FI82556B - Foerfarande och system foer bestaemmande av position med anvaendande av signaler fraon satelliter. - Google Patents

Description

1 82550

Menetelmä ja järjestelmä palkan mittaamiseksi käyttäen satelliiteista tulevia signaaleja

Esillä oleva keksintö liittyy yleisesti menetel-5 mään ja järjestelmään paikan määrittämiseksi radion avulla ja erityisesti menetelmään ja järjestelmään paikkaa koskevien, keskenään ortogonaalisillä koodeilla moduloi-tuihin signaaleihin liittyvien tietojen johtamiseksi limittäin menevistä, spektriltään levitetyistä signaaleis-10 ta, joita lukuista satelliitit välittävät samanaikaisesti samoilla taajuuksilla, jolloin tiedot johdetaan riippumatta ulkopuolisesti johdetuista tiedoista, jotka koskevat asiaan liittyvien modulaatiokoodien informaatiosisältöä.

15 Jotkin järjestelmät paikan määrittämiseksi radiol la käyttävät hyväksi lähettävän tai vastaanottavan antennin säteilykuvion suuntausta. Toiset järjestelmät, joihin sisältyy esillä oleva keksintö, eivät luota minkään antennin suuntaukseen. Esillä oleva keksintö kuuluu niiden 20 järjestelmien yleiseen luokkaan, joissa vastaanottavan antennin paikka määritetään mittaamalla vaihe- tai ryh-mäviive-ero tai molemmat signaalien välillä, jotka saapuvat kahdesta tai useammasta eri lähetysantennista, joiden sijainti jo tunnetaan. Jos kaksi lähetyslähdettä on 25 tahdistettu tai jos kahden lähettimen poikkeama tahdistuksesta tiedetään riippumattomasti niin vastanottopai-kalla tapahtuva kahdesta lähteestä saapuvien signaalien ryhmäviiveiden välinen ero määrittelee, että vastaanotin on paikallistettu kolmiulotteisesti erityisellä pyöräh-30 dyshyperboloidilla, jonka polttopisteet ovat lähettimien paikat. Jos samanlaiset samassa vastaanottopaikassa suoritetut mittaukset signaaleista useista eri sopivasti sijoitetuista lähettimistä yhdistetään, niin vastaanotto-paikan sijainti voidaan määrittää yksikäsitteisesti vas-35 taavien hyperboloidien leikkauspisteestä.

2 82556

Tekniikat eri paikkojen suhteellisten sijaintien määrittämiseksi, toisen suhteessa toiseen, samanaikaisesti näissä paikoissa vastaanotettujen radiosignaalien välisistä vaihe- tai ryhmäviive-erojen mittauksista ovat myös 5 tunnettuja alalla ja niihin viitataan yhteisesti radio- interferometriaa käyttävinä geodesiatekniikkoina. Eri paikoilla olevien antennien ajatellaan muodostavan interfero-metrin ja suhteellista sijaintivektoria, joka ulottuu toisesta antennista toiseen, kutsutaan interferometrian pe-10 ruslinjavektoriksi. Peruslinja- tai suhteellisen sijainnin vektori kahden antennin välillä voidaan määrittää tavallisesti pienemmällä epävarmuudella kuin kummankaan antennin paikka, koska monilla potentiaalisilla virhelähteillä on taipumus vaikuttaa mittauksiin molemmilla an-15 termeillä likimain samoin, minkä johdosta niillä on taipumus kumoutua, kun otetaan näiden kahden antennin välinen erotus. Mikroaaltoradiointerferometrisen geodesiatekniikan tiedetään muodostavan vertaansa vailla olevan tarkkuuden, nopeuden ja alueen yhdistelmän suhteellisen sijainnin tai 20 interferometrin peruslinjavektorien määritystä varten. Tällainen määritys voi perustua joko ryhmäviive-eron tai vaihe-eron tai molempien erojen mittauksiin signaalien välillä, jotka on vastaanotettu peruslinjavektorin päissä. Vaihemittaukset ovat luonnostaan tarkempia kuin ryhmävii-25 vemittaukset, mutta vaihemittausten tulkinta on monimutkaisempaa johtuen niiden luontaisesta kokonaislukujak-soisesta moniselitteisyydestä. Yleinen esitys inter-ferometrisistä mittaustekniikoista ja niihin liittyvistä tulkintaongelmista on annettu Charles C. Counselman III:n 30 artikkelissa otsikoltaan "Radio Astrometry", joka on ilmestynyt julkaisussa Annual Reviews of Astronomy and Astrophysics, Vol. 14 (1976) sivut 197-214. Suuri kokoelma relevantteja teknisiä julkaisuja ilmenee National Aeronautics and Space Administrationin Conference Publicationista 35 2115 otsikoltaan "Radio Interferometry Techniques for Geo-

II

3 82556 desy". Radiointerferometriaa käyttävää geodesiaa on harjoitettu radiosignaaleilla, jotka on vastaanotettu eri lähteistä mukaan lukien luonnolliset lähteet, kuten kva-sarit ja keinotekoiset lähteet, kuten NAVSTAR globaalin 5 paikannusjärjestelmän (Global Positioning System - GPS) satelliitit.

Kuten tunnettua, maata kiertää nykyisin noin kuusi GPS-satelliittia. Satelliittien radat voidaan määrittää noin kahden metrin tarkkuudella. Nämä satelliitit lähettä-10 vät radiosignaaleja, joiden aallonpituudet ovat lähellä 19,0 cm:ä ja myös 24,4 cm:ä. Edellyttäen, että näiden signaalien interferometristen vaihehavaintojen kokonaisluku-jaksojen moniselitteisyys voidaan ratkaista oikein, toiselta antennilta toiselle ulottuva peruslinjavektori voi-15 daan määrittää interferometrisesti epävarmuudella, joka on paljon pienempi kuin GPS-lähetysten aallonpituudet. Kolmen peruslinjan määrityksen kunkin peruslinjan pituuden ollessa 100 m:n luokkaa, GPS-signaalien interferometristen vai-hemittauksien avulla osoitettiin olleen tarkkoja noin 1 20 cm:n sisällä Eos:ssä (Transactions of the American

Geophysical Union), Voi. 62, sivu 260, huhtikuun 28. 1981 julkaistun raportin mukaan, tekijöinä Charles C. Counsel-man III, S. A. Gourevitch, R.W. King, T.A. Herring, I.I. Shapiro, R.L. Greenspan, A.E.E. Rogers, A.R. Whitney ja 25 R.J. Cappallo. Näissä interferometrisissä peruslinjamääri-tyksissä käytetty menetelmä perustui signaalien suoran ristikorrelaation tunnetulle tekniikalle keskeisellä paikalla, jotka signaalit oli vastaanotettu erikseen, mutta samanaikaisesti, kunkin peruslinjan molemmissa päissä.

30 US-patentissa 4 170 776 on kuvattu järjestelmää maassa olevan paikkaparin välisen peruslinjavektorin muutosten mittaamiseksi käyttäen GPS-satelliiteista lähetettyjä signaaleja, jossa järjestelmässä molemmissa paikoissa vastaanotetut radiosignaalit ajoitetaan tarkasti ja väli-35 tetään sitten puhelinlinjojen kautta keskeiseen paikkaan, 4 82556 missä likimain reaaliaikainen vaihevertailu suoritetaan ristikorreloimalla nämä kaksi signaaliryhmää. Patentissa kuvattu järjestelmä sisältää "kulhoheijastintyyppiset" vastaanottoantennit. Koska GPS-signaalin radiovuontiheys 5 on pieni suhteessa taustakohinatasoon ja koska GPS-signaalin kaistanleveys huomattavasti ylittää puhelinlinjan kaistanleveyden molemmista paikoista puhelinlinjan kautta lähetetyn tehon signaalikohinasuhde on pieni. Pääosin tämän signaalikohinasuhteen nostamistarkoituksessa käyttö-10 kelpoiselle tasolle tässä järjestelmässä, käytetään "kul-hotyyppisiä" antenneja, joilla on suuret keräyspinta-alat. Toinen tärkeä syy tällaisten antennien käytölle on, että ne ovat suuntaavia niin, että antenniin muutoin kuin suoraan halutusta lähteestä saapuvat signaalit torjutaan.

15 Tunnetaan myös järjestelmiä peruslinjavektorien mittaamiseksi, jotka käyttävät muun tyyppisiä signaaleja maata kiertävistä satelliiteista.

Charles C. Counselman III:n ja Irwin I. Shapiron artikkelissa, joka on otsikoitu "Miniature Interferometer 20 Terminals for Earth Surveying" (MITES) ja ilmestynyt julkaisussa Bulletin Geodesique, Volume 53 (1979) sivut 139-163, on kuvattu ehdotettua järjestelmää peruslinjavektorien mittaamiseksi monitaajuisia radiosignaaleja käyttäen, jotka lähetettäisiin maata kiertävistä satelliiteista, 25 jossa järjestelmässä vastaanotettujen signaalien vaiheet määritetään erikseen peruslinjan molemmissa päissä. Toisin sanoen yhdessä paikassa vastaanotettua signaalia ei ristikorreloida toisessa vastaanotetun signaalin kanssa näiden kahden signaalin välisen vaihe-eron määrittämisek-30 si. Vaihemoniselitteisyyden ratkaisemiseksi MITES-järjes telmä luottaa aina kymmenellä taajuudella suoritettujen mittausten ryhmän yhdistelmään, jotka taajuudet on sopivasti sijoitettu välille 1-2 GHz. Valitettavasti sikäli kuin tiedetään, nykyisin ei maata kierrä satelliitteja, 35 jotka lähettävät tällaisia signaaleja.

Il 5 82556

Tunnetaan myös järjestelmiä suhteellisen sijainnin määrittämiseksi käyttäen signaaleja, jotka on lähetetty muista lähteistä kuin keinotekoisista satelliiteista. Eräs esimerkki tällaisesta järjestelmästä, jossa käytetään kuu-5 perusteista lähetystä, on myös esitetty US-patenttijulkaisussa 4 170 776.

Tunnetaan myös järjestelmiä joko vain yhden paikan tai suhteellisen sijainnin mittaamiseksi käyttäen signaaleja muista lähteistä kuin kiertävistä satelliiteista. 10 Esimerkiksi W.O. Henryn artikkelissa otsikoltaan "Some

Developments in Loran", joka on ilmestynyt julkaisussa Journal of Geophysical Research, Voi. 65 sivut 506-513, helmikuu 1960, on kuvattu järjestelmää paikan määrittämiseksi (kuten laivan merellä) käyttäen signaaleja maape-15 rustaisista (kiinteistä) lähettimistä. Järjestelmä, joka tunnetaan Loran-C-navigointijärjestelmänä, käyttää useita tuhansia kilometrejä pitkiä tahdistettujen lähettimien ketjuja, jotka on sijoitettu maan pinnalle kaikkien lähettimien käyttäessä samaa kantoaaltotaajuutta, 100 kHz ja 20 kunkin lähettimen ollessa amplitudimoduloitu uniikilla, jaksoittaisella pulssikuviolla. Tämä kuvio, joka sisältää amplitudin merkkikääntymät, sallii vastaanottimen erottaa eri lähettimien signaalit. Sopiva havaintoyhdistelmä useammasta kuin yhdestä lähetinparista voi tuottaa määrityk-25 sen vastaanottajan sijainnista maan pinnalla.

Toinen esimerkki tämäntyyppisestä järjestelmästä on Omega-järjestelmä, jota on kuvattu Piercen artikkelissa otsikoltaan "Omega", joka on ilmestynyt julkaisussa IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, voi. 30 AES-1, nro 3, sivut 206-215, joulukuu 1965. Omega-järjestelmässä mitataan vastaanotettujen signaalien vaihe-erot eikä ryhmäviiveet, kuten periaatteellisesti Loran-C-järjestelmässä. Koska sekä Loran-C-että Omega-järjestelmissä käytetyt taajuudet ovat hyvin alhaisia, paikanmittausten 35 tarkkuus näillä järjestelmillä on varsin huono verrattuna 6 82556 mainittuihin satelliittijärjestelmiin.

Tekniikan taso sisältää myös muita menetelmiä sijainnin ja kohteellisen sijainnin määrittämiseksi Globaalin Paikannusjärjestelmän avulla. Normaali menetelmä, jo-5 ta on kuvattu esimerkiksi J.J. Spilker Jr.:n artikkelissa julkaisussa Navigation, Volume 25, nro 2 (1978), sivut 121-146 ja edelleen useissa muissa tämän julkaisun saman numeron artikkeleissa, perustuu GPS-signaalien koodatun modulaation ryhmäviiveiden tai vastaanottoajankohtien vä-10 listen erojen mittauksiin. Periaatteessa tämä menetelmä on hyperbolinen paikannusmenetelmä ja se on oleellisesti samanlainen kuin LORAN. GPS-moduloinnin noin 10 MHz kaistanleveys rajoittaa ryhmäviivemittauksen ja siten paikanmäärityksen tarkkuutta normaalimenetelmällä useisiin kym-15 meniin senttimetreihin. Yhden senttimetrin luokkaa oleva tarkkuus on potentiaalisesti saavutettavissa käyttämällä kantoaallon vaihemittauksia, kuten on kuvattu esimerkiksi J.D. Bosslerin, C.M. Goadin ja P.L. Benderin artikkelissa otsikoltaan "Using the Global Positioning System for Geo-20 detic Positioning", joka on ilmestynyt julkaisussa

Bulletin Geodesique, voi. 54, nro 4, sivu 553 (1980). Kuitenkin kaikilla julkaistuilla GPS-kantoaaltovaihetta käyttävillä menetelmillä on se haitta, että ne vaativat tietoa koodimodulaatiosta ja sen käyttöä, joka koodimodulaatio 25 voi olla salainen tai vaativat eri paikoissa vastaanotettujen signaalien ristikorrelaatiota tai vaativat suurten antennien käyttöä vastaanotetun signaalikohinatason nostamiseksi ja heijastuneiden signaalien aiheuttamien häiriöiden vaimentamiseksi tai menetelmä muutoin kärsii useam-30 masta kuin yhdestä mainitusta haitasta. Esillä olevalla keksinnöllä ei ole mitään näistä haitoista.

Erityisesti esillä oleva keksintö ei vaadi tietoa koodeista, jotka moduloivat GPS-kantoaaltoja, ei vaadi toisessa paikassa vastaanotetun signaalin ristikor-35 relaatiota jossakin toisessa paikassa vastaanotetun sig- I! 7 82556 naalin kanssa eikä vaadi suurten tai voimakkaasti suun-taavien vastaanottoantennien käyttöä.

Tämän keksinnön kohteena on muodostaa menetelmä ja järjestelmä paikan määrittämiseksi radiolla.

5 Tämän keksinnön toinen kohde on muodostaa menetelmä ja järjestelmä peruslinjavektorin mittaamiseksi pisteparin välillä radiointerferometriaa käyttäen.

Tämän keksinnön vielä eräs kohde on muodostaa menetelmä ja järjestelmä maassa olevan pisteparin, kuten mit-10 tausmerkkien välisen peruslinjavektorin määrittämiseksi käyttäen tyypiltään kaksisivukaistaisia kantoaalloltaan tukahdutettuja radiosignaaleja, jotka on lähetetty globaalin paikannusjärjestelmän maata kiertävistä satelliiteista.

15 Tämän keksinnön eräs muu kohde on muodostaa mene telmä ja järjestelmä kahden mittausmerkin välisen peruslinjavektorin määrittämiseksi käyttäen radiosignaaleja maata kiertävistä globaalin paikannusjärjestelmän satelliiteista, johon määritykseen liittyy molemmilla mittaus-20 merkillä vastaanotettuihin signaaleihin sisältyvien kantoaaltojen vaiheiden mittaus.

Tämän keksinnön vielä eräänä kohteena on muodostaa tekniikka vaiheinformaation käsittelemiseksi, joka on johdettu kahdessa maassa olevassa paikassa eri suunnista vas-25 taanotetuista radiosignaaleista suhteellisen paikan määrittämistä varten.

Tämän keksinnön vielä eräs kohde on muodostaa menetelmä ja järjestelmä globaalin paikannusjärjestelmän satelliiteista vastaanotettujen radiosignaalien tehojen ja 30 kantoaaltovaiheiden mittaamiseksi ilman tietoa koodatuista signaaleista, jotka näiden satelliittien lähettimissä moduloivat kantoaallot.

Tämän keksinnön vielä eräs kohde on muodostaa menetelmä ja järjestelmä kahden pisteen välisen peruslinjavek-35 torin määrittämiseksi mittaamalla molemmissa pisteissä 8 82556 vastaanotettujen radiosignaalien vaiheet ristikorreloimat-ta toisessa pisteessä vastaanotettua signaalia toisessa pisteessä vastaanotetun signaalin kanssa, tallentamatta kummassakaan pisteessä vastaanotettua signaalia ja muu-5 töinkään siirtämättä signaalipisteestä toiseen tai molemmista pisteistä yhteiseen paikkaan.

Tämän keksinnön vielä eräs kohde on muodostaa menetelmä (ja järjestelmä) paikan määrittämiseksi radiolla vaatimatta suuntaavan antennin käyttöä.

10 Nämä päämäärät saavutetaan alussa kuvatun kal taisella menetelmällä siten, että se käsittää: limittäisten, spektriltään levitettyjen signaalien ensimmäisen signaaliyhdistelmän vastaanottamisen satelliiteista ylöspäin suunnatulla ympärisäteilevällä anteil-15 la, joka on sijoitettu ensimmäiselle merkille; spektriltään levitettyjen signaalien ensimmäisen signaaliyhdistelmän rekonstruoiminen toisen signaaliyhdistelmän luomiseksi, joka samanaikaisesti käsittää lukuisia rekonstruoituja komponentteja, jotka liittyvät koodimodu-20 loituihin signaaleihin, jotka sisältyvät satelliiteista vastaanotettuihin signaaleihin; ja satelliiteista tulevien signaalien taajuuksien ennakoitujen arvojen soveltamisen toiseen signaaliyhdis-telmään tietojen johtamiseksi siitä.

25 Keksinnön mukaiselle järjestelmälle on puolestaan tunnusomaista se, mitä on esitetty patenttivaatimuksen 18 tunnusmerkkiosassa.

Seuraavassa keksintöä selitetään tarkemmin viitaten oheisten piirustusten mukaisiin esimerkkehin, joissa 30 kuvio 1 esittää järjestelmän peruslinjavektorin määrittämiseksi GPS-satelliitteihin liittyvällä radioin-terferometrialla keksinnön periaatteiden mukaisesti; kuvio 2 on lohkokaavio toisesta kuviossa 1 esitetystä interferometrisesta kenttäpäätteestä; 35 kuvio 3 on lohkokaavio kuviossa 2 esitetystä anten ni j ärj estelystä;

II

9 82556 kuvio 4 on lohkokaavio kuviossa 2 esitetystä vas-taanotinyksiköstä; kuvio 5 on lohkokaavio kuviossa 2 esitetystä digitaalisesta elektroniikkayksiköstä; 5 kuvio 6 on lohkokaavio kuviossa 5 esitetystä sig naalin muokkaimesta; kuvio 7 on lohkokaavio yhdestä kuviossa 5 esitetyn korrelaattorijärjestelyn korrelaattorimoduulista; kuvio 8 on lohkokaavio yhdestä kuviossa 5 esitetyn 10 numeerisen oskillaattorijärjestelyn numeerisesta oskil- laat torimoduulista; kuvio 9 on lohkokaavio kuviossa 2 esitetystä kent-täpäätetietokoneesta.

Esillä oleva keksintö on suunnattu tekniikkaan 15 maassa olevan pisteparin, kuten mittausmerkkien, välisen peruslinjavektorin mittaamiseksi radiointerferometrialla käyttäen NAVSTAR globaalin paikannusjärjestelmän (GPS) maata kiertävien satelliittien lähettämiä kaksisivukais-taisia, kantoaalloltaan tukahdutettuja radiosignaaleja. 20 Tekniikkaan liittyy kullakin asemalla vastaanotettuihin signaaleihin sisältyvien kantoaaltojen vaiheen mittaus ja sitten molemmilta asemilta saadun vaiheinformaation käsittely peruslinjavektorin määrittämiseksi. Yksi tekniikan etu on, että se mittaa kantoaaltovaiheet käyttämättä hy-25 väksi tietoa koodatuista signaaleista, joita käytetään satelliiteissa kantoaaltojen modulointiin. Toinen etu on, että se ei vaadi vastaanotettujen signaalien siirtoa ei reaaliajassa eikä tallennusten siirtona kahdesta paikasta yhteiseen paikkaan. Toinen etu on, että se ei vaadi suur-30 ten tai erittäin suuntaavien antennien käyttöä. Vielä eräs etu on, että se on suhteellisen immuuni lähellä vas-taanottoantenneja sattuvasta radioaaltojen sironnasta tai heijastumisesta aiheutuneille virheille.

Vaikka keksintöä tämän jälkeen kuvataan erityisesti 35 GPS-satelliittien käytön yhteydessä, on ymmärrettävää, et- 10 82556 tä sen tietyt piirteet eivät rajoitu ainoastaan käyttöön tällaisten satelliittien yhteydessä ja ne voivat olla käyttökelpoisia muistakin lähteistä vastaanotettujen signaalien yhteydessä.

5 Kuten on tunnettua, NAVSTAR globaalin paikannusjär jestelmän (GPS) satelliitit kiertävät maata noin 20 000 km:n korkeudella ja lähettävät signaaleja taajuuden 1575,42 MHz suhteen keskitetyllä taajuuskaistalla, joka tunnetaan "LI" kaistana ja taajuuden 1227,60 MHz suhteen 10 keskitetyllä toisella kaistalla, joka tunnetaan "L2" kaistana. Signaalit moduloidaan siten, että kehitetään likimain symmetriset ala- ja yläsivukaistat kantoaallon ollessa täysin tukahdutettu.

Molemmille kaistoille tietystä satelliitista tie-15 tyssä paikassa vastaanotetulla signaalilla voidaan katsoa olevan ajan funktiona muoto: s(t) » m(t) cos (2nf0t+<j>) + n(t) sin (2nf0t+<|>) 20 missä m(t) ja n(t) ovat moduloivat funktiot, molemmat ajan reaaliarvoisia funktioita, fc on nimellinen kantoaaltotaajuus ollen 1575,42 MHz LI:lie ja 1227,60 MHz L2 kaistalle, ja Φon vastaanotetun kantoaallon vaihe radiaaneissa, joka on tuntematon ja määritettävä. Molemmat moduloivat funk-25 tiot m(t) ja n(t) ovat ajan näennäissatunnaisia funktioita keskiarvon ollessa nolla. Nämä kaksi funktiota ovat keskenään ortogonaaliset. Kukin LI kantoaallon modulointiin mille tahansa satelliitille käytetyistä funktioista on myös ortogonaalinen vastaavaan funktioon nähden, jota on 30 käytetty mille tahansa muulle satelliitille, vaikka tietylle satelliitille voidaan käyttää samaa m(t) tai n(t) funktiota tai molempia moduloimaan sekä LI että L2 kantoaaltoa. Näiden kahden funktion m(t) ja n(t) kaistanleveydet eroavat tekijällä tasan 10, jolloin m(t):llä on 35 kapeampi ja n(t):llä leveämpi kaistanleveys. Ll:llä on

II

il 82556 tavallisesti läsnä molemmat m(t) ja n(t) signaalikomponen-tit ja L2:lla vain n(t) komponentti on läsnä m(t) funktion ollessa asetettuna nollaan tai "sammutettuna". Tehospekt-ritiheys m(t):lla, joka vastaa moduloivaa signaalia, joka 5 tunnetaan GPS kirjallisuudessa "clear/acquisition" koodina, on verrannollinen funktioon sin2^F/1 ,023 MHz) UF/1 ,023 MHz) 2 10 missä F edustaa modulaatiotaajuutta. Tällä funktiolla on puoli leveyttä noin 450 kHzrllä eli noin puolella maksimi-taajuudestaan. Toisin sanoen funktion arvo on noin 0,5, kun F = ± 450 kHz, kun taas arvo on yksikkö, kun F = 0. 15 Tehospektritiheys n(t):lla, joka vastaa moduloivaa signaalia, joka GPS-kirjallisuudessa tunnetaan "tarkkana koodina" tai "P-koodina", on verrannollinen lausekkeeseen 2 sin UF/10,23 MHz) 20 (ttF/10,23 MHz)2

Siten puolet leveyttä puolella n(t):n tehospektritiheyden maksimista on noin 4,5 MHz.

Signaalilla LI, 1575,32 MHz, n(t):n neliäkeskiarvo 25 on tavallisesti puolet m(t):n arvosta toisin sanoen <n2(t)> = 0,5 <m2(t)> 30 (On mahdollista käyttää GPS-satelliitteja epätavallisissa tiloissa, joissa neliökeskiarvojen suhde tai tehosuhde on eri kuin 0,5, erityisesti arvo nolla on mahdollinen.) Siten n(t):n tehospektritiheyden suhde m(t):n tehospektritiheyteen on tavallisesti sama noin 0,5 + 10 » 0,05 F:n ar-35 voille lähellä nollaa niin, että jos m(t):n spektriin so- i2 82556 vitettu kaistanpäästösuodin keskitetään LI kantoaaltotaajuudelle, noin 90 % tämän suotimen ulostuloon sisältyvästä tehosta on peräisin m(t) signaalikomponentista ja alle 10 % on peräisin n(t) komponentista. Yksinker- 5 taisuuden vuoksi tämän selityksen loppuosassa oletetaan sen vuoksi, että GPS LI signaalilla ei ole n(t) komponenttia ja sillä on yksinkertaisempi muoto s (t) = m(t) cos (2Trfot+<}>) 10 Yleisesti vastaanotettu kantoaaltovaihe, <p, on hi taasti vaihtuva ajan funktio niin, että todellisuudessa vastaanotettu kantoaaltotaajuus saadaan algebrallisena summana 15 f = fQ + (2π)“1 (άφ/dt) missä f0 on nimellinen kantoaaltotaajuus ja d /dt on φ:η aikaderivaatta. "Hitaasti vaihtuvalla" tarkoitetaan, että (2η)*1 (d$/dt) on erittäin pieni verrattuna f0:aan ja 20 m(t):n kaistanleveyteen. Pääsyy φ:η aikavaihtelulle on Doppler-siirtymä, joka voi saada f:n eroamaan fG:sta noin ± 4,5 kHz.

Vastaanotettu signaali s(t) ei sisällä erillistä tehospektrikomponenttia kantoaaltotaajuudella, koska 25 m(t):n keskiarvo on nolla. Siten kantoaalto on täysin tukahdutettuna ja LI signaalin s(t) tehospektritiheysfunktio on sama kuin modulaation m(t) tehospektritiheysfunktio, joka on siirretty peruskaistalta vastaanotetulle kantoaaltotaajuudelle f. Koska m(t) on ajan reaaliarvoinen funk-30 tio, sen tehospektritiheys on parillissymmetrinen taajuuden funktio. Siten s(t):n tehospektritiheydellä on parillinen symmetria kantoaaltotaajuuden f suhteen ja sitä nimitetään kaksisivukaistaiseksi spektriksi. Tämän teho-spektrin osuutta, joka vastaa f:ää suurempia taajuuksia, 35 nimitetään ylemmäksi sivukaistaksi, alempia taajuuksia li i3 82556 vastaava osuus on alempi sivukaista. (Vähäinen, korkeintaan noin kolme osaa miljoonasta, Doppler "venymisestä" aiheutuva epäsymmetria ylemmän ja alemman sivukaistan välillä ei ole tässä merkittävä.

5 Esillä olevan keksinnön mukaisesti molempiin perus- linjavektorin päihin on sijoitettu antenni. Kummankin antennin vastaanottamat signaalit erotetaan ylemmän ja alemman sivukaistan komponenteiksi. Nämä erotetut komponentit suodatetaan, muutetaan yhden bitin digitaalimuotoon ja 10 kerrotaan sitten keskenään. Niiden tuloa analysoidaan digitaalisesti korrelaation avulla paikallisoskillaattorin kvadratuuriulostulojen kanssa kustakin satelliitista vastaanotettuun kaksisivukaistaiseen signaaliin sisältyvän kantoaallon tehon ja vaiheen määrittämiseksi tähän paikal-15 lisoskillaattoriin nähden. Eroja Doppler-siirtymässä käytetään eri satelliittien kantoaaltojen erottamiseen. Siten useiden satelliittien tehot ja kantoaaltovaiheet mitataan samanaikaisesti ja mittaustuloksia edustava numeerinen data saadaan kullakin mittausmerkillä. Mittaukset suorite-20 taan reaaliaikaisina kullakin merkillä ilman vertailua signaaleihin, jotka on vastaanotettu jossakin toisessa paikassa ja tuntematta yhtään niistä koodatuista signaaleista, jotka moduloivat GPS-kantoaaltoja. Samanaikaisesti, mutta itsenäisesti kahdella mittausmerkillä kerran 25 sekunnissa riittävän pitkän aikavälin, kuten noin 5 000 sekuntia, aikana suoritetuista mittauksista saatua dataa käsitellään sitten yhdessä toiselta merkiltä toiselle ulottuvan peruslinjavektorin määrittämiseksi. Selityksessä esitetään kaksi käsittelymenetelmää. Kummassakin menetel-30 mässä lasketaan "epäselvyysfunktio", joka on funktio mittausdatasta ja peruslinj avektorin oletusarvosta 6 · β:η vektoritila tutkitaan systemaattisesti sen ainutkertaisen £:n arvon löytämiseksi, joka maksimoi lasketun funktion. Tämä £:n arvo otetaan tuntemattoman peruslinjavektorin fcf 35 halutuksi määritykseksi.

i4 82556

Viitaten nyt kuvioon 1, siinä on esitetty järjestelmä 11 peruslinjavektorin £ määrittämiseksi esillä olevan keksinnön mukaisesti. Perusiinjavektori £, johon seu-raavassa viitateen joskus myös nimellä "peruslinja" on 5 toisen mittausmerkin SM-2 suhteellinen asemavektori toisen mittausmerkin SM-1 suhteen. Peruslinja ulottuu mittaus-merkistä SM-1, joka on peruslinjan lähtöpisteessä tai toisessa päässä, mittausmerkkiin SM-2, joka on peruslinjan päätepisteessä tai toisessa päässä. Järjestelmä 11 käsit-10 tää kaksi älykästä interferometrikenttäpäätettä 13-1 ja 13-2 yhden peruslinjan kummassakin päässä ja tietokoneen, joka voi olla rakenteellisesti ja toiminnallisesti sisällytetty toiseen päätteistä 13 Ja olemaan osa siitä tai se voi olla erillinen yksikkö 15, kuten on esitetty.

15 Järjestelmä vaatii tavanomaista toimintaansa varten tietyt numeeriset tiedot ulkopuolisista lähteistä. Se vaatii myös jotkin välineet numeerisen datan siirtämiseksi tietokoneen 15 ja molempien päätteiden 13 välillä ennen ja jälkeen tai (valinnaisesti) peruslinjamittausten suorituk-20 sen aikana.

Ennen kuin mittaukset peruslinjan määrittämiseksi ovat alkaneet, tiedot ensimmäisestä datamuistista 17, jotka tiedot edustavat useiden GPS-satelliittien ratoja, joista satelliiteista kaksi, jotka on merkitty GPS-1 ja 25 GPS-2, on esitetty havainnollistamistarkoituksia varten, syötetään tietokoneeseen 15 yhdessä likimääräisen datan kanssa, joka edustaa mittausmerkkien SM-1 ja SM-2 paikkoja ja joka saadaan toisesta datamuistista 19. Viimeksi mainittu data saattaisi esimerkiksi edustaa mittausmerkkien 30 paikkoja muutaman kilometrin tarkkuudella. Näistä satelliittien rata- ja mittauspaikkojen tiedoista tietokone 15 kehittää taulukkomuodossa ajan funktiona ennusteen DOPPLER-taajuussiirtymälle, joka kunkin GPS-satelliittin lähettämällä 1575,42 MHz signaalilla tulee olemaan, kun se 35 vastaanotetaan kullakin mittausmerkillä. Tietokone 15 ke- is 82556 hittää myös taulukkoennustuksen kustakin satelliitista kullakin merkillä vastaanotettavan signaalin tehotasosta. Ennustettu teho on nolla, jos satelliitti on horisontin alapuolella ja se on funktio satelliitin ennustetusta nou-5 sukulmasta horisontin yläpuolelle johtuen vastaanottavan antennin (merkillä) vahvistuksen kulmariippuvuudesta ja tavallisesti vähäisemmässä määrin lähettävän antennin (satelliitissa) kulmariippuvuudesta. Ennustettujen taajuus-siirtymien ja tehojen taulukot aikavälille, jotka käsittä-10 vät ennakoidun mittausaikavälin, kaikille GPS-satel-liiteille, joiden odotetaan olevan näkyvissä kullakin mit-tausmerkillä, välitetään nyt millä tahansa tunnetuilla välineillä, kuten esimerkiksi puhelinlinjalla tai radiopu-helinlinkillä, ja syötetään erityiseen interferometrikent-15 täpäätteeseen 13 sisältyvän pienemmän tietokoneen muistiin, joka pääte tullaan sijoittamaan tai voi jo olla sijoitettu mittausmerkille. Vaihtoehtoisesti taajuus- ja tehoennustetaulukot voidaan kehittää interferometrikent-täpäätteen sisällä olevalla tietokoneella.

20 Doppler-taajuusennusteet lasketaan kaavojen perus teella, jotka tunnetaan hyvin alalla. Tällaisten ennustusten virheet ovat luokkaa 1 Hz mittausmerkin oletetun paikan virhekilometriä kohden. Lisävirhe taajuusennusteessa johtuen virheestä satelliitin radan ekstrapoloinnissa on 25 tavallisesti luokkaa 1 Hz tai vähemmän ennusteille, jotka on tehty vähintään päivää etukäteen. Useisiin Herzeihin nousevat taajuusennustevirheet ovat siedettäviä esillä olevan keksinnön puitteissa. Ennusteiden vastaanotetusta tehosta ei tarvitse olla kovin tarkkoja, useiden desibe-30 lien virheet olisivat siedettävissä, koska näitä ennusteita ei käytetä mihinkään kovin kriittiseen tarkoitukseen. Niitä käytetään pääasiassa sen mahdollistamiseksi, että kenttäpäätetietokone voi tarkistaa, vastaanotetaanko haluttu signaali vaiko jokin satunnainen signaali. Uh-35 raamalla ehkä jonkin verran luotettavuudesta tehoennus-tetaulukoista voitaisiin luopua.

i6 82556

Interferometrikenttäpääte 13, joka on sijoitettu mittausmerkille, vastaanottaa nyt 1575,42 MHz signaalit useista satelliiteista aina seitsemään asti, mutta ei missään tapauksessa alle kahdesta satelliitista samanai-5 kaisesti. Mitattavan peruslinjan tarkkaa määritystä varten on oleellista peruslinjan molemmissa päissä oleville päätteille tarkkailla satelliitteja samanaikaisesti.

Elektroniset piirit (joita kuvataan seuraavassa) kussakin päätteessä erottuvat vastaanotettujen signaalien 10 ylemmän ja alemman sivukaistan komponentit ja käyttäen Doppler-siirtymäennusteita analysoivat nämä sivukaistakom-ponentit kustakin satelliitista vastaanotettuun signaaliin sisältyvän kantoaallon tehon ja vaiheen määrittämiseksi. Tiedot näistä teho- ja vaihemäärityksistä tallennetaan 15 kenttäpäätteeseen ja mahdollisesti palautetaan keskustietokoneeseen 15 millä tahansa tavanomaisilla välineillä.

Tiedot näistä kahdesta interferometrisesta kenttä-päätteestä 13-1 ja 13-2 täytyy käsitellä yhdessä, jotta saadaan peruslinjavektorin tarkka määritys.

20 Tulisi huomata, että välineet datan kaukovälitystä ♦ tai -siirtoa varten eivät ole tarpeelliset tämän järjestelmän toimintaa varten. Päätteet 13-1 ja 13-2 voidaan siirtää fysikaalisesti samaan paikkaan kuin tietokone 15 ja siellä ennustetaulukot voidaan siirtää tietokoneesta 25 päätteisiin 13. Sitten päätteet 13, jotka sisältävät taulukot muisteissaan, voidaan kantaa mittausmerkeille SM-1 ja SM-2, missä satelliitteja tarkkaillaan. Näiden havaintojen valmistumisen jälkeen päätteet 13 voidaan kantaa takaisin tietokoneen 15 paikalle, missä kantoaaltovaiheti-30 edot voidaan siirtää molemmista päätteistä tietokoneeseen käsittelyä varten.

Viitaten nyt kuvioon 2, siinä on esitettynä inter-ferometripäätteen 13, jota myös kutsutaan "kenttäpäät-teeksi”, pääkomponentit. Kussakin kenttäpäätteessä 13 on 35 antennisovitelma 21, joka on yhdistetty elektroniikkalait-teistoon 23 koaksiaalikaapelilla 25.

Il 17 82556

Kukin antennisovitelma 21 sisältää antennin 27 ja esivahvistinlaitteiston 29. Antenni on sijoitettu mittaus-merkille SM, ja antennin 27 vaihekeskiön paikan mittaus-merkin SM suhteen täytyy olla tarkasti tunnettu.

5 Antenni 27 vastaanottaa 1575,42 MHz:n radiosignaa lit, jotka GPS-satelliitit ovat lähettäneet. Vastaanotetut signaalit vahvistetaan esivahvistimella 29 ja syötetään koaksiaalikaapelin 25 kautta elektroniikkalaitteistoon 23 sisältyvään vastaanotinyksikköön 31, joka vastaanotinyk-10 sikkö 31 sisältää sivukaistaerottimen 33, vastaanottimen tehopiirin 34 ja oskillaattoripiirin 35.

Sivukaistaerottimessa 35 signaalin ylempi sivukais-taosuus, joka käsittää kaikista satelliiteista yhdistettyinä vastaanotettujen signaalien sen osuuden, jolla on 15 1575,42 MHzrstä ylöspäin oleva radiotaajuusalue, erote taan alemmasta sivukaistaosuudesta, joka vastaa 1572,42 MHz:n alapuolisia radiotaajuuksia. Tämän erotuksen suorittamiseksi sivukaistaerotin 33 käyttää 1575,42 MHz: n vertailusignaalia, jonka oskillaattoripiiri 35 syöttää.

20 Vastaanotinyksikkö 31 syöttää kolme signaalia ana logisessa muodossa digitaaliseen elektroniikkayksikköön 37. Yksi analoginen signaali, joka on nimitty u(t), edustaa vastaanotettujen radiotaajuussignaalien ylempää sivu-kaistakomponenttia siirrettynä peruskaistalle. Toinen ana-25 loginen signaali, joka on nimetty l(t), edustaa alempaa sivukalstakomponenttia myös siirrettynä peruskaistalle. Nämä molemmat signaalit sisältävät vaikutuksia kaikista näkyvistä satelliiteista. Kolmas signaali, joka syötetään digitaaliseen elektroniikkayksikköön 37, on sinimuotoinen 30 signaali, jolla on 5,115 MHz:n taajuus, joka on oskillaat-toripiirissä 35 olevan vapaasti värähtelevän, stabiilin kvartsikideoskillaattorin ulostulo. Tämän saman oskillaattorin ulostulo kerrotaan taajuudeltaan kiinteällä koko-naislukukertoimella 308 oskillaattorilaitteiston sisällä 35 1575,42 MHz:n vertailutaajuuden saamiseksi, jota sivukais- ie 82556 taerotin käyttää. Oskillaattorilaitteiston 35 kehittämien taajuuksien tarkkuus on tyypillisesti noin yksi osa I0°:stä/ vaikkakin tarkkuus yksi osa 10e:sta olisi siedettävissä.

5 Digitaalisessa elektroniikkayksikössä 37 kaikki kolme analogista sisääntuloa muutetaan digitaaliseksi logiikkasignaaliksi. Näitä digitaalisia signaaleja käsitellään kenttäpäätetietokoneen 39 ohjauksen alaisena kantoaaltojen teko- ja valhetietojen kehittämiseksi. Digi-10 taalinen elektroniikkalaitteisto 37 liitetään kenttäpää-tetietokoneeseen 39 kaksisuuntaisen dataväylän 41 välityksellä. Kenttäpäätetietokone voi olla Digital Equipment Corporation (DEC) malli LSI-11/2 mikrotietokone, dataväy-lä 41 voi tässä tapauksessa olla DEC:n "Q"-väylä.

15 Kantoaaltovaihetiedot tallennetaan kenttäpäätetie tokoneen 39 muistiin, kunnes on toivottavaa välittää nämä tiedot keskustietokoneeseen 15 käsittelyä varten. Kuten on mainittu, keskustietokone 15 voidaan eliminoida ja käsittely suorittaa toisessa kenttäpäätteistä 39. Valhetiedot 20 voidaan myös kirjoittaa kenttätietokoneella 39 ulos tie-dontallennusvälineeseen, kuten magneettinauhakasetti tai levy (ei esitetty). Data voidaan välittää myös suoraan sähköisen yhteyden kautta tai modernin ja puhelinliitännän kautta tai millä tahansa tavanomaisilla välineillä.

: 25 Viitaten nyt kuvioon 3, siinä on esitetty yksityis kohtaisemmin antennisovitelman 21 komponentit. Sovitelma 21 sisältää antennin 27, joka, kuten on mainittu, on konstruoitu siten, että sen vaihekeskiö voidaan sijoittaa tarkasti mittausmerkin suhteen. Antennin 27 vastaanot-30 timet 1575,42 MHz:n radiosignaalit syötetään esivahvis-tinpiiriin 29, jonka tehtävänä on kohottaa niiden tehota-soa riittävästi koaksiaalikaapelin 25 vaimennuksen voittamiseksi, joka kaapeli yhdistää antennisovitelman 21 vastaanottoyksikköön 31 ja vastaanotinyksikön 31 sisään-35 tulovahvistimessa kehittyneen taustakohinan voittamiseksi.

is 82556

Vahvistinpiirissä 29 antennista 27 vastaanotetut signaalit suodatetaan ensin kalstanpäästösuotimella 43, jonka noin 50 MHz:n kaistanleveys on keskitettynä taajuudella 1575,42 MHz. Suotimen 43 tehtävänä on estää vas-5 taanotinlaitteiston 31 ylikuormitus voimakkaiden satunnaisten signaalien vaikutuksesta, joita voi esiintyä GPS-signaalikaistan ulkopuolella. Käistanpäästösuotimen 43 ulostulo syötetään passiiviseen diodirajoittimeen 45, joka suojaa vähäkohinaista vahvistinta 47 palamasta voi-10 makkaiden signaalien vaikutuksesta, kuten sellaisten, jotka voisivat lähteä läheisistä suuritehotutkista. Vähäkohinainen vahvistin 47 on tavanomainen gallium-arse-nidi-kanavatransistori(FET)vahvistin, jolla on noin 2dB:n kohinakuvio.

15 Tasavirtateho vähäkohinaiselle vahvistimelle syöte tään koaksiaalikaapelin 25 kautta, joka on liitetty esi-vahvistinlaitteistoon 29 vastaanotinyksiköstä 31 suurtaa-juussulakkeen 49 ja jännitteensäätöjän 51 kautta. Kondensaattori 53 kytkee vähäkohinaisen vahvistimen 47 suurtaa-20 juusulostulon kaapeliin 25 sulkien samalla tasavirran vahvistimelta.

Viitaten kuvioon 4, siinä on yksityiskohtaisemmin esitetty vastaanotinyksikön 31 komponentit. Vastaanotin-yksikkö 31 sisältää vastaanottimen teholähteen 34, sivu-25 kaistaerottimen 33 ja oskillaattoripiirin 35. Vastaanottimen tehopiiri 34 muodostaa tasavirtatehon oskillaattoripiirin 35, sivukaistaerottimen 33 ja koaksiaalikaapelin 25 kautta antennisovitelman 21 vähäkohinaisen vahvistimen 47 toimintaa varten. Oskillaattoripiiri 35 muodostaa 30 1575,42 MHz:n vertailutaajuuden sivukaistaerottimelle 33 ja 5,115 MHz:n vertailutaajuuden digitaaliselle elektro-niikkayksikölle 37. Sivukaistaerotin 33 erottaa signaalit, jotka on vastaanotettu 1575,42 MHz:n suhteen keskitetyllä ja tästä ylöspäin ja alaspäin ulottuvalla suurtaajuuskais-35 talla, erillisiksi ylemmän ja alemman sivukaistan komponenteiksi peruskaistalla.

20 82 556

Vastaanottimen tehopiiri 34 sisältää säädetyn tasa-virtateholähteen 61 ja lisäksi vastastoparIston 63. Paristo 63 mahdollistaa tehon keskeytymättömän syötön kide-oskillaattorille 65 oskillaattoripiirissä 35, reaaliaikai-5 selle kellolle digitaalisessa elektroniikkayksikössä 37 ja kenttäpäätetietokoneen 39 datamuistille riippumatta ulkoisen sähkötehon lähteen, verkon katkoksista, joita voi esiintyä. Siten oskillaattorin taajuusstabiilisuus säilytetään, kellon aika-asetusta ei menetetä ja tietokoneen 10 muistiin tallennettu data ei häviä.

Oskillaattori 65 oskillaattoripiirissä 35 on kvart-sikideoskillaattori, kuten Frequency and Time Systemsin (FTS) malli 1001, joka muodostaa 5,115 MHz:n ulostulotaa-juuden yksi osa 108:sta tai pienemmällä poikkeamalla. FTS-15 mallin 1001 stabiliteetti on noin yksi osa 1010:stä päivää kohden ja yksi osa 1012:sta aikaväleillä 1-100 s ja se on sen tähden enemmän kuin sovelias tähän käyttötarkoitukseen. Oskillaattori 65 muodostaa kaksi identtistä ulostuloa, joista toinen menee digitaaliseen elektroniikkayk-20 sikköön 37 ja toinen 1575,42 MHz:n syntetisaattoriin 67 oskillaattoripiirissä 35.

1575,42 MHz:n syntetisaattori 67 sisältää jännite-ohjatun transistorioskillaattorin (VCO) 69, joka värähte-lee taajuudella 393,855 MHz, joka on sama kuin 77 kertaa 25 5,115 MHz. Tämän oskillaattorin vaihe on stabiloitu 5,115 MHz:n vertailun vaiheen suhteen käyttämällä vaihelukittua silmukkaa, joka on koottu VC0:sta 69, kytkystä 71, jakajasta 73 vaihe-taajuus virheilmaisimesta 75 ja silmukka-suotimesta 77. Osa VC0:n 69 ulostulotehosta kytketään kyt-30 kyllä 71 taajuusjakajan 73 sisääntuloon, joka jakaja on koottu tavanomaisista emitterikytketyn logiikan (ECL) in-terferoiduista piireistä, jotka jakavat ll:llä ja sitten 7:llä. Jakajan 73 ulostulo on "muuttuva" sisääntulo ja oskillaattorin 65 5,115 MHz:n ulostulo on "vertailusisään-35 tulo" tavanomaiseen ECL-integroidulla piirillä muodostet- 21 82556 tuun vaihe-taajuusilmaisimeen 75, kuten Motorolan tyyppi nto MC12040. Ilmaisimen 75 ulostulo alipäästösuodatetaan silmukkasuotimessa 77 ohjausjännitteen muodostamiseksi, joka syötetään VCO:hon 69. VCO:n 69 ulostulo nelinkertais-5 tetaan taajuudeltaan kahdella peräkkäisellä tavanomaisella tasapaino!tetulla diodikahdentajalla 79 ja vahvistetaan vahvistimella 81 1575,42 MHz:n ulostulotaajuuden saamiseksi, joka ohjaa sivukaistaerotinta 33.

Signaalit taajuuden 1575,42 MHz suhteen keskitetyl-10 lä kaistalla, jotka on vastaanotettu antennisovitelmasta 21 koaksiaalikaapelin 25 kautta sivukaistaerottimen 33 sisääntuloon 83, kytketään tasavirtaestokondensaattorilla 85 kaistanpäästösuotimen 87 läpi ja vahvistetaan sisääntu-lovahvistimella 89. Tasavirtateho esivahvistinta 29 var-15 ten (antennisovitelmassa) on kytketty koaksiaalikaapeliin 25 suurtaajuusulakkeen 91 kautta vastaanottimen tehopiiristä 34.

Suurtaajuustehopilkoin tai "hybridi" 93, 1575,42 MHz:n paikallisoskillaattori-kvadratuurihybridi 95, kaksi 20 kaksoistasattua sekoitinta 97 ja 99 ja laajakaistainen videotaajuinen kvadratuurihybridi 101 sivukaistaerottimes-sa 33 muodostavat kaksinkertaisen yksisivukaistaisen suur-taajuusperuskaistamuuttimen tai tavanomaista "vaiheistavaa" tyyppiä olevan "demodulaattorin". Tällaista demodu-25 laattoria on kuvattu esimerkiksi Alan E.E. Rogersin artikkelissa julkaisussa Proceedings of the IEEE voi. 59 (1971), sivut 1617-1618. Sen toiminta voidaan tässä kuvata seuraavasti.

Merkitään fc:lla vertailusignaalin taajuutta, jonka 30 oskillaattoripiiri 35 syöttää sivukaistaerottimelle 33.

Nimellisesti fQ on 1575,42 MHz, mikä on sama kuin GPS satelliitin "LI" lähetysten nimellinen kantoaaltotaajuus, ennen (ensimmäisen kertaluvun) Doppler-siirtymää. Siten kvadratuurihybridin 95 ulostulot 102 ja 103 voidaan kir-35 joittaa vastaavasti sin 2nfet ja cos 2ixf0t. Nämä ulostu- 22 82556 lot, jotka ovat kvadratuurivaiheessa, ovat "paikallisos-killaattorisisääntuloja” vastaavasti sekolttlmeen 97 ja 99. Suurtaajuussisääntulot näihin kahteen sekolttlmeen ovat identtiset. Sekoittimien peruskaistaulostulot ovat 5 vastaavasti identtiset lukuun ottamatta π/2 radiaanin vai-hesiirtoa. ("Peruskaistalla tarkoitamme lähempänä nollaa kuin f0 olevaa taajuusaluetta, joka vastaa sisääntulotaa-juuden ja f0:n välistä erotusta".) Tämän vaihesiirron suunta, edellä tai jäljessä, riippuu siitä, onko sisääntulo losignaalin taajuus f„:n yläpuolella tai alapuolella. Siten on mahdollista valita joko ylempi sivukaista (sisään-tulotaajuus korkeampi) tai alempi sivukaista ja hylätä vastakkainen sivukaista siirtämällä toisen suotimen ulostulon vaihetta lisää ιτ/2 radiaania ja sitten joko sum-15 maamalla tai vähentämällä (riippuen siitä, kumpi sivu-kaista halutaan) näiden kahden sekoittimen ulostulot.

Kvadratuurihybridi 101, jolla on kaksi sisääntuloa 109 ja 111 ja kaksi ulostuloa 105 ja 107, suorittaa tämän π/2 vaihesiirron ja summaus/vähennyslaskun. Hybridin 101 20 ylempi ulostulo 105 saadaan ylemmän sisääntulon 109 ja alemman sisääntulon 111 aritmeettisena summana molempien sisääntulojen ollessa viivästettynä vaiheeltaan määrällä, joka on riippuvainen taajuudesta, mutta alemman sisääntulon vaihesiirto on suurempi kuin ylemmän sisääntulon va-25 kiolla π/2 radiaania taajuudesta riippumatta. Alempi ulostulo 107 saadaan samojen kahden eri lailla vaihesiirret-tyjen sisääntulojen 109 ja 111 aritmeettisena erotuksena erotuksen ollessa otettuna suuntaan ylempi miinus alempi. Määritelty π/2 radiaanin (yksi neljännesjakso) vaihe-ero 30 säilytetään tarkasti kaikille taajuuksille välillä fHP ja ainakin fLP, missä fHP = 19 kHz on paljon pienempi kuin fLP * 450 kHz ja fLP on likimain sama kuin GPS "C/A" modulaation m(t) yksisivukaistainen kaistanleveys, kuten on aiemmin esitetty. Kvadratuurihybridin rakenne, jolla on 35 nämä ominaisuudet, on annettu mainitussa Rogersin artikkelissa.

23 8 2 5 5 6

Nyt kvadratuurihybridin 101 ulostulot vahvistetaan erikseen identtisillä videovahvistimilla 113 ja 115 ja suodatetaan ylipäästösuotimilla 117 ja 119 ja alipäästö-suotimilla 121 ja 123. Suotimet 117 ja 119 ovat identti-5 siä ylipäästösuotimia, joilla on matalataajuinen rajataajuus fjip. Ylipäästösuotimien tarkoituksena on eliminoida sekoi-tinulostulojen tasavirtakomponentit ja kaikki matalataa-juiset spektrikomponentit, joilla on sama tai alempi taa-10 juus kuin suurin mahdollinen Doppler-siirtymän taso, joka GPS-satelliitin signaalilla voisi olla.

On suotavaa rajoittaa kaikkia tällaisia komponentteja, koska ne muutoin voisivat häiritä seuraavaa vastaanotetun Doppler-siirtyneen kantoaallon vaiheen määritystä 15 digitaalisessa elektroniikkalaitteistossa ja kenttäpäät- teen tietokoneessa. Tällaiset potentiaalisesti häiritsevät signaalit voisivat sisältää matalataajuista "välkyntä" kohinaa, joka on kehittynyt itse sekoittimissa tai saattaa seurata sekoittimen epätasapainon ja 1575,42 MHz:n vertai-20 lusignaalin (epäsuotavien) matalataajuisten anplitudi- tai vaihevaihteluiden tai minkä tahansa sekoittimia edeltävän suurtaajuusvahvistimen vahvistuksen yhdistelmästä. Toinen matalataajuisten häiriöiden potentiaalinen lähde on teholähteen ulostulojännitteiden tai virtojen humina tai aal-25 toilu. Eräs muu lähde voisi olla häiritsevä jatkuva-aal- toinen signaali f0:aa lähellä olevalla taajuudella.

Alipäästösuotimet 121 ja 123 ovat identtisiä ali-päästösuotimia, joiden kaistanleveys on fLP, mikä on sama kuin m(t):n yhden sivukaistan kaistanleveys. Kunkin suoti-30 men vaste taajuuden funktiona on sovitettu sovittamaan m(t):n tehospektritiheys. Näiden suotimien tarkoituksena on estää kohinaa ja häiriöitä m(t):n kaistanleveyden ulkopuolella. Huomaa, että laajakaistainen GPS "P-koodi" mo-dulaatiosignaali n(t) muodostaisi tässä tavallisesti häi-35 riölähteen. Pääosa noin 80 % n(t):stä peräisin olevasta 24 8 2 5 5 6 tehosta hylätään näillä alipäästösuotimilla. Tämä hylkäys-aste on riittävä varmistamaan, että "P-koodi" häiriöllä on merkityksetön vaikutus. Huomaamme kuitenkin, että jos kapeakaistainen m(t) modulaatio olisi kytketty pois päältä 5 GPS-satelliiteissa, niin laajakaistainen n(t) modulaatio ei enää edustaisi epäsuotavaa häiritsevää signaalia, siitä tulisi haluttu signaali. Tällaiseen vaihtoon GPS-signaali-rakenteessa voitaisiin sopeutua kasvattamalla alipäästö-suotimien 121 ja 123 kaistanleveyksiä kertoimella 10 nii-10 den sovittamista uuteen signaaliin.

Ulostulo u(t) alipäästösuotimesta 121 edustaa alas muutettua ja suodatettua alkuperäisen signaalin s(t) ylemmän sivukaistan komponenttia ja ulostulo l(t) alipäästösuotimesta 123 edustaa alempaa sivukaistaa. Tulisi huoma-15 ta, että u(t):n spektriä siirretään taajuudeltaan ylöspäin ja l(t):n spektriä siirretään taajuudeltaan alaspäin suhteessa alkuperäisen modulaation m(t) spektriin määrällä (f-f0), joka on todellisen vastaanotetun kantoaallon taajuuden f ja paikallisoskillaattorin taajuuden fG välinen 20 erotus. (Jos kantoaallon Doppler-siirtymä (f-f0) on nega-. tiivinen niin u(t):n ylöspäin.) Tämän siirtymän tason ole tetaan olevan pienempi kuin fHP ja paljon pienempi kuin flP. Tämä oletus tulee tyydytetyksi, jos taajuussiirto johtuu pääasiallisesti Doppler-siirtymästä, joka ei voi kos-25 kaan ylittää tasoltaan 5 kHz edellyttäen, että fHP on asetettu likimain arvoon 10 kHz. Mikä tahansa vertailukide-oskillaattorin 65 sivuunasetus halutusta 5,115 MHz:n taajuudesta aiheuttaa (308 kertaa suuremman) myös u(t):n ja l(t):n spektrin siirtymän. Tavallisesti tällainen siirtymä 30 on kuitenkin hyvin paljon pienempi kuin fHP.

Ylemmän ja alemman sivukaistan ulostulojen u(t) ja l(t) taajuussiirtymän lisäksi on molemmissa ulostuloissa taajuudesta riippuvainen, sekoittava vaihesiirto johtuen kvadratuurihybridistä 101. Kuitenkin Rogersin (mainittu 35 yllä) erityiselle kvadratuurihybridirakenteelle tämä vai-

II

25 82 556 hesiirto on liian pieni ollakseen tärkeä. Samalla tavoin kaistanpäästösuotimen 87 ja yli- ja alipäästösuotimien 117, 119, 121 ja 123 aiheuttamat ylimääräiset vaihesiirrot ovat merkityksettömiä, jos käytetään tavanomaisia suodin-5 rakenteita. Kukin näistä vaikutuksista pyrkii myös kumoutumaan, kun otetaan päätteiden välinen erotus seuraavassa tietojenkäsittelyssä. Kumoutuminen ei ole tarkkaa, koska kaksi suodinta eivät ole koskaan täysin samanlaiset myös Doppler-siirtymät eri puolilla ovat erilaiset minä tahansa 10 tiettynä hetkenä. Jäännösvaikutukset ovat kuitenkin merkityksettömät, kuten on esitetty suorilla laskelmilla ja vahvistettu todellisella kokeella.

Viitaten nyt kuvioon 5, siinä on esitetty digitaalisen elektroniikkayksikön 37 lohkokaavio. Digitaalinen 15 elektroniikkayksikkö 37 sisältää signaalimuokkaimen 125, korrelaattorisovitelman 127, joka käsittää seitsemän identtisen korrelaattorin ryhmän, numeerisen oskillaat-torisovitelman 129, joka käsittää vastaavan seitsemän identtisen numeerisen oskillaattorin ryhmän ja reaaliaika-20 kellon 131, korrelaattorisovitelman 127, numeerisen oskil-laattorisovitelman 129 ja reaaliaikakellon 131 ollessa yhdistettynä dataväylällä 133 toisiinsa ja kenttäpäätetie-tokoneeseen 39. Signaalin muokkaimen 125 ensimmäinen tehtävä on muuttaa analoginen ylemmän sivukaistan signaali 25 u(t), analoginen alemman sivukaistan signaali l(t) ja ana loginen 5,115 MHz:n sinisignaall kukin binääriarvoiseksi "digitaaliseksi" tai "loogiseksi" signaaliksi, joka soveltuu käsiteltäväksi tavanomaisilla transistori-transis-torilogiikka(TTL)piireillä.

30 Signaalin muokkain 125 tuottaa vain kaksi ulos tuloa. Toinen on binääriarvolnen, TTL-logiikkatasoinen, jaksoittainen kanttiaaltomuoto, jolla on taajuus 10,23 MHz, joka on tuotettu kahdentamalla 5,115 MHz:n sisääntulon taajuus. Tämä 10,23 MHz:n ulostulo toimii "kello-35 signaalina" kaikkien seuraavien digitaalisten piirien 26 82556 ajoituksen ohjaamiseksi. Tämä kellosignaali on jaettu 1023:11a (- 3 x 11 x 31) reaalialkakellossa 131 yhden sykäyksen saamiseksi 100 mikrosekunnissa, lisäjaot peräkkäisillä tekijäillä 10 johtavat siten täydelliseen ajan desi-5 maaliesitykseen sekunteina viimeisen merkitsevän numeron edustaessa yksiköitä 10'4 s. Aika on aina luettavissa tässä muodossa dataväylän 133 kautta. Korrelaattorisovitelman 127, numeerisen oskillaattorisovitelman 129 ja kenttäpää-tetietokoneen 39 kaikkia toimintoja ohjaa reaaliaikakello 10 131 dataväylän 133 kautta.

Signaalimuokkaimen 125 toinen "digitaalinen" ulostulo on johdettu analogisista u(t) ja l(t) sisääntuloista ja se on binääriarvoinen, TTL-logiikkatasoinen, ei jaksollinen aaltomuoto. Tämä ulostulo on tuotettu TTL poissul-15 kevalla ei-tai logiikkaportilla, jossa on kaksi sisääntuloa: toinen sisääntulo edustaa u(t) sisääntulon merkkiä ja toinen l(t):n merkkiä. Siten porttiulostulo on "tosi" (T tai binäärinen 1) jos ja vain jos analogisilla u(t) ja l(t) signaaleilla on sama merkki.

20 Kuviossa 6 on esitetty signaalimuokkaimen 125 loh- -kokaavio. Analoginen signaali u(t) syötetään komparaattoriin 135, jonka ulostulo on TTL-logiikkatasoinen tosi, kun u(t) on positiivinen ja epätosi, kun u(t) on negatiivinen. Tämä TTL-logiikkasignaali syötetään toisena sisääntulona 25 TTL poissulkevaan ei-tai porttiin 137. Analoginen signaali l(t) syötetään samalla tavoin komparaattoriin 139, jonka ulostulo syötetään toiseen poissulkevan ei-tai portin 137 sisääntuloon. Sinimuotoinen 5,115 MHz signaali, joka on saatu kideoskillaattorilta 65, syötetään tavanomaiseen 30 analogiseen taajuudenkahdennuspiiriin 141, jonka ulostulo syötetään kolmanteen komparaattoriin 143 10,23 MHz:n TTL-tasoisen kanttiaaltoulostulon tuottamiseksi. 10,23 MHz:n ulostuloa käytetään myös "kello" sisääntulona kiikkuun 145, joka suorittaa näytteenoton ja -pidon portin 137 35 ulostulosta. Siten kiikun 145 ulostulo on poissulkeva ei- I! « 27 82 55 6 tai funktio u(t):n ja l(t):n merkeistä, jotka on otettu tasaisella 10,23 x 106 taajuudella sekunnissa ja pidetty näytteenottohetkien väli. Radiointerferometrien alalla on hyvin tunnettua, kuten esimerkiksi J.M. Moran on esittänyt 5 artikkelissa, joka on ilmestynyt julkaisussa Methods of Experimental Physics, voi. 12, osa C, sivut 228-260, että ajan binääriarvoisella funktiolla U®XL on Fourier-tnuunnos tai "spektri", joka on hyvä aproksimaatio sekä vaiheeltaan että suhteelliselta amplitudiltaan analogisen tulon 10 u(t)l(t) Fourier-spektrille. AproksimaatiOn tarkkuus riippuu analogisista signaaleista, jotka ovat luonteeltaan satunnaisia ja normaaleja. Myös korrelaatiokertoimen näiden kahden sisääntulon välillä täytyy olla tasoltaan paljon pienempi kuin 1. (Tosiasiassa kohina "tasaa" kom-15 paraattorien epälineaarisuudet. Poissulkevaa ei-tai porttia 137 voidaan pitää kertojana, jonka kullakin sisääntulolla on arvot +1 ja -1.) Nämä ehdot täytetään hyvin esillä olevassa järjestelmässä. Siten seuraavassa loogisen tason kiikusta 145 katsotaan edustavan yksinkertaisesti 20 tuloa u(t)l(t).

UBX "tulo" signaalimuokkaimesta 125 syötetään rin nan kuhunkin identtiseen korrelaattoriin korrelaattoriso vitelmassa 127.

Ennen korrelaattorisovitelman 127 rakenteen kuvaus-25 ta sen toiminnan periaatteita selitetään lyhyesti.

Kussakin korrelaattorissa u(t)l(t) tulo korreloidaan ajan sini- ja kosinifunktioiden binääriaproksimaa-tioiden kanssa, jotka on kehittänyt vastaava seitsemästä numeerisesta oskillaattorista. Oskillaattorin taajuutta 30 ohjaa kenttäpäätetietokone 39 reaaliaikakellon 131 osoit taman ajan mukaisesti. Minä tahansa tiettynä aikana os-killaattoritaajuus asetellaan kaksi kertaa yhden satelliiteista lähettämän 1575,42 MHz:n kantoaallon ennustetun Doppler-taajuussiirtymän suuruiseksi. Yksi oskillaattori 35 ja yksi korrelaattori liittyvät kuhunkin näkyvissä olevaan 28 82556 satelliittiin seitsemän satelliitin maksimiarvoon asti. (Periaatteessa, jos joskus olisi näkyvissä enemmän kuin seitsemän satelliittia, järjestelmässä voitaisiin käyttää useampia numeerisia oskillaattoreita ja korrelaattoreita.

5 Käytännössä seitsemän riittää.) Jos ennustettu Doppler-siirtymä on riittävän lähellä todellista Doppler-siirty-mää, niin korrelaattorin ulostulot mittaavat tarkasti sen tietyn satelliitin signaalin tehon ja vaiheen, jolle ennustus oli tehty eikä siihen vaikuta merkittävästi muiden 10 satelliittien signaalien läsnäolo, jolla on eri Doppler-siirtymät.

Materiaalisina termeinä yhden numeerisen oskillaattorin ja siihen liittyvän korrelaattorin toimintaa kuvataan seuraavasti: Ajan t funktiona, jonka ajan osoittaa 15 reaaliaikakello 131 satelliitin kantoaallon ennustetun Doppler-taajuussiirtymän antaa fp(t). Funktion fp(t) arvo interpoloidaan ennalta laskettujen arvojen taulukosta, joka oli aiemmin tallennettu kenttäpäätetietokoneen muistiin. Numeerinen oskillaattori kehittää kaksi ajan funk-20 tiota: cos [2<t>p(t)] ja sin [24>p(t)] kvadratuurivaiheisina, missä <l>p(t) edustaa ennustettua vaihetta, joka on ajan funktio. Funktio <t>p(t) on alunperin yhtä kuin nolla hetkellä tc, kun numeerinen oskillaattori alkaa värähdellä ja minä tahansa seuraavana hetkenä Φ p( t) saadaan integraalina 25 t φ (t) =2π / f (t')dt'

P t P

'"o missä fp(t') edustaa fp:n hetkellistä arvoa kuluvana het-30 kenä t*. Kerroin 2π on tarpeellinen, jos, kuten on tapana, taajuus fp mitataan yksiköissä jaksoa aikayksikössä ja vaihe φ p oletetaan mitattavaksi radiaaniyksiköissä pikemminkin kuin jaksoina.

Nyt korrelaattori, joka toimii hetkien tQ ja tx vä-35 Iillä muodostaa arvot a ja b sisääntuloistaan [u(t)l(t)], 29 82 556 cos [2Φρ(ΐ)] ja sin [2<j>p(t)] kaavojen a = / u (t) 1 (t) cos /Ϊ2φ (t)Jdt

t P

o 5 b / u(t)l(t) sin /2φ (t)_/dt mukaisesti, t f o

Integroinnin aikaväli t!-t0 on yksi sekunti ja osoitetut integroinnit suoritetaan joka sekunti. Kullakin yh-10 den sekunnin sykäyksellä reaaliaikakellosta integraalien arvot valitaan muistirekistereihin, integraatiot palautetaan nollaan, numeerinen oskillaattori käynnistetään uudelleen ja uusi integrointijakso alkaa. Siten kunkin sekunnin ajan lopussa korrelaattori toimittaa ulostulot a ja 15 b, jotka edustavat vastaavasti tulon u(t)l(t) vos [2φρ<t)3 ja tulon u(t)l(t) sin [2φρ(ΐ)] aikakeskiarvoja edeltävänä yhden sekunnin aikavälinä. Nämä ulostulot edustavat tulon u(t)l(t) korrelaatioita cosini- ja sinifunktioiden kanssa.

Yhden sekunnin aikavälin aikana oskillaattoritaa-20 juus fp(t) päivitetään joka 0,1 sekunti tietokoneen avulla, joka on tahdistettu 0,1 sekunnin "sykäyksillä" reaaliaikakellosta. Tämä päivitys on tarpeen, koska satelliitin Doppler-siirtymä muuttuu johtuen satelliitin liikkeestä maassa olevan kenttäpäätteen suhteen ja suhteellisen no-25 peuden projektion muuttumisesta näkyvyyslinjaa pitkin nopeudella, joka voi olla oleellinen osuus 1 Herzistä sekunnissa.

Nyt korrelaattoriulostulot a ja b voidaan yhdistää estimaatin saamiseksi sen erityisen satelliitin signaalin 30 tehosta ja vaiheesta, jolle ennustus fp(t) oli tehty.

Määritetään kompleksiluku c, jonka reaaliosa on yhtä kuin a ja jonka imaflnääriosa on yhtä kuin b. Toisin sanoen 35 c * a + jb 3o 82556 missä j on neliöjuuri miinus yhdestä. Siten esc <m2> <exp/2j(φ-φρ)7> 5 missä C on positiivinen reaalinen vakioskaalaustekijä, <m2> on 6PS modulaatiofunktion m(t) neliön aikakeskiarvo integrointiaikavälillä t0:sta t^een ja <exp[2j^- φρ)]> on kompleksisen exponentiaalifuntion exp[2j(φ -φ p) ] aikakeskiarvo samalla aikavälillä. Edellyttäen, että erotus, 10 (Φ-Φρ), vastaanotetun GPS-kantoaaltoslgnaalin vaiheen Φ-Φ (t) ja vastaavan ennustuksen φρ · Φρ (t) välillä ei vaihtele oleellisella jakson osalla integrointiajän aikana, niin C:b taso on likimain verrannollinen keskimääräisen vastaanotetun tehon suhteen 15 |cI = (a2 + b2)1/2 C <m2> ja C:n kulma on likimain yhtä kuin kaksi kertaa keskimääräinen vaihe-ero (Φ - Φ p): 20 /.c tan ** (b/a) 2 <(φ-φ )> * t

Huomaa, että b:stä ja a:sta C:n kulma määritetään 25 samoin modulo 2π radiaania. Siten erotukseksi (φ - Φρ) on määritetty modulo π radiaania.

Jotta vastaanotetun signaalin teho ja kantoaalto-vaihe (modulo π) voidaan määrittää tarkasti a:sta ja b:stä näiden kaavojen mukaisesti, kaksi ehtoa täytyy täyttää: 30 ensiksi, kuten on mainittu, todellisen vaiheen, φ(ΐ), täytyy erota ennustetusta vaiheesta, φρ(ΐ) määrällä, joka muuttuu paljon vähemmän kuin jakson yhden sekunnin integrointia jän aikana, toiseksi korrelaattorin ulostulon signaalikohinasuhteen, joka saadaan kaavasta 35 3i 82556

SNRC = <2/Ό (π/4)(BeffTint)'^2 F

(1/2»,BeffTi„t>1/2 F 5 täytyy olla paljon suurempi kuin yksi, missä Beff on signaalien u(t) ja l(t) tehollinen kaistanleveys, noin 5 x 105 Hz, Tlnt on integrointiaika yhtä kuin yksi sekunti ja F on se osuus u(t):ssä ja l(t):ssä olevasta tehosta, joka on 10 peräisin GPS m(t) signaalista, ei kohinasta. Kerroin (2/n) ottaa huomioon sen korrelaation menetyksen u(t):n ja l(t):n välillä, jonka on aiheuttanut näiden signaalien komparaattorien suorittama analogia-digitaalimuunnos sig-naalimuokkaimessa. Kerroin (n/4) ottaa huomioon sen hä-15 viön, joka liittyy kanttiaaltoaproksimaation käyttöön sini- ja kosinifunktioilla korrelaattorissa. Tulon BeffTlnt neliöjuuri on sama kuin noin 700. Tämän johdosta on voimassa suhde

20 SNRC = 350 · F

Osuus F kummankin sivukaistan tehosta, joka on peräisin GPS-satelliitista riippuu vastaanottavan antennin vahvistuksesta ja vastaanottavan järjestelmän kohinakuviosta. 25 "MITES" antennille ja yllä kuvatulle vastaanottojärjestelmälle ja yli 20° satelliitin kohoamiskulmalle on kokeellisesti tunnettua, että F ylittää noin arvon 0,03. Tämän johdosta SNR £ 10 30 c mikä on riittävä tarkkoja teho- ja vaihemittauksia varten. Kompleksisuureen c kohinan normaalijakautuma kussakin osassa, reaalinen ja imaginäärinen, saadaan kaavalla 35 : Oc ~ |c|/SNRc 32 82556

Ensin mainittu ehto teho- ja vaihemittausten tarkkuutta varten, nimittäin että ( Φ-Φρ) ei valhtele jakson oleellisella osalla yhden sekunnin integrointiajän aikana, on sama kuin ehto, että todellisen vastaanotetun kantoaal-5 lon taajuuden f ja paikallisen vertailutaajuuden f„ välinen erotus ei eroa ennustetusta (numeerisen oskillaattorin) taajuudesta fp oleellisella 1 Hertzin osuudella. Tämä ehto tyydytetään esillä olevassa järjestelmässä syöttämällä ta-kaisinkytkentäohjaus numeerisen oskillaattorin taajuudelle 10 tämän taajuuden pitämiseksi lähellä todellista vastaanotettua kantoaaltotaajuutta. Tätä ohjausta suoritetaan kenttäpäätetietokoneen 39 suorittaman yksinkertaisen ohjelman avulla. Tämän ohjelman kuvaus seuraa.

Kompleksiluku c, joka on muodostettu a ja b kor-15 relaattoriulostuloista k. yhden sekunnin integrointiaika-välin lopussa, on nimetty c(tk), missä tk edustaa aikaa tämän aikavälin keskellä. Numeerisen oskillaattorin taajuuteen (k+1):mäistä aikaväliä varten lisätään korjaava lisäys 20 K · /[c(tk)c )] /2π Hz missä K on positiivinen yhtä pienempi reaalivakio, <L[] edustaa sulkuihin suljetun kompleksiluvun kulmaa ja 25 c*(tk_!) on viimeistä edeltävän (k-l):nen aikavälin komplek siluvun c kompleksikonjukaatti.

Tämän ohjelman toimintaperiaate voidaan ymmärtää seuraavasta esimerkistä: Jos taajuusennuste on liian alhainen, sanotaan 0,1 Hz, niin c:n kulma etenee 0,1 jaksoa 30 1 sekunnissa ja kompleksiluku c(tk)c*(tk.x) saa kulman (♦•0,1) x (2n) radiaania (plus jokin nollakeskiarvoinen kohina). Tässä tapauksessa positiivisen lisäyksen lisääminen pienentää taajuusennusteen negatiivisen virheen tasoa 0,1 Hz:stä arvoon (1-K) x (0,1 Hz).

35 Arvon K täytyy olla suurempi kuin nolla tai ta- 33 82 556 kaisinsyötöstä ei seuraa mitään taajuusennustevirheen vähenemistä. Arvon täytyy olla pienempi kuin 1 tai takai-sinsyöttö johtuu viiveestä korjauksen syöttämisessä. Tarkka arvo ei ole kriittinen ja optimaalinen arvo voidaan 5 määrittää kokeellisesti. Esillä olevassa järjestelmässä käytetään nimellisarvoa 0,5.

Tämän taajuustakaisinkytkennän toinen tärkeä vaikutus on, että numeerisen oskillaattorin taajuutta "vedetään" todellista vastaanotettua kantoaaltotaajuutta kohti 10 alkuperäisestä taajuudesta, joka voi olla niinkin paljon kuin useita Hertzejä ylä- tai alapuolella. Tämä "lukitus"-menettely tunnetaan hyvin vaihe- tai taajuusseurantata-kaisinkytkentäsilmukoiden alalla, kuten on osoitettu esimerkiksi Floyd M. Gardnerin kirjassa otsikoltaan Phase-15 lock Techniques, julkaisija John Wiley & Sons, Inc., New York, 1966.

"Lukitus"-menettelyn merkitys esillä olevalle järjestelmälle on, että ennakkotiedon mittausmerkin paikasta ei tarvitse olla muutamaa kilometriä tarkempi.

20 "Lukitus"-menettelyn potentiaalinen haitallinen sivuvaikutus esillä olevassa järjestelmässä on, että numeerinen oskillaattori, jonka oletetaan seuraavan tiettyä satelliittia, voi sen sijaan tulla vedetyksi eri satelliitin taajuudelle, jos jälkimmäisen taajuus on lähellä 25 edellisen taajuutta ja jos jälkimmäisen signaali on voimakas verrattuna edellisen signaaliin. Tällaisista tapauksista mahdollisesti seuraavien vahinkojen rajoittamiseksi kenttäpäätetietokoneen ohjelma sisältää laitteen, joka rajoittaa sen kasaantuneen lisäyksen, joka voidaan summata 30 ennakkotaajuusennusteeseen tasan noin 10 Hz:iin. Koska satelliittien taajuuksien välinen ero muuttuu tyypillisesti noin 1 Hz:llä sekunnissa, on seurauksena, että vain noin 10 sekuntia mittausdataa tai vähemmän kuin 1 % kentällä saadusta mittausdatasta saattaa tulla pätemättömäksi 35 seuraamalla väärää satelliittia. Kokemus osoittaa, että tämä prosentti on merkityksetön.

34 82556

Viitaten nyt kuvioon 7, siinä on esitetty korre-laattorimodulin 149 lohkokaavio, joka moduli on yksi seitsemästä identtisestä tällaisesta modulista korrelaattori-sovitelmassa 127. Kaikilla seitsemällä modulilla on sama 5 sisääntulo UBL, joka on signaalinmuokkaimen 125 UBL ulostulo. Kukin moduli 149 vastaanottaa myös "kosini"-sisääntulon ja "sini"-sisääntulon vastaavasta seitsemän numeerisen oskillaattorimodulin joukosta. UBL sisääntulo ja kosinisisääntulo menevät poissulkevaan ei-tai porttiin 10 151, jonka ulostulo on sisääntulo "kellotettuun" digitaa liseen laskuriin 153. UBL sisääntulo ja sinisisääntulo menevät toiseen poissulkevaan ei-tai porttiin 155, jonka ulostulo on sisääntulo toiseen laskuriin 157. Kerran sekunnissa laskurirekistereiden 153, 157 sisältö salvataan 15 vastaaviin ulostulopuskureihin 159, 161 digitaalisessa elektroniikkalaitteistossa 37 olevan reaaliaikakellon 131 pulssilla ja laskurit palautetaan silloin nollaan. Taajuudella 10,23 MHz, jota ohjaa "kello"-signaali sig-naalinmuokkaimesta 125 kutakin laskuria 153, 157 lisätään 20 yhdellä, jos ja vain jos sen sisääntulo siihen liit tyvästä poissulkevasta ei-tai portista 151, 155 on "tosi". Siten kunkin yhden sekunnin aikavälin lopussa ulos-tulopuskurin 159, 161 sisältö osoittaa sen kertojen luku-: määrän nollan ja 10 230 000 välillä, joina UBL ja kosi- 25 ni/sinisisääntulot ovat olleet sovitettuina edeltävän 1 sekunnin aikana. Kunkin laskurin ulostulopuskureiden 159, 161 sisältö on yhdistetty dataväylään 133, jonka kautta kenttäpäätetietokone 39 lukee sisällön joka sekunti. Kukin laskuri/salpa voi olla yksi ainoa integroitu piiri, 30 kuten LSI Systems Inc:n valmistama 32 bittinen laite mallia LS7060.

Arvo a, joka on aiemmin määritelty [u(t)l(t)] ja cos[20p(t)]:n välisellä ristikorrelaatiolla, saadaan kent-täpäätetietokoneessa 39 vähentämällä 5 115 000 "kosini"-35 laskurin ulostulosta ja jakamalla tulos luvulla 5 115 000.

35 82556

Arvo 6 saadaan samalla tavoin vähentämällä 5 115 000 "sini" laskurin ulostulosta Ja jakamalla tulosluvulla 5 115 000. (Siten a:n tai b:n ykslkkötaso edustaa vastaavasti täydellistä korrelaatiota [u(t)l(t)]:n ja kosini-5 tai slnlfunktlon kanssa. Ennen kuin nämä tulokset on tallennettu kenttäpäätetletokoneen 39 muistiin, kukin numero voidaan katkaista niinkin vähään kuin 4 bittiin muistitilan säästämiseksi.)

Nyt viitaten kuvioon 8, siinä on esitetty lohkokaa-10 vio yhdestä seitsemän identtisen numeerisen oskillaattorin joukosta numeerisessa osklllaattorisovitelmassa 129, joista kukin 163 tuottaa "kosini"-ja "sini"-sisääntulon yhteen korrelaattorimoduliin 149. Kukin numeerinen oskillaattori 167 ja binäärisen taajuusrekisterin 169, binää-15 risen sununaimen 171, poissulkevan ei-tai portin 173, in-vertterin 175 ja taajuusjakajan 177.

Vaiherekisterissä 167 ja taajuusrekisterissä 169 on molemmissa 32 bittiä ja summain 171 on 32-bitin sum-main. Vaiherekisteriin 167 sisältyvä binääriluku edustaa 20 minä tahansa aikana oskillaattoriulostulon vaihetta merkittävimmän bitin edustaessa puolta jaksoa, seuraavaksi merkitsevimmän edustaessa neljännesjaksoa ja niin edelleen. Taajuusrekisteriin 169 sisältyvä binääriluku samalla tavoin edustaa oskillaattorin taajuutta, jolloin merkit-25 sevimmällä bitillä on tässä tapauksessa arvo 155 000 Hz, joka on sama kuin 1/66 jaksoa 10,23 MHz:n "kello"-sig-naalin jaksosta signaalinmuokkaimesta 125. Summain 171 summaa yhteen taajuus- 169 ja vaiherekistereihin 167 sisältyvät luvut. Summa ladataan vaiherekisteriin 167 kor-30 vaten aikaisemman sisällön kerran jakajan 177 ulostulon jaksossa, joka jakaja jakaa 10,23 MHz:n "kello"-signaalin kiinteällä tekijällä 33. Vaiherekisteri 167 päivitetään siten tarkasti taajuudella 310 000 kertaa sekunnissa. Määrä, jolla vaihe etenee kullakin päivityksellä, saadaan 35 taajuusrekisterin 169 sisällöstä. Taajuusrekisteri 169, 36 82 556 kuten on mainittu, päivitetään 10 kertaa sekunnissa data-väylän 133 kautta kenttäpäätetietokoneen 39 toimesta. (Sekä negatiivisia että positiivisia taajuuksia edustetaan taajuusrekisterin sisällöllä käyttäen tavanomaista kahden 5 komplementin menetelmää. Tämän keksinnön mukaisesti negatiivinen binääriluku muodostetaan komplementoimalla kukin bitti ja summaamalla yksi. Suurin positiivinen luku on tämän mukaisesti esitetty omaavan merkitsevimpänä bittinä nollan ja kaikki muut bitit ykkösiä. Kun merkitsevin bitti 10 on yksi, se osoittaa, että luku on negatiivinen.)

Numeerisen oskillaattorin 163 sisääntulo saadaan invertteriltä 175, joka invertoi vaiherekisterin 167 mer-kitsevimmän bitin. Siniulostulolla on arvo yksi, kun vaihe on nollan ja plus puolen jakson välillä ja arvo nolla, 15 kun vaihe on puolen jakson ja jakson välillä (mikä on sama kuin jakso olisi miinus puolen jakson ja nollan jakson välillä). Numeerisen oskillaattorin 163 kosiniulostulo otetaan poissulkevalta ei-tai portilta 173, jonka sisääntulot ovat vaiherekisterin merkitsevin ja seuraavaksi mer-20 kltsevin bitti. Kosiniulostulolla on arvo yksi, kun ja vain kun vaihe on plus miinus yksi neljännesjakso nollasta.

Viitaten nyt kuvioon 9, siinä on esitetty kenttäpäätetietokoneen 39 lohkokaavio. Tietokone käsittää kes-25 kusyksikön (CPU) 181, ohjelmamuistin 183 ja datamuistin 185, ulkoisen kaksisuuntaisen dataportin 187, joka on liitetty operaattoripäätteeseen 189 ja ulkopuolisen kaksisuuntaisen dataportin 191, joka on liitetty modulaat-tori-demodulaattoriin (moderniin) 193, joka on puolestaan 30 liitetty puhelinlinjaan, radiopuhelimeen tai johonkin muuhun teleliikennelinkkiin 195. Tietokoneen 39 osat on liitetty toisiinsa dataväylällä 133, joka myös yhdistää tietokoneen 39 muihin kenttäpäätteen osiin (katso kuvio 5) .

CPU 181 voi olla Digital Equipment Corporationin 35 (DEC) mallia LSI-11/2 (osa numero KD11-GC), ohjelmamuisti

II

37 82556 183 voi olla 32 kilotavun ohjelmoitava lukumuisti, kuten DEC osa numero MRV11-C, datamuisti 185 voi olla 32 kilotavun suorasaanti luku-kirjoitusmuisti, kuten DEC osa numero MXV11-AC, kaksi ulkoista kaksisuuntaista dataporttia (187 5 ja 191) voivat olla RS-232 sarjan dataportteja, jotka sisältyvät MXVll-AC:hen, operaattoripääte 189 voi olla DEC malli VT-100 tai mikä tahansa sarjan ASCII pääte, joka, kuten VT-100, voidaan kytkeä MXVll-AC:n RS-322 sarjanta-liitäntään tai minkä tahansa muun soveliaan ulkopuolisen 10 dataporttilaitteen kautta tietokoneeseen, moderni 193 voi olla mikä tahansa tavanomainen RS-232 yhteensopiva laite ja se voidaan eliminoida täysin jos, kuten on mainittu, kenttäpäätetietokone 39 on liitetty suoraan kantapäätetie-tokoneeseen 15. Dataväylä 133 voi olla LSI-11 Q-väylä. 15 Reaaliaikakello 131, numeerinen oskillaattorisovitelma 129 ja korrelaattorisovitelma voidaan liittää Q-väylään konstruoimalla ne tavanomaisille piirilevyille, jotka liittyvät suoraan LSI-11 tietokonejärjestelmän "takalevyn" kortinreunaliittimiin. Tällaisia piirilevyjä on saatavis-20 sa DEC:lta varustettuina erityisillä integroiduilla piireillä, jotka voivat hoitaa kaiken dataliikenteen Q-väylän ja erityisten interferometripäätepiirien välillä, jotka on konstruoitu levyille.

Kenttäpäätetietokoneen 39 muistiin 185 tallennettu 25 mittausdata käsittää kompleksilukujen aikasarjan kullekin havainnoidulle satelliitille seitsemään asti yhden tällaisen luvun ollessa saatuna joka sekunti. Tämä data saadaan noin 5 000 sekunnin aikavälinä, jona aikana tarkkaillaan aina ainakin kahta satelliittia tarkkailtujen satelliit 30 tien keskimääräisen lukumäärän ollessa vähintään neljä.

Hetkellä t i. satelliitin kompleksiarvo nimetään Ai(t), missä tämän kompleksiluvun taso on verrannollinen tänä aikana tästä satelliitista vastaanotetun signaalin mitattuun tehoon verrannollisuuskertoimen ollessa mielivaltainen, 35 mutta sama kaikille satelliiteille ja missä kompleksiluvun 38 82556 kulma on yhtä kuin samana aikana samalle satelliitille mitattu kantoaaltovaihe kaksinkertaisena, jolloin kunkin satelliitin vaihetta verrataan samaan paikallisvertailu-oskillaattorin signaaliin, nimittäin 1575,42 MHz signaa-5 liin, jonka on kehittänyt kenttäpäätteen 13-1 oskillaat-toripiiri 35.

Kompleksidata A^t), i - 1, ..., 7 johdetaan kenttä-päätetietokoneella 39 korrelaattorisovitelman 127 seitsemän korrelaattorin 149 a ja b ulostuloista seuraavasti. 10 i. «Ile korrelaattorille

A± (t) = /a (t) + jb(t)7 exppjtjjpit)J

missä a(t) ja b(t) edustavat vastaavasti normaloituja a ja 15 b ulostuloja hetken t ympärille keskittyneelle yhden sekunnin "integrointi"- tai laskenta-aikavälille, j on miinus yhden neliöjuuri ja 24>p(t) on i. satelliitin ennustettu kantoaaltovaihe kaksinkertaisena hetkellä t. Huomaa, että kompleksiluku At(t) on sama kuin kompleksiluku c, joka on 20 johdettu i. korrelaattorin ulostulosta kerrottuna termillä exp[2j <{>p(t)]. A1:n kulma edustaa (kaksinkertaista) vastaanotetun kantoaallon vaihetta verrattuna (kaksinkertaiseen) 1575,42 MHz:n paikallisvertailun vaiheeseen, kun taas csn kulmaa verrataan tämän vertai luoski Haat tor in 25 vaiheen ja numeerisen oskillaattorin vaiheen (kaksin-: kertaiseen) summaan.

Tämän selityksen tarkoituksia varten oletetaan, että dataryhmä {A1(t)> on se, jonka on kehittänyt kenttä-pääte 13-1, joka on peruslinjavektorin alkupisteessä. Toi-30 nen kenttäpääte 13-2, joka on peruslinjavektorin päätepisteessä oleva kenttäpääte ja joka tarkkailee samoja satelliitteja samaan aikaan kuin ensimmäinen pääte, tuottaa At(t):tä vastaavaa dataa, joka on nimetty Bt(t). Samoja satelliitteja tarkkaillaan, koska molemmille päätteille 35 annettiin ennustetiedot samasta keskustietokoneesta 15, 39 82556 joka numeroi satelliitit 1-7 vain yhdellä tavalla. Havainnot molemmissa päätteissä ovat käytännössä samanaikaiset, koska näiden kahden päätteen kellot tahdistettiin välittömästi ennen havaintoja ja kellotaajuudet eroavat merkityk-5 settömällä määrällä. (Kellojen taajuutta ohjaavien kide-oskillaattoreiden välisen taajuuseron periaatteellinen vaikutus on 1575,42 MHz vertailujen välisen vaihe-eron muuttaminen.) Ei ole merkitystä, jos tiettynä hetkenä tietty satelliitti on nähtävissä vain toisesta päätteestä, ei 10 toisesta. Tässä tapauksessa jommankumman Ai(t):n tai

Bt(t):n taso tulee yksinkertaisesti olemaan nolla tai lähes nolla.

Keskustietokoneen 15 suorittamia toimenpiteitä in-terferometrin peruslinjavektorin määrityksen saattamisek-15 si loppuun antaen teho- ja vaihemittaustiedot, jotka on kerätty kahdesta kenttäpäätteestä 13-1 ja 13-2, jotka on sijoitettu peruslinjavektorin päihin, tullaan nyt kuvaamaan.

Ensimmäinen vaihe At(t) ja B^t) datan käsittelyssä 20 keskustietokoneessa on kertoa Αχ(ΐ):η kompleksikonjukaat-ti, jota on merkitty Aj(t) Bi(t):llä. Tulolla '/ si(t) = A1(t) B±(t) 25 on kulma ^s1(t), joka on sama kuin i. satelliitisto kahteen päätteeseen vastaanotettujen kantoaaltosignaalien mitattujen vaiheiden välinen erotus kaksinkertaisena kunkin vaiheen ollessa mitattuna vastaavassa päätteessä paikal-lisvertailuoskillaattorin suhteen. Tämän mukaisesti SjitJrn 30 kulma liittyy paikallisoskillaattoreiden vaiheiden väliseen eroon ja päätteiden väliseen peruslinjavektoriin teoreettisella riippuvuudella 35 ^si(t) = ΔΦχ,0 + S · si(t) 4o 82556 missä Δ edustaa paikallisoskillaattoreiden vaihe-eroa, fA on i. satelliitin vastaanotettu taajuus likimain sama kuin 1575,42 MHz, c on valon nopeus, β on perusIinjavekto-ri ja ^(t) on yksikkövektori i. satelliitin suuntaan kat-5 sottuna hetkellä t peruslinjavektorin keskipisteestä. (Tämä riippuvuus antaa kulman Ls1(t) radiaaneissa eikä jaksoissa. Koska taajuus fA on määritelty jaksoina eikä radiaaneissa, sekunnissa täytyy sisällyttää kerroin 2π. Syy siihen, että kaavassa onkin 4 π eikä 2n, on että molemmat 10 päätteet mittaavat vastaanotetun signaalin kaksinkertaisen vaiheen.) Tämä riippuvuus on aproksimaatti sikäli, että se jättää huomiotta etenemisväliaineen toisen kertaluokan parallak-sivaikutukset, monirataisuuden, relativistiset vaikutukset, kohinan jne. Nämä vähäiset vaikutukset on 15 tässä jätetty pois selkeyden vuoksi. Näiden vaikutusten poisjättämiseen liittyvä virhe on samansuuruinen kuin noin 1 cm peruslinjavirhe peruslinjan pituuden ollessa alle noin 1 km. [Lukuunottamatta kohinaa, joka on täysin satunnainen, on mahdollista luoda malli yllä pois jätetyille 20 vaikutuksille Lst( t):n vieläkin tarkemman teoreettisen esityksen saamiseksi. Tätä mallin luomista on kuvattu esimerkiksi I.I. Shapiron artikkelissa otsikoltaan "Estimation of astrometric and geodetic parameters from VLBI observa-tions", joka on ilmestynyt julkaisussa Methods of Ex-25 perimental Physics, voi. 12, osa C, sivut 261-176, 1976.] Teoreettisesti S:n taso saadaan |s±| = C*G2(cosG^) 30 missä C on vakio ja 6 vastaanottavan antennin suuntaava tehovahvistus kirjoitettuna i. satelliitin zeniittikulman Φχ kosinin funktiona. G:n oletetaan olevan riippumaton asimuutista ja se on normaloitu siten, että rengaspolari-saatioltaan sovitetun isotrooppisen antennin vastaanot-35 tama teho on yhtä kuin 1. MlTES-antennirakenteelle 41 82556 G(cos0) s (1,23) · (1+cos0)2 · sin2((3π/4)cos0), 0°<θ<90° G(cos0) a Ο, 90°<θ 5 Tämän funktion arvo on likimain 2,46 zeniitissä (φ- 0), sillä on yksi maksimi noin 3,63, kun φ « 40°, yksikköarvo, kun Φ * 72° ja lähestyy 0:aa, kun φ lähestyy 90®:ta.

Seuraava valhe interferometrlpäättelstä saadun mit-10 tausdatan käsittelemiseksi on summata kompleksiluvut S^t) i:n yli summan S^t) saamiseksi kullekin mittaushetkelle t: n S(t) = Σ S (t) i = 1 1 15 missä summa kattaa kaikki satelliitit, joita tarkkaillaan hetkellä t.

Seuraava vaihe mittausdatan käsittelyssä on valita oletusarvo fc, peruslinjavektorille b ja laskea tästä arvosta £> ajan funktio s(t), joka edustaa teoreettisesti ar-20 voa, joka s(t):llä tulisi olla, jos todellinen peruslinjan arvo 5 olisi sama kuin oletusarvo B: n S(t) = Σ |A. (t) | · |B. (t) | ♦exp[-j4Trb*s. (t) /λ .] i=1 1 1 li 25 missä λ 1 on radioaallonpituus vastaten vastaanotettua kantoaaltotaajuutta. Toisin sanoen λt = c/f£. Menetelmä arvon & valitsemiseksi kuvataan alla. Huomaa, että teoreettisessa funktiossa s(t) päinvastoin kuin mittauksista joh-30 detussa funktiossa S(t) ei ole mukana termiä paikallisos-killaattorin vaihe-eron edustamiseksi. Myös skaalausvakio C on jätetty pois.

Seuraavaksi S(t):n taso kerrotaan §(t):n tasolla ja näiden tasojen tulo suunnataan kaikkien mittaushetkien 35 yli arvon R(&) saamiseksi, joka riippuu sekä £:stä että 42 8 2 5 5 6 luonnollisesti mittauksista: R(b) = Σ I S(t ) I - I S (tn) I 1 1 1 5 missä tx edustaa l.:tä noin 5 000 mittaushetken joukosta. Funktiota R(B) kutsutaan "epäselvyysfunktioksi".

Seuraava käsittelyvaihe on toistaa R(S):n laskenta useille b:n arvoille ja määrittää erityinen £:n arvo, jolla funktiolla R( b) on suurin arvo. Tämä Uin arvo on halut-10 tu peruslinjavektorin!? määritys.

Peruslinjavektorin oletusarvo K on alunperin valittu samaksi kuin b:n paras ennakkoarvio, joka on saatavissa riippumattomasta informaatiota mittausmerkkien paikasta, kuten paikat, jotka on saatu tunnistamalla maamerkkejä 15 kartalla. R(6):n maksimointi 6:n suhteen suoritetaan tutkimalla kolmiulotteinen tilavuus, jonka keskipisteenä on S:n alkuperäinen arvo ja on kyllin suuri kattaakseen alkuperäisen arvion epätarkkuuden. Etsinnässä tasajaksoisen kolmiulotteisen verkon jokainen piste tutkitaan sen yhden 20 pisteen paikallistamiseksi, jossa R(5) on maksimissaan.

Verkon pisteiden väli on alunperin yksi metri. Sitten tutkitaan kaksi metriä R(“):n maksimipisteestä ulottuva tilavuus tutkimalla verkko 20 cm:n välein. R(B):n maksimi löydetään tästä hienojakoisemmasta verkosta. Sitten verkon 25 välit puolitetaan ja verkon lineaarinen mitta puolitetaan myös ja etsintä toistetaan. Tätä puolitusprosessia jatketaan, kunnes verkon väli on alle 1 mm. Se 5:n arvo, joka lopullisesti maksimoi R(B):n, otetaan halutuksi peruslinjavektorin B määritykseksi . Käyttämällä satelliittien lu-30 kumääränä n - 5, peruslinjavektorin määritys voidaan saada esillä olevan keksinnön menetelmällä noin 5 mm:n tarkkuudella molemmissa koordinaateissa noin 100 metrin peruslin-japituudelle.

Yllä kuvattu menetelmä mittaustietojen käsittele-35 miseksi interferometripääteparista päätteiden välisen

II

43 82556 peruslinjavektroin määrittämiseksi edustaa erityistapausta yleisestä menetelmästä, jota kuvataan Charles C. Counselmanin ja Sergei A. Gourevitchin artikkelissa otsikoltaan "Miniature Interferometer Terminals for Earth 5 Survezing: Amgiquity and Multipath with Global Positioning System", julkaistu julkaisussa IEEE Transactions on Geoscience and Remote Sensing, voi. GE-19, nro 4, sivut 224-252, lokakuu 1981.

Toisessa tämän keksinnön mukaisen mittaustietojen 10 käsittelymenetelmän suoritusmuodossa, epäselvyysfunktio R(6) muodostetaan myös mittaustiedoista ja peruslinjan oletusarvosta β, kuitenkin funktion muodostamismenetelmä on erilainen. Tässä suoritusmuodossa, kuten aiemmassa suoritusmuodossa, Α*(ΐ):η kompleksikonjukaatti kerrotaan 15 Bi(t):llä kompleksitulon S^t) saamiseksi: S.(t) = A*(t) B.(t) 1 1 1 missä At(t) on kompleksiluku, joka edustaa i. satelliitis-20 ta toiseen interferometripäätteeseen hetkellä t vas taanotetun signaalin mittauksia At(t):n tason ollessa verrannollinen vastaanotettuun tehoon ja kulman Ai(t) ollessa kaksi kertaa kantoaallon vaihe suhteessa päätteen pai-kallisoskillaattoriin ja ΒΑ(ΐ) on kuin A±(t) paitsi, että 25 se on johdettu toisesta päätteestä peruslinjavektorin toisessa päässä.

Seuraavaksi St(t) kerrotaan tietyllä peruslinja vektorin oletusarvon β kompleksisella eksponentiodifunktiol-la ja tulo summataan sitten kaikkien hetkellä t tarkkail-30 tujen satelliittien yli summan S(t) saamiseksi, joka on ajan ja oletusarvon β funktio:

S(t) = Σ S. (t) exp[-j4TTb-s. (t)/XJ

35 i=1 1 44 82556 missäs^t) on yksikkövektori i. satelliitin suuntaan hetkellä t ja λ1. satelliitista vastaanotetun signaalin aallonpituus. (Huomaa, että jos E on yhtä kuin £, niin kunkin termin kulma suunnassa i:n yli on yhtäkuin ΔΦ^, riip-5 pumatta i:stä.)

Seuraavaksi otetaan S(t):n taso ja se summataan kaikkien havaintoaikojen yli funktion R(B) saamiseksi: R(b) = Σ |S(t.)| 10 1 missä tx on 1. noin 5 000 mittaushetkestä.

Lopuksi etsitään β:η arvo, joka maksimoi R(B):n samalla etsintämenettelyllä, jota kuvattiin alkuperäisen tietojenkäsittelymenetelmän yhteydessä. Tämä t:n arvo on 15 haluttu peruslinjavektorin £, määritys.

Tämä jälkimmäinen suoritusmuoto on laskennallisesti tehokkaampi kuin ensin kuvattu menetelmä.

Claims (34)

1. 45 82556
2. 1. Menetelmä paikkaa koskevien, keskenään ortogo-naalisilla koodeilla moduloituihin signaaleihin liittyvien 5 tietojen johtamiseksi limittäin menevistä, spektriltään levitetyistä signaaleista, joita lukuisat satelliitit välittävät samanaikaisesti samoilla taajuuksilla, jolloin tiedot johdetaan riippumatta ulkopuolisesta johdetuista tiedoista, jotka koskevat asiaan liittyvien modulaatiokoo-10 dien informaatiosisältöä, tunnettu siitä, että menetelmä käsittää: limittäisten, spektriltään levitettyjen signaalien ensimmäisen signaaliyhdistelmän vastaanottamisen (29) satelliiteista (GPS-1, GPS-2) ylöspäin suunnatulla, ympäri-15 säteilevällä antennilla (27), joka on sijoitettu ensimmäiselle merkille (SM-1); spektriltään levitettyjen signaalien ensimmäisen signaaliyhdistelmän rekonstruoiminen (125) toisen signaaliyhdistelmän luomiseksi, joka samanaikaisesti käsit-20 tää lukuisia rekonstruoituja komponentteja, jotka liittyvät koodimoduloituihin signaaleihin, jotka sisältyvät satelliiteista vastaanotettuihin signaaleihin; ja satelliiteista tulevien signaalien taajuuksien ennakoitujen arvojen soveltamisen (127) toiseen signaaliyh-25 distelmään tietojen johtamiseksi siitä.
3. 2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että saadut tiedot koskevat valikoidun satelliitin lähettämiä signaaleja.
4. 3. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, t u n -30 n e t t u siitä, että saadut tiedot koskevat lukuisten satelliittien lähettämiä signaaleja.
5. 4. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että se edelleen käsittää: lukuisten satelliittien samanaikaisesti lähettämiä 35 signaaleja koskevien tietojen johtamisen (13-2) toisen merkin kohdalla (SM-2); ja 46 82556 kummallakin merkillä saatujen tietojen käsittelemisen (15) suhteellisen aseman (peruslinjavektori la) määrittämiseksi .
6. 5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, t u n -5 n e t t u siitä, että rekonstruoiduilla komponenteilla on erilliset taajuudet ja vaiheet, jotka ovat suhteessa koodimoduloitujen signaalien taajuuksiin ja vaiheisiin.
7. 6. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että rekonstruointivaihe käsittää edel- 10 leen: vaiheen ja taajuuden kahdentavan epälineaarisuus-toimenpiteen soveltamisen (125) spektriltään levitettyjen signaalien signaaliyhdistelmään rekonstruoitujen komponenttien signaaliyhdistelmän muodostamiseksi.
8. 7. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tun nettu siitä, että rekonstruointivaihe käsittää edelleen: vastaanotettujen signaalien erottamisen (31) ensimmäisiksi ja toisiksi komponenteiksi (u(t), l(t)), jotka 20 edustavat niiden olennaisesti erilaisia spektriosia; ja spektriosien korreloimisen (125) rekonstruoitujen komponenttien yhdistelmän tuottamiseksi.
9. 8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että spektrikomponenttien erottamisvaihe 25 erottaa vastaanotetut signaalit niihin sisältyvän keski-taajuuksisen kantoaallon ylä- ja alasivukaistoiksi.
10. 9. Patenttivaatimuksen 7 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että korrelaatiovaihe käsittää edelleen: ensimmäisen binäärisignaalin kehittämisen (135), 30 joka signaali edustaa ensimmäisen spektrikomponentin ajan mukana muuttuvaa merkkiä; toisen binäärisignaalin kehittämisen (139), joka signaali edustaa toisen spektrikomponentin ajan mukana muuttuvaa merkkiä; ja 35 ensimmäisen ja toisen binäärisignaalin korreloitu- misen (127) rekonstruoitujen komponenttien signaaliyhdistelmän muodostamiseksi. 47 82556
11. 10. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ennakoituja taajuusarvoja koskeva vaihe käsittää edelleen: signaalin kehittämisen (129), jonka taajuus on ver-5 rannollinen vastaanotetun satelliittisignaalin arvioituun taajuuteen; ja arvioidun signaalin yhdistämisen (127) rekonstruoitujen komponenttien kanssa niihin liittyvän komponentin erottamiseksi.
12. 11. Patenttivaatimuksen 10 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ennakoituja taajuusarvoja koskeva vaihe käsittää edelleen: ennakoidun signaalin taajuuden muuttamisen (163) vastaanotettujen satelliittisignaalien taajuuden seuraami-15 seksi.
13. 12. Patenttivaatimuksen 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ennakoitujataajuusarvoja koskeva vaihe käsittää edelleen: ennakoidun signaalin kehittämisen (169) perustuen 20 ennusteeseen, joka on tehty ennen kuin ensimmäinen signaa-’ liyhdistelmä on aikaansaatu, ja joka on tehty valikoidun satelliitin signaalien doppler-siirtymästä vastaanotettaessa signaalia ensimmäisellä merkillä; ja ennakoidun signaalin korreloimisen (127) rekonst-25 ruoitujen komponenttien kanssa sen rekonstruoidun komponentin erottamiseksi, jonka taajuus ja vaihe ovat suhteessa valikoidun koodimoduloidun signaalin taajuuteen ja vaiheeseen .
14. 13. Patenttivaatimuksen 12 mukainen menetelmä, 30 tunnettu siitä, että vaihetiedon johtamisvaihe käsittää edelleen: ennakoidun signaalin taajuuden muuttamisen (171, 167. korrelaatiovaiheen aikana siihen liittyvän komponentin erottamisen maksimoimiseksi.
15. 14. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että tietojen johtamisvaihe käsittää edelleen: « 82556 signaalisarjän kehittämisen (129), joiden signaalien taajuudet liittyvät satelliiteista vastaanotettuihin signaaleihin liittyvien valikoitujen koodimoduloitujen signaalien taajuusarvioihin; ja 5 kunkin signaaliarviosarjän yhdistämisen (127) re konstruoitujen komponenttien signaaliyhdistelmään kuhunkin koodimodulaatiosignaaliin liittyvien komponenttien erottamiseksi .
16. 15. Patenttivaatimuksen 14 mukainen menetelmä, 10 tunnettu siitä, että vaihe signaaliarvion kehittämiseksi käsittää edelleen: signaaliarviosarjojen taajuuksien muuttamisen (163) komponenttien taajuuksien seuraamiseksi.
17. 16. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, 15 tunnettu siitä, että se käsittää seuraavan vaiheen ennen rekonstruktiovaihetta: ensimmäisen signaaliyhdistelmän signaalin suodattamisen (117,119,121,123) sellaisten signaalien poistamiseksi, jotka vastaanotetaan kapealla kaistalla ennalta tun-.. 20 nettujen koodimoduloitujen signaalien taajuudella.
18. 17. Patenttivaatimuksen 16 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että poistettu taajuuskaista käsittää ennalta tunnettujen koodimoduloitujen signaalien dopper-siirtymätaajuuksien mahdollisen alueen. 25 18. Järjestelmä paikaa koskevien, keskenään orto- gonaalisilla koodeilla moduloituihin signaaleihin liittyvien tietojen johtamiseksi limittäin menevistä spektriltään levitetyistä signaaleista, joita lukuisat satelliitit välittävät samanaikaisesti samoilla taajuuksilla, 30 jolloin tiedot johdetaan riippumatta ulkopuolisesti joh-! detuista tiedoista, jotka koskevat asiaan liittyvien mo- dulaatiokoodien informaatiosisältöä, tunnettu siitä, että järjestelmä käsittää: ylöspäin suunnatun, ympärisäteilevän antennin (27), 35 joka on sijoitettu ensimmäiselle merkille (SM-1) limittäin menevien, spektriltään levitettyjen signaalien ensim- 49 82556 mäisen signaaliyhdistelmän vastaanottamiseksi satelliitista (GPS-1, GPS-2); laitteet (125) spektriltään levitettyjen signaalien ensimmäisen signaaliyhdistelmän rekonstruoimiseksi 5 toisen signaaliyhdistelmän muodostamiseksi, joka samanaikaisesti käsittää lukuisia rekonstruoituja komponentteja, jotka koskevat koodimoduloituja signaaleja, jotka sisältyvät satelliiteista vastaanotettuihin signaaleihin; ja laitteet (127), joiden avulla sovelletaan satel-10 Hiteistä tulevien signaalien ennakoituja taajuustietoja toiseen yhdistelmään tietojen johtamiseksi siitä.
19. 19. Patenttivaatimuksen 18 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että johdetut tiedot liittyvät 15 tietyn satelliitin lähettämiin signaaleihin.
20. 20. Patenttivaatimuksen 18 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että johdetut tiedot liittyvät lukuisten satelliittien lähettämiin signaaleihin.
21. 21. Patenttivaatimuksen 18 mukainen järjestelmä, 2o tunnettu siitä, että se edelleen käsittää; laitteen (13-2) lukuisten satelliittien samanaikaisesti lähettämiä signaaleja koskevien tietojen saamiseksi toisella merkillä (SM-2); ja tietojenkäsittelylaitteet (15) suhteellisen sijain-25 nin (peruslinjavektori ΐ>) johtamiseksi molemmilta merkeiltä saaduista tiedoista.
22. 22. Patenttivaatimuksen 18 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että rekonstruoiduilla komponenteilla on erilliset taajuudet ja vaiheet, jotka ovat suh- 30 teessä koodimoduloitujen signaalien taajuuksiin ja vaiheisiin.
23. 23. Patenttivaatimuksen 18 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että rekonstruktiolaitteet käsittävät edelleen; 35 laitteen (33,125) ensimmäisen signaaliyhdistelmän vaiheen ja taajuuden kaksinkertaistamiseksi toisen signaaliyhdistelmän signaalin muodostamiseksi. 50 82556
24. 24. Patenttivaatimuksen 18 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että rekonstruktiolaitteet käsittävät edelleen: laitteen (31) spektriltään levitettyjen signaalien 5 erottamiseksi ensimmäisiksi ja toisiksi komponenteiksi (u(t), l(t)), jotka edustavat niiden olennaisesti erilaisia spektriosia; ja korrelaattorin (125) spektriosien korreloimiseksi rekonstruoitujen komponenttien singaaliyhdistelmän tuotit) tamiseksi.
25. 25. Patenttivaatimuksen 24 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että erotuslaite erottaa spektriltään levitetyt signaalit niihin sisältyvän keskitaajuuk-sisen kantoaallon ylä- ja alasivukaistoiksi.
26. 26. Patenttivaatimuksen 24 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että korrelaattori käsittää edelleen : laitteen (135) ensimmäisen binäärisignaalin kehittämiseksi, joka signaali edustaa ensimmäisen spektrikom-20 ponentin ajan mukana muuttuvaa merkkiä; laitteen (139) toisen binäärisignaalin kehittämiseksi, joka signaali edustaa toisen spektrikomponentin ajan kanssa muuttuvaa merkkiä; ja korrelaattorin (127) ensimmäisen ja toisen binää-25 risignaalin korreloimiseksi rekonstruoitujen komponenttien yhdistelmän muodostamiseksi.
27. 27. Patenttivaatimuksen 18 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että laitteet ennakoitujen taa-juustietojen soveltamiseksi käsittävät edelleen: 30 laitteen (129) signaalin kehittämiseksi, jonka taajuus on verrannollinen vastaanotetun satelliittisig-naalin arvioituun taajuuteen; ja laitteen (127) arvioidun signaalin yhdistämiseksi rekonstruoitujen komponenttien kanssa niihin liittyvän 35 komponentin erottamiseksi.
28. 28. Patenttivaatimuksen 27 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että laitteet ennakoitujen taa- II 51 82556 juustietojen soveltamiseksi käsittävät edelleen: laitteen (163) ennakoidun signaalin taajuuden muuttamiseksi vastaanotetun satelliittisignaalien taajuuden seuraamiseksi.
29. 29. Patenttivaatimuksen 23 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että laitteet ennakoitujen taa-juustietojen soveltamiseksi käsittävät edelleen: laitteen (129) ennakoidun signaalin kehittämiseksi perustuen ennusteeseen, joka on tehty ennen kuin ensim-10 mäinen yhdistelmä on aikaansaatu, ja joka on tehty valikoidun satelliitin signaalien doppler-siirtymästä vastaanotettaessa signaalia ensimmäisellä merkillä; ja laitteen (127) ennakoidun signaalin korreloimisek-si rekonstruoitujen komponenttien kanssa sen rekonstruoi-15 dun komponentin erottamiseksi, jonka taajuus ja vaihe ovat suhteessa valikoidun koodimoduloidun signaalin taajuuteen ja vaiheeseen.
30. 30. Patenttivaatimuksen 29 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että laitteet ennakoitujen taa- 20 juustietojen soveltamiseksi käsittävät edelleen: laitteen (171,167) ennakoidun signaalin taajuuden muuttamiseksi korrelaatiovaiheen aikana siihen liittyvän komponentin erottamisen maksimoimiseksi.
31. 31. Patenttivaatimuksen 18 mukainen järjestelmä, 25 tunnettu siitä, että laitteet ennakoitujen taa- juustietojen soveltamiseksi käsittävät edelleen: laitteen (129) signaalisarjän kehittämiseksi, joiden signaalien taajuudet liittyvät satelliiteista vastaanotettuihin signaaleihin liittyvien valikoitujen koodimo-30 duloitujen signaalien taajuusarvioihin; ja laitteen (127) kunkin signaaliarviosarjän yhdistämiseksi rekonstruoitujen komponenttien signaaliyhdistel-mään kuhunkin koodimodulaatiosignaaliin liittyvien komponenttien erottamiseksi.
32. 32. Patenttivaatimuksen 31 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että laite signaaliarvojen kehit- 52 82556 tämiseksi käsittää edelleen: laitteen (163) signaaliarviosarjojen taajuuksien muuttamiseksi komponenttien taajuuksien seuraamiseksi.
33. 33. Patenttivaatimuksen 18 mukainen järjestelmä, 5 tunnettu siitä, että se käsittää edelleen: laitteen (117,119,121,123) ensimmäisen signaaliyh-distelmän signaalin suodattamiseksi sellaisten signaalien poistamiseksi, jotka vastaanotetaan kapealla kaistalla ennalta tunnettujen koodimoduloitujen signaalien taajuu-10 della.
34. 34. Patenttivaatimuksen 33 mukainen järjestelmä, tunnettu siitä, että poistettu taajuuskaista käsittää ennalta tunnettujen koodimoduloitujen signaalien doppler-siirtymätaajuuksien mahdollisen alueen. Il 53 82556