NL8100741A - SIGNAL RECORDING. - Google Patents
SIGNAL RECORDING. Download PDFInfo
- Publication number
- NL8100741A NL8100741A NL8100741A NL8100741A NL8100741A NL 8100741 A NL8100741 A NL 8100741A NL 8100741 A NL8100741 A NL 8100741A NL 8100741 A NL8100741 A NL 8100741A NL 8100741 A NL8100741 A NL 8100741A
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- signal
- charge
- output
- sample
- difference
- Prior art date
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 16
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000001454 recorded image Methods 0.000 claims description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 4
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000014759 maintenance of location Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
- H04N25/60—Noise processing, e.g. detecting, correcting, reducing or removing noise
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transforming Light Signals Into Electric Signals (AREA)
- Solid State Image Pick-Up Elements (AREA)
Description
Sr N* rOSr N * rO
C/Ca/eh/1232C / Ca / eh / 1232
Signaalopneemschakeling.Signal recording circuit.
De uitvinding heeft betrekking op een signaal-opneemschakeling, en meer in het bijzonder op een dergelijke schakeling voor zodanige toepassing bij een beeldopneeminrichting, dat eliminatie,- respectievelijk onderdrukking, van 5 de tijdens vööroplading optredende ruiscomponent wordt verkregen.The invention relates to a signal recording circuit, and more particularly to such a circuit for such application in an image recording device, that elimination or suppression of the noise component occurring during precharge is obtained.
Bij de detectie van een signaallading, welke resulteert uit de foto-electrische omzetting door een "solid state" beeldopneeminrichting, welke bijvoorbeeld met een la-10 dingsgekoppelde inrichting werkt, en bij de afleiding van een uitgangssignaal uit een dergelijke signaallading gaat men tot nog toe in vele gevallen te werk als hierna volgend aan de hand van figuur 1 van de bijbehorende tekening wordt beschreven.The detection of a signal charge resulting from the photoelectric conversion by a "solid state" image pickup device operating, for example, with a charge-coupled device, and the derivation of an output signal from such a signal charge, have hitherto been in many cases proceed as described below with reference to figure 1 of the accompanying drawing.
15 Figuur 1 toont het aansluitschema van een bekende uitvoeringsvorm van een signaalopneemschakeling voor een met een ladingsgekoppelde inrichting werkende beeldopneeminrichting. Bij deze uitvoeringsvorm werkt de ladingsgekoppelde beeldopneeminrichting op basis van videobeeldoverdracht (frame 20 transfer system), waarbij de voor informatie-opslag dienende minderheidsdragers uit electronen bestaan. In figuur 1 vormt het links van de gebroken lijn P getekende gedeelte de ladingsgekoppelde beeldopneeminrichting, welke als "one chip" geïntegreerde schakeling is uitgevoerd; het rechts van de gebroken 25 lijn P getekende gedeelte van de schakeling vormt een bemonster- en houdschakeling, welke als golfvormcorrectiescha-keling dient.Figure 1 shows the connection diagram of a known embodiment of a signal recording circuit for an image recording device operating with a charge-coupled device. In this embodiment, the charge-coupled image pickup device operates on the basis of a video image transfer (frame 20 transfer system), the minority carriers for information storage consisting of electrons. In Figure 1, the portion drawn to the left of the broken line P constitutes the charge-coupled image pickup device, which is designed as a "one chip" integrated circuit; the portion of the circuit drawn to the right of the broken line P forms a sample and hold circuit which serves as a waveform correction circuit.
In het schema volgens figuur 1 wordt uitgegaan van een ladingsgekoppelde beeldopneeminrichting 1 met een 30 lichtgevoelig gebied 2, een daaraan toegevoegd opslaggebied 3, een aan het opslaggebied 2 toegevoegd uitleesregister 4 en een uitgangspoort- en uitgangsdiodegedeelte 5, dat onder blokkeringsinstelspanning staat.In the scheme according to Figure 1, a charge-coupled image pick-up device 1 with a photosensitive area 2, an added storage area 3, a read-out register 4 added to the storage area 2 and an output gate and output diode portion 5, which is under blocking voltage, is assumed.
De in het lichtgevoelige gebied 2 opgewekte signaallading wordt overgebracht naar het opslaggebied 3, waarbij binnen het lichtgevoelige gebied 2 een foto-electrische omzetting plaatsvindt, zodanig, dat de tijdelijk in het opslag- 81 00 74 f 35 5 gebied 3 opgeslagen signaallading bij iedere zich in de horizontale richting uitstrekkende beeldregel naar het uitlees-register 4 wordt overgebracht en in serievorm via het uitgangs poort- en uitgangsdiodegedeelte 5 wordt afgegeven. De uitgangs aansluiting van het zojuist genoemde gedeelte 5 is geaard via een capaciteit 6 en voorts verbonden met de aan-voerelectrode van een veldeffecttransistor 7, waarvan de afvoerelectrode op een gelijkspanning ER wordt gehouden en de poortelectrode een vóöroplaadimpuls P (zie figuur 2A) α 10 15 20 25 30 krijgt'toegevoerd, welke is gesynchroniseerd met de over-drachtsklokimpuls van het uitleesregister 4..Het verbindingspunt van het uitgangspoort- en uitgangsdiodegedeelte 5 en de capaciteit 6 is verbonden met de poortelectrode van een veldeffecttransistor 8, waarvan de afvoerelectrode op een gelijkspanning /E wordt gehouden en de aanvoerelectrode met de uit-gangsaansluiting la van de door de componenten 6, 7 en 8 gevormde signaalopneemschakeling is verbonden.The signal charge generated in the photosensitive area 2 is transferred to the storage area 3, a photoelectric conversion takes place within the photosensitive area 2, such that the signal charge temporarily stored in the storage area 3 is horizontally extending image line is transferred to the read register 4 and is output in series form through the output gate and output diode portion 5. The output terminal of the aforementioned portion 5 is grounded through a capacitance 6 and further connected to the supply electrode of a field effect transistor 7, the drain electrode of which is kept at a DC voltage ER and the gate electrode a precharge pulse P (see Figure 2A) α 10 15, which is synchronized with the transfer clock pulse of the read register 4. The junction of the output gate and output diode portion 5 and the capacitance 6 is connected to the gate electrode of a field effect transistor 8, the drain electrode of which is connected to a DC voltage / E is maintained and the supply electrode is connected to the output terminal 1a of the signal recording circuit formed by components 6, 7 and 8.
Bij deze signaalopneemschakeling van bekend type geldt, dat gedurende een tijdsinterval T , waarin de vöör-In this signal recording circuit of known type, it holds that during a time interval T, in which the
PP
oplaadimpuls P_ een hoog niveau vertoont (zie figuur 2A), de α veldeffecttransistor 7 in zijn geleidende toestand verkeert, zodat de capaciteit 6 wordt vóóropgeladen tot de spanningswaarde Er. Bij het begin van het daarop volgende tijdsinterval Tc, waarin de vóöroplaadimpuls P, een laag niveau vertoont o α gaat de veldeffecttransistor 7 naar zijn niet-geleidende toestand over, zodat de spanning over de capaciteit 6 in reactie op de afgegeven signaallading een lage waarde aanneemt. Wanneer nu het spanningsniveau ER als referentieniveau wordt aangenomen, zal de spanning over de capaciteit 6 gedurende het interval Tg het signaalniveau vormen. Aangezien de vóör-laadimpuls T?a met de overdrachtsklokimpuls van het uitleesregister 4 is gesynchroniseerd, zoals reeds is opgemerkt, zal een op ladingsdetectie gebaseerde uitgangsspanning VQ, waarin het vöóroplaadniveau en het signaalniveau elkaar bij iedere trap van het uitleesregister 4, dat wil zeggen bij ieder bit, opvolgen, over de capaciteit 6 verschijnen? deze uitgangsspanning verschijnt via de als bufferversterker 35 81 00 74 1 $ /+ - 3 - werkende veldeffecttransistor 8 aan de uitgangsaansluiting la (zie figuur 2B).charging pulse P_ has a high level (see figure 2A), the α field effect transistor 7 is in its conducting state, so that the capacitance 6 is precharged to the voltage value Er. At the beginning of the subsequent time interval Tc, in which the precharge pulse P, shows a low level o α, the field effect transistor 7 transitions to its non-conducting state, so that the voltage across capacitance 6 in response to the output signal charge assumes a low value. . If the voltage level ER is now taken as the reference level, the voltage across the capacitance 6 during the interval Tg will form the signal level. Since the precharge pulse T? A is synchronized with the transfer clock pulse of the read register 4, as has already been noted, a charge detection based output voltage VQ, in which the precharge level and the signal level will be at each stage of the read register 4, i.e. every bit, follow up, about the capacity 6 appear? this output voltage appears via the field-effect transistor 8 acting as buffer amplifier 35 81 00 74 1 $ / + - 3 - at the output connection 1a (see figure 2B).
Bij de hier beschreven uitvoeringsvorm van bekend type van een signaalopneemschakeling komt de vööroplaadimpuls 5 P& via de parasitaire capaciteit tussen de poortelectrode en de toevoerelectrode van de veldeffecttransistor 7 in de signaalbaan terecht, zodat een door deze impuls Pa veroorzaakte spanningscomponent Ep op de aan de uitgangsaansluiting la verschijnende uitgangsspanning VQ is gesuperponeerd, zoals 10 in figuur 2B te zien is. Aangezien deze in de signaalbaan binnengedrongen spanningscomponent Ep bij benadering een constante waarde heeft, zal zich geen probleem voordoen wanneer als referentieniveau voor het signaal VQ het met een bedrag Ep boven het signaalniveau ER liggende signaalniveau 15 wordt gekozen. Evenmin doet zich een probleem voor wanneer een boven het normale vööroplaadniveau Ep gelegen spanningsniveau Er + Ep als vóóroplaadniveau wordt beschouwd.In the known-type embodiment of a signal pick-up circuit described here, the precharging pulse 5 P & enters the signal path via the parasitic capacitance between the gate electrode and the supply electrode of the field effect transistor 7, so that a voltage component Ep caused by this pulse Pa is applied to the output terminal 1a. appearing output voltage VQ is superimposed, as shown in FIG. 2B. Since this voltage component Ep penetrated into the signal path has an approximately constant value, no problem will arise if the signal level 15 with an amount Ep above the signal level ER is chosen as the reference level for the signal VQ. Nor does a problem arise when a voltage level Er + Ep above the normal precharge level Ep is regarded as a precharge level.
De aldus aan de uitgangsaansluiting la van de signaalopneemschakeling verschijnende uitgangsspanning VQ 20 wordt aan de bemonster- en houdschakeling 10, meer in het bijzonder aan de afvoerelectrode van een veldeffecttransistor 11 van deze schakeling, toegevoerd voor bemonstering. De veldeffecttransistor 11 krijgt aan zijn poortelectrode een bemonsterimpuls toegevoerd, welke gedurende het signaal-25 niveau-interval Tg van de uitgangsspanning V0 een hoog niveau aanneemt, zoals figuur 2C laat zien, zodat de veldeffecttransistor 11 binnen het interval van hoog niveau van de impuls P^ in zijn geleidende toestand komt, waardoor het signaalniveau van de uitgangsspanning VQ wordt bemonsterd. Daardoor 30 wordt een capaciteit 12 van de schakeling 10 tot het signaalniveau van het bemonsterde signaal opgeladen of ontladen, zodat het desbetreffende signaalniveau in de capaciteit 11 wordt vastgehouden. De over de capaciteit 12 resterende, dat wil zeggen vastgehouden, spanning wordt afgenomen via een 35 als bufferversterker dienende veldeffecttransistor 13 en komt ter beschikking aan een uitgangsaansluiting lb. In figuur 1 vormen de weerstanden 9 en 14 respectievelijke belas- 810074 1 ï- t - 4 - tingsweerstanden van de veldeffecttransistoren 8 en 13.The output voltage VQ 20 thus appearing at the output terminal 1a of the signal recording circuit is supplied to the sample and hold circuit 10, more particularly to the drain electrode of a field effect transistor 11 of this circuit, for sampling. The field effect transistor 11 is supplied to its gate electrode with a sampling pulse which assumes a high level during the signal-level interval Tg of the output voltage V0, as shown in Figure 2C, so that the field-effect transistor 11 is within the high-level interval of the pulse P ^ enters its conductive state, sampling the signal level of the output voltage VQ. Thereby, a capacitance 12 of the circuit 10 is charged or discharged to the signal level of the sampled signal, so that the relevant signal level is held in the capacitance 11. The remaining voltage, that is to say held over the capacitance 12, is taken off via a field effect transistor 13 serving as a buffer amplifier and becomes available at an output terminal 1b. In Figure 1, resistors 9 and 14 form respective load resistors of the field effect transistors 8 and 13.
Wanneer de in de ladingsgekoppelde beeldopneem-inrichting 1 opgeslagen lading na omzetting in een spanning op de hiervoor beschreven wijze wordt afgenomen, is het 5 noodzakelijk, dat wanneer als minderheidsdrager een electron dient, de capaciteit 6 bij ieder bit wordt vóöropgeladen. Tijdens een dergelijke vóóroplading treedt echter ruis op, bijvoorbeeld in de veldeffectransistor 7 en in de voeding voor deze veldeffecttransistor, waardoor het bij de vóór-10 oplading geldende of toegepaste referentieniveau wordt beïnvloed. Een dergelijk tijdens het vóóroplaadinterval optredend ruisniveau N wordt vervolgens door de capaciteit gedurende het 1-bits interval V-q = Tp + Tg vastgehouden en komt derhalve in het uitgangssignaal van de bemonster- en 15 houdschakeling terecht. De uitgangsspanning Vq zal dit ruisniveau, als weergegeven met een gebroken lijn in figuur 2B, derhalve eveneens vertonen, zodat ook het signaalniveau tijdens het interval Tg ruisschommelingen vertoont. Samenvattend kan worden gesteld, dat bij eenvoudige bemonstering en vast-20 houding van het signaalniveaudeel van de uitgangsspanning Vq.op de bekende wijze volgens figuur 1 vermenging optreedt van de signaalcomponent S met een ruiscomponent N, welke vervolgens in het uitgangssignaal verschijnt.When the charge stored in the charge-coupled image pick-up device 1 is withdrawn after conversion to a voltage in the manner described above, it is necessary that, when an electron serves as a minority carrier, the capacity 6 is precharged with each bit. During such a precharge, however, noise occurs, for example in the field effect transistor 7 and in the power supply for this field effect transistor, which influences the reference level applicable or applied during the precharge. Such a noise level N occurring during the precharge interval is then retained by the capacitance during the 1-bit interval V-q = Tp + Tg and thus enters the output signal of the sample and hold circuit. The output voltage Vq will therefore also show this noise level, as shown by a broken line in Figure 2B, so that the signal level also exhibits noise fluctuations during the interval Tg. In summary, it can be stated that with simple sampling and holding of the signal level part of the output voltage Vq, mixing of the signal component S with a noise component N, which subsequently appears in the output signal, occurs in the known manner according to figure 1.
De onderhavige uitvinding stelt zich nu ten doel, 25 een signaalopneemschakëling te verschaffen, welke vrij is van dergelijke nadelen.The present invention now aims to provide a signal recording circuit which is free from such drawbacks.
Voorts stelt de uitvinding zich ten doel, een signaalopneemschakeling voor toepassing bij een beeldopneem-inrichtinèf te verschaffen, waarmee effectieve vermindering 30 óf. eliminatie van tijdens de vööroplading optredende ruis wordt verkregen.Another object of the invention is to provide a signal recording circuit for use with an image recording device, thereby effectively reducing or reducing. elimination of noise occurring during the precharge charge is obtained.
Omtrent een signaalopneemschakeling voor toepassing bij een beeldopneeminrichting met een ladingsover-drachtselement voor afgifte van ©n met een opgenomen beeld 35 overeenkomende uitgangslading schrijft de uitvinding daartoe voor, dat een dergelijke schakeling dient te zijn gekenmerkt door: .With regard to a signal recording circuit for use in an image recording device with a charge transfer element for delivering an output charge corresponding to a recorded image, the invention therefore prescribes that such a circuit must be characterized by:.
8100741 £ Ίι - 5 - middelen voorqpname van de uitgangslading en voor afgifte, in reactie daarop, van een ladingsdetectiesignaal met een referentieniveausignaaldeel en een uit oplading of ontlading resulterend signaaldeel, welke beide signaaldelen bij ieder 5'·. volgend bit van de ui tgangs lading worden herhaald, en voorts door middelen voor afgifte van een met het verschil tussen de beide signaaldelen overeenkomend verschiluitgangssignaal.8100741 - 5 means for recording the output charge and for outputting, in response thereto, a charge detecting signal having a reference level signal portion and a signal portion resulting from charge or discharge, both of which signal portions each at 5 '. the next bit of the output charge are repeated, and further by means for outputting a difference output signal corresponding to the difference between the two signal parts.
De uitvinding zal worden verduidelijkt in de nu volgende beschrijving aan de hand van de bijbehorende tekening 10 van enige uitvoeringsvormen, waartoe de uitvinding zich echter niet beperkt. In de tekening tonen: figuur 1 een schema van een uitvoeringsvorm van bekend type van een signaalopneemschakeling, welke is toegevoegd aan een ladingsgekoppelde beeldopneeminrichting, 15 figuur 2A-2C enige golfvormen ter verduidelijking van de werking van de bekende schakeling volgens figuur 1, figuur 3 een principeschema van het belangrijkste gedeelte van een signaalopneemschakeling volgens een uitvoeringsvorm van de uitvinding, 20 figuur 4A-4C enige golfvormen ter verduidelijking van de werking van de uitvoeringsvorm volgens figuur 3, figuur 5 een principeschema van het belangrijkste gedeelte van een andere uitvoeringsvorm van de uitvinding, en figuur 6A-6G enige golfvormen ter verduidelijking 25 van de werking van de uitvoeringsvorm volgens figuur 5.The invention will be elucidated in the following description with reference to the accompanying drawing, 10 of some embodiments to which the invention is not, however, limited. In the drawing: figure 1 shows a diagram of an embodiment of the known type of a signal recording circuit, which is added to a charge-coupled image pick-up device, figures 2A-2C show some waveforms to clarify the operation of the known circuit according to figure 1, figure 3 a principle diagram of the main part of a signal recording circuit according to an embodiment of the invention, figures 4A-4C some waveforms to explain the operation of the embodiment according to figure 3, figure 5 a principle diagram of the main part of another embodiment of the invention, and Figures 6A-6G show some waveforms to explain the operation of the embodiment according to Figure 5.
De onderhavige uitvinding is gebaseerd op hetThe present invention is based on the
feit, dat het ruisniveau gedurende het 1-bits interval tTDfact, that the noise level during the 1-bit interval tTD
constant is en dat tijdens het vóóroplaadinterval Tp geen signaalcomponent verschijnt. De ruis wordt geëlimineerd door 30 detectie van het niveauverschil tussen het signaalniveau tijdens het vóóroplaadinterval Tp en het signaalniveau tijdens het signaalinterval T .is constant and that no signal component appears during the precharge interval Tp. The noise is eliminated by detecting the level difference between the signal level during the precharge interval Tp and the signal level during the signal interval T.
bb
Figuur 3 toont het principeschema van het belangrijkste gedeelte, overeenkomende met het gedeelte links van 35 de gebroken lijn P in figuur 1, van een signaalopneemschakeling volgens een uitvoeringsvorm van de uitvinding.Figure 3 shows the principle diagram of the main part, corresponding to the part to the left of the broken line P in Figure 1, of a signal recording circuit according to an embodiment of the invention.
Bij de uitvoeringsvorm volgens figuur 3 wordt deIn the embodiment of Figure 3, the
VV
- 6 - aan de uitgangsaansluiting la verschijnende uitgangsspanning VQ (zie figuur 4A) toegevoerd aan een vertragingsschakeling of -lijn 15 voor vertraging over een duur T d (0<ï‘^<.'TB) tot een signaal VQd (zie figuur 4B). Dit vertraagde signaal 5 Vod wordt toegevoerd aan de omkeeringangsaansluiting van een verschilversterker 16, waarvan de niet-omkeeringangsaansluiting het oorspronkelijke signaal VQ krijgt toegevoerd. De verschilversterker 16 geeft een met het verschil tussen de beide signalen Vq en VQd overeenkomend verschiluitgangssignaal af.- 6 - output voltage VQ appearing at the output terminal 1a (see figure 4A), applied to a delay circuit or line 15 for delay over a duration T d (0 <1 '^ <.' TB) to a signal VQd (see figure 4B) . This delayed signal 5 Vod is applied to the reversing input terminal of a differential amplifier 16, the non-reversing input terminal of which receives the original signal VQ. The differential amplifier 16 outputs a differential output signal corresponding to the difference between the two signals Vq and VQd.
10 Dit verschiluitgangssignaal van de verschil versterker 16 wordt aan een soortgelijke bemonster- en hoüd-schakeling 10 als in figuur 1 toegevoerd. Bij de hier beschreven uitvoeringsvorm krijgt de bemonster- en houdschakeling 10 een bemonsterimpuls SPQ (zie figuur 4C) toegevoerd, waar-15 van de periodeduur gelijk is en welke gedurende het vóór-oplaadinterval Tp' van het signaal VQd het niveau "1" vertoont. De waarde van het gedurende de periode Tp’ van het verschiluitgangssignaal van de versterker 16 wordt derhalve bemonsterd en vastgehouden.This differential output signal from the differential amplifier 16 is applied to a similar sampling and holding circuit 10 as in Figure 1. In the embodiment described here, the sample and hold circuit 10 is supplied with a sample pulse SPQ (see Figure 4C), the period duration of which is the same and which shows the level "1" during the precharge interval Tp 'of the signal VQd. The value of the difference output signal of the amplifier 16 during the period Tp "is therefore sampled and held.
20 Bij de hier beschreven uitvoeringsvorm vormt het ene ingangssignaal VQ van de verschilversterker tijdens het vöóroplaadinterval Tp' van het signaal VQd de combinatie of superpositie van de signaalcomponent en de ruiscomponent, terwijl het andere ingangssignaal VQd van de verschilver-25 sterker 16 slechts de ruiscomponent vertegenwoordigt, zodat het verschilui-tga-ngssignaal van de verschilversterker 16 gedurende de periode Tp' de gedaante hééft van het oorspronkelijke uitgangssignaal VQ, ontdaan van de ruiscomponent. Derhalve wordt het van de ruiscomponent ontdane signaalniveau 30 door de schakeling 10 bemonsterd en vastgehouden en vervolgens aan de uitgangsaansluiting lb afgegeven. In de figuren 4A en 4B zijn de signaalcomponenten, welke nog ruiscomponenten bevatten, met gebroken lijnen weergegeven.In the embodiment described here, one input signal VQ of the differential amplifier during the precharge interval Tp 'of the signal VQd constitutes the combination or superposition of the signal component and the noise component, while the other input signal VQd of the difference amplifier 16 represents only the noise component so that the differential signal of the differential amplifier 16 during the period Tp 'has the form of the original output signal VQ, stripped of the noise component. Therefore, the signal level 30 stripped of the noise component is sampled and held by the circuit 10 and then delivered to the output terminal 1b. Figures 4A and 4B show the signal components, which still contain noise components, with broken lines.
Teneinde bij de in figuurv 3 weergegeven uitvoe-35 ringsvorm van een signaalopneemschakeling volgens de uitvinding een doeltreffende eliminatie van de ruiscomponent uit de signaalcomponent te verkrijgen, i.c. door aftrekking van 8 1 00 7 4 1 - 7 - signaalcomponenten met behulp van de verschilversterker 16, is het wenselijk, dat de desbetreffende signaalbewerking wordt uitgevoerd gedurende het laatste deel van de signaal-niveauperiode Tg, waarin het signaalniveau zijn correcte waarde krijgt. Voor de vertragingsduur van de vertragings- schakeling of vertragingslijn 15 geldt derhalve ^ - Tg -- (duur van Tp) als optimale waarde.In order to obtain an effective elimination of the noise component from the signal component in the embodiment of a signal recording circuit according to the invention shown in Fig. 3, ie by subtracting 8 1 00 7 4 1 - 7 signal components using the differential amplifier 16, it is desirable that the respective signal processing be performed during the last part of the signal level period Tg, in which the signal level gets its correct value. Therefore, for the delay duration of the delay circuit or delay line 15, ^ - Tg - (duration of Tp) is the optimum value.
Daarbij zal het duidelijk zijn, dat zolang als de impulsduur van de bemonsterimpuls SPQ binnen de periode-duur T r ligt, de impulsduur van de impuls SPQ kleiner kan zijn dan de periodeduur Tp'.It will be clear that as long as the pulse duration of the sampling pulse SPQ is within the period duration T r, the pulse duration of the pulse SPQ can be less than the period duration Tp '.
Figuur 5 toont het principeschema van het belangrijkste gedeelte van een andere uitvoeringsvorm van een signaalopneemschakeling volgens figuur 5. In plaats van de vertragingslijn 15, welke bij de uitvoeringsvorm volgens figuur 3 wordt toegepast, wordt in dit geval voor vertraging van het signaal VQ een bemonster- en houdschakeling toegepast.Figure 5 shows the principle diagram of the main part of another embodiment of a signal recording circuit according to Figure 5. Instead of the delay line 15, which is used in the embodiment according to Figure 3, in this case a sample is used for delay of the signal VQ. and hold circuit applied.
Meer in details kan worden gesteld, dat het aan de uitgangsaansluiting la verschijnende uitgangssignaal volgens figuur 6A wordt toegevoerd aan een bemonster- en houdschakeling 17, welke tevens een bemonsterimpuls SP^ (zie figuur 6B) krijgt toegevoerd, waarvan de herhalings-periodeduur gelijk is aan Tg, terwijl de stijgende flank of voorflank van de bemonsterimpuls SP1 ten opzichte van dié van het vóóroplaadinterval Tp van het uitgangssignaal VQ is vertraagd met een bedrag ^ = ^ - Tp; de impulsduur van de bemonsterimpuls SP^ is gelijk aan de periodeduur Tp. Dit heeft tot gevolg, dat het signaalniveaudeel van het uitgangssignaal VQ door de bemonster- en houdschakeling 17 wordt bemonsterd en vastgehouden in de vorm van het signaal Hg volgens figuur 6D. Dit vastgehouden signaal Hg wordt aan de omkeeringangs-aansluiting van een verschilversterker 20 toegevoerd.More in detail, it can be stated that the output signal of the output terminal 1a of Figure 6A is applied to a sample and hold circuit 17, which is also supplied with a sample pulse SP ^ (see Figure 6B), the repetition period of which is equal to Tg, while the rising edge or leading edge of the sampling pulse SP1 with respect to that of the precharge interval Tp of the output signal VQ is delayed by an amount ^ = ^ - Tp; the pulse duration of the sampling pulse SP ^ is equal to the period duration Tp. As a result, the signal level portion of the output signal VQ is sampled and held by the sample and hold circuit 17 in the form of the signal Hg of Figure 6D. This held signal Hg is applied to the reverse input terminal of a differential amplifier 20.
Het uitgangssignaal VQ wordt voorts toegevoerd aan een bemonster- en houdschakeling 18, welke bovendien een bemonsterimpuls SP£ volgens figuur 6C krijgt toegevoerd, welke gedurende het vóóroplaadinterval Tp van het signaal Vq het niveau "1" krijgt. Het niveau van het signaal gedurende dit interval Tp wordt derhalve door de schakeling 81 00 74 1 8 18 bemonsterd en vastgehouden in de vorm van het signaal HN1 volgens figuur 6E, dat wordt toegevoerd aan een verdere bemonster- en houdschakeling 19, welke bovendien de bemonster-impuls SP^ krijgt toegevoerd. Het door de schakeling 18 vast-. 5 gehouden signaal wordt derhalve door de schakeling 19 opnieuw bemonsterd en vastgehouden als signaal volgens figuur 6F, dat aan de niet-omkeeringangsaansluiting van de verschilversterker 20 wordt toegevoerd.The output signal VQ is further applied to a sample and hold circuit 18, which is additionally supplied with a sample pulse SP £ according to FIG. 6C, which becomes level "1" during the precharge interval Tp of the signal Vq. The level of the signal during this interval Tp is therefore sampled by the circuit 81 00 74 1 8 18 and held in the form of the signal HN1 of Figure 6E, which is supplied to a further sample and hold circuit 19, which additionally contains the sample pulse SP ^ is applied. It is determined by the circuit 18. Therefore, the signal held in the circuit 19 is resampled by the circuit 19 and held as a signal of FIG. 6F, which is applied to the non-reversing input terminal of the differential amplifier 20.
De in de verschillende vastgehouden signalen 10 Hg, HN1 en H^ volgens de respectievelijke figuren 6D, 6E en 6F optredende spanningsimpulsen Ep' vormen binnengedrongen (jumped-in) impulscomponenten, welke worden veroorzaakt door het feit, dat de bemonsterimpulsen SP^ en SP2 via de capaciteit tussen de poortelectrode en de aanvoerelectrode van de 15 veldeffecttransistor 11 (zie figuur 1) van de bemonster- en houdschakeling 10 in het uitgangssignaal binnendringen.The voltage pulses Ep 'occurring in the different held signals 10 Hg, HN1 and H ^ according to Figures 6D, 6E and 6F respectively, form penetrated (jumped-in) pulse components, which are caused by the fact that the sampling pulses SP1 and SP2 are penetrate the capacitance between the gate electrode and the supply electrode of the field effect transistor 11 (see Figure 1) of the sample and hold circuit 10 in the output signal.
Aangezien het .door de bemonster- en houdschakeling 17 vastgehouden signaal Hg de bemonsterde waarde van het uitgangssignaal VQ gedurende het signaalinterval Tg vormt, 35 20 zal het vastgehouden signaal Hg zowel de gewenste signaal-component als de ruiscomponent bevatten. Aangezien het door de bemonster- en houdschakeling 18 vastgehouden HN1 de bemonsterde signaalwaarde van het uitgangssignaal VQ gedurende het vóoroplaadinterval Tp vormt, zal dit vastgehouden signaal 25 H1 derhalve geen signaalcomponent, doch slechts de ruiscomponent bevatten. Als gevolg hiervan kan door aftrekking van het signaal HN1 van het signaal Hg eliminatie van de ruiscomponent worden verkregen. Aangezien de beide signalen Hg en HN respectievelijk op verschillende tijdstippen bemonsterde en vast-30 gehouden waarden van het uitgangssignaal VQ vormen, heerst een faseverschil tussen de in de beide signalen binnengedrongen impulsen, zoals de figuren 6D en 6E laten zien. Bij de vorming van het verschil tussen de beide vastgehouden signalen Hg en Hn1 verschijnen en blijven de binnengedrongen impulsen derhalve als weergegeven.Since the signal Hg held by the sample and hold circuit 17 constitutes the sampled value of the output signal VQ during the signal interval Tg, the held signal Hg will contain both the desired signal component and the noise component. Since the HN1 held by the sample and hold circuit 18 forms the sampled signal value of the output signal VQ during the precharge interval Tp, this held signal H1 will therefore not contain a signal component, but only the noise component. As a result, by subtracting the signal HN1 from the signal Hg, elimination of the noise component can be obtained. Since the two signals Hg and HN respectively form sampled and held values of the output signal VQ at different times, there is a phase difference between the pulses penetrated into the two signals, as shown in Figures 6D and 6E. When the difference between the two held signals Hg and Hn1 is formed, the pulses penetrated therefore appear and remain as shown.
Bij de in figuur 5 weergegeven uitvoeringsvorm wordt het vastgehouden signaal HN1 echter aan verdere bemonste- 81 00 7 4 1 9 ring (en vasthouding) door de bemonsterimpuls SP^ onderworpen, zodat de in het dan door de schakeling 19 vastgehouden signaal HN2 binnengedrongen impuls dezelfde fase als dié in het vastgehouden signaal Hg vertoont. Dit wil zeggen, dat de beide 5 bemonster- en houdschakelingen 18 en 19 dezelfde werking als de vertragingslijn 15 van de uitvoeringsvorm volgens figuur 3 hebben. De verschilversterker 20 zal derhalve aan de uitgangs-aansluiting lb een uitgangssignaal SQut afgeven, dat geen ruiscomponent bevat en waaruit de tijdens de voorafgaande 10 bemonstering en vasthouding binnengedrongen impulscomponent op effectieve wijze is geëlimineerd, respectievelijk onderdrukt, zoals figuur 6G laat zien.In the embodiment shown in Figure 5, however, the held signal HN1 is subjected to further sampling (and retention) by the sampling pulse SP ^, so that the pulse penetrated into the signal HN2 then held by the circuit 19 is the same phase if it shows Hg in the held signal. This means that the two sample and hold circuits 18 and 19 have the same effect as the delay line 15 of the embodiment according to figure 3. The differential amplifier 20 will therefore output an output signal SQut to the output terminal 1b which does not contain a noise component and from which the pulse component penetrated during the previous sampling and holding has been effectively eliminated or suppressed, as shown in Figure 6G.
Zoals uit het voorgaande naar voren komt, kan door toepassing van de uitvinding de uit de vóóroplading 15 resulterende ruiscomponent in de op de ladingsgekoppelde beeldopneeminrichting volgende signaalopneemschakeling op effectieve wijze worden geëlimineerd of verkleind.As will be apparent from the foregoing, by applying the invention, the noise component resulting from the precharge 15 in the signal recording circuit following the charge-coupled image pickup device can be effectively eliminated or reduced.
Aangezien bij de in het voorgaande beschreven uitvoeringsvormen van de uitvinding als in de ladingsgekoppelde 20 inrichting opgeslagen informatiedrager, respectievelijk minderheidsdrager, een electron dient, zal bij de beschreven detectie of verwerking van de afgegeven uitgangslading eerst vööroplading van de capaciteit 6 tot het referentieniveau en vervolgens ontlading in afhankelijkheid van de informatielading 25 worden toegepasti Het zal echter duidelijk zijn, dat wanneer de minderheidsdrager niet door een electron, doch door een gat wordt gevormd, de in de capaciteit 6 opgeslagen lading vooraf tot het referentieniveau dient te worden ontladen, waarna oplading van de capaciteit 6 in overeenstemming met 30 de informatielading plaatsvindt. Het zal duidelijk zijn, dat in het desbetreffende geval de door de ontlading geïnduceerde ruiscomponent op soortgelijke wijze als bij de in het voorgaande beschreven uitvoeringsvormen, waarbij de minderheidsdrager door een electron wordt gevormd, kan worden geëlimi-35 neerd of onderdrukt.Since, in the embodiments of the invention described above, as an information carrier or minority carrier stored in the charge-coupled device, an electron serves, in the described detection or processing of the output output charge, first precharge of the capacity 6 to the reference level and then discharge. depending on the information charge 25 It will be clear, however, that when the minority carrier is not formed by an electron, but by a hole, the charge stored in the capacity 6 must be discharged in advance to the reference level, after which charging of the capacity 6 in accordance with 30 the information loading takes place. It will be appreciated that, in the particular case, the discharge-induced noise component may be eliminated or suppressed in a similar manner as in the embodiments described above, in which the minority carrier is formed by an electron.
Voorts zal het duidelijk zijn, dat de onderhavige uitvinding niet slechts kan worden toegepast bij een als 81 00 74 1 10 ladingsgekoppelde inrichting (CCD) uitgevoerd ladingsover-drachtselement, doch ook bij andere met ladingsoverdracht werkende elementen, zoals elementen van het emmerkettingtype (BBD).Furthermore, it will be appreciated that the present invention can be applied not only to a charge transfer device (CCD) configured as charge transfer device (CCD), but also to other charge transfer elements such as bucket chain type (BBD) elements .
5 Tenslotte wordt opgemerkt, dat de onderhavige uitvinding eveneens kan worden toegepast bij een als ladingsgekoppelde inrichting uitgevoerde beeldopneeminrichting van het zogenaamde "interline"-type; een dergelijke beeldopneeminrichting verschilt van die volgens figuur 1, welke van het 10 "frame transfer"-type is, hetgeen in het voorgaande is vertaald door videobeeldoverdracht.Finally, it is noted that the present invention can also be applied to a so-called "interline" type image pickup device designed as a charge-coupled device; such an image pickup device is different from that of Figure 1, which is of the "frame transfer" type, which has been previously translated by video image transfer.
Samenvattend kan worden gesteld, dat de uitvinding zich niet tot de in het voorgaande beschreven en in de tekening weergegeven uitvoeringsvormen beperkt; verschillende 15 wijzigingen kunnen in de beschreven componenten en in hun onderlinge samenhang worden aangebracht, zonder dat daarbij het kader van de uitvinding wordt overschreden. 1 8 1 00 74 1In summary, it can be stated that the invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawing; various modifications can be made in the described components and in their mutual coherence, without thereby exceeding the scope of the invention. 1 8 1 00 74 1
Claims (5)
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1985780A JPS56116374A (en) | 1980-02-20 | 1980-02-20 | Charge detection circuit |
| JP1985780 | 1980-02-20 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL8100741A true NL8100741A (en) | 1981-09-16 |
| NL192485B NL192485B (en) | 1997-04-01 |
| NL192485C NL192485C (en) | 1997-08-04 |
Family
ID=12010894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NL8100741A NL192485C (en) | 1980-02-20 | 1981-02-16 | Semiconductor video camera. |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56116374A (en) |
| AT (1) | AT381425B (en) |
| CA (2) | CA1161548A (en) |
| DE (1) | DE3106359A1 (en) |
| GB (1) | GB2071959B (en) |
| NL (1) | NL192485C (en) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3049043A1 (en) * | 1980-12-24 | 1982-07-15 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | METHOD AND ARRANGEMENT FOR SUPPRESSING LOW-FREQUENCY NOISE ON OUTPUT SIGNALS FROM SEMICONDUCTOR SENSORS |
| DE3049130A1 (en) * | 1980-12-24 | 1982-07-15 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Read circuit for solid-state imaging array - eliminates noise by reading each line twice and then subtracting |
| JPS5986379A (en) * | 1982-11-08 | 1984-05-18 | Toshiba Corp | Photoelectric converter |
| JPS59143479A (en) * | 1983-02-04 | 1984-08-17 | Hitachi Ltd | Signal reader of solid state image pickup device |
| JPS59160374A (en) * | 1983-03-02 | 1984-09-11 | Canon Inc | Photoelectric converter |
| JPS6178284A (en) * | 1984-09-25 | 1986-04-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Solid-state image pickup device |
| JPH084127B2 (en) * | 1986-09-30 | 1996-01-17 | キヤノン株式会社 | Photoelectric conversion device |
| US4914519A (en) * | 1986-09-19 | 1990-04-03 | Canon Kabushiki Kaisha | Apparatus for eliminating noise in a solid-state image pickup device |
| US5771070A (en) * | 1985-11-15 | 1998-06-23 | Canon Kabushiki Kaisha | Solid state image pickup apparatus removing noise from the photoelectric converted signal |
| US5737016A (en) * | 1985-11-15 | 1998-04-07 | Canon Kabushiki Kaisha | Solid state image pickup apparatus for reducing noise |
| JPS62122468A (en) * | 1985-11-22 | 1987-06-03 | Fuji Photo Film Co Ltd | Signal read circuit for ccd |
| JPS62155575U (en) * | 1986-03-24 | 1987-10-02 | ||
| JP2705054B2 (en) * | 1986-08-02 | 1998-01-26 | ソニー株式会社 | Solid-state imaging device |
| JPS63233693A (en) * | 1987-03-23 | 1988-09-29 | Hitachi Ltd | Signal processing device for solid-state color camera |
| JPS6442990A (en) * | 1987-08-08 | 1989-02-15 | Fujitsu Ltd | Signal sampling system for image pickup device |
| JP2557727B2 (en) * | 1990-07-27 | 1996-11-27 | 三洋電機株式会社 | Noise removal circuit for solid-state image sensor |
| EP0553544A1 (en) * | 1992-01-31 | 1993-08-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Multiplexed noise suppression signal recovery for multiphase readout of charge coupled device arrays |
| US5515103A (en) * | 1993-09-30 | 1996-05-07 | Sanyo Electric Co. | Image signal processing apparatus integrated on single semiconductor substrate |
| EP0725535B1 (en) * | 1995-02-01 | 2003-04-23 | Canon Kabushiki Kaisha | Solid-state image pickup device and method of operating the same |
| JP3774499B2 (en) | 1996-01-24 | 2006-05-17 | キヤノン株式会社 | Photoelectric conversion device |
| FR2757336A1 (en) * | 1996-12-13 | 1998-06-19 | Philips Electronics Nv | INTERFACE CIRCUIT FOR VIDEO CAMERA |
| JP2005154133A (en) * | 2003-11-28 | 2005-06-16 | Mitsubishi Electric Corp | Elevator control device |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4079423A (en) * | 1976-10-14 | 1978-03-14 | General Electric Company | Solid state imaging system providing pattern noise cancellation |
| DE2938499A1 (en) * | 1978-09-25 | 1980-04-03 | Hitachi Ltd | SOLID BODY IMAGING DEVICE |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| USB299480I5 (en) * | 1972-10-20 | |||
| DE2543083C3 (en) * | 1975-09-26 | 1979-01-11 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Image sensor and method for operating such an image sensor |
-
1980
- 1980-02-20 JP JP1985780A patent/JPS56116374A/en active Granted
-
1981
- 1981-02-05 CA CA000370198A patent/CA1161548A/en not_active Expired
- 1981-02-16 NL NL8100741A patent/NL192485C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-02-17 GB GB8104862A patent/GB2071959B/en not_active Expired
- 1981-02-19 AT AT0076581A patent/AT381425B/en not_active IP Right Cessation
- 1981-02-20 DE DE19813106359 patent/DE3106359A1/en active Granted
-
1983
- 1983-05-06 CA CA000427684A patent/CA1165434A/en not_active Expired
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4079423A (en) * | 1976-10-14 | 1978-03-14 | General Electric Company | Solid state imaging system providing pattern noise cancellation |
| DE2938499A1 (en) * | 1978-09-25 | 1980-04-03 | Hitachi Ltd | SOLID BODY IMAGING DEVICE |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol. SC-15, no. 3, juni 1980, blz. 373-375, IEEE, New York, US; R.J. KANSY: "Response of a correlated double sampling circuit to 1/f noise" * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AT381425B (en) | 1986-10-10 |
| CA1161548A (en) | 1984-01-31 |
| GB2071959A (en) | 1981-09-23 |
| NL192485B (en) | 1997-04-01 |
| JPS56116374A (en) | 1981-09-12 |
| DE3106359A1 (en) | 1982-02-11 |
| DE3106359C2 (en) | 1989-03-16 |
| GB2071959B (en) | 1984-02-29 |
| JPS6255349B2 (en) | 1987-11-19 |
| ATA76581A (en) | 1986-02-15 |
| NL192485C (en) | 1997-08-04 |
| CA1165434A (en) | 1984-04-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| NL8100741A (en) | SIGNAL RECORDING. | |
| US5434620A (en) | Image sensor | |
| US4886986A (en) | Output signal processor circuit of charge transfer device | |
| JPH04179996A (en) | Sample-hold circuit and liquid crystal display device using the same | |
| US4931668A (en) | MIS transistor driven inverter circuit capable of individually controlling rising portion and falling portion of output waveform | |
| JP2564272B2 (en) | Signal readout device for solid-state imaging device | |
| US5311319A (en) | Solid state image pickup device having feedback voltage to amplifier | |
| JP2576860B2 (en) | Imaging device | |
| US6249141B1 (en) | Enhanced glitch removal circuit | |
| US5033068A (en) | Charge transfer device | |
| JP3223823B2 (en) | Output circuit of solid-state imaging device and driving method thereof | |
| US4857996A (en) | Image pickup device with reduced fixed pattern noise | |
| US4443885A (en) | Charge transfer method and device for carrying out the method | |
| JPH0746844B2 (en) | Signal readout device for solid-state imaging device | |
| JP2661575B2 (en) | Output circuit of solid-state imaging device | |
| JPH08214193A (en) | Ground driving delay line correlator | |
| JP2522394B2 (en) | Charge coupled device signal processing circuit | |
| JP2522068B2 (en) | Signal processing device for charge-coupled device | |
| SU600615A1 (en) | Digital shift register | |
| JP2522411B2 (en) | Charge coupled device signal processing circuit | |
| US7456892B2 (en) | Signal charge transfer line for transferring signal charge by application of transfer pulses to transfer electrodes | |
| JPH0583645A (en) | Output signal processing circuit for charge coupled element | |
| US7113010B2 (en) | Clock distortion detector using a synchronous mirror delay circuit | |
| JPS6151699A (en) | Electric charge detecting circuit | |
| JPS6332315B2 (en) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A85 | Still pending on 85-01-01 | ||
| BA | A request for search or an international-type search has been filed | ||
| BB | A search report has been drawn up | ||
| BC | A request for examination has been filed | ||
| V4 | Discontinued because of reaching the maximum lifetime of a patent |
Free format text: 20010216 |