CN110311557B - 直流-直流转换控制器及其运作方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种直流‑直流转换控制器，耦接输出级。输出级包括相位节点与操作开关。操作开关耦接于相位节点与接地电压之间。直流‑直流转换控制器包括脉宽调变单元、零电位比较器及门槛电压产生单元。脉宽调变单元耦接输出级且提供脉宽调变信号至输出级，以控制操作开关。零电位比较器具有第一输入端、第二输入端与输出端。第一输入端耦接相位节点。输出端耦接脉宽调变单元且提供零电流电压以调整脉宽调变信号。门槛电压产生单元耦接相位节点与零电位比较器且提供门槛电压至第二输入端。门槛电压产生单元依据默认电压与相位节点上的相位电压动态调整门槛电压。本发明可改善零电流侦测时的传输延迟误差，以实现理想的零电流侦测机制。

Description

直流-直流转换控制器及其运作方法
技术领域
本发明是与电源转换有关，尤其是关于一种直流-直流转换控制器及其运作方法。
背景技术
当现有的直流-直流转换控制器进行零电流(Zero Current,ZC)侦测时，其可能的误差来源除了比较器本身的误差之外，还包括信号传输过程中的传输延迟误差。目前虽已有多种方式用来改善比较器本身的误差，但传输延迟误差仍无法有效获得改善。尤其是在未来高频应用愈来愈盛行的情况下，传输延迟误差造成的影响势必会愈来愈大。
图1及图2分别为理想的直流-直流转换控制器1与其转换波形的示意图。在理想的情况下，当脉宽调变信号LG使下桥开关LS导通时，电感电流IL曲线往下降，当电感电流IL在时间T0时降为零，脉宽调变信号LG使下桥开关LS关闭。
相较于图2所示的理想的转换波形，图3A为转换波形带有正传输延迟误差时的示意图。如图3A所示，当下桥开关LS的关闭时间T1晚于理想的关闭时间T0时，在输出电感L上会产生与电流I2方向相反的电流，导致多余的功率损耗；图3B为转换波形带有负传输延迟误差时的示意图，当下桥开关LS的关闭时间T2早于理想的关闭时间T0时，下桥开关LS的体二极管(Body diode)BD会导通，以维持输出电感L上的电感电流IL能够连续，但却也导致多余的功率损耗。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种直流-直流转换控制器及其运作方法，以有效解决现有技术所遭遇到的上述种种问题。
依据本发明的一具体实施例为一种直流-直流转换控制器。在此实施例中，直流-直流转换控制器耦接输出级。输出级包括相位节点与操作开关，且操作开关耦接于相位节点与接地电压之间。直流-直流转换控制器包括脉宽调变单元、零电位比较器与门槛电压产生单元。脉宽调变单元耦接操作开关，且提供脉宽调变信号至操作开关。零电位比较器具有第一输入端、第二输入端与输出端。第一输入端耦接相位节点。输出端耦接脉宽调变单元，且提供零电流电压以调整脉宽调变信号。门槛电压产生单元耦接相位节点与零电位比较器，且提供门槛电压至第二输入端。门槛电压产生单元依据默认电压与相位节点上的相位电压动态调整门槛电压。
在一实施例中，门槛电压产生单元包括采样单元、比较器及零电流控制器。脉宽调变信号控制操作开关周期性地导通与断开。上述门槛电压产生单元依据第一周期的相位节点上的相位电压选择性地调整第二周期的门槛电压，且第二周期晚于第一周期。
在一实施例中，当第一周期的相位电压大于默认电压时，则调降第二周期的门槛电压。
在一实施例中，当第一周期的相位电压小于默认电压时，则调升第二周期的门槛电压。
依据本发明的一具体实施例为一种直流-直流转换控制器运作方法。在此实施例中，直流-直流转换控制器运作方法用以运作一直流-直流转换控制器。直流-直流转换控制器耦接输出级。输出级包括相位节点与操作开关，且操作开关耦接于相位节点与一接地电压之间。直流-直流转换控制器运作方法包括下列步骤：(a)提供脉宽调变信号至操作开关；(b)依据相位节点上的相位电压与门槛电压提供零电流电压，以调整脉宽调变信号；以及(c)依据默认电压与相位电压动态调整门槛电压。
相较于现有技术，依据本发明的直流-直流转换控制器及其运作方法通过前一周期的相位节点上的相位电压与默认电压的比较结果，动态地调整下一周期的零电流电压，用以改善零电流侦测时的传输延迟误差，避免现有技术中由于开关的关闭时间过早或过晚所造成的功率损耗，故能实现理想的零电流侦测机制。
关于本发明的优点与精神可以通过以下的发明详述及附图得到进一步的了解。
附图说明
图1及图2分别为现有的直流-直流转换控制器与其理想的转换波形的示意图。
图3A为当转换波形带有正传输延迟误差时的示意图。
图3B为当转换波形带有负传输延迟误差时的示意图。
图4为依据本发明的一具体实施例中的直流-直流转换控制器的示意图。
图5为当操作开关的关闭时间晚于理想关闭时间的转换波形的时序图。
图6为当操作开关的关闭时间早于理想关闭时间的转换波形的时序图。
图7为当操作开关的关闭时间晚于理想关闭时间的连续转换波形的时序图。
图8为当操作开关的关闭时间早于理想关闭时间的连续转换波形的时序图。
图9为依据本发明的另一具体实施例中的直流-直流转换控制器运作方法的流程图。
主要元件符号说明：
1：直流-直流转换控制器
10：脉宽调变控制器
12：补偿单元
14：零电位比较器
I1、I2：电流
VTH：门槛电压
T0：理想的关闭时间
T1、T2：关闭时间
4：直流-直流转换控制器
40：脉宽调变单元
42：零电位比较器
44：门槛电压产生单元
400：脉宽调变控制器
402：补偿单元
440：采样单元
442：比较器
444：零电流控制器
OS：输出级
HS、LS：操作开关
LX：相位节点
DR1～DR2：驱动器
L：输出电感
C：输出电容
R1～R2：分压电阻
FB：回授节点
+：正输入端
－：负输入端
K、J：输出端
VIN：输入电压
VOUT：输出电压
VFB：回授电压
VL：相位电压
VZC：零电流电压
VD：默认电压
UG、LG：脉宽调变信号
COMP：补偿信号
GND：接地电压
IL：电感电流
VTH1～VTH3：第一门槛电压～第三门槛电压
T01～T03：理想关闭时间
TA1～TA3、TB1～TB3：关闭时间
S10～S14：步骤
具体实施方式
现在将详细参考本发明的示范性实施例，并在附图中说明所述示范性实施例的实例。在附图及实施方式中所使用相同或类似标号的组件/构件是用来代表相同或类似部分。
依据本发明的一具体实施例为一种直流-直流转换控制器。在此实施例中，直流-直流转换控制器可应用于直流-直流降压转换电路中，但不以此为限。请参照图4，图4为此实施例中的直流-直流转换控制器的示意图。
如图4所示，直流-直流转换控制器4耦接输出级OS。输出级包括驱动器DR1～DR2、操作开关HS、操作开关LS与相位节点LX。驱动器DR1～DR2分别耦接操作开关HS与LS的闸极；操作开关HS耦接于输入电压VIN与相位节点LX之间；操作开关LS耦接于相位节点LX与接地电压GND之间。相位节点LX耦接于操作开关HS与操作开关LS之间且相位节点LX亦耦接于直流-直流转换控制器4与输出电感L之间。输出电容C耦接于输出电压VOUT与接地电压GND之间。分压电阻R1与R2串接于输出电压VOUT与接地电压GND之间。位于分压电阻R1与R2之间的回授节点FB耦接直流-直流转换控制器4，且回授节点FB上的回授电压VFB与输出电压VOUT有关。
直流-直流转换控制器4包括脉宽调变单元40、零电位比较器42与门槛电压产生单元44。零电位比较器42具有正输入端+、负输入端－及输出端K。脉宽调变单元40分别耦接零电位比较器42的输出端K、输出级OS及回授节点FB；零电位比较器42的正输入端+与负输入端－分别耦接相位节点LX与门槛电压产生单元44且零电位比较器42之输出端K耦接脉宽调变单元40；门槛电压产生单元44分别耦接相位节点LX、零电位比较器42的负输入端－及输出级OS。
脉宽调变单元40用以分别提供脉宽调变信号UG及脉宽调变信号LG至输出级OS。输出级OS中的驱动器DR1～DR2分别依据脉宽调变信号UG及脉宽调变信号LG控制操作开关HS及操作开关LS的运作。脉宽调变单元40可包括脉宽调变控制器400及补偿单元402。脉宽调变控制器400分别耦接零电位比较器42的输出端K、补偿单元402及输出级OS，用以分别提供脉宽调变信号UG与脉宽调变信号LG至输出级OS中的操作开关HS的闸极与操作开关LS的闸极。补偿单元402分别耦接脉宽调变控制器400及回授节点FB，用以接收位于分压电阻R1与R2之间的回授节点FB上的回授电压VFB并依据与输出电压VOUT有关的回授电压VFB提供补偿信号COMP至脉宽调变控制器400。脉宽调变控制器400即可依据与输出电压VOUT有关的补偿信号COMP选择性地调整其输出至输出级OS中的操作开关HS及操作开关LS的脉宽调变信号UG及脉宽调变信号LG。
零电位比较器42的正输入端+用以接收相位节点LX上的相位电压VL；零电位比较器42的负输入端－用以接收门槛电压产生单元44所提供的门槛电压VTH。零电位比较器42依据相位电压VL与门槛电压VTH的比较结果产生零电流电压VZC，并通过其输出端K将零电流电压VZC提供至脉宽调变单元40中的脉宽调变控制器400。脉宽调变控制器400即可依据零电流电压VZC选择性地调整其输出至输出级OS中的操作开关HS及LS的脉宽调变信号UG及LG。
门槛电压产生单元44用以依据相位节点LX上的相位电压VL与默认电压VD提供门槛电压VTH至零电位比较器42的负输入端－。门槛电压产生单元44可包括采样单元440、比较器442及零电流控制器444。比较器442具有正输入端+、负输入端－及输出端J。采样单元440分别耦接相位节点LX、比较器442的正输入端+及操作开关LS的闸极；比较器442的正输入端+及负输入端－分别耦接采样单元440及默认电压VD且比较器442的输出端J耦接零电流控制器444；零电流控制器444分别耦接比较器442的输出端J与零电位比较器42的负输入端－。
采样单元440会持续侦测脉宽调变单元40提供至操作开关LS的闸极的脉宽调变信号LG的下降缘(Falling edge)，亦即采样单元440持续侦测脉宽调变信号LG是否由高电压位准(High-level)转变为低电压位准(Low-level)。
当采样单元440侦测到脉宽调变信号LG由高电压位准转变为低电压位准时(例如第一周期)，采样单元440会对相位节点LX上的相位电压VL采样并将相位电压VL提供至比较器442的正输入端+。比较器442会将相位电压VL与默认电压VD进行比较，并将比较结果提供给零电流控制器444，并由零电流控制器444依据比较器442的比较结果选择性地调整下一周期(例如第二周期)提供给零电位比较器42的负输入端－的门槛电压VTH，以减少误差来实现理想的零电流侦测机制。
如图5所示，假设默认电压VD为接地电压GND，若脉宽调变信号LG在晚于理想关闭时间T0的时间T1才由高电压位准转变为低电压位准，相位节点LX上的相位电压VL在过了理想关闭时间T0后仍会持续上升，使得采样单元440在时间T1所采得的相位电压VL会大于接地电压GND。因此，零电流控制器444会依据此一比较结果调降下一周期的门槛电压VTH，使得脉宽调变信号LG在下一周期会提早由高电压位准转变为低电压位准的时间，使操作开关LS在下一周期的关闭时间会较趋近于理想关闭时间T0，以减少误差。
如图6所示，假设默认电压VD为接地电压GND，若脉宽调变信号LG在早于理想关闭时间T0的时间T2就已由高电压位准转变为低电压位准，相位节点LX上的相位电压VL尚未上升到接地电压GND时操作开关LS即被关闭，使得采样单元440在时间T2所采得的相位电压VL会小于接地电压GND。因此，零电流控制器444会依据此一比较结果调升下一周期的门槛电压VTH，使得脉宽调变信号LG在下一周期会延后由高电压位准转变为低电压位准的时间，使操作开关LS在下一周期的关闭时间会较趋近于理想关闭时间T0，以减少误差。
如上所述，若采样单元440采得的相位电压VL等于接地电压GND，代表操作开关LS在理想关闭时间T0被关闭，因此，零电流控制器444即会依据此一比较结果不调整下一周期的门槛电压VTH，使得操作开关LS在下一周期的关闭时间仍维持于理想关闭时间T0不变。
请参照图7，图7为当操作开关的关闭时间晚于理想关闭时间的连续转换波形的时序图。如图7所示，假设操作开关LS于第一周期～第三周期的理想关闭时间分别为T01～T03，且默认电压VD为第三参考电压VTH3。
在第一周期中，假设采样单元440于脉宽调变信号LG由高电压位准转变为低电压位准时(即时间TA1)取得的相位电压VL为VTH1且大于默认电压VD(在此例中假设为VTH3)，代表操作开关LS太晚关闭，导致相位节点LX上的相位电压VL在过了理想关闭时间T01后仍会持续上升而大于默认电压VD，此时零电流控制器444会依据相位电压VL(第一门槛电压VTH1)大于默认电压VD(第三门槛电压VTH3)的比较结果调降第二周期的门槛电压VTH为例如第二门槛电压VTH2。
在第二周期中，脉宽调变信号LG会提早于关闭时间TA2由高电压位准转变为低电压位准以关闭操作开关LS。同理，假设在时间TA2所测得的相位电压VL为第二门槛电压VTH2且大于默认电压VD(于此例为VTH3)，则零电流控制器444会依据相位电压VL(第二门槛电压VTH2)大于默认电压VD的比较结果再度调降第三周期的门槛电压VTH为例如第三门槛电压VTH3。虽然操作开关LS在第二周期关闭的关闭时间TA2仍略晚于第二周期的理想关闭时间T02，但已比第一周期更趋近理想关闭时间。
因此，在第三周期中，零电流控制器444会依据相位电压VL(第二参考电压VTH2)大于默认电压VD(第三参考电压VTH3)的比较结果调降第三周期的参考电压为例如第三参考电压VTH3，使得脉宽调变信号LG的下降缘会提早于关闭时间TA3出现，由于操作开关LS于第三周期关闭的关闭时间TA3等于第三周期的理想关闭时间T03，故可有效将误差降至最低。
由上述可知：当操作开关LS的关闭时间于第一周期晚于理想关闭时间时，零电流控制器444会于接下来的第二周期、第三周期、…依据相位电压VL大于默认电压VD的比较结果持续调降门槛电压，亦即第二门槛电压VTH2小于第一门槛电压VTH1且第三门槛电压VTH3小于第二门槛电压VTH2、…，直至相位电压VL等于默认电压VD为止。
请参照图8，图8为当操作开关的关闭时间早于理想关闭时间的连续转换波形的时序图。如图8所示，假设操作开关LS于第一周期～第三周期的理想关闭时间分别为T01～T03。
在第一周期中，假设采样单元440在操作信号LG由高电压位准转变为低电压位准时(即时间TB1)测得的相位电压VL为第一门槛电压VTH1且默认电压VD为第三门槛电压VTH3，而VTH1<VTH3，代表操作开关LS在相位节点LX上的相位电压VL尚未上升至默认电压VD之前即关闭。此时零电流控制器444会依据相位电压VL(第一门槛电压VTH1)小于默认电压VD(第三门槛电压VTH3)的比较结果调升第二周期的门槛电压为例如第二门槛电压VTH2。
在第二周期中，脉宽调变信号LG会延后在关闭时间TB2由高电压位准转变为低电压位准以关闭操作开关LS。同理，假设在关闭时间TB2所测得的相位电压VL为第二门槛电压VTH2且默认电压VD为第三门槛电压VTH3，则零电流控制器444会依据相位电压VL(第二门槛电压VTH2)小于默认电压VD(第三门槛电压VTH3)的比较结果再度调升第三周期的门槛电压为例如第三门槛电压VTH3。虽然操作开关LS于第二周期关闭的关闭时间TB2仍略早于第二周期的理想关闭时间T02，但已比第一周期更趋近理想关闭时间。
在第三周期中，零电流控制器444会依据相位电压VL(第二参考电压VTH2)小于默认电压VD(第三参考电压VTH3)的比较结果调升第三周期的参考电压为例如第三参考电压VTH3，使得脉宽调变信号LG的下降缘会延后于关闭时间TB3出现，由于操作开关LS于第三周期关闭的关闭时间TB3等于第三周期的理想关闭时间T03，故可有效将误差降至最低。
由上述可知：当操作开关LS的关闭时间于第一周期早于理想关闭时间时，零电流控制器444会于接下来的第二周期、第三周期、…依据相位电压VL小于默认电压VD的比较结果持续调升门槛电压，亦即第二门槛电压VTH2大于第一门槛电压VTH1且第三门槛电压VTH3大于第二门槛电压VTH2、…，直至相位电压VL与默认电压VD的比较结果为相位电压VL等于默认电压VD为止。
依据本发明的另一具体实施例为一种直流-直流转换控制器运作方法。在此实施例中，直流-直流转换控制器运作方法用以运作一直流-直流转换控制器。直流-直流转换控制器耦接一输出级。输出级包括一相位节点与一操作开关(下桥开关)，且操作开关耦接于相位节点与一接地电压之间。
请参照图9，图9为此实施例中的直流-直流转换控制器运作方法的流程图。如图9所示，直流-直流转换控制器运作方法可包括下列步骤：
步骤S10：提供脉宽调变信号至操作开关；
步骤S12：依据相位节点上的相位电压与门槛电压提供零电流电压，以调整脉宽调变信号；以及
步骤S14：依据默认电压与相位电压动态调整门槛电压。
在步骤S10之后，脉宽调变信号控制操作开关周期性地导通与断开，上述方法还可依据前一周期(例如第一周期)的相位节点上的相位电压选择性地调整下一周期(例如第二周期)的门槛电压，第二周期晚于第一周期。
在实际应用中，上述方法可依据前一周期(例如第一周期)的相位电压与默认电压的比较结果选择性地调整下一周期(例如第二周期)的门槛电压。
举例而言，当第一周期的相位电压大于默认电压时，上述方法调降第二周期的门槛电压；当第一周期的相位电压小于默认电压时，上述方法调升第二周期的门槛电压；当第一周期的相位电压等于默认电压时，则不调整第二周期的门槛电压。其余周期亦可依此类推，故于此不另行赘述。
在实际应用中，上述方法还可依据与输出电压有关的回授电压产生调整脉宽调变信号，但不以此为限。此外，输出级还包括另一操作开关(上桥开关)，且另一操作开关耦接于输入电压与相位节点之间。上述方法还提供另一脉宽调变信号至上述另一操作开关。
相较于现有技术，依据本发明的直流-直流转换控制器及其运作方法通过前一周期的相位节点上的相位电压与默认电压的比较结果动态地调整下一周期的零电流电压，用以改善零电流侦测时的传输延迟误差，避免现有技术中由于下桥开关的关闭时间过早或过晚所造成的功率损耗，故能实现理想的零电流侦测机制。

Claims (8)

1.一种直流-直流转换控制器，耦接一输出级，该输出级包括一相位节点与一操作开关，且该操作开关耦接于该相位节点与一接地电压之间，其特征在于，该直流-直流转换控制器包括：
一脉宽调变单元，耦接该输出级，且提供一脉宽调变信号至该输出级，以控制该操作开关；
一零电位比较器，具有一第一输入端、一第二输入端与一输出端，该第一输入端耦接该相位节点，该输出端耦接该脉宽调变单元，且提供一零电流电压以调整该脉宽调变信号；以及
一门槛电压产生单元，耦接该相位节点与该零电位比较器，且提供一门槛电压至该第二输入端，上述门槛电压产生单元包括一采样单元，分别耦接上述相位节点及上述操作开关，
其中当上述采样单元侦测到上述脉宽调变信号的一下降缘时，上述采样单元采样上述相位节点上的一相位电压；该门槛电压产生单元依据一默认电压与该相位电压动态调整该门槛电压。
2.如权利要求1所述的直流-直流转换控制器，其特征在于，该门槛电压产生单元还包括一比较器及一零电流控制器，该脉宽调变信号控制该操作开关周期性地导通与断开，该门槛电压产生单元依据一第一周期的该相位节点上的该相位电压选择性地调整一第二周期的该门槛电压，且该第二周期晚于该第一周期。
3.如权利要求2所述的直流-直流转换控制器，其特征在于，当该第一周期的该相位电压大于该默认电压时，则调降该第二周期的该门槛电压。
4.如权利要求2所述的直流-直流转换控制器，其特征在于，当该第一周期的该相位电压小于该默认电压时，则调升该第二周期的该门槛电压。
5.一种直流-直流转换控制器运作方法，用以运作一直流-直流转换控制器，该直流-直流转换控制器耦接一输出级，该输出级包括一相位节点与一操作开关，且该操作开关耦接于该相位节点与一接地电压之间，其特征在于，该直流-直流转换控制器运作方法包括下列步骤：
(a)提供一脉宽调变信号至该操作开关；
(b)依据该相位节点上的一相位电压与一门槛电压提供一零电流电压，以调整该脉宽调变信号；
(c)在侦测到上述脉宽调变信号的一下降缘时，采样上述相位节点上的上述相位电压；以及
(d)依据一默认电压与该相位电压动态调整该门槛电压。
6.如权利要求5所述的直流-直流转换控制器运作方法，其特征在于，还包括：
该脉宽调变信号控制该操作开关周期性地导通与断开；以及
依据一第一周期的该相位节点上的该相位电压选择性地调整一第二周期的该门槛电压，其中该第二周期晚于该第一周期。
7.如权利要求6所述的直流-直流转换控制器运作方法，其特征在于，还包括：
当该第一周期的该相位电压大于该默认电压时，则调降该第二周期的该门槛电压。
8.如权利要求6所述的直流-直流转换控制器运作方法，其特征在于，还包括：
当该第一周期的该相位电压小于该默认电压时，则调升该第二周期的该门槛电压。
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