユー夕３９に接続されている。１１号調節器１２
５の第１の機能は、アナログ上側帯波イー、号ｕ（ｔ）
、アナログ下側帯ｅ仏号１　（１）及びアナログ５．ｉ
１５％鉗２正弦波信号を各々２進法の値の「ディノタル
」又は「論理」信号に変換することである。該「ディノ
タル」又は「論理」４６号は、在来のトランノスタート
ランノスタ論理（ＴＴＬ）回路によって処理するために
適切である。

信号調節器１２５は、ちょうど２つの出力を生成する。

１つは、５．１１５　Ｍ　Ｉｌｚ人力を周波数２倍にす
ることによって生成した、１０．２３　Ｍ　ｌｌｚの周
波数を有する２進法の値のＴＴＬ〜論理−レベル矩形周
期的波形である。この１０．２３　Ｍ　［ｌｚ高出力、
「クロック」信号としてすべての引続くディノタル回路
のタイミングを制御するのに役立つ。このクロック信号
は、１００マイクロ秒毎の１つの刻み（ｔｉｃｋ）　　
を得るために実時間クロック１３１において１０２３（
＝３　Ｘ　１１Ｘ３１）で割られる。次に、引続＜１０
の因子で更に割ると、１０−４秒の単位を表す最小の有
意数字と共に、数秒の時間の完全な小数表示がもたらさ
れる。この形態における時間は、データバス１３３を介
して常に読むことができる。相関器組立体１２７、数値
発振器組立体１２９及びフィールドターミナルコンピュ
ータ３９つ諸動作は、データバス１３３を通じて実時間
クロック１３１によってすべて統制されている。

信号調節器１２５の第２の「ディノタル」出力は、アナ
ログｕ　（ｔ）及び１　（１）入力から得られ、２進法
の値の、Ｔ　Ｔ　Ｌ−論理−レベル非周Ｗ１的波形であ
る。この出力は、２つの入力を有するＴＴＬ排他的−Ｎ
ＯＲ論理論理トによって生成される。該２つの入力のう
ち、一方の入力ばｕ　（ｔ）入力の符号を表し、他方は
１　（１）の符号を表す。かくして、ｒ−ト出力は、ア
ナログｕ　（ｔ）及び１　（１）信号が同一の符号を有
する場合にのみ「真（Ｔｒｕｅ）　Ｊ　（Ｔ、又は２進
法の１）である。

第６図は、信号調節器１２５のブロック図を示す。アナ
ログ信号ｕ　（ｔ）は、比較器１３５への入力である。

比較器１３５の出力は、ＴＴＬ論理レベルであり、ｕ　
（ｔ）が正であるとき真で、ｕ　（ｔｌが負のとき偽（
Ｆａｌｓｅ）である。このＴ　Ｔ　Ｌ−論理＜−ａ号は
、ＴＴＬ排他的Ｎ０Ｒｒ−ト１３７への１つの人力とし
て印加される。アナログ信号１　（１）は、その出力が
排他的Ｎ０Ｒ）ｆ″−ト１３７の他の入力として印加さ
れるところの比較器１３９に１１Ｊｊ様に供給される。

水晶発振器６５からイ擾Ｉられる正弦波５．１１５Ｍ　
ｈ信号は、在来のアナログ周波数２倍回路１４１への入
力であり、該回路１４１の出力は第３の比較器１４３に
供給されて、１０．２３Ｍ　１１７．０矩形波ＴＴＬ−
レベル出力を生成する。更に、該１０．２３　ＭＩＩｚ
の出力は、クリップフロンプ１４５への「クロック」入
力としても用いられる。フリノゾフロツゾ１４５は、デ
ート１３７からの出力をサンプルして保持する。かくし
て、フリンゾフロノプ１４５の出力はｕ　（ｔ）及び１
　（１）の符号の排他的ＮＯＲ関数であり、毎秒１０．
２３Ｘ１０’回の一様な速度でサンプルされて、各サン
ノル時間の間保持される。圀えばノエー・エム・モラン
（Ｊ、Ｍ、　Ｍａｒａｎ　）によって「実験物理の方法
（Ｍｅｔｈｏｄｓ　ｏｆ　ＥｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌＰ
ｈｙｓｉｃｓ）　　Ｊ第１２巻、６部、２２８乃至２６
０頁中に掲載される文献において論議されるようＫ、時
間の２進法の値の関数ＵＯＬが、位相及び相対的撮幅の
両方において、アナログ積ｕ　（ｔ）　Ｌ　（ｔ）の７
１７エス被クトルへの、十分な近似であるフーリエ変換
又は「スペクトル」を有するということは、無線干渉測
定の技術において周知である。近似の精度は、特徴にお
いてランダム及びがウス型であるべきアナログ信号に依
存する。史に、２つの入力の間の相関係数の絶対値は、
１よりもかなり小さくなければならない。（事実上、雑
音は比較器の非直線性の外で「震える（ｄｉｔｈｅｒ）
。」排他的Ｎ０Ｒｒ−ト１３７を、入力の各々が＋１及
び−１の値を有する乗算器とみなすことができる。）こ
れらの条件は、本発明の装置例おいてよぐ膚たされてい
る。かくして、以下のように、フリツプフロツプ１４５
からの論理レベルは、単に積ｕ（ｔ）ｔ（ｔ）を表すと
考えられる。

信号調節器１２５からのＵＱＬの積は、相関器組立体１
２７内の７個の同一相関器の各々に対する並列的人力で
ある。

相関器組立体１２７の構成を記述する前に、その動作の
原理を簡潔に説明する。

７個の各相関器内において、ｕ　（ｔ）　Ｌ　（ｔ）積
は、対応する７個の数値発振器によシラ６生された時間
のサイン関数及びコサイン関数の２進法近似値と相関さ
れる。発振器の周波数は、実時間クロック１３１によっ
て指示される時間に従ってフィールドターミナルコンピ
ュータ３９によって１回御される。任意の時刻において
、発振器周波数は、人工衛星の１つによって送信される
１５７５．４２Ｍｆｌｚ搬送波の予測値ドツプラー周波
数偏移の２倍に等しく設定される。成る１つの発振器及
び成る１つの相関器が、考慮して見える人工衛星の各々
（最大７個まで）と連係させられる。（原理的に、７個
以上の人工衛星が見えるならば、より多くの数値発振器
及び相関器を装置内に用いることができろう実際上、７
個で十分である。）予測ドツプラー偏移が実際のドツプ
ラー偏移に十分に近いならば、相関器の出力は、予測が
行なわれた１つの！時短人工衛星からの４部号の電力及
び位相を正確に測定し且つ異なるドツプラー偏移を有す
る他の人工衛星からの信号の存在によって顕著には影響
を受けないであろう。

数学的表境において、数値発振器及びその連係相関器の
１組の動作は、以下のようである。実時間クロック１３
１　Ｋよって指示される時間ｔの関数として、人工衛星
の搬送波の予測ドツプラー周波数偏移は、ｆ、（ｔ）に
よって与えられる。ｆ、（ｔ）の値は、フィールドター
ミナルコンピュータの記憶装置内に前もって記憶された
予め計算した値のテーブルから補間される。数値発振器
は、雑像状態（位相が９０°ずれている）にある時間の
２つの関数：少〔２φ（ｔ）〕及び比〔２φ、（１）　
］を発生させる。但し、φ、（ｔ）は、時間の関数であ
る予ｉ１１’Ｊ　ａμを表す。関数φ、（ｔ）は、数値
発振器が発振し始めるときの時間ｔ。

において初期的にゼロに等しく、そして任意の引き続く
時間においてφ、（ｔ）は、積分によって与えられる。

但し、ｆ、（ｔ’）は、介在する時間ｔ′におけるｆ、
の瞬間的値を表す。慣例のように、周波数ｆ、が単位時
間毎のサイクル単位で測定され且つ位相φ、がサイクル
数よりむしろラノアン単位で測定されるならば、２πの
因子が必要である。

ｔｏと１．との間で動作する相関器は、ぞの入力［１１
（ｔ）ｔ（ｔ）　］　、１部２φ、（ｔ）　〕及び蜘〔
２φ、（１）　）から掃ａ及びｂを形成する。ａ及びｂ
は、以下の式に従う。

及び 積分の時間間隔１．−１．ｌ　　は１秒に等しくて、上
記積分は各秒毎に行われる。実時間クロックからの各１
秒の刻みにおいて、積分値は記憶レノスタ内へ「ストロ
ーブ（ｓｔｒｏｂｅ）Ｊされ、積分はゼロにリセ７ノ卜
され、数値発振器は再スタートされ、新しく・”）積分
用Ｊυｊが始まる。かくして、時間の各秒の終りにおい
て、相関器は、先行する１秒間隔の間にｌｆｉ　ｕ　（
ｔ）　ｌ　（ｔ）ｃａｓ　Ｃ２φ（ｔ）〕及び積ｕ　（
ｔ）　ｔ　（ｔ）ｓｉｎ　［２φ、（１）　：］０時間
平均値を表す出力ａ及びｂをそれぞれ送出Ｆる。これら
の出力は、コサイン及びサイン関数に対する積ｕ　（ｔ
）　ｔ　（ｔ）の相関を表す。

】秒間隔の間、発振器周波数ｆ、（１）は実時間クロ２
ツクからの０１秒「刻み」によって誘発されて、：ノン
ピユータによって０１１秒毎に更新される。地トのフィ
ールドターミナルに対する人工衛星のス■動及び相対速
度の視線に沿った射影の変化によつＣ１人工衛星ドツプ
ラー偏移が変化するので、上記更新が必要である。トノ
グラ−偏、ｊの変化速度（ｌ−１、毎秒１ヘルツのわず
か数分の１でありう。

相関器出力ａ及びｂは、予測ｆ、（ｔ）が作られた特定
の人工衛星からのイｉ号の電力及び搬送位相の概算と得
るべく結合することができる。

実数部分が３（で等しく且つ虚数部分がｂに等しい複素
数Ｃｔ５と義Ｔる。すなわち、 ｃ＝ａ＋ｊｂ 但し、」は−１の平方根である。

そこで、 ｃ＝Ｃ＜　、１１２）（ｅｘｐ（２ｊ　（φ−φ、）〕
〉但し、Ｃは正の実数の一定のスケールファクターであ
り、〈ｍ２〉は１．からｔ、までの積分間隔にわたる、
ＧＰＳ変調関ａ　ｍ　Ｃｔ）の２乗の時間平均値であり
、＜　ｅｘｐ（２ｊ（φ−φ、）〕〉は〕同Ｉ−二積分
間にわたる、複素指数関数ｅｘｐ［２ｊ（φ−φ、）〕
の時間平均値である。受信ＧＰＳ搬送信号位相φ＝φ（
１）と相当する予報φ＝φ（１）との差（φ−φ、）は
積分時間のｐ 間の１周期の実質的間隔では変化しないという条件で、
Ｃの大きさは平均受信電力にほぼ比例する。

すなわち、 １ｅｔ三（ａ２＋ｂ”）”：＝Ｃくｍ”’）であり、そ
してＣの角度は平均位相差（φ−φ、）の２倍にほぼ等
しい。すなわち、 ／Ｃ三ｔｕ−’　（ｂ　／ａ　）　＝　２（（φ−φ、
）〉である。

ｂ及びａから、Ｃの角度は２πラノアンを法として一義
的に決定されることに注意されたい。かくして、差（φ
−φ、）は、πラノアンを法として決定される。

受１♂信号電力及び搬送位相（πを法とする）をこれら
の式に従ってａ及びｂから正ＣＣに決定するために、２
つの条件が満址されなければならない。

第１に、前述のように、実際の位相φ（１）は、１秒積
分時間の間の周期よりかなり少ない変化量しか、予測位
相φ、（ｔ）と異ならなければならない。第２に、各 ＳＮＲ，＝　（２／π）（π／４）（ＢｅｆｆＴｉｎｔ
）　　”””　（”／２）（Ｂｅｒｒ　Ｔｉｎｔ）　　
Ｆによって与えられる、雑音比率に対する相関器出力信
号は、１よりかなり大きくなければならない。

但し、Ｂｅｆｆは信号ｕ　（ｔ）及び１　（１）の実効
的帯域幅であり、約５　Ｘ　１０’　ｆｉｚに等しい。

す彦わち、Ｔｉｎｔは積分時間であり、１秒に等しい。

Ｆは、雑音からでなく　Ｇ　Ｐ　Ｓ　ｍ（ｔＨｇ号から
生じるｕ　（ｔ）及び１　（１）内に存在する電力の一
部である。（２／π）の因子は、信号調節器内の比較器
によるｕ　（ｔ）及びｔ　（ｔ）の信号のアナログ対デ
ジタル変換によって生じるｕ　（ｔ）と１　（１）との
間の相関の損失に相当する。（π／４）の因子は、相関
器内におけるサイン及びコサイン関数に対する方形波近
似の使用に関係した損失に相当する。”ｅｆｆ　Ｔｉ□
積の平方根は、約７００に等しい。従って、 ５ＮＲｃ−、：　３５０・Ｆ の関係がある。

ＧＰＳ人工衛星から生じる何れかの側帯波電力の部分Ｆ
は、受払アンテナ利得及び受信製置雑音指数に依存する
。前述の［ミテス（ＭＩＴＥＳ）Ｊアンテナ及び受信装
置について且つ２００以上の人工衛星仰角については、
Ｆが約０−０３を上回ることが実験から知られている。

従って、 ５ＮＲｃ２１０ であり、これは正確な電力及び位相測定のために十分で
ある。複紫数Ｃの各部分である実部及び虚部における雑
音の標準偏差は、 σｃ　トｌ　ｃ　ｌ　／　ＳＮＲｃ によって与えられる。

電力及び位相の測定における精度についての最初に言及
した条件は、すなわち（φ−φ、）が１秒の積分時間の
間の周１９］の実質的間隔では変化しないということで
ある。この条件は、実際の受信搬送周波数ｆと局部参照
周波数１０との間の差は予測（数値発信器）周波数ｆ、
と１ヘルツも異ならないという条件に相当する。この条
件は、数値元振器の周波数にフィードバック制御を適用
することによって、この周波数を実際の受信搬送周波数
に近づけ続けて、本装置内において満足される。この１
８１ｊ御は、フィールドターミナルコンピュータ３９に
よって実行される簡単なプログラムの手段によって遂行
される。このプログラムを次に説明する。

ｋ番目の１秒積−分間隔の終りにおけるａ及びｂの相関
器出力から形成される複素数Ｃを、Ｃ（ｔｋ）で示す。

但し、ｔｋハ、その間隔の中間における時刻を表す。（
ｋ＋　１．）番目の間隔についての数値発信器周波数に
対してＫ・ｌＣｅ（ｔｋ）ｅ”（ｔｌ、−＋　）］／２
πヘルツの補正バイアスが加えられる。但し、Ｋは１よ
りも小さい正の実定数であり、／〔〕は括弧〔〕によっ
て囲まれる複素数量の角夏を示す。

ｃ”（ｔｋ−１）は、１つ前の（ｋ−１）番目の間隔か
ら複素数Ｃの共役複素数である。このノログラムの動作
の原理は、次の例から理解でさる。周波数予測値がたと
えば０．１ヘルツだけ非常に低いならば、Ｃの角度は１
秒に０．１サイクルだけ進み、複素数量Ｃ（ｔｋ）ｃ”
（ｔｋ−１）は（＋０．１）Ｘ（２π）ラノアン（十幾
らかのゼロ平均雑音）の角度を有するごあろう。この場
合に正である・ぐイアスの伺加は、周波数予測値の（０
，１Ｈｚ　）から（１−Ｋ　）　Ｘ　（０，ＩＨｚ　）
までの負の誤差の絶対値を減小するであろう。

Ｋの値は、ゼロより大きくなければならない。

さもないと、周波数予測値誤差の縮小は、フィードバッ
クから全く生じないであろう。Ｋの値は、１よりも小さ
くなければならない。さもないと、フィード・ぐツクは
、補正を適用することの遅延によって、誤差の不規則な
変動をもたらすであろう。

正確な値は厳格ではなくて、最適な値は実験によって決
定することができる。本装置においては０．５の公称値
が用いられる。

このｌ、％３波数フィードバックの重接な他の効果は、
数値発振器周波数が上下数ヘルツはどずれている最ｉ１
９・つ周波数から実際の受信搬送周波数に向かって「引
かれる（ｐｕｌｌｅｄ）Ｊことである。この「引き寄せ
（ｐｕｌｌ−ｉｎ）　Ｊ現象は、位相又は周波数トラッ
キングフィードバックルーｆ　（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　
−ｔｒａｃｋｉｎｇ　ｆｅｅｄｂａｃｋ　１ｏｏｐｓ　
）の技術において周知である。このことは、たとえば、
フロイド−エム・が−ドナー（Ｆｌｏｙｅｄ　Ｍ、　Ｃ
ａｒｄｎｅｔ　）による「位相固定技術（Ｐｈａｓｅｌ
ｏｃｋ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　）　Ｊ　（ノヨン・ウ
ィリー及びサンズ拳インコーンＪ？レイテッド−Ｆｉｔ
　行、ニー−ヨーク、１９６６年）という表題の本にお
いて議論されている。

本装置についての「引き寄せ一１現象の重要性は、測量
目印位置の先行知識が不明確な２．３キロメートル以下
である必要がないということである。

本装置にす、・ける「引き寄せ」現象のぽテンシャル逆
側効ｑ　（ｐｏｔｅｎｔｉａｌｌｙ　ａｄｖｅｒｓｅ　
５ｉｄｅ−ｅｆｆｅｃｔ　）は、特定の人工衛星を追跡
していると仮定される数値冗振器が異なる人工衛星の周
波数に引き寄せられるということである。このことは、
その異なる衛星の周波数が、その特定の衛星の周波数に
近くて、信号強度が強い場合に起こる。そのような発生
から生じるであろう損害を制限するために、フィールド
９ターミナルコンビエータプログラムは、先行周波数予
測値に加えられるであろう蓄積バイアスの大きさを約１
０　Ｈｚに制限するという用意を含む。２つの人工衛星
の周波数の間の差は代表的に毎秒的１　ｌＩｚだけ変化
するので、測定ｒ−夕の約１０秒のみ又はフィールド位
置で得られた総データの約１・や−セント以下は、誤１
つだ人工衛星の追跡によって無効にされるかもしれない
。経験は、この割合が型費でないことを示す。

第７図を参照すれば、相関器組立体１２７における７つ
の同一のモノニールの１つである相関器モノニール１４
９のブロック図を示す。７つの全モノニールは同じ入力
ＵＱＬを有し、それは信号調節器１２６のＵＯＬ出力で
ある。各モノニール１４９は又、７つの数値党信器モノ
１−ルの対応する１つから「コサイン」入力及び「サイ
ン」入力も受信する。ＵのＬ入力及びコサイン入力は、
排他的ＮＯＲデート１５１へ入る。ダート１５１、つ出
力は、「クロックド（ｃｌｏｃｋｅｄ）　Ｊディフタル
カウンター１５３への入力となる。Ｕ　Ｑ　Ｌ入力及び
サイン入力は、他の排他的Ｎ０Ｉｎ−”−ト１５５・＼
入る。このｒ　−ト１５５の出力は、他のカウンター１
５７への入力となる。毎秒１回、カウンターレジスタ１
５３，１５７の内容は、デイノタル電子πｎ立体３７内
の実時間クロック１３１からの・！ルスによって各出力
パノファー１５９及び１６】にラッチ（ｌａｔｃｈ）　
Ｊされ、該カウンターは次にゼロにリセットされる。信
号調節器１２５からの「クロツク１信号によって統Ｗｉ
ｌｌされる１０．２３ＭＨｚの速度で、各カウンター１
５３及び１５７は、その関係した排他的Ｎ０Ｒｆ−ト１
５１及び１５５からの入力が「真」である場合のみ、１
だけ増加する。かくして、各１秒間隔の終シにおいて、
出カパッファ−１５９及び１６１の内容は、ゼロと１０
．２３０，０００との間の回数を指示する。ｔＪ　ＯＬ
及びコサイン／サイン入力は、先行する１秒間に整合さ
れる。各カウンターの出カバソファ−１５９及び１６１
の内容は、ｆ−タパス１３３に接続され、フィールドタ
ーミナルコンピュータ３９は・ぐス１３３を通って毎秒
内容を読む。各カウンター７／ラツチｉｄ、ＬＳＩシス
テムズ・インコーポレイテノドによって作られた、３２
ビツトデ・ぐイス、モデルナンバーＬＳ７０６０．’）
ような単一集積回路であって良い。

［ｕ（ｔ）ｔ（ｔ）　Ｊ　　と朗〔２φ、（ｔ）　’）
との間の交差相関によって以前定義した量ａは、「コサ
イン」カウンターの出力から５，１１５，０００　　を
減算してその結果を５．１１５，０００　　で除算する
ことによって、フィールドターミナルコンピュータ３９
内で得られる。量すは、「サイン」カウンター出力から
５，１１５，０００を減算してその結果を５，１１５，
０００　　によって除算することによって同様に得られ
る。（かくして、ａ又はｂの単位大きさはそれぞれ、（
ｕ（ｔ）ｚ（ｔ）　ＴＩとコサイン関数又は［ｕ（ｔ）
ｔ（ｔ）　］とサイン関数との間の完全な相関を表す。

これらの結果がフィールドターミナルコンピュータ３９
のメモリー内に記憶される前に、容赦は記憶ス４−スを
保護するために４ビツトと同様に少なくなる１で切捨て
られても良い。） 第８図を参照すれば、数値発振器組立体１２９内に７つ
の同一の数値発振器モノー−ル１６３の１つのブロック
図を示し、該モノニール１６３の各々は「コサイン」入
力及び「サイン」入力を１つの相関器モノー−ル１４９
に供給する。各数値発振器１６３は、２進位相レジスタ
１６７及び２進周波数レノスタ１６９．２進加算器１７
１、排他的Ｎ０Ｒｒ−ト１７３、インバータ１７５及び
分周器１７７から成る。

位相レジスタ１６７及び周波数レジスタ１６９は各々３
２ビツトを有し、加初、器１７１は３２ビツト加算器で
ある。常時位相レジスタ１６７内に含まれる２進数は、
２分の１周期を表す最も有効なビット、４分の１周期を
表す次に有効なビット等を有して、発振器出力の位相を
表す。周波数レジスタ１６９内に含まれる２進数は、う
６振器の周波数を同様に表し、この場合に１５５．００
０１ｚのｆＬｆ’ｊを有する最も顕著なビットを有する
。１．５５，０００１１ｚは、イ６号調節器１２５から
の１０．２３Ｍ　ｌｌｚ　ｒクロック」信号の周期尚り
の１／６６のサイクルに等しい。

加算器１７１は周波数レジスタ１６９及び位相レジスタ
１６７内に含まれる数を共に加算する。その和は位相レ
ジスタ１６７内にロードされる。分周器１７７からの出
力のサイクル毎に１回、レジスタ１６７の内容が鐙き替
えられる。分周器１７７は、１０．２３　Ｍ　ｌｂの「
クロック」信号を３３の固定因子で除算する。かくして
位相レジスタ１６７は、正確に毎秒３１．０．０００回
の速１ザで更新される。位相が各更新に従って前進する
量は、周波数レジスタ１６９の内容によって与えられる
。前述のように、周波数レジスタ１６９は、データバス
１３３ヲ介してフィールドターミナルコン によって毎秒ｌＯ回更新畑れる。（正の周波数と同様（
（負の周波数が、在来の２袖数法を＋．Ｆ］いて、周波
数レジスタの内ｆ≠によって表さねる。この在来法に従
えば、２進数の負数は各ビットの補数をとり次に１を加
えることによって形成される。従、）　ｒ　ＮＪ（の正
の奴は、最も有意なビットが０及び他り十べてのビット
が１であることによって表され５゜最も顕著なビットが
１であることは、数が〔１で７）ることを意味する。） 数１直ｙｌヲ、１辰器１６３のサイン出力は、位相レノ
ス４１　Ｐｉ　７の最も有意なビットを反転するインバ
ー２々１７５からＩ４られる。サイン出力は、位相がゼ
ロサイケルとグラス２分の１サイクルとの間（・こちら
とさ１の値を有し、位相が２分の１サイクルと１サイク
ルとの間にあるときゼロの値を有する（マイナス２分の
１サイクルとゼロサイクルとの間にある位相と同一であ
る）。数値発振器１６３のコサイン出力は排他的ＮＯＲ
ケ゛−ト１７３から得られ、核ケ゛−ト１７３の入力は
位相レノスタの最も有意、ｔビット及び次に有意なピン
トである。コサイン出力は、位相がゼロ上４分の１サイ
クル内にあるときのみ、１の値を有する。

第９図を参照すＪしば、フィールドターミナルコンビ、
−夕３９のブロック図が示されている。コンピータは、
中央処理ユニットにＰＵ）１８１、！ログラムメモリー
１８３、データメモリー１８５、外部２方向データ、ｆ
？−）１８７及び１９１から成る。データポート１８７
はオ投し−タ端末装謹１８９に接続さ江、データポート
１９１は変調器−復調器（モデム）１９３に接続され、
モデム１９３は′ｒｆｆ話線、無線電話又７まいくつ力
・の他の遠隔通信リンク１９５に順に接続される。コン
ピュータ３９の谷部品はデータバス１３３によって相互
に連結され、該データ・々ス１３３は更にコンピュータ
３９をフィールドターミナルの他の部品に接続するのに
も役立つ（第５図参照）。

ＣＰＵ１８１は、ディノタルエクイッゾメントコーＩレ
イジョン（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ　Ｃｏ
ｒｐｏｒａｔｉｏｎ（ＤＥＣ）　）モデルＬＳＩ−１１
／２（部品番号ＫＤＩＩ−ＧＣ）であって良い。プログ
ラムメモＩＪ　−１８３は、ＤＥＣ部品番号ＭＲＶＩＩ
−Ｃノような３２にバイトノログラム可能ＲＯＭであっ
て良い。データメモリー１８５は、ＤＥＣ部品番号ＭＸ
Ｖ　１１−Ａ、Ｃノ！うな３２にバイトランダムアクセ
ス読み書キメモリ−であって良い。２つの外部２方向デ
ータホード（Ｉ８７及び１９１）は、ＭＸＶＩＩ〜ＡＣ
内に含まれるＲ８−２３２直列データポートであって良
い。

オ〈レータ！；１ａ末装置１８９ば、Ｄ　Ｅ　Ｃモア’
　ルＶＴ−１００又は任意の同等の直列ＡＳＣＩＩ端末
装置であって良い。該ＡＳＣＩＩ端末装置は、ＶＴ−１
００のように、ＭＸＶＩＩ−ＡＣのＲ８−２３２直列デ
ータインターフェースへ、又は他のあらゆる適切な外部
データボートデバイスを通じてコンピュータへと接続可
能である。モデム１９３は、標準Ｒ８−２３２両立デバ
イスであっても良い。前述のように、フィールドターミ
ナルコンピュータ３９がベースターミナルコンビーータ
１５に直接接続されるならば、モデム１９３はなくとも
良い。データバス１３３は、ＬＳＩ−１１Ｑパスであっ
て良い。実時間クロック１３１、数値発振器組立体１２
９、相関器組立体１２７は、標準回路カード上に七ｆし
らを組み立てることによってＱパスに接続することかで
さる。このカードは、ＬＳＩ−１１コンピュータ装置の
「パックプレーン（ｂａｃｋｐｌａｎｅ）　Ｊのカード
ニップコネクタ内に直接差し込む。該回路カードは、特
別の集積回路を備えたものがＤＥＣから市販されている
。該集積回路は、Ｑバスとカード上に構成される特別の
干渉計ターミナル回路との間のすべてのデータ通信を処
理可能である。

フィールドターミナルコンピュータ３９のメモ’Ｊ−１
８５内に記憶される測定データは、観測される７個まで
の人工衛星の各々についての時間系列の複素数から成り
、１つの数は時間の各秒に得られる。これらのデータは
、約５，０００秒の時間間隔の間に得られる。その間に
、少なくとも２つの人工衛星が常に観測され、観測され
る人−工衛星の平均数は少なくとも４つである。時刻ｔ
における１番目の人工衛星についての複素データをＡ４
（ｔ）と示す。この複素数の大きさは、その時刻にその
人工衛星から受信される信号の測定電力に比例し、比例
定数は任意であるがすべての人工衛星について同じであ
る。複素数の角度はその時刻にその人工衛星について測
定される搬送位相の２倍に等しい。各衛星ＶＣついての
位相は、同一の局部発恨器参照信号（すなわち、フィー
ルドターミナル１３−１の発振回路３５によシ発生され
た１　５７５．４２ＭＨｚ信号）に参照される。

複素データＡＨ（ｔ）、　ｉ　＝　１　、・・・、７は
、フィールドターミナルコンピュータ３９によって相関
器組立体１２７における７個の相関器１４９のａ及びｂ
の出力から以下のように引き出される。ｉ番目の相関器
の場合、 Ａ４ｆｔ）　＝　（ａ（ｔ）＋　ｊｂ（ｔ）〕５ｘｐ（
２ｊφ、（１）］但し、ａ　（ｔ）及びｂ　（ｔ）は、
それぞれ時間ｔを中心とした１秒間の「積分」又は計算
の間隔の間の正規化されたａ及びｂ出力を表す。ｊは、
−１の平方根である。２φ、（ｔ）は、時刻ｔにおける
１番目の人工衛星の予測値搬送位相の２倍でるるつ複素
数Ａ　Ｈ（ｔ）は、ｅｘｐ［２ｊφ、（１））が乗算さ
ｎた、１番目の相関器出力から引き出される複素数Ｃに
等しいことに注意されたい。Ａｉの角度は、１５７５．
４２ＭＨｚの局部参照周波数の位相（の２倍）Ｋ参照さ
れる受信搬送位相（の２倍）を表す。一方、Ｃの角度は
その参照発振器位相グラス数値発振器位相の和（の２倍
）に関連する。

ここでの１況りＩｊのために、データセノト（Ａ、（ｔ
））を基線ベクトルの原点にあるフィールドターミナル
１３−１によって包生ざｔシ／こものであると考える。

他のフィール［−０ターミナル１３−２Ｕｙ７Ａ［ｌベ
クトルの終点に訃けるフィールドターミナルであり、第
１のターミナルと同時刻に同一の人工衛星を観測する。

産出データは、Ａｉ（ｔ）に和尚し、Ｂ　ｉ　（ｔ）と
示される。同一の人工衛星が同時に観測されるのは、２
つのターミナルに同一の中央コンピュータ１５からの予
測値データが与えられるからである。コンピュータ１５
は、人工衛星をただ１つの方法で１から７まで番号付け
ろ。２つのターミナルニ、％−ける観測は、２つのター
ミナルのクロックが観測の直前にｒ【１１期させら汎ク
ロック速度は極めてわずかしか異ならないので、実効的
に同時に作用する。（クロックの速反を統制する水晶発
振器の間の速度の違いの主な効果は、１５７５．４２　
Ｍｆｌｚ参照周波数の間の位相の相違を変化することで
ある。）特定の時間（ておいて、特定の人工衛星が１つ
のターミナルから見えるが他からは隠れているとしても
それは問題ではないであろう。この場合においてＡＨ（
ｔ）又はＢｉ（ｔ）の何れかの大きさは、単にゼロ或い
は殆んどゼロであろう。

干渉計の基線ベクトルの決定を完遂するために中央コン
ビーータ１５によって行われる動作（基ｉ−＜クトルの
両端に位置した２つのフィールドターミナル１３−１及
び１３−２から集められた電力及び位相の測定データが
与えられている条件の下での動作）を以下に説明する。

中央コンビーータにおいてＡ４（ｔ）及びＢ１（ｔｌの
データを処理する第１の工程は、Ａｉ（ｔ）の共役複素
数Ａｉ（ｔ）にＢ、（ｔ）を乗算することである。その
積８４（ｔ）　＝　Ａ；（ｔ）　Ｂｉ（ｔ）は角／５ｉ
（ｔ）を有する。その角度は、２つのターミナルにおい
て１番目の人工衛星から受信される搬送１ｇ号の測定位
相の間の差の２倍に等しい。各位相は、それぞれのター
ミナルにおける局部参照発振器に関して測定された。従
って、５ｉ（ｔ）の角度は、局部発振器の位相の間の差
及びターミナルの間の基線（クトルに対して、理論的関
係 ／Ｓ　１（ｔ）　上ムｄ　Ｌ。＋　（４πｆ　ｉ／ｃ　
）　Ｍ　・；　１（ｔ）によって関係づけられる。但し
、ΔφＬＯは、局部発振器位相差を表す。ｆ、は１番目
の人工衛星についての骨化周波数であり、１５７５．４
２　Ｍ［（ｚＫはぼ等しい。Ｃは、光の速度である。百
は、基線ベクトルである。ｓ　ｊ（ｔ）は、時刻ｔにお
いてｇＦ線ベクトルの中間点から見た１番目の人工衛星
の方向における単位ベクトルである。（この関係は、サ
イクルでなくラノアン単位で角／ｓ、（ｔ）を生じる。

周波数ｆｉは毎秒ラノアンよりむしろサイクル単位で特
定されるので、２πの因子が含まれなければならない。

２πでなく４πがここで現れる理由は、各フィールドタ
ーミナルが受信信号位相の２倍を測定するからでるる。

）この関係は、２次変位、伝搬媒体の効果、マルチ・ぞ
ス（ｒｎｕｌｔｉｐａｔｈ）、相対論的効果、雑音等全
無視する限９では、近似である。

これらの小さい効果は、ここでは明快にするだめに無視
さｒしる。これらの効果を無視することと関連し２か、
誤差：は、約１．ｋｍ以下の基線の長さについて約１ｃ
ｎ１以下の基線誤差し・ζ４ｆ４当する。〔完全にラン
ダムである雑音の効果？除けば、／５１（ｔ）の更に正
確な理論的表現を得るために、上で無視した効果をモデ
ル化することが可能である。例えば、このモデル化は、
アイ・アイΦシャピロ（１、Ｉ　、　５ｈａｐｉｒｏ　
）知よるｒＶＬＢＩ観側からの天体測定及び６１（１地
の媒介変数の概算（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｏｆ　ａｓ
Ｌｒｏｍｅｔｒｊｃ　ａｎｄｇｅｏｄｅｔｉｃ　ｐｎｒ
ａｍｅｔｅｒｓ　ｆｒｏｍ　ＶＬＢＩ　ｏｂｓｐｒｖ＋
１Ｌｔｉｏｎｓ）　Ｊ（Ｍｅｔｈｏｄｓ　ｏｆ　Ｅｘｐ
ｅｒｉｍｅｎｔａｌ　Ｐｈｙｓｉｃｓ、　ｖｏｌ、１２
゜ｐａｒｔ　Ｃ，２６１乃至２７６に−）、１９７６年
に掲載）という表題の文献において記述されている７〕
理論的に、Ｓの大きさは、 Ｉ　ＳＨｌ　二Ｃ−Ｇ２（Ｑ１５θｉ）によって与えら
れる。但し、Ｃは定数であり、Ｇは受信アンテナの指向
性電力利得であって、１番目の人工衛星の天頂角θｉつ
コサインの関数として書かれる。Ｇは方位角から独立で
あると仮定され、整合環状分極の等方性ア／テナによっ
て受信される電力が１に等しいように正規化される。Ｍ
ＩＴＥＳアンテナ設計の場合、 Ｇ（笈θ）と（１，２３）・（１＋罵θ）２・ｄ（（３
π／４）！θ）、（０°くθ＜９０°のとさ）： Ｇ（可θ）ユ０、（９００＜：θのとき）である。この
関数の値は、天頂（θ＝０）においてほぼ２．４６であ
る。その値は、θΣ４０°において約３６３の１つの最
大値を有して、θχ７２°において単位値を有し、θが
９０°に近づくときＯに近づく。

２つの干渉計ターミナルから得られた測定データの処理
における次の工程は、各々の測定時刻ｔについての和ｓ
　（ｇを得るためにｉに亘って複素数８４（ｔ）を加算
することである。すなわち、ここで和は、時刻ｔにおい
て観測されたすべての人工衛星に亘ってとる。

測定データの処理における次の工程は、基線ベクトルｆ
の試行値官を選択して、この値曾から時間Ｓ″（１）の
関数を計算することである。基線ベクトルの真の値ｉが
試行値９に等しいならばＳ　（ｔ）が有するのであろう
値を理論的に表わす。すなわち、でちる。但し、λｉは
、受信搬送周波数に相当する無線波長である。すなわち
、λ１＝Ｃ／ｆｉである。

９の値を選択する方法は、以下に記述する。理論的関数
ｓ　（ｔ）において、測定から引き出された関数ｓ　（
ｔ）と１は対照的に、局部発振器位相差を表すため０項
は存在しない。更に、一定のスケール因子Ｃは、省略さ
れる。

次に、５（ｔ）の絶対値はＳ　（ｔ）の絶対値によって
乗算されて、これら絶対値の積は値Ｒ（ｂ）を得るため
に測定時間すべてに亘って合計される。もちろん、Ｒ（
ｂ）は、測定によってと同様にｂに依存する。

すン２わち、 Ｒ（ｂ）　＝ΣＩ　Ｓ（ｔｚ）　ｌ・ｌ５（ｔｔ）１で
ある。但し、１ｔは、約５，０００測定回数の組のうち
の６番目を表わす。Ｒ（ｂ）は、［あい１い関数（ａｍ
ｂｉｇｕｉｔｙ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ　）Ｊと呼ばれる。

処理における次の工程は、ｂの種々の値についてＲ（ｂ
）の計算を繰り返して、Ｒ（ｂ）の関数が最大の値を有
するｂの特定値を決定することである。このｂの値は、
基線ベクトルｂの所望の決定である。

先ず基線〈クトルの試行値すをｂの先行する概算に最良
に等しくなるべく初期的に選択する。この概算Ｑま、地
図上の目印を識別することによって得られる位置のよう
な、測量目印の位置についての独立の情報から入手可能
である。ｂに関するＲ　（ｂ）の最大化は、成る３次元
量を調べる、ことによって処理する。この３次元量は、
とのｂの初期値を中心として、最初の概算の不明確さを
含むように十分に犬さくとる。調査において、一様の間
隔を置いて配置される３次元格子のすべての点が検査さ
れ、Ｒ（ｂ）が最大となる１つの点を決定する。

格子間隔は、最初に１メートルとする。次に、以前決定
した最大Ｒ（ｂ）の１点から２メ一トル広がった３次元
量を、２０センチメートルの間隔を置いた格子を検査す
ることによって、調査すめ。Ｒ（ｂ）の最大値は、この
更に細かく間隔を置いた格子上に見つけられる。次に格
子間隔を半分にして、格子の直線長さもまた半分にして
、調査を反復する。

この半分にする処理は、格子間隔が１ミリメートル以下
になる捷で続けられる。最終的にＲ（ｂ）を最大にする
ｂの値は、基線ベクトルｂの所望の決定となるようにと
られる。人工衛星の数ｎとして５を用いることによって
、本発明により基線ベクトル決定において、約１００メ
ートルの基線長さについて各座標につき約５ミリメート
ルの精度を有することが可能である。

本発明に従って測定データを処理する方法の他の実施例
において、あいまい関数Ｒ（ｂ）は、測定データから及
び基線の試行値すからも形成される。

しかしながら、関数を形成する方法は、異なる。

この実施例においても前記実施例におけるように、Ａ、
（ｔ）の共役複素数は、Ｊ（ｔ）によって乗算されて複
素数の積５ｉ（ｔ）を得る。すなわち、ｓ、（ｔ）　＝
　Ａ；（ｔ）　Ｊ（ｔ）である。但し、Ａｉ（ｔ）は、
時刻ｔにおいて１つの干渉計ターミナルでｉｉｔ′１：
目の人工衛星から受’Ｉｔｉ−Ｔ　、ｒ′Ｌる信号の測
定値を表す複素数で必る。Ａ　Ｈ（ｔ）の絶対値は愛情
される電力に比例して、角／Ａ１（ｔ）はターミナルの
局部発振器に関する搬送波の位相の２倍である。Ｊ（ｔ
）は、基線ベクトルの他端における他のターミナルから
得られるということ？除いて（は、Ａ４（ｔ）と同様で
ある。

次に、８１（ｔ）は基線ベクトルの試行値すの成る複素
指数関数によって乗算され、次（（積は時；；ｊｌ　ｔ
において観測されるすべての人工衛星に亘って合計され
て和ｓ　（ｔ）を得る。Ｓ　（ｔ）は、時間及び試行値
すの関数である。すなわち、 但し、５４（ｔ）は、時刻ｔにおける１番目の人工衛星
の方向の単位ベクトルである。Ａｉは、１番目の人工衛
星から受１ぎされる信号の波長である１、（ｂがｂに等
しいならば、ｉに亘る和における各項・つ角度は、ｉと
は独立にΔφ、。に等しいことに注意されたい。） 次に、Ｓ　（ｔｌの絶１対値が取られて全観測時間に亘
って合計されて、関数Ｒ（ｂ）を得る。すなわち、Ｒ（
ｂ）　＝Σｌ　５（ｔｔ）　１ である。但し７．１２は、およそ５，０００測定回数の
６番目である。

ブ″−タ処理方法に関連して記述された同一の一１′４
査手順によって見つけられる。こ、すｂの値は、基線ベ
クトルｂの所望の決定値である。この最後の’Ｊ、ｉ施
例は、最初に記述した実施例よりも計算に関して更に効
率的である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の原理に従ってＧ　Ｐ　Ｓ人下衛υ全
用いる無線干渉Ｒ１によって基線ベクトルを決定するた
り・）装置全図示す。。 、　第２１−４は、第１図に示した１つノつ干渉計フィ
ールドターミナル・Ｄブロック図である。 第３図ｖｉ、第２　′ｌ：／４　ｊ、こ示したアンテナ
、ｒ、ａｔ　＼γイ本９ノ゛ロック図である。 第４図は、第２図に示し／こ受ｔｏ　：’！；’ｉユニ
ットのブロック図である。 第５図は、第２図に示したディノタルＲ−ｆユニットの
ブロック図である。 第６図は、第５図に示した１５号調節器Ｄブロック図で
ある。 第７図は、第５図に示した相関器組立体にお・ける１つ
の相関器モノニールのブロック図で−ろら５、第８Ｔ′
２１は、第５図に示した数値発掘器ｔｑｔ立体における
１つの数値発振器モノ、−ルのブｉ、ｌＩ・夕、［７］
である。 第９図は、第２図に示したフィールドターミナルコンビ
ーータのブロック図で１ちる。 〔主要符号の説明〕 １３−１．１３−２・・干渉計フィールド９ターミナ゛
し１５・コンオニ−タ ２１°−アンテナ組立体 ２７・・アンテナ ３１　受伯（ＨＱユニノト ３：３　・・１１：・Ｉ　’：’Ｉ：波分駆器３　・ラ
　・　シフ５振ンＪ１ロ１ゴ・；１３７・ｒイノタル’
ｉｌ’ｉ：　Ｊ′−”−”ノド３０　・ノイールドター
ミナルコン？１−タ１２７　　打：１．４４器“ｊｔ＼
１イト１２　ｇ　、、、６値発ｆ、４　ｅ、４　＋’ｌ
（ｆＬ　’Ａ−４″ｔ、ｊ　’、ｆｆｉべ代（”（！］
＼　グ［卯士　竹　内　澄　大同　　　　　　　同　　
　Ｍ　　１）　ＩＧ　　　自ＦＩＧ、　／ ＥＸＴＩＰＰＳ　ｌＰＰ５ 入力　　Ｗ力

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、相互に直交するスペクトル広がりコードによって変
   調される信号から位置関連データを誘導するための装置
   であって： 広がりスペクトル信号及び電位干渉持続波成分を含む複
   合の信号を受信するためのアンテナ手段； 前記複合からの選択された周波数に関連する前記持続波
   成分を除去するための濾波手段；濾波された前記広がり
   スペクトル成分から前記選択された周波数に関連する少
   なくとも１つの持続波成分を再構成するための手段；並
   びに前記再構成成分からデータを誘導するための手段； から成る装置。 ２、特許請求の範囲第１項に記載された装置であって、 前記広がりスペクトル信号が複数の衛星の各々によって
   同一の周波数で同時に送信され、前記濾波手段は、さら
   に 前記衛星と前記アンテナ手段との間の相対運動により前
   記選択された周波数の最大ドップラー偏移を含む狭帯域
   の周波数で持続波干渉を除去するための手段； から成る装置。 ３、特許請求の範囲第１項又は第２項に記載された装置
   であって、 さらに前記受信信号をベースバンドに変換するための手
   段； 並びにベースバンドで狭帯域の周波数を除去するための
   ハイパスフィルタ手段； から成る装置。 ４、特許請求の範囲第３項に記載された装置であつて、 前記フィルタ手段は、さらにスペクトルが特定の変調コ
   ードによって広げられた信号を実質的に含む広帯域の周
   波数の外側の周波数を除去するためのローパスフィルタ
   手段； から成る装置。 ５、特許請求の範囲第１項又は第２項に記載された装置
   であって、 前記選択された周波数は抑圧中心周波数搬送波である装
   置。 ６、特許請求の範囲第１項又は第２項に記載された装置
   であって、 前記再構成手段は複数の持続波成分を再構成する装置。 ７、特許請求の範囲第６項に記載された装置であって、 前記複数の持続波成分は前記同一の選択された周波数に
   関連している装置。 ８、特許請求の範囲第６項に記載された装置であって、 前記複数の再構成成分は前記同一のスペクトル広がり変
   調コードに関連する装置。 ９、特許請求の範囲第１項又は第２項に記載された装置
   であって、 前記再構成手段は、さらに スペクトルがその変調コードの情報量の外部誘導知識に
   関係ない特定の変調コードによって広がった信号を再構
   成するための位相及び周波数２倍化手段； から成る装置。 １０、特許請求の範囲第９項に記載された装置であって
   、 前記除去及び再構成手段は、さらに 前記受信信号を、そのスペクトルの実質的に異なる部分
   を表す第１及び第２スペクトル成分に分離するための手
   段；並びに 前記スペクトル成分を相互相関させて前記広がりスペク
   トル信号を再構成するための手段；から成る装置。 １１、特許請求の範囲第１０項に記載された装置であっ
   て、 前記除去手段は、さらに 前記第１スペクトル成分に応答して、その中の前記選択
   された周波数に関連する持続波成分を除去するための手
   段；並びに 前記第２スペクトル成分に応答して、その中の前記選択
   された周波数に関連する持続波成分を除去するための手
   段； から成る装置。 １２、特許請求の範囲第１１項に記載された装置であっ
   て、 各スペクトル成分除去手段は、さらに 前記衛星と前記アンテナ手段との間の相対運動により前
   記選択された周波数の最大ドップラー偏移を含む狭帯域
   の周波数を除去するためのハイパスフィルタ手段；並び
   に 前記特定の変調コードにより広がった信号を実質的に含
   む広帯域の周波数の外側の信号を除去するためのローパ
   スフィルタ手段； から成る装置。 １３、特許請求の範囲第１０項に記載された装置であっ
   て、 前記第１及び第２のスペクトル成分は、前記広がりスペ
   クトル信号に潜在する抑圧された中心周波数搬送波の上
   方及び下方側波帯である装置。 １４、特許請求の範囲第９項に記載された装置であって
   、 前記再構成手段は前記衛星の各々から受信される信号に
   潜在する持続波成分を再構成し、前記データ誘導手段は
   、さらに ドップラー偏移により受信されるその周波数での差に基
   づく再構成信号から、異なる衛星に関連するデータを誘
   導するための手段； から成る装置。 １５、特許請求の範囲第９項に記載された装置であって
   、 前記再構成手段は前記衛星の各々から受信される信号に
   潜在する持続波成分を同時に含む第２複合を発生させ、
   前記データ誘導手段は、さらに 周波数が受信される各衛星からの信号の周波数に関連し
   ている一連の予測信号を発生させるための手段； 前記一連の予測信号の各々を前記第２複合信号と相関さ
   せて、各衛星に関連する再構成成分を隔離するための手
   段；並びに 前記隔離成分の各々からデータを誘導するための手段； から成る装置。 １６、相互に直交するスペクトル広がりコードによって
   変調される信号から位置関連データを誘導する方法であ
   って； アンテナを用いて電位干渉持続波成分を含む広がりスペ
   クトル信号の複合を受信する段階；受信される信号の前
   記複合から選択された周波数に関連する持続波成分を除
   去する段階；次に 残りの広がりスペクトル信号から前記選択された周波数
   に関連する持続波成分を再構成する段階；並びに 前記再構成成分からデータを誘導する段階；から成る方
   法。 １７、特許請求の範囲第１６項に記載された方法であっ
   て、 前記広がりスペクトル信号は複数の衛星の各々によって
   同一の周波数で同時に送信され、干渉除去段階は、さら
   に 前記衛星と前記アンテナ手段との間の相対運動によって
   前記選択された周波数の最大ドップラー偏移を含む狭帯
   域の周波数で持続波干渉を除去する段階； から成る方法。 １８、特許請求の範囲第１６項又は第１７項に記載され
   た方法であって、 前記干渉除去段階は、さらに 前記受信信号をベースバンドに変換する段階；並びに ベースバンドで狭帯域の周波数を除去する段階； から成る方法。 １９、特許請求の範囲第１８項に記載された方法であっ
   て、 前記干渉除去段階は、さらに スペクトルが特定の変調コードにより広げられた信号を
   実質的に含む広帯域の周波数の外側の周波数を除去する
   段階； から成る方法。 ２０、特許請求の範囲第１６項又は第１７項に記載され
   た方法であって、 前記選択された周波数は抑圧された中心周波数搬送波で
   ある方法。 ２１、特許請求の範囲第２０項に記載された方法であっ
   て、 前記再構成段階は複数の持続波成分を再構成する方法。 ２２、特許請求の範囲第２１項に記載された方法であっ
   て、 前記複数の持続波成分は同一の選択された周波数に関連
   している方法。 ２３、特許請求の範囲第２１項に記載された方法であっ
   て、 前記複数の再構成成分は同一のスペクトル広がり変調コ
   ードに関連している方法。 ２４、特許請求の範囲第１６項又は第１７項に記載され
   た方法であって、 前記再構成段階は、さらに スペクトルが特定の変調コードにより広げられた信号の
   位相及び周波数を２倍化し、該変調コードの情報量の外
   部誘導知識に関係なく前記信号を再構成する段階； から成る方法。 ２５、特許請求の範囲第２４項に記載された方法であっ
   て、 前記除去及び再構成段階は、さらに 前記受信信号を、そのスペクトルの実質的に異なる部分
   を表す第１及び第２成分に分離する段階；並びに 前記スペクトル成分を相互相関させて前記広がりスペク
   トル信号を再構成する段階； から成る方法。 ２６、特許請求の範囲第２５項に記載された方法であっ
   て、 前記除去段階は、さらに 前記選択された周波数に関連する第１スペクトル成分で
   持続波成分を除去する段階；並びに前記選択された周波
   数に関連する第２スペクトル成分で持続波成分を除去す
   る段階； から成る方法。 ２７、特許請求の範囲第２６項に記載された方法であっ
   て、 各スペクトル成分除去段階は、さらに 前記衛星と前記アンテナ手段との間の相対運動によって
   前記選択された周波数の最大ドップラー偏移を含む狭帯
   域の周波数を除去する段階；並びに 前記特定の変調コードにより広げられた信号を実質的に
   含む広帯域の周波数の外側の信号を除去する段階； から成る方法。 ２８、特許請求の範囲第２５項に記載された方法であっ
   て、 前記第１及び第２成分は、前記広がりスペクトル信号に
   潜在する抑圧された中心周波数搬送波の上方及び下方側
   波帯である方法。 ２９、特許請求の範囲第２４項に記載された方法であっ
   て、 前記再構成段階は、前記衛星及び前記データの各々を誘
   導する段階から受信される信号に潜在する持続波成分を
   再構成し、さらに ドップラー偏移によって受信されるその周波数での差に
   基づく前記再構成信号から異なる衛星に関連するデータ
   を誘導する段階； から成る方法。 ３０、特許請求の範囲第２４項に記載された方法であっ
   て、 前記再構成段階は前記衛星の各々から受信される信号に
   潜在する持続波成分を同時に含む第２複合を発生させ、
   前記データ誘導段階は、さらに 周波数が受信される各衛星からの信号の周波数に関連し
   ている一連の予測信号を発生させる段階； 前記一連の予測信号の各々を前記第２複合信号と相関さ
   せて、各衛星に関連する前記再構成成分を隔離する段階
   ；並びに 前記隔離成分の各々からデータを誘導する段階； から成る方法。