KR20190089611A - 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법 - Google Patents

디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20190089611A
KR20190089611A KR1020180008376A KR20180008376A KR20190089611A KR 20190089611 A KR20190089611 A KR 20190089611A KR 1020180008376 A KR1020180008376 A KR 1020180008376A KR 20180008376 A KR20180008376 A KR 20180008376A KR 20190089611 A KR20190089611 A KR 20190089611A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
switching
adjustment unit
switch
period
Prior art date
Application number
KR1020180008376A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102028318B1 (ko
Inventor
김홍진
홍석균
김현규
오응
윤석
Original Assignee
어보브반도체 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 어보브반도체 주식회사 filed Critical 어보브반도체 주식회사
Priority to KR1020180008376A priority Critical patent/KR102028318B1/ko
Priority to US16/255,342 priority patent/US11095218B2/en
Publication of KR20190089611A publication Critical patent/KR20190089611A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102028318B1 publication Critical patent/KR102028318B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 실시예에 따른 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환기는 인덕터(LBUCK), 커패시터(CBUCK), 제 1 스위치, 제2 스위치와 스위칭 생성부, 본 발명의 실시예에 따른 불연속 전류 모드의 저전력 직류-직류 변환기는 불연속 전류 모드로 구동되는 커패시터, 인덕터, 제1 스위치 및 제2 스위치와, 제1 및 제2 스위치들을 제어할 제1 및 제2 스위칭 신호들을 생성하는 스위칭 생성부(PWM/PFM Selector), 역전류를 차단하는 스위칭 제어부(DST-ZCD) 를 포함하며, 스위칭 생성부는 스위칭 주기 또는 스위칭 주기의 턴-온 구간을 결정하여 동작한다. 스위칭 제어부(DST-ZCD)는 인덕터 전류의 영전류를 감지하여 손실 없이 동작하도록 제2 스위칭 구간을 조절하도록 동작한다.

Description

디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법 {LOW POWER DC-DC CONVERTER AND OPERATING METHOD THEREOF}
본 발명은 높은 효율을 가지는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법에 관한 것으로, 구체적으로는 디지털 방식의 자가 추적(Self Tracking) 영전류(Zero Current) 감지 기능을 가지는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법을 제안한다.
본 발명은 산업통상자원부 및 한국산업기술진흥원의 WC300프로젝트 기술개발지원 사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: S2435123, 과제명: 스마트홈 및 사물인터넷 서비스를 위한 55nm이하급 공정, 0.6V이하 저전압 회로기술을 활용한 초저전력 Smart MCU 플랫폼 개발].
최근 이동형 기기의 발달로 배터리 사용시간이 큰 이슈가 되고 있다. 이동형 배터리의 사용시간은 전력을 공급하는 회로의 저전력 동작과 효율에 밀접한 관계를 가지고 있다. 이에 따라 전력을 공급하는 회로의 저전력 동작의 최적화와 높은 효율을 요구하고 있다. 저전력 동작의 최적화와 높은 효율을 가지기 위해서 서브-마이크론까지 공정의 feature size가 내려가고 있으며, 이에 따른 디지털 동작 방식이 큰 이슈가 되고 있다.
전력을 공급하는 회로 중 상대적으로 높은 효율을 가지는 직류-직류 변환기는 도 1에 소개 된다.
직류-직류 변환기는 도 1에 소개된 것과 같이 인덕터(LBUCK)이 정해진 상태에서 부하 전류(IL)에 따라 연속 전류 모드(CCM : Continuous Current Mode)와 불연속 전류 모드(DCM : Discontinuous Current Mode)로 동작하게 된다.
최근 이동형 기기에서의 직류-직류 변환기의 경우, 작은 인덕터(LBUCK)와 낮은 부하(RL)에서 동작시키기 때문에 불연속 전류 모드가 이슈가 되고 있다. 불연속 전류 모드(DCM : Discontinuous Current Mode)의 동작은 직류-직류 변환기의 스위칭 동작 주기에서 일부 구간을 턴-오프하여, 전류 공급을 중단시키고 커패시터에 의해서 부하로 전류가 공급되도록 동작하게 된다.
직류-직류 변환기의 불연속 전류 모드 동작에서 인덕터의 전류가 영전류 되는 시점 혹은 역전류 차단 시점을 벗어나게 되면, NMOS Diode Conduction 또는 PMOS Diode Conduction 을 통해 역전류가 발생되어 효율 저하 문제가 발생된다. 이에 따라 역전류 차단 시점을 정확하게 빠르게 감지할 수 있어야 효율 저하 문제를 방지할 수 있다.
종래의 불연속 전류 모드는 영전류 시점을 감지하기 위하여, 속도가 빠른 비교기를 사용하게 된다. 일반적으로 높은 전력을 공급하는 직류-직류 변환기 회로에서는 상대적으로 소비전력이 낮기 때문에 큰 문제는 발생하지 않지만, 저전력을 공급하는 직류-직류 변환기의 경우 효율 저하 또는 동작에 문제가 발생할 수 있다.
역전류 차단을 위한 비교기의 경우, 역전류 차단 시점을 감지해야 하기 때문에 비교기의 정확도와 동작 속도가 중요하게 된다. 역전류 차단 시점을 정확하게 감지하기 위해서는 비교기의 정확도가 중요하게 되는데, 비교기의 정확도를 올리기 위해서는 비교기의 소비 전력을 높여서 사용해야 한다. 하지만 저전력을 공급하는 직류-직류 변환기의 소모 전류가 증가하게 되어, 직류-직류 변환기의 효율을 저하시키는 문제가 발생된다.
마찬가지로 비교기의 동작 속도를 올리기 위해서는 소비 전력을 높여서 사용해야 하고, 저전력을 공급하는 직류-직류 변환기의 효율을 저하시키는 문제가 발생하게 된다.
이러한 직류-직류 변환기의 동작의 일부를 디지털화하고 아날로그 비교기를 대체함으로써 저전력을 달성한 주목할 만한 선행기술로서 한국등록특허공보 제10-1692169호 "불연속 전류 동작 모드에서 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 방법"을 들 수 있다.
상기 선행기술에서는 제1 스위치와 제2 스위치 간의 공통 접접인 VX 노드의 전압을 제2 스위칭 신호(D2)에 기반하여 샘플링하는 D-Flip/Flop을 이용하여 비교기를 대체하는 구성이 소개된다.
그런데 이러한 디지털 동작에서도 아날로그 비교기의 동작과 마찬가지로 역전류 차단 시점을 정확하게 감지할수록 효율 저하의 문제가 발생되지 않는다. 디지털 동작을 통해서 저전력의 동작은 가능하나 역전류 차단 시점의 감지가 정확하지 않다면 저전력 동작보다 효율 감소가 커지는 문제가 발생하게 된다. 상기 선행기술에서는 VX 노드의 전압을 제2 스위칭 신호(D2)에 기반한 복수의 지연 신호들만을 이용하여 샘플링하기 때문에 지연기 회로에서 생성하는 시간 지연만큼의 오차가 내재되는 문제점이 있다. 즉, 특정 회로의 시간 지연에 의하여 정밀도가 제한되지 않고 역전류 차단 시점의 정확도를 향상시킬 수 있는 기술이 필요하다.
한국 등록특허공보 제10-1692169 (2015.12.29.)
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 저전력을 공급하는 회로에서 디지털 방식으로 역전류 시점을 차단할 수 있는 직류-직류 변환 장치 및 방법을 제공하는 데에 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 저전력을 공급하는 회로인 직류-직류 변환 장치에서 역전류 차단 시점을 감지하기 위해 사용한 아날로그 비교기 방식의 문제점을 해결하고자 디지털 방식으로 역전류 차단 시점을 감지하는 방법을 제공하는 데에 있다.
본 발명은 디지털 방식으로 역전류 차단 시점을 감지함에 있어서, 검출되는 정보를 손실 없이 다음 스테이지로 전달하여 역전류 차단 시점의 정밀도를 향상시키는 감지 방법을 제안하는 것을 또 다른 해결과제로 한다.
본 발명은 공통 접접인 VX 노드 전압을 샘플링한 VX 샘플 신호가 특정 기준 신호에 의하여 종속되지 않고 VX 노드 전압의 시간 도메인에서 동작에 대한 정보를 포함함으로써, 역전류 차단 시점의 정밀도를 향상시키는 감지 방법을 제안하는 것을 또 다른 해결과제로 한다.
본 발명은 역전류 차단 시점의 오차가 최소화된 균형점에 도달하기까지의 시간을 효과적으로 단축하는 것을 또 다른 해결과제로 한다.
상기 선행기술에서는 제2 스위칭 신호(D2)에서 파생된 지연 신호들인 DL1, DL2를 이용하여 VX 노드의 전압을 D-Flip/Flop으로 샘플링한다. 이 경우에는 D2와 DL1, DL2 사이의 시간 지연이 샘플링 간격이 되므로, 이들 샘플링 간격보다 작은 해상도를 가질 수 없고, 샘플링 간격만큼 오차 범위가 생길 수 밖에 없다. 또한 상기 선행기술에서는 샘플링 간격만큼만 제2 스위칭 신호(D2)의 펄스폭을 조정할 수 있으므로, 샘플링 간격을 너무 짧게 조정하는 경우, 최적화된 역전류 차단 시점까지 도달하기 위한 스위칭 주기가 너무 많이 소모되는 문제점이 있다.
본 발명은 VX 노드의 샘플링 간격과 펄스폭 조정의 단위가 되는 조정단위폭을 독립적으로 구분함으로써 샘플링 간격은 좁혀 시간 해상도를 높이고, 펄스폭 조정은 가변적으로 이루어지도록 함으로써 최적화된 역전류 차단 시점까지 도달하기 위한 스위칭 주기를 단축하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 해결과제는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 해결과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확히 이해 될 수 있을 것이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에서 제안하는 회로는 도 2에 나타난 것과 같이 VX 노드 전압을 샘플링 하는 VX Sampler; VX 노드 전압을 샘플링한 VXSAMP신호와 Low side Power MOSFET(MN)의 게이트를 조절하는 신호(L-SIDE)를 Delay 및 반전시켜서 VLSIDEB로 출력시키는 L-SIDE Delay와, VXSAMP와 VLSIDEB 신호를 이용하는 Phase Detector(or Phase Frequency Detector); Phase Detector(or Phase Frequency Detector)에서 비교된 결과로 생성되는 UP/DN 신호를 펄스 제어 신호인 ZCD_C<N:0>과 ZCD_F<N:0> 신호로 변환시켜주는 UP/DN Converter; ZCD_C<N:0>과 ZCD_F<N:0> 펄스 제어 신호 값에 따라 제2 스위칭 신호 L-SIDE의 타이밍 정보를 제어하는 타이밍 기준 신호인 NN_T의 신호를 복수의 기준 펄스들 중에서 선택하는 Pulse Selector로 구성되어 있다. 이들 회로는 본 발명의 일 실시예에서 스위칭 제어부를 구성할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 저전력 직류-직류 변환 장치는 커패시터, 상기 커패시터와 전기적으로 연결되는 인덕터, 제1 스위칭 신호에 의해 제1 스위칭 구간 동안 턴 온되고 상기 제1 스위칭 구간 동안 입력 전원으로부터 상기 인덕터에 에너지를 공급하는 제1 스위치, 제2 스위칭 신호에 의하여 상기 제1 스위칭 구간 이외의 제2 스위칭 구간 동안 턴 온되고 상기 제2 스위칭 구간 동안 상기 인덕터와 접지 단자를 전기적으로 연결하는 제2 스위치 및 상기 제1 스위칭 신호 및 상기 제2 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 제어부를 포함하고, 상기 스위칭 제어부는, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 상기 인덕터와 연결되는 제1 노드의 전압 레벨을 디지털 샘플러 회로에 의하여 샘플링하여 제1 샘플 신호를 생성하고, 상기 제1 샘플 신호의 시간 도메인 상의 동작에 기반하여, 다음 스위칭 주기에 적용될 제2 스위칭 구간의 길이 또는 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 공통적으로 차단되는 공통 차단 구간의 길이 중 적어도 하나 이상을 조정하는 조정단위폭을 결정할 수 있다. 조정단위폭은 도 9 및 도 10에 도시된 것과 같이 시간 구간의 길이를 조정하는 조정 동작의 기준 단위를 의미한다.
실시예로서, 상기 스위칭 제어부는, 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도에 기반하여 상기 조정단위폭을 결정할 수 있다.
실시예로서, 상기 스위칭 제어부는, 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 임계치를 초과하면 상기 조정단위폭을 제1 조정 단위 시간으로 선택하고, 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 상기 임계치 이하이면 상기 조정단위폭을 상기 제1 조정 단위 시간보다 작은 제2 조정 단위 시간으로 선택할 수 있다.
실시예로서, 상기 스위칭 제어부는, 상기 조정단위폭을 상기 제1 조정 단위 시간으로 선택하는 제1 모드(Coarse 조정 모드)에서 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 상기 임계치 이하로 작아지면, 상기 제1 모드가 종료됨을 나타내는 제1 모드 완료 신호(Coarse Lock 신호)를 생성하고, 상기 조정단위폭을 상기 제2 조정 단위 시간으로 선택하는 제2 모드(Fine 조정 모드)로 전환할 수 있다.
실시예로서, 상기 스위칭 제어부는, 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이에 기반하여 생성되며, 상기 위상 차이의 정량화된 정도를 나타내는 복수의 제어 신호들을 생성할 수 있다.
실시예로서, 상기 스위칭 제어부는, 상기 제1 샘플 신호의 위상과 상기 제2 스위치의 기생 커패시턴스를 고려하여 제2 스위칭 신호가 지연된 제2 스위칭 지연 신호의 위상 간의 차이에 기반하여 상기 복수의 제어 신호들을 생성할 수 있다.
실시예로서, 상기 스위칭 제어부는, 상기 제2 스위칭 지연 신호의 위상이 상기 제1 샘플 신호의 위상보다 앞서면, 상기 제2 스위칭 지연 신호의 위상과 상기 제1 샘플 신호의 위상 차이만큼 활성화되는 펄스폭을 가지는 제1 신호(UP 신호)를 생성하고, 상기 제1 샘플 신호의 위상이 상기 제2 스위칭 지연 신호의 위상보다 앞서면, 상기 제1 샘플 신호의 위상과 상기 제2 스위칭 지연 신호의 위상 차이만큼 활성화되는 펄스폭을 가지는 제2 신호(DN 신호)를 생성할 수 있다.
실시예로서, 상기 스위칭 제어부는, 상기 제1 신호가 생성된 경우, 상기 제2 스위칭 구간의 길이 또는 상기 공통 차단 구간 중 적어도 하나를 상기 조정단위폭만큼 증가시키고, 상기 제2 신호가 생성된 경우, 상기 제2 스위칭 구간의 길이 또는 상기 공통 차단 구간 중 적어도 하나를 상기 조정단위폭만큼 감소시킬 수 있다.
실시예로서, 상기 스위칭 제어부는, 상기 복수의 제어 신호들을 이용하여 복수의 기준 펄스들 가운데 어느 하나를 선택하여 상기 제2 스위칭 신호의 기준이 되는 제2 스위칭 기준 신호를 생성할 수 있도록 디지털화된 기준 펄스 선택 제어 신호를 생성할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 저전력 직류-직류 변환 장치의 동작 방법은 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 상기 인덕터와 연결되는 제1 노드의 전압 레벨을 샘플링하여 제1 샘플 신호를 생성하는 단계, 상기 제2 스위칭 신호에 기반한 제2 스위칭 지연 신호를 생성하는 단계, 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 중 빠른 신호를 감지하는 단계, 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 간의 위상 차이를 감지하는 단계 및 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 중 빠른 신호에 관한 정보 및 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정보를 나타내는 복수의 제어 신호들을 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
실시예로서, 상기 제1 샘플 신호의 시간 도메인 상의 동작에 기반하여, 상기 제2 스위칭 구간의 길이 또는 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 공통적으로 차단되는 공통 차단 구간의 길이 중 적어도 하나 이상을 조정하는 조정단위폭을 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
실시예로서, 상기 조정단위폭을 결정하는 단계는, 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도에 기반하여 상기 조정단위폭을 결정할 수 있다.
실시예로서, 상기 조정단위폭을 결정하는 단계는, 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 임계치를 초과하면 상기 조정단위폭을 제1 조정 단위 시간으로 선택하는 단계 및 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 상기 임계치 이하이면 상기 조정단위폭을 상기 제1 조정 단위 시간보다 작은 제2 조정 단위 시간으로 설정하는 단계를 포함할 수 있다.
실시예로서, 상기 조정단위폭이 상기 제1 조정 단위 시간으로 선택된 제1 조정 모드에서 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 상기 임계치 이하로 작아지면, 상기 제1 모드가 종료됨을 나타내는 제1 모드 완료 신호를 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 방법에 따르면, 기존에 고성능의 아날로그 비교기를 사용하여 영전류 구간을 감지하는 방법의 효율 저하 단점을 해결하고 하고 역전류를 차단할 수 있다.
본 발명의 디지털 방식의 역전류를 차단 할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 방법에 따르면 디지털 동작을 통해서 아날로그 동작보다 내부 소비 전력을 줄이고, 영전류 구간을 정확하게 차단할 수 있다.
본 발명의 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 방법에 따르면 디지털 동작에서도 정확한 역전류 차단 시점을 결정할 수 있다. 특히 종래의 선행기술에서 검출 동작의 일부를 디지털화하여 전력을 저감한 데 머무르지 않고, 검출 동작을 최초 스테이지의 회로에서 디지털화함으로써 전력을 저감하면서도 역전류 차단 시점의 정밀도를 향상시킬 수 있다.
본 발명의 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 방법에 따르면 PWM 제어 또는 PFM 제어를 이용하여 역전류를 차단할 수 있다.
본 발명에 따르면 공통 접점 VX 노드의 전압을 검출함에 있어서, 제1 스위칭 신호 또는 제2 스위칭 신호에 종속되지 않는 샘플링 신호를 생성함으로써 VX 노드의 시간 도메인에서 변화를 그대로 다음 스테이지의 회로로 전달할 수 있다. 이로 인하여 다음 스테이지의 회로에서는 VX 노드의 시간 도메인에서 동작에 기반하여 최적화된 역전류 차단 시점을 결정할 수 있다.
본 발명에 따르면 공통 접점 VX 노드의 전압을 검출하여 생성되는 샘플링 신호는 VX 노드의 전압의 변화에 응답하여 생성된다. 이로 인하여 샘플링 신호가 가지고 있는 시간 도메인 상의 정보가 역전류 차단 시점을 결정하는 데에 이용될 수 있다. 이로 인하여 역전류 차단 시점을 결정할 수 있는 해상도가 VX 노드의 샘플러 회로의 샘플링 주기 수준의 시간 해상도를 가질 수 있다. 일반적인 디지털 샘플러 회로의 시간 해상도는 매우 작을 뿐 아니라 일반적인 디지털 샘플러 회로를 구현하는 데에 소요되는 비용과 면적은 아날로그 비교기 회로에 비하여 매우 작다. 또한 아날로그 비교기 회로보다 훨씬 작은 전력만을 소비하므로 전력 감축 효과도 크다. 즉, 디지털 샘플러 회로를 VX 노드의 샘플링에 이용함으로써 저전력, 저비용, 저면적이면서도 높은 시간 해상도를 가질 수 있다. 본 발명에 따르면 이처럼 높은 시간 해상도에 기반하여 역전류 차단 시점의 정밀도/정확도를 향상시킬 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치를 제안할 수 있다.
본 발명에 따르면 초기 스테이지의 회로에서 공통 접점 VX 노드의 전압을 디지털 샘플러 회로에 의하여 샘플링하고, 제2 스위칭 신호 L-SIDE에 기반한 지연 신호와 VX 샘플 신호 간의 위상 차이를 정량화하여 최적화된 역전류 차단 시점과 현재 역전류 차단 시점 간의 차이를 정량화할 수 있다.
본 발명에 따르면 역전류 차단 시점의 오차가 최소화된 균형점에 도달하기까지의 시간을 효과적으로 단축할 수 있다. 본 발명에서는 제2 스위칭 신호 L-SIDE에 의하여 제2 스위치가 OFF되는 데에 소요되는 시간을 고려하여 일정 수준의 시간 지연을 제2 스위칭 신호 L-SIDE에 부가함으로써 지연 신호를 생성할 수 있다. 이때 생성된 지연 신호는 최적화된 역전류 차단 시점에 보다 가깝게 역전류 차단 시점을 초기화함으로써 최적화된 역전류 차단 시점에 도달하는 시간 비용을 저감할 수 있다.
본 발명에 따르면 VX 샘플 신호와 L-SIDE 지연 신호 간의 위상 차이에 응답하여 제2 스위칭 신호 L-SIDE 등을 제어함으로써 최적화된 역전류 차단 시점에 도달하는 시간을 단축할 수 있다. 또한 위상 차이를 검출하는 정밀도를 높일수록 역전류 차단 시점의 정밀도를 높일 수 있다. 위상 차이를 검출하는 정밀도를 높이는 것은 상대적으로 저비용, 저전력, 소면적으로도 달성할 수 있으므로 활용도가 높다.
본 발명에 따르면 VX 샘플 신호와 L-SIDE 지연 신호 간의 위상 차이에 응답하여 제2 스위칭 신호 L-SIDE 등을 제어하는 동작을 Coarse-Fine 의 복수의 step으로 수행할 수 있어 최적화된 역전류 차단 시점에 도달하는 시간을 단축하면서 역전류 차단 시점의 정밀도를 향상시킬 수 있다.
본 발명의 효과는 이상에서 언급된 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 종래의 일반적인 직류-직류 변환기를 도시하는 도면이다.
도 2는 본 발명에서 제안하는 디지털 방식으로 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치를 도시하는 도면이다.
도 3 내지 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 불연속 전력 모드의 직류-직류 변환기에서 역전류 차단을 위한 전압, 전류 및 신호들의 파형과 타이밍을 예시한 타이밍도들이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 직류-직류 변환기의 디지털 제어 역전류 차단 방법에서 Coarse 조정 동작을 예시한 타이밍도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 직류-직류 변환기의 디지털 제어 역전류 차단 방법에서 Fine 조정 동작을 예시한 타이밍도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치의 제어 방법을 예시한 동작 흐름도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 저전력 직류-직류 변환 장치의 제2 스위칭 구간 또는 공통 차단 구간의 길이를 조정하는 동작 및 조정단위폭을 예시한 타이밍도이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 저전력 직류-직류 변환 장치의 제2 스위칭 구간의 길이를 증가시키는 방향으로 Coarse 조정 모드, Fine 조정 모드의 동작과 조정단위폭을 예시한 타이밍도이다.
상기 목적 외에 본 발명의 다른 목적 및 특징들은 첨부 도면을 참조한 실시예에 대한 설명을 통하여 명백히 드러나게 될 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
본 발명의 도면 및 실시예들은 특정한 기능과 동작, 구성에 초점을 맞추어 이해를 돕기 위한 것이다, 이해를 돕기 위하여 본 발명의 도면 및 실시예들은 일부분이 과장되거나 축소될 수 있다. 그러나 본 발명의 사상이 이러한 제한된 실시예들의 과장이나 축소된 제원 또는 지표에 의하여 제한되어서는 아니 된다.
한편, 앞에서 인용된 선행문헌인 한국 등록특허공보 제10-1692169 (2015.12.29.)의 내용은 본 발명의 구성과 상충하지 않는 범위에서 본 발명의 구성을 보완할 수 있도록 참조될 수 있으며, 상기 선행문헌과 본 발명과의 공통되는 구성은 본 발명에도 적용되어 포함될 수 있음은 당업자에게 자명하다.
도 2는 본 발명에서 제안하는 디지털 방식으로 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치(200)의 도면이다.
도 2를 참조하면 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치(200)는 제1 스위치(210), 제2 스위치(220), 커패시터(230, CBUCK), 인덕터(240, LBUCK) 및 스위칭 생성부(250, PWM/PFM Selector), 스위칭 제어부(260, DST-ZCD)를 포함할 수 있다.
도 2의 직류-직류 변환 장치(200)는 제1 스위치(210)와 제2 스위치(220)를 제1 스위칭 신호(H-SIDE)와 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 듀티 구간 또는 주파수의 변화에 따라서 출력전압을 원하는 레벨로 자동 조절이 가능한 피드백 방식이다.
제1 스위치(210)는 제1 스위칭 신호(H-SIDE)에 의해 한 주기에서 제1 스위칭 구간만큼 턴-온(Turn-On)이 되고 한 스위칭 주기의 나머지 구간 동안은 차단된다. 턴-온이 되는 구간 동안 입력 전원(VBAT)로부터 인덕터(240, LBUCK)에 에너지를 공급하게 된다. 이때, 제1 스위칭 신호(H-SIDE)는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 차단이 된 이후, 턴-온이 된다.
제2 스위치(220)는 제2 스위치(220) 신호(L-SIDE)에 의해 한 주기에서 제2 스위칭 구간만큼 턴-온이 되고 한 스위칭 주기의 나머지 구간 동안에는 차단되는데, 턴-온이 되는 구간 동안 인덕터(240, LBUCK)는 접지 단자(VSS)와 전기적으로 연결되고, 커패시터(230, CBUCK), 인덕터(240, LBUCK), 접지 단자를 통과하는 전기 경로를 구성할 수 있다
이때, 제2 스위칭 신호(L-SIDE)는 제1 스위칭 신호(H-SIDE)가 차단된 이후에 턴-온이 된다.
이에 따라, 매 스위칭 주기는 제1 스위칭 신호(H-SIDE)가 턴-온 되고 제2 스위칭 신호(L-SIDE)는 차단되는 제1 스위칭 구간, 제1 스위칭 신호(H-SIDE)는 차단되고 제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 턴-온 되는 제2 스위칭 구간 및 제1 및 제2 스위칭 신호들(H-SIDE, L-SIDE)이 모두 차단되는 공통 차단 구간으로 나누어 질 수 있다.
일반적으로 벅 또는 감압형 직류-직류 변환기는 매 스위칭 주기의 제1 스위칭 구간에 입력 전원으로부터 인덕터(240, LBUCK)에 에너지를 축적하고 제2 스위칭 구간에 입력 전력 원을 차단하면서 인덕터(240, LBUCK)로부터 커패시터(230, CBUCK)로 전류의 형태로 에너지를 전달하는 식의 동작을 반복한다.
부하의 전력이 작을 때에는 커패시터(230, CBUCK)에 매 스위칭 주기마다 충전되어야 하는 에너지도 줄어들기 때문에 인덕터(240, LBUCK)에 큰 전류가 흐를 수 없거나 또는 큰 전류가 흘러서는 안 된다. 이에 따라 스위칭 주기 중 일부 구간에서 인덕터(240, LBUCK)를 커패시터(230, CBUCK)에 전류를 흘리지 않는 상태(영전류 상태)로 만들어 직류-직류 변환기의 전력 효율을 높일 수 있다.
이러한 동작을 불연속 전류 모드라 하며, 불연속 전류 모드에서의 직류-직류 변환기는 세 단계의 동작을 반복한다.
첫 번째 단계는 제1 스위칭 구간에서 입력 전력원에 인덕터(240. LBUCK)가 연결되면서 인덕터(240, LBUCK)에 전류(IIND)가 흐르고 에너지가 인덕터(240, LBUCK)에 저장되는 단계이다. 이 단계에서 전류 경로는 입력 전원부터 인덕터(240, LBUCK)를 거쳐 커패시터(230, CBUCK)와 부하(RBUCK)로 이어지며, 입력 전원에 의해 인덕터(240, LBUCK)의 에너지 저장, 커패시터(230, CBUCK)의 충전 및 부하(RLUCK)에 대한 전력 공급이 이루어진다.
두 번째 단계는 제2 스위칭 구간에서 인덕터(240, LBUCK)가 입력 전원과 단절되고 대신에 접지 전위와 연결된다. 이 단계에서 전류 경로는 접지 전위, 인덕터(240, LBUCK), 커패시터(230, CBUCK) 및 부하(RBUCK)로 구성되며, 인덕터(240, LBUCK)에 저장된 에너지만으로 커패시터(230, CBUCK)의 충전 및 부하(RL)에 대한 전력 공급이 이루어진다.
세 번째 단계는 공통 차단 구간에서 인덕터(240, LBUCK)가 입력 전원뿐 아니라 접지 전위와도 단절되고, 전류 경로는 커패시터(230, CBUCK) 및 부하 (RBUCK)로만 이루어져서, 커패시터(230, CBUCK)에 충전된 에너지만으로 부하(RBUCK)에 대한 전력 공급이 이루어진다. 이 세 번째 단계에서 인덕터(240, LBUCK)에 전류가 흐르지 않으므로 영전류 상태라 부르고, 이러한 세 단계 반복 동작 모드를 불연속 전류 모드라 한다.
스위칭 생성부(250, PWM/PFM Selector)는 부하(RL)에 따라 Pulse Width Modulation(PWM) 모드와 Pulse Frequency Modulation(PFM) 모드를 결정해서 동작시킨다.
PFM 모드에서 스위칭 주기는 부하(RL)의 소비 전력이 낮을수록 스위칭 주기가 길어지고 부하(RL)의 소비 전력이 높아지면 스위칭 주기가 짧아지는 식으로 동작 한다.
PWM 방식에서 스위칭 주기는 PWM Mode Controller 내부의 소정의 삼각파 또는 톱니파 등의 신호로 주기에 의해 결정된다. 마찬가지로, 부하(RL)의 소비 전력에 따라 신호 주기의 턴-온 되는 듀티를 조절하여 동작한다.
일반적으로 PWM 모드의 경우 연속 전류 모드에서 동작하고, PFM 모드의 경우 불연속 전류 모드에서 동작한다.
불연속 전류모드 직류-직류 변환기에서 스위칭 생성부(250)는 제 2 스위칭 구간의 끝나는 시점인 공통 차단 구간의 시작점을 VX 노드의 전압레벨을 감지하여, 결정한다.
종래의 불연속 전류 모드 직류-직류 변환기는, 매 스위칭 주기마다, 고성능 비교기를 이용하여 VX 노드의 전압 레벨과 기준 전압을 비교하고, 비교기가 VX 노드의 전압 레벨이 영전류 시점을 감지하면 즉시 제2 스위칭 구간을 비활성화하게 되고 공통 차단 구간을 시작한다.
반면에 본 발명의 실시예들에 따른 불연속 전류 모드에서 직류-직류 변환 장치(200)는 현재 스위칭 주기에 VX 노드의 전압 레벨의 상태에 기반하여 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 턴-온이 되는 시점, 및 제2 스위칭 구간의 길이를 결정한다. 따라서, 비록 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 길이가 안정화 되기까지는 몇 차례의 스위칭 주기들이 필요하다. 종래의 전력을 지속적으로 소비하는 고성능 비교기가 필요하지 않기 때문에 전체적으로 전력 소비가 줄어들어 효율 향상에 영향을 준다. 사물 인터넷 등의 시스템에서 공급 전력이 작은 경우에 효율을 높이는데 도움을 준다.
스위칭 제어부(260, DST-ZCD)는 디지털 방식으로 작동하며 저전력 직류-직류 변환 장치(200)의 역전류를 차단할 수 있다.
즉, 스위칭 제어부(260)는 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 인덕터와 연결되는 제1 노드인 VX 노드의 전압 레벨을 디지털 샘플러 회로(VX Sampler)에 의하여 샘플링하여 제1 샘플 신호(VXSAMP)를 생성하고, 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 시간 도메인 상의 동작에 기반하여, 다음 스위칭 주기에 적용될 제2 스위칭 구간의 길이 또는 제1 스위치(210)와 제2 스위치(220)가 공통적으로 차단되는 공통 차단 구간의 길이 중 적어도 하나 이상을 조정하는 조정단위폭을 결정할 수 있다.
여기서, 디지털 샘플러 회로는 VX 노드에서 발생할 수 있는 공진(Ringing) 현상을 고려하여 안정되고 정확한 펄스를 출력하기 위하여 특정한 임계전압을 기준으로 출력 신호의 High 및 Low를 결정할 수 있다. 이때 특정한 임계전압은 하나 또는 복수의 개수로 설정될 수 있다. 디지털 샘플러 회로는 예를 들어 0V와 VDD를 복수의 임계전압으로 가질 수 있는데, 이때 0V가 제1 우선 순위를 가지고 VDD를 제2 우선 순위를 가질 수 있다. 후술할 도 3 내지 도 5를 미리 참조하면, VX 노드의 전압이 0V 미만인 경우에는 디지털 샘플러 회로는 샘플링의 결과인 출력 신호로서 제1 샘플 신호가 Low의 값을 가지도록 제1 샘플 신호를 생성한다. VX 노드의 전압이 0V 이상인 경우에는 디지털 샘플러 회로는 샘플링의 결과인 출력 신호로서 제1 샘플 신호가 High의 값을 가지도록 제1 샘플 신호를 생성한다. VX 노드의 전압이 0V 미만인 상태에서 VX 노드의 전압이 변화하여 0V를 넘어서면 디지털 샘플러 회로는 제1 샘플 신호를 Low에서 High로 전환시킨다. 즉, 샘플 결과가 0V를 기준으로 변경되는 것으로 볼 수 있다. 이후 VX 노드의 전압이 0V를 초과하는 범위 내에서 Ringing하더라도 디지털 샘플러 회로는 제1 샘플 신호를 High로 유지할 수 있다. 이러한 복수의 임계전압은, VX 노드의 전압이 시간 도메인에서 Transient하게 Ringing하는 진폭을 고려하여 미리 결정될 수 있다.
또한, 디지털 샘플러 회로는 제1 스위칭 신호(H-SIDE) 및/또는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)와 무관하게/독립적으로 VX 노드의 전압 레벨과 디지털 샘플러의 샘플링 주기(또는 샘플링 클럭)에 기초해서 제1 샘플 신호(VXSAMP)를 생성할 수 있다.
제1 샘플 신호(VXSAMP)를 생성하는 데에 제1 스위칭 신호(H-SIDE) 및/또는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 직접적인 영향이 없으므로, 제1 샘플 신호(VXSAMP)는 VX 노드의 전압의 시간에 따른 변화에 관련된 정보를 손실 없이 다음 스테이지의 회로들(Phase Detector or Phase Frequency Detector)로 제공할 수 있으며, 제1 샘플 신호(VXSAMP)와 제2 스위칭 신호(L-SIDE)(또는 제2 스위칭 신호에 기반하여 파생된 지연 신호들) 간의 위상 차이에 의하여 역전류가 차단된 균형이 이루어진 균형 상태와 현재 상태 간의 차이를 정량화할 수 있다.
스위칭 제어부(260)는 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도에 기반하여 조정단위폭을 결정할 수 있다.
스위칭 제어부(260)는 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이에 기반하여 복수의 제어 신호들(UP/DN 신호)을 생성할 수 있다. 이때 복수의 제어 신호들은 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도를 반영하는 펄스폭을 가질 수 있다. 즉, 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이가 클수록 상기 복수의 제어 신호들의 펄스폭은 증가하고, 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이가 작을수록 상기 복수의 제어 신호들(UP/DN 신호들)의 펄스폭은 감소할 수 있다.
이때 도 2에서는 제1 노드인 VX 노드에 대한 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상을 직접 비교하지 않고 L-SIDE Delay를 거치며 극성이 반전된 VLSIDEB 신호(제2 스위칭 지연 신호)의 위상과 VX 노드에 대한 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 위상을 비교한다. 그러나 이는 본 발명의 일 실시예일 뿐, 본 발명의 사상이 이에 국한되는 것은 아니다. 실시예에 따라서는 VX 노드에 대한 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상을 비교하더라도 본 발명의 소기의 목적을 달성할 수 있다.
보다 구체적으로 설명하면, 스위칭 제어부(260)에 의하여 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 위상과 비교될 신호로서 제2 스위치(220)의 기생 커패시턴스를 고려하여 제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 지연 및 반전된 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)가 선택될 수 있다. 즉, 스위칭 제어부(260)는 VX 노드에 대한 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)의 위상 간의 차이에 기반하여 상기 복수의 제어 신호들(UP/DN 신호들)을 생성할 수 있다. 또한 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)와 서로 반대되는 극성을 가질 수 있지만, 이 또한 실시예의 선택 과정에서 도출된 구성으로서, 본 발명의 사상을 제한하는 개념이 아니다.
스위칭 제어부(260)는 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)의 위상이 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 위상보다 앞서면, 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)의 위상과 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 위상 차이만큼 활성화되는 펄스폭을 가지는 제1 제어 신호(UP 신호)를 생성하고, 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 위상이 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)의 위상보다 앞서면, 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 위상과 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)의 위상 차이만큼 활성화되는 펄스폭을 가지는 제2 제어 신호(DN 신호)를 생성할 수 있다.
이러한, 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도는, 제1 샘플 신호(VXSAMP)와 제2 스위칭 신호(L-SIDE)(또는 제2 스위칭 신호에 기반하여 파생된 지연 신호들) 간의 위상 차이에 의하여 생성되는 제2 제어 신호(DN 신호) 또는 제1 제어 신호(UP 신호)의 펄스 폭으로 표현될 수 있다. 이때 위상이 비교되는 기준은 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 상승 엣지(rising edge)와 가장 가까운 변화를 보이는 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)의 상승/하강 엣지이다. 본 발명의 이해를 돕기 위한 도 3 내지 도 7에서는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 반전되어 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)를 구성하므로, 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 상승 엣지(rising edge)와 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)의 상승 엣지를 비교하여 위상 차이를 도출한다. 이러한 차이는 직류-직류 변환 회로의 토폴로지(topology) 및 회로 구성에 따라 달라질 수 있으며 본 발명의 권리범위를 제한하는 개념으로 해석되어서는 아니 된다. 본 발명의 실시예에서 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 상승 엣지(rising edge)는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 비활성화되는 이벤트에 의하여 발생하는 이벤트이고, 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 상승 엣지(rising edge)와 위상 차이를 비교하기 위한 비교 대상 신호인 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)의 상승 엣지 역시 제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 비활성화되는 이벤트에 의하여 발생하는 이벤트이다. 즉, 위상을 비교하기 위한 두 가지 신호의 이벤트는 서로 동일한 이벤트(여기에서는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 비활성화되는 이벤트)에 기인하여 발생하는 이벤트일 것이 전제된다.
여기서, 스위칭 제어부(260)는 제1 제어 신호(UP 신호)가 생성된 경우, 다음 스위칭 주기의 제2 스위칭 구간의 길이를 조정단위폭만큼 증가시키고, 제2 제어 신호(DN 신호)가 생성된 경우, 다음 스위칭 주기의 제2 스위칭 구간의 길이를 조정단위폭만큼 감소시킬 수 있다. 스위칭 제어부(260)는 복수의 제어 신호들인 UP 신호와 DN 신호를 이용하여 디지털화된 기준 펄스 선택 제어 신호인 ZCD_C 또는 ZCD_F를 생성할 수 있다. 스위칭 제어부(260)의 펄스 셀렉터(261, Pulse Selector)는 ZCD_C 또는 ZCD_F를 이용하여 복수의 기준 펄스들 가운데 어느 하나를 선택하여 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 타이밍의 기준이 되는 신호인 NN_T 신호를 생성할 수 있다.
직류-직류 변환 장치(200)는 현재 스위칭 주기에 제1 노드(VX 노드)의 전압 레벨의 상태에 기반하여 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 턴-온이 되는 시점, 즉 제2 스위칭 구간의 길이를 결정할 수 있다. 비록 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 길이가 안정화 되기까지는 몇 차례의 스위칭 주기들이 필요하지만, 종래의 전력을 지속적으로 소비하는 고성능 비교기가 필요하지 않기 때문에 전체적으로 전력 소비가 줄어들어 효율을 향상시킬 수 있다.
한편, 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE)/제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB) 간의 위상 차이에 의하여 생성되는 제2 제어 신호(DN 신호) 또는 제1 제어 신호(UP 신호)의 펄스 폭이 길수록 제2 스위칭 구간 또는 공통 차단 구간을 조정하는 조정단위폭을 크게 설정할 수 있고, DN 신호 또는 UP 신호의 펄스 폭이 짧을수록 제2 스위칭 구간 또는 공통 차단 구간을 조정하는 조정단위폭을 작게 설정할 수 있다.
스위칭 제어부(260)는 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 임계치를 초과하면 조정단위폭을 제1 조정 단위 시간(Coarse 조정 단위 시간)으로 선택하고, 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 임계치 이하이면 조정단위폭을 제1 조정 단위 시간(Coarse 조정 단위 시간)보다 작은 제2 조정 단위 시간(Fine 조정 단위 시간)으로 설정할 수 있다.
스위칭 제어부(260)는 제1 제어 신호(UP 신호) 또는 제2 제어 신호(DN 신호)의 펄스폭이 임계치를 초과하는 경우, Coarse 조정 단위 시간을 이용하여 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 위상과 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)의 위상이 디지털 샘플러 회로(VX Sampler)의 오차범위 이내에서 일치하도록 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 동작을 조정하고, UP 신호 또는 DN 신호의 펄스폭이 임계치 이하인 경우, Fine 조정 단위 시간을 이용하여 제1 샘플 신호(VXSAMP)의 위상과 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)의 위상이 디지털 샘플러 회로(VX Sampler)의 오차범위 내에서 일치하도록 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 동작을 조정할 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 저전력 직류-직류 변환 장치의 제2 스위칭 구간 또는 공통 차단 구간의 길이를 조정하는 동작을 예시한 타이밍도이다.
도 9를 참조하면, 제1 제어 신호인 UP 신호에 의한 동작(950)에 따라 제2 스위칭 신호(L-SIDE)는 원래의 제2 스위칭 구간(910)의 길이보다 제2 스위칭 구간(910)의 길이가 조정단위폭(930b)만큼 길어질 수 있고, 제2 제어 신호인 DN 신호에 의한 동작(940)에 따라 제2 스위칭 신호(L-SIDE)는 원래의 제2 스위칭 구간(910)의 길이보다 제2 스위칭 구간(910)의 길이가 조정단위폭(930a)만큼 짧아질 수 있다.
이에 따라, 동작 제어 모드가 PWM 모드/PFM 모드인지에 따라서는 공통 차단 구간(920)의 길이가 달라질 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 저전력 직류-직류 변환 장치의 제2 스위칭 구간(1010)의 길이를 증가시키는 방향으로 Coarse, 및 Fine 조정 모드 동작을 예시한 타이밍도이다.
도 10을 참조하면, 제2 스위칭 신호(L-SIDE)는 제1 제어 신호인 UP 신호가 생성된 경우, 원래의 제2 스위칭 구간(1010)의 길이보다 조정단위폭만큼 증가된 제2 스위칭 구간(1010)의 길이를 가질 수 있다. 이때 스위칭 제어부(260)가 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 임계치를 초과하면 조정단위폭을 제1 조정 단위 시간(1030b, Coarse 조정 단위 시간)으로 선택하고, 제1 샘플 신호(VXSAMP) 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 임계치 이하이면 조정단위폭을 제1 조정 단위 시간(1030b, Coarse 조정 단위 시간)보다 작은 제2 조정 단위 시간(1030a, Fine 조정 단위 시간)으로 설정할 수 있다. Coarse 조정 모드 동작(1050)의 경우 제2 스위칭 신호(L-SIDE)는 원래의 길이보다 조정단위폭(1030b)만큼 증가된 제2 스위칭 구간(1010)의 길이를 가질 수 있으며, Fine 조정 모드 동작(1040)의 경우 제2 스위칭 신호(L-SIDE)는 원래의 길이보다 조정단위폭(1030a)만큼 증가된 제2 스위칭 구간(1010)의 길이를 가질 수 있다. 도 10에서는 UP 신호가 생성되어 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 길이가 증가하는 경우가 도시되었지만, DN 신호가 생성되어 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 길이가 감소하는 경우에도 도 10과 유사하게 Coarse 모드와 Fine 모드가 적용되어 조정단위폭의 길이를 조정할 수 있다.
도 3, 4, 5는 일반적인 직류-직류 변환기에서 제2 스위칭 구간에 따른 역전류 의 발생에 대한 전압, 전류 신호에 대한 타이밍을 예시한 타이밍도들이다.
도 3에서 인덕터 전류(IIND)가 영 전류 이후에 제2 스위치(220)(MN)가 차단되는 경우에 인덕터 전류(IIND)과 VX 노드 전압의 파형들이 예시된다.
제 1 스위칭 구간이 시작(t0)되면서 제1 스위칭 신호(MP)가 활성화되면, 제1 스위칭 구간 동안 인덕터(LBUCK)가 전원(VBAT)에 연결되고, 인덕터 전류(IIND)는 선형적으로 상승하면서 인덕터(LBUCK)에 에너지를 저장한다.
제1 노드인 VX 노드 전압은 제1 스위치(210)(MP)가 턴-온 되었기 때문에 전원 전압 레벨로 상승한다.
제1 스위칭 구간이 턴-오프 되고(t1), 제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 턴-온되며, 제2 스위칭 구간 동안 인덕터(LBUCK)는 접지 (VSS)에 연결되고, 인덕터 전류(IIND)는 점차 감소하면서 인덕터(LBUCK)에 저장되었던 에너지를 커패시터(CBUCK)로 전달한다
VX 노드 전압은 제2 스위치(220)(MN)가 턴-온 되었기 때문에 접지(VSS) 전압 레벨보다 약간 낮은 레벨까지 떨어졌다가, 인덕터 전류(IIND)가 감소하면서 조금씩 상승한다.
제2 스위칭 신호(L-SIDE)는 인덕터(LBUCK)의 저장된 에너지가 소진되고 인덕터 전류(IIND)가 영 전류를 지났음에도 계속 활성화된 상태(t2)이고, 제2 스위치(220)(MN)는 턴-온 된 상태이기 때문에 접지 (VSS), 제2 스위치(220)(MN), 인덕터(LBUCK) 및 커패시터(CBUCK)를 포함하는 전류 경로는 전기적으로 연결되며, 인덕터(LBUCK)는 커패시터(CBUCK)로부터 인덕터 전류(IIND)를 역방향으로 흘리게 된다.
제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 비활성화되고(t3) 제2 스위치(220)(MN)는 차단되지만, 인덕터(L)를 통과하는 역방향의 전류 경로는 제1 스위칭의 기생 다이오드가 턴-온 되면서 유지된다.
VX 노드 전압은 제1 스위칭 기생 다이오드를 통해 접지(VSS)와 전기적으로 연결되고, 접지(VSS) 전압 레벨보다 제1 스위칭 기생 다이오드의 순방향 바이어스 전압만큼 높아진다. 커패시터(CBUCK)에 저장된 에너지는 부하(RL)와 역방향의 인덕터 전류(IIND)로도 소모되므로, 커패시터(CBUCK)에 저장된 에너지는 빨리 감소한다. 또한 제1 스위칭 기생 다이오드의 등가 저항에 의해 전력이 추가로 소비되므로, 역 방향의 인덕터 전류(IIND)는 빨리 감소된다.
인덕터 전류(IIND)가 영 전류가 될 때까지 VX 노드 전압은 전원(VBAT) 전압보다 더 높게 유지된다.
인덕터 전류(IIND)가 영 전류에 도달(t4)하면서 제1 스위칭 기생 다이오드는 턴-오프 되고, 제1 및 제2 스위치(220)들(MP, MN)이 모두 단절되었기 때문에, VX 노드 전압은 오픈 상태로 된다. 그 이후, 제 1 스위칭 구간(t5)이 시작되면서 구간이 반복된다.
도 4에서 인덕터 전류가 영 전류로 되기 전에 제2 스위치(220)(MN)가 차단되는 경우에 인덕터 전류(IIND)와 VX 노드의 전압 파형들이 예시된다.
제1 스위칭 구간이 시작(t0)되면서 제1 스위칭 신호(H-SIDE)가 턴-온이 되면 제1 스위칭 구간 동안 인덕터 전류(IIND)는 선형적으로 상승하면서 인덕터(LBUCK)에 에너지를 저장한다. VX 노드 전압은 제1 스위치(210)(MP)가 턴-온 되었기 때문에 전원 전압으로 상승한다.
제1 스위칭 구간이 끝나고 제 2스위칭 신호(L-SIDE)가 턴-온이 되면서 제 2 스위칭 구간 동안 인덕터(LBUCK)는 접지(VSS)에 연결되고, 인덕터 전류(IIND)는 선형적으로 감소하면서 인덕터(LBUCK)에 저장되었던 자기 에너지를 커패시터 (CBUCK)로 전달한다. VX 노드 전압은 제2 스위치(220)(MN)가 턴-온 되었기 때문에 접지의 전압 레벨보다 약간 낮은 레벨까지 떨어졌다가, 인덕터 전류(IIND)가 감소하면서 조금씩 상승한다.
제2 스위칭 구간은 인덕터(LBUCK)가 영 전류 상태로 되기 전에 끝나게 되고(t2), 제2 스위치(220)(MN)는 차단되었지만, 제2 스위치(220)의 기생 다이오드를 통해서 인덕터(LBUCK)를 위한 전류 경로는 유지된다.
인덕터(LBUCK)에 저장된 에너지가 소진되고 인덕터 전류(IIND)가 영 전류가 될 때까지, VX 노드 전압은 접지(VSS) 전압 레벨보다 더 낮게 유지된다.
인덕터 전류(IIND)가 영 전류에 도달(t3)하면 제2 스위칭의 기생 다이오드는 턴-오프되고, 제1 및 제2 스위치(220)들 (MP, MN)이 모두 턴-오프 되었기 때문에, VX 노드 전압은 오픈 상태로 된다. 그 이후, 제 1 스위칭 구간(t4)이 시작되면서 구간이 반복된다.
도 5에서, 이상적으로 영전류 상태에서 정확하게 맞춰서 제2 스위칭 구간이 끝나고 공통 차단 구간이 시작하는 경우에 인덕터 전류(IIND)와 VX 노드의 전압 파형들이 예시된다.
제1 스위칭 구간이 시작되면서(t0) 인덕터(LBUCK)가 전원(VBAT)에 연결되고, 인덕터 전류(IIND)는 상승하면서 인덕터(LBUCK)에 에너지를 저장한다.
도 5에서, 이상적으로 영전류 상태에 정확하게 맞춰서 제2 스위칭 구간이 끝나고 공통 차단 구간이 시작하는 경우에 인덕터 전류(IIND)과 VX 노드 전압 의 파형들이 예시된다.
제1 스위칭 구간이 시작하면서(t0), 인덕터(LBUCK)가 전원(VBAT)에 연결되고, 인덕터 전류(IIND)는 상승하면서 인덕터(LBUCK)에 에너지를 저장한다.
VX 노드 전압은 제1 스위치(210)(MP)가 턴-온 되었기 때문에 전원(VBAT) 전압 레벨로 상승한다. VX 노드 전압은, 제1 스위치(210)(MP)의 등가 저항 때문에, 인덕터 전류(IIND)가 증가하면서 감소하는 모습을 보인다.
제1 스위칭 구간이 턴-오프가 되면서(t1), 제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 턴-온 되며, 제2 스위칭 구간 동안 인덕터(LBUCK)는 접지(VSS) 연결되고, 인덕터 전류(IIND)는 감소하면서 인덕터(LBUCK)에 저장되었던 에너지를 커패시터(CBUCK)로 전달한다.
VX 노드 전압은 제2 스위치(220)(MN)가 턴-온 되었기 때문에 접지(VSS) 전압으로 떨어진다. 제2 스위치(220)(MN)의 등가 저항 때문에, VX 노드 전압은 접지(VSS) 전압보다 약간 더 낮게 나타나며, 그 폭은 인덕터 전류(IIND)가 감소하면서 줄어든다.
인덕터(LBUCK)에 저장되었던 에너지가 모두 소진되어 인덕터 전류(IIND)가 영전류에 도달하는 순간(t3), 제2 스위칭 신호(L-SIDE)가 턴-오프 된다. 제1 및 제2 스위치(220)들(MP, MN)이 모두 턴-오프 되었기 때문에, VX 노드 전압은 오픈 상태이다.
VX 노드 전압이 오픈 상태가 되면 커패시터(CBUCK)에 충전된 전압 레벨과 커패시터(CBUCK) 및 인덕터 (LBUCK)의 LC 값에 의해서 공진(Ringing)하게 된다.
그 이후, 제 1 스위칭 구간(t4)이 시작되면서 구간이 반복된다.
도 5에서 VX 노드 전압은 DST-ZCD 블록에 있는 VX Sampler를 통해서 VXSAMP 신호로 변환하여 출력한다.
전술한 바와 같이, VX Sampler의 역할의 일 측면은 VX 노드에서 발생할 수 있는 공진(Ringing) 현상으로 인한 잘못된 파형을 방지하고, 정확한 Pulse로 출력하는 것을 포함한다.
제2 스위칭 신호(L-SIDE)는 L-SIDE Delay를 통해서 Delay 및 반전된 신호인 VLSIDEB 신호로 출력한다. L-SIDE Delay는 L-SIDE 신호와 VXSAMP 신호를 받아서, VXSAMP신호를 Sensing 하여(예, D-FF 등의 회로를 이용), Power MOSFETs에서 기생 성분 및 propagation delay 등을 미리 보상해서 L-SIDE의 Delay 및 반전된 신호인 VLSIDEB 신호를 출력한다.
출력된 신호는 정확한 역전류 시점을 감지하기 위해 Phase Detector 또는 Phase Frequency Detector를 통해서 UP/DN 신호로 출력하게 된다. 출력된 UP/DN 신호는 Fast tracking을 위해서 초기에 Coarse Selector(Pulse Converter)를 통해서 Coarse하게 영전류 시점을 찾는다.
Coarse Selector의 회로는 여러 가지 종류로 설계가 가능하다 예를 들어 UP/DN의 Duty Ratio, 또는 펄스폭을 감지해서 Duty Ratio 또는 펄스폭의 크기에 따라 ZCD_C<N:0>이 변화되도록 구성하거나, UP/DN Duty Ratio 또는 펄스폭을 디지털화한 UP/DN 값을 Counting 하여, ZCD_C<N:0>을 결정하고 Pulse Selector에서 MSB를 결정하도록 구성이 가능하다. 이외에도 Coarse-Tuning 방법으로 가능하다. Coarse Selector 회로는 출력 값인 ZCD_C<N:0>의 N(N은 자연수, 변수) 까지만 동작하고 Coarse Lock 신호를 출력하고, Coarse Selector 블록은 Turn-off 되도록 동작한다. 그 이유는 Coarse Selector에서 발생될 수 있는 소모전류를 줄이면서 동작하기 위함이다.
제1 모드(Coarse 조정 모드)의 완료에 의하여 Coarse한 레벨에서는 조정이 Lock되었음을 나타내는 제1 모드 완료 신호인 Coarse Lock 신호가 발생한 후, UP/DN Converter의 Fine Selector를 통해 ZCD_F<N:0> 신호로 출력하게 되는데, UP 신호에 따라 ZCD_F<N:0> 비트는 상승하는 방향으로 동작하게 되고, DN 신호에 따라서 ZCD_F<N:0> 비트는 하강하는 방향으로 동작하게 된다.
결정된 ZCD_F<N:0> 신호는 Pulse Selector로 입력되게 되고, 입력된 ZCD_F<N:0> 비트에 따라 제2 스위칭 구간이 결정되는데 이는 NN_T의 턴-온 되는 시점을 말하며, 역전류 시점을 감지해 제 2 스위칭 구간을 결정하게 된다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 직류-직류 변환기에서 디지털 제어를 통한 역전류 차단을 위한 Coarse 동작의 전압, 전류 신호들의 파형과 타이밍을 예시한 타이밍도이다.
Fast tracking을 위한 Coarse 동작은 N(변수) 만큼 동작 후, Coarse Lock 신호가 출력되어 동작을 멈추게 되고, ZCD_C<N:0> 신호는 마지막 시점 값으로 고정된다.
도 6에서 제1 스위칭 구간이 시작되고(t0), 제2 스위칭 구간이 영전류 시점을 지나서 끝나서 공통 차단 구간으로 들어가게 되면서 VX 노드 전압을 샘플링한 제1 샘플 신호(VXSAMP 신호)와 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 딜레이 및 반전된 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB 신호)를 비교하게 된다. VLSIDEB 신호가 VXSAMP 신호보다 먼저 상승되기 때문에 상승된 시점(t2)부터 VXSAMP 신호가 상승되는 시점(t3)까지 UP 신호가 출력되고, UP 신호는 Detector의 리셋 되는 시간인 리셋 딜레이(Reset Delay) 만큼만 발생되지만, 이는 ZCD_C<N:0> 비트에는 반영되지 않는다. UP 신호를 통해서 역전류 시점을 감지하게 되고, 출력된 UP 신호는 VXSAMP 신호와 VLSIDEB 신호가 상승되는 시점에 ZCD_C<N:0>비트에 반영되게 된다. 이는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)에 반영되어, 제2 스위칭 구간이 변경된다. 타이밍도 나타내고 있는 시점(t4)는 Coarse 동작의 N-1 번째 동작을 나타낸다.
도 6에서 다음 제1 스위칭 구간이 시작되고(t5), 제2 스위칭 구간이 끝나는 시점이 영전류 시점보다 이전에 끝나서 공통 차단 구간으로 들어가게 되면서 VX 노드 전압을 샘플링한 VXSAMP 신호와 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 딜레이 및 반전된 VLSIDEB 신호를 비교하게 된다.
VLSIDEB 신호가 VXSAMP 신호 보다 먼저 상승되기 때문에 상승된 시점(t7)부터 VLSIDEB 신호가 상승되는 시점(t8)까지 UP 신호가 출력되고, DN 신호는 Detector의 리셋 되는 시간인 리셋 딜레이(Reset Delay) 만큼만 발생되지만, 이는 ZCD_C<N:0> 비트에는 반영되지 않는다. UP 신호를 통해서 역전류 시점을 감지하게 되고, 출력된 UP 신호는 VXSAMP 신호와 VLSIDEB 신호가 상승되는 시점에 ZCD_F<N:0>비트에 반영되게 된다. 이는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)에 반영되어, 제2 스위칭 구간이 변경된다. 타이밍도 나타내고 있는 시점(t8)는 Coarse 동작의 N 번째 동작을 나타내기 때문에 일정한 Delay 이후, Coarse Lock 신호가 발생되는 시점(t9)에서 Coarse Lock 신호는 High로 변경된다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 직류-직류 변환기에서 디지털 제어를 통한 역전류 차단을 위한 Fine동작의 전압, 전류 신호들의 파형과 타이밍을 예시한 타이밍도이다.
도 7에서 Coarse Lock 신호가 발생한 이후 Fine 동작을 하기 때문에 Coarse Lock 신호는 High로 고정되어 출력되고, ZCD_C<N:0> 은 고정되어 출력된다.
도 7에서 제1 스위칭 구간이 시작되고(t0), 제2 스위칭 구간이 영전류 시점을 지나서 끝나서 공통 차단 구간으로 들어가게 되면서 VX 노드 전압을 샘플링한 제1 샘플 신호(VXSAMP 신호)와 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 딜레이 및 반전된 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB 신호)를 비교하게 된다. VXSAMP 신호가 VLSIDEB 신호보다 먼저 상승되기 때문에 상승된 시점(t2)부터 VLSIDEB 신호가 상승되는 시점(t3)까지 DN 신호가 출력되고, UP 신호는 Detector의 리셋 되는 시간인 리셋 딜레이(Reset Delay) 만큼만 발생되지만, 이는 ZCD_F<N:0> 비트에는 반영되지 않는다. DN 신호를 통해서 역전류 시점을 감지하게 되고, 출력된 DN 신호는 VXSAMP 신호와 VLSIDEB 신호가 상승되는 시점에 ZCD_F<N:0>비트에 반영되게 된다. 이는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)에 반영되어, 제2 스위칭 구간이 변경된다.
도 7에서 다음 제1 스위칭 구간이 시작되고(t5), 제2 스위칭 구간이 끝나는 시점이 영전류 시점보다 이전에 끝나서 공통 차단 구간으로 들어가게 되면서 VX 노드 전압을 샘플링한 VXSAMP 신호와 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 딜레이 및 반전된 VLSIDEB 신호를 비교하게 된다.
VLSIDEB 신호가 VXSAMP 신호 보다 먼저 상승되기 때문에 상승된 시점(t7)부터 VLSIDEB 신호가 상승되는 시점(t8)까지 UP 신호가 출력되고, DN 신호는 Detector의 리셋 되는 시간인 리셋 딜레이(Reset Delay) 만큼만 발생되지만, 이는 ZCD_F<N:0> 비트에는 반영되지 않는다. UP 신호를 통해서 역전류 시점을 감지하게 되고, 출력된 UP 신호는 VXSAMP 신호와 VLSIDEB 신호가 상승되는 시점에 ZCD_F<N:0>비트에 반영되게 된다. 이는 제2 스위칭 신호(L-SIDE)에 반영되어, 제2 스위칭 구간이 변경된다.
도 7에서 다음 제1 스위칭 구간이 시작되고(t10), 제2 스위칭 구간이 끝나는 시점이 영전류 시점(t12)과 이상적으로 동일하게 끝나서 공통 차단 구간으로 들어가게 되면서 VX 노드 전압을 샘플링한 VXSAMP 신호와 제2 스위칭 신호(L-SIDE)의 딜레이 및 반전된 VLSIDEB 신호를 비교하게 된다.
VXSAMP 신호와 VLSIDEB 신호가 이상적으로 동일하게 상승되기 때문에 동일하게 상승된 시점 (t13)에서 UP/DN 신호가 동일하게 리셋 딜레이(Reset Delay)만큼만 발생되고, 이는 ZCD_F<N:0> 비트를 기존 값과 동일하게 유지하도록 반영된다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치(200)의 제어 방법을 예시한 순서도이다.
도 8을 참조하면, 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환기는 제1 노드(VX 노드)의 전압을 디지털 샘플러 회로(VX Sampler)를 통해서 제1 샘플 신호(VXSAMP 신호)로 검출하고, 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 신호는 L-SIDE Delay를 통해서 딜레이 및 반전된 신호인 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB 신호)로 변환되어 생성된다(S810).
즉, 저전력 직류-직류 변환 장치(200)의 스위칭 생성부(260)는 제1 스위치(210) 및 제2 스위치(220)가 인덕터(LBUCK)와 연결되는 VX 노드의 전압 레벨을 샘플링하여 VXSAMP 신호를 생성하고, 제2 스위칭 신호(L-SIDE)에 기반한 제2 스위칭 지연 신호(VLSIDEB)를 생성한다.
그리고, 생성된 VXSAMP 신호와 VLSIDEB 신호는 Phase Detector 또는 Phase Frequency Detector 를 통해서 두 신호 중 가장 빠른 신호를 감지하고, 두 신호의 Phase 차이를 감지하여, 감지된 정보(UP/DN)를 출력한다(S820).
즉, 스위칭 생성부(260)는 VXSAMP 신호 및 VLSIDEB 신호 중 빠른 신호를 감지하고, VXSAMP 신호 및 VLSIDEB 신호 간의 위상 차이를 감지하여, VXSAMP 신호 및 VLSIDEB 신호 중 빠른 신호에 관한 정보 및 VXSAMP 신호 및 VLSIDEB 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정보를 나타내는 복수의 제어 신호들인 UP 신호와 DN 신호들을 출력한다.
다음, 감지된 정보(UP/DN)는 UP/DN Converter를 통해서 Coarse Selector의 ZCD_C<N:0>을 통해서 Fast tracking을 위한 Coarse 동작을 N(변수) 만큼 Pulse Selector를 통해 제2 스위칭 구간을 결정하고 종료된다(S830).
한편, 스위칭 생성부(260)는 VXSAMP 신호의 시간 도메인 상의 동작에 기반하여, 제2 스위칭 구간의 길이 또는 제1 스위치(210)와 제2 스위치(220)가 공통적으로 차단되는 공통 차단 구간의 길이 중 적어도 하나 이상을 조정하는 조정단위폭을 Coarse 동작 또는 Fine 동작에 따른 조정단위폭으로 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
여기서, 조정단위폭을 Coarse 동작 또는 Fine 동작에 따른 조정단위폭으로 결정하는 단계는 VXSAMP 신호 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도에 기반하여 결정할 수 있다.
즉, 스위칭 제어부(260)가 조정단위폭을 Coarse 동작 또는 Fine 동작에 따른 조정단위폭으로 결정하기 위해서, VXSAMP 신호 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 임계치를 초과하면 상기 조정단위폭을 Coarse 조정 단위 시간으로 설정하는 단계 및 VXSAMP 신호 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 임계치 이하이면 조정단위폭을 Coarse 조정 단위 시간보다 작은 Fine 조정 단위 시간으로 설정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
이 때, 스위칭 제어부(260)는 조정단위폭이 Coarse 조정 단위 시간으로 선택된 Coarse 조정 모드에서 VXSAMP 신호 및 제2 스위칭 신호(L-SIDE) 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 상기 임계치 이하로 작아지면, 상기 제1 모드가 종료됨을 나타내는 제1 모드 완료 신호(Coarse Lock 신호)를 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.
그 이후 Fine Selector를 통해서 ZCD_F<N:0> 비트로 출력하게 되는데, UP 신호가 입력되면, ZCD_F<N:0> 비트는 상승하는 방향으로 변화하게 되고, DN 신호가 입력되면, ZCD_F<N:0> 비트는 감소하는 방향으로 변화하게 된다. ZCD_F<N:0> 신호를 기준으로 Pulse Selector는 제2 스위칭 구간을 결정하게 된다(S840).
본 실시예 및 본 명세서에 첨부된 도면은 본 발명에 포함되는 기술적 사상의 일부를 명확하게 나타내고 있는 것에 불과하며, 본 발명의 명세서 및 도면에 포함된 기술적 사상의 범위 내에서 당업자가 용이하게 유추할 수 있는 변형예와 구체적인 실시예는 모두 본 발명의 권리범위에 포함되는 것이 자명하다고 할 것이다.
따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 것들은 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.
200: 저전력 직류-직류 변환 장치 210: 제1 스위치
220: 제2 스위치 230: 커패시터
240: 인덕터 250: 스위칭 생성부
260: 스위칭 제어부 261: 펄스 셀렉터

Claims (14)

  1. 커패시터;
    상기 커패시터와 전기적으로 연결되는 인덕터;
    제1 스위칭 신호에 의해 제1 스위칭 구간 동안 턴 온되고 상기 제1 스위칭 구간 동안 입력 전원으로부터 상기 인덕터에 에너지를 공급하는 제1 스위치;
    제2 스위칭 신호에 의하여 상기 제1 스위칭 구간 이외의 제2 스위칭 구간 동안 턴 온되고 상기 제2 스위칭 구간 동안 상기 인덕터와 접지 단자를 전기적으로 연결하는 제2 스위치; 및
    상기 제1 스위칭 신호 및 상기 제2 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 제어부를 포함하고,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 상기 인덕터와 연결되는 제1 노드의 전압 레벨을 디지털 샘플러 회로에 의하여 샘플링하여 제1 샘플 신호를 생성하고, 상기 제1 샘플 신호의 시간 도메인 상의 동작에 기반하여, 다음 스위칭 주기에 적용될 제2 스위칭 구간의 길이 또는 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 공통적으로 차단되는 공통 차단 구간의 길이 중 적어도 하나 이상을 조정하는 조정단위폭을 결정하는 저전력 직류-직류 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도에 기반하여 상기 조정단위폭을 결정하는 저전력 직류-직류 변환 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 임계치를 초과하면 상기 조정단위폭을 제1 조정 단위 시간으로 선택하고,
    상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 상기 임계치 이하이면 상기 조정단위폭을 상기 제1 조정 단위 시간보다 작은 제2 조정 단위 시간으로 선택하는 저전력 직류-직류 변환 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 조정단위폭을 상기 제1 조정 단위 시간으로 선택하는 제1 모드에서 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 상기 임계치 이하로 작아지면, 상기 제1 모드가 종료됨을 나타내는 제1 모드 완료 신호를 생성하고, 상기 조정단위폭을 상기 제2 조정 단위 시간으로 선택하는 제2 모드로 전환하는 저전력 직류-직류 변환 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 신호 간의 위상 차이에 기반하여 생성되며, 상기 위상 차이의 정량화된 정도를 나타내는 복수의 제어 신호들을 생성하는 저전력 직류-직류 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제1 샘플 신호의 위상과 상기 제2 스위치의 기생 커패시턴스를 고려하여 제2 스위칭 신호가 지연된 제2 스위칭 지연 신호의 위상 간의 차이에 기반하여 상기 복수의 제어 신호들을 생성하는 저전력 직류-직류 변환 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제2 스위칭 지연 신호의 위상이 상기 제1 샘플 신호의 위상보다 앞서면, 상기 제2 스위칭 지연 신호의 위상과 상기 제1 샘플 신호의 위상 차이만큼 활성화되는 펄스폭을 가지는 제1 제어 신호를 생성하고,
    상기 제1 샘플 신호의 위상이 상기 제2 스위칭 지연 신호의 위상보다 앞서면, 상기 제1 샘플 신호의 위상과 상기 제2 스위칭 지연 신호의 위상 차이만큼 활성화되는 펄스폭을 가지는 제2 제어 신호를 생성하는 저전력 직류-직류 변환 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 제1 제어 신호가 생성된 경우, 상기 제2 스위칭 구간의 길이를 상기 조정단위폭만큼 증가시키고,
    상기 제2 제어 신호가 생성된 경우, 상기 제2 스위칭 구간의 길이를 상기 조정단위폭만큼 감소시키는 저전력 직류-직류 변환 장치.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 복수의 제어 신호들을 이용하여 복수의 기준 펄스들 가운데 어느 하나를 선택하여 상기 제2 스위칭 신호의 기준이 되는 제2 스위칭 기준 신호를 생성할 수 있도록 디지털화된 기준 펄스 선택 제어 신호를 생성하는 저전력 직류-직류 변환 장치.
  10. 커패시터;
    상기 커패시터와 전기적으로 연결되는 인덕터;
    제1 스위칭 신호에 의해 제1 스위칭 구간 동안 턴 온되고 상기 제1 스위칭 구간 동안 입력 전원으로부터 상기 인덕터에 에너지를 공급하는 제1 스위치;
    제2 스위칭 신호에 의하여 상기 제1 스위칭 구간 이외의 제2 스위칭 구간 동안 턴 온되고 상기 제2 스위칭 구간 동안 상기 인덕터와 접지 단자를 전기적으로 연결하는 제2 스위치; 및
    상기 제1 스위칭 신호 및 상기 제2 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 제어부를 포함하는 저전력 직류-직류 변환 장치의 동작 방법에 있어서,
    상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 상기 인덕터와 연결되는 제1 노드의 전압 레벨을 샘플링하여 제1 샘플 신호를 생성하는 단계;
    상기 제2 스위칭 신호에 기반한 제2 스위칭 지연 신호를 생성하는 단계;
    상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 중 빠른 신호를 감지하는 단계;
    상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 간의 위상 차이를 감지하는 단계; 및
    상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 중 빠른 신호에 관한 정보 및 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정보를 나타내는 복수의 제어 신호들을 생성하는 단계;
    를 포함하는 저전력 직류-직류 변환 장치의 동작 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 샘플 신호의 시간 도메인 상의 동작에 기반하여, 상기 제2 스위칭 구간의 길이 또는 상기 제1 스위치와 상기 제2 스위치가 공통적으로 차단되는 공통 차단 구간의 길이 중 적어도 하나 이상을 조정하는 조정단위폭을 결정하는 단계;
    를 더 포함하는 저전력 직류-직류 변환 장치의 동작 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 조정단위폭을 결정하는 단계는
    상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도에 기반하여 상기 조정단위폭을 결정하는 저전력 직류-직류 변환 장치의 동작 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 조정단위폭을 결정하는 단계는
    상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 임계치를 초과하면 상기 조정단위폭을 제1 조정 단위 시간으로 선택하는 단계; 및
    상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 상기 임계치 이하이면 상기 조정단위폭을 상기 제1 조정 단위 시간보다 작은 제2 조정 단위 시간으로 설정하는 단계;
    를 포함하는 저전력 직류-직류 변환 장치의 동작 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 조정단위폭이 상기 제1 조정 단위 시간으로 선택된 제1 조정 모드에서 상기 제1 샘플 신호 및 상기 제2 스위칭 지연 신호 간의 위상 차이의 정량화된 정도가 상기 임계치 이하로 작아지면, 상기 제1 모드가 종료됨을 나타내는 제1 모드 완료 신호를 생성하는 단계;
    를 더 포함하는 저전력 직류-직류 변환 장치의 동작 방법.
KR1020180008376A 2018-01-23 2018-01-23 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법 KR102028318B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020180008376A KR102028318B1 (ko) 2018-01-23 2018-01-23 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법
US16/255,342 US11095218B2 (en) 2018-01-23 2019-01-23 Low-power DC-DC converter capable of preventing reverse current with digital operations and method of operating the same

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020180008376A KR102028318B1 (ko) 2018-01-23 2018-01-23 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20190089611A true KR20190089611A (ko) 2019-07-31
KR102028318B1 KR102028318B1 (ko) 2019-10-04

Family

ID=67298783

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020180008376A KR102028318B1 (ko) 2018-01-23 2018-01-23 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법

Country Status (2)

Country Link
US (1) US11095218B2 (ko)
KR (1) KR102028318B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20210143073A (ko) * 2020-05-19 2021-11-26 강원대학교산학협력단 인버터 기반의 역전류 방지 회로

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110611543B (zh) * 2018-06-14 2021-04-06 扬智科技股份有限公司 定时恢复的定时锁定识别方法与信号接收电路
TWI686045B (zh) * 2019-02-13 2020-02-21 新唐科技股份有限公司 零電流偵測系統
US10938304B2 (en) * 2019-06-20 2021-03-02 Intel Corporation Voltage- and current-based control of direct current (DC)-DC converter
US11139738B2 (en) * 2020-01-06 2021-10-05 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Current load based mode control for converter circuit
US11791720B2 (en) * 2021-06-30 2023-10-17 Stmicroelectronics S.R.L. Methods and apparatus for a direct current-direct current converter compatible with wide range system clock frequency
US11881768B2 (en) 2021-06-30 2024-01-23 Stmicroelectronics S.R.L. Methods and apparatus for adaptively controlling direct current-direct current converter precision
CN115656609B (zh) * 2022-12-28 2023-04-28 苏州博创集成电路设计有限公司 一种电感电流采样电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101550529B1 (ko) * 2014-03-14 2015-09-08 성균관대학교산학협력단 2단계 지연 고정 루프를 이용한 동기식 직류-직류 벅 변환기 및 전파 지연 시간 보상 방법
KR101692169B1 (ko) 2015-12-29 2017-01-03 성균관대학교산학협력단 불연속 전류 동작 모드에서 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 방법

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007028829A (ja) 2005-07-19 2007-02-01 Mitsumi Electric Co Ltd 電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその共振電流制御方法
JP4710749B2 (ja) * 2006-07-28 2011-06-29 富士電機システムズ株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及び方法
EP1936792B1 (en) * 2006-12-22 2010-07-28 STMicroelectronics Design and Application S.R.O. Synchronous rectifier having precise on/off switching times
US7529108B2 (en) * 2007-01-02 2009-05-05 Analog Devices, Inc Full-bridge digital power converter controller and method to compensate volt-second imbalance
US7888925B2 (en) * 2007-07-23 2011-02-15 Intersil Americas Inc. Load current compensation in synchronous power converters
JP5422922B2 (ja) 2008-05-29 2014-02-19 富士電機株式会社 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータの逆流防止回路
JP5676961B2 (ja) * 2010-07-30 2015-02-25 スパンション エルエルシー 電源の制御回路、電子機器及び電源の制御方法
US8582329B2 (en) 2011-01-10 2013-11-12 Iwatt Inc. Adaptively controlled soft start-up scheme for switching power converters
US8564270B2 (en) 2012-03-15 2013-10-22 Iwatt Inc. On-time compensation for switching power converters
JP5814876B2 (ja) * 2012-07-27 2015-11-17 株式会社東芝 同期整流型電源回路とその調整方法
EP2940847A1 (en) * 2014-04-30 2015-11-04 Dialog Semiconductor GmbH Method and apparatus for an adaptive threshold of a zero crossing comparator based on the current in the parasitic bipolar transistors
US9570980B2 (en) * 2014-06-03 2017-02-14 Infineon Technologies Ag System and method for switched power supply current sampling
US9685868B2 (en) * 2015-02-10 2017-06-20 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Synchronous rectifier for buck converter without the need for a comparator
US10069397B2 (en) * 2015-12-23 2018-09-04 Intel Corporation Digitally controlled zero voltage switching

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101550529B1 (ko) * 2014-03-14 2015-09-08 성균관대학교산학협력단 2단계 지연 고정 루프를 이용한 동기식 직류-직류 벅 변환기 및 전파 지연 시간 보상 방법
KR101692169B1 (ko) 2015-12-29 2017-01-03 성균관대학교산학협력단 불연속 전류 동작 모드에서 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 방법

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Ph-Hung Chen,A 50 nW-to-10 mW Output Power Tri-Mode Digital Buck Converter With Self-Tracking Zero Current Detection for Photovoltaic Energy Harvesting,IEEE J. Solid-State Circuits vo.51.is.2.(2016.2)* *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20210143073A (ko) * 2020-05-19 2021-11-26 강원대학교산학협력단 인버터 기반의 역전류 방지 회로

Also Published As

Publication number Publication date
US11095218B2 (en) 2021-08-17
KR102028318B1 (ko) 2019-10-04
US20190229607A1 (en) 2019-07-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20190089611A (ko) 디지털 방식의 역전류를 차단할 수 있는 저전력 직류-직류 변환 장치 및 그것의 동작 방법
US10686362B2 (en) Variable delay for soft switching in power conversion circuit
US9712046B2 (en) Dead-time optimization of DC-DC converters
US7053506B2 (en) Power converter control for automatic maximum power point tracking
US7872461B2 (en) Reverse current stopping circuit of synchronous rectification type DC-DC converter
US7535210B2 (en) Predictive duty ratio generating circuit and method for synchronous boost converters operating in PFM mode
US8350543B2 (en) Control circuitry in a DC/DC converter for zero inductor current detection
US8648583B2 (en) Delay block for controlling a dead time of a switching voltage regulator
US20070091650A1 (en) Adaptive sychronous rectification control circuit and method thereof
US9401639B2 (en) Injection locked phasing for a peak-valley multiphase regulator
EP1687683A2 (en) Adaptive delay control circuit for switched mode power supply
US11025170B2 (en) Systems and methods for reducing switching loss in power conversion systems
KR20090011715A (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
US9559593B2 (en) Synchronous rectification converter and control method of synchronous rectification converter
CN115389808B (zh) 电流检测电路及降压变换器
JP2721315B2 (ja) 予想逆ブースト機能を備えたｄｃ−ｄｃコンバータ
CN117175908B (zh) 动态响应快的开关变换器及其控制方法
TWM642139U (zh) 可調整過零參考電流的電壓轉換器
CN115459558A (zh) 多相功率转换电路的控制电路、控制方法以及多相电源
CN113131737B (zh) 适用于开关电源的pwm/pfm无缝切换控制器及其控制方法
CN213637504U (zh) 准谐振反激式变换器及其控制器
US10797580B1 (en) Detection circuit, switching regulator having the same and control method
CN112467976B (zh) 开关变换器及其控制电路和控制方法
CN110311557B (zh) 直流-直流转换控制器及其运作方法
US20050030779A1 (en) Controlling circuit for a pulse width modulated DC/DC converter

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right