KR20180074158A - 무선 채널 분류를 기초로 디지털 루프 필터 이득을 조절하는 자동 주파수 제어기, 상기 자동 주파수 제어기를 포함하는 무선 통신 장치, 자동 주파수 제어 방법 및 무선 통신 방법 - Google Patents

무선 채널 분류를 기초로 디지털 루프 필터 이득을 조절하는 자동 주파수 제어기, 상기 자동 주파수 제어기를 포함하는 무선 통신 장치, 자동 주파수 제어 방법 및 무선 통신 방법 Download PDF

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Abstract

자동 주파수 조절기, 자동 주파수 제어 방법, 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법이 개시된다. 본 개시의 기술적 사상에 따른 자동 주파수 조절기는, 기지국과 단말 간의 주파수 오프셋을 보정하기 위한 자동 주파수 조절기로서, 기지국으로부터 수신되는 기준 신호로부터 위상 추정치를 획득하는 위상 추정기, 위상 추정치를 이용하여 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분하는 무선 채널 분류기, 하향 링크 채널에 대한 채널 분류 결과에 따라 루프 이득을 조절하는 루프 이득 제어기, 그리고 위상 추정치 및 루프 이득을 기초로 주파수 오프셋을 보정하기 위한 위상 오차를 출력하는 디지털 루프 필터를 포함한다.

Description

무선 채널 분류를 기초로 디지털 루프 필터 이득을 조절하는 자동 주파수 제어기, 상기 자동 주파수 제어기를 포함하는 무선 통신 장치, 자동 주파수 제어 방법 및 무선 통신 방법{Automatic frequency controller for adjusting digital loop filter gain based on wireless channel classification, wireless communication device including the same, automatic frequency controlling method, and wireless communicating method}
본 개시의 기술적 사상은 무선 통신에 관한 것이며, 더욱 상세하게는, 기지국과 단말 사이의 주파수 오프셋을 보정하기 위한 자동 주파수 제어기, 자동 주파수 제어 방법, 상기 자동 주파수 제어기를 포함하는 무선 통신 장치, 및 무선 통신 방법에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에서, 단말은 기지국으로부터 독립된 로컬 오실레이터를 사용하여 무선주파수(Radio Frequency, 이하 "RF"로 지칭함) 신호를 베이스밴드(baseband) 신호로 변환하므로, 반송 주파수 오프셋(Carrier Frequency Offset)이 발생할 수 있다. 또한, 단말과 기지국 사이에 상대적인 움직임이 있는 경우, 도플러 효과(Doppler effect)에 의해 추가적인 주파수 오프셋이 발생할 수 있다. 특히, 고속 열차(High Speed Train, 이하 "HST"로 지칭함) 환경에서는 단말이 고정된 기지국들 사이를 고속으로 통과하므로 도플러 쉬프트가 시간에 따라 매우 빠르게 변화할 수 있고, 이에 따른 주파수 오프셋에 의해 수신 성능이 저하될 수 있다. 이때, HST 채널은 고속 열차뿐만 아니라 유사한 고속 이동 환경을 모두 포함한다.
본 개시의 기술적 사상은 단말의 수신 성능을 향상시킬 수 있는 자동 주파수 제어기, 자동 주파수 제어 방법, 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법을 제공한다.
본 개시의 기술적 사상에 따른 자동 주파수 조절기는, 기지국과 단말 간의 주파수 오프셋을 보정하기 위한 자동 주파수 조절기로서, 상기 기지국으로부터 수신되는 기준 신호로부터 위상 추정치를 획득하는 위상 추정기, 상기 위상 추정치를 이용하여, 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌(non)-HST 채널로 구분하는 무선 채널 분류기, 상기 하향 링크 채널에 대한 채널 분류 결과에 따라 루프 이득을 조절하는 루프 이득 제어기, 및 상기 위상 추정치 및 상기 루프 이득을 기초로, 상기 주파수 오프셋을 보정하기 위한 위상 오차를 출력하는 디지털 루프 필터를 포함한다.
또한, 본 개시의 다른 기술적 사상에 따른 자동 주파수 조절기는, 기지국과 단말 간의 주파수 오프셋을 보정하기 위한 자동 주파수 조절기로서, 상기 기지국으로부터 수신되는 기준 신호를 이용하여, 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분하는 무선 채널 분류기, 상기 하향 링크 채널이 상기 HST 채널인 경우 루프 이득을 조절하여 상기 루프 이득을 가변 루프 이득으로 출력하고, 상기 하향 링크 채널이 상기 넌-HST 채널인 경우 상기 루프 이득을 고정 루프 이득으로 출력하는 루프 이득 제어기, 및 상기 가변 루프 이득 또는 상기 고정 루프 이득에 따라 상기 기준 신호로부터 상기 주파수 오프셋에 상응하는 값을 출력하는 디지털 루프 필터를 포함한다.
또한, 본 개시의 다른 기술적 사상에 따른 자동 주파수 제어 방법은 기지국으로부터 수신된 기준 신호로부터 위상 추정치를 획득하는 단계, 상기 위상 추정치를 이용하여, 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분하는 단계, 상기 하향 링크 채널이 상기 HST 채널인 경우 루프 이득을 조절하여 상기 루프 이득을 가변 루프 이득으로 생성하는 단계, 상기 하향 링크 채널이 상기 넌-HST 채널인 경우 상기 루프 이득을 고정 루프 이득으로 생성하는 단계, 상기 위상 추정치 및 상기 가변 루프 이득 또는 상기 고정 루프 이득을 기초로 위상 오차를 생성하는 단계, 및 상기 위상 오차에 따라, 상기 기지국과 단말 간의 주파수 오프셋을 보정하는 단계를 포함한다.
또한, 본 개시의 다른 기술적 사상에 따른 무선 통신 장치는, 로컬 오실레이션 주파수를 갖는 오실레이션 신호를 생성하는 로컬 오실레이터, 기지국으로부터 수신한 RF 신호 및 상기 로컬 오실레이터로부터 수신한 상기 오실레이션 신호로부터, 베이스밴드 신호를 출력하는 RF 회로, 및 상기 베이스밴드 신호에 포함된 기준 신호를 이용하여 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분하고, 상기 하향 링크 채널에 대한 채널 분류 결과에 따라 루프 이득을 조절하고, 상기 루프 이득에 따라 상기 기준 신호로부터 위상 오차를 생성하며, 생성된 상기 위상 오차를 기초로 상기 로컬 오실레이션 주파수를 조절하는 자동 주파수 조절기를 포함한다.
또한, 본 개시의 다른 기술적 사상에 따른 무선 통신 방법은, 기지국으로부터 RF 신호를 수신하는 단계, 로컬 오실레이션 주파수를 갖는 오실레이션 신호를 생성하는 단계, 상기 RF 신호 및 상기 오실레이션 신호로부터 베이스밴드 신호를 출력하는 단계, 상기 베이스밴드 신호에 포함된 기준 신호를 이용하여 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분하는 단계, 상기 하향 링크 채널이 상기 HST 채널인 경우 루프 이득을 조절하여 상기 루프 이득을 가변 루프 이득으로 생성하는 단계, 상기 하향 링크 채널이 상기 넌-HST 채널인 경우 상기 루프 이득을 고정 루프 이득으로 생성하는 단계, 상기 루프 이득을 기초로 상기 기준 신호로부터 위상 오차를 생성하는 단계, 및 상기 위상 오차를 기초로 상기 로컬 오실레이션 주파수를 조절하는 단계를 포함한다.
본 개시의 기술적 사상에 따르면, 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분하고, HST 채널에서는 루프 이득을 조절하고, 넌-HST 채널에서는 루프 이득을 고정함으로써, HST 채널에서 수신성능을 향상 시킬 수 있고 넌-HST 채널에서는 루프이득 조절에 의한 부작용을 방지할 수 있다.
도 1은 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 2는 다중 경로 페이딩 채널의 주파수에 따른 도플러 파워 스펙트럼을 나타내는 그래프이다.
도 3은 HST 환경에서 시간에 따른 도플러 쉬프트를 나타내는 그래프이다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치를 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 개시의 일 실시예에 따라, 도 1의 자동 주파수 제어기를 상세하게 나타내는 블록도이다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른 기준 심볼들을 나타낸다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따라, 도 5의 디지털 루프 필터를 상세하게 나타낸다.
도 8은 본 개시의 일 실시예에 따라 서로 다른 루프 이득들에 따른 도플러 쉬프트 추정치를 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 개시의 일 실시예에 따른 자동 주파수 제어 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 10a는 ETU(Extended Typical Urban model) 300 Hz 채널의 위상 추정치의 확률 분포를 나타내고, 도 10b는 HST 채널의 위상 추정치의 확률 분포를 나타낸다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 채널 분류기를 상세하게 나타내는 블록도이다.
도 12는 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 채널 분류 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 13은 본 개시의 일 실시예에 따른 루프 이득 제어 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 14는 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 채널 분류기를 상세하게 나타내는 블록도이다.
도 15는 본 개시의 일 실시예에 따라, 도 14의 무선 채널 분류기를 더욱 상세하게 나타내는 블록도이다.
도 16은 본 개시의 일 실시예에 따라 훈련 데이터로부터 획득한 SVM 분류기를 나타낸다.
도 17은 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 채널 분류 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 18a는 본 개시의 일 실시예에 따라, 실제 HST 환경에서 속도가 100km/h 이하일 때 측정된 데이터 분포들을 나타낸다.
도 18b는 본 개시의 일 실시예에 따라, 실제 HST 환경에서 속도가 280km/h 이상일 때 측정된 데이터 분포들을 나타낸다.
도 19는 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 통신 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 20a 및 도 20b는 본 개시의 일 실시예에 따라, HST 채널에서 디지털 루프 필터에 가변 루프 이득 및 고정 루프 이득을 적용한 경우의 수신 성능을 각각 나타낸다.
도 1은 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템(1)을 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 무선 통신 시스템(1)은 단말(terminal)(10) 및 기지국(base station)(20)을 포함할 수 있고, 단말(10) 및 기지국(20)은 하향 링크(downlink) 채널(2) 및 상향 링크(uplink) 채널(4)을 통해 통신할 수 있다. 단말(10)은 베이스밴드 처리부(Baseband Processing Unit)(BPU), 안테나(200), RF 회로(300) 및 로컬 오실레이터(400)를 포함할 수 있다. 베이스밴드 처리부(BPU)는 자동 주파수 제어기(Automatic Frequency Controller, AFC)(100)를 포함할 수 있다. 도시되지는 않았으나, 베이스밴드 처리부(BPU)는 예를 들어, 아날로그-디지털 컨버터 등과 같은 다른 구성 요소들을 더 포함할 수 있다. 단말(10)에 포함된 구성 요소들 각각은, 아날로그 회로 및/또는 디지털 회로를 포함하는 하드웨어 블록일 수 있고, 프로세서 등에 의해 실행되는 복수의 명령어들을 포함하는 소프트웨어 블록일 수도 있다. 예를 들어, 자동 주파수 제어기(100)는 모뎀 칩 내에 구현될 수 있다.
단말(10)은 무선 통신 장치로서, 기지국(20)과 통신하여 데이터 및/또는 제어정보를 송수신할 수 있는 다양한 장치들을 지칭할 수 있다. 예를 들어, 단말(10)은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscribe Station), 무선 장치, 휴대 장치 등으로 지칭될 수 있다. 기지국(20)은 단말(10) 및/또는 다른 기지국과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 지칭할 수 있고, 단말(10) 및/또는 다른 기지국과 통신하여 데이터 및/또는 송수신할 수 있다. 예를 들면, 기지국(20)은 Node B, eNB(evolved-Node B), BTS(Base Transceiver System) 및 AP(Access Pint) 등으로 지칭될 수도 있다.
단말(10) 및 기지국(20) 사이의 무선 통신 네트워크는 가용 네트워크 자원들을 공유함으로써 다수의 사용자들이 통신하는 것을 지원할 수 있다. 예를 들면, 무선 통신 네트워크에서 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 방식으로 정보가 전달할 수 있다.
단말(10)은 하향 링크 채널(2)을 통해서 기지국(20)이 전송하는 신호를 수신할 수 있다. 하향 링크 채널(2)은 단말(10) 및 기지국(20)의 상태들 및/또는 주변 상황들에 기인하여 시간에 따라 특성이 변경될 수 있다. 예를 들어, 단말(10)이 HST 환경에 있는 경우, 시간에 따른 도플러 쉬프트 변화량이 클 수 있다. 다른 예를 들어, 단말(10)이 다중 경로 페이딩(multipath fading) 환경에 있는 경우, 시간에 따른 도플러 쉬프트 변화량은 크지 않을 수 있다. 이하에서는, 단말(10)에 포함된 구성 요소들에 대해 상술하기로 한다.
RF 회로(300)는 안테나(200)를 통해 기지국(20)이 전송한 입력 신호(IN)를 수신할 수 있고, 로컬 오실레이터(400)로부터 오실레이션 신호(OS)를 수신할 수 있다. RF 회로(300)는 입력 신호(IN) 및 오실레이션 신호(OS)로부터 베이스밴드 신호(BS)를 출력할 수 있다. 여기서, 입력 신호(IN)는 반송파에 의해 높은 중심 주파수를 가지는 RF 신호일 수 있고, 오실레이션 신호(OS)는 반송파에 대응하는 로컬 오실레이션 주파수를 가질 수 있다. 예를 들어, RF 회로(300)는 아날로그 다운 컨버젼 믹서(analog down-conversion mixer)로 구현될 수 있고, 입력 신호(IN)의 주파수를 하향 변환하여 베이스밴드 신호(BS)를 생성할 수 있다. 이때, 로컬 오실레이션 주파수가 입력 신호(IN)의 반송파 주파수와 일치하지 않는 경우, 반송 주파수 오프셋이 발생할 수 있다. 특히, HST 환경에서 반송 주파수 오프셋이 더욱 커질 수 있다.
자동 주파수 제어기(100)는 기지국(20)과 단말(10) 간의 주파수 오프셋을 보정할 수 있다. 구체적으로, 자동 주파수 제어기(100)는 베이스밴드 신호(BS)를 수신하여 반송 주파수 오프셋을 추정함으로써, 오실레이션 신호(OS)의 로컬 오실레이션 주파수를 입력 신호(IN)의 반송파 주파수와 일치시키기 위한 주파수 제어 신호(FCTR)를 생성할 수 있다.
본 실시예에서, 자동 주파수 제어기(100)는 베이스밴드 신호(BS)에 포함된 기준 신호를 이용하여 하향 링크 채널(2)을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분하고, 하향 링크 채널(2)이 HST 채널인 경우 루프 이득을 조절하고, 하향 링크 채널(2)이 넌-HST 채널인 경우 루프 이득을 고정할 수 있다. 여기서, 넌-HST 채널은 HST 채널 이외의 무선 채널을 지칭할 수 있다. 예를 들어, 넌-HST 채널은 다중 경로 페이딩 채널을 지칭할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
LTE 표준에서는 무선 단말이 겪는 채널 환경을 현실적으로 모사하고, 이를 단말의 성능 평가에 활용하기 위해 다양한 채널 측정 데이터를 기반으로 하여 표준 채널 모델을 정의하고 있다. LTE 표준에 정의된 채널 모델은 다중 경로 페이딩 채널과 HST 채널로 나눌 수 있다. 다중 경로 페이딩 채널 및 HST 채널에 대해서는, 도 2 및 도 3을 참조하여 후술하기로 한다.
로컬 오실레이터(400)는 주파수 제어 신호(Frequency Control Signal)(FCTR)에 따라 변경되는 로컬 오실레이션 주파수를 갖는 오실레이션 신호(OS)를 생성할 수 있고, 생성된 오실레이션 신호(OS)를 RF 회로(300)에 제공할 수 있다. 그러나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 일부 실시예들에서, 단말(10)은 RF 회로(200)와 로컬 오실레이터(400) 사이에 PLL(Phase Locked Loop)을 더 포함할 수 있고, 주파수 제어 신호(FCTR)는 PLL에 제공될 수 있다. 이 경우, PLL은 로컬 오실레이터(400)로부터 오실레이션 신호(OS)를 수신하고, 주파수 제어 신호(FCTR)에 따라 오실레이션 신호(OS)로부터 반송파 신호를 생성하여 RF 회로(200)에 제공할 수도 있다.
도 2는 다중 경로 페이딩 채널의 주파수에 따른 도플러 파워 스펙트럼을 나타내는 그래프이다. 도 2를 참조하면, 가로축은 주파수를 나타내고, 세로축은 도플러 파워 스펙트럼을 나타낸다. 다중 경로 페이딩 채널은 다중 경로 딜레이 프로파일(delay profile)의 조합으로 정의되며, 딜레이 스프레드(spread)에 따라 EPA(Extended Pedestrian A model), EVA(Extended Vehicular A model), 및 ETU(Extended Typical Urban model)로 나눌 수 있다. 각 딜레이 탭(tab)은 아래 수학식 1과 같은 도플러 파워 스펙트럼을 갖는다고 가정한다.
[수학식 1]
Figure pat00001
여기서,
Figure pat00002
는 최대 도플러 주파수를 의미하고, LTE 표준에서는 5, 70, 및 300 Hz를 대표 값으로 정의된다. 곡선(21)은
Figure pat00003
가 5 Hz인 경우의 도플러 파워 스펙트럼을 나타낸다. 곡선(21)의 대칭적인 형태, 즉, U자 형태는 수신된 다중 경로 신호들의 방향들이 구간 [0, 2π)에서 균일하게 분포된다는 가정에서 비롯된다. 본 개시의 기술적 사상에 따르면, 자동 주파수 제어기는 다중 경로 페이딩 채널과 같은 넌-HST 채널의 경우에는 루프 이득을 고정시킬 수 있다.
도 3은 HST 환경에서 시간에 따른 도플러 쉬프트를 나타내는 그래프이다. 도 3을 참조하면, 가로축은 시간을 나타내고, 세로축은 도플러 쉬프트를 나타낸다. 본 명세서에서, "HST 환경"은 정해진(given) 도플러 쉬프트 궤도(trajectory)를 갖는 넌-페이딩(non-fading) 전파 채널 환경으로 정의할 수 있다. HST 환경에서 도플러 쉬프트(31)는 아래의 수학식 2와 같이 모델링될 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00004
여기서, fs는 도플러 쉬프트를 의미하고, fmax는 최대 도플러 주파수를 의미한다. 여기서,
Figure pat00005
는 아래의 수학식 3과 같다.
[수학식 3]
Figure pat00006
여기서, Ds/2는 기지국(20)과 열차 사이의 초기 거리, Dmin은 기지국(20)과와 열차 사이의 최단 거리, v는 열차의 속도, t는 시간을 의미한다.
단말(10)이 HST 환경에 있을 경우, 단말(10)과 기지국(20)의 상대적인 이동에 의해, 굵은 직선(32)과 같이 도플러 쉬프트가 급격히 변하는 구간이 존재하게 된다. 도플러 쉬프트의 급격한 변화에 의해 반송 주파수 오프셋이 더 커지게 되고, 단말(10)의 수신 성능이 저하될 수 있다. 점선으로 표시된 영역(33)에 대해서는 도 8을 참조하여 후술하기로 한다.
본 명세서에서, "HST 채널"은 HST 환경에서 시간에 따른 도플러 쉬프트의 변화량이 임계 값 이상인 채널을 지칭할 수 있다. 예를 들어, HST 환경에서 굵은 직선(32)에 대응하는 시간 구간에서, 하향 링크 채널(2)은 HST 채널에 대응할 수 있다. 따라서, 단말(10)이 HST 환경에 있더라도 하향 링크 채널(2)은 항상 HST 채널에 대응하지 않을 수 있다. 예를 들어, HST 환경에서 굵은 직선(32)에 대응하지 않는 시간 구간에서, 하향 링크 채널(2)은 HST 채널에 대응하지 않을 수 있다. 본 개시의 기술적 사상에 따르면, 자동 주파수 제어기는 HST 채널의 경우에 루프 이득을 조절할 수 있다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치(10a)를 나타내는 블록도이다. 도 4를 참조하면, 무선 통신 장치(10a)는 아날로그 믹서(300a), 로컬 오실레이터(400), 아날로그-디지털 컨버터(Analog-to-Digital Converter, 이하 "ADC"라고 지칭함)(500), 디지털 믹서(600) 및 자동 주파수 제어기(100)를 포함할 수 있다. 무선 통신 장치(10a)는 도 1의 단말(10)의 일 구현 예에 대응할 수 있고, 중복된 설명은 생략하기로 한다.
아날로그 믹서(300a)는 입력 신호(IN) 및 오실레이션 신호(OS)를 수신하고, 입력 신호(IN)의 주파수를 오실레이션 신호(OS)의 로컬 오실레이션 주파수만큼 하향 변환함으로써 베이스밴드 신호(BS)를 생성할 수 있다. 아날로그 믹서(300a)는 도 1의 RF 회로(300)의 일 구현 예에 대응할 수 있다. 로컬 오실레이터(400)는 자동 주파수 제어기(100)로부터 수신된 제1 주파수 제어 신호(FCTR1)에 따라 변경되는 로컬 오실레이션 주파수를 갖는 오실레이션 신호(OS)를 출력할 수 있다.
ADC(500)는 베이스밴드 신호(BS)에 대해 아날로그-디지털 컨버팅을 수행함으로써 디지털 신호(Digital Signal)(DS)를 생성할 수 있다. 디지털 믹서(600)는 자동 주파수 제어기(100)로부터 수신된 제2 주파수 제어 신호(FCTR2)에 따라 디지털 신호(DS)에 대해 다운 컨버젼을 수행할 수 있고, 이에 따라, 디지털 도메인에서 반송 주파수 오프셋을 보상할 수 있다. 디지털 믹서(600)는 하향 변환된 디지털 신호(Down Converted Digital Signal)(DCDS)를 자동 주파수 제어기(100)에 제공할 수 있다.
그러나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 일부 실시예들에서, 무선 통신 장치는 디지털 믹서(600)를 포함하지 않을 수 있고, 자동 주파수 제어지(100)와 로컬 오실레이터(400) 사이에 PDM(Pulse Density Modulation) 블록을 포함할 수 있다. PDM 블록은 자동 주파수 제어기(100)의 출력, 구체적으로, 자동 주파수 제어기(100)에 포함된 루프 필터(예를 들어, 도 5의 180)의 출력을 수신하여 PDM을 수행하고, 그 결과 생성된 디지털 신호를 로컬 오실레이터(400)에 제공할 수 있다.
도 5는 본 개시의 일 실시예에 따라, 도 1의 자동 주파수 제어기(100)를 상세하게 나타내는 블록도이다. 도 5를 참조하면, 자동 주파수 제어기(100)는 채널 추정기(110), 차분 상관기(120), 위상 추정치(130), 위상 제한기(140), 무선 채널 분류기(150), 루프 이득 제어기(160), 디지털 루프 필터(170), 및 주파수 오프셋 보상기(180)를 포함할 수 있다. 그러나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 일부 실시예들에서, 자동 주파수 제어기(100)는 주파수 오프셋 보상기(180)를 포함하지 않을 수 있다. 자동 주파수 제어기(100)에 포함된 구성 요소들 각각은, 아날로그 회로 및/또는 디지털 회로를 포함하는 하드웨어 블록일 수 있고, 프로세서 등에 의해 실행되는 복수의 명령어들을 포함하는 소프트웨어 블록일 수도 있다.
채널 추정기(110)는 기지국(예를 들어, 도 1의 20)으로부터 수신된 기준 신호에 대한 채널 추정을 수행함으로써 채널 추정치들을 출력할 수 있다. 기준 신호는 기지국으로부터 수신된 입력 신호(IN)에 포함될 수 있다. 예를 들어, 기준 신호는 파일럿 심볼들 또는 셀 특정 기준 신호(Cell-specific Reference Signal, CRS) 심볼들이라고 지칭할 수 있다. 이하에서는 도 6을 참조하여 기준 심볼들에 대해 상술하기로 한다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른 기준 심볼들(Reference Symbol)(RS)을 나타낸다. 도 6을 참조하면, 가로축은 시간을 나타내고, 세로축은 주파수를 나타낸다. 예를 들어, LTE 표준에 따르면, 자원 블록은 주파수 영역 상의 12개의 서브 캐리어들과 시간 영역 상의 1개의 슬롯(0.5 ms)으로 이루어지고, 2개의 슬롯들(즉, SLOT1 및 SLOT2)은 하나의 서브프레임(1 ms)을 구성한다. 기지국은 채널 추정을 위해, 매 하향링크 서브프레임마다 미리 정의된 시간-주파수 위치들에서 기준 심볼들(RS)을 전송할 수 있다. 이에 따라, 한 서브프레임 내에 총 8개의 기준 심볼들(RS)이 존재할 수 있다.
다시 도 5를 참조하면, 차분 상관기(120)는 채널 추정기(110)에서 출력된 채널 추정치들에 대해 차분 상관을 계산함으로써, 차분 상관 결과를 출력할 수 있다. 주파수 오프셋은 전체 대역폭에서 모든 서브 캐리어들에 대해 대략적으로 동일하게 영향을 주기 때문에, 차분 상관기(120)는 현재 시간 인덱스의 채널 추정치와 이전 시간 인덱스의 채널 추정치의 복소 켤레(complex conjugate)를 곱하고, 그 곱셈 결과를 누적함으로써, 아래의 수학식 4와 같이 차분 상관을 계산할 수 있다.
[수학식 4]
Figure pat00007
여기서,
Figure pat00008
는 시간 인덱스 n 및 서브캐리어 k에서 채널 추정치를 나타내고, L은 주파수 영역에서의 기준 심볼들(RS)의 개수를 의미한다. 또한, m과 n은 시간 영역에서의 인덱스를 의미하는데, m과 n은 같지 않으며, m과 n 사이에서 시간에 따른 주파수 변화는 없다고 가정한다.
위상 추정기(130)는 차분 상관기(120)에서 출력된 차분 상관 결과로부터 위상 추정치를 계산할 수 있다. 여기서, 위상 추정치는 위상 변화(phase difference)의 추정치를 의미할 수 있다. 여기서, 위상 변화는 반송파 주파수와 로컬 오실레이션 주파수 간의 오차에 비례할 수 있다. 구체적으로, 위상 추정기(130)는 아래의 수학식 5와 같이 위상 추정치를 계산할 수 있다.
[수학식 5]
Figure pat00009
여기서,
Figure pat00010
은 복소수의 위상을 의미한다. 이러한 계산은 실제로 CORDIC(coordinate rotation digital computer)에 의해 효율적으로 구현될 수 있다.
위상 제한기(140)는 위상 추정치(130)에서 출력된 위상 추정치의 크기가 최대 위상 추정치 이하가 되도록 위상 추정치를 제한할 수 있다. 구체적으로, 위상 제한기(140)의 출력은 아래의 수학식 6과 같을 수 있다.
[수학식 6]
Figure pat00011
여기서,
Figure pat00012
는 최대 위상 추정치로서, 디지털 루프 필터(170)에서 허용되는 위상 추정치의 최대 값이다. 이와 같이, 본 실시예에 따르면, 자동 주파수 제어기(100)는 위상 제한기(140)를 포함함으로써, 과도한 위상 추정 에러를 방지함으로써 낮은 SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio) 환경에서 주파수 오차 트랙킹(tracking) 성능을 향상시킬 수 있다.
디지털 루프 필터(170)는 루프 이득 제어기(160)로부터 수신한 루프 이득 및 위상 제한기(140)의 출력을 기초로, 주파수 오프셋에 상응하는 위상 오차(phase error)를 출력할 수 있다. 이때, 위상 오차는 위상 추정기(130)에서 출력된 위상 추정치로부터 가공된 값일 수 있고, 구체적으로, 위상 추정치의 노이즈를 제거하기 위해 위상 추정치를 필터링함으로써 생성될 수 있다. 본 명세서에서는, 위상 추정기(130)의 출력과 디지털 루프 필터(170)의 출력을 명확히 구분하기 위하여, 디지털 루프 필터(170)의 출력을 위상 오차 또는 위상 오프셋(phase offset)으로 지칭하기로 한다. 디지털 루프 필터(170)는 아래의 수학식 7과 같이 위상 오차를 출력할 수 있다.
[수학식 7]
Figure pat00013
여기서,
Figure pat00014
는 비례 루프 이득(proportional loop gain)이고,
Figure pat00015
는 적분 루프 이득(integral loop gain)을 의미한다. 비례 루프 이득(
Figure pat00016
)은 주파수 오프셋을 보상하기 위해, 순시(instantaneous) 위상 추정치, 즉, 위상 제한기(140)의 출력(
Figure pat00017
)을 얼마나 빠르게 반영하는지를 결정한다. 이하에서는, 비례 루프 이득과 적분 루프 이득을 명확히 구별한 경우를 제외하며, "루프 이득"은 비례 루프 이득을 지칭하기로 한다.
상기 수학식 7에 따르면, 루프 이득(
Figure pat00018
)을 작게 할수록 순시 위상 추정치, 즉, 위상 제한기(140)의 출력이 적게 반영되므로, 디지털 루프 필터(170)는 채널 변화를 천천히 트랙킹하게 된다. 이때, 디지털 루프 필터(170)는 지터(jitter)가 상대적으로 적고 안정적인 위상 오차를 출력할 수 있는 반면, HST 채널에서는 빠른 주파수 변화를 트랙킹하지 못해서 성능 열화가 발생할 수 있다. 한편, 루프 이득(
Figure pat00019
)을 크게 할수록 순시 위상 추정치가 많이 반영되므로, 디지털 루프 필터(170)는 채널 변화를 빠르게 트랙킹하게 된다. 이때, 디지털 루프 필터(170)는 지터가 상대적으로 크고 불안정한 위상 오차를 출력할 수 있고, 이에 따라, 낮은 SINR 영역에서 성능 열화가 발생할 수 있다. 이하에서는 도 7을 참조하여 디지털 루프 필터(170)의 구성을 더욱 상세하게 설명하기로 한다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따라, 도 5의 디지털 루프 필터(170)를 상세하게 나타낸다. 도 7을 참조하면, 디지털 루프 필터(170)는 제1 및 제2 증폭기들(171, 172), 제1 및 제2 가산기들(173, 175), 및 딜레이 블록(174)을 포함할 수 있다. 제1 증폭기(171)는 위상 제한기(140)의 출력에 비례 루프 이득(
Figure pat00020
)을 곱한 값을 출력할 수 있고, 제2 증폭기(172)는 위상 제한기(140)의 출력에 적분 루프 이득(
Figure pat00021
)을 곱한 값을 출력할 수 있다. 제1 가산기(173) 및 딜레이 블록(164)을 이용하여 제2 증폭기(172)의 출력을 적분할 수 있다. 제2 가산기(175)는 제1 증폭기(171)의 출력과 딜레이 블록(174)의 출력을 가산함으로써 위상 오차를 출력할 수 있다.
다시 도 5를 참조하면, 무선 채널 분류기(150)는 하향 링크 채널(2)을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분할 수 있다. 일 실시예에서, 무선 채널 분류기(150)는 HST 채널 및 넌-HST 채널에서의 위상 추정치의 통계적 특성을 기초로, 하향 링크 채널(2)을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분할 수 있다. 이에 대해, 도 10a 내지 도 13을 참조하여 자세하게 설명하기로 한다. 일 실시예에서, 무선 채널 분류기(150)는 HST 채널 환경 및 넌-HST 채널 환경에서 획득된 훈련 데이터를 기초로, 하향 링크 채널(2)을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분할 수 있다. 이에 대해, 도 14 내지 도 18b를 참조하여 자세하게 설명하기로 한다.
루프 이득 제어기(160)는 무선 채널 분류기(150)의 출력에 따라 루프 이득의 변경 여부를 결정할 수 있다. 일 실시예예서, 루프 이득 제어기(160)는 비례 루프 이득을 제어할 수 있으나, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 일부 실시예들에서, 루프 이득 제어기(160)는 비례 루프 이득 및/또는 적분 루프 이득을 제어할 수 있다. 구체적으로, 루프 이득 제어기(160)는 하향 링크 채널(2)이 HST 채널인 경우, 루프 이득을 조절하여 가변 루프 이득을 출력할 수 있다. 한편, 루프 이득 제어기(160)는 하향 링크 채널(2)이 넌-HST 채널인 경우, 루프 이득을 고정 루프 이득으로 결정할 수 있다. 루프 이득 제어기(160)는 루프 이득을 아래의 수학식 8과 같이 결정할 수 있다.
[수학식 8]
Figure pat00022
여기서,
Figure pat00023
는 루프 이득이고, K는 루프 이득 인덱스이다. 예를 들어, 루프 이득 제어기(160)는 하향 링크 채널(2)이 HST 채널에 진입한 경우, 루프 이득 인덱스(K)를 감소시킴으로써 루프 이득(
Figure pat00024
)을 증가시킬 수 있다. 예를 들어, 루프 이득 제어기(160)는 하향 링크 채널(2)이 HST 채널로부터 탈출하는 경우, 루프 이득 인덱스(K)를 증가시킴으로써 루프 이득(
Figure pat00025
)을 감소시킬 수 있다.
또한, 루프 이득 제어기(160)는 루프 이득(
Figure pat00026
)이 최소 루프 이득보다 작으면 루프 이득(
Figure pat00027
)을 최소 루프 이득으로 결정하고, 루프 이득(
Figure pat00028
)이 최대 루프 이득보다 크면 루프 이득(
Figure pat00029
)을 최대 루프 이득으로 결정할 수 있다. 이하에서는 도 8을 참조하여 루프 이득(
Figure pat00030
)에 따른 디지털 루프 필터(170)의 출력에 대해 상술하기로 한다.
디지털 루프 필터(170)는 루프 이득 제어기(160)로부터 수신한 루프 이득 및 위상 제한기(140)의 출력을 기초로, 주파수 오프셋에 상응하는 위상 오차를 출력할 수 있다. 주파수 오프셋 보상부(180)는 위상 오차에 따라 주파수 오프셋을 추정하고, 추정된 주파수 오프셋에 따라 로컬 오실레이션 주파수를 제어하기 위한 주파수 제어 신호를 생성할 수 있다. 일 실시예에서, 주파수 오프셋 보상부(180)는 PDM 블록으로 구현될 수 있다.
도 8은 본 개시의 일 실시예에 따라 서로 다른 루프 이득들에 따른 도플러 쉬프트 추정치를 나타내는 그래프이다. 도 8에 예시된 그래프는 SINR이 0dB일 때, HST 채널에서 도플러 쉬프트 추정치에 대한 시뮬레이션 결과이다. 예를 들어, 도 8에 도시된 도플러 쉬프트 추정치는 도 3의 점선 영역(33)의 일 예에 대응할 수 있다. 이하에서는, 도 5 및 도 8을 함께 참조하여 설명하기로 한다.
도 8을 참조하면, 가로축은 시간을 나타내고, 세로축은 도플러 쉬프트를 나타낸다. 곡선(81)은 이상적인 도플러 쉬프트 추정치를 나타내고, 곡선(82)는 루프 이득이 큰 경우(예를 들어,
Figure pat00031
) 도플러 쉬프트 추정치를 나타내며, 곡선(83)은 루프 이득이 작은 경우(예를 들어,
Figure pat00032
) 도플러 쉬프트 추정치를 나타낸다. 단말과 기지국의 상대 속도와 주파수 오프셋의 관계는 아래의 수학식 9와 같다.
[수학식 9]
Figure pat00033
여기서, Δf는 주파수 오프셋, ΔV는 상대 속도 변화량, c는 빛의 속도, f0는 중심 주파수, 즉, 로컬 오실레이션 주파수를 의미한다. 주파수 오프셋과 위상 오차의 관계는 아래의 수학식 10과 같다.
[수학식 10]
Figure pat00034
∝ 2πΔf
이와 같이, 위상 오차는 주파수 오프셋에 비례하므로, 위상 오차를 통해 주파수 오프셋을 정확하게 추정할 수 있다. 따라서, 도플러 쉬프트 추정치는 디지털 루프 필터(170)에서 출력되는 위상 오차로부터 획득할 수 있고, 도플러 쉬프트 추정치의 거동은 위상 오차의 거동과 유사할 수 있다. 이때, 위상 오차를 주파수 오프셋 보정에 얼마나 빠르게 반영할지는 루프 이득에 의해 결정될 수 있다.
본 실시예에 따르면, 루프 이득 제어기(160)는 하향 링크 채널(2)이 HST 채널인 경우 루프 이득을 조절할 수 있다. 루프 이득이 크면, 곡선(82)과 같이, 도플러 쉬프트의 변화를 빠르게 트랙킹함으로써 락킹(locking) 시간을 줄일 수 있는 반면, 지터가 커진다. 한편, 루프 이득이 작으면, 곡선(83)과 같이, 지터가 적은 반면, 도플러 쉬프트의 변화를 빠르게 트랙킹하지 못함으로써 락킹 시간이 커질 수 있다. 따라서, 루프 이득 제어기(160)는 루프 이득에 의한 성능 트레이드 오프 관계를 고려하여 루프 이득을 채널 상태에 따라 적절하게 변경할 수 있다.
도 9는 본 개시의 일 실시예에 따른 자동 주파수 제어 방법을 나타내는 흐름도이다. 이하에서는, 도 5 및 도 9를 함께 참조하여 자동 주파수 제어 방법을 설명하기로 한다. 본 실시예에 따른 자동 주파수 제어 방법은 기지국과 단말 간의 주파수 오프셋을 보상하기 위한 방법으로서, 예를 들어, 도 5의 자동 주파수 제어기(100)에서 시계열적으로 수행되는 단계들을 포함할 수 있다. 도 5를 참조하여 상술된 내용은 본 실시예에도 적용될 수 있으며, 중복된 설명은 생략하기로 한다.
단계 S110에서, 기준 신호로부터 위상 추정치를 획득한다. 이때, 위상 추정치는 위상 변화의 추정치를 지칭할 수 있고, 기준 신호에 포함된 다수의 기준 심볼들로부터 획득된 채널 추정치들에 대한 차분 상관 결과로부터 획득될 수 있다. 일부 실시예에서, 획득된 위상 추정치가 최대 위상 추정치 이하가 되도록 위상 추정치를 제한할 수 있다.
단계 S120에서, 위상 추정치를 이용하여 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분한다. 일 실시예에서, 위상 추정치의 절대값의 이동 평균 및 이동 분산을 기초로 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분할 수 있다. 일 실시예에서, 위상 추정치의 절대값과 위상 추정치 변화량의 절대값을 기초로 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분할 수 있다.
단계 S130에서, 하향 링크 채널이 HST 채널인지 판단한다. 판단 결과, 하향 링크 채널이 HST 채널인 경우 단계 S140을 수행하고, 그렇지 않으면, 단계 S150을 수행한다. 단계 S140에서, 루프 이득을 조절한다. 이때, 조절된 루프 이득이 최소 루프 이득보다 작으면 루프 이득을 최소 루프 이득으로 결정하고, 조절된 루프 이득이 최대 루프 이득보다 크면 루프 이득을 최대 루프 이득으로 결정할 수 있다. 단계 S150에서, 루프 이득을 고정한다.
단계 S160에서, 위상 추정치 및 루프 이득을 기초로 위상 오차를 생성한다. 구체적으로, 위상 추정치와 루프 이득의 곱셈 연산을 통해 위상 오차를 생성할 수 있다. 단계 S170에서, 위상 오차에 따라 기지국과 단말 간의 주파수 오프셋을 보정한다. 구체적으로, 위상 오차에 따라 주파수 오프셋을 추정할 수 있고, 추정된 주파수 오프셋에 따른 주파수 제어 신호를 생성함으로써 로컬 오실레이션 주파수를 변경할 수 있다.
이하에서는, 도 10a 내지 도 13을 참조하여, HST 채널과 넌-HST 채널의 위상 추정치의 통계적 특성을 기초로 무선 채널을 분류하는 실시예에 대하여 설명하기로 한다.
도 10a는 ETU 300 Hz 채널의 위상 추정치의 확률 분포를 나타내고, 도 10b는 HST 채널의 위상 추정치의 확률 분포를 나타낸다. 도 10a를 참조하면, 가로축은 위상 추정치를 나타내고, 세로축은 확률을 나타낸다. 다중 경로 페이징 채널에서, 도플러 쉬프트는 시간에 대해 비상관이므로(uncorrelated), 도플러 쉬프트로 인해 누적된 위상 추정치는 일 방향으로 일정하게 증가하지 않고, 이에 따라, 누적된 위상 추정치의 평균은 0에 가깝다. 이와 같이, 다중 경로 페이딩 채널들에서는 누적된 위상 추정치가 작기 때문에 적응적인 루프 이득 제어가 필요하지 않을 수 있다.
도 10b를 참조하면, 가로축은 위상 추정치를 나타내고, 세로축은 확률을 나타낸다. HST 채널에서, 도플러 쉬프트는 일 방향으로 연속적으로 증가하므로, 누적된 위상 추정치는 매우 클 수 있다. 특히, 도플러 쉬프트의 변화량이 클수록 중심으로부터 멀리 떨어진 위상 추정치(예를 들어, 512도 또는 -512도)이 발생할 확률이 있다. 따라서, HST 채널에서 도플러 쉬프트를 빠르게 트랙킹하기 위해서는, 채널 환경에 따라 적응적인 루프 이득 제어가 요구된다.
본 실시예에 따르면, 무선 채널 분류기는 도 10a 및 도 10b와 같은 위상 추정치의 통계적 특성을 기초로, 하향 링크 채널이 HST 채널인지 여부를 판단할 수 있는 임계 값을 미리 결정할 수 있다. 이에 따라, 무선 채널 분류기는 실제로 입력되는 위상 추정치의 절대값에 대한 이동 평균 및 이동 분산을 계산하고, 계산된 이동 분산을 상기 임계 값과 비교함으로써, 하향 링크 채널이 HST 채널인지 여부를 판단할 수 있다. 이하에서는 도 11을 참조하여 본 실시예에 따른 무선 채널 분류기에 대해 설명하기로 한다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 채널 분류기(150A)를 상세하게 나타내는 블록도이다. 도 11을 참조하면, 자동 주파수 제어기(100a)는 위상 추정기(130), 절대값 계산기(135), 무선 채널 분류기(150A), 루프 이득 제어기(160) 및 디지털 루프 필터(170)를 포함할 수 있다. 자동 주파수 제어기(100a)는 도 5의 자동 주파수 제어기(100)의 일 실시예에 대응하며, 중복된 설명은 생략하기로 한다. 자동 주파수 제어기(100a)는 도 5의 채널 추정기(110) 및 차분 상관기(120)를 더 포함할 수 있다. 또한, 자동 주파수 제어기(100a)는 도 5의 위상 제한기(140) 및/또는 주파수 오프셋 보상부(180)를 더 포함할 수 있으나, 이에 한정되지 않는다.
채널 추정기(130)는 위상 추정치(PE)를 출력할 수 있고, 절대값 계산기(135)는 위상 추정치의 절대값(|PE|)을 계산할 수 있다. 무선 채널 분류기(150A)는 위상 추정치의 절대값(|PE|)을 기초로 하향 링크 채널(2)을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분할 수 있다. 무선 채널 분류기(150A)는 이동 평균 계산기(151) 및 이동 분산 계산기(152)를 포함할 수 있다. 또한, 무선 채널 분류기(150A)는 IIR(Infinite Impulse Response) 필터(153) 및 제한기(154)를 더 포함할 수 있다. 나아가, 무선 채널 분류기(150A)는 판단기(155)를 더 포함할 수도 있다. 이하에서는 무선 채널 분류기(150A)에 포함된 구성 요소들의 동작을 상술하기로 한다.
이동 평균 계산기(151)는 위상 추정치의 절대값(|PE|)에 대한 이동 평균을 계산할 수 있다. 일 실시예에서, 이동 평균 계산기(151)는 위상 추정치의 절대값(|PE|)에 대한 지수 가중(exponentially weighted) 이동 평균을 계산할 수 있다. 구체적으로, 이동 평균 계산기(151)는 아래의 수학식 11 내지 13을 통해 이동 평균을 계산할 수 있다.
[수학식 11]
D[n] := x[n] - mean[n-1]
여기서, x[n]은 n번째 슬롯에서의 위상 추정치를 의미하고, mean[n-1]은 n-1번째 슬롯에서 계산된 이동 평균을 의미하며, D[n]은 n번째 슬롯에서의 위상 추정치와 그 이전, 즉, n-1번째 슬롯에서 계산된 이동 평균의 차이를 의미한다.
[수학식 12]
i[n] := γ * D[n]
여기서, γ는 비례 상수로서, 0보다 크고 1보다 작을 수 있고(즉, 0 < γ < 1), i[n]은 D[n]을 다음 이동 평균에 얼마나 반영할지를 결정한다. n번째 슬롯에서의 이동 평균은 아래의 수학식 13과 같이 계산할 수 있다.
[수학식 13]
mean[n] := mean[n-1] + i[n]
이동 분산 계산기(152)는 위상 추정치의 절대값(|PE|)에 대한 이동 분산을 계산할 수 있다. 일 실시예에서, 이동 분산 계산기(152)는 위상 추정치의 절대값(|PE|)에 대한 지수 가중 이동 분산을 계산할 수 있다. 구체적으로, 이동 분산 계산기(152)는 아래의 수학식 14와 같이 이동 분산을 계산할 수 있다.
[수학식 14]
variance[n] := (1 - γ) * (variance[n-1] + D[n] * i[n])
IIR 필터(153)는 이동 분산 계산기(152)에서 출력되는 이동 분산의 평활화(smoothing)를 위해, 이동 분산에 대해 IIR 필터링을 수행할 수 있다. 그러나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 일부 실시예들에서, 무선 채널 분류기(150A)는 IIR 필터(153) 대신 다른 필터를 포함할 수도 있다. 제한기(154)는 IIR 필터(153)에서 필터링된 이동 분산을 최대 분산 값으로 제한할 수 있다.
판단기(155)는 이동 분산 계산기(152)에서 출력된 이동 분산을 임계 값과 비교함으로써, 하향 링크 채널(2)이 HST 채널인지 또는 넌-HST 채널인지 판단할 수 있고, 판단 결과를 루프 이득 제어기(160)에 제공할 수 있다. 그러나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 무선 채널 분류기(150A)는 판단기(155)를 포함하지 않을 수 있고, 이 경우, 루프 이득 제어기(160)는 제한기(154)에서 출력된 이동 분산을 기초로 루프 이득 조절 여부를 결정할 수 있다.
도 12는 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 채널 분류 방법을 나타내는 흐름도이다. 도 12를 참조하면, 본 실시예에 따른 무선 채널 분류 방법은 HST 채널과 넌-HST 채널의 위상 추정치의 통계적 특성을 기초로 무선 채널을 분류하는 방법으로서, 예를 들어, 도 11의 무선 채널 분류기(150A)에서 시계열적으로 수행되는 단계들을 포함할 수 있다. 따라서, 도 11을 참조하여 상술된 내용은 본 실시예에 적용될 수 있고, 중복된 설명은 생략하기로 한다.
단계 S210에서, 위상 추정치의 절대값에 대한 이동 평균 및 이동 분산을 계산한다. 단계 S220에서, 이동 분산이 임계 값보다 큰지 판단한다. 판단 결과, 이동 분산이 임계 값보다 크면 단계 S230을 수행하고, 그렇지 않으면 단계 S240을 수행한다. 단계 S230에서, 하향 링크 채널을 HST 채널로 판단한다. 단계 S240에서, 하향 링크 채널을 넌-HST 채널로 판단한다. 단계 S250에서, 이동 분산에 대해 필러링을 수행한다. 단계 S260에서, 필터링된 이동 분산을 최대 분산 값으로 제한한다.
도 13은 본 개시의 일 실시예에 따른 루프 이득 제어 방법을 나타내는 흐름도이다. 도 13을 참조하면, 본 실시예에 따른 루프 이득 제어 방법은 무선 채널의 종류에 따라 루프 이득을 제어하는 방법으로서, 예를 들어, 도 11의 루프 이득 제어기(160)에서 시계열적으로 수행되는 단계들을 포함할 수 있다. 도 11을 참조하여 상술된 내용은 본 실시예에도 적용되며, 중복된 설명은 생략하기로 한다.
단계 S310에서, 이동 분산(variance[n])이 상한 임계 값(TH_upper)보다 큰지 판단한다. 단계 S310의 판단 조건은 HST 진입 조건이라고 지칭할 수 있다. 판단 결과, 이동 분산(variance[n])이 상한 임계 값(TH_upper)보다 크면 단계 S320을 수행한다. 한편, 이동 분산(variance[n])이 상한 임계 값(TH_upper)보다 크지 않으면 단계 S350을 수행한다.
단계 S320에서, 루프 이득 인덱스(K[n])를 이전 루프 이득 인덱스(K[n-1])보다 감소시킨다. 상기 수학식 8과 같이, 루프 이득은
Figure pat00035
로 표시할 수 있고, 여기서, 루프 이득 인덱스는 K이다. 예를 들어, 단계 S320에서, 루프 이득 인덱스(K[n])를 이전 루프 이득 인덱스(K[n-1])보다 1만큼 감소시킬 수 있으나, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 단계 S330에서, 루프 이득 인덱스(K[n])가 최소 루프 이득 인덱스(Kmin)보다 작은지 판단한다. 판단 결과, 루프 이득 인덱스(K[n])가 최소 루프 이득 인덱스(Kmin)보다 작으면, 단계 S340을 수행하고, 그렇지 않으면 종료한다. 단계 S340에서, 루프 이득 인덱스(K[n])를 최소 루프 이득 인덱스(Kmin)로 결정한다.
단계 S350에서, 이동 분산(variance[n])이 하한 임계 값(TH_lower)보다 작은지 판단한다. 단계 S350의 판단 조건은 HST 탈출 조건이라고 지칭할 수 있다. 판단 결과, 이동 분산(variance[n])이 하한 임계 값(TH_lower)보다 작으면 단계 S360을 수행한다. 한편, 이동 분산(variance[n])이 하한 임계 값(TH_lower)보다 작지 않으면 종료한다. 이와 같이, 이동 분산(variance[n])이 하한 임계 값(TH_lower) 이상이고, 상한 임계 값(TH_upper) 이하이면, 하향 링크 채널을 넌-HST 채널로 판단할 수 있고, 루프 이득 인덱스(K[n])를 변경하지 않을 수 있다.
단계 S360에서, 루프 이득 인덱스(K[n])를 이전 루프 이득 인덱스(K[n-1])보다 증가시킨다. 예를 들어, 단계 S360에서, 루프 이득 인덱스(K[n])를 이전 루프 이득 인덱스(K[n-1])보다 1만큼 증가시킬 수 있으나, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 단계 S370에서, 루프 이득 인덱스(K[n])가 최대 루프 이득 인덱스(Kmax)보다 큰지 판단한다. 판단 결과, 루프 이득 인덱스(K[n])가 최대 루프 이득 인덱스(Kmax)보다 크면, 단계 S380을 수행하고, 그렇지 않으면 종료한다. 단계 S380에서, 루프 이득 인덱스(K[n])를 최대 루프 이득 인덱스(Kmax)로 결정한다.
이하에서는, 도 14 내지 도 18b을 참조하여, HST 채널 환경과 넌-HST 채널 환경에서 획득된 훈련 데이터를 기초로 기계 학습법에 의해, 무선 채널을 분류하는 실시예에 대하여 설명하기로 한다.
도 14는 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 채널 분류기(150B)를 상세하게 나타내는 블록도이다. 도 14를 참조하면, 자동 주파수 제어기(100b)는 위상 추정기(130'), 절대값 계산기(135'), 무선 채널 분류기(150B), 루프 이득 제어기(160) 및 디지털 루프 필터(170)를 포함할 수 있다. 자동 주파수 제어기(100b)는 도 5의 자동 주파수 제어기(100)의 일 실시예에 대응하며, 중복된 설명은 생략하기로 한다. 자동 주파수 제어기(100b)는 도 5의 채널 추정기(110) 및 차분 상관기(120)를 더 포함할 수 있다. 또한, 자동 주파수 제어기(100b)는 도 5의 위상 제한기(140) 및/또는 주파수 오프셋 보상부(180)를 더 포함할 수 있으나, 이에 한정되지 않는다.
채널 추정기(130')는 위상 추정치(PE) 및 위상 추정치 변화량(phase estimate difference)(PED)를 출력할 수 있다. 여기서, 위상 추정치(PE)는 동일 슬롯 내의 서로 다른 시간 인덱스에서의 위상 차이의 추정치로서, i번째 슬롯에서의 위상 추정치(PE)는
Figure pat00036
로 표시할 수 있다. 여기서, 위상 추정치 변화량(PED)은 서로 다른 슬롯들의 위상 추정치들의 변화량으로서, i번째 슬롯에서의 위상 추정치 변화량(PED)은
Figure pat00037
로 표시할 수 있다. 절대값 계산기(135)는 위상 추정치의 절대값(|PE|) 및 위상 추정치 변화량의 절대값(|PED|)을 계산할 수 있다.
무선 채널 분류기(150B)는 훈련 데이터를 활용하여 하향 링크 채널(2)을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분할 수 있다. 본 실시예에 따르면, 무선 채널 분류기(150B)는 도플러 쉬프트 및 관찰된 위상 추정치들에 관련된 모델을 만들기 위한 지도 학습법(supervised learning method)을 이용할 수 있다. 일 실시예에서, 무선 채널 분류기(150B)는 SVM(Support Vector Machine) 분류기(156)를 포함할 수 있다. SVM은 훈련 데이터를 이용하여 훈련 데이터에 대한 분류 마진을 최대화하는 지도 학습 알고리즘(supervised learning algorithm)의 일종이다. 이하에서는 도 15를 참조하여 SVM 분류기(156)에 대해 더욱 자세하게 설명하기로 한다.
도 15는 본 개시의 일 실시예에 따라, 도 14의 무선 채널 분류기(150B)를 더욱 상세하게 나타내는 블록도이다. 도 15를 참조하면, 무선 채널 분류기(150B)는 SVM 분류기(156) 및 SVM 유도기(157)를 포함할 수 있다. 또한, 무선 채널 분류기(150B)는 훈련 데이터 제공부(158) 및 실제 데이터 제공부(159)를 더 포함할 수 있으나, 본 발명은 이에 한정되지 않는다.
훈련 데이터 제공부(158)는 채널 환경을 미리 알고 있는 경우에 수집한 훈련 데이터를 SVM 유도기(157)에 제공할 수 있다. 레이블(label)로 분류가 완료된 훈련 데이터, 즉, 레이블된 훈련 데이터는 에뮬레이트된(emulated) 신호를 반복적으로 생성하는 무선 채널 에뮬레이터의 출력으로부터 획득될 수 있다. 훈련 데이터 제공부(158)는 수학식 14와 같이 N개의 훈련 데이터를 제공한다고 가정할 수 있다.
[수학식 14]
Figure pat00038
여기서,
Figure pat00039
는 입력 벡터,
Figure pat00040
는 레이블을 의미한다. 본 실시예에서, 이차원 입력 공간으로서, 위상 추정치의 절대값과 위상 추정치의 변화량의 절대값을 선택할 수 있다. 이때, 위상 오차는 디지털 루프 필터의 출력에 대응하고, 구체적으로, 동일 슬롯에서 획득된 위상 차이의 추정치에 대응할 수 있다. 위상 오차의 변화량은 디지털 루프 필터에서 출력되는 서로 다른 슬롯들의 위상 오차들의 변화량에 대응할 수 있다. 이에 따라, 입력 벡터는 아래의 수학식 15와 같이 이차원 벡터로 선정될 수 있다.
[수학식 15]
Figure pat00041
그리고,
Figure pat00042
는 훈련 데이터가 HST 채널에 해당하는지 여부를 나타내며, 아래의 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 16]
Figure pat00043
SVM 유도기(157)는 훈련 데이터로부터 소프트 마진(soft margin)을 갖는 분리 초평면(separating hyperplane)을 획득할 수 있다. 구체적으로, SVM 유도기(157)는 아래의 수학식 17을 이용하여 최적의 분리 초평면, 즉,
Figure pat00044
을 획득할 수 있다.
[수학식 17]
Figure pat00045
여기서,
Figure pat00046
와
Figure pat00047
는 분리 초평면을 결정하는 파라미터이고,
Figure pat00048
는 분류 성능(classification performance)을 결정하는 정규화(regularization) 파라미터를 나타낸다.
Figure pat00049
가 작으면 마진이 커질 수 있는 반면,
Figure pat00050
가 크면 마진이 작아질 수 있다. 또한, N은 훈련 데이터의 총 개수이고, i는 훈련 데이터의 인덱스이며,
Figure pat00051
는 i번째 훈련 데이터에 대해 허용 가능한 분류 에러의 양을 나타내는 슬랙(slack) 변수이다. 하드 마진의 경우
Figure pat00052
가 모두 0인 반면, 소프트 마진은
Figure pat00053
가 0이상일 수 있다. 수학식 17은 컨벡스 문제(convex problem)이므로, 내부 점 방법(inter-point method) 등과 같은 수치 기법(numerical technique)을 이용하여, 예를 들어, KKT(Karush-Kuhn-Tucker) 조건을 이용하여, 최적해(optimal solution), 즉,
Figure pat00054
를 구할 수 있다.
도 16은 본 개시의 일 실시예에 따라 훈련 데이터로부터 획득한 SVM 분류기를 나타낸다. 이하에서는, 도 15 및 도 16을 함께 참조하여 설명하기로 한다.
도 16을 참조하면, 가로축은 위상 추정치의 절대값을 나타내고, 세로축은 위상 추정치 변화량의 절대값을 나타낸다. 넌-HST 채널 환경에서 획득된 훈련 데이터는 위상 추정치의 절대값이 100도 이하인 구간에 주로 분포하고, HST 채널 환경에서 획득된 훈련 데이터는 위상 추정치의 절대값이 100 이상인 구간에 주로 분포한다. SVM 유도기(157)는 상기 수학식 17을 이용하여 훈련 데이터로부터 제1 내지 제4 분리 초평면들(161 내지 164)을 획득할 수 있다. 제1 분리 초평면(161)은 C가 1인 경우에 대응하고, 제2 분리 초평면(162)은 C가 0.1인 경우에 대응하며, 제3 분리 초평면(163)은 C가 0.01인 경우에 대응하고, 제4 분리 초평면(164)은 C가 0.001인 경우에 대응한다.
본 실시예에 따르면, 이차원 입력 공간, 즉, 위상 추정치의 절대값 및 위상 추정치 변화량의 절대값을 갖는 훈련 데이터를 기초로 분리 초평면을 획득하고, 분리 초평면을 이용하여 이차원 입력 공간을 갖는 실제 데이터가 HST 채널인지 여부를 판별할 수 있다. 이에 따라, 일차원 입력 공간, 예를 들어, 위상 추정치의 절대값만을 기초로 HST 채널 여부를 판별하는 경우에 비해, 분류 성능을 크게 향상시킬 수 있다.
다시 도 15를 참조하면, 실제 데이터 제공부(159)는 위상 추정치의 절대값 및 위상 추정치 변화량의 절대값을 포함하는 이차원 입력 벡터를 SVM 분류기(156)에 제공할 수 있다. 위상 추정치의 절대값 및 위상 추정치 변화량의 절대값은 도 14의 절대값 계산부(135')로부터 획득될 수 있다.
SVM 분류기(156)는 SVM 도출기(157)에서 도출된 최적 분리 초평면, 즉,
Figure pat00055
을 이용하여 HST 채널 여부를 판별하는 분류기를 생성할 수 있다. 구체적으로, SVM 분류기(156)는 아래의 수학식 18과 같은 분류기를 생성할 수 있다.
[수학식 18]
Figure pat00056
여기서,
Figure pat00057
는 SVM 분류기(156)의 입력을 의미하고,
Figure pat00058
는 SVM 분류기(156)의 출력을 의미한다. 수학식 19에 따르면,
Figure pat00059
가 0보다 작으면
Figure pat00060
는 -1이고, 이때, SVM 분류기(156)는 실제 데이터를 HST 채널로 판별할 수 있다. 반면, 수학식 18에 따르면,
Figure pat00061
가 0보다 크면
Figure pat00062
는 1이고, 이때, SVM 분류기(156)는 실제 데이터를 넌-HST 채널로 판별할 수 있다. 한편, 수학식 18에 따르면
Figure pat00063
가 0이면
Figure pat00064
는 0이고, 이때, SVM 분류기(156)는 실제 데이터가 분리 초평면 상에 위치하는 것으로 판별할 수 있다.
루프 이득 제어부(160)는 SVM 분류기(156)의 출력이 0보다 작으면 루프 이득을 조절할 수 있다. 일 실시예에서, 루프 이득 제어부(160)는
Figure pat00065
가 0 보다 작으면, 루프 이득 인덱스(K[n])를 이전 루프 이득 인덱스(K[n-1])보다 1만큼 감소시킬 수 있다. 한편, 루프 이득 제어부(160)는
Figure pat00066
가 0 이상이면, 루프 이득 인덱스(K[n])를 이전 루프 이득 인덱스(K[n-1])보다 1만큼 증가시킬 수 있다. 또한, 루프 이득 제어기(160)는 루프 이득이 최소 루프 이득보다 작으면 루프 이득을 최소 루프 이득으로 결정하고, 루프 이득이 최대 루프 이득보다 크면 루프 이득을 최대 루프 이득으로 결정할 수 있다.
도 17은 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 채널 분류 방법을 나타내는 흐름도이다. 도 17을 참조하면, 본 실시예에 따른 무슨 채널 분류 방법은 HST 채널 환경과 넌-HST 채널 환경에서 획득된 훈련 데이터를 기초로 무선 채널을 분류하는 방법으로서, 예를 들어, 도 14의 무선 채널 분류기(150B)에서 시계열적으로 수행되는 단계들을 포함할 수 있다. 따라서, 도 14 내지 도 16을 참조하여 상술된 내용은 본 실시예에 적용될 수 있고, 중복된 설명은 생략하기로 한다.
단계 S410에서, 위상 추정치의 절대값 및 위상 추정치 변화량의 절대값을 포함하는 이차원 입력 벡터를 수신한다. 단계 S420에서, 이차원 입력 벡터를 SVM 분류기에 적용한다. 단계 S430에서, SVM 분류기의 출력이 0보다 작은지 판단한다. 판단 결과, SVM 분류기의 출력이 0보다 작으면 단계 S440을 수행하고, 단계 S440에서, 하향 링크 채널을 HST 채널로 판단한다. 한편, SVM 분류기의 출력이 0보다 작지 않으면 단계 S450을 수행하고, 단계 S450에서, 하향 링크 채널을 넌-HST 채널로 판단한다.
도 18a 및 도 18b는 본 개시의 일 실시예에 따라, 실제 HST 환경에서 측정된 데이터 분포들을 나타낸다. 도 18a 및 도 18b를 참조하면, 가로축은 위상 추정치의 절대값을 나타내고, 세로축은 위상 추정치 변화량의 절대값을 나타낸다. 여기서, 분리 초평면(181)은 예를 들어, 도 14 내지 도 16에 상술된 실시예들을 통해 획득될 수 있다.
도 18a는 실제 HST 환경에서 열차 속도가 예를 들어, 100 km/h 이하인 경우에 측정된 데이터의 분포를 나타낸다. 도 18a에서, 측정된 데이터는 모두 넌-HST 채널로 분류되었으며, 이 경우, 본 개시의 실시예들에 따라, 고정 루프 이득을 적용하여 지터를 줄임으로써 수신 성능을 향상시킬 수 있다. 예를 들어, 고정 루프 이득은 루프 이득 인덱스(K)를 6으로 결정함으로써 생성될 수 있다.
도 18b는 실제 HST 환경에서 열차 속도가 예를 들어, 280 km/h 이상인 경우 측정된 데이터의 분포를 나타낸다. 도 18b에서, 측정된 데이터 중 일부는 HST 채널로 분류되었다. 이와 같이, 열차 속도가 매우 빠른 HST 환경에서는 HST 채널로 분류되는 데이터의 개수가 증가하며, 이 경우, 본 개시의 실시예들에 따라, 가변 루프 이득을 적용하여 도플러 쉬프트 변화를 빠르게 트랙킹함으로써 수신 성능을 향상시킬 수 있다. 예를 들어, 가변 루프 이득은 루프 이득 인덱스(K)를 6보다 작게 결정함으로써 생성될 수 있다.
도 19는 본 개시의 일 실시예에 따른 무선 통신 방법을 나타내는 흐름도이다. 도 19를 참조하면, 본 실시예에 따른 무선 통신 방법은 사용자 기기에서 반송 주파수 오프셋을 보정하기 위한 방법으로서, 예를 들어, 도 1의 단말(20)에서 시계열적으로 수행되는 단계들을 포함할 수 있다. 도 1 내지 도 18b를 참조하여 상술된 내용은 본 실시예에도 적용될 수 있고, 중복된 설명은 생략하기로 한다.
단계 S500에서, 기지국으로부터 RF 신호를 수신한다. 단계 S510에서, 로컬 오실레이션 주파수를 갖는 오실레이션 신호를 생성한다. 단계 S520에서, RF 신호 및 오실레이션 신호로부터 베이스밴드 신호를 출력한다. 단계 S530에서, 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분한다. 단계 S540에서, 하향 링크 채널이 HST 채널인지 판단한다. 판단 결과, 하향 링크 채널이 HST 채널인 경우 단계 S550을 수행하고, 그렇지 않은 경우 단계 S460을 수행한다. 단계 S550에서, 루프 이득을 조절한다. 단계 S560에서, 루프 이득을 고정한다. 단계 S570에서, 위상 추정치 및 루프 이득을 기초로 위상 오차를 생성한다. 단계 S580에서, 위상 오차에 따라 로컬 오실레이션 주파수를 보정한다.
도 20a 및 도 20b는 본 개시의 일 실시예에 따라, HST 채널에서 디지털 루프 필터에 가변 루프 이득 및 고정 루프 이득을 적용한 경우의 수신 성능을 각각 나타낸다.
도 20a를 참조하면, HST 채널에서 루프 이득을 가변 루프 이득으로 결정한 경우, 그래프(201a)와 같이, 시간에 따라 루프 이득 인덱스(K)를 변경할 수 있다. 예를 들어, 약 0.4 내지 0.7초의 시간 구간에서 루프 이득 인덱스(K)를 변경할 수 있다. 그래프(202a)는 시간에 따른 전송 성공 여부를 나타내며, 그래프(202a)에서 ACK 신호가 생성된 경우를 1로 표시하고, NACK 신호가 생성된 경우를 0으로 표시하기로 한다. 그래프(202a)에서 ACK 신호가 계속적으로 생성됨에 따라 기지국으로부터 데이터가 정상적으로 전송되었음을 나타낸다. 그래프(203a)는 시간에 따른 SINR을 나타내며, 루프 이득 인덱스(K)가 가변되는 동안 SINR의 감소는 크지 않을 수 있다. 그래프(204a)는 시간에 따른 위상 추정치를 나타내며, 루프 이득 인덱스(K)가 가변되는 동안 위상 추정치의 증가는 상대적으로 크지 않을 수 있다.
도 20b를 참조하면, HST 채널에서 루프 이득을 고정 루프 이득으로 결정한 경우, 그래프(201b)와 같이, 시간에 따라 루프 이득 인덱스(K)를 변경하지 않을 수 있다. 예를 들어, 루프 이득 인덱스(K)는 6일 수 있다. 그래프(202b)에서, 약 0.3 내지 0.6 초의 시간 구간에서 ACK 신호가 끊기며, 이는 기지국으로부터 데이터가 정상적으로 전송되지 않았음을 나타낸다. 그래프(203b)에서, 약 0.3 내지 0.7 초의 시간 구간에서 SINR이 크게 감소할 수 있다. 또한, 그래프(204b)에서, 약 0.3 내지 0.7 초의 시간 구간에서 위상 추정치의 증가가 매우 클 수 있다. 도 20a 및 도 20b에 예시된 바와 같이, HST 채널에서 디지털 루프 필터에 고정 루프 이득 대신 가변 루프 이득을 적용할 경우, 수신 성능이 더 향상되는 것을 확인할 수 있다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 예시적인 실시예들이 개시되었다. 본 명세서에서 특정한 용어를 사용하여 실시예들을 설명되었으나, 이는 단지 본 개시의 기술적 사상을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 개시의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 개시의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (20)

  1. 기지국과 단말 간의 주파수 오프셋을 보정하기 위한 자동 주파수 조절기로서,
    상기 기지국으로부터 수신되는 기준 신호로부터 위상 추정치를 획득하는 위상 추정기;
    상기 위상 추정치를 이용하여, 하향 링크 채널을 HST(High Speed Train) 채널 또는 넌(non)-HST 채널로 구분하는 무선 채널 분류기;
    상기 하향 링크 채널에 대한 채널 분류 결과에 따라 루프 이득을 조절하는 루프 이득 제어기; 및
    상기 위상 추정치 및 상기 루프 이득을 기초로, 상기 주파수 오프셋을 보정하기 위한 위상 오차를 출력하는 디지털 루프 필터를 포함하는 자동 주파수 조절기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 루프 이득 제어기는, 상기 하향 링크 채널이 상기 HST 채널인 경우 상기 루프 이득을 가변 루프 이득으로 출력하고, 상기 하향 링크 채널이 상기 넌-HST 채널인 경우 상기 루프 이득을 고정 루프 이득으로 출력하며,
    상기 디지털 루프 필터는, 상기 위상 추정치 및 상기 가변 루프 이득 또는 상기 고정 루프 이득을 기초로, 상기 위상 오차를 출력하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 무선 채널 분류기는, 상기 HST 채널 및 상기 넌-HST 채널에서의 위상 추정치 통계적 특성을 기초로 상기 하향 링크 채널을 상기 HST 채널 또는 상기 넌-HST 채널로 구분하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 무선 채널 분류기는,
    상기 위상 추정치의 절대값에 대한 이동 평균(moving mean)을 계산하는 이동 평균 계산부; 및
    상기 위상 추정치의 절대값에 대한 이동 분산을 계산하는 이동 분산 계산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 이동 평균 계산부는, 상기 위상 추정치의 절대값에 대한 지수 가중(exponentially weighted) 이동 평균을 계산하고,
    상기 이동 분산 계산부는, 상기 위상 추정치의 절대값에 대한 지수 가중 이동 분산을 계산하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 무선 채널 분류기는,
    상기 이동 분산에 대해 필터링을 수행하는 필터; 및
    필터링된 이동 분산을 최대 분산 값으로 제한하는 제한기(limiter)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 루프 이득 제어기는, 상기 필터링된 이동 분산의 크기가 임계 값보다 크면 상기 루프 이득을 조절하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 루프 이득 제어기는, 상기 루프 이득이 최소 루프 이득보다 작으면 상기 루프 이득을 상기 최소 루프 이득으로 결정하고, 상기 루프 이득이 최대 루프 이득보다 크면 상기 루프 이득을 상기 최대 루프 이득으로 결정하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 무선 채널 분류기는, HST 채널 환경 및 넌-HST 채널 환경에서 획득된 훈련 데이터를 기초로, 상기 하향 링크 채널을 상기 HST 채널 또는 상기 넌-HST 채널로 구분하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 무선 채널 분류기는, 상기 위상 추정치의 절대값 및 위상 추정치 변화량(phase estimate difference)의 절대값을 포함하는 이차원 입력 벡터를 수신하고, 상기 훈련 데이터를 기초로 획득된 분류기를 이용하여 상기 하향 링크 채널을 상기 HST 채널 또는 상기 넌-HST 채널로 구분하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 분류기는, 상기 훈련 데이터에 대해 소프트 마진(soft margin)을 갖는 SVM(Support Vector Machine) 분류기인 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 루프 이득 제어기는, 상기 SVM 분류기의 출력이 0보다 작으면 상기 루프 이득을 조절하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 루프 이득 제어기는, 상기 루프 이득이 최소 루프 이득보다 작으면 상기 루프 이득을 상기 최소 루프 이득으로 결정하고, 상기 루프 이득이 최대 루프 이득보다 크면 상기 루프 이득을 상기 최대 루프 이득으로 결정하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 기준 신호에 포함된 기준 심볼들에 대한 채널 추정을 수행함으로써 채널 추정치들을 출력하는 채널 추정기; 및
    상기 채널 추정치들에 대한 차분 상관을 계산함으로써 차분 상관 결과를 출력하는 차분 상관기를 더 포함하고,
    상기 위상 추정기는, 상기 차분 상관 결과로부터 상기 위상 추정치를 계산하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 위상 추정치의 크기가 최대 위상 추정치 이하가 되도록 상기 위상 추정치를 제한하는 위상 제한기를 더 포함하고,
    상기 디지털 루프 필터는, 상기 위상 제한기의 출력과 상기 가변 루프 이득 또는 상기 고정 루프 이득의 곱셈 연산을 통해 상기 위상 오차를 출력하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 위상 오차에 따라 상기 주파수 오프셋을 추정하고, 상기 주파수 오프셋에 따라 로컬 오실레이션 주파수를 제어하기 위한 주파수 제어 신호를 생성하는 주파수 오프셋 보상부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 조절기.
  17. 기지국으로부터 수신된 기준 신호로부터 위상 추정치를 획득하는 단계;
    상기 위상 추정치를 이용하여, 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분하는 단계;
    상기 하향 링크 채널이 상기 HST 채널인 경우 루프 이득을 조절하여 상기 루프 이득을 가변 루프 이득으로 생성하는 단계;
    상기 하향 링크 채널이 상기 넌-HST 채널인 경우 상기 루프 이득을 고정 루프 이득으로 생성하는 단계;
    상기 위상 추정치 및 상기 가변 루프 이득 또는 고정 루프 이득을 기초로 위상 오차를 생성하는 단계; 및
    상기 위상 오차에 따라, 상기 기지국과 단말 간의 주파수 오프셋을 보정하는 단계를 포함하는 자동 주파수 제어 방법.
  18. 로컬 오실레이션 주파수를 갖는 오실레이션 신호를 생성하는 로컬 오실레이터;
    기지국으로부터 수신한 RF(Radio Frequency) 신호 및 상기 로컬 오실레이터로부터 수신한 상기 오실레이션 신호로부터, 베이스밴드 신호를 출력하는 RF 회로; 및
    상기 베이스밴드 신호에 포함된 기준 신호를 이용하여 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분하고, 상기 하향 링크 채널에 대한 채널 분류 결과에 따라 루프 이득을 조절하고, 상기 루프 이득에 따라 상기 기준 신호로부터 위상 오차를 생성하며, 생성된 상기 위상 오차를 기초로 상기 로컬 오실레이션 주파수를 조절하는 자동 주파수 조절기를 포함하는 무선 통신 장치.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 자동 주파수 조절기는,
    상기 기준 신호로부터 위상 추정치를 획득하는 위상 추정기;
    상기 위상 추정치를 이용하여, 상기 하향 링크 채널을 상기 HST 채널 또는 상기 넌-HST 채널로 구분하는 무선 채널 분류기;
    상기 하향 링크 채널이 상기 HST 채널인 경우 상기 루프 이득을 조절하여 상기 루프 이득을 가변 루프 이득으로 출력하고, 상기 하향 링크 채널이 상기 넌-HST 채널인 경우 상기 루프 이득을 고정 루프 이득으로 출력하는 루프 이득 제어기; 및
    상기 위상 추정치 및 상기 가변 루프 이득 또는 상기 고정 루프 이득을 기초로, 상기 위상 오차를 출력하는 디지털 루프 필터를 포함하는 무선 통신 장치.
  20. 기지국으로부터 RF 신호를 수신하는 단계;
    로컬 오실레이션 주파수를 갖는 오실레이션 신호를 생성하는 단계;
    상기 RF 신호 및 상기 오실레이션 신호로부터 베이스밴드 신호를 출력하는 단계;
    상기 베이스밴드 신호에 포함된 기준 신호를 이용하여 하향 링크 채널을 HST 채널 또는 넌-HST 채널로 구분하는 단계;
    상기 하향 링크 채널이 상기 HST 채널인 경우 루프 이득을 조절하여 상기 루프 이득을 가변 루프 이득으로 생성하는 단계;
    상기 하향 링크 채널이 상기 넌-HST 채널인 경우 상기 루프 이득을 고정 루프 이득으로 생성하는 단계;
    상기 루프 이득을 기초로 상기 기준 신호로부터 위상 오차를 생성하는 단계; 및
    상기 위상 오차를 기초로 상기 로컬 오실레이션 주파수를 조절하는 단계를 포함하는 무선 통신 방법.
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