KR20210090166A - 초핑 삼각파 pwm 양자화기 및 제어가능한 아날로그 게인을 갖고 그리고 다중-비이상적 게인에 영향을 미치는 특성에 대해 교정 가능한 양자화기를 구비하는 pwm 변조기 - Google Patents
초핑 삼각파 pwm 양자화기 및 제어가능한 아날로그 게인을 갖고 그리고 다중-비이상적 게인에 영향을 미치는 특성에 대해 교정 가능한 양자화기를 구비하는 pwm 변조기 Download PDFInfo
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Abstract
PWM 변조기의 장치는 삼각파를 생성하는 삼각파 생성기 및 신호 입력에 대응하여 신호 출력을 생성하는 비교기를 포함한다. 상기 PWM 변조기의 출력은 상기 비교기 신호 출력에 대응한다. 상기 삼각파 생성기 및 상기 비교기 사이에 결합된 극성 반전 회로는 다음 방법 중 하나로 구성된다: 상기 삼각파가 제 1 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 상기 삼각파를 제공하고 그리고 상기 삼각파가 상기 제 1 기울기 극성에 반대되는 제 2 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 극성이 반전된 형태의 상기 삼각파를 제공하는 방법; 및 상기 삼각파가 상기 제 1 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 상기 신호 입력을 제공하고 그리고 상기 삼각파가 상기 제 2 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 극성이 반전된 형태의 상기 신호 입력을 제공하는 방법.
Description
이동/휴대 전화기, 무선 전화기, MP3 플레이어 및 기타 소비자 오디오 장치를 포함하는 개인용 오디오 장치가 널리 사용되고 있다. 이러한 개인용 오디오 장치는 한 쌍의 헤드폰 또는 하나 이상의 스피커를 구동하는 회로를 포함할 수 있다. 일반적으로 전력 증폭기는 전원 공급장치로부터 에너지를 가져와 입력 신호 형태와 일치하지만 진폭이 더 큰 오디오 출력 신호를 제어하여 오디오 신호를 증폭시킨다.
오디오 증폭기의 일 예는 클래스-D 증폭기이다. 클래스-D 증폭기("스위칭 증폭기"라고도 함)는 전자 증폭기를 포함할 수 있으며, 증폭 장치(예컨대, 트랜지스터, 일반적으로 금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터)는 전자 스위치로 작동한다. 클래스-D 증폭기에서, 증폭될 신호는 펄스-폭 변조, 펄스-밀도 변조, 또는 다른 변조 방법에 의해 일련의 펄스로 전환될 수 있어서 신호는 변조된 신호로 변환되고, 변조된 신호의 펄스 특성(예컨대, 펄스 폭, 펄스 밀도 등)은 신호 크기의 함수이다. 클래스-D 증폭기로 증폭한 후, 출력 펄스 열은 패시브 저역 통과 필터를 통과시켜 비변조 아날로그 신호로 변환될 수 있으며, 여기서 이러한 저역 통과 필터는 클래스-D 증폭기 또는 클래스-D 증폭기에 의해 구동되는 부하에 내재될 수 있다. 클래스-D 증폭기는 선형 아날로그 증폭기보다 전력 효율이 더 높기 때문에 클래스-D 증폭기는 선형 증폭기에 비해 능동형 장치에서 열로 더 적은 전력을 소비할 수 있다는 점에서 자주 사용된다. 일반적으로, 펄스-폭 변조(PWM) 증폭기는 원하는 총 고조파 왜곡(THD) 및 전원전압 제거비(PSRR)로 정확한 부하 전압을 제공하기 위해 선택된다
일 실시예에서, 본 발명은 펄스 폭 변조(PWM) 변조기의 장치를 제공한다. 장치는 삼각파를 생성하는 삼각파 생성기 및 신호 입력에 대응하여 신호 출력을 생성하는 비교기를 포함한다. PWM 변조기의 출력은 비교기 신호 출력에 대응한다. 장치는 또한 삼각파 생성기 및 비교기 사이에 결합된 극성 반전 회로를 포함하며, 이는 다음 방식 중 하나로 구성된다: 삼각파가 제 1 기울기 극성을 가질 때 비교기에 삼각파를 제공하고 그리고 삼각파가 제 1 기울기 극성에 반대되는 제 2 기울기 극성을 가질 때 비교기에 극성이 반전된 형태의 삼각파를 제공하는 방식; 및 삼각파가 제 1 기울기 극성을 가질 때 비교기에 신호 입력을 제공하고 그리고 삼각파가 제 2 기울기 극성을 가질 때 비교기에 극성이 반전된 형태의 신호 입력을 제공하는 방식.
일 실시예에서, 본 발명은 삼각파를 생성하는 삼각파 생성기, 신호 입력에 대응하여 신호 출력을 생성하는 비교기, 여기서 PWM 변조기의 출력은 비교기 신호 출력에 대응하며, 그리고 삼각파 생성기 및 비교기 사이에 결합된 극성 반전 회로를 포함하는 PWM 변조기에서의 방법을 제공한다. 방법은 극성 반전 회로에 의해 다음의 동작 중 하나를 수행하는 단계를 포함한다: 삼각파가 제 1 기울기 극성을 가질 시에 비교기에 삼각파를 제공하고 및 삼각파가 제 1 기울기 극성이 반전된 제 2 기울기 극성을 가질 시에 비교기에 극성이 반전된 형태의 삼각파를 제공하는 동작; 및 삼각파가 제 1 기울기 극성을 가질 시에 비교기에 신호 입력을 제공하고 및 삼각파가 제 2 기울기 극성을 가질 시에 비교기에 극성이 반전된 형태의 신호 입력을 제공하는 동작.
일 실시예에서, 본 발명은 삼각파를 생성하는 삼각파 생성기, 신호 입력에 대응하여 신호 출력을 생성하는 비교기를 포함하는 PWM 변조기를 유발하거나 구성할 수 있는 명령어가 저장된 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체를 제공하며, PWM 변조기의 출력은 비교기 신호 출력 및 삼각파 생성기 및 비교기 사이에 결합된 극성 반전 회로에 대응하여, 극성 반전 회로에 의해 다음의 동작 중 하나를 수행한다: 삼각파가 제 1 기울기 극성을 가질 시에 비교기에 삼각파를 제공하고 그리고 삼각파가 제 1 기울기 극성이 반전된 제 2 기울기 극성을 가질 시에 비교기에 극성이 반전된 형태의 삼각파를 제공하는 동작; 및 제 2 기울기 극성을 가질 시에 비교기에 극성이 반전된 형태의 신호 입력을 제공하는 동작.
일 실시예에서, 본 발명은 별개의 제 1 및 제 2 PWM 구동 전압 스윙 범위를 선택적으로 수신하는 스피커 구동기 및 아날로그 게인을 갖는 양자화기를 포함하여 PWM 출력 신호를 스피커 구동기로 생성하는 폐쇄형 PWM 루프 변조기를 제공한다. 양자화기 및 스피커 구동기는 결합 게인을 갖는다. 제 1 PWM 구동 전압 스윙 범위가 스피커 구동기에 공급되는 제 1 모드에서 작동할 때, 양자화기의 아날로그 게인이 제 1 게인값이 되도록 제어된다. 제 2 PWM 구동 전압 스윙 범위가 스피커 구동기에 공급되는 제 2 모드에서 작동할 때, 양자화기의 아날로그 게인이 제 1 게인값과 구별되는 제 2 게인값이 되도록 제어된다. 양자화기의 아날로그 게인의 제 1 및 제 2 게인값은 양자화기 및 구동기의 결합 게인이 제 1 및 제 2 모드에서 대략 동일하게 한다.
일 실시예에서, 본 발명은 별개의 제 1 및 제 2 PWM 구동 전압 스윙 범위를 선택적으로 수신하는 스피커 구동기 및 아날로그 게인을 갖는 양자화기를 포함하여 스피커 구동기에 PWM 출력 신호를 생성하는 폐루프 PWM 변조기에서 수행되는 동작을 포함하는 방법을 제공하며, 양자화기 및 스피커 구동기는 결합 게인을 갖는다. 방법은 제 1 PWM 구동 전압 스윙 범위가 스피커 구동기에 공급되는 제 1 모드에서 작동하는 동안 양자화기의 아날로그 게인이 제 1 게인값이 되도록 제어하는 단계 및 제 2 PWM 구동 전압 스윙 범위가 스피커 구동기에 공급되는 제 2 모드에서 작동하는 동안 양자화기의 아날로그 게인이 제 2 게인값이 되도록 제어하는 단계를 포함한다. 제 2 게인값은 제 1 게인값과 다르다. 양자화기의 아날로그 게인의 제 1 및 제 2 게인값은 양자화기 및 구동기의 결합 게인이 제 1 및 제 2 모드에서 거의 동일하게 한다.
일 실시예에서, 본 발명은 램프 생성기를 갖는 양자화기 및 비교기를 포함하는 PWM 변조기를 제공한다. 양자화기는 게인 및 게인에 영향을 미치는 적어도 두 개의 측정 가능한 비이상적 특성을 갖는다. 양자화기는 측정된 제 1 및 제 2 값을 이용하여 조정 가능하여 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 각각의 제 1 및 제 2 특성을 수정한다. 양자화기가 측정된 제 1 및 제 2 측정값을 이용하여 조정되는 동안 양자화기의 게인을 교정할 수 있다.
일 실시예에서, 본 발명은 램프 생성기 및 비교기를 갖는 양자화기를 포함하는 PWM 변조기에서 실행되는 방법을 제공하며, 양자화기는 게인 및 게인에 영향을 미치는 적어도 두 개의 비이상적 특성을 갖는다. 방법은 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 제 1 특성의 제 1 값을 측정하는 단계, 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 제 2 특성의 제 2 값을 측정하는 단계, 측정된 제 1 및 제 2 값을 이용하여 양자화기를 조정하여 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 제 1 및 제 2 특성을 수정하는 단계, 및 양자화기가 측정된 제 1 및 제 2 측정값을 이용하여 조정되는 동안 양자화기의 게인을 교정하는 단계를 포함한다.
도 1은 예시적인 개인용 오디오 장치의 도해이다.
도 2는 개인용 오디오 장치의 예시적인 오디오 IC의 선택된 구성요소의 구성도이다.
도 3은 PWM 신호를 기반으로 하는 예시적인 클래스-D 변조기를 도시하는 구성도이다.
도 4는 도 3의 PWM 변조기를 보다 자세하게 도시하는 구성도이다.
도 5a는 양자화기 및 스피커 구동기의 예시적인 선형 결합 게인의 구성을 도시하는 구성도이다.
도 5b는 조정 가능한 아날로그 게인 능력을 갖는 양자화기에서 양자화기 및 스피커 구동기의 예적인시 결합 선형 게인의 구성을 도시하는 구성도이다.
도 6은 다양한 PWM 변조기 스피커 전압 작동 모드에 대한 예시적인 게인 및 게인 관련 파라미터를 설명하는 표이다.
도 7은 작동 모드 사이의 스피커 전압의 변화를 보상하기 위해 아날로그 게인 KANA가 조정될 수 있도록 하는 도 3의 양자화기의 예시적인 실시예를 도시하는 구성도이다.
도 8은 서로 다른 스피커 전압 작동 모드에서 다양한 아날로그 게인값을 달성하기 위한 도 7의 스위칭된 커패시터 네트워크의 작동을 설명하는 예시적인 타이밍도 이다.
도 9는 예시적인 종래의 램프 생성기의 구성도이다.
도 10은 도 9의 램프 생성기의 작동을 도시하는 예시적인 타이밍도이다.
도 11은 도 3의 PWM 변조기의 도 3의 양자화기에서 사용하기 위한 삼각파를 생성하기 위해 초핑 기술을 사용하는 도 4의 램프 생성기의 예시적인 부분을 도시하는 구성도이다.
도 12는 도 11의 램프 생성기의 작동을 도시하는 예시적인 타이밍도이다.
도 13은 도 12와 관련하여 설명된 파형을 달성하기 위해 도 11의 램프 생성기의 스위치의 동작을 도시하는 예시적인 타이밍도이다.
도 14는 도 3의 양자화기의 게인을 교정하기 위한 시스템을 도시하는 예시적인 구성도이다.
도 15a 내지 도 15e는 도 14의 양자화기의 게인 교정의 양태를 도시하는 예시적인 타이밍도이다.
도 16은 도 3의 양자화기의 게인을 교정하기 위한 예시적인 시스템을 도시하는 구성도이다.
도 17a 내지 도 17c는 도 3의 양자화기의 게인의 교정을 도시하는 예시적인 타이밍도이다.
도 18은 도 3의 양자화기를 교정하기 위한 예시적인 방법을 도시하는 순서도 이다.
도 2는 개인용 오디오 장치의 예시적인 오디오 IC의 선택된 구성요소의 구성도이다.
도 3은 PWM 신호를 기반으로 하는 예시적인 클래스-D 변조기를 도시하는 구성도이다.
도 4는 도 3의 PWM 변조기를 보다 자세하게 도시하는 구성도이다.
도 5a는 양자화기 및 스피커 구동기의 예시적인 선형 결합 게인의 구성을 도시하는 구성도이다.
도 5b는 조정 가능한 아날로그 게인 능력을 갖는 양자화기에서 양자화기 및 스피커 구동기의 예적인시 결합 선형 게인의 구성을 도시하는 구성도이다.
도 6은 다양한 PWM 변조기 스피커 전압 작동 모드에 대한 예시적인 게인 및 게인 관련 파라미터를 설명하는 표이다.
도 7은 작동 모드 사이의 스피커 전압의 변화를 보상하기 위해 아날로그 게인 KANA가 조정될 수 있도록 하는 도 3의 양자화기의 예시적인 실시예를 도시하는 구성도이다.
도 8은 서로 다른 스피커 전압 작동 모드에서 다양한 아날로그 게인값을 달성하기 위한 도 7의 스위칭된 커패시터 네트워크의 작동을 설명하는 예시적인 타이밍도 이다.
도 9는 예시적인 종래의 램프 생성기의 구성도이다.
도 10은 도 9의 램프 생성기의 작동을 도시하는 예시적인 타이밍도이다.
도 11은 도 3의 PWM 변조기의 도 3의 양자화기에서 사용하기 위한 삼각파를 생성하기 위해 초핑 기술을 사용하는 도 4의 램프 생성기의 예시적인 부분을 도시하는 구성도이다.
도 12는 도 11의 램프 생성기의 작동을 도시하는 예시적인 타이밍도이다.
도 13은 도 12와 관련하여 설명된 파형을 달성하기 위해 도 11의 램프 생성기의 스위치의 동작을 도시하는 예시적인 타이밍도이다.
도 14는 도 3의 양자화기의 게인을 교정하기 위한 시스템을 도시하는 예시적인 구성도이다.
도 15a 내지 도 15e는 도 14의 양자화기의 게인 교정의 양태를 도시하는 예시적인 타이밍도이다.
도 16은 도 3의 양자화기의 게인을 교정하기 위한 예시적인 시스템을 도시하는 구성도이다.
도 17a 내지 도 17c는 도 3의 양자화기의 게인의 교정을 도시하는 예시적인 타이밍도이다.
도 18은 도 3의 양자화기를 교정하기 위한 예시적인 방법을 도시하는 순서도 이다.
이제 도 1을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 개인용 오디오 장치(1)의 도해가 도시된다. 도 1은 한 쌍의 이어버드 스피커(8a 및 8b) 형태로 헤드셋(3)에 결합된 개인용 오디오 장치(1)를 묘사한다. 도 3에서 묘사된 헤드셋(3)은 단지 예시일 뿐이며, 개인용 오디오 장치(1)가 제한 없이 헤드폰, 이어버즈, 인-이어 이어폰 및 외부 스피커를 포함하는 다양한 오디오 트랜스듀서와 연결하여 사용될 수 있다는 것을 이해한다. 플러그(4)는 헤드셋(3)을 개인용 오디오 장치(1)의 전기 단자에 연결하기 위해 제공할 수 있다. 개인용 오디오 장치(1)는 사용자에게 디스플레이를 제공하고 터치 스크린(2)을 통하여 사용자 입력을 수신할 수 있고, 또는 대안적으로, 표준 액정 디스플레이(LCD)는 표면 및/또는 개인용 오디오 장치(1)의 측면에 배치된 다양한 버튼, 슬라이더 및/또는 다이얼과 결합될 수 있다. 또한 도 1에서 도시한 바와 같이, 개인용 오디오 장치(1)는 헤드셋(3) 및/또는 다른 오디오 트랜스듀서(예컨데, 확성기)로 전송하기 위한 아날로그 오디오 신호를 생성하기 위한 오디오 집적 회로(IC)(9)를 포함할 수 있다.
이제 도 2를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 개인용 오디오 장치의 예시적인 오디오 IC(9)의 선택된 구성요소의 구성도가 도시된다. 일부 실시예에서, 예시적인 오디오 IC(9)가 도 1의 오디오 IC(9)를 구현하는데 사용될 수 있다. 도 2에서 도시한 바와 같이, 마이크로 컨트롤러 코어(18)(예컨데, 디지털 신호 프로세서 "DSP")는 디지털 오디오 입력 신호 DIG_IN을 디지털-아날로그 변환기(DAC)(14)에 공급할 수 있어, 디지털 오디오 입력 신호를 아날로그 입력 시그널 VIN으로 전환할 수 있다. DAC(14)는 아날로그 신호 VIN을 증폭시키거나 감쇄시켜 오디오 출력 신호 VOUT을 제공하는 증폭기(16)에 아날로그 신호 VIN을 공급할 수 있고, 이는 스피커, 헤드폰 트랜스듀서, 라인 레벨 신호 출력 및/또는 기타 적절한 출력을 작동시킬 수 있다.
이제 도 3을 참조하면, PWM 신호에 신호에 기초한 클래스-D 변조기(100)의 구성도가 도시된다. 클래스-D 변조기(100)(예컨데, 도 2의 증폭기(16)에 포함됨)는 합산 요소(301)에 제공되는 (예컨데 도 2의)입력 신호 VIN을 수신하고, 그 출력은 루프 필터(302)에 제공되고, 그 출력은 양자화기(304)에 제공되며, 그 출력은 스피커 구동기(306)에 제공된다. 스피커 구동기(306)의 (예컨데, 도 2의)출력VOUT은 합산 요소(301)의 부정 입력으로 피드백되어 폐쇄된 루프를 형성한다. 스피커 구동기(306)는 스피커 구동기(306)에 구동기 공급 전압(VSPK)을 제공하는 스위치(308)에 연결된다. 구동기 공급 전압(VSPK)은 구동 전압 스윙 범위라고도 할 수 있다. 스위치(308)는 고전압(HV) 공급(VBAT)(예컨데, 배터리 공급) 또는 저전압(LV) 공급(VBST)(예컨데, 부스트된 배터리 공급) 중 하나를 선택하도록 제어되어 구동기 공급 전압(VSPK) 또는 구동 전압 스윙 범위(VSPK)로 스피커 구동기(306)에 제공된다. 일 실시예에서, VBST는 HV 모드 작동의 경우 12V이고 VBAT는 LV 모드 작동의 경우 4V이지만, VBST 및 VBAT의 값이 서로 다른 실시예가 고려된다. 일 실시예에서, 변조기(100)는 전력을 절약하기 위해 HV 및 LV 모드를 갖는다.
일 실시예에서, 클래스-D 변조기(100) 루프는 연속-시간 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기(ADC)와 유사한 아날로그 도메인에서 작동한다. 펄스 밀도 변조(PDM)를 기반으로 하는 이중-샘플링 ADC와 달리, 클래스-D 변조기(100)는 PWM을 기반으로 한다. PWM 양자화기(304)는 아날로그 신호를 PWM 신호로 변환한다. 양자화기(304) 및 스피커 구동기(306)는 각각의 게인값을 갖는다. 특히, 스피커 구동기(306)의 게인은 스피커 구동기(306)에 제공되는 구동기 공급 전력(VSPK)에 비례한다.
하기에서 설명하는 실시예에서, 양자화기(304)의 게인 - 보다 구체적으로 양자화기(304)의 아날로그 게인 - 은 양자화기(304) 및 스피커 구동기(306)의 고정된 결합 게인을 유지하기 위해 구동기 공급 전압(VSPK)이 변경될 때, 스피커 구동기 게인의 변화에 비례하여 유리하게 조정된다. 그 결과, 양자화기(304)에 의해 생성된 톱니파 파형의 전압 범위 및 관련 램프 기울기는 (PWM 출력 신호를 생성하는 신호 입력과 비교할 때) 유리하게 가깝게 유지될 수 있고 일부 실시예에서는 고정될 수 있다. 또한, 하기에서 설명하는 실시예에서, 톱니파 파형 생성기는 내부적으로 생성된 삼각파 상에서 초핑 기술을 사용하여 램프 커패시터 재설정 시간 및 스윙 전압을 감소시키는 톱니파를 생성한다. 마지막으로, 설명된 교정 방법의 실시예에서, 양자화기(304)의 다중 비이상적 특성(예컨데, 비교기 시간 지연 및 오프셋, 램프 생성기의 RC 시상수, 등)을 측정하고 교정하여 양자화기(304)의 게인 교정의 정확도를 향상시킨다.
이제 도 4를 참조하면, 도 3의 PWM 양자화기(304)를 보다 상세하게 도시하는 구성도가 도시된다. PWM 양자화기(304)는 톱니파 형태의 램프 전압(Vramp)을 생성하는 램프 생성기(402)를 포함한다. 일 실시예에서, 램프 전압(Vramp)은 양의 램프 전압(Vrampp) 및 음의 램프 전압(Vrampm)을 포함하는 차동 전압 쌍이다. PWM 양자화기(304)는 또한 제 1 스위칭된 커패시터 네트워크("SC Net")(404p) 및 제 2 스위칭된 커패시터 네트워크("SC Net:)(404n)를 포함하고, 이들 각각은 양의 램프 전압(Vrampp) 및 음의 램프 전압(Vrampm)을 수신한다. 스위칭된 커패시터 네트워크(404p/404n)는 또한 양의 신호 입력 전압(VIP) 및 음의 신호 입력 전압(VIM)을 수신한다. 스위칭된 커패시터 네트워크(404p/404n)는 램프 전압 상에서 신호 입력 전압(VIP 및 VIM)을 작동시켜 각각의 비교기(406p 및 406n)에 제공되는 각각의 출력을 생성하고, 이는 중앙 에지 변조기(CEM) 블럭(408)에 제공되는 각각의 출력(Dp 및 Dn)을 생성한다. CEM 블럭(408)은 도 3의 스피커 구동기에 제공되는 DPWMp로 표시된 양의 성분 및 DPWMn로 표시된 음의 성분을 갖는 차동 PWM 출력 신호(DPWM)를 생성한다. 일 실시예에 따른 스위칭된 커패시터 네트워크(404p/404n)는 도 7과 관련하여 하기에서 보다 상세하게 설명된다.
이제 도 5a를 참조하면, 양자화기(304) 및 구동기(306) 게인의 결합 선형 게인(KTOTAL) 구성을 도시하는 구성도가 도시된다. 도시한 바와 같이, 결합 선형 게인(KTOTAL)에 기여하는 구성요소는 도 5a 및 하기 수학식 (1)에서 나타낸 바와 같이, (예컨데, 스위칭된 커패시터 네트워크(404)의)양자화기(304)의 아날로그 게인(KANA), 스피커 구동기(306)의 게인(KDRV) 및 CEM 블럭(408)의 게인(KCEM)을 포함한다. 즉, 양자화기(304) 및 구동기(306)의 결합 게인(KTOTAL)은 아날로그 게인(KANA), 구동기의 게인(KDRV) 및 CEM의 게인(KCEM)의 곱에 비례하여 변조기(100) 시스템의 선형 분석으로부터 정의될 수 있다.
하기 수학식 (2)에서 나타낸 바와 같이, 구동기 게인(KDRV)은 스피커 전압(VSPK) 및 램프 전압 스윙 범위(Vramp(fd))의 비이다. 따라서, 작동 모드가 HV 모드에서 LV모드(또는 그 반대로) 전환될 때, 구동기 게인(KDRV)는 변경되고(램프 전압 스윙 범위(Vramp(fd))는 유지된다고 가정함), 드라이버 게인(KDRV)의 변화는 결합 게인(KTOTAL)을 변경시킨다. 결합 게인(KTOTAL)은 변조기(100) 루프의 역학을 변경, 예컨데 루프 역학을 비선형으로 변경하기 때문에 바람직하지 않다.
한 가지 해결책은 고정된 결합 게인(KTOTAL)을 유지하기 위해 모드 변경 전체에 걸쳐 구동기 게인(KDRV)을 고정되게 유지하는 것으로, 이는 스피커 전압 (VSPK) 및 스피커 구동 게인(KDRV)의 비로 특정하기 위해 수학식 (2)를 재배열한 수학식 (3)으로부터 관찰될 수 있는 것과 같이, 두 모드에 걸쳐 결합 게인(KTOTAL)을 유지하기 위해 램프 전압 스윙 범위(Vramp(fd))의 변화가 스피커 전압(VSPK)과 일치하도록 변경하여야 한다.
하기의 수학식 (4)에 따라, 예시에서, 아날로그 게인(KANA)는 0.5, 구동기 게인(KDRV)는 10, CEM 게인(KCEM)은 2, 총 게인(KTOTAL)은 10, HV 모드의 경우 VBST는 12V 및 LV 모드의 경우 VBAT는 4V로 가정한다. 결과적으로, 수학식 (5)에서 나타내는 바와 같이, 램프 전압 스윙 범위(Vramp(fd))는 HV 모드에서 1.2vpp이고 LV 모드에서 0.4vpp이며, 이는 HV 및 LV(전환)으로 표시된 도 6의 표에서 가장 왼쪽에 있는 두 개의 칼럼에 요약되어 있다.
다만, HV 및 LV 모드 사이의 램프 전압 스윙 범위(Vramp(fd))에서 1.2vpp 내지 0.4vpp, 즉 3배에 이르는 이러한 큰 차이는 시스템의 감도에 관여할 수 있기 때문에 매우 바람직하지 않다. 보다 구체적으로, 전압 대 시간 변환(예컨데, 비교기 및 합산 네트워크)을 수행하는 PWM 변조기(100)의 회로는, 예를 들어, 톱니 램프 특성을 기반으로 작동하기 때문에, 이러한 구성요소가 두 개의 다른 모드에서 제대로 작동되도록 설계하는 것이 어려울 수 있다.
실시예는 고정된 결합 게인(KTOTAL)을 유지하면서, 도 5b에서 나타내는 바와 같이, 유리하게는 양자화기(304)의 아날로그 게인(KANA)을 조정하여 두 모드 사이의 램프 전압 스윙 범위(Vramp(fd)) 및 관련 램프 기울기의 가변을 감소시켜(또는 일부 실시예에서는 이를 제거), 두 모드의 스피커 전압(VSPK)의 변화에 의해 야기된 스피커 구동기(306)의 게인의 변화를 교정한다.
이제 도 7을 참조하면, 작동 모드 사이의 스피커 전압(VSPK)의 변화를 교정하기 위해 아날로그 게인(KANA)이 조정되게 하는 양자화기(304)의 실시예를 도시하는 구성도가 도시된다. 도 7의 실시예에서, 톱니파 형상의 램프 전압(Vramp)은 스위칭된 커패시터 네트워크(404)(예컨데, 도 4의 스위칭된 커패시터 네트워크(404))를 통해 비교기(406)에 연결된다. 음의 램프 전압(Vrampm)은 클럭 신호(CLKf)에 의해 제어되는 스위치를 통해 그리고 커패시터(C2)를 통해 비교기(406)의 음의 입력에 연결된다. 양의 램프 전압은 클럭 신호(CLKf)에 의해 제어되는 스위치를 통해 그리고 커패시터(C3)를 통해 비교기(406)의 양의 입력에 연결된다. 커패시터(C2)의 스위치 측 노드는 노드(X)로 표시되고, 커패시터(C3)의 스위치 측 노드는 노드(Y)로 표시된다. 커패시터(C2)의 다른 단자는 클럭 신호(CLKr)에 의해 제어되는 스위치를 통해 음의 램프 전압(Vrampm)에 연결되고, 커패시터(C3)의 다른 단자는 클럭 신호(CLKr)에 의해 제어되는 스위치를 통해 양의 램프 전압(VRAMPP)에 연결된다. 공통 모드 전압(Vcm)은 또한 클럭 신호(CLKr)에 의해 제어되는 스위치를 통해 비교기(406)의 양의 입력 및 음의 입력에 연결된다.
비교기(406)에 대한 음의 입력은 또한 클럭 신호(CLKf)에 의해 제어되는 스위치를 통해 커패시터(C1)에 연결된 노드에 그리고 클럭 신호(CLKr)에 의해 제어되는 스위치를 통해 양의 신호 입력(VIP)에 연결된다. 비교기(406)에 대한 음의 입력은 또한 클럭 신호(CLKf)에 의해 제어되는 스위치를 통해 커패시터(C4)에 연결된 노드에 그리고 클럭 신호(CLKr)에 의해 제어되는 스위치를 통해 음의 신호 입력(VIM)에 연결된다. 커패시터(C1)의 다른 단자는 노드(X)에 연결되고, 커패시터(C4)의 다른 단자는 노드(Y)에 연결된다. 공통 모드 전압(Vcm)은 또한 클럭 신호(CLKr-hv)에 의해 제어되는 스위치를 통해 노드(X) 및 노드(Y)에 연결된다. 음의 신호 입력(VIM)은 클럭 신호(CLKr-iv)에 의해 제어되는 스위치를 통해 노드(X)에 연결되고, 양의 신호 입력(VIP)는 클럭 신호(CLKr-iv)에 의해 제어되는 스위치를 통해 노드(Y)에 연결된다.
도 7의 스위칭된 커패시터 네트워크(404)의 작동은 도 8의 타이밍도에 의해 설명되고 LV(실시예 1)라고 표시된 도 6의 표에서 오른쪽에서 두 번째 칼럼에서 나타낸 바와 같이, HV 모드에서 작동할 때 0.5의 값을 갖고 LV 모드(스피커 전압(VSPK)에 대해 값을 각각 12V 및 4V로 가정)에서 작동할 때 1.0의 값을 갖는 스위칭된 커패시터 네트워크(404)의 아날로그 게인(KANA)이 달성된다. 유리하게는, 각각의 아날로그 게인(KANA) 값을 0.5 및 1.0으로 제어하면 도 6의 표에서 나타낸 바와 같이, 두 작동 모드에 대한 결합 게인(KTOTAL) 10이 유지된다. 즉, 일반적으로, 아날로그 게인(KANA)은 HV 모드(제 1 모드)에서 작동하는 동안 게인값(제 1 게인값)과 LV 모드(제 2 모드)에서 작동하는 동안 다른 게인값(제 2 게인값)을 가지며, 구동기 게인(KDRV)은 제 1 모드에서 작동하는 동안 게인값(제 3 게인값)과 제 2 작동 모드에서 작동하는 동안 다른 게인값(제 4 게인값)을 갖고, 제 1 및 제 3 게인값의 곱은 제 2 및 제 4 게인값의 곱과 대략 동일하여 그 결과 유리하게는 두 모드 전체에 걸쳐 대략 고정된 결합 게인(KTOTAL)이 된다. 보다 유리하게는, 각각의 아날로그 게인(KANA) 값을 0.5 및 1.0으로 제어하면 두 모드에 대해 각각 1.2pp 및 0.8vpp의 램프 전압 스윙 범위(Vramp(fd))가 달성되고, 이는 아날로그 게인(KANA)을 조정하지 않는 종래의 방법에 비해 램프 전압 스윙 범위(Vramp(fd))의 가변에 있어서 유의미한 감소를 나타낸다. 보다 구체적으로, 도 6의 표에서 나타낸 바와 같이, 가변은 3배에서 1.5배로 유리하게 감소된다.
도 7의 실시예에서, 아날로그 게인(KANA)은 2의 거듭제곱으로 조정 가능하지만, 스피커 전압(VSPK)의 비는 2의 비제곱일 수 있으며, 이 경우 램프 전압 스윙 범위(Vramp(fd))의 기울기는 HV 및 LV 모드 사이에서 다소 다를 수 있으며, 다만, 유리하게는, 가변 아날로그 게인(KANA) 실시예의 이점을 갖지 못하는 종래의 증폭기와 관련하여 가변은 유의미하게 감소되고, 설명된 이점은 가변 아날로그 게인(KANA) 실시예에 의해 여전히 실현될 수 있다. 다른 실시예에서, 아날로그 게인(KANA)은 LV(실시예 2)로 표시된 도 6의 표에서 가장 오른쪽 칼럼에서 나타낸 바와 같이 2의 비제곱을 달성하도록 구현될 수 있다.
유리하게는, HV 및 LV 모드 모두에서 양자화기(304) 및 구동기(306)의 결합 게인을 동일하거나 이에 가깝게 유지하는 것은 양자화기의 비이상성의 악화와 설계 절충점의 노출을 방지하고 그리고 변조기(100) 루프가 상이한 스피커 전압값(VSPK)과 유사하게 독립적으로 행동하게 한다.
이제 도 9 및 도 10을 참조하면, 톱니파를 생성하는데 사용되는 램프 생성기(902)의 일부를 도시하는 종래기술의 구성도 및 램프 생성기(902)의 작동을 도시하는 타이밍도가 각각 도시된다. 램프 생성기(902)는 양과 음의 입력과 양과 음의 출력을 갖는 증폭기(904)를 포함한다. 제 1 램프 커패시터(Crampm) 및 CLKrst에 의해 제어되는 제 1 스위치는 증폭기(904)의 양의 입력 및 음의 출력 사이에 병렬로 연결된다; 추가적으로, 제 2 램프 커패시터(Crampp) 및 CLKrst에 의해 제어되는 제 2 스위치는 양자화기(904)의 음의 입력 및 양의 출력 사이에 병렬로 연결된다. 스위치가 개방되면(예컨데, CLKrst는 어써션 해제됨(deasserted)), (전류원에 의해 생성된)두 개의 푸시-풀 기준 전류(Iref)는 램프 커패시터(Crampm)를 통과하여 증폭기(904)의 각각의 음과 양의 출력에서 음의 기울어진 램프 전압(Vrampm) 및 양의 기울어진 램프 전압(Vrampp)을 각각 생성한다. 기준 전류(Iref)는 기준 전압(Vref) 및 기준 저항(Rref)의 몫이다. CLKrst 의 어써션은 램프 커패시터(Crampm 및 Crampp)에 저장된 에너지를 소멸시켜 다음 램프 사이클에 앞서 램프 전압(Vrampp)을 공통 모드 전압(Vcm)으로 재설정하여, 그 결과, 도 10에서 도시하는 바와 같이, 한 쌍의 상보적인 극성 톱니파가 발생된다. 발생된 톱니파는 양의 램프 전압(Vrampp) 및 음의 램프 전압(Vrampm) 사이의 차이로 생성된다. 램프 전압 스윙 범위(Vramp(fd))는 Vrampp의 최대값 및 Vrampm의 최소값 사이의 차로 표시되며, 이는 또한 톱니파의 최대값 및 공통 모드 전압(Vcm) 사이의 차로 표시된다.
톱니파를 공통 모드 전압(Vcm)으로 재설정하는 도 9 및 도 10의 종래 기술의 램프 생성기(902)의 단점은 램프 커패시터(Crampm 및 Crampp)를 방전하는데 필요한 상대적으로 넓은 재설정 시간이 각 사이클에서 필요하다는 것이며, 이는 램프 생성기(902)를 사용하는 PWM 변조기와 관련된 변조지수(MI)를 감소시킬 수 있다. 또 다른 단점은 상대적으로 높은 전압 스윙값에 도달하기 위해 램프 전압이 필요하나는 것이다. 유리하게는, 이러한 단점들을 해결하는 개선된 램프 생성기의 실시예가 하기에 설명된다.
이제 도 11을 참조하면, PWM 변조기(예컨데, 도 3의 변조기(100))의 양자화기(예컨데, 도 3의 양자화기(304))에 사용하기 위한 삼각파를 생성하는 초핑 기술을 사용하는 램프 생성기(402)(예컨데, 도 4의 램프 생성기(402))의 일부를 도시하는 구성도가 도시된다. 램프 생성기(402)는 양과 음의 입력과 양과 음의 출력을 갖는 증폭기(1104)를 포함한다. 램프 커패시터(Crampm)는 증폭기(1104)의 양의 입력 및 음의 출력 사이에 연결되고 램프 커패시터(Crampp)는 증폭기(1104)의 음의 입력 및 양의 출력 사이에 연결된다.
램프 생성기(402)는 초핑 블럭(1106) 또는 초핑 스위치(1106)를 포함하고, 이의 제 1 및 제 2 출력은 증폭기(1104)의 양과 음의 입력에 각각 연결된다. 초핑 스위치(1106)에 대한 두 개의 입력은 연결되어 각각의 양의 기준 전류(Irefp) 및 음의 기준 전류(Irefm)를 수신한다. 양의 기준 전류(Irefp)는 양의 기준 전압(Vrefp) 및 기준 저항(Rref)의 몫이고, 음의 기준 전류(Irefm)는 음의 기준 전압(Vrefm) 및 기준 저항(Rref)의 몫이다. 초핑 스위치(1106)는 동적으로 제어될 수 있어서 패스-쓰루 구성 또는 교차 구성에서 작동하는 크로스바 스위치로서 작동한다. 패스-쓰루 구성에서, 초핑 스위치(1106)는 양의 기준 전류(Irefp)를 증폭기(1104)의 양의 입력에 그리고 음의 기준 전류(Irefm)를 증폭기(1104)의 음의 입력에 접속시킨다. 교차 구성에서, 초핑 스위치(1106)는 양의 기준 전류(Irefp)를 증폭기(1104)의 음의 입력에 그리고 음의 기준 전류(Irefm)를 증폭기(1104)의 양의 입력에 접속시킨다. 하기에서 보다 상세하게 설명하는 바와 같이, 초핑 스위치(1106)의 구성에 따라, 기준 전류(Irefp 및 Irefm)를 램프 커패시터(Crampp 및 Crampm)를 통해 선택적으로 푸시-풀하여 증폭기(1104)의 각각의 음과 양의 출력에서 각각의 음과 및 양의 램프 전압((Vrampm 및 Vrampp)을 생성한다.
공통 모드 전압(Vcm)은 클럭 신호(CLKrst)에 의해 제어되는 스위치를 통해 선택적으로 증폭기(1104)의 양과 음의 입력에 연결된다. 음의 램프 전압(Vrampm)을 유지하는 노드는 클럭 신호(CLKrst_fall)에 의해 제어되는 스위치를 통해 선택적으로 음의 기준 전압(Vrefm)에 연결되고 클럭 신호(CLKrst_rise)에 의해 제어되는 스위치를 통해 선택적으로 양의 기준 전압(Vrefp)에 연결된다. 양의 램프 전압(Vrampp)을 유지하는 노드는 클럭 신호(CLKrst_rise)에 의해 제어되는 스위치를 통해 선택적으로 음의 기준 전압(Vrefm)에 연결되고 클럭 신호(CLKrst_fall)에 의해 제어되는 스위치를 통해 선택적으로 양의 기준 전압(Vrefp)에 연결된다.
램프 생성기(402)는 또한 탈초핑 블럭(1108), 또는 탈초핑 스위치(1108)를 포함하며, 이의 제 1 및 제 2 입력은 증폭기의 음과 양의 출력에 각각 접속된다. 탈초핑 스위치(1108)의 두 출력은 예컨데 스피커 구동기(예컨데 도 3의 스피커 구동기(306))에 제공하기 위한 PWM 신호 생성에 사용하기 위해 양자화기의 다른 부분에(예컨데, 도 3의 양자화기(304)의 도 4의 비교기(406)에 제공하기 위한 스위칭된 커패시터 네트워크에) 제공될 수 있는 각각의 음의 출력 전압(Voutm) 및 양의 출력 전압(Voutp)을 유지하는 노드에 접속된다. 탈초핑 스위치(1108)는 초핑 스위치(1106)와 유사하게 동적으로 제어될 수 있어서 패스-쓰루 구성 또는 교차 구성에서 작동하는 크로스바 스위치로서 작동한다. 패스-쓰루 구성에서, 탈초핑 스위치(1108)는 음의 램프 전압(Vrampm)을 음의 출력 전압(Voutm) 노드에 그리고 양의 램프 전압(Vrampp)을 양의 출력 전압(Voutp) 노드에 연결시킨다. 교차 구성에서, 탈초핑 스위치(1108)는 음의 램프 전압(Vrampm)을 양의 출력 전압(Voutp) 노드에 그리고 양의 램프 전압(Vrampp)을 양의 출력 전압(Voutp)노드에 연결시킨다.
이제 도 12를 참조하면, 도 11의 램프 생성기(402)의 작동을 도시하는 타이밍도가 도시된다. 제 1 샘플링 주기 초기에, CLKrst는 효력이 발휘되어 스위치를 폐쇄하여 증폭기(1104)의 입력에 공통 모드 전압(Vcm)을 인가한다. 또한, CLKrst-fail은 효력이 발휘되어 음의 램프 전압(Vramp)을 유지하는 노드에 음의 기준 전압(Vrefm)을 인가하고 양의 램프 전압(Vrampp)을 유지하는 노드에 양의 기준 전압(Vrefp)을 인가한다. 또한, 초핑 스위치(1106)는 제어되어 양의 기준 전류(Irefm)를 증폭기(1104)의 음의 입력에 접속시키고 음의 기준 전류(Irefm)를 증폭기(1104)의 양의 입력에 접속시키는 교차 구성에 있게 한다. 초핑 스위치(1106)는 샘플링 주기 동안 교차 구성으로 유지되어 램프 커패시터(Crampm) 양단의 전압이 증가하여, 도시된 바와 같이, 음의 램프 전압(Vramp)을 음의 피크(대략 Vcm 빼기 Vrefm)에서 양의 피크(대략 Vcm 더하기 Vrefp)까지 증가시키고 램프 커패시터(Crampp) 양단의 전압이 감소하여 양의 램프 전압(Vrampp)을 양의 피크(대략 Vcm 더하기 Vrefp)에서 음의 피크(대략 Vcm 빼기 Vrefm)까지 감소시킨다. 그 결과, 양으로 기울어진 램프 전압(Vramp)(도 12에서 비차동 전압 Vrampm 빼기 Vrampp로 도시됨)은 Vramp(fd)라고 하는 양의 기준 전압(Vrefp)에서 음의 기준 전압(Vrefm)을 뺀 대략적인 차의 스윙을 가지며, 이는, 도시된 바와 같이, 삼각파가 되는 제 1 기간이다. 또한 제 1 샘플링 주기 동안, 탈초핑 스위치(1108)는 제어되어 음의 출력 램프 전압(Voutm)으로 음의 램프 전압(Vrampm)이 제공되고 양의 출력 전압(Voutp)으로 양의 램프 전압(Vrampp)이 제공되게 한다. 패스-쓰루 구성에서 탈초핑 스위치(1108)의 작동은 스윙(Vramp(fd))의 양으로 기울어진 램프 전압(Vramp)이 통과되어 출력 전압(VOUT)으로 제공되게 하고, 이는 도시된 바와 같이, 톱니파가 되는 제 1 기간이다.
다음의 설명에서 이해되는 바와 같이, 램프 전압(Vramp)은 다음 샘플링 주기 동안 Vramp(fd)의 스윙을 또한 갖는 음으로 기울어진 램프이며, 이는 극성 반전되어 출력 전압(VOUT)의 톱니파의 또 다른 양으로 기울어진 램프를 형성할 것이다. 도시된 바와 같이, 이러한 패턴은 후속 샘플링 주기 쌍에 대해 반복되고 그 결과 삼각파 램프 전압(Vramp)을 발생시키며, 이는 탈초핑 스위치(1108)에 의해 교번 주기(예컨데, 삼각파 램프 전압이 음으로 기울어지는 주기)에서 극성 교환되어 출력 전압(VOUT) 상에 톱니파를 형성한다. 결과적으로, 아래에서 보다 상세하게 설명되는 바와 같이, 램프 생성기(402)는 램프 커패시터의 보다 작은 스윙 및 재설정 시간에 의해 인지되는 이점을 유리하게 향유한다.
다음(제 2) 샘플링 주기에서, CLKrst는 다시 효력이 발휘되어 증폭기(1104)의 입력으로 공통 모드 전압(Vcm)을 인가한다. 또한, CLKrst 상승은 효력이 발휘되어 음의 램프 전압(Vrampm)을 유지하는 노드에 양의 기준 전압(Vrefp)을 인가하고 양의 램프 전압(Vrampp)을 유지하는 노드로 음의 기준 전압(Vrefm)을 인가한다. 이러한 작동 방식은 피크에서의 각 램프 전압의 런 업/다운 동안 관련 기준 전압에 이르지 못하는 경우 각 램프 전압을 관련 기준 전압으로 재설정하는 이점을 가지며, 이는 관련 기준 전압에서 떨어져 나가는 것을 방지하는데 도움이 될 수 있다. 또한, 초핑 스위치(1106)는 패스-쓰루 구성에 있도록 제어되어 양의 기준 전류(Irefp)를 증폭기(1104)의 양의 입력에 접속시키고 음의 기준 전류(Irefm)를 증폭기(1104)의 음의 입력에 접속시킨다. 초핑 스위치(1106)는 제 2 샘플링 주기 동안 패스-쓰루 구성으로 유지되어 램프 커패시터(Crampm) 양단의 전압이 감소하여, 도시된 바와 같이, 음의 램프 전압(Vrampm)을 양의 피크에서 음의 피크까지 감소시키고 램프 커패시터(Crampp) 양단의 전압이 증가하여 양의 램프 전압(Vrampp)을 음의 피크에서 양의 피크까지 증가시킨다. 또한 제 2 샘플링 주기 동안, 탈초핑 스위치(1108)는 교차 구성에 있도록 제어되어 음의 램프 전압(Vrampm)이 양의 출력 전압(Voutp)으로 제공되고 양의 램프 전압(Vrampp)이 음의 출력 전압(Voutm)으로 제공되게 한다. 도 12에서 도시된 바와 같이, 음으로 기울어진 램프 전압(Vramp)은 대략 Vramp(fd)의 스윙을 갖는 삼각파의 제 2 주기로서 탈초핑 스위치(1108)에 제공된다. 또한, 교차 구성에의 동작하는 동안, 탈초핑 스위치(1108)는 수신된 음으로 기울어진 램프 전압(Vramp)을 극성 반전시켜 이의 극성 반전된 형태를 톱니파의 제 2 주기로서 출력 전압(VOUT) 상에서 대략 Vramp(fd)의 스윙을 갖는 양으로 기울어진 램프로서 제공한다.
다음(제 3) 샘플링 주기에서, 제 1 샘플링 주기에서와 같이, CLKrst는 다시 효력이 발휘되어 증폭기(1104)의 입력에 공통 모드 전압(Vcm)을 인가하고, CLKrst-fail은 효력이 발휘되어 음의 램프 전압(Vrampm)을 유지하는 노드에 음의 기준 전압(Vrefm)을 인가하고 그리고 양의 램프 전압(Vrampp)을 유지하는 노드에 양의 기준 전압(Vrefp)을 인가하며 (유리하게는 각 램프 전압을 재설정하여 기준 값에서 떨어지는 나가는 것을 방지), 초핑 스위치(1106)는 교차 구성에 있도록 제어되어 음의 기준 전류(Irefm)를 증폭기(1104)의 양의 입력에 접속시키고 양의 기준 전류(Irefp)를 증폭기(1104)의 음의 입력에 접속시킨다. 이는, 도시한 바와 같이, 제 3 샘플링 주기 동안 유지되어 음의 램프 전압(Vrampm)을 음의 피크에서 양의 피크까지 증가시키고 양의 램프 전압(Vrampp)을 양의 피크에서 음의 피크까지 감소시킨다. 또한 제 3 샘플링 주기 동안, 탈초핑 스위치(1108)는 패스-쓰루 구성에 있도록 제어되어 양의 램프 전압(Vrampp)을 양의 출력 전압(Voutp)으로 제공하고 음의 램프 전압(Vrampm)을 음의 출력 전압(Voutm)으로 제공한다. 도 12에서 도시된 바와 같이, 삼각파의 제 3 주기의 양으로 기울어진 램프 전압(Vramp)은 탈초핑 스위치(1108)로 제공되고 통과하여 출력 전압(VOUT) 상에서 대략 Vramp(fd)의 스윙을 갖는 양으로 기울어진 램프를 톱니파의 제 3 주기로 제공한다.
도 12와 관련하여 설명된 파형을 달성하기 위한 도 11의 램프 생성기(402)의 다양한 스위치의 작동이 도 13의 타이밍도에 도시되어 있다.
톱니파를 생성하기 위해 램프 생성기(402) 내부에 채용된, 삼각파를 전환하는 초핑 기술의 사용 이점이 이제 설명될 수 있다. 첫째, PWM 변조기는 연속 전압 도메인 정보를 시간 도메인 정보로 전환하는 것을 목적으로 하며 이때 시간 도메인은 주기(T)를 갖는다. 도 9의 종래의 램프 생성기(902)에서의 큰 재설정 시간(즉, 커패시터를 공통 모드 전압으로 재설정하는데 필요한 시간)은 예를 들어, 동적 범위의 손실을 초래할 수 있는 주기(T)의 사용 가능한 부분을 감소시킨다. 충분한 펄스 에너지를 제공하기 위해 듀티 사이클의 증가가 필요한 저전압 모드에서, 예를 들어, 큰 재설정 시간은 듀티 사이클을 증가시키는 성능에 불리한 영향을 미칠 수 있기 때문에 이는 특히 작동을 악화시킬 수 있다. 유리하게는, 재설정 시간을 감소시키는 실시예가 설명되었다. 도 11 및 도 12의 실시예에서, 램프 극성은 각 주기가 끝날 때에 플립핑되거나, 또는 반전되기 때문에, 램프 커패시터의 갑작스런 방전은 발생하지 않으며 큰 재설정 시간도 필요치 않다. 감소된 커패시터 재설정 시간은 종래의 접근법에 의한 주기의 상실된 부분은 회복하고 따라서 PWM 변조기(100)의 동적 범위를 향상시킬 수 있다. 둘째, 램프 커패시터의 사전 충전으로 인해, 도 12에서 관찰될 수 있는 바와 같이, 램프의 전압 스윙은 최대 전압 스윙의 대략 절반으로 감소한다. 이러한 전압 스윙 감소는 특히 저전압 설계에서 전력을 절약할 수 있다. 마지막으로, 도 12에서 관찰될 수 있는 바와 같이, 스윙(Vramp(fd))(Vrefp 빼기 Vrefm)의 톱니파가 도 10의 톱니파와 유사하게, 램프 생성기(402)의 출력 전압(VOUT) 상에 제공되고, 이는 램프 생성기(402)가 내부적으로 생성된 삼각파로부터 톱니파를 생성하는 방식의 결과로 감소된 커패시터 재설정 시간과 스윙값의 추가된 이점을 갖는 다양한 시스템 요소(예컨데, 비교기(406) 또는 스위치 커패시터 네트워크(404))의 재사용을 유리하게 가능하게 한다.
대안적인 실시예에서, 탈초핑 스위치(1108)는 삼각파의 극성 전환된 형태가 아닌 신호 입력(VIN)의 극성 전환된 형태를 교번 샘플링 주기 상에서 비교기(406)에 제공하며, 이는 유사한 결과를 효과적으로 달성할 수 있다.
이제 도 14를 참조하면, 양자화기(예컨데, 도 3의 양자화기(304))의 게인을 교정하기 위한 시스템을 도시하는 구성도가 도시된다. 시스템은 (예컨데 도 4의)램프 생성기(402), 스위칭된 커패시터 네트워크(404) 및 비교기(406)를 포함한다. 시스템은 또한 D 플립-플롭(1407) 및 기준 전압(Vrefp 및 Vrefm)을 램프 생성기(402)에 제공하는 전압 기준 생성기(1405)를 포함한다. 램프 생성기(402)는 또한 입력 신호(VIP 및 VIM)를 수신하는 스위칭된 커패시터 네트워크(404)에 램프 전압(Vrampp 및 Vrampm)을 제공한다. 비교기(406)는 데이터 입력으로 D 플립-플롭(1407)에 제공되는 값(Dp)을 출력한다. D 플립-플롭(1407)의 출력은 값(Dcal)이다. D 플립-플롭은 교정 클럭(CLKcal)에 의해 클럭킹된다.
이제 도 15a 내지 도 15e를 참조하면, 도 14의 양자화기(304)의 게인 교정 양태를 도시하는 타이밍도가 도시된다. 프로세스, 전압 및 온도 변화는 램프 생성기(402)에 의해 생성된 램프의 특성과 같은 양자화기(304)의 작동 특성을 변경할 수 있다. 예를 들어, 기준 저항(Rref) 및 램프 정전용량(Cramp)의 특성 변화로 인해 변경될 수 있다. 시간(Vramp(t))의 함수로서 램프 전압은 수학식 (6)에서 나타낸 바와 같이, 기준 전압(Vref) 및 기준 저항(Rref)과 램프 정전용량(Cramp)의 곱의 비에 비례한다. 게인 교정은 시간 도메인에서 게인 오차를 잡아내고 게인 오차를 수정하기 위해 실행된다.
교정 동안, 공통 모드 전압(Vcm)은 신호 입력에 접속되고, 비교기(406)는 램프 전압(Vramp)을 공통 모드 전압(Vcm)과 비교한다. 도 15a에서 도시하는 바와 같이, 교정 기준 클럭(CLKcal)은 D 플립-플롭(1407)이 비교기(406) 출력(Dp)을 래치하도록 한다.
이상적인 램프 전압(Vramp)의 경우, 교차가 램프의 중간 지점에서 발생한다. 램프 기울기가 정상 보다 높을 경우(즉, 더 높은 게인), 트림 비트는 단계적으로 변경되어, 도 15b에서 도시한 바와 같이, Dcal의 극성이 플립핑할 때까지 램프 전압(Vramp)의 기울기를 감소시킨다. 반대로, 램프 기울기가 정상보다 낮은 경우(즉, 더 낮은 게인), 트림 비트는 단계적으로 변경되어 도 15c에서 도시된 바와 같이, Dcal의 극성이 플립핑할 때가지 램프 전압(Vramp)의 기울기를 증가시킨다.
양자화기(304)에는 다양한 비이상성이 존재할 수 있다. 예를 들어, 비교기(406)는 게인 교정에 오차항을 생성하는 오프셋을 가질 수 있다. 게인 교정 프로세스는 오직 교차지점만 찾을 뿐 램프 전압(Vmmp)의 기울기가 올바른 경우에도 오프셋을 게인 오차로 인식한다. 교차하는 중간 램프를 만들기 위해 조정하게 되면, 도 15d에서 도시된 오프셋 전압(Vos)과 같이, 원하지 않는 게인 오차가 생성된다.
또 다른 예를 들어, 도 15e에서 도시하는 바와 같이, 비교기(406)는 시간 지연(Td)을 가지며, 이는 게인 교정에 오차항을 생성한다. 게인 교정 프로세스는 램프 전압(Vramp)의 기울기가 올바른 경우에도 시간 지연(Td)을 게인 오차로 인식한다. 보다 구체적으로, 지연 오차(Td)는 전압 도메인 오차와 같이 처리된다. 지연 오차(Td)를 상쇄하기 위해 조정하게 되면 도시된 램프 전압의 기울기에서 원하지 않는 오차가 생성된다.
유리하게는, 비교기 오프셋(Vos) 및 비교기 지연(Td)을 제거하여 게인 오차항을 생성하지 않는 개선된 교정 프로세스의 실시예가 설명되고, 이는 양자화기(304)의 게인, 예컨데 램프 게인/기울기를 유리하게는 보다 정확하게 교정할 수 있다.
이제 도 16을 참조하면, 양자화기(예컨데, 도 3의 양자화기(304))의 게인을 교정하기 위한 개선된 시스템을 도시하는 구성도가 도시된다. 시스템은 여러 면에서 도 14의 시스템과 유사하다. 다만, 도 16의 시스템은 램프 생성기(420)의 출력 및 스위칭된 커패시터 네트워크(404)의 입력 사이에 연결된 초핑 스위치(1605)를 포함한다. 추가적으로, 도 16의 시스템에서, 기준 전압(Vrefp 및 Vrefm)은 램프 생성기(420)를 통과해 초핑 스위치(1605)로 전달되어 양자화기(304)의 오프셋 교정 프로세스 동안 램프 전압이 생성되지 않도록 한다. 즉, 램프 생성기(402)는 기준 전압(Verfp 및 Verfm)에 투명하다. 초핑 스위치(1605)는 패스-쓰루 구성에서 작동될 수 있어서 양의 전압 기준(Vrefp)을 스위칭된 커패시터 네트워크(404)의 양의 램프 전압 입력(Vrampp)에 접속시키고 음의 전압 기준(Vrefm)을 음의 램프 전압(Vrampm) 입력에 접속시킨다. 대안적으로, 초핑 스위치(1605)는 교차 구성에서 작동될 수 있어서 양의 전압 기준(Vrefp)을 스위칭된 커패시터 네트워크(404)의 음의 램프 전압(Vrampm) 입력에 접속시키고 음의 전압 기준(Vrefm)을 양의 램프 전압(Vrampp) 입력에 접속시킨다. 초핑 스위치(1605)는 도 13과 관련하여 설명한 바와 같이 램프 생성기(402) 내에서 클럭 신호(CLKr ramp 및 CLKf ramp)의 정상 작동에 따라 이들 신호에 의해 제어된다. 따라서, 초핑 스위치(1605)의 작동에 의해, 스위칭된 커패시터 네트워크(404)에 대한 램프 전압 입력은 초핑된 형태의 기준 전압(Vrefp 및 Vrefm)이다.
교정 동안, 공통 모드 전압(Vcm)은 신호 입력에 접속된다. 초기에, 기준 전압(Vrefp 및 Vrefm)의 정상 값보다 높은 값이 램프 생성기(402)를 통해 초핑 스위치(1605)에 제공되고 비교기(406) 출력(Dp)의 두 개의 연속된 값이 같아질 때까지 시간이 지남에 따라 축소되며, 이때, 도 17a의 타이밍도에서 도시하는 바와 같이, 비교기(406) 오프셋(Vos)이 측정된다.
이제 도 17b를 참조하면, 비교기(406)의 시간 지연(Td) 측정을 도시하는 타이밍도가 도시된다. 시스템 설정은 오프셋(Vos) 측정의 설정과 유사하다. 다만, 기준 전압(Vrefp 및 Vrefm)의 가장 작은 값이 제공되고 측정 프로세스 동안 고정된 상태로 유지된다. 비교기(406)의 출력(Dp)은 비교기(406) 지연(Td)에 의해 CLKr ramp로부터 왜곡된다. 상승 에지가 트리밍 가능한 교정 클럭(CLKcal)은 비교기(406) 출력(Dp) 시간을 재측정한다. 교정 클럭(CLKcal)의 상승 에지는 CLKr ramp의 상승 에지에서 시작하여 증가된다. Dcal의 극성이 플립될 때, 도 17b에서 도시하는 바와 같이 지연(Td)이 측정된다.
이제 도 17c를 참조하면, 양자화기(304)의 게인 교정을 도시하는 타이밍도가 된다. 우선, 도 17a와 관련하여 설명된 프로세스에 따라 측정된 비교기(406)의 오프셋 전압(Vos)이 기준 전압(Vref 및 Vrefm)에 인가되어 이를 위 또는 아래로 코드 시프팅한다. 추가적으로, 도 17b와 관련하여 설명된 프로세스에 따라 측정된 비교기(406)의 시간 지연(Td)이 조정 클럭(CLKcal)에 적용되어 교정 클럭(CLKcal)의 에지를 지연시켜 비교기(406) 지연(Td)의 효과를 상쇄한다. 그런 후에, 오프셋(Vos) 및 지연(Td)이 조정되었을 때, 양자화기(304)의 게인 오차(예컨데, 램프 기울기)가 교정된다.
비교기의 오프셋 및 시간 지연에 더하여, 별도로 측정 및 조정될 수 있는 양자화기(304)의 다른 비이상적 특성은 램프 전압을 생성하기 위해 램프 생성기에 의해 사용되는 RC 시상수; 양자화기의 전류원에서 사용되는 밴드갭; 양자화기의 게인을 제어하는 레지스터, 커패시터 및/또는 트랜지스터 크기 비; 양자화기의 클럭 속도; 및 다양한 회로 기생성분을 포함할 수 있다. 이러한 양자화기(304)의 다른 비이상적 특성은 비교기(406) 오프셋(Vos) 및 시간 지연(Td)에 더하여, 이를 대신하여 그리고/또는 이와 조합하여 측정될 수 있으며 양자화기(304)의 게인 오차가 교정되는 동안 조정될 수 있다.
이제 도 18을 참조하면, 양자화기를 교정하는 방법을 도시하는 순서도가 도시된다. 작동은 블럭(1802)에서 시작된다.
블럭(1802)에서, 제 1 비이상성이 측정된다(예컨데, 도 17a에 따른 비교기 오프셋(Vos)). 작동은 블럭(1804)으로 진행한다.
블럭(1804)에서, 제 2 비이상성이 측정된다(도 17b에 따른 비교기 지연(Td)). 작동은 블럭(1806)으로 진행한다.
블럭(1806)에서, 추가적인 비이상성이 측정될 수 있다(예컨데, RC 시상수, 전류원 밴드갭, 레지스터/커패시터/트랜지스터 크기 비, 클럭 속도). 작동은 블럭(1808)로 진행한다.
블럭(1808)에서, 양자화기(304)는 블럭(1802 내지 1806)을 통해 측정된 비이상성의 값을 사용하여 조정된다. 작동은 블럭(1812)으로 진행한다.
블럭(1812)에서, 양자화기(304)가 비이상성 측정값을 사용하여 조정되는 동안 양자화기(304)의 게인이 교정된다.
특히 본 발명의 이점을 갖는 당업자는, 특히 도면과 관련하여 여기에 설명된 다양한 작동이 다른 회로 또는 하드웨어 구성요소에 의해 구현될 수 있다는 것을 이해하여야 한다. 주어진 방법의 각 작동이 수행되는 순서는 달리 명시하지 않는 한, 변경될 수 있으며, 여기에 예시된 시스템의 다양한 요소는 부가, 재정렬, 조합, 생략, 수정 등이 될 수 있다. 본 발명은 이러한 수정 및 변경 모두를 포함하는 것으로 의도되며, 따라서, 상기 설명은 제한적인 의미가 아니라 예시적인 의미로 간주되어야 한다.
유사하게, 본 발명이 특정 실시예를 언급하고 있지만, 본 발명의 범주 및 범위 내에서 이러한 실시예에 대해 특정 및 변경이 이루어질 수 있다. 더욱이, 특정 실시예와 관련하여 여기에 설명된 이점, 장점 또는 문제에 대한 해결책이 중요하고, 요구되는 또는 필수적인 특징 또는 요소로 해석되도록 의도하지 않는다.
마찬가지로, 본 발명의 이점을 갖는 추가적인 실시예는 당업자에게 명백할 것이며, 이러한 실시예는 여기에 포함되는 것으로 간주하여야 한다. 여기에 인용된 모든 예시 및 조건부 언어는 기술을 발전시키는 데 발명자가 기여한 발명 및 개념을 독자가 이해하는데 도움이 되고자 하는 교육학적 목적으로 의도되고 이렇게 구체적으로 인용된 예시 및 조건에 제한되지 않는 것으로 해석된다.
본 발명은 당업자가 이해할 수 있는 본 원의 예시적인 실시예에 대한 모든 변화, 대체, 변형, 변경 및 수정을 포함한다. 유사하게, 적절한 경우, 첨부된 청구범위는 당업자가 이해할 수 있는 본 원의 예시적인 실시예에 대한 모든 변화, 대체, 변형, 변경 수정을 포함한다. 더욱이, 첨부된 청구 범위에서 특정 기능을 수행하도록 적용되고, 배열되거나, 그 기능을 수행할 수 있고, 수행하도록 구성되며, 수행 가능하거나, 그 기능을 수행하도록 작동 가능하거나 또는 작동하는 장치 또는 시스템 또는 장치 및 시스템의 구성요소에 대한 참조는 장치, 시스템 또는 구성요소가 그렇게 적용되고 배열되거나, 그렇게 수행할 수 있고, 구성되며, 가능하거나, 작동 가능하거나 작동하는 한, 해당 장치, 시스템 또는 구성요소 또는 해당 특정 기능의 기능의 활성화, 켜짐 또는 잠금여부에 상관없이 이를 포함한다.
Claims (43)
- 삼각파를 생성하는 삼각파 생성기;
신호 입력에 대응하여 신호 출력을 생성하는 비교기, 여기서 PWM 변조기의 출력은 상기 비교기의 상기 신호 출력에 대응하고;
상기 삼각파 생성기와 상기 비교기 사이에 연결되는 극성 반전 회로:를 포함하고; 그리고
상기 극성 반전 회로는,
상기 삼각파가 제 1 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 상기 삼각파를 제공하고 상기 삼각파가 상기 제 1 기울기 극성에 반대되는 제 2 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 극성 반전된 형태의 상기 삼각파를 제공하는 방식; 그리고
상기 삼각파가 상기 제 1 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 상기 신호 입력을 제공하고 상기 삼각파가 상기 제 2 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 극성 반전된 형태의 상기 신호 입력을 제공하는 방식: 중 하나로 구성되는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조(PWM) 변조기의 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 삼각파 생성기는 주기를 갖는 상기 삼각파를 생성하고; 그리고
상기 극성 반전 회로는 상기 주기의 각 절반 동안 상기 비교기에 상기 삼각파/신호 입력 및 상기 극성 반전된 형태의 상기 삼각파/신호 입력을 제공하는 것을 특징으로 하는 장치. - 제 2 항에 있어서,
상기 삼각파 주기는 상기 PWM 변조기에 의해 생성된 PWM 신호 주기의 두 배에 해당하는 것을 특징으로 하는 장치. - 제 2 항에 있어서,
상기 삼각파 생성기는 상기 삼각파의 교번 주기에서 연산 증폭기의 각각의 반대 극성 입력에 각각의 반대 극성 기준 전류원을 선택적으로 연결시키는 초핑 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치. - 제 4 항에 있어서,
상기 삼각파 생성기는 상기 삼각파의 주기의 시작 및 중간 지점에서 상기 연산 증폭기의 상기 입력을 공통 모드 전압으로 재설정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치. - 제 2 항에 있어서,
상기 삼각파는 양과 음의 부분을 갖는 차동 전압을 포함하고; 그리고
상기 삼각파 생성기는 상기 삼각파의 교번 주기에서 상기 차동 전압의 상기 양과 음의 부분을 각각의 양과 음의 기준 전압으로 재설정 하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치. - 제 1 항에 있어서,
상기 극성 반전 회로는 탈초핑 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치. - 삼각파를 생성하는 삼각파 생성기, 신호 입력에 대응하여 신호 출력을 생성하는 비교기, 여기서 PWM 변조기의 출력은 상기 비교기 신호 출력에 대응하고, 그리고 상기 삼각파 생성기 및 상기 비교기 사이에 연결된 극성 반전 회로를 포함하는 펄스 폭 변조(PWM) 변조기에서:
상기 극성 반전 회로에 의해
상기 삼각파가 제 1 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 상기 삼각파를 제공하고 상기 삼각파가 상기 제 1 기울기 극성에 반대되는 제 2 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 극성 반전된 상기 삼각파를 제공하는 동작; 및
상기 삼각파가 상기 제 1 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 상기 신호 입력을 제공하고 상기 삼각파가 상기 제 2 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 극성 반전된 형태의 상기 신호 입력을 제공하는 동작: 중 어느 하나를 실행하는 단계:를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 8 항에 있어서,
상기 삼각파 생성기에 의해, 주기를 갖는 상기 삼각파를 생성하는 단계; 및
상기 극성 반전 회로에 의해, 상기 주기의 각 절반 동안 상기 비교기에 상기 삼각파/신호 입력 및 상기 극성 반전된 형태의 상기 삼각파/신호 입력을 제공하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 9 항에 있어서,
상기 삼각파 주기는 상기 PWM 변조기에 의해 생성된 PWM 신호 주기의 두 배에 해당하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 9 항에 있어서,
상기 삼각파 생성기는 초핑 스위치를 포함하고; 그리고
상기 초핑 스위치에 의해, 상기 삼각파의 교번 주기에서 연산 증폭기의 각각의 반대 극성 입력에 각각의 반대 극성 기준 전류원을 선택적으로 연결시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 11 항에 있어서,
상기 삼각파 생성기에 의해, 상기 삼각파 주기의 시작 및 중간 지점에서 상기 연산 증폭기의 상기 입력을 공통 모드 전압으로 재설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 9 항에 있어서,
상기 삼각파는 양과 음의 부분을 갖는 차동 전압을 포함하고; 그리고
상기 삼각파 생성기에 의해, 상기 삼각파의 교번 주기에서 상기 삼각파 차동 전압의 상기 양과 음의 부분을 각각의 양과 음의 기준 전압으로 재설정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 8 항에 있어서,
상기 극성 반전 회로는 탈초핑 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 삼각파를 생성하는 삼각파 생성기, 신호 입력에 대응하여 신호 출력을 생성하는 비교기, 여기서 PWM 변조기의 출력은 상기 비교기 신호 출력에 대응하고, 그리고 상기 삼각파 생성기 및 상기 비교기 사이에 연결되는 극성 반전 회로를 포함하는 펄스 폭 변조(PWM) 변조기를
상기 극성 반전 회로에 의해
상기 삼각파가 제 1 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 상기 삼각파를 제공하고 상기 삼각파가 상기 제 1 기울기 극성에 반대되는 제 2 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 극성 반전된 상기 삼각파를 제공하는 동작; 및
상기 삼각파가 상기 제 1 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 상기 신호 입력을 제공하고 상기 삼각파가 상기 제 2 기울기 극성을 가질 때 상기 비교기에 극성 반전된 형태의 상기 신호 입력을 제공하는 동작: 중 어느 하나를 실행하는 단계:를 포함하는 작동을 실행하도록 유발하거나 구성할 수 있게 하는 명령어가 저장된 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체. - 제 15 항에 있어서,
상기 삼각파 생성기에 의해, 주기를 갖는 상기 삼각파를 생성하는 단계; 및
상기 극성 반전 회로에 의해, 상기 주기의 각 절반 동안 상기 비교기에 상기 삼각파/신호 입력 및 극성 반전된 형태의 상기 삼각파/신호 입력을 제공하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체. - 제 16 항에 있어서,
상기 삼각파 주기는 상기 PWM 변조기에 의해 생성된 PWM 신호 주기의 두 배에 해당하는 것을 특징으로 하는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체. - 제 16 항에 있어서,
상기 삼각파 생성기는 초핑 스위치를 포함하고; 그리고
상기 초핑 스위치에 의해, 상기 삼각파의 교번 주기에서 연산 증폭기의 각각의 반대 극성 입력에 각각의 반대 극성 기준 전류원을 선택적으로 연결시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체. - 제 18 항에 있어서,
상기 삼각파 생성기에 의해, 상기 삼각파 주기의 시작 및 중간 지점에서 상기 연산 증폭기의 상기 입력을 공통 모드 전압으로 재설정 하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체. - 제 16 항에 있어서,
상기 삼각파는 양과 음의 부분을 갖는 차동 전압을 포함하고; 그리고
상기 삼각파 생성기에 의해, 상기 삼각파의 교번 주기에서 상기 차동 전압의 상기 양과 음의 부분을 각각의 양과 음의 기준 전압으로 재설정 하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체. - 제 15 항에 있어서,
상기 극성 반전 회로는 탈초핑 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 비일시적 컴퓨터 판독가능 매체. - 별개의 제 1 및 제 2 PWM 구동 전압 스윙 범위를 선택적으로 수신하는 스피커 구동기;
아날로그 게인을 가지며 상기 스피커 구동기에 PWM 출력 신호를 생성하는 양자화기;를 포함하고, 여기서
상기 양자화기 및 스피커 구동기는 결합된 게인을 가지며;
상기 제 1 PWM 구동 전압 스윙 범위가 상기 스피커 구동기에 공급되는 제 1 모드에서 작동하는 동안, 상기 양자화기의 상기 아날로그 게인은 제 1 게인값이 되도록 제어되고;
상기 제 2 PWM 구동 전압 스윙 범위가 상기 스피커 구동기에 공급되는 제 2 모드에서 작동하는 동안, 상기 양자화기의 상기 아날로그 게인은 상기 제 1 게인값과 구별되는 제 2 게인값이 되도록 제어되며; 그리고
상기 양자화기의 상기 아날로그 게인의 상기 제 1 및 제 2 게인값은 상기 양자화기 및 구동기의 결합된 게인이 상기 제 1 및 제 2 모드에서 대략 동일하게 하는 것을 특징으로 하는 폐루프 펄스 폭(PWM) 변조기. - 제 22 항에 있어서,
상기 스피커 구동기는 상기 제 1 모드에서 작동하는 동안 제 3 게인값이고 상기 제 2 모드에서 작동하는 동안 제 4 게인값인 게인을 갖고; 그리고
상기 제 1 및 제 3 게인값의 곱은 상기 제 2 및 제 4 게인값의 곱과 대략 동일한 것을 특징으로 하는 폐루프 펄스 폭(PWM) 변조기. - 제 22 항에 있어서,
상기 제 1/ 제 2 게인값을 생성하여 상기 양자화기의 상기 아날로그 게인이 상기 제 1/ 제 2 게인값과 동일하도록 제어하는 스위칭된 커패시터 네트워크를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 폐루프 펄스 폭(PWM) 변조기. - 제 24 항에 있어서,
상기 스위칭된 커패시터 네트워크는 입력 신호 전압 및 램프 전압을 수신하고 이에 대응하여 상기 PWM 출력 신호를 생성하는데 사용되는 전압을 생성하며, 상기 램프 전압은 스윙 범위를 갖고; 그리고
상기 제 1 모드에서 작동하는 동안의 상기 램프 전압 스윙 범위 대 상기 제 2 모드에서 작동하는 동안의 상기 램프 전압 스윙 범위의 비는 상기 제 1 PWM 구동 전압 스윙 범위 대 상기 제 2 PWM 구동 전압 스윙 범위의 비보다 작은 것을 특징으로 하는 폐루프 펄스 폭(PWM) 변조기. - 제 24 항에 있어서,
상기 스위치 커패시터 네트워크는 상기 제 1 및 제 2 아날로그 게인값의 비가 2의 거듭 제곱이 되도록 제어 가능한 것을 특징으로 하는 폐루프 펄스 폭(PWM) 변조기. - 제 24 항에 있어서,
상기 스위치 커패시터 네트워크는 공통 모드 전압을 더 수신하고 상기 입력 신호 전압 및 상기 램프 전압에 대응하여 상기 PWM 출력 신호를 생성하는데 사용되는 상기 전압 및 상기 공통 모드 전압을 더 생성하는 것을 특징으로 하는 폐루프 펄스 폭(PWM) 변조기. - 별개의 제 1 및 제 2 PWM 구동 전압 스윙 범위를 선택적으로 수신하는 스피커 구동기 및 아날로그 게인을 가지며 상기 스피커 구동기에 PWM 출력 신호를 생성하는 양자화기를 포함하는 폐루프 펄스 폭(PWM) 변조기에서, 여기서 상기 양자화기 및 스피커 구동기는 결합된 게인을 갖고:
상기 제 1 PWM 구동 전압 스윙 범위가 상기 스피커 구동기에 공급되는 제 1 모드에서 작동하는 동안, 제 1 게인값이 되도록 상기 양자화기의 상기 아날로그 게인을 제어하는 단계;
상기 제 2 PWM 구동 전압 스윙 범위가 상기 스피커 구동기에 공급되는 제 2 모드에서 작동하는 동안, 상기 제 1 게인값과 구별되는 제 2 게인값이 되도록 상기 양자화기의 상기 아날로그 게인을 제어하는 단계를 포함하며; 그리고
상기 양자화기의 상기 아날로그 게인의 상기 제 1 및 제 2 게인값은 상기 양자화기 및 구동기의 결합된 게인이 상기 제 1 및 제 2 모드에서 대략 동일하게 하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 28 항에 있어서,
상기 스피커 구동기는 상기 제 1 모드에서 작동하는 동안 제 3 게인값이고 상기 제 2 모드에서 작동하는 동안 제 4 게인값인 게인을 갖고; 그리고
상기 제 1 및 제 3 게인값의 곱은 상기 제 2 및 제 4 게인값의 곱과 대략 동일한 것을 특징으로 하는 방법. - 제 28 항에 있어서,
상기 양자화기의 상기 아날로그 게인이 상기 제 1/ 제 2 게인값과 동일하게 하는 상기 제어 단계는 스위칭된 커패시터 네트워크가 상기 제 1 / 제 2 게인값을 생성하게 하는 작동 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 30 항에 있어서,
상기 스위칭된 커패시터 네트워크가 상기 제 1/ 제 2 게인값을 생성하게 하는 상기 작동 단계는:
상기 스위칭된 커패시터 네트워크에 의해, 입력 신호 전압 및 램프 전압을 수신하고 이에 대응하여 상기 PWM 출력 신호를 생성하는데 사용되는 전압을 생성하며, 상기 램프 전압은 스윙 범위를 갖는 단계;를 포함하고, 그리고
상기 제 1 모드에서 작동하는 동안의 상기 램프 전압 스윙 범위 대 상기 제 2 모드에서 작동하는 동안의 상기 램프 전압 스윙 범위의 비는 상기 제 1 PWM 구동 전압 스윙 범위 대 상기 제 2 PWM 구동 전압 스윙 범위의 비보다 작은 것을 특징으로 하는 방법. - 제 30 항에 있어서,
상기 스위치 커패시터 네트워크는 상기 제 1 및 제 2 아날로그 게인값의 비가 2의 거듭 제곱이 되도록 제어 가능한 것을 특징으로 하는 방법. - 제 30 항에 있어서,
상기 스위칭된 커패시터 네트워크가 상기 제 1/ 제 2 게인값을 생성하게 하는 상기 작동 단계는:
상기 스위치 커패시터 네트워크에 의해, 공통 모드 전압을 더 수신하고 상기 입력 신호 전압 및 상기 램프 전압에 대응하여 상기 PWM 출력 신호를 생성하는 데 사용되는 상기 전압 및 상기 공통 모드 전압을 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 램프 생성기 및 비교기를 포함하는 양자화기; 여기서
상기 양자화기는 게인 및 게인에 영향을 미치는 적어도 두 개의 측정 가능한 비이상적 특성을 갖고;
상기 양자화기는 측정된 제 1 및 제 2 값을 사용하여 조정 가능하여 적어도 두개의 비이상적 특성 중 각각의 제 1 및 제 2 특성을 수정하고; 그리고
상기 양자화기가 상기 측정된 제 1 및 제 2 측정값을 이용하여 조정되는 동안 상기 양자화기의 상기 게인을 교정할 수 있는 것을 특징으로 하는 펄스 폭 변조(PWM) 변조기. - 제 34 항에 있어서,
상기 적어도 두 개의 비이상적 특성은,
상기 비교기의 시간 지연;
상기 비교기의 오프셋;
상기 램프 생성기에 의해 사용되어 램프 전압을 생성하는 레지스터-커패시터(RC) 회로의 프로세스 변화 종속 시상수;
상기 양자화기의 전류원의 밴드갭;
레지스터, 커패시터 및/또는 트랜지스터 크기 비;
양자화기의 클럭 속도; 및
회로 기생성분:을 포함하는 세트로부터 유래하는 것을 특징으로 하는 PWM 변조기. - 제 34 항에 있어서,
상기 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 상기 제 1 특성은 상기 비교기의 시간 지연을 포함하고; 그리고
상기 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 상기 제 2 특성은 상기 비교기의 오프셋을 포함하는 것을 특징으로 하는 PWM 변조기. - 제 34 항에 있어서,
상기 적어도 두 개의 비이상적 특성은 적어도 세 개의 비이상적 특성을 포함하고;
상기 양자화기는 상기 측정된 제 1, 제 2 및 제 3 값을 사용하여 조정 가능하여 상기 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 상기 제 1, 제 2 및 제 3 특성을 각각 수정하고; 그리고
상기 양자화기가 상기 측정된 제 1, 제 2 및 제 3 측정값을 사용하여 조정되는 동안 상기 양자화기의 상기 게인을 교정할 수 있는 것을 특징으로 하는 PWM 변조기. - 제 34 항에 있어서,
상기 PWM 변조기는 상기 제 1 및 제 2 값을 측정하고 상기 제 1 및 제 2 값을 사용하여 상기 양자화기를 조정하는 교정 시스템과 동일한 집적회로 상에 있는 것을 특징으로 하는 PWM 변조기. - 램프 생성기와 비교기를 갖는 양자화기를 포함하는 펄스 폭 변조(PWM) 변조기에서, 상기 양자화기는 게인 및 상기 게인에 영향을 미치는 적어도 두 개의 비이상적 특성을 포함하고,
상기 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 제 1 특성의 제 1 값을 측정하는 단계;
상기 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 제 2 특성의 제 2 값을 측정하는 단계;
상기 측정된 제 1 및 제 2 값을 사용하여 상기 양자화기를 조정하여 상기 적어도 두개의 비이상적 특성의 상기 제 1 및 제 2 값을 수정하는 단계; 및
상기 양자화기가 상기 측정된 제 1 및 제 2 측정값을 사용하여 조정되는 동안 상기 양자화기의 상기 게인을 교정하는 단계:를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 39 항에 있어서,
상기 적어도 두 개의 비이상적 특성은
상기 비교기의 시간 지연;
상기 비교기의 오프셋;
상기 램프 생성기에 의해 사용되어 램프 전압을 생성하는 레지스터-커패시터(RC) 회로의 프로세스 변화 종속 시상수;
상기 양자화기의 전류원의 밴드갭;
레지스터, 커패시터 및/또는 트랜지스터 크기 비;
양자화기의 클럭 속도; 및
회로 기생성분:을 포함하는 세트로부터 유래하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 39 항에 있어서,
상기 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 상기 제 1 특성은 상기 비교기의 시간 지연을 포함하고; 그리고
상기 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 상기 제 2 특성은 상기 비교기의 오프셋을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 39 항에 있어서,
상기 적어도 두 개의 비이상적 특성은 적어도 세 개의 비이상적 특성을 포함하고;
상기 측정된 제 1, 제 2 및 제 3 값을 사용하여 상기 양자화기를 조정하여 상기 적어도 두 개의 비이상적 특성 중 상기 제 1, 제 2 및 제 3 특성을 각각 수정하는 단계; 및
상기 양자화기가 상기 측정된 제 1, 제 2 및 제 3 측정값을 사용하여 조정되는 동안 상기 양자화기의 상기 게인을 교정하는 단계:를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법. - 제 39 항에 있어서,
상기 PWM 변조기 및 상기 측정 및 조정 단계를 실행하는 교정 시스템은 동일한 집적회로 상에 있는 것을 특징으로 하는 방법.
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