MX2007007751A

MX2007007751A - Adaptacion de ganancias de sub-canal de transmision en un sistema con cancelacion de interferencia.

Info

Publication number: MX2007007751A
Application number: MX2007007751A
Authority: MX
Inventors: John Edward Smee; Henry David Pfister; Jilei Hou; Stefano Tomasin
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2004-12-23
Filing date: 2005-12-22
Publication date: 2008-01-28
Also published as: CA2592303A1; NO20073238L; RU2007127986A; IL184139A0; KR101025112B1; AU2005322115A1; EP1829235A1; JP2008526118A; US8099123B2; WO2006071760A1; RU2373646C2; AU2005322115A2; US20060142041A1; EP1829235B1; JP4653178B2; ATE543264T1; BRPI0519734A2; KR20070094007A; TW200642311A; AU2005322115B2

Abstract

Un metodo y sistema para cancelacion de interferencia (IC); un aspecto se refiere a la cancelacion de interferencia de trafico; otro aspecto se refiere a la IC conjunta para piloto, sobrecarga y datos; otro aspecto se refiere a calculo de canal mejorado; otro aspecto se refiere a la adaptacion de ganancias de sub-canal de transmision.

Description

ADAPTACIÓN DE GANANCIAS DE SUB-CANAL DE TRANSMISIÓN EN UN SISTEMA CON CANCELACIÓN DE INTERFERENCIA CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se refiere generalmente a sistemas de comunicación inalámbrica, y de forma especifica a cancelación de interferencia de tráfico en sistemas de comunicación inalámbrica.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Un sistema de comunicación puede proveer comunicación entre estaciones base y terminales de acceso. El enlace de avance o enlace descendente se refiere a la transmisión de una estación base a una terminal de acceso. El enlace inverso o enlace ascendente se refiere a la transmisión de una terminal de acceso a una estación base. Cada terminal de acceso puede establecer comunicación con una o más estaciones base en los enlaces de avance e inverso en un momento determinado, dependiendo si la terminal de acceso está activa y si la terminal de acceso está en transferencia suave.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS Las características, naturaleza y ventajas de la presente solicitud pueden ser más aparentes a partir de la siguiente descripción detallada con las figuras. Números y caracteres de referencia similares pueden identificar los mismos objetivos o similares. La figura 1 ilustra un sistema de comunicación inalámbrica con estaciones base y terminales de acceso. La figura 2 ilustra un ejemplo de estructura y/o proceso de transmisor, el cual se puede ejecutar en una terminal de acceso de la figura 1. La figura 3 ilustra un ejemplo de un proceso y/o estructura de receptor, el cual se puede ejecutar en una estación base de la figura 1. La figura 4 ilustra otra modalidad de un proceso o estructura de receptor de estación base. La figura 5 ilustra un ejemplo general de distribución de potencia de tres usuarios en el sistema de la figura 1. La figura 6 muestra un ejemplo de una distribución de compensación de tiempo uniforme para cancelación de interferencia de tráfico asincrono de cuadro para usuarios con igual potencia de transmisión. La figura 7 ilustra una estructura de entrelazado utilizada para paquetes de datos de enlace inverso y un canal de solicitud de repetición automática de enlace de avance . La figura 8 ilustra una memoria que abarca un paquete completo de 16 ranuras. La figura 9A ilustra un método de cancelación de interferencia de tráfico para un ejemplo de cancelación de interferencia secuencial (SIC) sin decodificación retrasada. La figura 9B ilustra un aparato para ejecutar el método de la figura 9A. La figura 10 ilustra una memoria intermedia de muestras de receptor después de la llegada de sub-paquetes sucesivos de un entrelazado con cancelación de interferencia de sub-paquetes decodificados. La figura 11 ilustra una estructura de canales de sobrecarga . La figura 12A ilustra un método para primer ejecutar IC piloto (PIC) y después ejecutar IC de sobrecarga (OIC) e IC de tráfico (TIC) juntas. La figura 12B ilustra un aparato para ejecutar el método de la figura 12A. La figura 13A ilustra una variación del método de la figura 12A. La figura 13B ilustra un aparato para ejecutar el método de la figura 13A. La figura 14A ilustra un método para ejecutar PIC, OIC y TIC juntas. La figura 14B ilustra un aparato para ejecutar el método de la figura 14A. La figura 15A ilustra una variación del método de la figura 14A. La figura 15B ilustra un aparato para ejecutar el método de la figura 15A. La figura 16 ilustra un modelo de sistema de transmisión. La figura 17 ilustra una respuesta ejemplar de filtración de transmisión y recepción combinada. Las figuras 18A y 18B muestran un ejemplo de estimación de canal (componentes reales e imaginarios) con base en el canal de trayectoria múltiple estimado en cada uno de los tres dedos de RASTRILLO. Las figuras 19A-19B muestran ejemplos de un estimado de canal mejorado con base en los dedos de RASTRILLO y desensanchamiento con los chips de datos. La figura 20A ilustra un método para desensanchamiento en los retrasos de dedo de RASTRILLO con chips de datos regenerados. La figura 20B ilustra un aparato para ejecutar el método de la figura 20A.

Las figuras 21A y 21B muestran un ejemplo para estimar el canal compuesto utilizado muestras uniformemente separadas a una resolución de chip X2. La figura 22A ilustra un método para estimar el canal compuesto a una resolución uniforme utilizando chips de datos regenerados. La figura 22B ilustra un aparato para ejecutar el método de la figura 22A. La figura 23 ilustra un control de potencia de bucle cerrado y control de ganancia con ganancia de subcanal de sobrecarga fija. La figura 24 es una variación de la figura 23 del control de potencia y control de ganancia con ganancia de sub-canal de sobrecarga fija. La figura 25 ilustra un ejemplo de control de potencia con ganancia de sub-canal de sobrecarga fija. La figura 26 es similar a la figura 24 excepto con control de ganancia de sobrecarga. La figura 27 ilustra una variación de la figura 26 con control de ganancia de sobrecarga DRC-únicamente.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Cualquier modalidad aqui descrita no necesariamente es preferible o ventajosa sobre otras modalidades. Aunque varios aspectos de la presente descripción se presentan en las figuras, las figuras no necesariamente están dibujadas a escala o dibujadas para incluir todos los aspectos. La figura 1 ilustra un sistema de comunicación inalámbrica 100, el cual incluye un controlador de sistema 102, estaciones base 104a-104b, y una pluralidad de terminales de acceso 106a-106h. El sistema 100 puede tener cualquier número de controladores 102, estaciones base 104 y terminales de acceso 106. Varios aspectos y modalidades de la presente descripción analizados a continuación se ejecutarán en el sistema 100. Las terminales de acceso 106 pueden ser móviles o estacionarias y se pueden dispersar a través del sistema de comunicación 100 de la figura 1. Una terminal de acceso 106 puede estar conectada a, o puede ser ejecutada en un dispositivo de cómputo, tal como una computadora personal portátil. Alternativamente, una terminal de acceso puede ser un dispositivo de datos auto-contenido, tal como un asistente digital personal (PDA). Una terminal de acceso 106 se puede referir a varios tipos de dispositivos, tal como un teléfono cableado, un teléfono inalámbrico, un teléfono celular, una computadora portátil, una tarjeta de computadora personal de comunicación inalámbrica (PC), un PDA, un módem externo o interno, etc. Una terminal de acceso puede ser cualquier dispositivo que provea conectividad de datos a un usuario comunicándose a través de un canal inalámbrico o a través de un canal cableado, por ejemplo utilizando fibra óptica o cables coaxiales. Una terminal de acceso puede tener varios nombres, tal como estación móvil, unidad de acceso, unidad de suscriptor, dispositivo móvil, terminal móvil, unidad móvil, teléfono móvil, móvil, estación remota, terminal remota, unidad remota, dispositivo de usuario, equipo de usuario, dispositivo manual, etc. El sistema 100 provee comunicación para un número de células, en donde cada célula recibe servicio por una o más estaciones base 104. Una estación base 104 también se puede denominar como un sistema transceptor de estación base (BTS), un punto de acceso, una parte de una re de acceso, un transceptor de depósito de módem (MPT) , o un Nodo B. La red de acceso se refiere a un equipo de red que provee conectividad de datos entre una red de datos conmutados en paquete (por ejemplo, la Internet) y las terminales de acceso 106. El enlace de avance (FL) o enlace descendente se refiere a la transmisión desde una estación base 104 a una terminal de acceso 106. El enlace inverso (RL) o enlace ascendente se refiere a la transmisión desde una terminal de acceso 106 a una estación base 104.

Una estación base 104 puede transmitir datos a una terminal de acceso 106 utilizando una velocidad de datos seleccionada a partir de un conjunto de diferentes velocidades de datos. Una terminal de acceso 106 puede medir una relación de señal-a-ruido-e-interferencia (SINR)de una señal piloto enviado por la estación base 104 y determinar una velocidad de datos deseada para que la estación base 104 transmita datos a la terminal de acceso 106. La terminal de acceso 106 puede enviar mensajes de canal de solicitud de datos o de control de velocidad de datos (DRC) a la estación base 104 para informar a la estación base 104 respecto a la velocidad de datos deseada. El controlador de sistema 102 (también denominado como un controlador de estación base (BSC) ) puede proveer coordinación y control para estaciones base 104, y además puede controlar el enrutamiento de llamadas a terminales de acceso 106 a través de las estaciones base 104. El controlador de sistema 102 además se puede acoplar a una red de telefonía pública conmutada (PSTN) a través de un centro de conmutación móvil (MSC) , y a una red de datos en paquete a través de un nodo de servicio de datos en paquete (PDSN) . El sistema de comunicación 100 puede utilizar una o más técnicas de comunicación, tal como acceso múltiple por división de código (CDMA) , IS-95, Datos en Paquete de Alta Velocidad (HRPD) , también denominado como Velocidad de Datos Alta (HDR) , tal como se especifica en la "Especificación de Interfaz Aérea de Datos en Paquete de Alta Velocidad cdma2000", TIA/EIA/IS-856, CDMA lx Datos de Evolución Optimizada (EV-DO) , lxEV-DV, CDMA de banda ancha (WCDMA) , Sistema de Telecomunicaciones Móviles Universales (UMTS), CDMA Sincrónica por División de Tiempo (TD-SCDMA) , Multiplexión por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) , etc. Los ejemplos descritos a continuación proveen detalles para claridad de entendimiento. Las ideas aqui presentadas se pueden aplicar a otros sistemas también, y los presentes ejemplos no pretenden limitar la presente aplicación. La figura 2 ilustra un ejemplo de estructura y/o proceso de transmisor, el cual se puede ejecutar en una terminal de acceso 106 de la figura 1. Las figuras y componentes mostrados en la figura 2 se pueden ejecutar a través de software, hardware, o una combinación de software y hardware. Se pueden agregar otras funciones a la figura 2 además de, o en lugar de las funciones mostradas en la figura 2. Una fuente de datos 200 provee datos a un codificador 202, el cual codifica bits de datos utilizando uno o más esquemas de codificación para proveer chips de datos codificados. Cada esquema de codificación puede incluir uno o más tipos de codificación, tal como revisión de redundancia cíclica (CRC) , codificación convolucional, codificación Turbo, codificación de bloque, otros tipos de codificación, o ninguna codificación en absoluto. Otros esquemas de codificación pueden incluir solicitud de repetición automática (ARQ) , ARQ hibrida (H-ARQ) , y técnicas de repetición de redundancia incremental. Diferentes tipos de datos se pueden codificar con diferentes esquemas de codificación. Un intercalador 204 intercala los bits de datos codificados para combatir el desvanecimiento. Un modulador 206 modula datos codificados intercalados para generar datos modulados. Ejemplos de técnicas de modulación incluyen modulación por desplazamiento de fase binaria (BPSK) y modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) . El modulador 206 también puede repetir una secuencia de datos modulados o una unidad de perforación de símbolo puede perforar bits de un símbolo. El modulador 206 también puede esparcir los datos modulados con una cubierta Walsh (es decir, código Walsh) para formar chips de datos. El modulador 206 también puede multiplexar por división de tiempo los chips de datos con chips piloto y chips MAC para formar una corriente de chips. El modulador 206 también puede utilizar un esparcidor de ruido seudo-aleatorio (PN) para esparcir la corriente de chips con uno o más códigos PN (por ejemplo, código corto, código largo) . Una unidad de conversión de banda base-a-radiofrecuencia (RF) 208 puede convertir señales de banda base a señales RF para transmisión a través de una antena 210 sobre un enlace de comunicación inalámbrica a una o más estaciones base 104. La figura 3 ilustra un ejemplo de un proceso y/o estructura de receptor, el cual se puede ejecutar en una estación base 104 de la figura 1. Las funciones y componentes mostrados en la figura 3 se pueden ejecutar a través de software, hardware, o una combinación de software y hardware. Otras funciones se pueden agregar a la figura 3 además de, o en lugar de las funciones mostradas en la figura 3. Una o más antenas 300 reciben las señales moduladas de enlace inverso desde una o más terminales de acceso 106. Múltiples antenas pueden proveer diversidad espacial contra los efectos de trayectoria perjudiciales tal como el desvanecimiento. Cada señal recibida es provista a un receptor respectivo o unidad de conversión RF-a-banda base 302, el cual acondiciona (por ejemplo, filtra, amplifica, sub-convierte) y digitaliza la señal recibida para generar muestras de datos para esa señal recibida . Un desmodulador 304 puede desmodular las señales recibidas para proveer símbolos recuperados. Para CDMA2000, la desmodulación trata de recuperar una transmisión de datos (1) canalizando las muestras desensanchadas para aislar o canalizar los datos recibidos y piloto sobre sus respectivos canales de código, y (2) desmodular, de manera coherente, los datos canalizados con un piloto recuperado para proveer datos desmodulados. El desmodulador 304 puede incluir una memoria intermedia de muestra recibida 312 (también denominada RAM de extremo frontal conjunta (FERAM) o RAM de muestra) para almacenar muestras de señales recibidas para todos los usuarios/terminales de acceso, un receptor de rastrillo 314 para desensanchar y procesar múltiples casos de señales, y una memoria intermedia de símbolo desmodulado 316 (también denominada RAM de extremo posterior (BERAM) o RAM de símbolo desmodulado) . Puede haber una pluralidad de memorias intermedias de símbolo desmodulado 316 para corresponder a la pluralidad de usuarios/terminales de acceso. Un desintercalador 306 desintercala datos del desmodulador 304. Un decodificador 308 puede decodificar los datos desmodulados para recuperar bits de datos decodificados transmitidos por la terminal de acceso 106. Los datos decodificados pueden ser provistos a un depósito de datos La figura 4 ilustra otra modalidad de un proceso o estructura de receptor de estación base. En la figura 4, los bits de datos del usuario exitosamente decodificado son ingresados a una unidad de reconstrucción de interfaz 400, la cual incluye un codificador 402, intercalador 404, modulador 406 y filtro 408. El codificador 402, intercalador 404 y modulador 406 pueden ser similares al codificador 202, intercalador 204, y modulador 206 de la figura 2. El filtro 408 forma las muestras del usuario decodificado a la resolución FERAM, por ejemplo, cambia de velocidad de chip a velocidad de chip 2x. La contribución del usuario del decodificador a la FERAM es entonces removida o cancelada de la FERAM 312. Aunque a continuación se describe la cancelación de interferencia en una estación base 104, los presentes conceptos se pueden aplicar a una terminal de acceso 106 o cualquier otro componente de un sistema de comunicación.

Cancelación de interferencia de tráfico La capacidad de un enlace inverso CDMA puede quedar limitada por la interferencia entre usuarios debido a que las señales transmitidas por diferentes usuarios no son ortogonales en la BTS 104. Por lo tanto, técnicas que reducen la interferencia entre usuarios mejorarán el rendimiento del sistema de un enlace inverso CDMA. Aqui se describen técnicas para la ejecución eficiente de cancelación de interferencia para sistemas CDMA avanzados tales como CDMA2000 lxEV-DO RevA. Cada usuario DO RevA transmite señales de tráfico, piloto y sobrecarga, todas ellas pueden ocasionar interferencia a otros usuarios. Como se muestra en la figura 4, las señales pueden ser reconstruidas y sustraídas de la RAM de extremo frontal 312 en la BTS 104. La señal piloto transmitida se conoce en la BTS 104 y puede ser reconstruida con base en el conocimiento sobre el canal. Sin embargo, las señales de sobrecarga (tal como el indicador de velocidad inversa (RRI), canal de solicitud de datos o control de velocidad de datos (DRC) , canal de fuente de datos (DSC) , reconocimiento (ACK) ) primero son desmoduladas y detectadas, y las señales de datos transmitidos son desmoduladas, desintercaladas, y decodificadas en la BTS 104 para determinar los chips de tráfico y sobrecarga transmitidos. Con base en la determinación de los chips transmitidos para una señal determinada, la unidad de reconstrucción 400 puede entonces reconstruir la contribución a la FERAM 312 con base en el conocimiento del canal. Los bits de un paquete de datos de la fuente de datos 200 pueden ser repetidos y procesados por el codificador 202, intercalador 204 y/o modulador 206 en una pluralidad de "sub-paquetes" correspondientes para transmitir a la estación base 104. Si la estación base 104 recibe una señal alta de relación señal-a-ruido, el primer sub-paquete puede contener suficiente información para que la estación base 104 decodifique y derive el paquete de datos original. Por ejemplo, un paquete de datos de la fuente de datos 200 puede ser repetido y procesado en cuatro sub-paquetes. La terminal de usuario 106 envia un primer sub-paquete a la estación base 104. La estación base 104 puede tener una probabilidad relativamente baja de decodificar y derivar correctamente el paquete de datos original del primer sub-paquete recibido. Pero como la estación base 104 recibe el segundo, tercer y cuarto sub-paquetes y combina información derivada de cada sub-paquete recibido, la probabilidad de decodificar y derivar el paquete de datos original aumenta. Tan pronto como la estación base 104 decodifica correctamente el paquete original (por ejemplo, utilizando una revisión de redundancia cíclica (CRC) u otras técnicas de detección de error) , la estación base 104 envia una señal de reconocimiento a la terminal de usuario 106 para detener el envió de sub-paquetes. La terminal de usuario 106 puede entonces enviar un primer sub-paquete de un nuevo paquete. El enlace inverso de DO-RevA emplea H-ARQ (figura 7), donde cada paquete de 16 ranuras es separado en 4 sub- paquetes y transmitido en una estructura entrelazada con 8 ranuras entre sub-paquetes del mismo entrelazado. Además, diferentes usuarios/terminales de acceso 106 pueden comenzar sus transmisiones en diferentes limites de ranura, y por lo tanto los sub-paquetes de 4 ranuras de diferentes usuarios llegan a la BTS de manera asincrona. A continuación se describen los efectos del asincronismo y un diseño eficiente de receptores de cancelación de interferencia para H-ARQ y CDMA. Las ganancias de la cancelación de interferencia dependen del orden en que las señales son removidas de FERAM 312. Aqui se describen técnicas relacionadas con la decodificación (y sustracción si CRC pasa) de usuarios con base en relaciones tráfico-a-piloto (T2P) , SINR efectiva, o probabilidad de decodificación. Aqui se describen varios enfoques para reintentar la desmodulación y decodificación de usuarios después que otros han sido removidos de la FERAM 312. La cancelación de interferencia de la BTS FERAM 312 se puede ejecutar de manera eficiente para considerar sistemas CDMA asincronos, tal como EV-DO Rev-A, donde usuarios transmiten señales piloto, señales de control, y señales de tráfico utilizando ARQ-hibrida. Esta descripción también aplica a EV-DV Reí D, W-CDMA EUL, y cdma2000. La cancelación de interferencia de tráfico (TIC) se puede definir como cancelación de interferencia substractiva la cual remueve la contribución de los datos de un usuario a la FERAM 312 después que el usuario ha decodificado correctamente (figura 4). Algunos de los problemas prácticos asociados con TIC en sistemas CDMA reales tal como CDMA2000, EV-DO, EV-DV, y WCDMA se tratan aqui. Muchos de estos problemas son ocasionados por el hecho de que sistemas reales tienen asincronia de usuario y ARQ Hibrida. Por ejemplo, CDMA2000 intencionalmente esparce los cuadros de datos de usuario de manera uniforma en tiempo para evitar el retraso en exceso en la red de retroceso. RevA de EV-DO, Reí D de EV-DV, y EUL de WCDMA también utilizan ARQ hibrida la cual introduce más de una longitud de datos posible. La detección de múltiples usuarios es la categoría principal de algoritmos bajo los cuales cae TIC, y se refiere a cualquier algoritmo que intente mejorar el rendimiento permitiendo la detección de dos usuarios diferentes para interactuar. Un método TIC puede involucrar un híbrido de cancelación de interferencia sucesiva (también denominada cancelación de interferencia secuencial o SIC) y cancelación de interferencia paralela. La "cancelación de interferencia sucesiva" se refiere a cualquier algoritmo que decodifique usuarios en forma secuencial y utilice los datos de usuarios previamente decodificados para mejorar el rendimiento. La "cancelación de interferencia paralela" se refiere ampliamente a la decodificación de usuarios al mismo tiempo y la sustracción de todos los usuarios decodificados al mismo tiempo. TIC puede ser diferente a la cancelación de interferencia piloto (PIC) . Una diferencia entre TIC y PIC es que la señal piloto transmitida es conocida perfectamente por el receptor por anticipado. Por lo tanto, PIC puede sustraer la contribución piloto a la señal recibida utilizando solamente cálculos de canal. Una segunda gran diferencia es que el transmisor y el receptor interactúan estrechamente en el canal de tráfico a través del mecanismo H-ARQ. El receptor no conoce la secuencia de datos transmitida hasta que un usuario es decodificado con éxito . De manera similar, es deseable remover canales de sobrecarga de la RAM de extremo frontal, en una técnica denominada cancelación de interferencia de sobrecarga (OIC) . Los canales de sobrecarga no pueden ser removidos hasta que la BTS 104 conoce los datos de sobrecarga transmitidos, y esto se determina decodificando y después reformando los mensajes de sobrecarga. La cancelación de interferencia sucesiva define una clase de métodos. La regla de cadena de información mutua muestra que, bajo condiciones ideales, la cancelación de interferencia sucesiva puede lograr la capacidad de un canal de acceso múltiple. Las condiciones principales para esto son que todos los usuarios sean de cuadro sincrónico y que el canal de cada usuario pueda ser calculado con error poco significativo. La figura 5 ilustra un ejemplo general de distribución de potencia de tres usuarios (usuario 1, usuario 2, usuario 3), donde los usuarios transmiten cuadros sincrónicamente (cuadros de todos los usuarios son recibidos al mismo tiempo) , y cada usuario está transmitiendo a la misma velocidad de datos. A cada usuario se le dan instrucciones para utilizar una potencia de transmisión particular, por ejemplo, el usuario 3 transmite a una potencia sustancialmente igual a ruido; el usuario 2 transmite a una potencia sustancialmente igual a la potencia más ruido del usuario 3; y el usuario 1 transmite a una potencia sustancialmente igual al usuario 2 más el usuario 3 más ruido. El receptor procesa señales de los usuarios en orden decreciente por potencia de transmisión. Comenzando con k = 1 (usuario 1 con potencia más elevada) , el receptor intenta decodificar para el usuario 1. Si la decodificación es exitosa, entonces la contribución del usuario 1 a la señal recibida es formada y sustraída con base en su cálculo de canal. Esto se puede denominar cancelación de interferencia secuencial sincrónica de cuadro. El receptor continúa hasta que la decodificación se ha intentado para todos los usuarios. Cada usuario tiene la misma SINR después de la cancelación de interferencia de la cancelación de interferencia sucesiva de los usuarios previamente decodificados. Infortunadamente, este enfoque puede ser muy sensible a los errores de decodificación. SI un solo usuario de gran potencia, tal como el usuario 1, no decodifica correctamente, la relación señal-a-interferencia-más-ruido (SINR) de todos los siguientes usuarios puede ser severamente degradada. Esto puede evitar que, después de ese punto, todos lo usuarios no puedan decodificar. Otro inconveniente de este enfoque es que se requiere que los usuarios tengan potencias relativas particulares en el receptor, lo cual es difícil de garantizar en canales de desvanecimiento.

Asincronismo de cuadro y cancelación de interferencia, por ejemplo, cdma2000 Suponer que las compensaciones de cuadro de usuario están intencionalmente escalonadas con respecto entre si. Esta operación asincrona de cuadro tiene un número de beneficios para el sistema como un todo. Por ejemplo, la potencia de procesamiento y el ancho de banda de red en el receptor entonces tendrían un perfil de uso más uniforme en tiempo. En contraste, el sincronismo de cuadro entre usuarios requiere una ráfaga de potencia de procesamiento y recursos de red al final de cada limite de cuadro debido a que todos los usuarios terminarían un paquete al mismo tiempo. Con el asincronismo de cuadro, la BTS 104 puede decodificar el usuario con el tiempo de llegada más anticipado primero en lugar del usuario con la potencia más grande. La figura 6 muestra un ejemplo de una distribución de compensación de tiempo uniforme para TIC asincrona de cuadro para usuarios con igual potencia de transmisión. La figura 6 muestra una toma de un instante de tiempo justo antes que el cuadro 1 del usuario 1 sea decodificado. Debido a que el cuadro 0 ya ha sido decodificado y cancelado para todos los usuarios, su contribución a la interferencia se muestra cruzada (usuarios 2 y 3) . En general, este enfoque reduce la interferencia por un factor de 2. La mitad de la interferencia ha sido removida por TIC antes de decodificar el Cuadro 1 de Usuario 1. En otra modalidad, los usuarios en la figura 6 pueden hacer referencia a grupos de usuarios, por ejemplo, grupo de usuarios 1, grupo de usuarios 2, grupo de usuarios 3. Un beneficio del asincronismo y cancelación de interferencia es la simetría relativa entre usuarios en términos de niveles de potencia y estadísticas de error si desean velocidades de datos similares. En cancelación de interferencia secuencial general con iguales velocidades de datos de usuario, el último usuario es recibido con potencia muy baja y también depende bastante de la decodificación exitosa de todos los usuarios previos.

Asincronismo, ARQ Hibrida y Entrelazado, por ejemplo, EV-DO RevA La figura 7 ilustra una estructura de entrelazado (por ejemplo, en lxEV-DO RevA) utilizada para paquetes de datos RL y un canal ARQ FL. Cada entrelazado (entrelazado 1, entrelazado 2, entrelazado 3) comprende un conjunto de segmentos escalonados en tiempo. En este ejemplo, cada segmento tiene una longitud de cuatro ranuras de tiempo. Durante cada segmento, una terminal de usuario puede transmitir un sub-paquete a la estación base. Existen tres entrelazados, y cada segmento tiene una longitud de cuatro ranuras de tiempo. Por lo tanto, existen ocho ranuras de tiempo entre el final de un sub-paquete de un entrelazado determinado y el inicio del siguiente sub-paquete del mismo entrelazado. Esto proporciona suficiente tiempo para que el receptor decodifique el sub-paquete y transmita un ACK o reconocimiento negativo (NAK) al transmisor.

ARQ Hibrida saca ventaja de la naturaleza de variación en tiempo de los canales de desvanecimiento. Si las condiciones de canal son buenas para los primeros 1, 2, ó 3 sub-paquetes, entonces el cuadro de datos puede ser decodificado utilizando solo esos sub-paquetes, y el receptor envia un ACK al transmisor. El ACK da instrucciones al transmisor para no enviar los sub-paquetes restantes, sino más bien iniciar un nuevo paquete si se desea .

Arquitecturas de receptor para cancelación de interferencia Con TIC, los datos de usuarios decodificados son reconstruidos y sustraídos (figura 4) de manera que la BTS 104 puede remover la interferencia que los datos de usuarios decodificados ocasiona a otros usuarios. Un receptor TIC puede estar equipado con dos memorias circulares: la FERAM 312 y la BERAM 316. La FERAM 312 almacena muestras recibidas (por ejemplo, a una velocidad de chip 2x) y es común a todos los usuarios. Un receptor no TIC solo utilizarla una FERAM de aproximadamente 1-2 ranuras (para acomodar retrasos en el proceso de desmodulación) debido a que no se lleva a cabo una sustracción interferencia de sobrecarga o tráfico. En un receptor TIC para un sistema con H-ARQ, la FERAM puede abarcar muchas ranuras, por ejemplo, 40 ranuras, y es actualizada por TIC a través de la sustracción de interferencia de usuarios decodificados. En otra configuración, la FERAM 312 puede tener una longitud que abarca menos de un paquete completo, tal como una longitud que abarca un periodo de tiempo desde el inicio de un sub-paquete de un paquete a un final de un sub-paquete posterior del paquete. La BERAM 316 almacena símbolos desmodulados de los bits recibidos conforme son generados por el receptor de rastrillo 314 del desmodulador. Cada usuario puede tener una BERAM diferente, debido a que los símbolos desmodulados se obtienen mediante desensanchamiento con la secuencia PN especifica del usuario, y combinando a través de dedos de RASTRILLO. .Ambos, tanto un receptor TIC como un receptor no TIC puede utilizar una BERAM 316. La BERAM 316 en TIC se utiliza para almacenar símbolos desmodulados de sub-paquetes previos que ya no están almacenados en una FERAM 312 cuando la FERAM 312 no abarca todos los sub-paquetes. La BERAM 316 se puede actualizar siempre que se lleve a cabo un intento de decodificar o siempre que exista una ranura de la FERAM 312.

Métodos para elegir la longitud de FERAM El tamaño de la BERAM 316 y la FERAM 312 se puede elegir de acuerdo con varias compensaciones entre potencia de procesamiento requerida, ancho de banda de transferencia de las memorias a los procesadores, retrasos y rendimiento del sistema. En general, al utilizar una FERAM 312 más corta, los beneficios de TIC se limitarán, debido a que el sub-paquete más antiguo no será actualizado. Por otra parte, una FERAM 312 más corta produce un número reducido de desmodulaciones, sustracciones y un ancho de banda de transferencia inferior. Con el entrelazado RevA, un paquete de 16 ranuras (cuatro sub-paquetes, cada sub-paquete transmitido en 4 ranuras) abarcarla 40 ranuras. Por lo tanto, una FERAM de 40 ranuras se puede utilizar para asegurar la remoción de un usuario de todas las ranuras afectadas. La figura 8 Ilustra una FERAM 312 de 40 ranuras que abarca un paquete completo de 16 ranuras para EV-DO RevA. Siempre que se recibe un sub-paquete, se intenta la decodificación para ese paquete utilizando todos los sub-paquetes disponibles almacenados en la FERAM 312. Si la decodificación tiene éxito, entonces la contribución de ese paquete es cancelada de la FERAM 312 reconstruyendo y sustrayendo la contribución de todos los sub-paquetes de componente (1, 2, 3 ó 4). Para DO-RevA, las longitudes de FERAM de 4, 16, 28 ó 40 ranuras abarcarían 1, 2, 3, ó 4 sub-paquetes, respectivamente. La longitud de la FERAM ejecutada en el receptor puede depender de consideraciones de complejidad, la necesidad de soportar varios tiempos de llegada de usuario, y la capacidad de volver a realizar la desmodulación y decodificación de usuarios en compensaciones de cuadro previas. La figura 9A ilustra un método general de TIC para un ejemplo de cancelación de interferencia secuencia (SIC) sin decodificación retrasada. A continuación se describirán otras mejoras. El proceso inicia en un bloque de inicio 900 y avanza bloque de retraso de elección 902. En SIC, el bloque de retraso de elección 902 se puede omitir. En el bloque 903, la BTS 104 elige un usuario (o un grupo de usuarios) entre esos usuarios que finalizan un sub-paquete en la ranura actual. En el bloque 904, el desmodulador 304 desmodula muestras de los sub-paquetes de usuario elegidos para algunos o todos los segmentos de tiempo almacenados en la FERAM 312 de acuerdo con la secuencia de esparcimiento y mezclado del usuario, asi como a su tamaño de constelación. En el bloque 906, el decodificador 308 intenta decodificar el paquete de usuario utilizando los símbolos previamente desmodulados almacenados en BERAM 316 y las muestras FERAM desmoduladas . En el bloque 910, el decodificador 308 u otra unidad pueden determinar si el paquete de usuario fue decodificado con éxito, es decir, pasa una revisión de error, tal como utilizando un código de redundancia cíclica (CRC) . Si el paquete de usuario falla la decodificación, se envia un NAK de regreso a la terminal de acceso 106 en el bloque 918. Si el paquete de usuario es decodificado correctamente, se envia un ACK a la terminal de acceso 106 en el bloque 908 y se realiza la cancelación de interferencia (IC) en los bloques 912-914. El bloque 912 regenera la señal de usuario de acuerdo con la señal decodificada, la respuesta de impulso de canal y los filtros de transmisión/recepción. El bloque 914 sustrae la contribución del usuario de la FERAM 312, reduciendo asi su interferencia en usuarios que no han sido decodificados todavia. Al momento de falla y éxito en la decodificación, el receptor se mueve al siguiente usuario para que sea decodificado en el bloque 916. Cuando se ha realizado un intento de decodificación en todos los usuarios, se inserta una nueva ranura en la FERAM 312 y todo el proceso es repetido en la siguiente ranura. Las muestras pueden ser escritas en la FERAM 312 en tiempo real, es decir, las muestras de velocidad de chip 2x pueden ser escritas en cada ^ chip. La figura 9B ilustra un aparato que comprende medios 930-946 para realizar el método de la figura 9A. Los medios 930-946 en la figura 9B se pueden ejecutar en hardware, software o una combinación de hardware y software.

Métodos para elegir un orden de decodi icación El bloque 903 indica que TIC se puede aplicar de manera secuencial a cada usuario o paralela a grupos de usuarios. Conforme los grupos se vuelven más grandes, la complejidad de la ejecución se puede reducir pero los beneficios de TIC pueden disminuir a menos que TIC sea repetida como se describe a continuación. Los criterios de acuerdo a los cuales los usuarios son agrupados y/u ordenados pueden variar conforme a la velocidad de variación de canal, el tipo de tráfico y la potencia de procesamiento disponible. Buenos órdenes de decodificación pueden incluir decodificar primero usuarios quienes son más útiles de remover y quienes tienen más probabilidades para decodificación. Los criterios para lograr las ganancias más grandes de TIC pueden incluir: A. Tamaño de carga útil y T2P: La BTS 104 puede agrupar u ordenar usuarios de acuerdo con el tamaño de carga útil, y decodificar en orden comenzando con aquellos que tienen la potencia de transmisión más elevada, es decir T2P más alta a aquellos con T2P más baja. La decodificación y remoción de usuarios con T2P alta de la FERAM 312 presenta el mayor beneficio debido a que ocasionan la mayor interferencia a otros usuarios. B. SINR: La BTS 104 puede decodificar usuarios con SINR más alta antes que usuarios con SINR más baja debido a que los usuarios con SINR más alta tienen una mayor probabilidad de decodificación. También, los usuarios con SINR similar se pueden agrupar juntos. En caso de canales de desvanecimiento, la SINR varia en tiempo en el paquete, y de esta forma se puede calcular una SINR equivalente para determinar un ordenamiento apropiado. C. Tiempo: La BTS 104 puede decodificar paquetes "más viejos" (es decir, aquellos para los cuales se han recibido más sub-paquetes en la BTS 104) antes que paquetes "más nuevos". Esta elección refleja la suposición que para una relación T2P determinada y objetivo de terminación ARQ, los paquetes tienen más probabilidad de decodificación con cada sub-paquete incremental.

Métodos para volver a intentar la decodificación Siempre que un usuario es correctamente decodificado, su contribución de interferencia es sustraída de la FERAM 312, aumentando asi la potencia de decodificar correctamente todos los usuarios que comparten algunas ranuras. Resulta conveniente repetir el intento de decodificar usuarios que fallaron previamente, debido a que la interferencia que observan pudo haber caido significativamente. El bloque de retraso de elección 902 selecciona la ranura (actual o en el pasado) utilizada como referencia para decodificar e IC. El bloque de usuarios de elección 903 seleccionará usuarios que finalizan un sub-paquete en la ranura del retraso elegido. La elección de retraso se puede basar en las siguientes opciones: A. La decodificación actual indica una elección de moverse a la siguiente ranura (futura) una vez que se ha intentado la decodificación de todos los usuarios, y la siguiente ranura está disponible en la FERAM 312. En este caso, se intenta decodificar cada usuario una vez por ranura procesada, y esto correspondería a cancelación de interferencia sucesiva. B. La decodificación iterativa intenta decodificar a todos los usuarios más de una vez por ranura procesada. La segunda y posterior iteración de decodificación se beneficiará de la interferencia cancelada de usuarios decodificados en iteraciones previas. La decodificación iterativa produce ganancias cuando múltiples usuarios son decodificados en paralelo sin IC de intervención. Con la decodificación iterativa pura en la ranura actual, el bloque de retraso de elección 902 simplemente seleccionarla la misma ranura (es decir, retraso) múltiples veces.

C. Decodificación hacia atrás: El receptor desmodula sub-paquetes e intenta decodificar un paquete con base en la desmodulación de todos los sub-paquetes disponibles en la FERAM correspondiente a ese paquete. Después de intentar decodificar los paquetes con un sub-paquete que finaliza en la ranura de tiempo actual (es decir, los usuarios en la compensación de cuadro actual), el receptor puede intentar decodificar paquetes que fallaron en la decodificación en la ranura previa (es decir, usuarios en la compensación de cuadro previo) . Debido al traslape parcial entre usuarios asincronos, la interferencia removida de sub-paquetes que finaliza en la ranura actual mejorará las oportunidades de decodificar sub-paquetes pasados. El proceso se puede repetir regresando más ranuras. El máximo retraso en la transmisión ACK/NAK de enlace de avance puede limitar la decodificación hacia atrás. D. Decodificación hacia delante: Después de haber intentado decodificar todos los paquetes con sub-paquetes que terminan en la ranura actual, el receptor también puede intentar decodificar los últimos usuarios antes que su sub-paquete completo sea escrito en la FERAM. Por ejemplo, el receptor podria intentar decodificar a los usuarios después de que 3 de sus 4 ranuras del último sub-paquete hayan sido recibidas.

Métodos para actualizar la BERAM En un receptor BTS no TIC, los paquetes son decodificados con base únicamente en los símbolos desmodulados almacenados en la BERAM, y la FERAM se utiliza únicamente para desmodular usuarios de los segmentos de tiempo más recientes. Con TIC, la FERAM 312 sigue siendo accesible siempre que el receptor intente desmodular un nuevo usuario. Sin embargo, con TIC, la FERMA 312 es actualizada después que un usuario es correctamente decodificado con base en la reconstrucción y sustracción de la contribución de ese usuario. Debido a consideraciones de complejidad, puede ser deseable elegir la longitud de memoria intermedia de FERAM para que sea menor que el lapso de un paquete (por ejemplo, se requieren 40 ranuras para abarcar un paquete de 16 ranuras en EV-DO RevA) . Conforme nuevas ranuras son escritas en la FERAM 312, éstas sobrescribirían las muestras más viejas en la memoria intermedia circular. Por lo tanto, conforme nuevas ranuras son recibidas, las ranuras más viejas son sobrescritas y el decodificador 308 utilizará BERAM 316 para esas ranuras viejas. Se deberla apreciar que incluso si un sub-paquete determinado se ubica en la FERAM 312, la BERAM 316 se puede utilizar para almacenar los últimos símbolos desmodulados del desmodulador (determinados a partir de la FERAM 312) para ese sub-paquete como un paso intermedio en el proceso de intercalación y decodificación. Existen dos opciones principales para la actualización de la BERAM 316: A. Actualización basada en el usuario: La BERAM 316 para un usuario es actualizada únicamente en conjunto con una decodificación intentada para ese usuario. En este caso, la actualización de las ranuras FERAM más viejas pudieran no beneficiar la BERAM 316 para un usuario determinado si ese usuario no es decodificado en un tiempo oportuno (es decir, las ranuras FERAM actualizadas se podrían deslizar fuera de la FERMA 312 antes que se intente decodificar el usuario) . B. Actualización basada en ranura. Para explotar completamente los beneficios de TIC, la BERAM 316 para todos los usuarios afectados se puede actualizar siempre que una ranura salga de la FERAM 312. En este caso, el contenido de BERAM 316 incluye toda la sustracción de interferencia realizada en la FERAM 312.

Métodos para cancelar interferencia de sub-paquetes que llegan a causa de un tiempo limite de ACK perdido En general, el procesamiento extra utilizado por TIC introduce un retraso en el proceso de decodificación, el cual es particularmente relevante cuando se utilizan esquemas iterativos o hacia atrás. Este retraso puede exceder el retraso máximo al cual se puede enviar el ACK al transmisor para detener la transmisión de sub-paquetes relacionados con el mismo paquete. En este caso, el receptor puede seguir sacando ventaja de la decodificación exitosa utilizando los datos decodificados para sustraer no solo los sub-paquetes pasados sino también aquellos que serán recibidos en el futuro cercano debido al ACK faltante. Con TIC, los datos de usuarios decodificados son reconstruidos y sustraídos de manera que la estación base 104 puede remover la interferencia que ocasiona a los sub-paquetes de otros usuarios. Con H-ARQ, siempre que se recibe un sub-paquete nuevo, se intenta la decodificación para el paquete original. Si la decodificación es exitosa, entonces para H-ARQ con TIC, la contribución de ese paquete puede ser cancelada de las muestras recibidas reconstruyendo y sustrayendo los sub-paquetes del componente. Dependiendo de las consideraciones de complejidad, es posible cancelar la interferencia de 1, 2, 3, ó 4 sub-paquetes almacenando un historial más grande de muestras. En general, IC se puede aplicar en forma secuencial a cada usuario o a grupos de usuarios. La figura 10 ilustra una memoria intermedia de muestras de receptor 312 en tres casos de tiempo: tiempo de ranura n, n+12 ranuras y n+24 ranuras. Para propósitos ilustrativos, la figura 10 muestra un entrelazado sencillo con sub-paquetes de tres Usuarios quienes están en la misma compensación de cuadro para resaltar la operación de cancelación de interferencia con H-ARQ. La memoria intermedia de muestras de receptor 312 en la figura 10 abarca los 4 sub-paquetes (lo cual se puede lograr para EV-DO RevA por una memoria intermedia de 40 ranuras debido a que hay 8 ranuras entre cada sub-paquete de 4 ranuras) . Los paquetes no decodificados se muestran en sombreado. Los paquetes decodi icados se muestran como no sombreados en la memoria intermedia de 40 ranuras y son cancelados. Cada caso de tiempo corresponde a la llegada de otro sub-paquete en el entrelazado. En el tiempo de ranura n, los cuatro sub-paquetes almacenados del usuario 1 son correctamente decodificados mientras que los últimos sub-paquetes de los usuarios 2 y 3 fallan la decodificación. En el caso de tiempo n+12 ranuras, sub-paquetes sucesivos del entrelazado llegan con cancelación de interferencia de los sub-paquetes decodificados (no sombreados) 2, 3 y 4 del Usuario 1. Durante el caso de tiempo n+12 ranuras, los paquetes de los usuarios 2 y 3 son decodificados con éxito. La figura 10 aplica IC a grupos de usuarios quienes están en la misma compensación de cuadro, pero no realizan cancelación de interferencia sucesiva dentro del grupo. En IC de grupo clásico, los usuarios en el mismo grupo no observan cancelación de interferencia mutua. Por lo tanto, conforme aumenta el número de usuarios en un grupo, la complejidad de ejecución disminuye pero existe una pérdida a causa de la falta de cancelación entre usuarios del mismo grupo para el mismo intento de decodificación. Sin embargo, con H-ARQ, el receptor intentarla decodificar todos los usuarios en el grupo después de la llegada de cada nuevo sub-paquete, permitiendo a los usuarios en el mismo grupo lograr una cancelación de interferencia mutua. Por ejemplo, cuando el paquete del Usuario 1 decodifica en el tiempo n, esto ayuda a los paquetes de los Usuarios 2 y 3 a decodificar en el tiempo n + 12, lo cual además ayuda al Usuario 1 a decodificar en el tiempo n + 24 . Todos los sub-paquetes de un paquete previamente decodificado pueden ser cancelados antes de volver a intentar la decodificación para los otros usuarios cuando llegan sus siguientes sub-paquetes. Un punto clave es que, aunque usuarios particulares pueden siempre estar en el mismo grupo, sus sub-paquetes observan la ganancia de IC cuando otros miembros del grupo decodifican.

Cancelación de interferencia conjunta de canales piloto, de sobrecarga y de tráfico Un problema considerado por esta sección se refiere a la mejora de la capacidad del sistema de un RL CDMA mediante el cálculo y cancelación eficientes de interferencia de múltiples usuarios en el receptor de la estación base. En general, una señal de usuario RL consta de canales piloto, de sobrecarga y de tráfico. Esta sección describe un esquema IC piloto, de sobrecarga y de tráfico conjunto para todos los usuarios. Se describen dos aspectos. Primero, se introduce la IC de sobrecarga (OIC) . En el enlace inverso, la sobrecarga de cada usuario actúa como interferencia para las señales de todos los otros usuarios. Para cada usuario, la interferencia de agregado a causa de las sobrecargas por parte de todos los otros usuarios puede ser un porcentaje grande de la interferencia total experimentada por este usuario. La remoción de esta interferencia de sobrecarga de agregado además puede mejorar el rendimiento del sistema (por ejemplo, para un sistema CDMA2000 lxEV-DO RevA) y aumentar la capacidad del enlace inverso más allá del rendimiento y la capacidad lograda por PIC y TIC. Segundo, interacciones importantes entre PIC, OIC y TIC se demuestran a través de las compensaciones de diseño de hardware (HW) y el rendimiento del sistema. Se describen unos cuantos esquemas respecto a la forma para combinar mejor los tres procedimientos de cancelación. Algunos pueden tener más ganancia de rendimiento, y algunos pueden tener más ventaja de complejidad. Por ejemplo, uno de los esquemas descritos remueve todas las señales piloto antes de decodificar cualesquiera canales de sobrecarga y tráfico, después decodifica y cancela los canales de sobrecarga y tráfico de los usuarios en una forma secuencial . Esta sección se basa en sistemas CDMA2000 lxEV-DO RevA y en general aplica a otros sistemas CDMA, tal como W-CDMA, CDMA2000 Ix, y CDMA2000 lxEV-DV.

Métodos para cancelación de canales de sobrecarga La figura 11 ilustra una estructura de canales de sobrecarga RL, tal como para EV-DO RevA. Existen dos tipos de canales de sobrecarga: un tipo es para ayudar en la desmodulación/decodificación RL la cual incluye el canal RRI (indicador de velocidad inversa) y el canal piloto auxiliar (utilizado cuando el tamaño de carga útil es 3072 bits o superior) ; el otro tipo es para facilitar el funcionamiento del enlace de avance (FL) el cual incluye el canal DRC (control de velocidad de datos), DSC (control de fuente de datos) y el canal ACK (reconocimiento) . Como se muestra en la figura 11, los canales ACK y DSC son multiplexados en tiempo en una base de ranura. El canal ACK solo es transmitido cuando se reconoce un paquete transmitido al mismo usuario en FL.

Entre los canales de sobrecarga, los datos del canal piloto auxiliar se conocen antes en el receptor. Por lo tanto, similar al canal piloto primario, no se necesita desmodulación y decodificación para este canal, y el canal piloto auxiliar se puede reconstruir con base en el conocimiento sobre el canal. El piloto auxiliar reconstruido puede estar a una resolución de velocidad de chip 2x y se puede representar como (sobre un segmento) : Ecuación 1 señales piloto auxiliares reconstruidas donde n corresponde a la velocidad de muestreo chipxl, f es el número Índice, Cf es la secuencia PN, wít aux es el código Walsh asignado al canal piloto auxiliar, Gaux es la ganancia relativa de este canal para el piloto primario, hf es el coeficiente de canal estimado (o respuesta de canal) el cual se asume como una constante sobre un segmento, F es la función de filtro o convolución del impulso de transmisión y el filtro de paso bajo del receptor de resolución chipxd (F se asume como no despreciable en [ -MTC, MTC] ) , ?f es la compensación de tiempo chipxd de este Índice con af= ?t mod El segundo grupo de canales de sobrecarga, el cual incluye canales DRC, DSC y RRI, están codificados por códigos bi-ortogonales o códigos símplex. En el lado del receptor, para cada canal, las salidas desmoduladas primero se comparan con un umbral. Si la salida está por debajo de un umbral, se declara un borrado y no se intenta una reconstrucción para esta señal. De lo contrario, son decodificados por un detector de máxima probabilidad (ML) basado en símbolo, el cual puede estar dentro del decodificador 308 en la figura 4. Los bits de salida decodificados se utilizan para la reconstrucción del canal correspondiente, como se muestra en la figura 4. Las señales reconstruidas para estos canales se proporcionan como: 0j 51 1 of = 0 511 Ecuación 2 Señales de sobrecarga (DRC, DSC y RRI) reconstruidas En comparación con la ecuación 1, existe un término nuevo d0 el cual son los datos del canal de sobrecarga, Wf/ 0 es la cubierta Walsh, y Gaux representa la ganancia del canal de sobrecarga con relación al piloto primario . El canal de sobrecarga restante es el canal ACK de 1 bit. Este puede ser modulado por BPSK, decodificado y repetido sobre la mitad de una ranura. El receptor puede desmodular la señal y tomar una decisión firme sobre los datos del canal ACK. El modelo de señal de reconstrucción puede ser el mismo que la ecuación 2. Otro enfoque para reconstruir la señal del canal ACK asume que la señal ACK desmodulada y acumulada, después de la normalización, puede ser representada como: y = x + z, donde x es la señal transmitida, y z es el término de ruido escalado con varianza de o2 . Después, la relación de registro-probabilidad (LLR) de y se proporciona como: Entonces, para el propósito de reconstrucción, un estimado suave del bit transmitido seria: jt = Pr(r = 1) • 1 + Pr( = -1) • (-1) = exp(¿) 1 = tanh( ) = tan exp(Z) + 1 ?", donde la función tanh puede ser tabulada. La señal ACK reconstruida es muy similar a la ecuación 2 pero con la excepción de reemplazar d0 por J.. En general, el enfoque de cálculo suave y cancelación deberla dar un mejor rendimiento de cancelación debido a que el receptor no conoce los datos con certeza y este método aporta el nivel de confianza en la imagen. Este enfoque en general se puede extender a canales de sobrecarga mencionados anteriormente. Sin embargo, la complejidad del detector de máxima probabilidad a posteriori (MAP) para obtener la LLR para cada bit, aumenta exponencialmente con el número de bits de información en un símbolo de código. Una forma eficiente de ejecutar la reconstrucción del canal de sobrecarga es un índice, poder escalar cada señal de sobrecarga decodificada por su ganancia relativa, cubrirla por el código Walsh, y sumarlas, después esparcir por una secuencia PN y filtrar a través del filtro de canal escalado hF todo a la vez. Este método puede ahorrar complejidad de cálculo y ancho de banda de memoria para propósitos de sustracción.

Cj-dj- - hff se convierte en ( cfdf - hf )f f f PIC, QIC y TIC conjuntas PIC, OIC y TIC conjuntas se pueden ejecutar para lograr un alto rendimiento y una capacidad de sistema incrementada. Diferentes órdenes de decodificación y cancelación de PIC, OIC y TIC pueden producir diferente rendimiento del sistema y diferentes impactos en la complejidad del diseño de hardware.

PIC primero, después QIC y TIC juntas (primer esquema) La figura 12A ilustra un método para ejecutar primero PIC y después ejecutar OIC y TIC juntas. Después de un bloque de inicio 1200, el receptor deriva el cálculo de canal para todos los usuarios y ejecuta control de potencia en el bloque 1202. Debido a que los datos piloto para todos los usuarios son conocidos en BTS, éstos pueden ser sustraídos una vez que sus canales son calculados en el bloque PIC 1204. Por lo tanto, los canales de tráfico de todos los usuarios y algunos canales de sobrecarga observan menos interferencia y se pueden beneficiar de la cancelación piloto en-frente. El bloque 1206 elige un grupo G de usuarios no decodificados, por ejemplo, cuyos paquetes o sub-paquetes finalizan en el límite de la ranura actual. Los bloques 1208-1210 ejecutan desmodulación y decodificación del canal de sobrecarga/tráfico. En el bloque 1212, solo los datos del canal exitosamente decodificado serán reconstruidos y sustraídos de la RAM de extremo-frontal (FERAM) 312 compartida por todos los usuarios. El bloque 1214 revisa si existen más usuarios a decodificar. El bloque 1216 finaliza el proceso. La decodificación/ reconstrucción/ cancelación puede ser un forma secuencial de un usuario en un grupo al siguiente usuario en el grupo, lo cual se puede denominar cancelación de interferencia sucesiva. En este enfoque, los usuarios en el último orden de decodificación del mismo grupo se benefician de las cancelaciones de usuarios en el primer orden de decodificación. Un enfoque simplificado es decodificar a todos los usuarios en el mismo grupo primero, y después sustraer sus contribuciones de interferencia al mismo tiempo. El segundo enfoque o esquema (que se describe a continuación) permite tanto un ancho de banda de memoria inferior como una arquitectura de tuberia más eficiente. En ambos casos, los paquetes de usuarios que no finalizan en el mismo limite de ranura sino que se traslapan con este grupo de paquetes, se benefician de esta cancelación. Esta cancelación se puede considerar para una mayoría de la ganancia de cancelación en un sistema CDMA asincrono.

La figura 12B ilustra un aparato que comprende medios 1230-1244 para realizar el método de la figura 12A.

Los medios 1230-1244 en la figura 12B se pueden ejecutar en hardware, software o una combinación de hardware y software. La figura 13A ilustra una variación del método en la figura 12A. Los bloques 1204-1210 remueven una señal con base en un cálculo de canal inicial en el bloque 1202. El bloque 1300 deriva un cálculo de canal basado en datos o un cálculo de canal refinado. El cálculo de canal basado en datos puede proveer un mejor cálculo de canal, como se describe a continuación. El bloque 1302 ejecuta PIC residual, es decir, remueve un cálculo revisado de la señal con base en un refinamiento del cálculo de canal en el bloque 1300. Por ejemplo, considerar que los bloques 1204-1210 resultaron en la remoción de un cálculo de señal inicial (por ejemplo, señal piloto) Pl [n] de las muestras recibidas. Después, con base en un mejor cálculo de canal derivado en el bloque 1300, el método forma el cálculo de señal revisada P2 [n] . El método puede entonces remover la diferencia incremental P2[n]-Pl[n] de las ubicaciones de muestra en la RAM 312. La figura 13B ilustra un aparato que comprende medios 1230-1244, 1310, 1312 para ejecutar el método de la figura 13A. Los medios 1230-1244, 1310, 1312 en la figura 13B se pueden ejecutar en hardware, software o una combinación de hardware y software.

Primero PIC, después QIC y después TIC (segundo esquema) Este segundo esquema es similar a la figura 12A descrita anteriormente con la excepción de que canales de sobrecarga del mismo grupo de usuarios se desmodulan y decodifican antes que cualesquiera canales de tráfico sean desmodulados y decodificados. Este esquema es conveniente para un sistema no entrelazado debido a que no se impone un limite de tiempo ACK estricto. Para un sistema entrelazado, por ejemplo DO Rev.A, debido a que las señales ACK/NAK responden a los sub-paquetes de canal de tráfico, el retraso de decodificación tolerable para los sub-paquetes de canal de tráfico, en general, queda limitado dentro de un par de ranuras (1 ranura = 1.67 ms) . Por lo tanto, si algunos canales de sobrecarga se esparcen sobre más de esta escala de tiempo, este esquema se puede volver poco factible. En particular, en DO RevA, el canal piloto auxiliar y el canal ACK están en un formato de duración corta y se pueden sustraer antes que TIC.

Cancelación conjunta de canal piloto/de sobrecarga/tráfico (el tercer esquema) La figura 14A ilustra un método para realizar PIC, OIC y TIC conjuntas. Después de un bloque de inicio 1400, el receptor deriva el cálculo de cana para todos los usuarios y realiza el control de potencia en el bloque 1402. El bloque 1404 elige un grupo G de usuarios no decodificados. El bloque 1406 vuelve a calcular el canal de los pilotos. Los bloques 1408-1410 intentan realizar desmodulación y decodificación del canal de sobrecarga/tráfico. El bloque 1412 ejecuta PIC para todos los usuarios y OIC y TIC únicamente para los usuarios con datos de canal decodificados con éxito. Diferente del primer esquema (figura 12A) antes analizado, después del cálculo de canal para todos los usuarios (bloque 1402), los pilotos no son sustraídos de FERAM 312 inmediatamente y el cálculo de canal se utiliza para control de potencia como el esquema no IC. Después, para un grupo de usuarios quienes finalizaron en el mismo limite de paquete/sub-paquete, el método realiza decodificación secuencial (bloques 1408 y 1410) en un orden determinado. Para un usuario de decodificación de intento, el método primero vuelve a calcular el canal del piloto (bloque 1402) . El piloto observa menos interferencia en comparación con el tiempo (bloque 1402) en que fue desmodulado para control de potencia debido a la cancelación de interferencia de paquetes previamente decodificados que se traslapan con el paquete de tráfico que se va a codificar. Por lo tanto, se mejora la calidad de cálculo del canal, lo cual beneficia tanto a la decodificación del canal de tráfico como al rendimiento de cancelación. Este nuevo cálculo de canal se utiliza para decodificación de canal de tráfico (bloque 1410) asi como cierta decodificación de canal de sobrecarga (bloque 1408) (por ejemplo, canal RRI en EV-DO) . Una vez que finaliza el proceso de decodificación para un usuario en el bloque 1412, el método sustraerá esta contribución de interferencia del usuario de la FERAM 312, lo cual incluye su canal piloto y cualquier canal de sobrecarga/tráfico decodificado. El bloque 1414 revisa si existen más usuarios a decodificar. El bloque 1416 finaliza el proceso. La figura 14B ilustra un aparato que comprende medios 1420-1436 para realizar el método de la figura 14A. Los medios 1420-1436 en la figura 14B se pueden ejecutar en hardware, software, o una combinación de hardware y software. La figura 15A ilustra una variación del método de la figura 14A. El bloque 1500 deriva cálculos de canal basados en datos. El bloque 1502 ejecuta PIC residual opcional como en la figura 13A. La figura 15B ilustra un aparato que comprende medios 1420-1436, 1510, 1512 para ejecutar el método de la figura 15A. Los medios 1420-1436, 1510, 1512 en la figura 15B se pueden ejecutar en hardware, software o una combinación de hardware y software.

Compensaciones entre el primer y tercer esquemas Pudiera parecer que el primer esquema debiera tener un rendimiento superior en comparación con el tercer esquema debido a que las señales piloto son conocidas en la BTS y tiene sentido cancelarlas en el frente. Si se asume que ambos esquemas tienen la misma calidad de cancelación, el primer esquema puede sobrepasar el rendimiento del tercer esquema en todas las velocidades de datos. Sin embargo, para el primer esquema, debido a que el cálculo del canal piloto observa una interferencia superior que la desmodulación de datos de tráfico, los coeficientes de canal estimados que se utilizan para propósito de reconstrucción (para piloto y sobrecarga/tráfico) pueden ser más ruidosos. Sin embargo, para el tercer esquema, debido a que el cálculo de canal piloto se vuelve a hacer justo antes de la desmodulación/decodificación de datos de tráfico, el nivel de interferencia observado por este cálculo de canal refinado es el mismo que la desmodulación de datos de tráfico. Entonces, en promedio, la calidad de cancelación del tercer esquema puede ser mejor que el primer esquema. Desde una perspectiva de diseño de hardware, el tercer esquema puede tener un borde ligero: el método puede sumar el piloto y los datos del canal de tráfico y de sobrecarga decodificados y cancelarlos juntos, por lo tanto, este enfoque ahorra ancho de banda de memoria. Por otra parte, la re-estimación del piloto se puede realizar junto con la desmodulación del canal de sobrecarga o la desmodulación del canal de tráfico (en términos de lectura de muestras de la memoria) , y por lo tanto, no existe un incremento en los requerimientos de ancho de banda de memoria. Si se asume que el primer esquema tiene 80% ó 90% de calidad de cancelación del tercer esquema, existen compensaciones entre la velocidad de datos por usuario contra la ganancia en el número de usuarios. En general, esto favorece al primer esquema si todos los usuarios están en una región de bajas velocidades de datos y lo opuesto si todos los usuarios están a una alta velocidad de datos. El método también puede recalcular el canal del canal de tráfico una vez que se decodifica un paquete de datos. La calidad de cancelación deberá mejorar debido a que el canal de tráfico opera a una SNR más elevada (mucho más) en comparación con el canal piloto. Los canales de sobrecarga se pueden remover (cancelar) una vez que son desmodulados con éxito, y los canales de tráfico se pueden remover una vez que han sido desmodulados y decodificados con éxito. Es posible que la estación base pueda desmodular/decodificar exitosamente los canales de sobrecarga y tráfico de todas las terminales de acceso en algún punto en tiempo. Si esto ocurre (PIC, OIC, TIC) , entonces la FERAM solo incluirla interferencia y ruido residuales. Los datos del canal piloto, de sobrecarga y de tráfico se pueden cancelar en varios órdenes, y se pueden cancelar para sub-conjuntos de terminales de acceso. Un enfoque es ejecutar la cancelación de interferencia (de cualquier combinación de PIC, TIC, y OIC) para un usuario a la vez desde la RAM 312. Otro enfoque es (a) acumular señales reconstruidas (de cualquier combinación de PIC, TIC y OIC) para un grupo de usuarios y (b) realizar entonces la cancelación de interferencia para el grupo al mismo tiempo. Estos dos enfoques se pueden aplicar a cualquiera de los métodos, esquemas y procesos aquí descritos.

Mejora del cálculo de canal para cancelación de interferencia La capacidad para reconstruir de manera precisa muestras recibidas puede afectar significativamente el rendimiento del sistema de un receptor CDMA que ejecuta la cancelación de interferencia reconstruyendo y removiendo varios componentes de datos transmitidos. En un receptor de RASTRILLO, un canal de múltiples trayectorias es calculado por desensanchamiento PN con respecto a la secuencia piloto y después filtrado piloto (es decir, acumulación) sobre un periodo de tiempo apropiado. La longitud del filtrado piloto típicamente es elegida como un compromiso entre aumentar la SNR de cálculo mediante la acumulación de más muestras, mientras no se acumulan mucho tiempo que la SNR de cálculo sea degradada por las variaciones de tiempo del canal. El cálculo de canal de la salida del filtro piloto después se utiliza para realizar la desmodulación de datos. Como se describió anteriormente con la figura 4, un método práctico para ejecutar cancelación de interferencia en un receptor CDMA es reconstruir la contribución de varias corrientes chipxl transmitidas a las muestras FERAM (por ejemplo, chipx2) . Esto involucra la determinación de las corrientes de chip transmitidas y un cálculo del canal general entre los chips del transmisor y las muestras del receptor. Debido a que los cálculos de canal de los dedos de RASTRILLO representan el canal de trayectoria múltiple mismo, el cálculo de canal general también se deberla considerar para la presencia del filtrado del transmisor y el receptor. Esta sección describe varias técnicas para mejorar este cálculo de canal general para cancelación de interferencia en un receptor CDMA. Estas técnicas se pueden aplicar a CDMA2000, lxEV-DO, lxEV-DV, WCDMA. Para ejecutar TIC de un paquete que se decodifica correctamente, el receptor en la figura 4 puede tomar los bits de información de la salida del decodificador y reconstruir la corriente de chips transmitida mediante la re-codificación, re-intercalación, re-modulación, reaplicación de la ganancia del canal de datos y el re-esparcimiento. Para calcular las muestras recibidas para TIC con el cálculo del canal piloto, la corriente de chips transmitida seria convolucionada con un modelo de los filtros del transmisor y receptor y el cálculo del canal del receptor de RASTRILLO del desensanchamiento con la secuencia PN piloto. En lugar de utilizar el cálculo del canal piloto, un cálculo de canal mejorado (en cada retraso de dedo de RASTRILLO) se puede obtener mediante el desensanchamiento con los chips de datos reconstruidos mismos. Este cálculo de canal mejorado no es útil para la desmodulación de datos del paquete debido a que el paquete ya ha sido decodificado correctamente, sino que más bien es utilizado únicamente para reconstruir la contribución de este paquete para las muestras de extremo frontal. Con esta técnica, para cada uno de los retrasos de los dedos de RASTRILLO (por ejemplo, resolución de chipXd), el método puede "desensanchar" las muestras recibidas (por ejemplo, interpoladas a chipxd) con la corriente de chips de datos reconstruidos y acumular sobre un periodo de tiempo apropiado. Esto conducirá a un cálculo de canal mejorado debido a que el canal de tráfico es transmitido a una potencia más elevada que el canal piloto (esta relación tráfico-a-piloto T2P es una función de velocidad de datos) . El uso de los chips de datos para calcular el canal para TIC puede resultar en un cálculo de canal más preciso para los usuarios energizados más elevados quienes son los más importantes a cancelar con alta precisión. En lugar de calcular el canal de múltiple trayectoria en cada uno de los retrasos de dedo de RASTRILLO, esta sección también describe un procedimiento de cálculo de canal que explícitamente calcularía un efecto combinado del filtro del transmisor, el canal de trayectoria múltiple, y el filtro del receptor. Este cálculo puede ser a la misma resolución que las muestras de extremo frontal sobre-muestreadas (por ejemplo, FERAM chipX2). El cálculo de canal se puede lograr desensanchando las muestras de extremo frontal con los chips de datos de transmisión reconstruidos para lograr la ganancia T2P en precisión de cálculo de canal. El lapso de tiempo de los cálculos de canal uniformemente separados se puede elegir con base en información sobre los retrasos de dedo de RASTRILLO y un cálculo a priori de una respuesta combinada de los filtros del transmisor y el receptor. Además, información de los dedos de RASTRILLO se puede utilizar para refinar los cálculos de canal uniformemente separados. La figura 16 ilustra un modelo del sistema de transmisión con un filtro de transmisión p (t) , canal general/compuesto h (t) (contra canal de trayectoria múltiple g(t) descrito a continuación), y filtro del receptor q (t) . La representación de banda base digital del canal de comunicación inalámbrica se puede modelar a través de L componentes discretos de trayectoria múltiple. g( =? ,¿(f-r,) ' Ecuación 3 donde las amplitudes de trayectoria compleja son Í?, con retrasos correspondientes t¡ . El efecto combinado de los filtros del transmisor y el receptor se puede definir como f(t) , donde: Ecuación 4 donde ® denota convolución. La f(t) combinada con frecuencia es elegida para ser similar a una respuesta de coseno elevada. Por ejemplo, en CDMA2000 y sus derivados, la respuesta es similar a un ejemplo f(t) desplegado en la figura 17. El cálculo de canal general es proporcionado por : f?(t) = g( ® (t) = ?al (t-tl) Ecuación 5 Las figuras 18A y 18B muestran un ejemplo de cálculo de canal (componentes reales e imaginarios) con base en el canal de trayectoria múltiple calculado en cada uno de los tres dedos de RASTRILLO. En este ejemplo, el canal real se muestra como una linea sólida, y los a¡ son proporcionados por las estrellas. La reconstrucción (línea punteada) se basa en el uso de a, en la Ecuación 3 anterior. Los cálculos del canal de dedo de RASTRILLO en las figura 18A y 18B se basan en el desensanchamiento con chips piloto (donde la SNR piloto general es -24dB) .

Desensanchamiento en retrasos de dedo de RASTRILLO con chips de datos regenerados en lugar de chips piloto La calidad del cálculo de canal tiene un impacto directo en la fidelidad de la reconstrucción de una contribución de usuario a la señal recibida. Para mejorar el rendimiento de sistemas CDMA que ejecuten la cancelación de interferencia, es posible utilizar chips de datos reconstruidos de un usuario para determinar un cálculo de canal mejorado. Esto mejorará la precisión de la sustracción de interferencia. Una técnica para sistemas CDMA se puede describir como "desensanchamiento con respecto a los chips de datos transmitidos de un usuario" en oposición al clásico "desensanchamiento con respecto a los chips piloto transmitidos de un usuario". Recordar que los cálculos de canal de dedo de RASTRILLO en las figuras 18A-18B se basan en desensanchamiento con los chips piloto (en donde la SNR piloto general es -24dB) . Las figuras 19A-18B muestran ejemplos de un cálculo de canal mejorado con base en los dedos de RASTRILLO y el desensanchamiento con los chips de datos, donde los chips de datos son transmitidos con lOdB más potencia que los chips piloto. La figura 20A ilustra un método para desensanchar a retrasos de dedo de RASTRILLO con chips de datos regenerados. En el bloque 2000, el receptor de rastrillo 314 (figura 4) desensancha las muestras de extremo frontal con chips PN piloto para obtener valores de dedo de RASTRILLO. En el bloque 2002, el desmodulador 304 ejecuta desmodulación de datos. En el bloque 2004, el decodificador 308 ejecuta decodificación de datos y revisa CRC. En el bloque 2006, si CRC pasa, la unidad 400 determina los chips de datos transmitidos mediante la re-codificación, reintercalación, re-modulación y re-ensanchamiento. En el bloque 2008, la unidad 400 desensancha las muestras de extremo frontal con chips de datos transmitidos para obtener un estimado de canal mejorado en cada retraso de dedo. En el bloque 2010, la unidad 400 reconstruye el tráfico de usuario y la contribución de sobrecarga para muestras de extremo frontal con cálculo de canal mejorado. La figura 20B ilustra un aparato que comprende medios 2020-2030 para ejecutar el método de la figura 20A. Los medios 2020-2030 en la figura 20B se pueden ejecutar en hardware, software o una combinación de hardware y software.

Cálculo del canal compuesto a resolución FERAM con chips de datos regenerados Los receptores CDMA clásicos pueden calcular el valor complejo del canal de trayectoria múltiple en cada uno de los retrasos de dedo de RASTRILLO. El extremo frontal del receptor, antes del receptor de RASTRILLO, puede incluir un filtro de receptor de paso bajo (es decir, q (t) ) el cual es adaptado al filtro del transmisor (es decir, p (t) ) . Por lo tanto, para que el receptor ejecute un filtro adaptado a la salida del canal, el receptor de RASTRILLO se intenta adaptar al canal de trayectoria múltiple únicamente (es decir, g (t) ) . Los retrasos de los dedos de RASTRILLO por lo regular son impulsados desde bucles de rastreo de tiempo independientes dentro de requerimientos de separación minima (por ejemplo, los dedos están por lo menos a una separación de un chip) . Sin embargo, el canal fisico de trayectoria múltiple con frecuencia puede tener energia en una zona de transición continua de retrasos. Por lo tanto, un método calcula el canal compuesto (es decir, h (t) ) a la resolución de las muestras de extremo frontal (por ejemplo, FERAM de chipx2). Con el control de potencia de transmisión en el enlace inverso CDMA, la SNR de dedo combinado de todas las trayectorias múltiples y las antenas del receptor, por lo regular es controlada para yacer en un rango particular. Este rango de SNR puede resultar en un cálculo de canal compuesto derivado de los chips piloto desensanchados que tiene una varianza de cálculo relativamente grande. Es por eso que el receptor de RASTRILLO intenta colocar únicamente dedos en los "picos" del perfil de retraso de energia. Pero con la ventaja de T2P de desensanchamiento con chips de datos reconstruidos, el cálculo de canal compuesto puede resultar en un mejor cálculo de h (t) que el cálculo directo de g (t) combinado con un modelo de f(t) . Aqui se describe un procedimiento de cálculo de canal que calcula, de manera explícita, el efecto combinado del filtro del transmisor, el canal de trayectoria múltiple, y el filtro del receptor. Este cálculo puede ser a la misma resolución que las muestras de extremo frontal sobremuestreadas (por ejemplo, FERAM chipx2) . El cálculo de canal se puede lograr desensanchando las muestras de extremo frontal con los chips de datos de transmisión reconstruidos para lograr la ganancia T2P en la precisión del cálculo de canal. El lapso de tiempo de los cálculos de canal uniformemente separados se puede elegir con base en información sobre los retrasos de dedo de RASTRILLO y un cálculo a priori de la respuesta combinada de los filtros del transmisor y el receptor. Además, la información de los dedos de RASTRILLO se puede utilizar para refinar los cálculos de canal uniformemente separados. Se puede apreciar que la técnica para calcular el canal compuesto mismo también es útil debido a que no requiere el diseño para utilizar un cálculo a priori de f(t) . Las figuras 21A, 21B muestran un ejemplo para calcular el canal compuesto utilizando muestras uniformemente separadas a una resolución de chipX2. En las figuras 21A, 21B, la SNR de chips de datos es -4dB, correspondiente a una SNR piloto de -24dB y una T2P de 20dB. El cálculo del canal uniforme proporciona una mejor calidad en comparación con el desensanchamiento con los chips de datos únicamente en las ubicaciones de dedos de RASTRILLO. A una SNR alta, los efectos de "trayectoria gruesa" limitan la capacidad para reconstruir de manera precisa el canal utilizando las ubicaciones de dedos de RASTRILLO. El enfoque de muestreo uniforme es particularmente útil cuando la SNR de cálculo es alta, correspondiente al caso de desensanchamiento con chips de datos para una T2P alta. Cuando la T2P es alta para un usuario particular, la fidelidad de reconstrucción del canal es importante. La figura 22A ilustra un método para calcular el canal compuesto a una resolución uniforme utilizando chips de datos regenerados. Los bloques 2000-2006 y 2010 son similares a la figura 20A antes descrita. En el bloque 2200, el receptor de RASTRILLO 314 (figura 4), u otro componente, determina el lapso de tiempo para la construcción uniforme con base en retrasos del dedo de RASTRILLO. En el bloque 2202, el desmodulador 304 u otro componente determinan un cálculo de canal mejorado mediante el desensanchamiento de muestras de extremo frontal con chips de datos transmitidos a retrasos uniformes para un lapso de tiempo apropiado. La figura 22B ilustra un aparato que comprende medios 2020-2030, 2220, 2222 para ejecutar el método de la figura 22A. Los medios 2020-2030 en la figura 22B se pueden ejecutar en hardware, software o una combinación de hardware y software. En la descripción anterior, g(t) es el canal inalámbrico de trayectoria múltiple mismo, mientras que h(t) incluye el canal inalámbrico de trayectoria múltiple asi como la filtración del transmisor y el receptor: h(t) = g(t) convolucionado con phi(t). En la descripción anterior, las "muestras" pueden ser a cualquier velocidad arbitraria (por ejemplo, dos veces por chip), pero "chips de datos" son uno por chip. Los "chips de datos regenerados" se forman mediante la re-codificación, re-intercalación, remodulación, y re-ensanchamiento, como se muestra en el bloque 2006 de la figura 20A y se describió anteriormente. En principio, "regeneración" es la imitación del proceso que atravesaron los bits de información en el transmisor móvil (terminal de acceso) . Las "muestras reconstruidas" representan las muestras almacenadas en FERAM 312 o en una memoria separada de FERAM 312 en el receptor (por ejemplo, dos veces por chip) . Estas muestras reconstruidas son formadas mediante la convolución de los chips de datos transmitidos (regenerados) con un cálculo de canal. Las palabras "reconstruido" y "regenerado" se pueden utilizar de manera intercambiable si el contexto es provisto para reformar los chips de datos transmitidos o para reformar las muestras recibidas. Las muestras o chips se pueden reformar, debido a que los "chips" son reformados mediante re-codificación, etc., mientras que las "muestras" son reformadas con base en el uso de los chips reformados e incorporando los efectos del canal inalámbrico (cálculo de canal) y la filtración del transmisor y el receptor. Ambas palabras "reconstruir" y "regenerar" esencialmente significan volver a construir o volver a formar. No existe una distinción técnica. Una modalidad utiliza "regenerar" para chips de datos y "reconstruir" para muestras exclusivamente. Entonces, un receptor puede tener una unidad de regeneración de chips de datos y una unidad de reconstrucción de muestras.

Adaptación de ganancias de sub-canal de transmisión en el enlace inverso de sistemas CDMA con cancelación de interferencia La interferencia de múltiples usuarios es un factor limitante en un sistema de transmisión CDMA y cualquier técnica de receptor que mitigue esta interferencia puede permitir mejoras importantes en el rendimiento que se puede lograr. Esta sección describe técnicas para adaptar las ganancias de sub-canales de transmisión de un sistema con IC. En la transmisión del enlace inverso, cada usuario transmite señales piloto, de sobrecarga y de tráfico. Los pilotos proveen sincronización y cálculo del canal de transmisión. Los sub-canales de sobrecarga (tales como RRI, DRC, DSC y ACK) se necesitan para establecimiento de decodificación de tráfico y MAC. Los sub-canales piloto, de sobrecarga y de tráfico tienen diferentes requerimientos en la relación de señal-a-interferencia-más-ruido (SINR) . En un sistema CDMA, un control de potencia sencillo puede adaptar la potencia de transmisión de pilotos, mientras que la potencia de los sub-canales de sobrecarga y tráfico tiene una ganancia fija con relación a los pilotos. Cuando el BTS está equipado con PIC, OIC y TIC, los diversos subcanales observan diferentes niveles de interferencia dependiendo del orden de las IC y las capacidades de cancelación. En este caso, una relación estática entre ganancias de sub-canal puede lastimar el rendimiento del sistema. Esta sección describe nuevas estrategias de control de ganancia para los diferentes sub-canales lógicos en un sistema que ejecuta IC. Las técnicas se basan en sistemas CDMA tales como EV-DO RevA y se pueden aplicar a EV-DV Reí D, W-CDMA EUL, y cdma2000. Las técnicas descritas ejecutan control de potencia y ganancia en diferentes sub-canales cambiando de manera adaptiva la ganancia de cada sub-canal de acuerdo con el rendimiento medido en términos de velocidad de error de paquete, SINR o potencia de interferencia. El objetivo es proveer un mecanismo de control de potencia y ganancia confiable que permita la plena explotación de potenciales de IC al mismo tiempo que se provee rigidez para una transmisión en un sub-canal dispersivo de variación en tiempo. La cancelación de interferencia se refiere a la remoción de una contribución de sub-canales lógicos a las muestras de extremo frontal después que esos sub-canales han sido decodificados a fin de reducir la interferencia en otras señales que serán decodificadas más adelante. En PIC, la señal piloto transmitida se conoce en la BTS y el piloto recibido es reconstruido utilizando el cálculo de canal. En TIC u OIC, la interferencia es removida reconstruyendo el sub-canal recibido a través de su versión decodificada en la BTS. La BTS actual (sin IC) controla la potencia del sub-canal piloto Ecp para cumplir con los requerimientos de velocidad de error en el canal de tráfico. La potencia del canal de tráfico está relacionada con pilotos por un factor fijo T2P, el cual depende del tipo de carga útil y de los objetivos de terminación. La adaptación de la potencia piloto se lleva a cabo mediante un mecanismo de control de potencia de bucle cerrado que incluye un bucle interno y externo. El bucle interno ayuda a mantener la SNR de los pilotos ( Ecp/Nt) a un nivel de umbral T, mientras que el control de potencia de bucle exterior cambia el nivel de umbral T, por ejemplo, con base en la velocidad de error de paquete (PER) . Cuando se ejecuta IC en el receptor (figura 4), las ganancias de adaptación de canal pueden ser benéficas para el sistema. De hecho, debido a que cada sub-canal observa un nivel diferente de interferencia, su ganancia con respecto a los pilotos debería ser adaptada por consiguiente a fin de proveer el rendimiento deseado. Esta sección puede resolver el problema del control de ganancia para sub-canales de sobrecarga y piloto, y se describen técnicas para la adaptación de T2P las cuales aumentan el rendimiento del sistema a través de la plena explotación de IC.

Parámetros importantes en un sistema con IC Dos parámetros que se pueden ajustar son las ganancias de sub-canal de sobrecarga y la ganancia de tráfico a piloto (T2P) . Cuando TIC está activa, las ganancias de sub-canal de sobrecarga pueden ser incrementadas (con relación a no TIC) , para permitir una compensación más flexible entre el rendimiento piloto y de sobrecarga. Al denotar con G la línea base G utilizada en el sistema actual, el nuevo valor de la ganancia del canal de sobrecarga será: G = G A a - En esquemas no IC, los sub-canales de sobrecarga/piloto observan el mismo nivel de interferencia que los canales de tráfico y una cierta relación T2P/G puede proporcionar un rendimiento satisfactorio para el rendimiento de los canales de sobrecarga y piloto así como para los cálculos de canal piloto. Cuando se utiliza IC, el nivel de interferencia es diferente para la sobrecarga/pilotos y tráfico, y T2P se puede reducir a fin de permitir el rendimiento coherente de los dos tipos de sub-canales. Para una carga útil determinada, el método puede permitir el decremento de T2P por un factor ?l 2¡, con respecto al valor tabulado, para satisfacer los requerimientos. Al denotar con T2P la linea base T2P utilizada para una carga útil particular en el sistema actual, el nuevo valor de T2P será: T2P' = T2P - AT2l> El parámetro AT2P se puede cuantificar en un conjunto de valores finitos o discretos (por ejemplo, -0.1 dB a -1.0 dB) y se puede enviar a la terminal de acceso 106. Algunas cantidades que se pueden mantener bajo control son PER de tráfico, SINR piloto e incremento sobre térmico. La SINR piloto no debería caer por debajo del nivel mínimo deseado para un buen cálculo de canal. El incremento sobre térmico (ROT) es importante para garantizar la estabilidad y el enlace-presupuesto del enlace inverso CDMA de potencia controlada. En receptores no TIC, ROT se define en la señal recibida. En general, ROT deberá permanecer dentro de un rango predeterminado para permitir una buena compensación de capacidad/cobertura.

Control de incremento sobre térmico lo indica la potencia de la señal en la entrada del receptor. La cancelación de interferencia de la señal recibida produce una reducción de potencia. lo' indica la potencia promedio de la señal en la entrada del desmodulador 304 después de IC: '= El valor de lo' puede ser medido a partir de las muestras de extremo frontal después que ha sido actualizado con la IC. Cuando se ejecuta la IC, el ROT sigue siendo importante para el canal de sobrecarga, y ROT debería ser controlado con respecto a un umbral, es decir para garantizar que: ROT = -^ < ROTumhral N donde N0 es la potencia de ruido. Sin embargo, el tráfico y algunos sub-canales de sobrecarga también se benefician de la IC. El rendimiento de decodificación de estos sub-canales está relacionado con el incremento sobre térmico, medido después de IC. El ROT Efectivo es la relación entre la potencia de la señal después de IC y la potencia de ruido. El ROT efectivo se puede controlar a través de un umbral, es decir, ?p — ° nr 'T . efectivo) ? U 2 efectivo ~ ^ ^ ? U umbral • La restricción en el ROTefectivo puede ser establecido de manera equivalente como una restricción en lo' , bajo la suposición de que el nivel de ruido no cambia: (uumbrai) '= donde /"™*™') es e]_ umbral de la potencia de señal correspondiente a ROT u{?mberca'l,vo) Técnicas de ganancia de sobrecarga fija Cuando el ROT aumenta, la SINR de los canales piloto y de sobrecarga (los cuales no se benefician de IC) disminuye, conduciendo a un aumento potencial en la velocidad de borrado. Para compensar este efecto, las ganancias del canal de sobrecarga se pueden incrementar, ya sea a través de un valor fijo o por medio de la adaptación a la condición particular del sistema. Se describen técnicas donde la ganancia del subcanal de sobrecarga es fija con respecto a los pilotos. Las técnicas propuestas adaptan tanto el nivel del sub-canal piloto como el AT2P para cada usuario.

Control de bucle cerrado de T2P con g fijo = 0 dB La figura 23 ilustra un control de potencia de bucle cerrado (PC) para Ecp y AT2P y AG fijo = 0 dB (bloque 2308). Esta primera solución para la adaptación de ?.,.2/J y Ecp comprende : A. Bucles interior y exterior 2300, 2302 pueden ejecutar control de potencia en una forma convencional para la adaptación de Ecp. El bucle exterior 2300 recibe la PER objetivo y la PER de tráfico. El bucle interior 2304 recibe un umbral T 2302 y una SINR piloto medida y emite Ecp. B. Un control de ganancia de bucle cerrado (GC) 2306 adapta AT2P con en la medición de la interferencia removida. El control de ganancia 2306 recibe ROT medido y ROTefectivo medido y emite ?,.2/J . El receptor mide la interferencia removida por el esquema IC y adapta Ar2P . C. ?72/> puede ser enviado en un mensaje a todas las terminales de acceso 106 en un sector de forma periódica. Para la adaptación de ?r2/) , si la interferencia después de IC se reduce de I0 a lo' , la T2P puede ser reducida en consecuencia de la cantidad: ^0 ^ ?CT afectivo ?r2/, — ROT El Ecp aumentará (a través del bucle PC 2304) como: É cp = t(u ^mbral) E cp - '0 La relación entre la potencia de transmisión total para el sistema con y sin IC será: E (\ + G + T2P) c = E (\ + G + T2P'y donde G es la ganancia de canal de sobrecarga. Para valores grandes de T2P (con respecto a G) , la relación C se puede aproximar como: (umbral) Para el cálculo del ROT efectivo, el ROT efectivo cambia rápidamente debido a PC y cambios en las condiciones del canal. En su lugar, AT2P refleja variaciones lentas del ROTefectivo - Por lo tanto, para la elección de ?/2/. , el ROT efectivo es medido por medio de una ventana de ponderación grande de la señal después de IC. La ventana de ponderación puede tener una longitud por lo menos dos veces tan larga como un periodo de actualización de control de potencia.

Control de bucle cerrado de T2P con AG fijo > 0 dB La figura 24 es la misma que la figura 23 excepto que el control de ganancia 2306 recibe un ROT de umbral efectivo, y AG>0 dB (bloque 2400) . Este método alternativo para la adaptación de ?r2/, se basa en la solicitud de tener la misma cobertura de célula para sistemas IC y no IC. La distribución Ecp es la misma en ambos casos. El efecto de IC es de dos cabos en un sistema completamente cargado: i) la potencia de señal antes de IC, lo, aumentará con respecto a la potencia de señal del sistema sin IC; ii) debido al control de potencia de bucle cerrado por control PER, I0 ' tenderá a ser similar a la potencia de señal del sistema sin IC. Ar2P está adaptado de la siguiente forma: -¡(umbral) n r (efectivo) A _ £? «mbral 7 1P — ' '"*"' J0 ^ Tefecl¡m Control basado en ACK de ?/2/J La figura 25 ilustra PC para Ecp y AI 2P con base en el sub-canal ACK con ganancia de sub-canal de sobrecarga fija (bloque 2506) . El bucle cerrado GC de ?/2/, requiere una señal de retroalimentación del BTS a la AT, donde todas las AT reciben el mismo valor de transmisión de A,2P desde un BTS. Una solución alternativa se basa en un bucle abierto GC de ?/2/, 2510 y un bucle cerrado PC 2500, 2504 para los pilotos. El PC piloto de bucle cerrado comprende un bucle interior 2504, el cual ajusta el Ecp de acuerdo con un valor de umbral T0 2502. El control de bucle exterior 2500 está dirigido por la velocidad de borrado de los subcanales de sobrecarga, por ejemplo, la probabilidad de error de sub-canal de control de velocidad de datos (DRC) o velocidad de borrado DRC. To se incrementa siempre que la velocidad de borrado DRC excede un umbral, pero se reduce gradualmente cuando la velocidad de borrado DRC está por debajo del umbral. El ?/2/) es adaptado a través del sub-canal de avance ACK. En particular, midiendo las estadísticas del ACK y NACK, la AT puede evaluar el PER de tráfico (bloque 2508) en el BTS. Un control de ganancia 2510 compara el PER de tráfico objetivo y el PER medido. Siempre que el PER es más alto que un umbral, el ?/2/J se incrementa, hasta que T2P' alcanza el valor de línea base T2P del sistema no IC. Por otra parte, para un PER inferior, el ?/2/, se reduce para explotar completamente el proceso IC.

Técnicas de ganancia de sobrecarga variable Una optimización adicional del transceptor se puede obtener adaptando no solo Ar2 sino también las ganancias de sub-canal de sobrecarga ( G sobrecarga ) al proceso IC. En este caso, se necesita una señal de retroalimentación extra. Los valores de ?G se pueden cuantificar de OdB a 0.5 dB.

Control de ganancia de sobrecarga basado en potencia de interferencia La figura 26 es similar a la figura 24 excepto con la sobrecarga GC 2600. Un método para GC del sub-canal de sobrecarga 2600 se basa en la potencia de señal medida después de la IC. En este caso, el Ecp se asume para proveer la misma cobertura de célula de un sistema sin IC. La señal antes de IC tiene una potencia incrementada I0 y la ganancia de sobrecarga compensa la interferencia incrementada. Esta ejecución adapta la ganancia de sobrecarga estableciendo: ROT An = - j t (i uummbrirraali)) Of?T -O ? L i umbral ?G puede ser controlado para no ir por debajo de 0 dB debido a que esto correspondería a una reducción de la potencia del sub-canal de sobrecarga que tiene pocas probabilidades de ser útil. El esquema de control de potencia y ganancia puede incluir un PC de bucle interior y exterior 2304, 2300 para Ecp, como en la figura 23, un bucle GC 2600 para ?G como se describió anteriormente, un GC de bucle abierto 2306 para ?r2/) , donde AT2P es incrementado siempre que PER está por encima de un valor objetivo, y es reducido cuando el PER está por debajo del objetivo. Se permite un nivel máximo de AT2P , correspondiente al nivel del receptor no IC.

Control de ganancia de sobrecarga DRC únicamente La figura 27 ilustra una variación de la figura 26 con control de ganancia de sobrecarga DRC únicamente 2702. Incluso cuando se adapta la ganancia de sub-canal de sobrecarga, el control de ganancia de ?7.2/, 2700 se puede llevar a cabo con un bucle cerrad, como se describió anteriormente. En este caso, el Ecp y AT2 son controlados como en el esquema de la figura 23, mientras que la adaptación de la ganancia del sub-canal de sobrecarga 2702 se realiza a través de la velocidad de borrado DRC. En particular, si el borrado DRC está por arriba de un umbral, se incrementa la ganancia del sub-canal de sobrecarga 2702.

Cuando la velocidad de borrado DRC está por debajo de un umbral, gradualmente disminuye la ganancia de sobrecarga 2702.

Control de T2P en una red de múltiples células de múltiples sectores Debido a que el GC de AT2P se realiza en un nivel de célula, y una AT 106 puede estar en transferencia suave, los diversos sectores pueden generar diferentes solicitudes de adaptación. En este caso se pueden considerar varias opciones para la elección de la solicitud AI 2P a ser enviada a la AT. A un nivel de célula, un método puede elegir la reducción minima de T2P, entre aquellos solicitados por sectores completamente cargados, es decir, se(seclomrea. cxar adoc ) {A .} donde |?(/2/,} es ?/2/, el requerido por el sector s. La AT puede recibir diferentes solicitudes de varias células, y también en este caso, se pueden adoptar varios criterios.

Un método puede elegir el ?/2/) correspondiente al sector de servi cio para asegurar la comunicación más confiable con éste . Para la elección de ?r2/, tanto en una célula como en la AT, se pueden considerar otras opciones, incluyendo el minimo, máximo o media entre los valores solicitados. Un aspecto importante es que los móviles utilicen T2P' = T2P x ?/2/), donde ?/2/, se calcula en el BTS con base en mediciones de lo e lo' (y posiblemente también el conocimiento de I mbral ) , y G'=Gx?G, donde ?G también se calcula en el BTS. Con estos delta_factores calculados en el BTS, éstos son transmitidos por cada BTS a todas las terminales de acceso, las cuales reaccionan por consiguientes . Los conceptos aquí descritos se pueden aplicar a un sistema WCDMA, el cual utiliza canales de sobrecarga tal como un canal de control fisico dedicado (DPCCH) , un canal de control fisico dedicado mejorado (E-DPCCH) , o un canal de control fisico dedicado de alta velocidad (HS-DPCCH) . El sistema WCDMA puede utilizar un formato de canal de datos fisico dedicado (DPDCH) y/o un formato de canal de datos fisico dedicado mejorado (E-DPDCH) . Lo aquí descrito se puede aplicar a sistemas WCDMA con dos estructuras de entrelazado diferentes, por ejemplo, un intervalo de tiempo de transmisión de 2 ms y un intervalo de tiempo de transmisión de 10 ms . Por lo tanto, una memoria de extremo frontal, desmodulador y sustractor se pueden configurar para abarcar uno o más sub-paquetes de paquetes que tienen diferentes intervalos de tiempo de transmisión. Para TIC, los datos de tráfico pueden ser enviados por uno o más usuarios por lo menos en uno de un formato EV-DO Versión 0 o un formato EV-DO Revisión A. Ordenes específicos de decodificación aquí descritos pueden corresponder a un orden para desmodulación y decodificación. La re-decodificación de un paquete debería ser a partir de una re-demodulación debido a que el proceso de desmodulación de un paquete de la FERAM 312 traduce la cancelación de interferencia en una mejor entrada de decodificador. Aquellos expertos en la técnica entenderán que la información y señales se pueden representar utilizando cualquiera de una variedad de diferentes tecnologías y técnicas. Por ejemplo, datos, instrucciones, comandos, información, señales, bits, símbolos y chips a los que se pudo hacer referencia en la descripción anterior, se pueden representar a través de voltajes, corrientes, ondas electromagnéticas, campos o partículas magnéticas, campos o partículas ópticas, o cualquier combinación de los mismos. Aquellos expertos en la técnica además apreciarán que los diversos bloques lógicos ilustrativos, módulos, circuitos, y pasos de algoritmo descritos en relación con las modalidades aqui analizadas se pueden ejecutar como hardware electrónico, software de cómputo, o combinaciones de ambos. Para ilustrar con claridad esta capacidad de intercambio de hardware y software, varios componentes ilustrativos, bloques, módulos, circuitos, y pasos se han descrito anteriormente de manera general en términos de su funcionalidad. Si dicha funcionalidad es ejecutada como hardware o software, depende de la aplicación particular y de las restricciones de diseño impuestas en el sistema en general. Los expertos en la técnica pueden ejecutar la funcionalidad descrita en varias formas para cada aplicación particular, pero esas decisiones de ejecución no se deberían interpretar como un motivo para apartarse del alcance de la presente invención. Los diversos bloques lógicos ilustrativos, módulos, y circuitos descritos en relación con las modalidades aqui descritas se pueden ejecutar o realizar con un procesador de propósito general, un procesador de señal digital (DSP) , un circuito integrado de aplicación específica (ASIC) , un arreglo de compuerta programable en campo (FPGA) u otro dispositivo lógico programable, compuerta discreta o lógica de transistor, componentes de hardware discretos, o cualquier combinación de los mismos diseñada para realizar las funciones aquí descritas. Un procesador de propósito general puede ser un microprocesador, pero en la alternativa, el procesador puede ser cualquier procesador convencional, controlador, microcontrolador, o máquina de estado. Un procesador también se puede ejecutar como una combinación de dispositivos de cómputo, por ejemplo, una combinación de un DSP y un microprocesador, una pluralidad de microprocesadores, uno o más microprocesadores en conjunto con un DSP núcleo, o cualquier otra configuración. Los pasos de un método o algoritmo descritos en relación con las modalidades aqui descritas se pueden incorporar directamente en hardware, en un módulo de software ejecutado por un procesador o en una combinación de los dos. Un módulo de software puede residir en memoria RAM, memoria instantánea, memoria ROM, memoria EPROM, memoria EEPROM, registros, disco duro, un disco removible, un CD-ROM, o cualquier otra forma de medio de almacenamiento conocida en la técnica. Un medio de almacenamiento ejemplar está acoplado al procesador de manera que el procesador puede leer información de, y escribir información en el medio de almacenamiento. En la alternativa, el medio de almacenamiento puede ser parte integral del procesador. El procesador y el medio de almacenamiento pueden residir en un ASIC. El ASIC puede residir en una terminal de usuario. En la alternativa, el procesador y el medio de almacenamiento pueden residir como componentes discretos en una terminal de usuario. Los encabezados se incluyen aqui para referencia y para ayudar en la ubicación de algunas secciones. Estos encabezados no pretenden limitar el alcance de los conceptos aquí descritos, y estos conceptos se pueden aplicar en otras secciones de toda la descripción. La descripción previa de las modalidades descritas se provee para permitir a cualquier experto en la técnica hacer o utilizar la presente invención. Varias modificaciones a estas modalidades serán fácilmente aparentes para aquellos expertos en la técnica, y los principios genéricos aqui definidos se pueden aplicar a otras modalidades sin apartarse del espíritu o alcance de la invención. Por lo tanto, la presente invención no pretende quedar limitada a las modalidades aqui mostradas sino que se le acordará el alcance más amplio consistente con los principios y características novedosas aqui descritas .

Claims

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito el presente invento, se considera como una novedad y, por lo tanto, se reclama como prioridad lo contenido en las siguientes: REIVINDICACIONES

1.- Un método que comprende: recibir muestras de señales transmitidas desde una pluralidad de terminales de acceso, las muestras comprenden datos de canal piloto, datos de canal de sobrecarga y datos de canal de tráfico; reconstruir por lo menos uno de los datos de canal piloto, datos de canal de sobrecarga y datos de canal de tráfico; cancelar por lo menos una porción de la reconstrucción por lo menos de uno de los datos de canal piloto, datos de canal de sobrecarga y datos de canal de tráfico en las muestras; procesar las muestras para obtener datos de tráfico enviados por una primera terminal de acceso; medir por lo menos uno de una velocidad de error de paquete de tráfico (PER) , una relación de señal piloto-a-interferencia-y-ruido (SINR) y una potencia total de las señales; y controlar por lo menos uno de una potencia y una ganancia por lo menos de uno de los canales piloto, de sobrecarga y tráfico de acuerdo con la medición por lo menos de una velocidad de error de paquete de tráfico, SINR piloto y potencia total.

2.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque las señales comprenden señales de Acceso Múltiple por División de Código (CDMA) .

3.- El método de conformidad con la reivindicación 1, que además comprende: almacenar las muestras recibidas en una memoria intermedia; y cancelar por lo menos uno de los datos de canal piloto, datos de canal de sobrecarga y datos de canal de tráfico reconstruidos de las muestras almacenadas recibidas .

4.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el canal de sobrecarga comprende por lo menos uno de un canal de Indicador de Velocidad Inversa (RRI), un canal piloto auxiliar, un canal de Control de Solicitud de Datos (DRC) , un canal de Control de Fuente de Datos (DSC) y un canal de Reconocimiento (ACK) .

5.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el canal de sobrecarga comprende por lo menos uno de un canal de control fisico dedicado (DPCCH), un canal de control físico dedicado mejorado (E-DPCCH) , y un canal de control físico dedicado de alta-velocidad (HS-DPCCH) .

6.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el canal de sobrecarga comprende un canal piloto auxiliar, el método además comprende reconstruir el canal piloto auxiliar con base en un cálculo de canal.

7. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la cancelación de datos de canal piloto reconstruidos comprende: determinar cálculos de canal para la pluralidad de terminales de acceso; utilizar los cálculos de canal para reconstruir datos de canal piloto; y cancelar los datos de canal piloto reconstruidos en las muestras de todas las terminales de acceso.

8. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la cancelación de datos de canal de sobrecarga reconstruidos comprende: determinar cálculos de canal para la pluralidad de terminales de acceso; utilizar los cálculos de canal para reconstruir datos de canal de sobrecarga; y cancelar los datos de canal de sobrecarga reconstruidos en las muestras de todas las terminales de acceso.

9.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la cancelación de datos de canal de datos reconstruidos comprende: determinar cálculos de canal para la pluralidad de terminales de acceso; utilizar los cálculos de canal para reconstruir datos de canal de datos; y cancelar los datos de canal de datos reconstruidos en las muestras de todas las terminales de acceso.

10.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el control por lo menos de uno de la potencia y la ganancia comprende: aumentar la ganancia del canal de sobrecarga cuando los datos de canal de tráfico son cancelados.

11.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el control por lo menos de uno de la potencia y la ganancia comprende: reducir una relación tráfico-a-piloto (T2P) por lo menos de una terminal de acceso.

12.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el control por lo menos de uno de la potencia y la ganancia comprende: controlar un valor de incremento-sobre-térmico (ROT) con respecto a un valor de umbral.

13.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el control por lo menos de uno de la potencia y la ganancia comprende: utilizar un mecanismo de control de potencia de canal piloto de bucle cerrado con un bucle interior y un bucle exterior.

14.- El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque el bucle exterior compara la velocidad de error de paquete de tráfico medido con una velocidad de error de paquete de tráfico objetivo.

15.- El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque el bucle exterior compara una velocidad de borrado medido de un canal de sobrecarga con una velocidad de borrado objetivo del canal de sobrecarga.

16.- El método de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque el canal de sobrecarga es un canal de control de velocidad de datos (DRC) .

17.- El método de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque el canal de sobrecarga comprende un canal de control fisico dedicado mejorado (E-DPCCH) .

18.- El método de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque el canal de sobrecarga comprende un canal de control físico dedicado (DPCCH) .

19.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el control por lo menos de uno de la potencia y la ganancia comprende: medir potencia de señal después de cancelar por lo menos uno de los canales piloto, de sobrecarga y datos de tráfico; y utilizar un control de ganancia de bucle cerrado para adaptar un cambio en una relación tráfico-a-piloto (T2P) con base en la potencia de señal medida después de la cancelación.

20.- El método de conformidad con la reivindicación 19, que además comprende enviar un mensaje con el cambio adaptado en una relación tráfico-a-piloto (T2P) por lo menos a una terminal de acceso periódicamente.

21.- El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque el cambio en la relación T2P se adapta a través de un canal de avance de reconocimiento (ACK) .

22.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el control por lo menos de uno de la potencia y la ganancia comprende: medir un valor efectivo de incremento-sobre-térmico (ROT) con una ventana de ponderación cuya longitud es por lo menos dos veces tan larga como un periodo de actualización de control de potencia.

23.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el control por lo menos de uno de la potencia y la ganancia comprende: un control de ganancia de bucle abierto de una relación de tráfico-a-piloto (T2P) y un control de potencia piloto de bucle cerrado.

24.- El método de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque el control de potencia de bucle cerrado comprende un bucle interior que ajusta la potencia piloto de acuerdo con un valor de umbral .

25.- El método de conformidad con la reivindicación 24, que además comprende: aumentar el valor de umbral cuando una velocidad de borrado de control de velocidad de datos (DRC) excede un segundo umbral; y reducir el valor de umbral cuando la velocidad e borrado DRC está por debajo del segundo umbral.

26.- El método de conformidad con la reivindicación 1, que además comprende: aumentar un cambio en la relación tráfico-a-piloto (T2P) cuando la velocidad de error de paquete de tráfico medida excede un umbral; y reducir el cambio en una relación tráfico-a-piloto (T2P) cuando la velocidad de error de paquete de tráfico medida es más baja que el umbral.

27.- El método de conformidad con la reivindicación 1, que además comprende: adaptar ganancias de canal de sobrecarga de acuerdo con la medición por lo menos de uno de la velocidad de error de paquete de tráfico, la relación señal piloto-a-interferencia-y-ruido (SINR) , y la potencia total de las señales.

28.- El método de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque la adaptación de las ganancias del canal de sobrecarga comprende comparar un valor medido de incremento-sobre-térmico con un valor objetivo de incremento-sobre-térmico.

29.- El método de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque la adaptación de las ganancias de canal de sobrecarga comprenden comparar una velocidad de borrado de control de velocidad de datos medida (DRC) con una velocidad de borrado de control de velocidad de datos objetivo (DRC) .

30.- El método de conformidad con la reivindicación 1, que además comprende: transmitir una pluralidad de comandos de una pluralidad de sectores a una terminal de acceso, cada petición solicita a la terminal de acceso reducir una relación tráfico-a-piloto (T2P) ; identificar una solicitud entre una pluralidad de solicitudes de sectores completamente cargados con una reducción más baja en la relación de tráfico-a-piloto (T2P) .

31.- El método de conformidad con la reivindicación 30, que además comprende identificar sectores completamente cargados.

32.- El método de conformidad con la reivindicación 1, que además comprende: transmitir una pluralidad solicitudes de una pluralidad de sectores a una terminal de acceso, cada petición solicita a la terminal de acceso reducir una relación tráfico-a-piloto (T2P) ; identificar una solicitud entre una pluralidad de solicitudes de un sector en servicio asociado con la terminal de acceso.

33.- El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el control por lo menos de uno de una potencia y una ganancia comprende: controlar la ganancia de los canales de sobrecarga y tráfico.

34.- Una estación base que comprende: una memoria configurada para almacenar muestras de datos de señales recibidas de una pluralidad de terminales de acceso, las muestras comprenden datos de canal piloto, datos de canal de sobrecarga y datos de canal de tráfico; un desmodulador configurado para desmodular datos de canal de sobrecarga y datos de canal de tráfico para una o más terminales de acceso; un decodificador configurado para decodificar datos de canal de sobrecarga desmodulados y datos de canal de tráfico y determinar cuáles datos de canales de sobrecarga y datos de canal de tráfico decodificaron correctamente ; una unidad de reconstrucción configurada para reconstruir los datos de canal de sobrecarga y datos de canal de tráfico para los datos de canal de sobrecarga correctamente decodificados y datos de canal de tráfico, la unidad de reconstrucción además está configurada para reconstruir datos de canal piloto utilizando los cálculos de canal; un sustractor configurado para sustraer datos de canal piloto reconstruidos, datos de canal de sobrecarga reconstruidos, y datos de canal de tráfico reconstruidos de las muestras almacenadas en la memoria; una unidad de control de potencia configurada para controlar una potencia de canal piloto por lo menos de una terminal de acceso después que los datos de canal piloto reconstruidos, los datos de canal de sobrecarga reconstruidos, y los datos de canal de tráfico reconstruidos son sustraídos de las muestras almacenadas en la memoria; y una unidad de control de ganancia configurada para controlar un cambio en una relación tráfico-a-piloto (T2P) con base en la interferencia medida cancelada.