NO166830B - Fremgangsmaate og anordning for avledning av synkroniserings-signaler - Google Patents

Abstract

Anordning som tillater avledning av synkronisering i et kringkastingssystem med tidsmultipleks av analoge billedsignaler og digitale signaler for lyd og data. Den muliggjør gjenvinning av klokketakten og det synkroniseringsmønster som inne-holdes i datasignalene. I signalveien inngår det i rekkefølge en forsterker (24) med variabel forsterkning (G), en summeringskrets (26) for addering av et innstillbart likestrømnivå til det forsterkede signal, en innretning (36, 38) for deteksjon av ekstremverdiene av signalet fra summeringskretsen, en innretning (50, 54) for styring av forsterkningen (G) som funksjon av differansen mellom ekstremverdiene, en innretning (48, 56) for justering av likestrømnivået som funksjon av summen av ekstremverdiene, og en innretning (30, 68, 70, 72, 74, 76) for dekoding og gjenopprettelse av klokkesignalet og synkroni-seringsmønsteret. ^32

Description

Denne oppfinnelse angår kringkastingssystemer av den type som anvender tidsmultipleksing av digitale signaler som sikrer den totale synkronisering, og analoge signaler. Den har en særlig viktig anvendelse i fjernsyns-kringkastingssystemer med tidsmultipleksing av analoge billedsignaler og digitale lyd-signaler samt datasignaler utsendt i form av signaltog under linjeslukkeintervallene.

Synkroniserings-avledning medfører i virkeligheten i dette tilfelle et problem som ikke ivaretaes når videosignalet er sammensatt (f.eks. SECAM, PAL eller NTSC} og når linjesynkroniseringen besørges av pulser plassert i hvert slukkeintervall (linje og delbilde) og ved bruk av nivåer som er forbudt for luminans-signalet. Gjenkjennelse av signalene er da enkelt.

Synkronisering er også enkelt når signalet er et rent digi-talt signal og når de overførte data har en statistisk avhengighet som kan være iboende eller oppnådd kunstig ved blanding (modulo-2-addisjon av en pseudovilkårlig sekvens). Overgangene er i såfall i virkeligheten av et antall som er tilstrekkelig til gjenvinning av klokketakten og for estimering av amplituden og gjennomsnittsverdien av signalet, for derved å innstille dekodningsterskelen (eller -tersklene) for data og følgelig gjenvinning av synkroniserings-mønstrene.

Dette er slett ikke det samme i tilfelle av basisbånd-tidsmultipleks omfattende et billedsignal som - fordi det er redundant av natur og har en meget variabel middelverdi - bryter den statistiske avhengighet og forbyr bruk av fikserte terskler valgt én gang for alle med hensyn til det opprinnelige signal.

Problemet er spesielt akutt i tilfelle av multipleks hvor ekstrem-nivåene av datasignalet ikke overskrider analognivået, hvilket gjør det umulig å detektere de digitale signaler og hvor analogsignalene har betydelig effekt ved klokkefrekvensen for de digitale signaler. Denne siste situasjon tas hånd om mer spesielt når f jernsynsmultipleksen tilordner et duobinaert kodet datasignal til komponent-analog multipleksing (eller MAC). Flythastigheten for binærelementene i det digitale signal er 10.125 Mbit/s og tilsvarer et spektralbånd i hvilket det tidskomprimerte analogsignal har betydelig energi.

Det bruksområde som tenkes i forbindelse med denne oppfinnelse vedrører det system som er kjent under betegnelsen "D2-MAC-PACKETS". Dette system som i det samme basisbåndsignal samler et signal av MAC-typen og data ved 10.125 Mb/s kodet i duobinær form, er avledet fra det C-MAC-PACKET-system som er foreslått av E.B.U. for satellitt-kringkasting. Imidlertid anvendes D2-MAC-PACKET-systemet også for kringkasting med land-bærebølger som ikke tilbyr den båndbredde på B = 27 MHz som kreves for direkte satellitt-fjernsyn i båndet 12 GHz. Det tillates spesielt kringkasting i kanalene 7 eller 8 MHz ved anvendelse av restsidebånd-amplitudemodulasjon.

Det er et formål med oppfinnelsen å oppnå hurtig oppfanging av synkroniseringen, og så å bevare denne i kringkastingssystemer av den ovenfor angitte type. Det er et ytterligere formål å tillate at det digitale signal demoduleres selv i nærvær av betydelige lavfrekvens-forstyrrelser, lavfrekvens-kutting i tillegg til støy eller et sinusformet signal ved nettfrekvens (50 Hz eller 60 Hz) og overlagring av en likespenning.

I dette øyemed tilveiebringer oppfinnelsen en fremgangsmåte for avledning av synkronisering i et kringkastingssystem med tidsdelings-multipleksing av digitale signaler inneholdende et synkroniseringsmønster og analoge signaler, karakterisert ved deteksjon av ekstremverdiene av de signaler som skal underkastes dekodning og som på forhånd er forsterket med en forsterkning med en tidskonstant som er forenlig med de lave grensefrekvenser som skal tas hånd om, styring av forsterkningen under påvirkning av differansen mellom ekstremverdiene for å redusere forsterkningen ved økning av den nevnte differanse, med en tidskonstant som er flere størrelsesordener større enn varigheten av en multiplekssyklus, addering av en likestrømkomponent til det forsterkede signal som er en avtagende funksjon av summen av ekstremverdiene, inntil gjenfinning av klokkesignalet og så identifikasjon av synkroniseringsmønsteret etter dekodningen, samt dekodning og bestemmelse av de nevnte ekstremverdier.

Når først denne innfangningsfase er fullført kan synkroniseringen holdes ved å innføre en styring ved differansen mellom hvit- og sort-nivåene for styringen som funksjon av differansen mellom ekstremverdiene og ved å innføre en styring ved et nivåinnstillingssignal som inngår i hver linje i multipleksingen,

for styring som funksjon av summen av ekstremverdiene.

De forskjellige styringer må åpenbart utføres med en passende tidskonstant, som kan oppnås ved å innføre en integrasjon i utledningen av det signal som styrer forsterkningen og den verdi som adderes til det forsterkede signal.

Ved anvendelse til synkroniseringsavledning for et 625-linjers fjernsynssystem med tidsmultipleksing av duobinært kodede digitale signaler som inneholder synkroniseringsmønstrene,

og med tidskomprimerte luminans- og krominans-analogsignaler, hvor forholdet mellom amplituden av de digitale signaler og av analogsignalene ligger mellom 80% og 100%, kan det brukes en tidskonstant under innfangningsfasen på mellom 100 ms og 1 sekund for styring av forsterkningen, mens det for utvikling av det likespenningsnivå som adderes til signalet kan brukes en tids-kontant som er omtrent lik varigheten av en linje under innfangningen, fra 1 til 5 ms under holding.

Oppfinnelsen omfatter også en anordning for utførelse av den ovenfor angitte fremgangsmåte.

Oppfinnelsen vil bli bedre forstått ut fra den følgende be-skrivelse av en spesiell utførelsesform som er gitt som ikke-begrensende eksempel.

Figur 1 viser strukturen av en fjernsynslinje på 64 ms i

et såkalt D2-MAC-PACKET-system,

Figur 2 er et diagram som viser "øyet" ved signalet på figur 1,

Figur 3 er et skjema for en duobinær dekoder.

Figur 4 er et blokkskjema som viser en mulig oppbygning

av synkroniserings-avledningsanordningen,

Figur 5 er et skjema som viser en mulig oppbygning av en spiss-detektor som kan anvendes i anordningen på figur 4, Figur 6 er et diagram som viser den måte spiss-detektorene virker på, og anordningen i nærvær av et lavfrekvent brudd, og Figur 7 viser generelt et skjema for en variant av et ut-snitt av figur 4.

Oppfinnelsen skal beskrives ved sin anvendelse i et fjernsynssystem som bruker en signalform av den art som er vist på figur 1, for en avsøknignslinje og hvor suksessive intervaller a til h er tilordnet som følger: a: dataperiode (106 bit sendt med en momentan flythastig-het på 10.125 Mbit/s) omfattende en startbit, et linjesynk-ord på 7 bit, så data i egentlig forstand på omkring 100 bit, even-tuelt omfattende lydinformasjon, tjeneste- og tekstkanaler. Disse data er duobinært kodet, dvs. i en trenivå-kode som har forbudte overganger, og hvis øye er vist i diagrammet på figur 2. Dekodning av det duobinære signal til basisbåndet (ved utgangen av en høyfrekvens-demodulator som vil være anordnet i mottageren) utføres ganske enkelt ved hjelp av en krets 30 som kan være den som er vist på figur 3, omfattende to komparatorer 32 og en EKSKLUSIV ELLER-port 34.

b: overgang mellom datasignalet og nivåinnstillingsperiod-en,

c: nivåinnstillingsperiode som tilveiebringer et justerings-eller innstillingsnivå,

sel: billedkryptering eller -omkastning (scrambling),

d: farvedifferanse (354 klokkeperiodér),

q: luminans (307 klokkeperioder),

sc2: billedkryptering eller -omkastning (scrambling),

h: overgang mellom billedsignalet og datasignalet.

Hele linjen representerer 1.296 klokkeperioder. Dessuten omfatter hvert delbilde referansenivåer utsendt under den 624. linje, dvs. ved delbildets nivå. Nivåene vil være sort- og hvitnivåer. Hvert delbilde omfatter også under den 625. linje et delbilde-synkord som er meget lengre enn linjesynk-ordet (64 bit istedenfor 7 bit) for derved å sikre med praktisk talt absolutt visshet gjenvinning av synkroniseringen ved den første identifikasjon.

Denne konstruksjon ligner den man har i C-MAC-PACKET-systemet, som kan finnes beskrevet i artikkelen "Systéme C-MAC-PAQUETS pour la télévision directe par satellite" (Revue de 1' U.E.R. - Technique n° 220 August 1983).

Med en amplitude av datasignalet liggende mellom 80% og 100% av billedsignalets amplitude, er det ikke mulig å skjelne datasignalet for bestemmelse av amplituden og middelverdien av dette og å innstille deteksjonstersklene overensstemmende i forhold til signalene. Det skal her bemerkes at denne innstilling eller justering kan foretas enten ved å justere tersklene eller ved å justere forsterkningen av det mottatte signal og en for-skyvningsspenning som adderes til dette. Vanligvis er det den annen løsning her som vil bli valgt og denne skal betraktes i det følgende.

For å overvinne vanskelighetene anvender fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen to suksessive faser som skal betegnes henholdsvis innfangningsfase og holdefase.

Under innfangningsfasen vil det være nødvendig å estimere amplituden og middelverdien av datasignalet fra signalene i sin helhet, hvilket gjør det mulig å justere stillingen av dekodningsterskelen (eller -tersklene, når det er nødvendig med to dekodningsterskler, hvilket er tilfelle ved duobinær koding)

på en tilnærmet måte med hensyn til signalet. Denne justering vil bli utført ved å korrigere forsterkningen av signalet og å addere en skiftespenning for derved å plassere den tilnærmet i forhold til de faste dekodingsterskler Sl og S2 (figur 3). Klokkesignalet kan så gjenvinnes og deretter synkroniserings-mønsteret avledes.

Ved slutten av innfangningsfasen er det tilgjengelig en tidsbasis og så, under holdefasen kan signalet innstilles ut fra det referansenivå som overføres én gang for hver linje (innstillingsnivå) og dets amplitude kan reguleres i overens-stemmelse med de sort- og hvitnivåer som utsendes ved hvert delbilde.

Under holdefasen blir derfor en finregulering av signalet utført.

Anordningen på figur 4 gjør det mulig å utføre de foran om-talte funksjoner. Anordningen mottar signalet gjennom en konden-sator 20 som tjener til å undertrykke en mulig likestrømkompo-nent. Kondensatoren etterfølges av en bufferforsterker 22 med høy inngangsimpedans, og så en forsterker 24 med variabel forsterkning G som tillater at amplituden av signalet reguleres i et område som stort sett kan være på + 6dB. Forsterkeren 24 etterfølges av en summeringskrets 26 som er tilforordnet en videoforsterker 27 og tillater at en korreksjonsspenning kommer side om side med signalet fra forsterkeren 24.

Forsterkeren 27 mater flere kanaler. Den ene utgjøres av en videoutgang 28. En annen kanal dannes av de kretser som leverer samplede data. Den omfatter dekoderen 30 som dannes av to komparatorer 32 med terskler Sl og S2 etterfulgt av en EKSKLUSIV ELLER-port 34. Denne dekoder avgir klokkegjenfinnings- og datasamplingskomponenter som skal beskrives nedenfor.. En kanal for regulering og innstilling av signalet omfatter i parallell en positiv-toppdetektor 36 og en negativ-toppdetektor 38. Detektoren 36 kan være utført som vist på figur 5. Denne detektor 36 omfatter et inngangs-RC-filter med en tidskonstant av størrelses-orden 100 ns for å eliminere en del av støyen og undertrykke for store oscillasjoner av datasignalet. Tidskonstanten•er valgt slik at toppdetektoren 36 rekker det maksimale signalnivå for duobinært kodede data (dvs. de positive topper) svarende til en rekke enere. Den omfatter en operasjonsforsterker 39 hvis positive inngang er forbundet med utgangen av RC-kretsen. Denne operasjonsforsterker etterfølges av en transistor 40 og en like-retter 42. Utgangen av likeretteren 42 er ført tilbake til den inverterende inngang på operasjonsforsterkeren 39. En lagrings-kondensator 44 lagrer toppverdien. Dette er en slik verdi at utladningstidskontanten er av størrelsesorden 3 ms. Dette valg er resultatet av et kompromiss: det tillater kutting foretatt opp til en frekvens av størrelse 50 Hz uten forringelse av nøy-aktigheten av tersklene under innfangningsfasen, slik tilfellet ville ha vært med en kortere tidskonstant.

Negativ-toppdetektoren 38 omfatter en positiv-toppdetektor 36a som er identisk med detektoren 36, innsatt bak en inver-teringskrets 46.

Toppdetektorene 36 og 38 mater to kretser hvorav den ene frembringer summen av og den annen differansen mellom signalenes ekstremverdier. Hver av disse kretser kan som vist på figur 4 dannes av en operasjonsforsterker 48 eller 50 med hensiktsmessig tilbakekobling.

Differansen C+ - C- gir amplituden av utgangssignalet, mens summen C+ + C- gir et estimat av referansenivået for linjen.

Et batteri av svitsjer 52 som kan være laget i MOS-teknikk tilveiebringer under innfangningsfasen den forbindelse som er illustrert med heltrukne linjer på figur 4. I denne stilling av svitsjene 52 blir differansen mellom signalene C+ - C- påtrykket én av inngangene på en operasjonsforsterker 54 som er koblet som integrator og sammenlignes med en referansespenning (f.eks. + 1V).

Utgangen av integratoren 54 styrer forsterkningen G i den

nevnte forsterker 24 med variabel forsterkning. Tidskonstanten for den således frembragte styresløyfe for forsterkeren 24 kan velges avhengig av den ønskede responshastighet, mellom 100 ms og 1 s. En verdi på omkring 600 ms vil stort sett være passende.

I den illustrerte utførelsesform blir summen av signalene påtrykket en annen operasjonsforsterker 56 som er koblet som en integrator, som avgir det nivå som skal adderes til signalet i summeringskretsen 26. Motstanden 58 i RC-integrasjonsnettverket er valgt slik at integrasjonstidskonstanten har en varighet som er tilnærmet lik varigheten av en linje, dvs. 64 ms. Som det vil fremgå av det følgende er denne verdi optimal, idet den tillater at feilsignalet utlignes innenfor en linje. Mer generelt kan det bemerkes at hvis det ble anvendt en annen verdi t for tidskonstanten, ville det tilførte feilsignal følge den geomet-riske progresjon av uttrykket 1-64/t. Denne formel viser at en verdi under 32 ms ikke kan anvendes da det ville bli en diver-gens i rekken av verdier av feilsignalet.

Forsterkeren 27 mater videre to kanaler dannet av samplingskretser 60 og 62 beregnet til å levere en hvit-referanse B og en sort-referanse M. Disse samplingskretser hvis styring skal beskrives i det følgende, mater gjennom korttids-lagringselementer en subtraksjonskrets (ikke vist, men kan ha likhet med subtrak-sjonskretsen 48) hvis utgang er forbundet med en svitsj for til-kobling til integratoren 54 under holdefasen (forbindélse indi-kert med strekede linjer på figur 4).

Endelig mater forsterkeren 27 gjennom en nivåinnstillings-samplingsenhet 64, en svitsj for å danne forbindelse med integratoren 56 i holdefasen. Integrasjonsmotstanden 66 som er-statter motstanden 58 er valgt slik at den gir integratoren 56

en forholdsvis kort tidskonstant, typisk fra 1 til 5 ms.

Dekoderen 30 er forbundet med en krets som sikrer både klokkegjenfinning og tilførsel av samplede digitale data. I dette øyemed omfatter den en første gren som har en samplingskrets 68 hvis utgang leverer de samplede data når først innfangningen av synkronisering er oppnådd. Utgangen av samplingskretsen er også forbundet med en korrelator 70 for gjenopprettelse av delbilde-synkroniseringsmønsteret. På grunn av lengden av dette mønster er det tilstrekkelig med en enkelt identifikasjon (mens det for linjesynk-mønsteret er slik at innfangningen bare kan ansees oppnådd etter flere suksessive identifikasjoner). Endelig er utgangen av korrelatoren ført til en tidsbasiskrets 72 for utledning av tjenestesignalene og mer spesielt svitsje-kommandoer.

Tidsbasiskretsen 72 er forbundet med en aktiverings- eller åpningsinngang på en portkrets 74 for en klokkegjenfinningskrets 76 som på sin side styrer samplingskretsen 68 og tidsbasiskretsen 72 når først holdebetingelsene er nådd.

Virkemåten av kretsen på figur 4 er som følger:

Ved begynnelsen av innfangningsfasen blir svitsjene 52 av tidsbasiskretsen 72 satt i den stilling som er vist ved heltrukne linjer. Klokken 76 arbeider som fri oscillator uten fase-relasjon til ankomsttidene for de digitale sampler. Portkretsen 74 er permanent åpen.

Under hver linje leverer toppdetektorene 36 og 38a ekstremverdiene av datasignalet. Differansen mellom ekstremverdiene brukes til å innstille forsterkningen G og summen til å gi en tilnærmet innstilling av signalet. Når denne justering er full-ført tillater dekodning ved 30 at korrelatoren identifiserer delbildesynkroniseringen eller - ved konvensjonell metode med flere suksessive gjenkjenninger - linjesynkroniseringen. Denne gjenkjenning muliggjør omstilling av tidsbasiskretsen 72 som på sin side låser gjenfinningsinnretningen i klokken 76 ved å lukke portkretsen 74 utenom ankomstperiodene for det digitale signal.

Når signalet er blitt omtrentlig posisjonert i forhold til tersklene Sl og S2 og synkroniseringen er gjenfunnet, vil tidsbasiskretsen 72 styre omstillingen av svitsjene 52. I dette øyemed kan det anvendes MOS-svitsjer som vanligvis har en svitsjetid på omkring 500 ns. På dette stadium spiller de integratorer som er innsatt i styrekretsene for 34 og 36 en vesentlig rolle, da de opprettholder nivåene og hindrer tap av den forhåndsinn-stilling som er oppnådd under innfangningsfasen.

Fra dette øyeblikk vil signalene fra tidsbasiskretsen 72 styre samplingskretsene 60 og 62 til å avgi hvitnivået og sort-nivået hvis differanse styrer forsterkningen G i forsterkeren 24, med den samme tidskonstant som under styring ved C+ - C-. Den innstillingsspenning som påtrykkes summeringskretsen 76 justeres ved nivåinnstillingssampling under lukning av samplingskretsen 64 i perioden c (figur 1). Samplingsperioden er kort, dvs. omkring 700 ns, og krever bruk av en hurtig svitsje-samplingskrets 60. En bipolar hybridsvitsj kan anvendes, med en svitsjetid på mindre enn 50 ns, f.eks. av typen V 111 fra CIT ALCATEL.

Et eksempel på virkningen av kretsen i tilfelle av en lavfrekvent grense eller kutting er vist på figur 6 som tilsvarer det tilfelle at billedsignalet for permanent sort går over til permanent grått fra det ene delbilde til det neste. Den første linje viser formen av signalet degradert ved den plutselige kutting ved lave frekvenser, mens kurver 78, 80 og 82 i den nedre del viser henholdsvis den positive toppverdi, middelverdien og den negative toppverdi samt den progressive gjeninnretning ved modifikasjon av det nivå som påtrykkes summeringskretsen 26. Det kan sees at middelverdien 80 varierer lite under varigheten av linjen, idet modifikasjonene forekommer ved begynnelsen av datasignaltoget.

Hvis man lar en angi feilsignalet under en linje med nummer n, en + 1 signalet under den neste linje og x tidskonstanten (i ms) for integratoren 56, har man:

en+1 = en - en (64/t)

som viser et optimum t = 64 ms.

Det kan sees at de differanser som skyldes variasjoner i analognivået således er opptatt i en linje.

Varianter av utførelsen ifølge oppfinnelsen er åpenbart mulig. Spesielt kan den spenning som påtrykkes summeringskretsen 26 styres i en åpen sløyfe ved å subtrahere den spenning som representerer middelverdien (den halve sum av ekstremverdiene) i summeringskretsen. Kretsen er da som vist på figur 7. Men denne konfigurasjon medfører mer komplisert avsvitsjing av toppdetektorene under holdefasen.

Den nettopp beskrevne anordning har den ytterligere fordel at den tillater at signalet blir sentrert i et mottagningsfilter, hvilket er nødvendig når signalet er frekvensmodulert, med sikte på å tillate demodulering av dette.

I dette øyemed er det tilstrekkelig å utelate inngangs-trinnet med kondensatoren 20 slik at likestrømkomponenten av signalet tillates å passere og diskriminatoren kan kobles direkte til forsterkeren 24. Den korreksjonsspenning som påtrykkes summeringskretsen 26 gir så et estimat av skjevsentreringen av det modulerte signal i forhold til mottagningsfilteret. I den utstrekning det ikke foreligger noen forskyvning mellom midt-punktet av mottagningsfilteret og null i diskriminatoren, kan denne spenning brukes til styring av en krets med automatisk frekvenskontroll (AFC-krets). Denne sistnevnte krets må ganske enkelt ha en tilstrekkelig lang tidskonstant til at det ikke forekommer noen lavfrekvens-oscillasjoner som skyldes nærvær av to parallelle reguleringssløyfer. AFC-kretsen blir automatisk samplet av kretsen 64 så snart synkroniseringen er gjenkjent.

Claims (9)

1. Fremgangsmåte for avledning av synkronisering i et kring-kast ingssystem med tidsdelings-multipleksing av digitale signaler inneholdende et synkroniseringsmønster og analoge signaler, karakterisert ved deteksjon av ekstremverdiene av de signaler som skal underkastes dekodning og som på forhånd er forsterket med en forsterkning (G) med en tidskonstant som er forenlig med de lave grensefrekvenser som skal taes hånd om, styring av forsterkningen (G) under påvirkning av differansen mellom ekstremverdiene for å redusere forsterkningen ved økning av den nevnte differanse, med en tidskonstant som er flere størrelsesordener større enn varigheten av en multiplekssyklus, addering av en likestrømkomponent til det forsterkede signal som er en avtagende funksjon av summen av ekstremverdiene, inntil gjenfinning av klokkesignalet og så identifikasjon av synkroni-seringsmønsteret etter dekodningen, samt dekodning og bestemmelse av de nevnte ekstremverdier.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at synkroniseringen etter identifikasjon av synkroni-seringssignalet holdes ved å innføre en styring ved differansen mellom hvit-nivå og sort-nivå for styringen som funksjon av differansen mellom ekstremverdiene, og å innføre en styring ved et nivåinnstillingssignal (clamping signal) inkludert i hver linje i multipleksingen for styring som funksjon av ekstremverdiene.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1 for et 625-linjers fjernsynssystem med en klokkefrekvens på 20,25 MHz, med tidsmultipleksing av duobinært kodede digitale signaler og inneholdende et synkroni-seringsmønster pr. linje og tidskomprimerte luminans- og farve-differanseanalogsignaler, hvor forholdet mellom amplituden av de digitale signaler og av analogsignalene ligger på fra 80% til 100%, karakterisert ved at det under den før-ste fase brukes en tidskonstant på fra 100 ms til 1 s for styring av forsterkningen og en tidskonstant som er tilnærmet lik varigheten av en linje, for å generere det likestrømnivå som adderes til signalet.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 3, karakterisert ved at det under holding av synkroniseringen brukes en tidskonstant på fra 1 til 5 ms for fremskaffelse av det likestrøm-nivå som adderes til signalet.

5. Anordning for avledning av synkronisering i et kringkastingssystem med tidsmultipleksing av digitale signaler inneholdende et synkroniseringsmønster og analoge signaler, karakterisert ved at den suksessivt langs signalveien omfatter: - en forsterker (24) med variabel forsterkning (G), - en summeringskrets (26) for addering av et innstillbart likestrømnivå til det forsterkede signal, - en innretning (36, 38) for deteksjon av ekstremverdiene av signalet fra summeringskretsen, - en innretning (50, 54) for styring av forsterkningen (G) som funksjon av differansen mellom de nevnte ekstremverdier, - en innretning (48, 56) for justering av likestrømnivået som funksjon av summen av ekstremverdiene, og - en innretning (30, 68, 70, 72, 74, 76) for dekoding av signalet fra summeringskretsen og gjenfinning av klokkesignalet og synkroniseringsmønsteret.

6. Anordning ifølge krav 5 for et fjernsynskringkastings-system karakterisert ved at det er anordnet en svitsjeinnretning (52) for i avhengighet av gjenfinning av synkroniseringsmønsteret å styre forsterkningen (G) under påvirkning av differansen mellom sort-nivået og hvit-nivået og å justere likestrømnivået som funksjon av signalets innstillingsnivå (clamping level).

7. Anordning ifølge krav 6 for et 625 linjers fjernsynssystem med en klokkefrekvens på 20,25 MHz, med tidsmultipleksing av doubinært kodede digitale signaler og inneholdende et synkroni-seringsmønster for hver linje samt tidskomprimerte luminans- og krominans-analogsignaler, hvor forholdet mellom amplituden av de digitale signaler og av analogsignalene er på mellom 80% og 100%, karakterisert ved at styreinnretningen (54) er innrettet til å ha en tidskonstant liggende mellom 100 ms og 1 sekund.

8. Anordning ifølge krav 7, k aNr akteris ert ved at innretningen for justering av likestrømnivået er innrettet til å ha en tidskonstant av samme størrelsesorden som varigheten av en linje under styring av summen av ekstremverdiene, fra 1 til 5 ms under styring av nivåinnstillingen (clamping level) .

9. Anordning ifølge krav 7 eller 8, karakterisert ved at innstillingsnivået leveres av en samplingsinnretning (64) som har en svitsjetid av størrelsesorden 10 ns.