DK163197B

DK163197B - Fremgangsmaade og apparat til positionsbestemmelse ved radiosignaler fra satelitter

Info

Publication number: DK163197B
Application number: DK085983A
Authority: DK
Inventors: Charles C Counselman Iii
Original assignee: Western Atlas Int Inc
Priority date: 1982-03-01
Filing date: 1983-02-24
Publication date: 1992-02-03
Also published as: SE8301066D0; DE3305478C2; AU1064783A; GB2120489A; FR2522413A1; GB8305051D0; JP2727306B2; CH664442A5; IT1161095B; SE8301066L; SE460685B; SE8802377D0; FI82556C; JPS6276475A; US4667203A; JPH08146111A; FI830619L; CA1226355A; SE8802377L; AU7842787A

Description

i

DK 163197 B

Den foreliggende opfindelse angår generelt en fremgangsmåde og udstyr til positionsbestemmelse ved hjælp af radio, og specielt en fremgangsmåde og udstyr til måling af basislinievektoren mellem to punkter, såsom målemærker på Jorden ved hjælp af radiointerferometri med anven-5 del se af radiosignaler udsendt fra satellitter i kredsløb omkring Jorden.

Nogle systemer til positionsbestemmelse ved hjælp af radio gør brug af retningsbestemtheden af strålingskarakteristikken for en sender- eller modtagerantenne. Andre systemer, deriblandt den foreliggende opfin-10 del se, er ikke afhængige af nogen antennes retningsbestemthed. Den foreliggende opfindelse tilhører den generelle klasse af systemer, i hvilke placeringen af en modtagerantenne bestemmes ved måling af forskellen mellem faserne eller gruppeforsinkelserne, eller begge, af signaler, der kommer fra to eller flere forskellige senderantenner, hvis position al-15 lerede kendes. Hvis to transmissionskilder synkroniseres, eller hvis to senderes afvigelse fra synkronisering kendes uafhængigt, så bestemmer en måling på modtagerstedet af forskellen mellem gruppeforsinkelserne af signalerne, der kommer fra de to kilder, at modtageren tredimensionelt er beliggende på en bestemt omdrejningshyperbol oide, hvis brændpunkter 20 er sendernes positioner. Hvis lignende målinger på det samme modtagersted af signaler fra flere forskellige passende placerede sendere kombineres, så kan modtagerpositionen bestemmes éntydigt ud fra skæringspunkter for de tilsvarende hyperboloider.

Teknikker til bestemmelse af forskellige steders indbyrdes relative 25 positioner ud fra målinger af fase- eller gruppeforsinkelsesforskelle mellem radiosignaler, der modtages samtidigt på disse steder, er også kendt teknik og betegnes under ét som geodæsi ved hjælp af radiointerferometri. Antennerne på de separate steder betragtes som udgørende et interferometer, og relativpositionsvektoren, som strækker sig fra den ene 30 antenne til den anden, kaldes interferometerets basislinievektor. Basislinievektoren eller relativpositionsvektoren mellem to antenner kan sædvanligvis bestemmes med mindre usikkerhed, end beliggenheden af den enkelte individuelle antenne kan, fordi mange potentielle fejlkilder har tilbøjelighed til at påvirke målingerne ved begge antenner næsten ens, 35 og går derfor ud mod hinanden, når det drejer sig om forskelle mellem de to antenner. Geodæsiteknikken ved mikrobølge-radiointerferometri er kendt for at give en enestående kombination af nøjagtighed, hastighed og rækkevidde ved bestemmelsen af relativpositions- eller interferometer

DK 163197 B

2 "basis!inie"-vektorer. En sådan bestemmelse kan baseres på målinger af enten gruppeforsinkelsesforskellen eller faseforskellen eller begge forskellene mellem de signaler, der modtages ved basislinievektorens to ender. Fasemålinger er ifølge sagens natur mere nøjagtige end gruppefor-5 si nkel sesmål i nger, men fortolkningen af fasemålinger er mere kompliceret på grund af deres indbyggede, heltalsperiodiske flertydighed. En generel redegørelse for interferometriske måleteknikker og de dermed forbundne fortolkningsproblemer gives i en artikel med titlen "Radio Astrometry", der findes i Annual Reviews of Astronomy and Astrophysics, bind 14 10 (1976), pp. 197-214, ved Charles C. Counselman III. En stor samling relevante tekniske meddelelser findes i Conference Publication 2115 of the National Aeronautics and Space Administration, under titlen "Radio Interferometry Techniques for Geodesy". Geodssi ved hjælp af radiointerfe-rometri er blevet praktiseret med radiosignaler udsendt af forskellige 15 kilder, deriblandt naturlige, såsom quasistellare genstande, og kunstige, såsom satellitter fra NAVSTAR GI obal-Positioneringssystem (GPS).

Som det er kendt, er der i øjeblikket cirka seks GPS-satellitter i kredsløb omkring Jorden. Satellitbanerne kan bestemmes med en nøjagtighed på omkring 2 meter. Disse satellitter udsender radiosignaler med 20 bølgelængder i nærheden af 19,0 cm, og også 24,4 cm. Forudsat at den rigtige løsning kan findes blandt de mange helperiodiske løsninger ved de interferometriske faseobservationer af disse signaler, kan basisli-nievektoren, der strækker sig fra én antenne til en anden, bestemmes in-terferometrisk med en usikkerhed, der er meget mindre end GPS-transmis-25 sionernes bølgelængder. Bestemmelse af tre basislinier, hver basislinie med en længde på i størrelsesordenen 100 meter, ved hjælp af interferometriske fasemålinger af GPS-signaler blev påvist nøjagtige inden for cirka 1 cm ifølge en rapport offentliggjort i Eos (Transactions of the American Geophysical Union), bind 62, p. 260, 28. april 1981, af Charles 30 C. Counselman III, S.A. Gourevitch, R.W. King, T.A. Herring, I.I. Shapiro, R.L. Greenspan, A.E.E. Rogers, A.R. Whitney og R.J. Cappallo, Den benyttede metode i disse interferometriske basisliniebestemmelser var baseret på den kendte teknik med direkte krydskorrelation på et centralt sted af de hver for sig, men samtidigt modtagne signaler ved de to ender 35 af hver basislinie.

I US patentskrift nr. 4 170 776 omtales et system til måling af ændringer i en basislinievektor mellem to steder på jorden ved anvendelse af signaler udsendt fra GPS-satellitterne, hvori de radiosignaler,

DK 163197 B

3 der modtages på hvert sted, tidsmærkes nøjagtigt og derefter over telefonlinier transmitteres til et centralt sted, hvor en næsten tidstro fasesammenligning foretages ved krydskorrelering af de to sæt signaler.

Det i patentskriftet illustrerede system omfatter modtagerantenner af 5 "tallerken"-reflektor-typen. Eftersom radiofeltintensi teten af et GPS-signal er lille i forhold til baggrundsstøjniveauet, og eftersom båndbredden af et GPS-signal langt overstiger båndbredden af en telefonlinie, er signal støjforholdet af den effekt, der transmitteres over telefonlinien fra hvert sted, lille. Det er i høj grad med det formål at hæ-10 ve dette signal støjforhold til et brugbart niveau, at antenner af "tallerken "-ty pen med store, samlende flader bruges i dette system. En anden vigtig grund til at bruge sådanne antenner er, at de er retningsbestemte, således at signaler, der når frem til antennen på anden måde end direkte fra den ønskede kilde, afvises.

15 Systemer til måling af basislinievektorer ved brug af andre slags signaler fra satellitter i kredsløb omkring Jorden er også kendt.

I en artikel med titlen "Miniature Interferometer Terminals for Earth Surveying" (MITES), offentliggjort i Bulletin Geodesique, bind 53 (1979), pp. 139-163, af Charles C. Counselman III og Irwin I. Shapiro, 20 beskrives et system, der foreslås anvendt til måling af basislinievektorer ved hjælp af multi frekvens radiosignaler, som skulle udsendes fra satellitter i jordkredsløb, et system, hvori de modtagne signalers faser bestemmes separat i hver ende af basislinien. Det vil sige, at det signal, der modtages det ene sted, ikke krydskorreleres med det signal, der 25 modtages det andet sted med henblik på bestemmelse af faseforskellen mellem de to signaler. For at løse fieriøsningsfaseproblematikken er MITES systemet baseret på en kombination af målinger ved et sæt af op til ti frekvenser beliggende med passende mellemrum mellem 1 og 2 GHz. Beklageligvis er der, så vidt vides, ingen af de satellitter, der i øje-30 blikket kredser omkring Jorden, som udsender sådanne signaler.

Systemer til måling af relativposition ved hjælp af signaler udsendt fra andre kilder end kunstige satellitter er også kendt. Et eksempel på et sådant system, der anvender transmission baseret på månen, er også omtalt i US patentskrift nr. 4 170 776.

35 Systemer til måling af enten en enkeltposition eller en relativposition ved hjælp af signaler fra andre kilder end kredsløbssatellitter kendes også. For eksempel er der i en artikel af W.O. Henry med titlen "Some Developments in Loran", offentliggjort i Journal of Geophysical

DK 163197 B

4

Research, bind 65, pp. 506-513, februar 1960, beskrevet et system til bestemmelse af en position (såsom et skibs på havet) ved hjælp af signaler fra jordbaserede (stationære) sendere. Systemet, der er kendt som Loran-C navigationssystemet, anvender kæder af flere tusinde kilometers 5 længde af synkroniserede sendere placeret på jordens overflade, hvor alle sendere bruger samme bærefrekvens, 100 kiloHertz, og hvor hver sender ampi itudemoduleres ved hjælp af et unikt, periodisk pulsmønster. Dette mønster, der indbefatter fortegnsskift for amplituden, gør det muligt for modtageren at skelne mellem signaler fra forskellige sendere. En 10 passende kombination af observationer fra mere end ét senderpar kan give en bestemmelse af modtagerens beliggenhed på jordoverfladen.

Et andet eksempel på et system af denne type er Omega-systemet, som er beskrevet i en artikel af Pierce med titlen "Omega", offentliggjort i IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, bind AES-1, nr.

15 3, pp. 206-215, december 1965. I Omega-systemet måles de modtagne signalers faseforskelle frem for hovedsagelig gruppeforsinkelserne som i Loran-C systemet. Eftersom de anvendte frekvenser i både Loran-C systemet og Omega-systemet er meget lave, er nøjagtighederne ved positionsbestemmelser med disse systemer ret ringe i sammenligning med de omtalte sa-20 tell itsystemer.

Den kendte teknik omfatter også andre fremgangsmåder til bestemmelse af position og relativposition ved hjælp af Global-Positioneringssy-stemet. Standardfremgangsmåden, der f.eks. er beskrevet i en artikel i Navigation, bind 25, nr. 2 (1978), pp. 121-146, af J.J. Spilker, Jr., og 25 yderligere er beskrevet i flere andre artikler, offentliggjort i den samme udgave af dette tidsskrift, er baseret på målinger af forskellene mellem gruppeforsinkelserne eller "tiderne" for modtagelse af GPS-signa-lernes kodemodulation. I princippet er denne fremgangsmåde en hyperbol sk positioneringsmetode og i det væsentlige lig LORAN's metode. GPS-modula-30 tionens båndbredde på omkring 10 MHz begrænser nøjagtigheden af gruppeforsinkelsesmålinger og derved af positionsbestemmelse ved hjælp af standardfremgangsmåden til flere decimeter. Nøjagtighed i størrelsesordenen én centimeter er potentielt til stede ved anvendelse af bærebølge-fasemålinger, som f.eks. beskrevet i en artikel af J.D. Bossier, C.M.

35 Goad og P.L. Bender med titlen "Using the Global Positioning System for Geodetic Positioning", offentliggjort i Bulletin Geodesique, bind 54, nr. 4, p. 553 (1980). Alle offentliggjorte fremgangsmåder til positionsbestemmelse ved hjælp af GPS-bærebølgefasen har imidlertid den ulempe,

DK 163197 B

5 at de kræver kendskab til og brug af kodemodulationen, som i sig selv kan være omsat til kode, eller kræver krydskorrelering af signaler modtaget forskellige steder, eller kræver brug af store antenner for at hæve det modtagne signalstøjforhold, og for at dæmpe interferens fra re-5 flekterede signaler, eller også har fremgangsmåden mere end én af disse ulemper. Den foreliggende opfindelse har ingen af disse ulemper.

Specielt kræver den foreliggende opfindelse intet kendskab til de koder, der modulerer GPS-bærebølgerne, kræver ikke krydskorrelering af et signal modtaget ét sted med et signal modtaget et hvilket som helst 10 andet sted, og kræver ikke brug af en stor eller meget retningsbestemt modtagerantenne.

Formålet med opfindelsen er at tilvejebringe en fremgangsmåde og et apparat til positionsbestemmelse gennem bestemmelse af basislinievekto-ren mellem to punkter på jorden, såsom målemærker, ved anvendelse af ra-15 diosignaler af typen dobbelt-sidebånd, undertrykt bærebølge, udsendt fra Global-Positioneringssystemets satellitter i jordkredsløb.

Dette opnås ifølge opfindelsen ved en fremgangsmåde til bestemmelse af positionen af et første punkt i forhold til positionen af et andet punkt under udnyttelse af radiosignaler med undertrykt bærebølge module-20 ret ved ikke-kendte, pseudo-tilfældige koder udsendt af jordomkredsende satellitter og modtaget ved det første og det andet punkt, hvor faserne for de modtagne signaler måles, og fasemålinger fra de to punkter kombineres til bestemmelse af de respektive positioner, hvilken fremgangsmåde er ejendommelig ved, at den omfatter 25 a) samtidig modtagelse af signalerne fra en flerhed af satellitter med en første omnidirektional antenne ved det første punkt og en anden omnidirektional antenne ved det andet punkt, b) generering af forudsigelser over Doppler-forskydningerne for de ved hver af antennerne modtagne signaler, 30 c) korrelation af det ved hver antenne modtagne signal med forudsigelserne for at kompensere for Doppler-forskydningerne, d) korrelation af det ved hver antenne modtagne signal med sig selv for kvadrering af den ikke-kendte, pseudo-tilfældige kodemodulering, således at de herved og de ved det foregående trin opnåede korrelations- 35 produkter har langsomt varierende fasevinkler, som står i forhold til faserne for de bærebølger, som er implicitte i de modtagne signaler, e) tidsmiddel værdi-dannelse af korrelationsprodukterne for at opnå data, som betegner fasen for en bærebølge, som er implicit i det signal,

DK 163197 B

6 der er modtaget fra hver af satellitterne ved hver antenne, og samtidigt for flere satellitter, og f) kombination af de fasebetegnende data fra begge antenner for at bestemme positionen af det første punkt i forhold til det andet punkt.

5 Det samme opnås ifølge opfindelsen ved et apparat til bestemmelse af positionen af et første punkt i forhold til positionen af et andet punkt under udnyttelse af radiosignaler med undertrykt bærebølge moduleret ved ikke-kendte, pseudo-tilfældige koder udsendt af jordomkredsende satellitter og modtaget ved det første og ved det andet punkt, hvor fa-10 serne af det modtagne signaler måles, og fasemålinger fra de to punkter kombineres for at bestemme de respektive positioner, hvilket apparat er ejendommeligt ved, at det omfatter a) en første omnidirektional antenne ved det første punkt og en anden omnidirektional antenne ved det andet punkt til samtidig modtagelse 15 af signaler fra flere satellitter, b) midler til at generere forudsigelser af Doppler-forskydningerne for de ved hver antenne modtagne signaler, c) midler til at korrelere det ved hver af antennerne modtagne signal med forudsigelsen for at kompensere for Doppler-forskydningen, 20 d) midler til at korrelere det ved hver antenne modtagne signal med sig selv for at kvadrere den ikke-kendte, pseudo-tilfældige kodemodulation, således at de herved og de ved de foregående trin opnåede korrelationsprodukter har langsomt varierende fasevinkler i forhold til faserne for de bærebølger, som er implicitte i de modtagne signaler, 25 e) midler til tidsmiddelværdi-dannelse af de resulterende korrelationsprodukter for at opnå data, som indikerer fasen for en bærebølge, som er implicit i det fra hver satellit modtagne signal ved hver antenne, og samtidigt for flere satellitter, og f) midler til kombination af de faseindikerende data fra begge an-30 tenner for at bestemme positionen af det første punkt i forhold til det andet punkt.

Herved kan effekterne og bærebølgefaserne af radiosignaler modtaget fra satellitter i GI obal-Positioneringssystemet bestemmes uden kendskab til de kodede signaler, som, i disse satellitters sendere, modulerer bæ-35 rebølgerne.

" Basislinievektoren mellem to punkter kan bestemmes ved måling af faserne af radiosignaler modtaget i hvert punkt, uden at det er nødvendigt at krydskorrelere det i ét punkt modtagne signal med det i det an-

DK 163197 B

7 det punkt modtagne signal, uden at registrere det i hvilket som helst af punkterne modtagne signal, og uden på anden måde at skulle overføre et signal fra det ene punkt til det andet eller fra begge punkterne til et fælles sted.

5 Positionsbestemmelsen sker ved hjælp af radiobølger uden at kræve brug af en retningsbestemt antenne.

Fremgangsmåden til måling af en basis!inievektor mellem to punkter på Jorden ved hjælp af radiointerferometri med anvendelse af radiosignaler udsendt af GPS-satellitter ifølge den foreliggende opfindelses prin-10 cipper omfatter måling af bærebølgefaserne hørende til de i hver ende af basislinien fra satellitterne modtagne signaler, og derefter behandling af faseinformationen fra begge steder under ét for at bestemme basis!i -nievektoren. Udstyret til måling af en basisiinievektor mellem to punkter på Jorden ved hjælp af radiointerferometri med anvendelse af radio-15 signaler udsendt af GPS-satellitter ifølge den foreliggende opfindelses principper omfatter to interferometer-feltterminaler, hvor én interfero-meter-feltterminal er indrettet til placering i hvert punkt, og hvor hver interferometer-feltterminal omfatter en antenne, en øvre og nedre sidebåndsseparator, flere korrelatorer og numeriske oscillatorer, og en 20 feltterminal datamat.

For at bestemme positioner ud fra signaler med udbredt spektrum udsendt af GPS-satellitter opfanges ifølge opfindelsen en første komposit eller sammenstilling af overlappende satellitsignaler med en i det væsentlige omnidirektional antenne. Dette første kompositsignal rekonstru-25 eres til at danne en anden komposit af rekonstruerede komposanter, idet hver af disse hænger sammen med fasen af et signal, som er implicit i satellitsignalerne. Forudsigelser af frekvensændringer på grund af Doppler forskydning, som må forventes for hver sådan komposant anvendes til at udfinde fasedata fra kompositten af rekonstruerede komposanter for at 30 udlede fasedata derfra.

Med apparatet og fremgangsmåden ifølge opfindelsen kan data angående position bestemmes ud fra signaler med udbredt spektrum uden hensyn til interferens. Signalerne med udbredt spektrum opfanges, og interferens ved kontinuerte bølger afvises ved eller nærved en udvalgt fre-35 kvens. Signalerne med udbredt spektrum rekonstrueres til at danne en komposant med kontinuert bølge ved den frekvens, ved hvilken positionsdata kan udfindes. Data udfindes uden interferens, fordi potentielt interfererende signaler, hvis de forefindes, afvises, før komposanterne

DK 163197B

8 rekonstrueres.

I det følgende forklares opfindelsen nærmere under henvisning til tegningen, hvor ens betegnelser repræsenterer ens dele, og hvor: 5 fig. 1 illustrerer et system til bestemmelse af en basislinievektor ved hjælp af radiointerferometri med GPS-satellitter ifølge den foreliggende opfindelses principper; fig. 2 er et blokdiagram over én af de i fig. 1 viste interfero-meter-felttermi nal er; 10 fig. 3 er et blokdiagram over den i fig. 2 viste antennekonstruktion; fig. 4 er et blokdiagram over den i fig. 2 viste modtagerenhed; fig. 5 er et blokdiagram over den i fig. 2 viste digitale elektroniske enhed; 15 fig. 6 er et blokdiagram over den i fig. 5 viste signalbehandlingskreds ; fig. 7 er et blokdiagram over ét af korrelatormodulerne i den i fig. 5 viste korrelatorkonstruktion; fig. 8 er et blokdiagram over ét af den numeriske oscillators modu-20 ler i den i fig. 5 viste numeriske osci11atorkonstruktion; og fig. 9 er et blokdiagram over den i fig. 2 viste feltterminaldatamat.

Den foreliggende opfindelse angår en teknik til måling af basis!i -25 nievektoren mellem to punkter, såsom målemærker, på Jorden ved hjælp af radiointerferometri med anvendelse af radiosignaler med dobbelt-sidebånd og undertrykt bærebølge, og udsendt af jordomkredsende satellitter i NAVSTAR GI obal-Positioneringssystemer (GPS). Teknikken indebærer måling af faserne af bærebølgerne hørende til de hvert sted modtagne signaler, 30 og derefter behandling af den hvert sted fremskaffede faseinformation for at bestemme basis!inievektoren. Én af fordelene ved teknikken er, at den måler bærebølgefaserne uden hensyn til kendskab til de kodede signaler, som bruges i satellitterne til at modulere bærebølgerne. En anden fordel er, at den ikke kræver transmission af de modtagne signa-35 ler, hverken tidstro eller ved transport af registreringer fra to steder til et fælles sted. En anden fordel er, at den ikke kræver brug af store eller meget retningsbestemte antenner. Endnu en fordel er, atden er relativt immun over for fejl forårsaget af spredning og refleksioner af

DK 163197 B

9 radiobølger, der forekommer tæt ved modtagerantennerne.

Selv om opfindelsen i det følgende vil blive beskrevet specielt med henblik på anvendelse i forbindelse med GPS-satellitter, skal det bemærkes, at visse aspekter deraf ikke er begrænset udelukkende til brug i 5 forbindelse med sådanne satellitter og kan være anvendelige i forbindelse med signaler modtaget fra andre kilder.

Som det vides, kredser satellitter i NAVSTAR Global-Positionerings-systemet omkring Jorden i cirka 20.000 km's højde og udsender signaler i et frekvensbånd med centerfrekvensen 1575,42 MHz, kendt som "Ll"-båndet, 10 og signaler i et andet bånd med centerfrekvensen 1227,60 MHz, kendt som "L2"-båndet. Signalerne moduleres, således at næsten symmetriske øvre og nedre sidebånd frembringes med bærebølgen fuldstændigt undertrykt.

For hvert bånd kan signalet, der modtages et givet sted fra en given satellit, anses for, som en funktion af tiden, at have formen: 15 s(t) = m(t) cos (2irfQt+^) + n(t) sin(2jrfQt+ø), i hvilken m(t) og n(t) er modulatorfunktioner og begge reelle funktioner af tiden; f er den nominelle bærebølgefrekvens, der er lig med 1575,42 MHz for Ll-båndet og 1227,60 MHz for L2-båndet; φ er den modtagne bærebølgefase, i radianer, som er ukendt og skal bestemmes. Begge modulator-20 funktioner m(t) og n(t) er pseudo-stokastiske funktioner af tiden med middelværdi nul. De to funktioner er indbyrdes ortogonale. Enhver af de funktioner, der er brugt til modulation af Ll-bærebølgen for en hvilken som helst satellit, er også ortogonal med den tilsvarende funktion, der er brugt til enhver anden satellit, selv om den samme m(t) eller n(t) 25 funktion, eller begge, for en given satellit kan bruges til at modulere både LI- og L2-bærebølgerne. Båndbredderne af de to funktioner m(t) og n(t) afviger med en faktor på nøjagtigt 10 fra hinanden, idet m(t) har den smalleste, og n(t) den bredeste båndbredde. I LI er sædvanligvis både m(t) og n(t) signal komponenterne til stede, og i L2 er kun n(t) kom-30 ponenten til stede, idet m(t) funktionen er sat til nul eller er "sat ud af drift". Effektspektraltætheden af m(t), som svarer til det modulationssignal, der i GPS-litteraturen er kendt som "clear/acquisition"-ko-den, er proportional med funktionen sin2(7rF/l,023 MHz) 35 - (jtF/1,023 MHz)2 hvori F repræsenterer modulationsfrekvensen. Denne funktion har halv bredde ved det halve af maksimum, ca. 450 KHz. Det vil sige, at funk-

DK 163197 B

10 tionsværdien er ca. 0,5 for F = ±450 kHz, mens værdien er én for F = 0. Effektspektraltætheden af n(t), som svarer til det modulationssignal, der i GPS-litteraturen er kendt som "precise code", eller "P code", er proportional med 5 sin2(irF/10,23 MHz) (irF/10,23 MHz)2

Den halve bredde ved det halve maksimum af effektspektraltætheden af n(t) er således omkring 4,5 MHz.

10 For Ll-signalet, 1575,42 MHz, er middel-kvadratværdien af n(t) i reglen lig med det halve af den tilsvarende værdi for m(t); det vil sige <n2(t)> = 0,5 <m2(t)>.

(Det er muligt at drive en GPS-satellit på en ganske særlig måde, således at forholdet mellem middelkvadratværdierne, eller effektforholdet, 15 er forskelligt fra 0,5; specielt er værdien nul mulig.) Forholdet mellem n(t)'s og m(t)'s effektspektraltæthed er derfor almindeligvis lig med omkring 0,5 : 10 = 0,05 for en F-værdi nær nul, således at hvis et bånd-pasfilter afstemt til m(t)'s spektrum centreres på LI-bærefrekvensen, så vil omkring 90% af udgangseffekten fra dette filter stamme fra m(t) sig-20 nal komponenten, og mindre end 10% vil stamme fra n(t) komponenten. For at gøre det enkelt, vil det derfor i resten af denne beskrivelse blive antaget, at GPS Ll-signalet ikke har nogen n(t) komponent og har den mere enkle form: s(t) = m(t) cos^f0t+ø).

25 I almindelighed er den modtagne bærebølgefase ø en langsomt varie rende funktion af tiden, så den faktiske modtagne bærefrekvens er givet ved den aritmetiske sum: f = f0 + (21Γ)"1 (#/dt), hvor fn er den nominelle bærefrekvens, og dø/dt er den afledte af φ med 0 _1 30 hensyn til tiden. Ved "langsomt varierende" menes, at (2π) (dø/dt) er meget lille i sammenligning med f og med båndbredden af m(t). Hovedårsagen til, at ø varierer med tiden, er Doppler-forskydning, som kan bevirke, at f afviger fra f med plus eller minus op til omkring 4,5 kHz.

Det modtagne signal s(t) indeholder ingen diskret spektral effekt-35 komponent ved bærefrekvensen, fordi middelværdien af m(t) er nul. Bærebølgen er derfor fuldstændigt undertrykt, og effektspektraltæthedsfunktionen af Ll-signalet s(t) er lig med effektspektraltæthedsfunktionen af modulationen m(t), oversat fra basisbånd til den modtagne bærefrekvens

DK 163197 B

11 f. Da m(t) er en reel funktion af tiden, er dens effektspektraltæthed en lige symmetrisk funktion af frekvensen. Effektspektraltætheden af s(t) har altså lige symmetri med hensyn til bærefrekvensen f, og siges at være et dobbelt-sidebånd spektrum. Den del af dette effektspektrum, der 5 svarer til frekvenser større end f, kaldes det øvre sidebånd; den del, der svarer til lavere frekvenser, er det nedre sidebånd. [Den lille asymmetri, højst omkring 3 ud af 10®, mellem det øvre og det nedre sidebånd, der skyldes Doppler "strækning" af signalet, har ingen betydning her.] 10 Ifølge den foreliggende opfindelse anbringes en antenne ved hver ende af basislinievektoren. De af hver antenne modtagne signaler deles i øvre og nedre sidebåndskomponenter. Disse adskilte komponenter filtreres, konverteres til én-bits digitalform og multipliceres så sammen.

Deres produkt analyseres digitalt ved korrelation med en lokal oscilla-15 tors kvadratur-udgangssignaler for at bestemme effekten og fasen, i forhold til den lokale oscillator, af den bærebølge, som hører til dobbelt-sidebånd-signalet, der modtages fra hver satellit. Forskelle i Doppler-forskydning bruges til at skelne imellem bærebølgerne fra forskellige satellitter. Effekterne og bærebølgefaserne af signalerne fra flere sa-20 tellitter måles altså samtidigt, og numeriske data, der repræsenterer måleresultaterne, fås ved hvert målemærke. Målingerne udføres tidstro ved hvert mærke uden hensyn til signaler, der modtages et hvilket som helst andet sted, og uden kendskab til nogen af de kodede signaler, der modulerer GPS-bærebølgerne. Dataene fra de samtidigt, men uafhængigt ud-25 førte målinger ved to målemærker, én gang i sekundet i et tidsrum af tilstrækkelig varighed, såsom omkring 5.000 sekunder, behandles så under ét for at bestemme den basislinievektor, som strækker sig fra det ene mærke til det andet. To fremgangsmåder til behandling bliver beskrevet.

I hver af fremgangsmåderne udregnes en "ikke entydig funktion", som er Λ 30 en funktion af måledataene og en prøveværdi b af basislinievektoren.

Λ

Vektorrummet for b gennemsøges systematisk for at finde den ene værdi

Λ A

af b, der maksimerer den udregnede funktion. Denne værdi af b tages for at være den ønskede bestemmelse af den ukendte basislinievektor B.

I fig. 1 er vist et system 11 til bestemmelse af basislinievektoren 35 B ifølge den foreliggende opfindelse. Basislinievektoren B, som herefter af og til også omtales ved navnet "basislinie", er den relative positionsvektor for det ene målemærke SM-2 i forhold til det andet mærke SM-1. Basislinien strækker sig fra målemærke SM-1, som ligger i udgangs-

DK 163197B

12 punktet for eller den ene ende af basislinien, til målemærke SM-2, som ligger i endepunktet for eller den anden ende af basislinien. Systemet 11 omfatter to intelligente interferometerfeltterminaler 13-1 og 13-2, hvoraf én er anbragt ved hver ende af basislinien, og en datamat, som 5 konstruktionsmæssigt og funktionsmæssigt kan være inkorporeret i og være en del af én af terminalerne 13, eller kan være en særskilt enhed 15, som vist.

Udstyret kræver, til dets sædvanlige operation, visse numeriske data fra ydre kilder. Det kræver også nogle midler til at overføre numeri-10 ske data mellem datamaten 15 og hver terminal 13 før og efter, eller (valgfrit) under udførelse af basisliniemålingerne.

Før målingerne til bestemmelse af basislinien påbegyndes, fodres datamaten 15 med data fra et første datalager 17, der repræsenterer banerne for flere af 6PS-satellitterne, hvoraf to, identificeret GPS-1 og 15 GPS-2, er vist som illustration sammen med til nærmede data, der repræsenterer målemærkerne SM-1 og SM-2's beliggenhed, og som fås fra et andet datalager 19. Sidstnævnte data kan f.eks. repræsentere beliggenheden af målemærkerne med få kilometers nøjagtighed. Ud fra disse data med hensyn til satellitbane og målemærke beliggenhed producerer datamat 15, 20 i tabel form som funktion af tiden, en forudsigelse af den Doppler-fre-kvensforskydning, som det af hver GPS-satellit udsendte 1575,42 MHz signal vil have, når det modtages, ved hvert målemærke. Datamat 15 producerer også, i tabel form, en forudsigelse af effektniveauet for det signal, der skal modtages fra hver satellit ved hvert mærke. Den forudsagte ef-25 fekt er nul, hvis satellitten vil være under horisonten; og effekten er en funktion af den forudsagte elevationsvinkel for satellitten over horisonten på grund af forstærkningens vinkelafhængighed i en modtagerantenne (ved mærket), og sædvanligvis i mindre grad i en senderantenne (på satellitten). Tabellerne over forudsagte frekvensforskydninger og effek-30 ter - gældende for et tidsrum, der omslutter tidsrummet for de forventede målinger, og for alle de GPS-satellitter, der forventes at være synlige ved hvert målemærke - viderebringes nu ved hjælp af et hvilket som helst kendt middel, såsom telefon eller radiotelefonkæde, til, og ledes ind i hukommelsen på, en mindre datamat, der er indeholdt i den særskil-35 te interferometerfeltterminal 13, som bliver, eller allerede er, anbragt ved det målemærke. Alternativt kan tabellerne over frekvens- og effektforudsigelserne produceres af datamaten inden i interferometerfeltterminal en.

DK 163197 B

13

Doppler-frekvensforudsigelserne beregnes efter formler, som er velkendte inden for området. Fejlstørrelserne i sådanne forudsigelser er af størrelsesordenen 1 Hertz pr. kilometers fejl i den antagne beliggenhed af målemærket. Den ekstra fejl i frekvensforudsigelsen, der skyldes fejl 5 ved ekstrapolationen af satellitbanen, er normalt af størrelsesordenen 1 Hertz eller mindre for forudsigelser, der er gjort mindst én dag i forvejen. Fejl på op til flere Hertz i frekvensforudsigelsen kan tolereres i forbindelse med den foreliggende opfindelse. Forudsigelserne af den modtagne effekt behøver ikke at være særligt nøjagtige; fejl på flere 10 decibel ville kunne tolereres, da disse forudsigelser ikke bruges til noget særligt kritisk formål. De tjener hovedsageligt til at gøre det muligt for feltterminal datamaten at kontrollere, om det er det ønskede signal og ikke et eller andet falsk signal, der modtages. Ved eventuelt at ofre lidt i pålidelighed kunne man undlade effektforudsigelsestabel -15 lerne.

En interferometerfeltterminal 13, der er blevet anbragt ved et må-lemærke, modtager nu 1575,42 MHz signalerne samtidigt fra flere satellitter, op til syv, men i intet tilfælde færre end to satellitter. For at opnå en nøjagtig bestemmelse af basislinien er det absolut nødven-20 digt, at terminalerne i begge ender af basislinien observerer satellitterne sideløbende.

Elektroniske kredse (som vil blive beskrevet i det følgende) i hver terminal deler de modtagne signaler i øvre og nedre sidebåndskomponenter, og analyserer, under anvendelse af forudsigelserne af Doppler-fre-25 kvensforskydningen, disse sidebåndskomponenter for at bestemme effekten og fasen af bærebølgen hørende til det fra hver satellit modtagne signal. Data fra disse effekt- og fasebestemmelser lagres i feltterminalen og returneres til slut til den centrale datamat 15 ved hjælp af ét eller andet konventionelt middel.

30 Dataene fra de to interferometerfeltterminal er 13-1 og 13-2 må behandles under ét for at opnå en nøjagtig bestemmelse af basislinievekto-ren.

Det bør bemærkes, at midler til langdistance-kommunikation eller dataoverførsel ikke er nødvendige for dette udstyrs drift. Terminalerne 35 13-1 og 13-2 kan fysisk transporteres til samme sted som datamat 15, og forudsigelsestabellerne kan dér overføres fra datamat 15 til terminalerne 13. Terminalerne 13 kan så, med tabellerne i deres hukommelser, føres til målemærkerne SM-1 og SM-2, hvor satellitterne observeres. Efter af-

DK 163197 B

14 slutningen på disse observationer kan terminalerne 13 føres tilbage til det sted, hvor datamaten 15 befinder sig, og bærebølgefasedataene kan overføres fra begge terminaler til datamaten til behandling.

Fig. 2 illustrerer de vigtigste komponenter i en interferometerter-5 minal 13, også kaldet "feltterminalen". Hver feltterminal 13 har en antennekonstruktion 21 forbundet med en elektronisk konstruktion 23 ved hjælp af et koaksi al kabel 25.

Hver antennekonstruktion 21 omfatter en antenne 27 og en forforstærkerkonstruktion 29. Antennen er anbragt på målemærket SM og place-10 ringen af antennens 27 fasecentrum i forhold til målemærket SM må være nøjagtig kendt. Den i nævnte patentansøgning beskrevne antenne er tilfredsstillende i så henseende; usikkerheden ved placeringen af dens fasecentrum er højst nogle få millimeter.

Antenne 27 modtager de 1575,42 MHz radiosignaler, der udsendes af 15 GPS-satellitterne. De modtagne signaler forstærkes af forforstærkeren 29 og føres gennem koaksialkablet 25 til en modtagerenhed 31, der er indeholdt i den elektroniske konstruktion 23, og som omfatter en sidebåndsseparator 33, en modtagereffektkreds 34, og en oscillatorkreds 35.

I sidebåndsseparatoren 33 skilles den øvre sidebånddel i signaler-20 ne, der omfatter den del af de fra alle satellitter under ét modtagne signaler, som dækker et område af radiofrekvenser, der strækker sig opad fra 1575,42 MHz, fra den nedre sidebånddel, der svarer til radiofrekvenser under 1575,42 MHz. For at udføre denne adskillelse bruger sidebåndsseparatoren 33 et 1575,42 MHz referencesignal, der er tilvejebragt af 25 oscillatorkredsen 35.

Modtagerenheden 31 afgiver tre signaler, i analog form, til en digital elektronisk enhed 37. Det ene analogsignal, benævnt u(t), repræsenterer den øvre sidebåndskomponent af de modtagne radiofrekvenssignaler, oversat til basisbånd. Det andet analogsignal, benævnt £(t), repræ-30 senterer den nedre sidebåndskomponent, også omsat til basisbånd. Hvert af disse to signaler indeholder bidrag fra alle synlige satellitter. Det tredie signal, som den digitale elektroniske enhed 37 forsynes med, er et sinussignal med en frekvens på 5,115 MHz, der er udgangssignalet fra en selvsvingende, stabil quartz-krystal oscillator i oscillatorkredsen 35 35. Udgangssignalet fra samme oscillator frekvensmultipliceres med en fast, heltallig faktor på 308 inden i oscillatorkonstruktionen for at skaffe den referencefrekvens på 1575,42 MHz, der bruges af sidebåndsseparatoren. Nøjagtigheden af de af osci11atorkonstruktionen 35 frembragte

DK 163197 B

15 g frekvenser er typisk omkring én til 10 , selv om en nøjagtighed på én

O

til 10 ville kunne tolereres.

I den digitale elektroniske enhed 37 omsættes hvert af de tre analoge indgangssignaler til et digitalt-logisk signal. De digitale signa-5 ler behandles, styret af en feltterminaldatamat 39, således at bærebølgeeffekt og fasedata produceres. Den digitale elektroniske enhed 37 er forbundet med feltterminaldatamaten 39 ved hjælp af en tovejs databus 41. Feltterminaldatamat 39 kan være en Digital Equipment Corporation (DEC) model LSI-11/2 mikrodatamat; databussen 41 kan i så tilfælde være 10 DEC "Q" bussen.

Bærebølgefasedataene lagres i hukommelsen på feltterminal datamaten 39, indtil det ønskes at videregive disse data til den centrale datamat 15 til behandling. Som anført kan den centrale datamat 15 udelades, og behandlingen udføres i én af feltterminaldatamaterne 39. Fasedataene kan 15 også af feltdatamaten 39 udskrives på et datalagringsmedium, såsom et magnetisk kassettebånd eller et pladelager (ikke vist). Dataene kan også viderebringes via direkte elektrisk forbindelse eller via en modem og telefonforbindelse, eller ved hjælp af mange andre standardmidler.

I fig. 3 er komponenterne i antennekonstruktionen 21 vist mere de-20 taljeret. Konstruktion 21 omfatter en antenne 27, der, som nævnt, er opbygget således, at dens fasecenter kan anbringes nøjagtigt i forhold til målemærket. De af antenne 27 modtagne 1575,42 MHz radiosignaler ledes til forforstærkerkredsen 29, hvis funktion er at hæve deres effektniveau tilstrækkeligt til at overvinde dæmpningen fra koaksialkablet 25, som 25 forbinder antennekonstruktionen 21 med modtagerenheden 31, og til at overvinde den baggrundsstøj, der produceres i indgangsforstærkeren i modtagerenheden 31.

I forforstærkerkredsen 29 filtreres de fra antenne 27 modtagne signaler først af et båndpasfilter 43 med cirka 50 MHz båndbredde og cen-30 terfrekvensen 1575,42 MHz. Funktionen af filter 43 er at forhindre overbelastning af modtagerenhed 31 på grund af kraftige, falske signaler, som kan være til stede udenfor GPS-signalbåndet, Udgangssignalet fra båndpasfilter 43 ledes ind i en passiv begrænserdiode 45 med det formål at beskytte en forstærker 47 med lavt støjniveau mod at blive brændt af 35 af eventuelle meget kraftige signaler, såsom dem, der kunne blive udsendt af nærliggende højeffekt-radarsystemer. Forstærkeren 47 med det lave støjniveau er en standard gallium-arsen felteffekt-transistor (FET) forstærker med et støjtal på omkring 2 db.

DK 163197B

16 DC effekt til forstærkeren med det lave støjniveau tilføres via koaksialkablet 25, der er tilsluttet forforstærkerkonstruktionen 29 fra modtagerenheden 31 gennem en radiofrekvens-drossel 49 og en spændingsregulator 51. En kondensator 53 forbinder radiofrekvensudgangssignalet fra 5 forstærkeren 47 med kablet 25, mens den spærrer for jævnstrømseffekten fra forstærkeren.

I fig. 4 er komponenterne i modtagerenheden 31 vist mere detaljeret. Modtagerenheden 31 indeholder en modtagereffektkreds 34, en sidebåndsseparator 33 og en oscillatorkreds 35. Modtagereffektkredsen 34 10 frembringer jævnstrømseffekt til driften af oscillatorkredsen 35, sidebåndsseparatoren 33, og, gennem koaksialkablet 25, forstærkeren 47 med det lave støjniveau i antennekonstruktionen 21. Oscillatorkredsen 35 forsyner sidebåndsseparatoren 33 med en referencefrekvens på 1575,42 MHz og den digitale elektroniske enhed 37 med en referencefrekvens på 5,115 15 MHz. Sidebåndsseparatoren 33 deler de signaler, der modtages i et radiofrekvensbånd med centerfrekvensen 1575,42 MHz, og som forløber opad og nedad fra denne frekvens, i separate øvre og nedre sidebåndskomponenter ved basisbånd.

Modtagereffektkredsen 34 indeholder regulerede d.c. effektforsy-20 ninger 61 og, derudover, et batteri 63. Batteriet 63 muliggør effektforsyning uden afbrydelse til krystal oscillatoren 65 i oscillatorkredsen 35, til realtidsuret i den digitale elektroniske enhed 37, og til datahukommelsen i feltterminal datamaten 39, til trods for eventuelle afbrydelser af den eksterne hovedforsyning af elektrisk effekt. Derved vil 25 oscillatorens frekvensstabilitet blive bibeholdt, urets tidsindstilling vil ikke gå tabt, og data lagret i datamathukommelsen vil ikke gå tabt.

Oscillatoren 65 i oscillatorkredsen 35 er en quartz krystal oscillator, f.eks. en Frequency and Time Systems (FTS) model 1001, som frembringer en udgangsfrekvens på 5,115 MHz med en usikkerhed på mindre end o in 30 én til 10 . FTS-modellen 1001 har en stabilitet på omkring én til 10 12 pr. dag, og én til 10 over tidsintervaller af størrelsen 1 til 100 sekunder, og er derfor mere end tilstrækkelig til denne anvendelse. Oscillator 65 frembringer to identiske udgangssignaler, ét, der går til den digitale elektroniske enhed 37, og et andet, der går til en 1575,42 MHz 35 synteseenhed 67 i oscillatorkredsen 35.

1575,42 MHz synteseenheden 67 indeholder en spændingsstyret transi-storoscillator (VC0) 69, der oscillerer ved en frekvens på 393,855 MHz, hvilket er lig med 77 gange 5,115 MHz. Denne oscillators fase stabilise-

DK 163197 B

17 res i forhold til fasen af 5,115 MHz referencen gennem indvirkningen fra en faselåsningssløjfe bestående af VCO 69, en kobler 71, en divisionskreds 73, en fase-frekvens fejldetektor 75, og et sløjfefilter 77. En del af udgangseffekten fra VCO 69 kobles af kobleren 71 til indgangen på 5 frekvensdivisionskredsen 73, som omfatter integrerede standardkredse af emitter-koblet-logik (ECL), der dividerer med 11 og derefter med 7. Udgangssignalet fra divisionskreds 73 er det "variable" indgangssignal, og 5,115 MHz udgangssignalet fra oscillator 65 er "reference" indgangssignalet til fase-frekvensdetektoren 75, der er en standard ECL integreret 10 kreds, f.eks. Motorola, type nr. MC12040. Udgangssignalet fra detektoren 75 lavpas-filtreres i sløjfefilter 77 for at fremskaffe styrespændingen, der tilføres VCO 69. Udgangssignalet fra VCO 69 firdobles i frekvens af en følge af to standard balancerede doblerdioder 79, og forstærkes af en forstærker 81 for at fremskaffe den 1575,42 MHz udgangsfrekvens, der 15 driver sidebåndsseparatoren 33.

De på indgangen 83 til sidebåndsseparatoren 33 fra antennekonstruktionen 21 gennem koaksialkablet 25 modtagne signaler, der ligger i et bånd med centerfrekvensen 1575,42 MHz, kobles af en d.c. spærrekondensator 85 gennem et båndpasfilter 87 og forstærkes af en indgangsforstærker 20 89. DC effekt til forforstærkeren 29 (i antennekonstruktionenJ tilsluttes koaksialkablet 25 gennem en radiofrekvens-drossel 91 fra modtageref fe ktkredsen 34.

En r.f. effektdeler eller "hybrid" 93, en 1575,42 MHz lokaloscillator kvadraturhybrid 95, to dobbelt-balancerede mixere 97 og 99, og en 25 bredbåndsvideofrekvens-kvadraturhybrid 101 i sidebåndsseparatoren 33 omfatter en dobbelt, enkelt-sidebånds, radiofrekvens-til-basisbånd omformer eller "demodulator" af den konventionelle "phasing" type. En sådan demodulator er f.eks. beskrevet i en artikel i Proceedings of the IEEE, bind 59 (1971), pp. 1617-1618, af Alan E.E. Rogers. Dens virkemåde her 30 kan beskrives som følger.

Lad f betegne frekvensen af det referencesignal, som sidebåndsseparatoren 33 forsynes med fra oscillatorkredsen 35. Nominelt er f lig med 1575,42 MHz, hvilket er lig med den nominelle bærebølgefrekvens for GPS-satellit "LI" transmissioner, før (første-ordens) Doppler-forskyd-35 ning. Udgangssignalerne 102 og 103 fra kvadraturhybriden 95 kan så skrives som henholdsvis sin 2irfQt og cos 2irfQt. Disse udgangssignaler, som er i tværfase med hinanden, er "lokaloscillator" indgangssignalerne til mixerne, henholdsvis 97 og 99. R.f. indgangssignalerne til de to mixere

DK 163197B

18 er identiske. Basisbånd-udgangssignalerne fra mixerne er, som følge heraf, identiske, bortset fra en faseforskydning på π/2 radianer. (Til "basisbånd" henregnes den række af frekvenser, som ligger nærmere ved nul end ved f , og som svarer til forskellen mellem indgangsfrekvensen og 5 f .) Retningen af denne faseforskydning, forud eller bagud, afhænger af, om indgangssignal frekvensen er over eller under f . Det er således muligt at vælge indgangssignaler fra enten øvre-sidebånd (indgangsfrekvensen højere), eller nedre-sidebånd, og at forkaste det andet sidebånd ved at forskyde fasen af én mixers udgangssignal yderligere π/2 radianer, og 10 derefter enten lægge de to mixerudgangssignaler sammen eller trække dem fra hinanden (afhængigt af, hvilket sidebånd der ønskes).

Tværfasehybriden 101, der har to indgange 109 og 111 og to udgange 105 og 107, udfører denne π/2 faseforskydning og sammenlægning/fratræk-ning. Signalet på den øverste udgang 105 på hybriden 101 er givet ved 15 den aritmetiske sum af signalet på den øverste indgang 109, plus signalet på den nederste indgang 111, idet begge indgangssignaler er blevet faseforsinket med et beløb, der afhænger af frekvensen, men med faseforskydningen af signalet på den nederste indgang større end forskydningen af signalet på den øverste indgang med en konstant på π/2 radianer, uaf-20 hængigt af frekvensen. Signalet på den nederste udgang 107 er givet ved den aritmetiske forskel mellem de samme to forskelligt faseforskudte signaler på indgangene 109 og 111, hvor forskellen skal tages i betydningen: øverste minus nederste. Den specificerede faseforskel på π/2 radian (en kvart cyklus) fastholdes nøjagtigt for alle frekvenser mellem 25 f^p og i det mindste f^p, hvor f^p « 10 kHz er meget mindre end f^p * 450 kHz, og f^p tilnærmelsesvis er lig med den ensidede båndbredde af GPS "C/A" modulationen m(t), som tidligere omtalt. Indretningen af en tværfasehybrid med disse egenskaber er givet i den citerede artikel af Rogers.

30 Nu forstærkes udgangssignalerne fra tværfasehybriden 101 særskilt af identiske videoforstærkere 113 og 115, og filtreres af højpas-filtre 117 og 119 og lavpas-filtre 121 og 123. Filtre 117 og 119 er identiske højpas-filtre med lavfrekvens-grænse ved fHP* Formålet med højpasfiltrene 117 og 119 er at fjerne jævnstrømskomponenterne og eventuelle lav-35 frekvens-spektralkomponenter i mixerudgangssignalet med frekvenser, der er lig med, eller lavere end, den største forekommende Doppler-forskyd-ning, som et GPS-satellitsignal kan have.

Det er ønskeligt at afvise alle sådanne komponenter, fordi de el-

DK 163197 B

19 lers kunne forstyrre den efterfølgende bestemmelse, i den digitale elektroniske enhed og feltterminaldatamaten, af den modtagne, Dopplerforskudte bærebølgefase. Sådanne eventuelt forstyrrende signaler kunne omfatte lavfrekvent "flimmerstøj" produceret i selve mixerne, eller kun-5 ne være et resultat af en kombination af manglende mixerbalance og (uønskede) lavfrekvente amplitude- eller fasefluktuationer i 1575,42 MHz referencesignalet, eller af forstærkningen i nogle af de radiofrekvenssi gnal forstærkere, der kommer før mixerne. En anden mulig kilde til lavfrekvent forstyrrelse er "brum" eller pulsationer i effektforsyningens 10 udgangsspændinger og strømme. En anden kilde kunne være et forstyrrende kontinuert-bølge signal, som i frekvens ligger tæt på f .

Lavpas-filtre 121 og 123 er identiske lavpasfiltre med båndbredde lig med f^p, der er lig med den énsidede båndbredde af m(t). Reaktionen fra hvert filter, som en funktion af frekvensen, tilpasses m(t)'s ef-15 fektspektral-tæthed. Formålet med disse filtre er at afvise støj og forstyrrelse uden for m(t)'s båndbredde. Bemærk, at GPS "P kode" modulationssignalet n(t) med den brede båndbredde her normalt ville udgøre en kilde til forstyrrelser. Det meste, omtrent 80%, af den effekt, der stammer fra n(t), afvises af disse lavpas-filtre. Denne afvisningsgrad 20 er tilstrækkelig til at sikre, at "P kode" forstyrrelsen har en uvæsentlig indflydelse. Det bemærkes imidlertid, at hvis m(t) modulationen med den snævre båndbredde blev sat ud af drift i GPS-satellitterne, så ville n(t) modulationen med den brede båndbredde ikke længere repræsentere et uønsket, forstyrrende signal; det ville blive det ønskede signal. Et så-25 dant skift i GPS-signalstrukturen kunne realiseres ved en forøgelse af båndbredden af lavpas-filtrene 121 og 123 med en faktor 10, så de passede til det ny "signal".

Udgangssignalet u(t) fra lavpasfilter 121 repræsenterer den ned-om-formede og filtrerede, øvre sidebåndskomponent af det oprindelige signal 30 s(t); og udgangssignalet £(t) fra lavpasfilter 123 repræsenterer det nedre sidebånd. Det bør bemærkes, at u(t)'s spektrum vil blive forskudt opad i frekvens, og at £(t)'$ spektrum vil blive forskudt nedad i frekvens i forhold til den oprindelige modulation m(t)'s spektrum med et beløb, der er lig med (f-fQ), der er forskellen mellem den faktiske mod-35 tagne bærebølgefrekvens f og lokaloscillatorfrekvensen fQ. [Hvis Doppl er-forskydningen af bærebølgen, (f-fQ), er negativ, så forskydes u(t)'s spektrum nedad og £(t)'s opad.] Størrelsen af denne forskydning antages at være mindre end f^p og meget mindre end fy,. Denne antagelse

DK 163197B

20 vil være opfyldt, hvis frekvensforskydningen primært skyldes Doppler-forskydning, der aldrig kan overstige 5 kHz, forudsat at fHP er sat tilnærmelsesvis lig med 10 kHz. Enhver afvigelse i frekvensen af reference-krystal oscillatoren 65 fra den ønskede 5,115 MHz frekvens vil også 5 forårsage en (308 gange større) forskydning af u(t)'s og £(t)'s spektrum. Normalt vil sådan en forskydning imidlertid være betydeligt mindre end fHp.

Ud over frekvensforskydningen af de øvre og nedre sidebånd-udgangs-signaler u(t) og £(t) er der en frekvensafhængig, spredende faseforskyd-10 ning af hvert udgangssignal, som skyldes tværfasehybriden 101. I den specielle kvadraturhybrid, som er omtalt i ovennævnte artikel af Alan E.E. Rogers, er faseforskydning imidlertid for lille til at være af betydning. På lignende måde vil de følgende faseforskydninger, der introduceres af båndpas-filteret 87 og høj- og lavpas-filtrene 117, 119, 121 15 og 123, være ubetydelige, hvis standard filterkonstruktioner benyttes.

Hver af disse indvirkninger har også en tilbøjelighed til at gå ud mod hinanden, når forskellen mellem terminaler bruges i den følgende databehandling. Indvirkningerne elimineres ikke fuldstændigt, fordi to filtre aldrig er nøjagtigt ens; også Doppler-forskydningerne på forskellige 20 steder er forskellige på et givet tidspunkt. De resterende indvirkninger er imidlertid ubetydelige, som det er blevet vist ved direkte udregning og er bekræftet ved egentlige forsøg.

I fig. 5 er vist et blokdiagram over den digitale elektroniske enhed 37. Den digitale elektroniske enhed 37 omfatter en signalbehand-25 lingskreds 125, en korrelatorkonstruktion 127, der indeholder et sæt på syv identiske korrelatorer, en numerisk oscillatorkonstruktion 129, der indeholder et tilsvarende sæt på syv identiske numeriske oscillatorer, og et realtidsur 131, hvor korrelatorkonstruktionen 127, den numeriske oscillatorkonstruktion 129 og realtidsuret 131 er forbundet af en data-30 bus 133 med hinanden og med feltterminal datamaten 39. Signal behandl ings-kredsens 125 første funktion er at omforme det analoge, øvre-sidebånds-signal u(t), det analoge nedre-sidebåndssignal i[t) og det analoge 5,115 MHz sinussignal, hvert til et binært "digitalt" eller "logisk" signal, der er egnet til behandling af konventionelle transistor-transistor-lo-35 gik (TTL) kredse.

Signalbehandlingskredsen 125 producerer kun to udgangssignaler. Det ene er en binær, TTL-logik-niveau, firkantet, periodisk bølgeform med en frekvens på 10,23 MHz, frembragt ved frekvensfordobling af 5,115 MHz

DK 163197 B

21 indgangssignalet. Dette 10,23 MHz udgangssignal tjener som et "clock"-signal til at styre koordineringen af alle de følgende digitale kredse.

Dette clock-signal divideres med 1023 (= 3 x 11 x 31) i realtidsuret 131 for at få ét tik pr. 100 mikrosekunder; flere divisioner med efterføl-5 gende faktorer på 10 giver så en fuldstændig decimal repræsentation af tiden i sekunder, hvor de mindst betydende cifre repræsenterer enheder på 10'4 sekunder. Tiden er altid læselig i denne form via databussen 133. Operationen af korrelatorkonstruktionen 127, den numeriske oscillatorkonstruktion 129, og feltterminaldatamaten 39 styres alle af real-10 tidsuret 131 gennem databussen 133.

Det andet "digitale" udgangssignal fra signalbehandlingskredsen 125 afledes fra de analoge indgangssignaler u(t) og i(t), og er en binær, TTL-logik-niveau, ikke-periodisk bølgeform. Dette udgangssignal frembringes af en TTL exclusive-nor logisk port, der har to indgange: den 15 ene indgang repræsenterer fortegnet for u(t) indgangssignalet, og den anden fortegnet for i(t). Portudgangen er således "Sand" (S, eller binært 1), hvis og kun hvis analogsignalerne u(t) og £(t) har samme fortegn.

Fig. 6 viser et blokdiagram over signalbehandlingskredsen 125. Det 20 analoge signal u(t) føres ind i en komparator 135, hvis udgangssignal er et TTL-logikniveau, Sand, når u(t) er positiv, og Falsk, når u{t) er negativ. Dette TTL logiksignal bruges som det ene indgangssignal for en TTL exclusive-nor port 137. Det analoge signal £(t) føres på tilsvarende måde til en komparator 139, hvis udgangssignal bruges som det andet ind-25 gangssignal for exclusive-nor porten 137. Det af krystaloscillatoren 65 frembragte 5,115 MHz sinussignal føres ind i en konventionel analog frekvens doblerkreds 141, hvis udgangssignal føres til en tredie komparator 143 for at frembringe et 10,23 MHz, firkantbølge, TTL-niveau udgangssignal. 10,23 MHz udgangssignalet bruges også som "clock"-indgangs-30 signal for en flip-flop 145, der eksemplerer og holder udgangssignalet fra port 137. Udgangssignalet fra flip-flop 145 er således exclusive-nor funktionen af fortegnene for u(t) og £(t), eksempleret med en ensartet hyppighed på 10,23 x 106 gange pr. sekund, og fastholdt mellem eksemple-ringstidspunkterne. Det er velkendt teknik inden for radiointerferome-35 tri, som omtalt f.eks. af J.M. Moran i en artikel offenttliggjort i Methods of Experimental Physics, bind 12, del C, ρρ. 228-260, at den binære funktion af tiden UBL har en Fourier-transformation, eller et "spektrum", som både i fase og i relativ amplitude er en god tilnærmelse

DK 163197 B

22 til Fourier-spektret af det analoge produkt u(t)2(t). Tilnærmelsens nøjagtighed afhænger af, om de analoge signaler har en tilfældig og gaus-sisk karakter. Korrelationskoefficienten mellem de to indgangssignaler skal også være meget mindre end 1. (Faktisk "ryster" støjen komparato-5 rernes ulineariteter ud. Exclusive-nor porten 137 kan betragtes som en multiplikator, hvis to indgangssignaler har værdierne +1 og -1.) Disse betingelser er opfyldt ganske godt i det foreliggende system. I det følgende betragtes logikniveauet fra flip-flop 145 derfor ganske enkelt som en repræsentation af produktet u(t)£(t).

10 U8L "produktet" fra signalbehandlingskredsen 125 føres parallelt ind i hver af de syv identiske korrel atorer i korrelatorkonstruktionen 127.

Før beskrivelsen af opbygningen af korrelatorkonstruktionen 127 vil dens operationsprincipper kort blive forklaret.

15 I hver korrelator korreleres u(t)£(t) produktet med binære tilnærmelser til sinus- og cosinusfunktioner af tiden, som er genereret af en tilsvarende af de syv numeriske oscillatorer. Oscillatorens frekvens styres af feltterminal datamaten 39 i overensstemmelse med den tid, der angives af realtidsuret 131. På et hvilket som helst givet tidspunkt 20 sættes oscillatorfrekvensen lig med to gange den forudsagte Doppler-frekvensforskydning af den 1575,42 MHz bærebølge, der udsendes af én af satellitterne. Én oscillator og én korrelator er tilknyttet hver af de satellitter, der er inden for synsvidde, op til et maksimum på syv satellitter. (Hvis mere end syv satellitter nogensinde var inden for syns-25 vidde, kunne flere numeriske oscillatorer og korrel atorer i princippet bruges i systemet. I praksis er syv tilstrækkeligt.) Hvis den forudsagte Doppler-forskydning er tilstrækkeligt tæt på den faktiske Doppler-for-skydning, så vil udgangssignalerne fra korrelatoren nøjagtigt afspejle effekten og fasen af signalet fra den bestemte ene satellit, for hvilken 30 forudsigelsen blev gjort, og vil ikke i væsentlig grad påvirkes af tilstedeværelsen af signaler fra andre satellitter, som har andre Dopplerfors kydn i nger.

Matematisk udtrykt kan operationen af én af de numeriske oscillatorer og dens tilknyttede korrelator beskrives som følger: Som en funktion 35 af tiden t, angivet af realtidsuret 131, er den forudsagte Doppler-fre-kvensforskydning af satellittens bærebølge givet ved fp(t). Værdien af fp(t) fås ved interpolation fra den tabel over forud beregnede værdier, der tidligere blev lagret i feltterminal datamatens hukommelse. Den nume-

DK 163197 B

23 riske oscillator genererer to funktioner af tiden: cos [2yt)] og sin [2yt)j, som er i tværfase med hinanden, og hvori yt) repræsenterer en forudsagt fase, som er en funktion af tiden. Funktionen yt) er til at begynde med lig med nul på det tidspunkt tQ, hvor den numeriske os-5 cillator begynder at oscillere; og på et hvilket som helst efterfølgende tidspunkt er yt) givet ved integralet yt) - 2* J fp(t')dt' to 10 hvor yt') repræsenterer øjebliksværdien af f på et mellemliggende tidspunkt t'. Faktoren 2π er nødvendig, hvis frekvensen f , som det er almindeligt, måles i periodeenheder pr. tidsenhed, og fasen φskal måles i radian-enheder frem for periodeenheder.

Korrel atoren, der opererer mellem tidspunkterne t^ og tj, danner nu 15 størrelserne a og b ud fra dens indgangssignaler [u(t)l(t)]f cos [2ø (t)], og sin [2ø (t)], i overensstemmelse med formlerne r r il a = u(t)£(t) cos [2ø (t)]dt « r ‘o 20 og il b = u(t)«(t) sin [2ø (t)]dt .

i r *0

Tidsintervallet for integrationen, t^-tg, er lig med 1 sekund, og de an-25 givne integrationer udføres hvert sekund. Ved hvert 1 sekunds tik fra realtidsuret lagres integral værdierne "stroboskopisk" i lagerregistre, integrationerne nul sti11es, den numeriske oscillator startes igen, og en ny integrationsperiode begynder. Ved udløbet af hvert sekund afleverer korrel atoren således udgangssigal erne a og b, der repræsenterer tidsgen-30 nemsnit, for det foregående étsekunds-interval, af produkterne hhv. u(t)€(t) cos [2øp(t)j og u(t)£(t) sin [2øp(t)]. Disse udgangssignaler repræsenterer korrelationerne af produktet u(t)£(t) med cosinus- og sinusfunktionerne.

Under étsekunds-interval!et opdateres oscillatorfrekvensen fp(t) af 35 datamaten, hver gang der er gået 0,1 sekund, drevet af 0,l-sekund-"tik-kene" fra realtidsuret. Denne opdatering er nødvendig, fordi satellit-Doppler-forskydningen ændrer sig på grund af satellittens bevægelse i forhold til feltterminalen på jorden, og på grund af projektionen - af

DK 163197 B

24 den relative hastighed langs synslinien - der ændrer sig med en hastighed, som kan være en betydelig brøkdel af 1 Hz pr. sekund.

Nu kan korrelatorudgangssignalerne a og b kombineres, så der fås et estimat over effekten og bærebølgefasen af signalet fra den bestemte sa- 5 tell it, for hvilken forudsigelsen fp(t) blev gjort.

Der defineres nu et komplekst tal c, hvis reelle del er lig med a og hvis imaginære del er lig med b. Det vil sige, at c = a + jb hvor j er kvadratroden af minus én. Så er 10 c = C <m2> <exp[2j(ø-øn)]>, P 2 hvor C er en positiv, reel, konstant vægtfaktor; <m > er tidsgennemsnittet over integrationsintervallet fra tQ til tj af kvadratet på GPS-modu-lationsfunktionen m(t); og <exp[2j(ø-øp)]> er tidsgennemsnittet, over det samme interval, af den komplekse eksponentialfunktion exp[2j(ø-øp)].

15 Forudsat at forskellen, (ø-øp), mellem den modtagne GPS-bærebølgesignal-fase, φ = ø(t), og den tilsvarende forudsigelse, øp = øp(t), ikke varierer med en væsentlig brøkdel af en periode under integrationenstiden, så er størrelsen af c tilnærmelsesvis proportional med den gennemsnitlige modtagne effekt: 20 |c| s (aZ + b2)% = C <m2>; og c's vinkel er tilnærmelsesvis lig med to gange den gennemsnitlige faseforskel, (φ-φρ):

Les tan"1 (b/a) = 2 <{φ-φρ)>.

Bemærk, at ud fra a og b bestemmes c's vinkel entydigt modulo 2π 25 radianer. Forskellen (ø-øp) bestemmes således modul o π radianer.

For at den modtagne signaleffekt og bærebølgefase (modulo π) kan bestemmes nøjagtigt ud fra a og b efter disse formler, skal to betingelser være opfyldt: for det første skal, som nævnt, den faktiske fase, φ{t), afvige fra den forudsagte fase, øp(t), med et beløb, der ændrer 30 sig med meget mindre end en periode under étsekunds-integrationstiden; for det andet skal korrel atorens udgangssignal-støjforhold, givet ved SNRC = (2A)(V4)(BeffT.nt)% «'BeffT1nt>%F· 35 være meget større end én; Be^ er den effektive båndbredde af signalerne u(t) og i(t) lig med ca. 5 x 105 Hz; T-nt er integrationsintervallet, lig med 1 sekund, og F er den brøkdel af den effekt, der er til stede i u(t) og £(t), som stammer fra GPS m(t) signalet og ikke fra støj. Fakto-

DK 163197 B

25 ren (2/π) tager højde for det korrelationstab mellem u(t) og l(t), der er forårsaget af analog-digital omformningen af disse signaler af kompa-ratorerne i signalbehandlingskredsen. Faktoren (π/4) modregner det tab, der er forbundet med brugen af firkant-bølgetil nærme!ser for sinus og 5 cosinusfunktionerne i korrelatoren. Kvadratroden af produktet B ^T. er lig med omkring 700. Derfor gælder relationen: SNRC = 350 F.

Den brøkdel F af hvert sidebånds effekt, der stammer fra GPS-satellit-ten, afhænger af modtagerantennens forstærkning og modtagerudstyrets 10 støjtal. For "MITES" antennen og det ovenfor beskrevne modtagerudstyr og for en satellit-elevationsvinkel over 20° vides det fra forsøg, at F overstiger omkring 0,03. Derfor gælder, at SNRC > 10, hvilket er tilstrækkeligt til nøjagtige effekt- og fasemålinger. Stan-15 dardafvigelsen for støjen i hver del, reel og imaginær, i den komplekse størrelse c er givet ved ac : |c|/SNRc.

Den førstnævnte betingelse for nøjagtighed i målingerne af effekten og fasen, nemlig at (φ-φ) ikke varierer med en væsentlig brøkdel af en 20 periode i løbet af étsekunds integrationsintervallet, er ækvivalent med den betingelse, at forskellen mellem den faktiske modtagne bærebølgefrekvens f og lokal-referencefrekvensen f ikke afviger fra den forud-sagte (numeriske oscillator) frekvens f med en væsentlig brøkdel af 1 Hz. Denne betingelse opfyldes i det foreliggende system ved anvendelse 25 af tilbagekoblingsstyring af frekvensen fra den numeriske oscillator, for at holde denne frekvens tæt op ad den faktiske modtagne bærebølgefrekvens. Denne styring udøves ved hjælp af et simpelt program udført af feltterminaldatamaten 39. En beskrivelse af dette program følger.

Det komplekse tal c, der er dannet af a og b korrelatorudgangssig-30 nalerne ved udløbet af det k'te étsekunds integrationsinterval, betegnes c(tfc), hvor tk repræsenterer tiden i midten af dette interval. Til den numeriske oscillatorfrekvens for det (k+l)'te interval adderes en korrektionsfrekvens på K i [c(tk)c*(tk l)]/27T Hertz, 35 hvor K er en positiv reel konstant mindre end 1, i [] betegner vinklen af den komplekse størrelse, der er indeholdt i [], og c*(tk_j) er den komplekse konjugerede af det komplekse tal c fra det næstsidste, (k-l)'te interval af de forudgående intervaller.

DK 163197 B

26

Princippet i dette programs virkemåde kan forstås af følgende eksempel: Hvis frekvensforudsigelsen f.eks. er for lav med 0,1 Hz, så vil vinklen af c forøges med 0,1 periode på 1 sekund, og den komplekse størrelse c(t|c)c*(t|c_j) vil have en vinkel på (+0,1) x (2tt) radianer (plus 5 noget støj med middelværdi nul). Addition af korrektionsfrekvensen, som er positiv i dette tilfælde, vil reducere størrelsen af den negative fejl i frekvensforudsigelsen fra (0,1 Hz) til (1-K) x (0,1 Hz).

Værdien af K må være større end nul, ellers vil tilbagekoblingen ikke resultere i en reduktion af frekvensforudsigelsesfejlen. Værdien må 10 være mindre end 1, ellers vil tilbagekoblingen resultere i en ustabil svingning af fejlen på grund af forsinkelsen, hvormed korrektionen anvendes. Den nøjagtige værdi er ikke kritisk, og den optimale værdi kan bestemmes ved forsøg. En nominel værdi på 0,5 bruges i det foreliggende system.

15 En vigtig anden virkning af denne frekvenstilbagekobling er, at den numeriske oscillatorfrekvens vil blive "trukket" mod den faktiske modtagne bærebølgefrekvens fra en begyndelsesfrekvens, som kan være så meget som flere Hertz over eller under. Dette "indtræknings"-fænomen er velkendt inden for teknikken for tilbagekoblingssløjfer til fase- eller 20 frekvenssporing, som omtalt f.eks. i bogen med titlen Phaselock Techniques af Floyd M. Gardner, udgivet af John Wiley & Sons, Inc., New York, 1966.

Betydningen af dette "indtræknings"-fænomen for det foreliggende system er, at forhåndskendskabet til målemærkeplaceringen ikke behøver 25 at have mindre end få kilometers usikkerhed.

En potentielt ugunstig bivirkning ved "indtræknings"-fænomenet i det foreliggende system er, at den numeriske oscillator, der gerne skulle spore en bestemt satellit, i stedet for kan blive trukket over på frekvensen for en anden satellit, hvis den sidstnævntes frekvens er nær 30 den førstnævntes, og hvis den sidstnævntes signal er kraftigt i sammenligning med den førstnævntes. For at begrænse den skade, der kunne resultere af sådanne hændelser, indeholder programmet i feltterminaldatamaten en foranstaltning, der begrænser størrelsen af den akkumulerede korrektionsfrekvens, som kan adderes til den på forhånd givne frekvens-35 forudsigelse, til omkring 10 Hz. Eftersom forskellen mellem to satellitters frekvenser ændrer sig, typisk med omkring 1 Hz i sekundet, følger det, at kun omkring 10 sekunders måledata, eller mindre end omkring 1% af alle de data, der er skaffet et sted i felten, kan blive gjort ugyl-

DK 163197 B

27 dige ved sporing af en forkert satellit. Erfaringen viser, at denne procentdel er ubetydelig.

I fig. 7 ses et blokdiagram over et korrelatormodul 149, der er ét af de syv identiske sådanne moduler i korrelatorkonstruktionen 127. Alle 5 syv moduler har det samme indgangssignal UBL, som er udgangssignalet UBL fra signalbehandlingskredsen 125. Hvert modul 149 modtager også et "cosinu$"-indgangssignal og et "sinus"-indgangssignal fra et tilsvarende af de syv numeriske osci11atormoduler. UBL indgangssignalet og cosi-nus-indgangssignalet går til en exclusive-nor port 151, hvis udgangssig-10 nal er indgangssignalet til en "clock"-styret digitaltæller 153. UBL indgangssignalet og sinus-indgangssignalet går til en anden exclusive-nor port 155, hvis udgangssignal er indgangssignalet til en anden tæller 157. Én gang i sekundet lukkes indholdet af tællerregistrene 153, 157 ind i respektive udgangsbuffere 159, 161 af en puls fra realtidsuret 131 15 i den digitale elektroniske enhed 37, og tællerne nulstilles derefter.

Med en hyppighed på 10,23 MHz, styret af "clock”-signalet fra signalbehandlingskredsen 125, går hver tæller 153, 157 én op, hvis og kun hvis dens indgangssignal fra dens tilknyttede exclusive-nor port 151, 155, er "Sand". Ved udløbet af hvert étsekunds interval angiver indholdet af ud-20 gangsbufferne 159, 161 det antal gange mellem nul og 10.230.000, hvor UBL-signalet og cosinus/sinus-signalet svarede til hinanden i løbet af det foregående ene sekund. Indholdet i hver tællers udgangsbuffer 159, 161 står i forbindelse med databussen 133, gennem hvilken feltterminal -datamaten 39 læser indholdet hvert sekund. Hver tæller/lås kan være en 25 enkelt integreret kreds, såsom 32 bit anordningen, model nr. LS7060, fremstillet af LSI Systems, Inc.

Størrelsen a, tidligere defineret ved krydskorrelationen mellem [u(t)£(t)] og cos [2øp(t)l, fås i feltterminaldatamaten 39 ved at trække 5.115.000 fra udgangssignalet på "cosinus"-tælleren og dividere resulta-30 tet med 5.115.000. Størrelsen b fås på samme måde ved at trække 5.115.000 fra "sinus"-tællerens udgangssignal og dividere resultatet med 5.115.000. (Størrelsen én for a eller b repræsenterer således fuldstændig korrelation mellem [u(t)£(t)] og henholdsvis cosinus- eller sinusfunktionen. Før disse resultater lagres i hukommelsen i feltterminalda- 35 tamaten 39, kan hvert tal afkortes til så få som 4 bit for at spare hukommelsesplads.) I fig. 8 vises et blokdiagram over ét af de syv identiske numeriske osci11atormoduler 163 i den numeriske osci11atorkonstrukti on 129, hvor

DK 163197 B

28 hvert af modulerne 163 forsyner ét korrelatormodul 149 med et "cosinus"-og et "sinus"-indgangssignal. Hver numeriske oscillator 163 omfatter et binært faseregister 167 og et binært frekvensregister 169, en binær additionskreds 171, en exclusive-nor port 173, en inverter 175, og en 5 frekvens-divisionskreds 177.

Faseregistret 167 og frekvensregistret 169 har begge 32 bit, og additionskredsen 171 er en 32 bit additionskreds. Det binære tal, der er indeholdt i faseregister 167 på et hvilket som helst tidspunkt, repræsenterer fasen af oscillatorens udgangssignal, idet den mest betydende 10 bit repræsenterer en halv periode, den næstmest betydende bit repræsenterer en kvart periode, osv. Det binære tal, der er indeholdt i frekvensregister 169, repræsenterer på samme måde oscillatorens frekvens, idet den mest betydende bit i dette tilfælde har en værdi på 155.000 Hz, som er lig med 1/66 af perioden for 10,23 MHz "clock"-signalet fra sig-15 nalbehandlingskredsen 125. Additionskredsen 171 adderer de tal, der er indeholdt i frekvensregistret 169 og faseregistret 167. Summen placeres i faseregistret 167, hvor den erstatter det tidligere indhold, én gang pr. periode for udgangssignalet fra divisionskreds 177, som dividerer 10,23 MHz "clock"-signalet med en konstant med værdien 33. Faseregister 20 167 opdateres således med en hastighed på nøjagtigt 310.000 gange i sekundet. Det beløb, med hvilket fasen forøges efter hver opdatering, er givet ved indholdet af frekvensregistret 169. Frekvensregistret 169 opdateres, som nævnt, ti gange i sekundet, via databussen 133, af feltterminal datamaten 39. (Indholdet af frekvensregistret repræsenterer såvel 25 negative som positive frekvenser ved brug af den konventionelle to's komplement-metode. Ifølge denne konvention gøres et binært tal negativt, ved at man komplementerer hver bit og derefter adderer én. Det største positive tal repræsenteres i overensstemmelse hermed ved at have den mest betydende bit nul og alle andre bit én. At den mest betydende bit 30 er én, indebærer at tallet er negativt.)

Sinus-udgangssignalet fra den numeriske oscillator 163 fås fra inverter 175, der inverterer den mest betydende bit i faseregistret 167. Sinus-udgangssignalet har værdien én, når fasen er mellem nul og plus én halvperiode, og har værdien nul, når fasen er mellem en halv og en hel 35 periode (hvilket er det samme som, at fasen er mellem minus en halv periode og nul perioder). Cosinus-udgangssignalet fra den numeriske oscillator 163 tages fra exclusive-nor porten 173, hvis indgangssignaler er den mest betydende og den næstmest betydende bit i faseregistret. Cosi-

DK 163197B

29 nus-udgangssignalet har værdien én, når og kun når fasen ligger inden for plus eller minus en kvart periode fra nul.

I fig. 9 er vist et blokdiagram over feltterminaldatamaten 39. Datamaten omfatter en central behandlingsenhed (CPU) 181, en programhukom-5 mel se 183, en datahukommelse 185, en ekstern, tovejs dataport 187, som er forbundet med en operatørterminal 189, og en ekstern, tovejs dataport 191, som er tilsluttet en modulator-demodulator (modem) 193, der igen er forbundet med en telefonlinie, en radiotelefon, eller én eller anden anden telekommunikationsforbindelse 195. Datamatens 39 dele er forbundet 10 med hinanden ved hjælp af en databus 133, der også tjener til at forbinde datamat 39 med andre dele af feltterminalen (se fig. 5).

CPU 181 kan være en Digital Equipment Corporation (DEC) model LSI-11/2 (del nummer KD11-GC); programhukommelse 183 kan være en 32 K byte programmerbar læsehukommelse, såsom DEC-delnr. MRV11-C; datahukommelse 15 185 kan være en 32 K byte læse- og skrivehukommelse med direkte tilgang, såsom DEC-del nr. MXV11-AC; de to eksterne tovejs dataporte (187 og 191) kan være de RS-232 serielle dataporte, som er indeholdt i MXV11-AC; operatørterminal 189 kan være DEC-modellen VT-100 eller en hvilken som helst anden ækvivalent seriel ASCII-terminal, der, lige som VT-100, kan 20 forbindes med den serielle data-interface RS-232 i MXV11-AC, eller gennem en hvilken som helst anden passende ekstern dataport-indretning med datamaten; modem 193 kan være en hvilken som helst standard, RS-232 kompatibel indretning, og kan fuldstændigt undlades, hvis feltterminaldatamaten 39, som nævnt, forbindes direkte med basisterminaldatamaten 15.

25 Databussen 133 kan være LSI-11 Q-bussen. Realtidsuret 131, den numeriske oscillatorkonstruktion 129 og korrelatorkonstruktionen 127 kan forbindes med Q-bussen, hvis de opbygges på standard kredskort, der direkte kan sættes ind i kortkant-forbindel sesklemmerne på "bagplanet" i et LSI-11 datamatsystem. Sådanne kredskort kan fås fra DEC forsynet med specielle 30 integrerede kredse, som kan klare al datakommunikation mellem Q-bussen og de specielle interferometer-terminal kredse, der er opbygget på kortene.

Måledataene, der er lagret i hukommelsen 185 i feltterminaldatamaten 39, omfatter en tidsserie af komplekse tal for hver af op til syv 35 oberserverede satellitter, hvor et sådant tal fås hvert sekund. Disse data fremskaffes for et tidsinterval på omkring 5.000 sekunder, under hvilket mindst to satellitter hele tiden observeres, mens det gennemsnitlige antal observerede satellitter er mindst fire. For den i'te sa-

DK 163197B

30 tell it til tiden t betegnes det komplekse datum A^t), hvor størrelsen af dette komplekse tal er proportional med den målte effekt af det fra denne satellit på dette tidspunkt modtagne signal, idet proportionalitetskonstanten er vilkårlig, men den samme for alle satellitter, og hvor 5 vinklen af det komplekse tal er lig med to gange den målte bærebølgefase for den samme satellit på det samme tidspunkt, idet fasen for hver satellit henføres til det samme lokal reference-oscillatorsignal, nemlig 1575,42 MHz signalet, der er genereret af oscillatorkredsen 35 i feltterminalen 13-1.

10 De komplekse data (t), i = 1, ..., 7, udledes af fel tterminal-datamaten 39 fra a og b udgangssignalerne fra de syv korrel atorer 149 i korrelatorkonstruktionen 127, som følger. For den i'te korrelator er A.(t) = [a(t) + jb(t)] exp[2jøp(t)], hvor a(t) og b(t) repræsenterer henholdsvis det normaliserede a og b ud-15 gangssignal for étsekunds-"integrations"-intervallet, eller tælleinter-vallet, der har tiden t som midtpunkt; j er kvadratroden af minus én; og 2* (t) er to gange den forudsagte bærebølgefase for den i'te satellit til tiden t. Bemærk, at det komplekse tal A..(t) er lig med det komplekse tal c, udledt fra det i'te korrelatorudgangssignal, multipliceret med 20 exp[2jøp(t)]. Vinklen af A. repræsenterer (to gange) den modtagne bærebølgefase, henført til (to gange) fasen af 1575,42 MHz lokalreferencen, hvorimod vinklen af c henføres til (to gange) summen af denne reference-oscillatorfase plus den numeriske oscillatorfase.

For så vidt angår denne forklaring antages det, at datasættet 25 æA^(t)å er det, der er genereret af feltterminalen 13-1, som befinder sig i udgangspunktet for basislinievektoren. Den anden feltterminal 13-2, som er feltterminalen i endepunktet for basislinievektoren, og som observerer de samme satellitter på de samme tidspunkter som den første terminal, giver data, der svarer til A.(t), og som betegnes B.(t). De 30 samme satellitter observeres, fordi begge terminaler fik forudsigel ses-data fra den samme centrale datamat 15, der nummererede satellitterne 1 til 7 på kun én måde. Observationerne ved de to terminaler er virkeligt samtidige, fordi de to terminalers ure blev synkroniseret umiddelbart forud for observationerne, og fordi urenes hastigheder afviger ubetyde-35 ligt fra hinanden. (Den væsentligste virkning af hastighedsforskellen mellem krystaloscillatorerne, der styrer urenes hastigheder, er, at faseforskellen mellem 1575,42 MHz referencerne ændres.) Det vil ikke have nogen betydning, hvis en bestemt satellit på et bestemt tidspunkt er

DK 163197 B

31 synlig fra den ene terminal, men skjult fra den anden. Størrelsen af enten A^(t) eller B^(t) vil i dette tilfælde blot være nul eller tæt på.

Nu følger en redegørelse for de operationer, som den centrale datamat 15 udfører for at færdiggøre bestemmelsen af basislinievektoren for 5 interferometret, med de givne effekt- og fasemåledata, der er indsamlet fra to feltterminaler 13-1 og 13-2, placeret for enderne af basislinievektoren.

Det første trin i behandlingen af A.(t) og (t) dataene i den centrale datamat er at multiplicere den komplekse konjugerede af A.(t), 10 betegnet A|(t), med B^(t). Produktet S1(t) = A|(t) B.(t) har en vinkel (t), der er lig med to gange forskellen mellem de målte faser af de fra den i'te satellit ved de to terminaler modtagne bærebølgesignaler, idet hver fase er blevet målt i forhold til den loka-15 le reference-oscillator i den respektive terminal. Heraf følger, at vinklen af S.(t) er forbundet med forskellen mellem de lokale oscillatorers faser og med basislinievektoren mellem terminalerne gennem den teoretiske relation ZS.(t) Ξ Δφιο + (4π^Λ) 6 * s.(t), 20 hvori AøLQ repræsenterer lokal-oscillator faseforskellen, f. er den modtagne frekvens for den i'te satellit, næsten lig med 1575,42 MHz, c er lysets hastighed, S er basislinievektoren, og s..(t) er en enhedsvektor, der går fra midtpunktet af basislinievektoren i retning mod den i'te satellit, betragtet til tiden t. (Denne relation giver vinklen 25 ZS.(t) i radianer frem for perioder. Eftersom frekvensen f^ er angivet i perioder, fremfor radianer, pr. sekund, må en faktor på 2π medtages.

Grunden til, at 4ir, og ikke 2π, optræder her, er, at hver feltterminal måler to gange den modtagne signalfase.) Denne relation er tilnærmet, eftersom den ser bort fra anden-ordens parallakse-effekter fra udbredel-30 sesmediet, mange transmissionsveje., relativistiske effekter, støj, etc.

Disse små effekter tilsidesættes her for klarhedens skyld. Den fejl, der er forbundet med at tilsidesætte disse effekter, er ækvivalent med en basis!iniefejl på mindre end omkring 1 cm for en basislinielængde på mindre end omkring 1 km. [Med undtagelse af effekten af støj, der er 35 fuldstændigt tilfældig, er det muligt at opstille en model for de effekter, som er tilsidesat ovenfor, med henblik på at få en mere nøjagtig teoretisk repræsentation af/S^t). Denne model udformning er beskrevet f.eks. i artiklen af I.I. Shapiro med titlen "Estimation of astrometric

DK 163197 B

32 and geodetic parameters from VLBI observations", offentliggjort i Methods of Experimental Physics, bind 12, del C, pp. 261-276, 1976.]

Teoretisk er størrelsen af S givet ved |s.| = C-S2(cos«i), 5 hvor C er en konstant, og G er den retningsbestemte effektforstærkning af en modtagerantenne, skrevet som en funktion af cosinus til en i'tes satellits zenit-vinkel 0.. G antages at være uafhængig af azimut og normaliseres, således at den effekt, der modtages af en isotropisk antenne med tilsvarende cirkulær polarisation, er lig med 1. For MITES an-10 tennekonstruktionen gælder G(cosØ) = (1,23) * (1+cosØ)2 * sin2((3?r/4)cosø), 0° < 0 < 90°; G(cosØ) Ξ o, 90° < 0.

Værdien af denne funktion er tilnærmelsesvis 2,46 ved zenit (0 = 0); 15 den har ét maksimum på omkring 3,63 ved 0 = 40°, har værdien én ved 0 = 72°, og går mod 0, når 0 går mod 90°.

Det næste trin i behandlingen af måledataene fra de to interferome-terterminaler er at summere de komplekse tal S.(t) over i for at få en sum S(t) for hvert måletidspunkt t: 20 n S(t) = Σ S.(t), i=l hvori summen inkluderer alle de til tiden t observerede satellitter.

Det næste trin i behandlingen af måledataene er at vælge en prøve- A _^ Λ 25 værdi b for basislinievektoren b, og ud fra denne værdi b at be-

A

regne en funktion af tiden S(t), som teoretisk repræsenterer den værdi, som S(t) ville have haft, hvis den sande værdi S af basislinievek-

A

toren var lig med prøveværdien b: n 30 S(t) = Σ I Ai (t) I 'IB. (t) I *exp[-j4irb*s. (t)/A·] i=l hvori λ. er den radiobølgelængde, der svarer til den modtagne bærebølgefrekvens. Det vil sige λ. = c/f.. Fremgangsmåden for valg af en værdi b beskrives nedenfor. Bemærk, at der i den teoretiske funktion 35 S(t), i modsætning til den af målinger udledte funktion S(t), ikke er noget udtryk til stede, der repræsenterer lokal-oscillator-faseforskel-len. Også den konstante vægtfaktor C er udeladt.

Derefter multipliceres størrelsen af S(t) med størrelsen af $(t),

DK 163197 B

33 og produktet af disse størrelser summeres over alle måletidspunkterne Λ Λ for at få en værdi R(b), der afhænger af b, såvel som, naturligvis, af måleresultaterne: R(b) = Σ |S(t{)|.|S(tj)|, 5 £ hvori tfl repræsenterer det É'te af sættet på omkring 5.000 måletids-punkter. R(b) kaldes en "flertydighedsfunktion".

Λ

Det næste trin i behandlingen er at gentage udregningen af R(b) Λ for forskellige værdier af b, og at bestemme den bestemte værdi af

A A

10 b, for hvilken funktionen R(b) har den største værdi. Denne værdi af A .4.

b er den ønskede bestemmelse af basislinievektoren b.

A

Prøveværdien b for basislinievektoren vælges i begyndelsen lig med det bedste forhåndsestimat for B, der er til rådighed fra uafhængige oplysninger om placeringen af målemærkerne, såsom de placeringer, 15 der kan fremskaffes ved hjælp af landmærker på et kort. Maksimeringen af

Λ A

R(b) med hensyn til b udføres ved at gennemsøge et tredimensionelt

A

volumen, der har denne begyndelsesværdi af b som centrum, og er stort nok til at omfatte usikkerheden ved begynde!sesestimatet. Ved gennemsøgningen undersøges hvert punkt i et tredimensionelt gitter med ensartede

A

20 mellemrum for at lokalisere det ene punkt, hvori R(b) har sit maksimum. Afstanden mellem gitterpunkterne er til at begynde med 1 meter.

Derefter gennemsøges det volumen, der strækker sig 2 meter ud fra det Λ ene punkt, hvor R(b) har maksimum, ved at undersøge et gitter med 20 Λ centimeters afstand mellem gitterpunkterne. R(b)'s maksimum findes på 25 dette mere fintmaskede gitter. Derefter halveres afstanden mellem gitterpunkterne, og gitterets lineære udstrækning halveres også, og gennemsøgningen gentages. Denne halveringsproces fortsættes, indtil gitter- Λ punktsafstanden er under 1 mm. Den værdi af b, der til slut maksimerer

A

R(b), vælges som værende den ønskede bestemmelse af basislinievektoren 30 B. Ved at bruge et antal satellitter n lig med 5 kan en basislinievek-torbestemmelse fås ved hjælp af fremgangsmåden i den foreliggende opfindelse med en nøjagtighed på omkring 5 millimeter i hver koordinat for en basislinielængde på omkring 100 meter.

Den ovenfor beskrevne fremgangsmåde til behandling af måledata fra 35 to interferometerterminaler for at bestemme basislinievektoren mellem terminalerne repræsenterer en specialisering af den generelle fremgangsmåde, der er beskrevet i en artikel af Charles C. Counselman og Sergei A. Gourevitch med titlen "Miniature Interferometer Terminals for Earth

DK 163197 B

34

Surveying: Ambiguity and Multipath with Global Positioning System”, offentliggjort i IEEE Transactions on Geoscience and Remote Sensing, bind GE-19, nr. 4, pp. 244-252, oktober 1981.

I en anden udførelsesform af en metode til behandling af måledata

A

5 ifølge denne opfindelse dannes også en flertydighedsfunktion R(b) ud Λ fra måledataene og fra en prøveværdi b for basislinien; fremgangsmåden ved dannelsen af funktionen er imidlertid anderledes. I denne udførelsesform multipliceres, lige som i den tidligere udførelsesform, den komplekse konjugerede af A^(t) med B.(t) for at få et komplekst 10 produkt S-(t): S.(t) = A*(t) B.(t) hvori A.(t) er et komplekst tal, der repræsenterer målingerne af det fra den i'te satellit ved én interferometerterminal til tiden t modtagne signal, idet størrelsen af A.(t) er proportional med den modtagne ef-15 fekt, og vinklen ^(t) er to gange fasen af bærebølgen i forhold til fasen fra terminalens lokale oscillator, og B-(t) er som A.(t), bortset fra at den stammer fra den anden terminal i den anden ende af basisli-nievektoren.

Dernæst multipliceres S.(t) med en vis kompleks eksponentialfunk-

Λ I

20 tion af prøveværdien b for basislinievektoren, og produktet summeres så over alle de til tiden t observerede satellitter for at give en sum Λ S(t), der er en funktion af tiden og af prøveværdien b: n S(t) = Σ S.(t) exp[-j4ffb*si.(t)/Ai] 25 i=l hvori s.(t) er en enhedsvektor i retningen mod den i'te satellit til tiden t, og λ. er bølgelængden af det fra den i'te satellit modtagne 1 Λ _► signal. (Bemærk, at hvis b er lig med b, så er vinklen af hvert udtryk i summen over i lig med åø^g, uafhængigt af i.) 30 Dernæst tages størrelsen af S(t) og summeres over alle observa- Λ tionstidspunkterne for at give funktionen R(b): R(b) = 2 |S(tt)|, £ hvori t« er det £'te af de cirka 5.000 måletidspunkter.

* Λ Λ 35 Endelig findes den værdi af b, der maksimerer R(b), ved hjælp af den samme gennemsøgningsmetode, der blev beskrevet i forbindelse med Λ den oprindelige databehandlings-fremgangsmåde. Denne værdi af b er den ønskede bestemmelse af basislinievektoren S.

DK 163197 B

35

Denne sidste udførelsesform er beregningsmæssigt mere effektiv end den først beskrevne udførelsesform.

Claims

1. Fremgangsmåde til bestemmelse af positionen af et første punkt i forhold til positionen af et andet punkt under udnyttelse af radiosigna- 5 ler med undertrykt bærebølge moduleret ved ikke-kendte, pseudo-tilfældige koder udsendt af jordomkredsende satellitter og modtaget ved det første og det andet punkt, hvor faserne for de modtagne signaler måles, og fasemålinger fra de to punkter kombineres til bestemmelse af de respektive positioner, KENDETEGNET ved, at den omfatter 10 a) samtidig modtagelse af signalerne fra en flerhed af satellitter med en første omnidirektional antenne ved det første punkt og en anden omnidirektional antenne ved det andet punkt, b) generering af forudsigelser over Doppler-forskydningerne for de ved hver af antennerne modtagne signaler, 15 c) korrelation af det ved hver antenne modtagne signal med forudsigelserne for at kompensere for Doppler-forskydningerne, d) korrelation af det ved hver antenne modtagne signal med sig selv for kvadrering af den ikke-kendte, pseudo-tilfældige kodemodulering, således at de herved og de ved det foregående trin opnåede korrelations- 20 produkter har langsomt varierende fasevinkler, som står i forhold til faserne for de bærebølger, som er implicitte i de modtagne signaler, e) tidsmiddelværdi-dannelse af korrelationsprodukterne for at opnå data, som betegner fasen for en bærebølge, som er implicit i det signal, der er modtaget fra hver af satellitterne ved hver antenne, og samtidigt 25 for flere satellitter, og f) kombination af de fasebetegnende data fra begge antenner for at bestemme positionen af det første punkt i forhold til det andet punkt.

2. Fremgangsmåde ifølge krav 1, KENDETEGNET ved, at trinnet til 30 korrelation af det ved hver antenne modtagne signal med sig selv endvidere omfatter separation af det ved hver antenne modtagne signal i en første del, som repræsenterer et første frekvensbånd modtaget ved denne antenne, og en anden del, som repræsenterer et andet frekvensbånd modtaget ved denne antenne, og krydskorrelation af den første og den anden 35 del af signalet modtaget ved den pågældende antenne.

3. Fremgangsmåde ifølge krav 1, KENDETEGNET ved, at trinnet til korrelation af det ved hver antenne modtagne signal med sig selv endvi- DK 163197 B 37 dere omfatter filtrering af det ved hver antenne modtagne signal med et filter tilpasset til spektret for en valgt, ikke-kendt funktion af tiden indeholdt i modulationen af signalet og korrelationen af de filtrerede signaler. 5

4. Fremgangsmåde ifølge krav 1, KENDETEGNET ved, at trinnet til korrelation af det ved hver antenne modtagne signal med sig selv endvidere omfatter i) separation af det ved hver antenne modtagne signal i en første 10 del, som repræsenterer et første frekvensbånd modtaget ved denne antenne, og en anden del, som repræsenterer et andet frekvensbånd modtaget ved antennen, j) filtrering af hver af delene med et filter tilpasset spektret for en valgt, ikke-kendt funktion over tiden indeholdt i modulationen af 15 signalerne, og k) krydskorrelation af de separerede og filtrerede dele af signalerne modtaget ved den pågældende antenne.

5. Apparat til bestemmelse af positionen af et første punkt i for-20 hold til positionen af et andet punkt under udnyttelse af radiosignaler med undertrykt bærebølge moduleret ved ikke-kendte, pseudo-tilfældige koder udsendt af jordomkredsende satellitter og modtaget ved det første og ved det andet punkt, hvor faserne af det modtagne signaler måles, og fasemålinger fra de to punkter kombineres for at bestemme de respektive 25 positioner, KENDETEGNET ved, at det omfatter a) en første omnidirektional antenne ved det første punkt og en anden omnidirektional antenne ved det andet punkt til samtidig modtagelse af signaler fra flere satellitter, b) midler til at generere forudsigelser af Doppler-forskydningerne 30 for de ved hver antenne modtagne signaler, c) midler til at korrelere det ved hver af antennerne modtagne signal med forudsigelsen for at kompensere for Doppler-forskydningen, d) midler til at korrelere det ved hver antenne modtagne signal med sig selv for at kvadrere den ikke-kendte, pseudo-tilfældige kodemodula- 35 tion, således at de herved og de ved de foregående trin opnåede korrelationsprodukter har langsomt varierende fasevinkler i forhold til faserne for de bærebølger, som er implicitte i de modtagne signaler, e) midler til tidsmiddel værdi-dannelse af de resulterende korrela- 38 DK 163197 B tionsprodukter for at opnå data, som indikerer fasen for en bærebølge, som er implicit i det fra hver satellit modtagne signal ved hver antenne, og samtidigt for flere satellitter, og f) midler til kombination af de faseindikerende data fra begge an- 5 tenner for at bestemme positionen af det første punkt i forhold til det andet punkt.

6. Apparat ifølge krav 5, KENDETEGNET ved, at midlerne til korrelation af det ved hver antenne modtagne signal med sig selv endvidere om- 10 fatter midler til separation af det ved hver antenne modtagne signal i en første del, som repræsenterer et første frekvensbånd modtaget ved antennen, og en anden del, som repræsenterer et andet frekvensbånd modtaget ved antennen, samt midler til krydskorrel ation af den første og den anden del modtaget ved den pågældende antenne. 15

7. Apparat ifølge krav 5, KENDETEGNET ved, at midlerne til korrelation af det ved hver antenne modtagne signal med sig selv endvidere omfatter midler til filtrering af signalerne modtaget ved hver antenne med et filter afpasset efter spektret af en valgt, ikke-kendt funktion over 20 tid indeholdt i modulationen af signalerne samt midler til korrelation af de filtrerede signaler.

8. Apparat ifølge krav 5, KENDETEGNET ved, at midlerne til korrelation af det ved hver antenne modtagne signal med sig selv endvidere om- 25 fatter g) midler til separation af det ved hver antenne modtagne signal i en første del, som repræsenterer et første frekvensbånd modtaget ved antennen, og en anden del, som repræsenterer et andet frekvensbånd modtaget ved antennen, 30 h) midler til filtrering af hver af delene med et filter afpasset efter spektret af en valgt, ikke-kendt funktion over tid indeholdt i modulationen af signalerne, og i) midler til krydskorrelation af den separerede og filtrerede første og anden del af signalet modtaget ved den pågældende antenne. 35