KR970002063B1

KR970002063B1 - 미끄럼 모드 제어 장치 및 제어 방법

Info

Publication number: KR970002063B1
Application number: KR1019910020666A
Authority: KR
Inventors: 브루스 갬블 조나단
Original assignee: 비커즈 시스템즈 리미티드; 더블유. 에스. 모리스
Priority date: 1990-12-08
Filing date: 1991-11-20
Publication date: 1997-02-21
Also published as: DE69119573D1; KR920013055A; EP0494500B1; GB9026735D0; DE69119573T2; JP3076850B2; JPH06161506A; CA2056941C; EP0494500A1; US5285379A; CA2056941A1

Abstract

내용없음.

Description

미끄럼 모드 제어 장치 및 제어 방법

제1도는 스위칭 방식 이득 시스템의 블록선도.

제2도는 스위칭 방식 이득 시스템의 위상선도 및 과도 응답곡선.

제3도는 개폐제어 시스템의 블록선도.

제4도는 개폐제어 시스템의 위상선도 및 과도 응답곡선.

제5도는 복합 위상 선도와 과도 응답곡선.

제6도는 개폐제어 시스템의 복합 위상선도.

제7도는 3차의 선형 스위칭 평면.

제8도는 기울기가 큰 스위칭선을 가진 위상선도.

제9도는 스위칭 선의 연결 곡선.

제10도는 구분 연속을 이루는 선형 스위칭 평면.

제11도는 SLM 제어가 이루어지는 3차 시스템의 블록선도.

제12도는 전류 피드백 밸브 제어 시스템의 블록선도.

제13도는 비례 제어식 솔레노이드 밸브와 연결되고 본 발명을 따르는 제어 장치의 블록선도.

제14도는 아날로그 제어기와 디지탈 제어기를 사용하는 제어 시스템의 응답곡선.

제15도는 디지탈 제어기만을 사용하는 제어시스템의 응답곡선.

제16도는 등가가속도가 제한되는 제어시스템의 응답곡선.

제17도는 최대 출력에서의 주파수 응답곡선.

제18도는 등가가속도를 가지는 스위칭 평면의 3차원도.

제19도는 오차 및 가속도선의 선형화 방법을 나타내는 도면.

제20도는 등가가속도 및 등속도로 제어가 이루어지는 시스템의 응답곡선.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 솔레노이드 밸브 2 : 솔레노이드

3 : 디지탈 제어기 4 : 아날로그 제어기

5 : 입력 신호 6,22 : 비교기

7,8,11,14,16,21,23,25,27 : 라인 9 : 위치센서

12,15 : A/D 컨버터 13 : 속도센서

17 : 초평면 연산장치 19 : D/A 컨버터

26 : 드라이버

본 발명은 제어 장치에 사용되는 장치와 방법에 관한 것인데, 일반적으로 제어가 이루어질때, 장치에 전달되는 구동신호의 크기가 계산되는 장치 또는 특히 상기 장치 및 방법은 공지의 미끄럼 모드 제어 기술에 기반을 두고 있으며, 상기 미끄럼 모드 제어 기술은 출력이 출력의 위상 선도 위에서 존재하는 경로를 나타내어, 제어상태에 있는 장치가 발생시키는 출력 신호의 동적 응답을 미리 형성하는 것으로 이루어진다. 위상평면은 그 축이 상태 변수(state)로 구성된 두개 도는 세개의 차원을 가진 평면이다. 제어기능은 실제 출력을 나타내는 위상 평면위의 위치로 결정되며, 상기 실제 출력은 목표 궤적 또는 초평면으로 나타나는 경로와 비교된다.

결과적으로, 미끄럼 모드 제어는 제어상태의 장치의 출력값과 위상 평면에서 주어진 순잔에 출력의 실제값에 대한 계산 및 미분값에 의존한다. 미끄럼 모드 제어에 있어서, 제어 시스템이 요구하는 미분기의 개수는 제어 장치의 차수와 같다.

미끄럼 모드(SLM) 제어는 최초로 러시아에서 개발되었고 1950년대 연구 주제이기도 했다. 그러나 상기 제어 기술은 적합한 고속 스위칭 장치가 없어서 몇 년후 매력을 잃게 되었다. 상기 문제는 저가의 반도체 전원 트랜지스터가 생산되는 1970년대에 해결되었고, 이번에는 미국에서 주요 연구가 이루어졌다. 최근에, 상기 기술에 대한 연구가 많은 나라에서 이루어지고 있으나, 산업적 응용은 거의 없었다. 상업화된 제품이 적은 것은 SLM 제어가 작용되지 않아서라기 보다는 종래 기술의 제어 방법보다 제품 적용이 어렵기 때문이다.

미끄럼 모드 제어는 변화하는 구조물 제어(VSC)보다 기술수준이 낮은 제어 기술이다. 실제로 대부분의 VSC 시스템은 SLM 제어기(controller)이나 항상 그렇지는 않다. 종래 기술을 다르는 제어 기술에 의하면, 페루프 제어 시스템의 응답(response)은 제어가 이루어지는 장치와 결합한 제어 시스템의 동역학적 특성에 의해 결정된다. 장치 특성의 변화나 장치에 작용하는 외란은 시스템의 동적 응답(dynamic response)를 변화시킨다.

SLM 제어의 장점은 페루프 제어 시스템의 응답이 제어기내의 매개변수에 의해 형성되고, 제어 장치내의 변화 및 장치에 작용하는 외란에는 무관하다는 것이다. 본 발명이 적용예로 삼고 있는 비례 제어식 솔레노이드 밸브의 제어시 본 발명의 상기 장점은 매우 유용하다. 상기 밸브의 고유 응답은 3차 비선형 시스템이고, 각각의 밸브마다 고유 응답은 크게 변화한다. 부가적으로, 밸브를 통과하는 유압유에 의해 스풀(spool)이 추가의 운동을 막는 유동력을 발생시킨다. 그러므로 종래 기술을 따르는 제어 방법에 의하면 양호한 응답을 얻기 어려워진다.

VSC 또는 SLM 시스템 특성의 표현은 위상 공간 선도를 이용하여 이루어진다. 모든 시스템의 응답은 위상 공간 선도나 위상 포트레이트(portrait)상의 위상 변수를 도시함으로써 기술 가능하다. 위상 변수는 관심의 대상이 되는 변수(즉 밸브 스풀위치)와 그 미분변수(스풀속도, 가속도등)으로 구성된다. 상태 변수 또는 요구되는 미분변수의 수가 플랜트의 차수를 결정한다. 2차 위치 제어 시스템에 있어서, 계단 함수 형태의 입력 신호 변화(step change)는 계단 함수 형태의 출력 신호 변화를 발생시키므로, 플랜트의 동역학적 특성은 위치와 속도로 완전히 정의된다. 그리하여 위상 공간은 x축과 y축으로 각각 정의되는 속도와 위치의 2차원을 가진다. 3차 위치 제어 시스템에서 계단 함수형태의 입력 신호의 변화는 계단 함수형태의 가가속도(jerk)의 변화를 발생시킨다. 그리하여 위상 공간은 위치, 속도와 가속도의 3차원 좌표계로 구성된다. 위상 공간의 한점은 임의 순간의 시스템의 상태(state)를 나타낸다. 상기 위상 공간의 한점은 대표점(repre-sentative point), 가상점(image point), 상태점(state point) 또는 간단히 상태 변수(state)로써 다양하게 인용된다. 여기서는 상태점(state point)으로 나타낸다. 위상 변수가 시간에 따라 변화할때, 상태점의 경로는 위상궤적으로 나타난다.

상기 설명에 의해 스풀의 위치는 제어변수임을 알 수 있다. 상기 시스템은 제어기로 작동된다. 제어기는 변위가 영인 위치에 스풀을 유지시키도록 작용한다. 제어상태에 있는 스풀이 운동하게 되면, 위상선도상의 스풀의 위치는 위치 오차(목표 위치값과 실제 위치값의 차)로 나타난다. 다음에 위치오차는 간단히 오차(error)로 표현된다. 오차(속도, 가속도등 대신에)의 미분값에 의해 플랜트는 임의로 변하는 입력 신호를 다르게 된다. 그러나 오차 신호의 미분값을 구하기는 일반적으로 어렵다. 위치 신호의 목표값이 고객에 의해 정해지고, 상당한 양의 값을 가지는 외란이 존재하므로 밸브 제어기의 오차신호의 미분값을 구하기는 어렵다. 속도와 가속도가 오차의 미분값 대신에 사용된다면 제어 장치는 위치신호의 목표값이 변화할때, 오차를 나타내게 되나 상기 오차는 목표값의 정상상태 도달시 제거된다. 그러나 오차신호를 미분하는 문제는 해결되나, 제어기의 정확도가 문제가 된다.

시간은 위상선도에 나타나지 않으나 변수에 함축되어 있다.

미끄럼 운동에 의해 제어 장치는 두개 또는 그 이상의 동역학적 거동 형태를 나타낸다. 즉 두개 또는 그 이상의 서로 다른 구조물의 동역학적 거동을 나타낸다. 장치내에서 변하는 구조물을 제어하는데는 두가지 방법이 있는데 다시 말하면, (a) 스위칭(switching)방식 이득 시스템과 (b) 개폐(on/off) 제어 시스템에의해 제어된다.

a) 스위칭(seitching)방식 이득 시스템

첨부된 도면 제1도에 도시된 페루프 제어 시스템을 보면, 시스템의 이득(K)이 양의 값으로 큰값을 가지면, 시스템의 고유응답은 안정하지만 상당히 진동하게 된다. 만약 이득(K)이 음의 값으로 큰 값을가지면 고유 응답은 불안정해진다. 상기 두가지 고유 응답은 제2도에 도시되어 있다.

b) 개폐(on/off)제어 시스템

개폐제어 시스템이 제3도에 도시된다. 제어가 이루어지는 시스템의 제어 신호는 릴레이(relay)형태의 구성 요소로부터 발생되는 출력이며, 개폐신호들(on/off)중의 하나의 신호를 갖는다. 그러나 앞서의 스위칭 방식 이득 시스템과는 달리 본 시스템의 고유 응답은 모두 불안정해진다. 만약 두개의 제어신호가 부호만 다르다면(즉 U_on-U_off), 두 위상 선도는 제4도에 도시된 것처럼 서로 거울 이미지(mirror image)를 나타낸다.

상기 두개의 시스템(a,b)으로 구성되는 장치의 요구 조건은 다음과 같다. 즉 상기 두개의 시스템(a,b)에 의해서 위상 공간의 임의 영역으로 상태점이 반대 방향을 향하게 한다. 제1도의 스위칭방식 이득 시스템을 다시 보면, 제5도에 도시된 것처럼 양의 이득이 위상 평면의 영역 I과 III에 나타나고, 음의 이득이 영역 II와 IV에 나타난다면, 양의 이득과 음의 이득의 위상 궤적은 영역 I과 II, 영역 III과 IV사이의 경계선에 대해 서로 마주보게 된다. 그리하여 상태점은 위상 공간내의 초기 위치로부터 스위칭선이나 경계선위에 놓이게 된다. 제어기의 스위칭 작용에 의해 상태점을 스위칭선에 위치되도록 만든다. 상태점이 스위칭선에 위치할 때, 미끄럼상태에 있다고 말한다. 또 고속 스위칭 작용을 미끄럼 모드에 있다고 말한다.

이 경계나 스위칭선의 방정식은 다음과 같다 :

여기서 C는 스위칭선의 기울기이고 ε은 오차이다.

상기 방정식의 해는

여기서 ε0는 오차의 초기치, t는 시간, c는 일반 상수이다.

상태점이 스위칭선에 도달하면 상기 방정식의, 제어 장치의 반응 즉 페루프 시스템의 응답은 일차 시스템의 응답이고, 상기 일차 시스템은 제어기가 갖는 매개변수(기울기 C)를 가지며, 장치의 동역학적 특성과는 무관하다. 실제로 스위칭선의 양축에 대해 상태점의 궤적은 서로 대칭이 되며, 장치의 모든 매개변수값에 대해서 동일하다는 것을 알 수 있다.

정확히 동일한 응답이, 제3도에 도시된 것처럼, 제어신호를 개폐 제어방식에 의해 얻어진다는 것을 알 수 있다. 이 경우, 위상 공간은 제6도에 도시된 것처럼, 두 영역으로 나뉘어진다. 입력 신호가 개폐제어 시스템으로 제어되면, 제어기능은 항상 최대로 이루어지는 것이 가능하다는 장점을 갖는다. 그러므로 응답 속도는 빨라진다. 이 사항은 이후에 설명한다. 그러나 상기 방법의 단점은 제어신호의 처리가 불연속적으로 이루어진다는 것이다. 다수의 시스템에서 불연속적인 입력 신호는 고차의 모드(mode)(즉 로봇 팔제어에서 변동적인 모드)를 유발한다. 즉 입력 장치를 마모시키는 바람직하지 않은 결과를 초래한다. 그러나 다수의 시스템에서 이것은 문제가 되지 않으며, 때로는 전기 기계의 가장 효율적인 제어 방법이 된다.

상기 개념은 3차 시스템에도 쉽게 적용된다. 위상 공간은 3차원이고 스위칭선은, 제7도에 도시된 것처럼, 스위칭 평면이 된다. 상기 평면의 식은 다음과 같다.

단 ω_n: 폐루프 제어 시스템의 고유 진동수(라디안/초)

ζ : 폐루프 제어 시스템의 감쇄비

일반적으로, 스위칭 방식 이득 제어기에서 미그럼 모드가 스위칭 평면의 전 표면에 걸쳐 존재하도록 하기위해 추가 장치가 고차 시스템에 요구된다. 그러나 스위칭 방식 이득 시스템내에는 개폐 기능(on/off)에 해당하는 구조가 있으므로 추가 장치가 요구되지 않는다.

2차 시스템에서, 상기 기울기(C)는 페루프 제어 응답의 시간 상수를 나타낸다. 대부분의 경우에 빠른 과도 응답이 요구되는데, 이것은 기울기(C)를 크게하여 스위칭선의 경사를 크게 만들어야 함을 나타낸다. 그러나, 기울기(C)를 너무 크게하면 미끄럼 운동은 스위칭선의 일부 영역에서만 가능하게 된다. 제8도의 개폐 제어 시스템에서 미끄럼 모드는 스위칭선의 A-B부분(제8도를 제6도와 비교하라)에서만 가능하다.

지금까지의 설명에서 위상변수(즉 제어가 이루어지는 장치의 출력과 출력의 미분값)를 사용하는 제어기만을 설명하였다. 다른 변수들이 사용 가능하나 약간의 성능 저하를 감수해야만 한다. 제11도의 솔레노이드 밸브의 제어기를 보면, 미끄럼 모드의 운동은 수학식 3에 의해 표현되고, 이때 C₁및 C₂는 수학식 4의 정의와 동일하다. 수학식 3에 있어서, 스위칭 요소에 대한 입력은 이상적으로 영이다. 시스템의 페루프 전달함수는 제11도에서 σ=0으로 설정함으로써 구할 수 있으며, 이때 페루프 전달 함수는

제12도는 가속도 피드백(feedback)보다 전류 피어드백을 가지는 제11도의 시스템을 나타낸다. σ=0으로 놓으면

수학식 5와 수학식 6을 비교할때 수학식 5는 단지 제어기에 의해 형성되는 매개변수(C1,C2)만으로 구성되나, 수학식 6은 또한 장치 매개변수(k,f,m)으로 구성된다. 그러므로 위상변수에 의해 폐루프제어 응답은 제어가 이루어지는 장치의 상태 변화와 무관해진다.

처음 보기에 개폐 제어방식은 매우 간단해 보이나, 실제로 제어가 이루어지는 장치의 목표 성능 이하의 성능을 야기하는 다수의 문제가 발생된다. 상기 문제로는 우선 미분값의 수치 계산시 증폭되는 컨버터 외란에 의해 야기되는 교차 미분값의 정확도 손실과 다음에 미분값의 수치 계산시 실제 수치 계산 구간에 의해 야기되는 시간지연이 있다. 가장 빨리 변하는 최고차도함수를 고려하면 성능 감소가 가장 심각한 문제이며, 이때 제어기능이 확실히 이루어지도록 가능한한 빨리 보정 기능이 이루어져야만 한다. 실제 수치 계산 구간과 관련된 시간 지연은 예를 들어 처리 속도가 빠른 프로세서(processor)를 사용하여 감소 가능하나, 고속의 샘플링(sampling)에 의해 제어작용이 컨버터 외란에 대해 매우 민감하게 된다.

이전에 보고된 미끄럼 모드 서보시스템은 60밀리초(ms)의 과도 응답시간을 가지며, 종래 기술을 따르는 아날로그 제어기의 경우, 비례 제어밸브(proportional control valve)는 (진폭에 따라) 30밀리초와 20밀리초 사이의 응답 시간을 가질 수 있다. 빠른 과도 응답이 이루어질때, 2가지 상충되는 인자들을 고려해야 한다.

a) 비선형 스위칭 평면에는 미끄럼 모드 파괴가 발생하지 않는 빠른 과도 응답이 요구된다. 가가속도가 제한되는 평면은 디지탈 방식으로만 사용된다.

b) 종래 기술을 따르는 제어알고리듬(algorithm)이 디지탈 방식으로 처리되야한다면, 폐루프 시스템은 200회 이상의 대역폭이 요구된다. 이것은 디지탈 신호 처리 장치(DSP)를 사용해야만 이뤄지며, 이것을 현재의 마이크로프로세서(microprocessor)의 성능 이상의 것이다.

본 발명의 목적은 움직이는 부재에 SLM 제어가 실제적으로 이용되는데 있다.

본 발명을 따르는 솔레노이드 밸브의 제어 장치는 n-1차원을 가지는 기정의 비선형 초평면(hyperplane)상에 솔레노이드 밸브의 상태점(state point)을 유지하도록 작동하는 미끄럼 모드 제어 시스템으로 구성되고, 상태점이 초평면상에 유지된다면 최고차 상태 변수의 실제값의 최대변화율은 제어 장치의 최고차 상태변수의 최대변화율을 초과하지 않고, 미끄럼 모드 제어 시스템은 최고차 상태 변수의 목표값을 설정하도록 기결정된 초평면에 대해 n-1차의 상태 변수의 실제값을 기준 입력하도록 작동되는 디지탈 제어기(3)와 초평면 연산장치(17)로 구성되고, 제어 시스템은 또한 최고차 상태 변수의 실제값과 상기 목표값을 비교하도록 작동되는 비교기(22)로 구성되고, 기정의 초평면상에 상태점을 유지하도록 필요한 제어동작을 실현하도록 작동되고 비교기(22)에 응답하는 드라이버(26)로 구성되는 것을 특징으로 하는 n≥3의 상태 변수의 실제값을 가진다.

본 발명을 따르면, 다음과 같은 단계로 구성되는 제어 방법이 제공된다. 즉, 솔레노이드 밸브의 제어방법은

i) n≥3의 상태 변수의 실제값을 갖는 솔레노이드 밸브의 미끄럼 모드 제어 시스템을 구성하고, 상기 미끄럼 모드 제어 시스템은 n-1의 차원을 가지고 비선형인 기정의 초평면상에 솔레노이드 밸브의 상태점을 유지시키도록 작동하는 단계와;

ii) 상태점이 초평면상에 유지된다면, 최고차 상태 변수의 최대변화율은 제어 장치의 최대변화율을 초과하지 않도록 초평면을 정의하는 단계와,

iii) 최고차 상태 변수의 실제값을 목표값으로 만들기 위해 기정의 초평면에 대해 솔레노이드 밸브의 n-1차의 저차 상태 변수의 실제값을 기준입력하는 단계와,

iv) 최고차 상태 변수의 실제값과 목표값을 비교하는 단계와,

v) 기정의 초평면상에 상태점을 유지하는데 필요한 제어동작을 실현하기 위해 상기 비교단계의 결과를 사용하는 단계로 구성되는 것을 특징으로 한다. 높은 속도에서 최고차 미분변화율이 제어가 이루어지는 장치의 미분 변화율보다 클때 미끄럼 모드 제어가 이루어지지 않음을 알 수 있다. 수학식 1을 미분하면,

x=-Cx

수학식 7은 가속도와 속도가 서로 비례하는 것을 나타내고 스위칭선의 기울기를 감소시키므로 가속도가 감소된다는 것을 나타낸다. 그리하여 미끄럼 모드 파괴의 문제는 저속도(위상 평면의 원점근처)에서의 가파른 기울기 및 원점에서 떨어진 위치에서 완만한 기울기를 가진 스위칭 곡선에 의해 해결된다. 효과적으로 스위칭선은 미끄럼이 스위칭선 전체길이에 걸쳐 일어나도록 굽어진다. 이론적으로는 상기 요구조건을 만족하는 모든 곡선에서 미끄럼 모드 제어가 가능하다. 그러나 포물선이 등가속도의 곡선이므로 선호된다. 그리하여 장치가 발생하는 가속도보다 항상 적은 스위칭 곡선을 정의하는 것은 쉬워진다.

포물선 형태의 스위칭 곡선을 사용할때 한가지 문제가 남는다. 위상 평면의 원점에서 곡선의 기울기는 무한대 값을 가진다. 효과적으로 이것은 주어진 가속도값에 대해 이루어지는 증폭이 감소될때, 제어가 이루어지는 장치는 점진적으로 빠르게 움직인다는 것을 의미한다. 위치 오차가 영으로 감소할때, 포물선 형태의 스위칭 곡선에 의해 제어가 이루어지는 장치는 무한대의 속도로 빠르게 움직이는 것을 나타낸다. 물론 실제로 이것은 불가능하며, 실제로 원점에서는 미끄럼 모드 파괴가 일어난다. 상기 문제는 원점 근처에서 스위칭 곡선을 선형화된 직선으로 서로 연결(splicing)함으로써 해결된다. 그러나, 상기 방법은 주의를 요한다. 이차원 위상 공간에서

수학식 8은 스위칭선에서의 가속도는 스위칭선의 기울기 및 스위칭선의 미분값(실제로 이 식은 수학식 7의 일반식이다)에 의해 결정 가능함을 나타낸다. 그리하여, 포물선 형태의 스위칭 곡선과 선형화된 직선 부분의 교차점에서 가속도의 갑작스런 급증을 방지하기 위해, 두 곡선은, 제9도에서와 같이, 서로 매끄럽게 연결되어야 한다. 상기 방법은 교차점에서 선형 직선과 포물선의 기울기가 동일하고 두 선에 대해 속도가 동일하므로 가속도도 동일하다.

상기 방법은 3차 시스템에서도 동일하게 적용된다. 그러나 3차 시스템의 미끄럼 모드 파괴는 과도한 가속도에 의해서 유발되기 보다는 과도한 가가속도(jerk)에 의해 유발된다. 그래서 가장 바람직한 비선형 스위칭 평면은 등가가속도의 평면이고, 상기 등가가속도의 비선형 스위칭평면은 본원 발명의 특징을 이루고 있다.

비선형 스위칭평면을 설계하기가 어려우므로 선형 직선으로 구성되는 평면이 사용가능하다. 상기 구분연속(piecewise)이 이루어지는 선형 평면이 제10도에 나타나 있다. 상기 구분연속의 선형평면은 최대 가가속도를 제한하기 위해, 최대 속도와 가속도가 제한받는 선형 평면이다.

이미 언급한 것처럼 스위칭 평면은 선형일 필요가 없으며, 제어프로그램은 상기 낮은 샘플링 주파수에서도 수행되기 위해 처리속도가 빨라야 한다. 복잡한 스위칭 표면을 구현하는 가장 효율적인 방법은 표(table)를 사용하는 것이다. 상기 표는 제어가 이루어지는 장치의 속도값과 다수의 알려진 오차에서 요구되는 가속도를 나열하고 있다. 알려진 상기 값에 대하여 실제 오차와 속도를 비교하므로써, 가장 가까운 가속도값이 상기 표로부터 구해진다.

이때 아날로그 루프에 출력되는 가속도를 예측하기 위해 보간법(interpolation)이 사용된다. 그러므로 제어프로그램은 선호적으로 다음 단계를 거친다.

a) A/D 컨버터(ACD)로부터 스풀 위치와 속도의 실제값을 판독하고, 위치의 목표값이 입력되는 단계,

b) 위치 오차(위치의 목표값과 실제값의 차)를 계산하는 단계,

c) 표(table)에서 제공되는 가속도값에 해당하는 오차(오차보다 크거나 작은 표값중 하나)의 근사한 값을 찾는 단계,

d) 속도에 대해서도 상기 단계를 반복하는 단계,

e) (c)단계와 (d)단계에서 찾아낸 네개의 가속도값을 이용하여 선형보간법에 의해 오차와 속도의 실제값에서 가속도를 평가하는 단계,

f) 가속도의 목표값을 출력하는 단계,

상기 제어 방법은 불연속적인 시간(샘플링된 신호)에 관한 제어 이론이라기 보다는 연속적인 시간에 대해 이루어지므로, 실제 샘플링 주파수가 상기 샘플링 주파수의 최소값보다 크다면, 실제 샘플링 주파수는 상대적으로 중요하지 않다. 그래서, 주 제어루프는 시간 조정이 필요없고 가능한한 처리 속도를 빨리할 수 있다.

본질적으로, 본 발명을 따르는 제어 장치는 솔레노이드 전류의 개폐(on/off)에 의해 작동이 이루어지는 비례 제어식 솔레노이드 밸브의 스풀과 같이 제어 장치의 미소한 진동을 감지할 수 있는 감지능력에 의존한다. 상기 감지 능력은 그 감도이고 대역폭이 큰 가속도 컨버터를 필요로 한다. 스풀 위치 신호를 미분하여 가속도과 속도를 얻는 방법은 상대적으로 좁은 신호의 대역폭과 높은 노이즈 수준으로 인해 실행하기 어렵다.

다른 측정 기술은 다음과 같다.

a) 가속도 미터를 이용한 가속도의 직접적인 측정. 예를 들어 밸브스풀과 밸브본체 사이의 상대가속도를 측정하기 위해 두개의 가속도 미터가 필요하다.

b) 속도의 직접적인 측정. 속도 컨버터를 사용하면 미분에 의해 가속도를 구하기에 좋은 신호를 구할수 있다.

c) 상태 변수 관측기를 사용한 간접적인 측정. 이 측정 방법이 효과적으로 작용하기 위해, 제어가 이루어지는 장치의 좋은 모델(model)이 요구된다. 비선형과 적응관측방법이 사용 가능하나 디지탈 방식이므로, 샘플링 주파수가 커야 한다.

따라서 비례 제어식 솔레노이드 밸브의 스풀과 같은 제어기능이 이루어지는 장치의 가속도를 구하기 위해 속도 컨버터가 구성되고, 가속도는 속도 신호를 미분하여 산출되는 것이 본 발명의 선호되는 특징이다. 상기 미분기능은 아날로그 필터(filter)를 사용하여 수행된다. 불충분한 샘플링 주파수에 의해, 가속도 신호의 불충분한 대역폭은 스위칭 주파수를 감소시키고, 스풀의 진동을 증가시킨다. 그러므로 미분기능이 이루어지는 필터는 제어기능이 이루어지는 장치의 최대 대역폭의 약 15-20배의 대역폭을 갖는다.

최고차 상태 변수의 최대변화율은 계속적으로 일정한 값을 가지도록 하는 것이 선호된다. 또한, 최고차 상태 변수는 제한된 크기를 갖는다.

양호한 미끄럼 모드 제어가 이루어지기 위하여, 최고차 상태 변수의 실제값과 목표값의 비교횟수는 참고 문헌 영국특허 제9026736.0에서 공개된 초평면에 대하여 n-1차의 상태 변수의 실제값을 기준입력하는 횟수보다 크다. 본 발명을 따르는 비례 제어식 솔레노이드 밸브를 제어하기 위한 미끄럼 모드 제어 장치 및 제어 방법은 상기 설명 이외에 첨부된 도면을 참고로 더 자세히 설명될 것이다.

제16도는 균일가가속도의 응답을 도시한다. t₀에서 t₁까지 가속도는 -α의 기울기를 갖는다.

x=x.-αt

수학식 9를 적분하면

다시 수학식 10을 적분하면,

수학식 9를 다시쓰면,

수학식 11에서 t의 값을 대입하면.

수학식 13은 변위에 대한 식이므로, 위치오차에 대한 식을 쓰면,

수학식 14는 제거되야 하는 두개의 미지수 x₀와 x_f를 갖고 있다. 그러므로 가속도 응답선도를 t₀에서 t₁까지 적분하면,

t₁에서 t_f까지 적분하면

t=t_f에서정지되고 제어가 이루어지는 부재에 대해 t₀에서 t₁까지의 가속도 곡선 아래의 면적은 t₁에서 t_f까지의 가속도곡선 아래의 면적과 같아야 한다.

x₀에 관해 x_f의 표현을 구할 수 있다.

그런데 수학식 16에 의하면이므로

수학식 13에서 x₂를 수학식 19에 대입하면

수학식 17에서 x₂를 대체하면 x_f와 x₀사이의 관계식을 얻는다.

이것은 수학식 16에 넣으면 하나의 미지수가 한개인 식으로 정리된다. x₀를 소거하기 위해 수학식 11에 t를 대체한다.

x₀를 제거하기 위해, 수학식 12로부터 수학식 10의 t를 대체하면,

마지막으로 수학식 22에 x₀를 대입하면

이것은 저크로 제한된 스위칭 평면 또는 초평면의 식이다.

제13도는 솔레노이드(2)에 의해 작동되는 비례 제어식 솔레노이드 밸브(1)에 대한 미끄럼 모드 제어 장치를 나타내며, 상기 제어 장치는 디지탈 제어기(3)와 아날로그 제어기(4)로 구성된다. 비례 제어식 솔레노이드 밸브는 전형적으로 3차 시스템이고, 스풀의 세가지 상태 변수 즉 위치, 속도와 가속도를 측정해야 하고, 위치와 속도는 저차 상태 변수의 실제값이고, 입력 신호(5)가 디지탈 제어기(3)에 전달되는데, 좀더 구체적으로 말하면, 입력 신호(5)는 디지탈 제어기(3)의 비교기(6)에 전달되고, 상기 디지탈 제어기(3)는 라인(7)상에서 스풀위치의 디자탈 방식의 표현이 이루어지고, 스풀위치의 유도는 이후에 설명한다. 라인(8)상의 비교기(6)의 출력은 스풀 위의 목표값과 실제값의 차이를 나타낸다. 라인(11)상의 스풀 위치 신호는 위치센서(9)로부터 발생되고, 아날로그 출력신호(x)는 라인(11)을 통해 아날로그 대 디지탈 컨버터(ADC : 12)로 전달되고, 디지탈 출력신호는 라인(7)을 통해 비교기(6)에 전달된다.

스풀의 속도를 측정하기 위해 솔레노이드 밸브(1)에는 속도 센서(13)가 구성되고, 아날로그 출력신호(x)는 라인(14)을 통해서 또다른 A/D 컨버터(15)에 전달되고, 라인(16)을 통해 A/D 컨버터(15)의 디지탈 출력 신호는 초평면 입력장치(17)에 전달되며, 상기 초평면 입력장치(17)는 기정의 비선형 초평면의 정의로 기억되고, 상기 디지탈 제어기(3)의 초평면 입력장치(17)는 또한 비교기(6)의 출력부와도 연결된다. 초평면은 선형이고 n-1의 차원을 가지고, 즉 관련 시스템의 차원보다 한개 차원이 작으며, 본 3차 시스템의 경우 두개의 차원, 즉 위치와 속도를 차원으로 가진다. 초평면은 수학식 24를 따르고 초평면 연산장치(17)내에 기억된다.

라인(18)을 통해 전달되는 스풀 가속도의 목표값(x)은 디지탈 신호이며, 스풀 가속도의 상기 목표값(x)을 만들기 위해 라인(8)의 스풀 오차 신호 및 라인(16)의 스풀 속도신호가 기정의 초평면에 입력된다. 라인(18)을 통해 가속도 신호의 목표값은 D/A 컨버터(DAC)에 전달되어 라인(21)에 스풀 가속도의 아날로그 신호를 제공하며, 스풀 가속도의 상기 아날로그 신호는 비교기(22)에 전달된다. 스풀 가속도의 실제값(x)이 라인(23)을 통해 비교기(22)에 전달된다. 스풀 가속도의 상기 실제값(x)은 사실상 예상되는 가속도값이며, 속도센서(13)에 의해 제공되는 속도 신호(x)가 미분기(24)를 통해 유도된다. 가속도 센서를 이용한 실제 가속도값을 측정할 필요없이, 상기 스풀 가속도의 실제값은 신뢰성이 높은 제어신호이다.

솔레노이드 밸브를 구성하는 스풀의 상태점이 기정의 초평면상에 유지되도록 라인(25)을 통해 비교기(22)의 출력이 제어기능을 수행한다. 좀더 구체적으로 말하면, 비교기(22)의 출력 신호가 드라이버(26)에 전달되고, 상기 드라이버(26)는 솔레노이드(2)에 연결되는 라인(27)을 통해 출력구동신호를 제공하도록 비교기(22)의 출력신호를 증폭시킨다.

위치와 속도에 대한 저차 상태 변수의 실제값이 제1주파수에서 디지탈 콘트롤러(3)내의 초평면 연산장치(17)의 초평면에 기준입력이 이루어지고, 비교기(22)는 제1주파수보다 큰 제2주파수로 최고차 상태 변수와의 실제값과 최고차 상태 변수의 목표값(이 경우 가속도)을 비교하고, 상기 비교기능은 아날로그 제어기(4)안에서 이루어진다. 그리하여 스위칭 초평면은 디지탈 방식으로 구현되며, 마이크로프로세서인 디지탈 프로세서는 미끄럼 모드 제어를 유지하는데 요구되는 가속도를 출력한다. 가속도 루우프에 해당하는 아날로그 제어기(4)에 의해 목표로 하는 고속 스위칭 작용이 이루어진다. 상기 구성에 의해 3KHz의 낮은 샘플링 주파수가 사용 가능하다.

제14도는 아날로그 콘트롤러와 함께 디지탈 콘트롤러를 사용하는 제13도의 제어체계의 반응을 도시하며 제15도는 완전히 디지탈 콘트롤러를 사용하는 반응을 도시하는데, 두 경우 표본추출율은 4KHz이고 스위칭 초평면은 ωn=100Hz와 ζ=0.71인 선형이다. 모두 디지탈인 콘트롤러에서 산정된 최고차 상태와 관찰된 최고차 상태 비교의 주파수는 기정의 초평면에 관찰된 저차 상태 변수를 기준입력하는 것보다 높다. 이미 언급한 것처럼, 미끄럼 모드 파괴가 일어나지 않고 과도응답을 최적화하기 위해, 제어기가 요구하는 가속도 변화율은 제어가 이루어지는 장치의 가속도 변화율보다 낮아야 한다. 2차의 등가가속도(constant jerk)의 목표값이 제16도에 도시되어 있다. 일반적으로 시스템에서 얻을 수 있는 최대의 가가속도(가속도 변화율)은 위치, 속도와 가속도에 의존한다. 상기 의존성은 밸브모델의 최대출력 주파수응답을 나타내는 제17도에서 알 수 있다. 사인(sine)파에 대해 가가속도는 진폭에 비례하고, 진폭의 증가는 최대 가가속도의 증가를 의미한다. 상기 특성은 단지 모델의 주파수응답에 관한 것이며, 실제 밸브의 주파수응답에 관한 것이 아니다. 밸브의 최대 출력응답을 정확히 측정하는 것은 매우 어렵다. 상기 제17도로부터, 등가가속도선은 밸브의 주파수응답 포락선(envelope)내에 위치됨을 알 수 있다. 그리하여 설명된 바와 같이 등가가속도 평면은 밸브가 제공하는 가가속도 평면보다 작게 형성하도록 요구된다(수학식 24 참고).

두가지 이유로해서 밸브로부터 얻을 수 있는 가가속도와 정확히 일치하는 스위칭 평면을 설계하는 것은 바람직하지 않다. 첫째 어렵고 둘째 '안전계수'가 항상 밸브의 동역학적 차이를 허용하기 위해 요구되는 때문이다.

수학식 24에서의 첫번째 문제는 가속도와 속도의 함수로 위치오차가 표현된다는 것이다. 스위칭 평면으로 사용하기 위해 제어기는 오차와 속도의 함수로 가속도가 표현되야 한다. 수학식 24는 해석적(analytic)이지 않으므로 수치해석적 방법이 사용되어야 한다. 실제로, 간단한 변환방법이면 충분하다. 상기 변환방법은 등속도에서 가속도 범위에 대한 오차값의 리스트(list)를 계산하고, 기결정된 오차값의 리스트에 대한 가속도를 결정하기 위해 선형 보간법을 사용한다. 다른 속도범위에 대해 상기 선형보간법을 계속사용하면 완전한 표면을 형성할 수 있다.

가가속도(jerk)로 제한되는 스위칭 평면은 제18도에 도시되어 있다.

가가속도(jerk)로 제한되는 스위칭 평면은 제18도에 도시되어 있다. 보다 정확한 표면을 만들기 위해 보다 복잡한 보간법이 사용되거나 보다 작은 격자가 위상 공간의 원점 근처에서 사용된다.

두번째 문제는 2차 등가속도선과 정확히 유사하다. 2차 시스템을 다룰때와 같이 등가가속도 평면은 위상 공간의 원점에서 무한대로 빠른 응답을 요구한다. 따라서 초평면은 원점의 양쪽으로 확장되는 선위에 과도한 기울기를 갖는다. 그러므로 선형연결법이 상기 두 영역내의 평면을 매끄럽게 연결하기 위해 사용되어야 한다. 편미분을 이용하면

여기서과는 x와 y축 각각에 대한 스위칭 평면의 기울기이다. 그리하여 효과적인 선형연결을 위해 평면은 x와 y방향으로 동일한 기울기로 만나야 한다. 상기 선형연결법은 보간법에 의해 곡선을 변화시키기 전에 가장 잘 수행된다. 다수의 방법이 수행되어, 서로 다른 결과치를 얻게 되었다. 그중 하나의 방법이 제19도에 도시된다. 속도가 0일때 가속도 대 오차곡선을 계산한 후, 등오차간격(△ε)가 계산된다. 이것은 모든 가속도 대 오차곡선이 원점에서 기울기 ω_n ²(최대의 원하는 대역폭)의 선과 연결 차례로 그려지고, 각각은 제19도에 도시된 것처럼, 곡선의 이격되는 부분에는 직선이 연결된다.

일단 스위칭 평면이 정의되면, 상기 스위칭 평면은 표(table)의 형태로 디지탈 제어기(3)의 초평면 연산 장치(17)에 제어프로그램이 입력된다. 이미 언급한 것처럼 상기 표(table)는 제어가 이루어지는 밸브 또는 다른 장치의 다수의 알려진 오차 및 속도에서 가속도의 목표값을 나타낸다. 상기 알려진 오차 및 속도와 오차 및 속도의 실제값을 비교하므로써, 가장 근사한 가속도값이 표(table)로부터 구해진다. 이때 보간법이 아날로그 루우프에 출력하는 가속도를 산정하는데 사용된다. 그러므로 제어프로그램은 다음단계를 수행한다.

a) A/D 컨버터(ADC)로부터 위치의 목표값, 스풀의 속도의 실제값을 입력하는 단계,

b) 위치오차(목표값과 실제값의 차)를 계산하는 단계,

c) 표(table)가 가속도값을 나타내는 오차의 근사값을 찾는 단계,

d) 속도에 대해서도 상기 단계를 반복하는 단계,

e) (c)와 (d)과정에서 나타나는 네개의 가속도값을 이용하여, 선형 보간법에 의해 오차와 속도의 실제값에서 가속도를 평가하는 단계,

f) 가속도의 목표값을 출력한다.

이 제어 방법이 불연속시간(샘플링이 이루어진 데이타)에 대한 제어 방법보다 연속시간에 기초한 제어 방법이므로, 샘플링 주파수의 실제값은, 상기 샘플링 주파수의 최소값 이상이면, 상대적으로 중요치않다. 그러므로 주요 제어루우프는 시간이 조정될 필요가 없고, 될 수 있는 대로 빨리 수행되는 것이 가능하다.

본질적으로 등가가속도의 초평면이나 스위칭 평면에 의하여 움직이는 부재는 매우 안정된 제어가 이루어진다. 3차 시스템의 가속도와 같은 관측되는 최고차 상태 변수가 제한될 수 있다.

제11도를 다시 참조하면, 프로세서는 xd의 크기를 제한하도록 다음과 같이 프로그램된다.

xDdotxDmax이면, xDdot=xDmax

xDdot-xDmax이면, xDdot=-xDmax

가속도는 표(table)에 저장된 가속도의 목표값 크기를 제한될 수도 있고(초평면의 상부가 잘려나간다) 완전한 초평면이 메모리(memory)에 저장될 수 있으며, 가속도의 목표값은 아날로그 제어기(4)에 출력되기 바로전에 제한된다. 가속도의 목표값 크기가 제한되며, 방법이 실시간(real time)에서 수행되어야 하는 계산 횟수를 감소시키므로 선호된다.

최저차 상태 변수 보다는 저차 상태 변수의 실제값이 또한 제한된다. 그러므로 3차 시스템에서, 속도는 스위칭 초평면을 재설계하여 제한될 수 있고, 가속도 및 속도 곡선은 제20도와 같다.

상기 하이브리드(hybrid) 제어 시스템에 의해, 운동 가능한 부재의 성능은 될 수 있는대로 빨리 제어 작용의 변화가 이루어지도록 최고차 상태 변수 또는 그 실제값의 신속한 변화에 의해 개선되는 반면에, 초평면에 대해 저차의 상태 변수의 실제값보다 복잡한 기준 입력이 더욱 느리게 이루어지게 된다. 새로운 최고차 상태 변수의 목표값보다 더 높은 빈도로 계산되는 최고차 상태 변수의 실제값과 최고차 상태 변수의 목표값을 비교하는 이중 주파수 알고리듬이 사용된다. 상기 기술의 장점은 최고차 상태 변수의 목표값과 최고차 상태 변수의 실제값 사이의 비교 결과 선택된 밸브나 다른 운동 가능한 부재에 대한 제어작용이 크기보다는 비교 작용의 부호에만 기초한 뱅뱅(bang-bang)제어 또는 개폐(on/off)제어로 단순화되는 것이다. 상기 단순화에 의해 밸브나 다른 운동 가능한 부재를 구동시키는데 필요한 출력 전자 장치의 비용을 감소시키고, 전형적으로 전류 피이드백을 불필요하게 만든다.

Claims

장치가 n-1 차원을 가지는 기정의 비선형 초평면(hyperplane)상에 솔레노이드 밸브의 상태점(state point)을 유지하도록 작동하는 미끄럼 모드 제어 시스템으로 구성되고, 상태점이 초평면상에 유지된다면 최고차 상태 변수의 실제값의 최대변화율은 제어 장치의 최고차 상태 변수의 최대변화율을 초과하지 않고, 미끄럼 모드 제어 시스템은 최고차 상태 변수의 목표값을 설정하도록 기정의 초평면에 대해 n-1차의 상태변수의 실제값을 기준 입력하도록 작동되는 디지탈 제어기(3)와 초평면 연산장치(17)로 구성되고, 제어 시스템은 또한 최고차 상태 변수의 실제값과 상기 목표값을 비교하도록 작동되는 비교기(22)로 구성되고, 기정의 초평면상에 상태점을 유지하도록 필요한 제어동작이 이루어지고 비교기(22)에 응답하는 드라이버(26)로 구성되는 것을 특징으로 하는 n≥3의 상태 변수의 실제값을 가지는 솔레노이드 밸브(1)의 미끄럼 모드제어 장치.
제1항에 있어서, 초평면은 최고차 상태 변수의 최대변화율이 본질적으로 일정한 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서, 초평면은 최고차 상태 변수의 실제값의 크기가 제한되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
제1항에 있어서, 최저차를 제외하고 저차 상태 변수의 하나 또는 그 이상의 실제값의 크기가 제한되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
제1항에 있어서, 초평면은 수학식 24

으로 정의되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
제1항에 있어서, 초평면이 초평면 연산장치(17)내에 표(table)의 형태로 기억되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
제1항에 있어서, n-1차의 상태 변수의 실제값의 하나(x)가 솔레노이드 밸브(1)의 출력신호와, 미끄럼 모드 외부에서 기준입력되는 입력 신호에 의해 오차신호가 발생되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
제1항에 있어서, 제1주파수로 n-1차의 상태 변수의 실제값은 초평면에 기준입력되고, 제1주파수보다 큰 제2주파수에서 최고차 상태 변수의 실제값과 최고차 상태 변수의 목표값이 비교되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
제8항에 있어서, 최고차 상태 변수의 미분값은 초평면 연산장치(17)에서 이중 주파수 알고리듬을 사용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
제1항에 있어서, 최고차 상태 변수는 아날로그 제어기(4)를 사용하여 초평면에 기준입력이 이루어지는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
제1항에 있어서, 솔레노이드 밸브(1)의 저차 상태 변수의 실제값은 초평면 연산장치(17)내의 디지탈 연산장치를 이용하여 초평면에 기준입력이 이루어지는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
제1항에 있어서, 초평면 연산장치(17)는 디지탈 프로세서 장치로 구성되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 장치.
솔레노이드 밸브의 제어가, i) n≥3의 상태 변수의 실제값을 갖는 솔레노이드 밸브의 미끄럼 모드 제어 시스템을 구성하고, 상기 미끄럼 모드 제어 시스템은 n-1의 차원을 가지고 비선형인 기정의 초평면상에 솔레노이드 밸브의 상태점을 유지시키도록 작동하는 단계와; ii) 상태점이 초평면상에 유지된다면, 최고차 상태 변수의 최대변화율은 제어 장치의 최대변화율을 초과하지 않도록 초평면을 정의하는 단계와, iii) 최고차 상태 변수의 실제값을 목표값으로 만들기 위해 기정의 초평면에 대해 솔레노이드 밸브의 n-1차의 저차의 상태 변수의 실제값을 기준입력하는 단계와, iv) 최고차 상태 변수의 실제값과 목표값을 비교하는 단계와, v) 기정의 초평면상에 상태점을 유지하는데 필요한 제어동작이 이루어지도록 상기 비교단계(v)의 결과를 사용하는 단계로 구성되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 방법.
제13항에 있어서, 초평면을 정의하는 단계가 최고차 상태 변수의 실제값의 최대변화율을 실제로 일정하게 만들도록 구성되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 방법.
제13항에 있어서, 초평면을 정의하는 단계는 최고차 상태 변수의 실제값 크기를 제한하는 것으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 방법.
제13항에 있어서, 초평면을 정의하는 단계는 최저차를 제외하고 저차 상태 변수의 하나 또는 그 이상의 실제값의 크기가 제한되도록 구성되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 방법.
제13항에 있어, 초평면은 수학식 24

로 정의되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 방법.
제13항에 있어서, 초평면이 초평면 연산장치(17)내에 표의 형태로 기억되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 방법.
제13항에 있어서, 최고차 상태 변수의 실제값을 목표값으로 만드는 단계가 디지탈 프로세서내의 프로그램에서 수행되고, 상기 프로그램은 a) 솔레노이드 밸브의 위치의 목표값, 위치와 속도의 실제값을 판독하는 단계, b) 위치 오차(목표값과 실제값의 차)를 계산하는 단계, c) 표에서 제공되는 가속도값에 해당하는 오차(모든 오차에 대해)의 근사값 찾는 단계, d) 속도에 대해 상기 단계를 반복하는 단계, e) (c)단계와 (d)단계에서 찾은 네개의 가속도값을 이용하여, 보간법에 의해 오차와 속도의 실제값에서 가속도를 평가하는 단계, f) 가속도의 목표값을 출력하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 방법.
제13항에 있어서, 최고차 상태 변수의 미분값의 실제값을 구하는 단계는 미끄럼 모드 제어 시스템의 일부를 형성하는 디지탈 처리장치내의 이중 주파수 알고리듬에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 방법.
제13항에 있어서, 최고차 상태 변수의 미분값의 실제값을 구하는 단계가 미분기(22)에 의해 이루어지는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 방법.
제13항에 있어서, 초평면에 대하여 저차 상태 변수의 기준 입력이 이루어지는 단계는 디지탈 프로세서에 의해 디지탈 방식으로 실현되는 것을 특징으로 하는 미끄럼 모드 제어 방법.