KR20180013897A - 스탠바이 모드일 때의 전력 변환기의 전력 저감 - Google Patents

스탠바이 모드일 때의 전력 변환기의 전력 저감 Download PDF

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KR20180013897A
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토마스 퀴글리
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마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드
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Abstract

전력 변환기들은 전형적으로 적절한 시동을 위해 그리고 정확한 동작 전압 바이어스들을 발생시키기 위해 고유의 회로망을 구비한다. 전형적으로 이러한 고유의 회로망은 1차측 "시동" 컨트롤러에 포함된다. 이 시동 컨트롤러는 또한 일단 시동되면 전력 변환기를 제어하는 주된 수단일 수 있다. 하지만, 2차측 컨트롤러는 전형적으로 더 정확한 출력 조정을 위해 1차측 시동 컨트롤러에 이미 존재하는 회로망을 복제하는 것이 필요하다. 경부하 또는 무부하 상태 동안, 2차측 컨트롤러가 스탠바이 코드 금지(디스에이블) 명령어를 시동 컨트롤러에 송신할 때에는, 게이트 드라이버의 온 및 오프 전환이 중단된다. 2차측 커패시터를 충전하기 위해 변압기의 2차측으로 전력이 송신되어야할 때에는, 2차측 컨트롤러가 시동 컨트롤러에 인에이블 코드 명령어를 송신하고, 이 경우에, 인에이블 코드 명령어가 검출되어 시동 컨트롤러로 하여금 2차측 컨트롤러를 이용하여 정상 방식으로 동작할 수 있게 한다.

Description

스탠바이 모드일 때의 전력 변환기의 전력 저감
본 출원은, 2015년 06월 01일자로 출원된 동일 출원인에 의한 미국 가출원 제62/169,415호의 우선이익을 주장하며; 2015년 11월 19일자로 출원된 미국 특허출원 제14/945,729호와 2015년 8월 21일자로 출원된 미국 가출원 제62/208,123호와 관련되고; 상기 출원들은 모든 목적을 위해 본 출원에 참조함으로써 통합된다.
본 개시는 전력 변환기들에 관한 것으로서, 특히, 경부하 또는 무부하 상태 동안, 스탠바이(stand-by) 모드일 때의 전력 변환기에 의해 사용되는 전력을 저감하는 것에 관한 것이다.
전력 변환기들, 특히 스위치 모드 AC/DC 전력 변환기들은 전형적으로, 경부하 및 무부하 상태 동안에 사용되는 전력을 저감하기 위해 고유의 회로망을 구비한다. 경부하 및 무부하 상태 동안에 전력 변환기를 효율적으로 동작시키기 위해, 저전력 스탠바이 모드를 구비한 전력 변환기가 사용될 수 있다. 이러한 저전력 스탠바이 모드인 동안에, 2차측 컨트롤러는 전력 변환기 변압기의 1차 권선에 있는 시동 컨트롤러에 변압기 1차 권선에 결합된 전력 스위치의 동작을 금지하도록 명령한다. 하지만, 이 저전력 스탠바이 모드 동안에 전력 변환기 스위치의 동작을 금지하기 위해 제어 신호들을 시동 컨트롤러에게 연속적으로 송신하기 위해서는, 2차측 컨트롤러가 2차측 커패시터에 저장된 에너지를 사용하여야 한다.
따라서, 전력 변환기가 저전력 스탠바이 모드일 때에 사용되는 전력을 저감할 필요가 있다.
일 실시예에 따르면, 전력 변환기의 스탠바이 전력을 저감하기 위한 방법은: 전력 변환기의 1차측 시동 컨트롤러와 2차측 컨트롤러를 제공하는 단계; 상기 전력 변환기의 변압기로부터의 2차측 전압이 소정값에 도달할 때까지 상기 시동 컨트롤러를 이용하여 상기 변압기에 결합된 전력 스위치를 제어하고, 이후에 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 시동 컨트롤러로 펄스폭 변조(PWM) 신호를 송신하여 상기 전력 스위치를 제어하는 단계; 상기 전력 스위치의 동작을 금지하고 스탠바이 모드로 진입하도록 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 시동 컨트롤러로 디스에이블 신호를 송신하는 단계; 및 상기 전력 스위치의 동작을 인에이블시키고 동작 모드로 복귀하도록 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 시동 컨트롤러로 인에이블 신호를 송신하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들을 송신하는 단계들은, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들을 제1 아이솔레이션 회로를 통해(over) 송신하는 단계들을 포함할 수 있고, 상기 PWM 신호를 송신하는 단계는, 상기 PWM 신호를 제2 아이솔레이션 회로를 통해 송신하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블, 디스에이블, PWM 신호들을 송신하는 단계들은, 상기 인에이블, 디스에이블 및 PWM 신호들을 단일 아이솔레이션 회로를 통해 송신하는 단계들을 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 디스에이블 신호는 제1 코딩 신호를 포함하고, 상기 인에이블 신호는 제2 코딩 신호를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 1차측 시동 컨트롤러의 디코딩 회로들을 이용하여 상기 제1 및 제2 코딩 신호들을 디코딩하는 단계들을 더 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 상기 PWM 신호의 주파수보다 높은 주파수일 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 상기 PWM 신호의 주파수의 적어도 10배의 주파수일 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 대략 500±50kHz의 주파수이고, 상기 PWM 신호는 대략 20kHz 내지 대략 65kHz의 주파수일 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 고역 필터를 이용하여 상기 PWM 신호보다 더 높은 주파수의 인에이블 및 디스에이블 신호들을 필터링하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 고역 필터는 디지털 고역 필터일 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 고역 필터는 아날로그 고역 필터일 수 있다.
또하나의 실시예에 따르면, 스탠바이 전력이 저감되는 전력 변환기는, 제1 DC 전압에 결합된 시동 컨트롤러; 1차 및 2차 권선들을 구비한 변압기 - 상기 변압기의 상기 1차 권선은 상기 제1 DC 전압과 결합됨 -; 상기 변압기의 상기 1차 권선을 통과하는 전류를 측정하고 상기 측정된 1차 권선 전류를 상기 시동 컨트롤러에 제공하기 위한 전류 측정 회로; 상기 변압기의 1차 권선에 결합되고 상기 시동 컨트롤러에 의해 제어되는 전력 스위치; 제2 DC 전압을 제공하기 위해 상기 변압기의 상기 2차 권선에 결합되는 2차측 정류기; 상기 시동 컨트롤러 및 상기 2차측 정류기에 결합되는 2차측 컨트롤러를 포함하고, 상기 시동 컨트롤러가 상기 제1 DC 전압을 수신한 때에는, 상기 시동 컨트롤러가 상기 전력 스위치의 온 및 오프를 제어하기 시작하고, 이로써 상기 변압기의 1차 권선을 통해 전류가 흐르고, AC 전압이 상기 변압기의 상기 2차 권선의 양단에 발생하고, 상기 2차측 정류기로부터의 상기 제2 DC 전압은 상기 2차측 컨트롤러에 전력을 공급하고, 상기 2차측 컨트롤러는 상기 제2 DC 전압이 소정의 전압 레벨에 도달할 때에, 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 시동 컨트롤러로 펄스폭 변조(PWM) 신호를 송신함으로써, 상기 전력 스위치의 제어를 떠맡고(take over), 상기 2차측 컨트롤러는, 스탠바이 모드로 진입할 때에, 상기 전력 스위치의 동작을 금지하기 위해 상기 시동 컨트롤러로 디스에이블 신호를 송신하고, 그리고 상기 2차측 컨트롤러는, 상기 전력 스위치의 동작을 인에이블시키고 그리고 동작 모드로 복귀시키기 위해 상기 시동 컨트롤러로 인에이블 신호를 송신한다.
추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 제1 아이솔레이션 회로를 통해 송신되고, 상기 PWM 신호는 제2 아이솔레이션 회로를 통해 송신될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블, 디스에이블 및 PWM 신호들은 단일 아이솔레이션 회로를 통해 송신될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 디스에이블 신호는 제1 코딩 신호를 포함하고, 상기 인에이블 신호는 제2 코딩 신호를 포함하고, 상기 시동 컨트롤러는 상기 제1 및 제2 코딩 신호들을 디코딩하기 위한 디코딩 회로들을 더 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 상기 PWM 신호의 주파수보다 높은 주파수일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 상기 PWM 신호의 주파수의 적어도 10배의 주파수일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 대략 500±50kHz의 주파수이고, 상기 PWM 신호는 대략 20kHz 내지 대략 65kHz의 주파수일 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들이 디코딩되기 전에 상기 PWM 신호를 필터링하기 위한 고역 필터를 더 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 전력 변환기는 플라이백(flyback) 전력 변환기를 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 전력 변환기는, 포워드 변환기, LLC 변환기, 하프-브리지 변환기, 풀-브리지 변환기 및 위상-시프트 풀-브리지 변환기를 포함하는 그룹으로부터 선택되는 어느 하나의 변환기일 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 상기 전력 스위치는 전력 금속산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET)일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 아이솔레이션 회로는 광학 커플러일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 아이솔레이션 회로는 펄스 변압기일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 시동 컨트롤러는 개루프 전류 조정기와 전력 스위치 드라이버를 포함할 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 상기 시동 컨트롤러는: 상기 제1 DC 전압에 결합되는 입력부를 구비한 고전압 조정기; 상기 고전압 조정기에 결합되는 과전압 및 저전압 록아웃 회로들; 상기 과전압 및 저전압 록아웃 회로들에 결합되는 셧다운 회로; 펄스폭 변조(PWM) 발생기; 상기 전력 스위치를 구동하고, 상기 셧다운 회로에 결합된 게이트 드라이버; 상기 PWM 발생기, 상기 게이트 드라이버 및 외부 펄스 입력부 사이에 결합된 PWM 신호 선택 회로; 상기 PWM 발생기에 결합된 전류 보호 회로; 상기 외부 펄스 입력부의 PWM 신호를 검출하고 또한 상기 게이트 드라이버를 상기 PWM 발생기로부터 상기 외부 펄스 입력부로 전환하도록 구성된 외부 명령어 검출 회로; 그리고 외부 인에이블/디스에이블 입력부와 상기 셧다운 회로에 결합된 인에이블/디스에이블 신호 검출 회로들을 포함할 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 상기 시동 컨트롤러는: 상기 제1 DC 전압에 결합된 입력부를 구비한 고전압 조정기; 상기 고전압 조정기에 결합된 과전압 및 저전압 록아웃 회로들; 상기 과전압 및 저전압 록아웃 회로들에 결합된 셧다운 회로; 펄스폭 변조(PWM) 발생기; 상기 전력 스위치를 구동하고, 상기 셧다운 회로에 결합된 게이트 드라이버; 상기 PWM 발생기, 상기 게이트 드라이버 및 외부 펄스 입력부 사이에 결합된 PWM 신호 선택 회로; 상기 PWM 발생기에 결합된 전류 보호 회로; 상기 외부 펄스 입력부의 PWM 신호를 검출하고 또한 상기 게이트 드라이버를 상기 PWM 발생기로부터 상기 외부 펄스 입력부로 전환하도록 구성된 외부 명령어 검출 회로; 그리고 상기 외부 펄스 입력부와 상기 셧다운 회로에 결합된 인에이블/디스에이블 신호 검출 회로들을 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 시동 컨트롤러는 제1 마이크로컨트롤러에 의해 제공되고, 상기 2차측 컨트롤러는 제2 마이크로컨트롤러에 의해 제공될 수 있다.
본 개시는 첨부된 도면들과 결부하여 다음 설명을 참조함으로써 더욱 완전하게 이해될 수 있다.
도 1은 본 개시의 교시들에 따른, 스탠바이 전력 인출을 저감하도록 구성된 전력 변환기의 개략적인 블록도이다.
도 2는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 스탠바이 전력 인출을 저감하도록 구성된 전력 변환기의 개략적인 블록도이다.
도 3은 본 개시의 또하나의 특정 예시의 실시예에 따른, 스탠바이 전력 인출을 저감하도록 구성된 전력 변환기의 개략적인 블록도이다.
본 개시는 다양한 변형들 및 대안적인 형태들로 될 수 있지만, 그것의 특정한 예시적 실시형태들은 도면들에 도시되었으며 여기에 상세히 설명된다. 하지만, 특정한 예시적 실시형태들에 대한 여기서의 설명은 본 개시를 여기에 개시된 특정 형태들로 개시를 한정하고자 함이 아니라고 이해되어야 한다.
파워 서플라이들, 특히 DC-DC 및 AC-DC 전력 변환기들은 전형적으로, 그들을 시동시키는 고유의 회로망을 구비한다.　본 개시의 다양한 실시예들에 따르면, 전력 변환기는 1차측 시동(primary-side start-up) 컨트롤러와 2차측(secondary-side) 컨트롤러를 포함할 수 있으며, 여기서, 시동 컨트롤러는 전력(전압)이 전력 변환기의 1차측에 처음 인가될 때 2차측 컨트롤러에 전력을 송신하기 위해 사용된다. 시동 컨트롤러는 1차측에 있는 종래의 디바이스들을 사용하여 DC-DC 및 AC-DC 전력 변환기들의 시동을 위한 저가형 집적 회로(IC) 솔루션을 제공하는데, 이 저가형 집적회로 솔루션은 2차측 컨트롤러의 자원들(resources)을 복제하지 않고 1차측 상의 개별적인 부품들을 최소화한다. 본 개시의 교시들에 따른 전력 변환기들의 구현과 동작에 대한 더 상세한 설명들은, Thomas Quigley에 의해 발명되었으며 본 출원인에 의해 2015년 11월 19일자로 출원된 "Start-Up Controller for a Power Converter"라는 명칭의 미국 특허출원 제14/945,729호에 제공되며, 상기 특허출원은 모든 목적을 위해 본 출원에 참조함으로써 통합된다.
경부하 및 무부하 상태 동안, 예를 들면 전력 변환기가 "스탠바이 모드(standby mode)"에 있을 때, "버스트-모드(burst-mode)"가 전력 변환기를 효율적으로 동작시키기 위해 사용될 수 있다. 여기에 개시된 다양한 실시예들에 따르면, 아이솔레이션 회로를 통한 2차측 컨트롤러로부터의 디지털 코딩된 명령어들을 매개로 하여(via) 전력 스위치 구동의 인에이블링 및 디스에이블링을 래치(latch)하는 회로망이 전력 변환기의 1차측에 위치한 시동 컨트롤러 내에 제공된다. 따라서, 전력 스위치 구동 디스에이블링 명령어들은 2차측 컨트롤러로부터 1차측 시동 컨트롤러로 연속적으로 송신될 필요가 없고, 이로써, 스탠바이 모드일 때에 전력 변환기에 의해 사용되는 전력이 절감된다.
이제, 도면을 보면, 예시적인 실시예들의 상세가 개략적으로 도시된다.　도면들에서 동일한 요소들는 동일한 번호들로 표시되고, 유사한 요소들은 다른 소문자 첨자를 갖는 동일한 번호들로 표시될 것이다.
이제, 도 1을 보면, 본 개시의 교시들에 따른, 스탠바이 전력 인출(power draw)을 저감하도록 구성된 전력 변환기의 개략적인 블록도가 도시되어 있다.　개괄적으로 숫자(100)로 표시된 전력 변환기는, 시동 컨트롤러(106), MOSFET 스위치(110), 전류 센서(112)(예컨대, 저항기),　변압기(122), 바이어스 전압 정류기(108), 전력 정류기(124), 필터 커패시터(126), 2차측 컨트롤러(118), 및 아이솔레이션 회로들(114 및 116)을 포함할 수 있다. 전력 정류기(124) 및 필터 커패시터(126)는　애플리케이션 부하(128)에 결합될 수 있다.　플라이백(flyback)　전력 변환기가 설명을 위해 도시되어 있지만, 스위치 모드 파워 서플라이들에 사용되는 임의의 구성의 전력 변환기(예를 들면, 포워드(forward) 변환기, LLC(2개의 인덕터들과 하나의 커패시터의 조합) 변환기, 하프-브리지(half-bridge) 변환기, 풀-브리지(full-bridge) 변환기, 위상-시프트 풀-브리지(phase-shifted full-bridge) 변환기 등)도 여기에 개시되고 청구된 것을 사용할 수 있으며 상기 개시되고 청구된 것으로부터 혜택을 얻을 수 있음이 예상되며 본 개시의 범위 내에 있다.
시동 컨트롤러(106)는, 고정된 오프-타임으로 동작하는 펄스폭 변조(PWM) 소스 개루프(open-loop)의 피크 전류-모드 컨트롤러일 수 있으며, 고전압(HV) 조정기(150), 내부 PWM 발생기(152), 과전류(over-current) 보호부(154), 외부 명령어 검출부(156), PWM 소스 선택 스위치(158), 과전압 및 저전압 록 아웃(over-voltage and under-voltage lockout)(160), 셧다운(shutdown) 회로(162), MOSFET 게이트 드라이버(164) 및 전류 감지 회로(166)를 포함한다.
AC 라인 전원(102)이 1차측 전력 정류기 및 필터들(104)에 인가되면, 그 결과 DC 전압(V_Link)이 된다. 이 DC 전압(V_Link)은 변압기(122)의 1차 권선과 시동 컨트롤러(106)의 VIN 입력부에 결합된다. 시동 컨트롤러(106)는 전압(V_Link)이 그것의 적절한 동작을 위한 충분한 전압에 도달할 때에 활성화된다. 일단 시동 컨트롤러(106)는 활성화되면, MOSFET 스위치(110)를 턴온 및 턴오프하는 MOSFET 게이트 드라이버(164)에 펄스공급을 시작하고, 이로써 플라이백 전력 변환기(100)의 변압기(122)는 에너지가 그것의 2차측 및 바이어스 전압 권선들로 변환하게 한다. 시동 컨트롤러(106)는, 변압기 커플링을 통해 플라이백 전력 변환기(100)의 출력을 선형적으로 조정(regulate)할 수 있는 1차측 전력 변환기 컨트롤러가 아니다. 시동 컨트롤러(106)는 2차측 컨트롤러(118)의 정밀한 기준값과 전압 에러 증폭기를 복제하지 않는다.
시동 컨트롤러(106)는 기본적으로 2가지 동작 모드들을 갖는다: 제1 모드에서는, 플라이백 전력 변환기(100)의 시동 동안, 2차측 컨트롤러(118)가 MOSFET 스위치(110)를 구동시키는 PWM 신호들의 제어(명령어)를 취득할 때까지, 시동 컨트롤러(106)는 MOSFET 스위치(110)를 구동시키는 개루프(open-loop) 전류 조정기로서 기능한다. 제2 모드에서는, 일단 2차측 컨트롤러(118)가 완전히 동작할 준비가 갖춰지면, 2차측 컨트롤러(118)는 아이솔레이션 회로(116)를 통해 PWM 신호 명령어들을 시동 컨트롤러(106)에 송신하기 시작한다. 일단 2차측 컨트롤러(118)로부터의 외부 PWM 신호 명령어들이 (아이솔레이션 회로(116)를 통해서) 시동 컨트롤러(106)에 의해 수신되면, 그것의 내부 게이트 드라이버(164)는 외부 PWM 신호에 결합될 수 있고, 이로써 2차측 컨트롤러(118)는 이제 MOSFET 스위치(110)를 제어한다.
시동 컨트롤러(106)는, MOSFET 스위치(110)를 흐르는 피크 전류의 조정에 근거하여, 개루프 방식으로 MOSFET 스위치(110)의 전환을 제어한다. MOSFET 스위치(110) 및 변압기(122)의 1차 권선과 함께 직렬로 연결된 저항기(112) 양단에 전압이 생기고, 상기 전압은 MOSFET 스위치(110)와 변압기(122)의 1차 권선을 통과하는 피크 전류에 비례한다. 이 전압은 시동 컨트롤러(106)의 C/S(전류 감지) 입력부에 결합되고, 시동 컨트롤러(106)는 이 전압을 감지하고 피크 전류를 특정의 설계값으로 제한하기 위해 MOSFET 스위치(110)의 온 타임을 조정한다. 시동 컨트롤러(106)의 내부 고전압 선형 조정기(150)(그것의 입력값이 DC 전압(V_Link)임)는 시동 변환기(106)의 내부 회로들에 의해 이용가능한 전압(VDD)을 조정(regulate)한다. VDD는 시동 컨트롤러(106)의 게이트 노드에서의 피크 전압이다. 먼저, 내부 선형 조정기가 시동 컨트롤러(106)의 동작을 위해 VDD를 공급하지만, 일단 변압기(122)의 1차측 제3의 권선으로부터 전력 다이오드(108)를 통해 DC 전압이 제공되면, 이 내부 선형 조정기(150)는 시동 컨트롤러(106)의 내부 회로들에 전류를 공급하는 것을 중단한다. 이것으로 인해, 시동 컨트롤러(106)의 내부 열손실(internal thermal dissipation)이 줄어들 수 있다.
MOSFET 스위치(110)가 온 및 오프로 구동되면, 변압기(122)는 정류기(124)를 통해 커패시터(126)를 전압(V_Out)으로 충전시킬 것이다. 전력 변환기(100)의 2차측 컨트롤러(118)는 2차측에 위치하며, 그리고 필터 커패시터(126)의 전압(V_Out)이 충분할 때에는, 2차측 컨트롤러(118)가 활성화되고 아이솔레이션 회로(116), 예를 들면 광학-커플러, 펄스 변압기 등을 통해 게이트 드라이버(164)를 제어하는 것을 떠맡는다(take over). 외부 명령어 검출부(156)는 아이솔레이션 회로(116)로부터의 PWM 펄스들을 감지하고, PWM 선택 스위치(158)를 내부 PWM 발생기(152)로부터 2차측 컨트롤러(118)로부터의 PWM 펄스들로 전환하게 할 것이다.
변압기(122)는 또한, 다이오드(108)를 통해 바이어스 전압(V_Bias)을 제공한다. V_Bias는 변압기 커플링에 의해 시동 컨트롤러(106)에 맞추어 교차-조정(cross-regulate)될 수 있다. 변압기(122)의 권수비(winding turns ratio)는, V_Bias가 시동 컨트롤러(106)의 내부 선형 전압 조정기(150)의 출력 전압 설정값보다 크게 되어야 하고, 이로써 이 내부 선형 전압 조정기(150)가 효율적으로 셧오프되고 그것의 내부 열 손실이 줄어든다.
전력 변환기(100)가 저전력 스탠바이 모드로 진입할 때에는, 2차측 컨트롤러(118)로부터의 PWM 펄스들이 중단된다.　하지만, 중단이 일어나면, 시동 컨트롤러(106)는 시동 컨트롤러(106)가 시동 모드(start-up mode)에 있다고 생각하고 스위치(158)로 하여금 내부 PWM 발생기(152)를 게이트 드라이버(164)에 재연결하게 할 것이다. 이것은 저전력 스탠바이 모드로 진입할 때에는 요구되지 않는다. 시동 컨트롤러(106)가 재활성화되어 MOSFET 스위치(110)를 구동하는 것을 방지하기 위해서는, 2차측 컨트롤러(118)가 2차측 컨트롤러(118)의 디지털 출력부에 결합된 제2 아이솔레이션 회로(114)를 통해서 시동 컨트롤러(106)의 PWMD(PWM 디스에이블) 입력부에 홀드 또는 스탠바이 신호를 어서트할 수 있다. 2차측 컨트롤러(118)는 저전력 스탠바이 모드가 유효한 동안 또는 필터 커패시터의 전압이 특정값으로 떨어질 때까지 PWM 디스에이블 신호를 지속하고, 그리고 2차측 컨트롤러(118)는 필터 커패시터(126)를 재충전하기에 충분할 정도로 오랫동안 시동 컨트롤러(106)가 재활성화될 것을 요구한다.
하지만, 2차측 컨트롤러(118)에 시동 컨트롤러(106)의 PWMD 입력부의 PWM 디스에이블 신호를 능동적으로 유지하도록 요구함으로써 저전력 스탠바이 모드 동안에 전력이 소비되고, 그리고 필터 커패시터(126)는 저전력 스탠바이 모드 동안에 필요한 것보다 더 빨리 방전할 것이다. 시간이 지나면, 2차측 컨트롤러(118)는 저전력 슬립 모드로부터 빠져나와야 할 것이고, 그리고 필터 커패시터(126)의 전압 충전을 리프레시하기 위해서 시동 컨트롤러(106)를 재-인에이블시키고, 그 후에 단지 2차측 컨트롤러(118)만이 저전력 슬립 모드로 되돌아갈 수 있다. 그러므로, 시동 컨트롤러(106)에 PWM 디스에이블 신호를 유지해야하는 2차측 컨트롤러를 제거하여 더 긴 시간 동안 저전력 슬립 모드에 머무를 방법이 필요하게 된다.
이제, 도 2를 보면, 본 개시의 특정 실시예에 따른, 스탠바이 전력 인출을 저감하기 위해 구성된 전력 변환기의 개략적인 블록도가 도시된다.　개괄적으로　숫자(200)로　표시된 전력 변환기는, 시동 컨트롤러(206)의 슬립 명령어 검출 회로(270), 및 2차측 컨트롤러(218)로부터의 서로 다른 셧다운 및 인에이블 프로토콜들을 추가한 것을 제외하고는 위에서 설명한 전력 변환기(100)와 실질적으로 동일한 방식으로 동작한다. 이제, 2차측 컨트롤러(218)가 저전력 슬립 모드로 진입하고자 할 때에는, 어떠한 PWM 펄스들도 시동 컨트롤러(206)로 송신되지 않고 그리고 간략히 코딩된 셧다운 명령어가 아이솔레이션 회로(114)를 통해서 시동 컨트롤러(206)로 송신되도록 2차측 컨트롤러(218)의 게이트 출력이 지속될 것이다. 그리고, 2차측 컨트롤러(218)는 필터 커패시터(126)로부터 최소 전류를 인출하는 패시브(어떤 신호들도 발생되지 않음) 저전력 슬립 모드로 진입한다. 2차측 컨트롤러(218)가 필터 커패시터(126)를 재충전하거나 애플리케이션 부하(128)로의 부하 전류를 재공급 시작하기 위해 웨이크업할 때에는, 2차측 컨트롤러(218)가 간략히 코딩된 셧다운 명령어를 아이솔레이션 회로(114)를 통해서 시동 컨트롤러(206)로 어서트하고, 슬립 명령어 검출 회로(270)는 인에이블 명령어를 디코딩하고, 그리고 시동 컨트롤러(206)는 아이솔레이션 회로(116)를 통한 2차측 컨트롤러로의 PWM 펄스들을 사용하여 정상 동작을 재개한다. 시동 컨트롤러(206)를 스탠바이 슬립 모드로 래치(latch)함으로써, 2차측 컨트롤러(218)는 더 이상 아이솔레이션 회로(114)를 통해 시동 컨트롤러(206)의 PWMD 입력부를 연속으로 구동할 필요가 없다. 따라서, 2차측 컨트롤러(218)는 필터 커패시터(126)의 에너지를 더 적게(전류 인출이 더 적음) 소비한다.
이제, 도 3을 보면, 본 개시의 또하나의 특정 실시예에 따른, 스탠바이 전력 인출을 저감하기 위해 구성된 전력 변환기의 개략적인 블록도가 도시된다.　개괄적으로 부호(300)로 표시된 전력 변환기는, 슬립 명령어 검출 회로(270)와 제2 아이솔레이션 회로(114)가 제거되었고 그리고 필요한 집적회로 패키지 핀 개수가 8핀에서 7핀으로 줄었다는 것(따라서 다른 목적을 위해서 하나의 예비 핀을 남겨둘 수 있음)을 제외하고는 위에서 설명한 전력 변환기(200)와 실질적으로 동일한 방식으로 동작한다.
이제, 외부 명령어 검출부(356)는, 아이솔레이션 회로(116)를 통한 2차측 컨트롤러(318)의 정상 동작 PWM 펄스들 및 디스에이블/인에이블 명령어들을 검출하는 데에 사용된다. 동작 PWM 펄스들 및 디스에이블/인에이블 명령어들은 신호 라인에 멀티플렉싱되어 2차측 컨트롤러(318)의 게이트 출력부로부터 시동 컨트롤러(306)의 펄스 입력부에 제공된다. 동일한 신호 라인에 동작 PWM 펄스들 및 디스에이블/인에이블 명령어들을 멀티플렉싱하기 위해서는, 서로 다른 펄스 주파수들이 사용된다. 예를 들면, 이용가능한 PWM 펄스 스트림 주파수 범위는 대략 20kHz로부터 대략 65kHz일 수 있다. 디스에이블/인에이블 명령어들을 위한 이용가능한 주파수 범위는 대략 500±50kHz일 수 있다. 동작 PWM 펄스 스트림 또는 디스에이블/인에이블 명령어들은 상호 배타적이기 때문에(동시에 발생하지 않음), 외부 명령어 검출부(356)는 그것이 수신하는 펄스들의 주파수들 중 어느 것을 구별하기만 하면 된다(예를 들면, 인에이블/디스에이블 신호들을 검출할 때에는 낮은 주파수의 PWM 펄스들은 무시하고, 높은 주파수의 디스에이블/인에이블 명령어들에만 반응할 것임). 이러한 구별을 위해서, 간단한 아날로그 및 디지털(바람직하게는 디지털) 중 어느 하나의 방식의 고역 또는 주파수 선택 필터가 적용될 필요가 있다.
간단한 아날로그 고역 필터는 두 개의 부품들 - (입력부로부터 출력부로의) 커패시터와 (출력부로부터 그라운드로의) 저항기 - 을 구비하는 것으로 설명될 수 있다. 저항값과 커패시턴스값은 '차단 주파수(break frequency)'를 결정한다.　차단 주파수는 입력 신호 진폭의 절반이 출력부에 나타날 때의 주파수로 설명될 수 있다.　이것은 "3dB 차단점(breakpoint)"이라고도 한다.　그래서, 이 애플리케이션에서 정상 PWM 주파수는 3dB 차단점보다 훨씬 낮고(필터의 출력은 진폭이 거의 영(0)인 신호임), 슬립 명령어 "버스트 주파수(burst frequency)"는 3dB 차단점보다 훨씬 높다(출력은 입력 진폭의 거의 100%임). 진폭차로 인해 간단한 회로망은 두 신호 유형을 쉽게 구별할 수 있다.　간단한 디지털 필터는 직렬의 한 세트의 시프트 레지스터들일 수 있다. 고주파 "버스트"는 500kHz일 수 있고 그리고 50% 듀티 사이클을 가질 수 있다.　500kHz는 2㎲의 주기를 가진다. 예를 들어, 500kHz 신호의 상승 에지는 제1 레지스터를 0에서 1 상태로 설정하고, 또한 지속 시간(duration) 2.2㎲의 타이머를 트리거한다고 할 수 있다.　타이머의 2.2㎲ 지속 시간이 끝나기 전에 다음 상승 에지가 나타나면, 직렬의 제1 레지스터와 제2 레지스터 둘 다가 "1"로 설정된다.　직렬의 5개의 시프트 레지스터들이 있다고 가정한다.　5개 모두가 "1"에 있을 때, 회로망은 유효한 슬립 명령어가 발행되었다고 결정한다. 임의 시점에서, 다음 상승 에지가 없이 그것의 전체 지속 시간인 2.2㎲이 경과하면, 신호는 "슬립" 명령어가 아니라고 결정되고 검출 회로는 리셋된다.
이제, 2차측 컨트롤러(318)가 저전력 슬립 모드로 진입하고자 할 때에는, 2차측 컨트롤러(318)가 단일 아이솔레이션 회로(116)를 통해 "고주파 버스트" 디스에이블 명령어를 시동 컨트롤러(306)의 펄스 입력부로 송신(issue)할 것이다. 외부 명령어 검출부(356)는, 이 고주파 버스트 디스에이블 명령어를 검출하고 셧다운 회로(162)를 게이트 드라이버(164)가 MOSFET 스위치(110)를 온 및 오프로 펄스구동하는 것을 금지하는 스탠바이 슬립 상태로 유지할 것이다(MOSFET 스위치(110)를 오프로 유지함). 그리고 2차측 컨트롤러(318)는 필터 커패시터(126)로부터 최소 전류를 인출하는 패시브(PWM 구동 신호가 발생되지 않음) 저전력 슬립 모드로 진입한다.
"고주파 버스트" 디스에이블 명령어의 검출은, 디스에이블 명령어가 외부 명령어 검출부(356)에 의해 인정되기 전에, 유한 개수 사이클들의 시간이 걸린다. 따라서, 외부 MOSFET 스위치(110)는 전력 변환기(300)를 "연속 전도 모드(continuous conduction mode; CCM)"로 진입하게 할 수 있는 "고주파 버스트" 주파수로 게이트될 것이다. 과전류 보호부(154)는, 전력 변환기(300)를 CCM 상태로부터 보호하지만, 외부 명령어 검출부(356)가 "고주파 버스트" 디스에이블 명령어를 식별할 정도의 시간이 걸리는 것(take)을 막지 못한다.
2차측 컨트롤러(318)는 필터 커패시터(126)를 리프레시하고 이어서 "슬립" 모드로 복귀하기 위해 "웨이크(wake)"할 수 있다.　2차측 컨트롤러(318)는 단일 아이솔레이션 회로(116)를 통해 시동 컨트롤러(306)의 펄스 입력부로 단일 펄스를 송신할 수 있으며, 이로 인해 시동 컨트롤러(306)의 시동 기능이 작용할 수 있다.　또는, 2차측 컨트롤러(318)가 단일 아이솔레이션 회로(116)를 통해 시동 컨트롤러(306)의 펄스 입력부에 정상 PWM 신호를 송신할 수 있고 스스로 재충전을 제어할 수 있다. 어느 경우라도, 일단 커패시터들이 리프레시되면, 2차측 컨트롤러(318)는 슬립으로 복귀하도록 "고주파 버스트(high frequency burst)"를 송신할 수 있다.　2차측 컨트롤러(318)는 애플리케이션 부하(128)에 부하 전류를 재공급하기 시작하도록 "웨이크"할 수 있다. 2차측 컨트롤러(318)는 단일 아이솔레이션 회로(116)를 통해 시동 컨트롤러(306)의 PULSE 입력부에 정상 PWM 명령어를 다시 송신(resume)함으로써, 이것을 수행한다. 2차측 컨트롤러(318)가 "슬립"을 너무 긴 구간 동안 생기게 하면, 시동 컨트롤러(306)의 VDD 핀의 전압은 결국 OVLP/UVLO 회로(160)에 의해 설정된 UVLO 레벨 아래로 낮아질(decay) 것이고, 이 때문에 시동 컨트롤러(306)는 시동 모드로 진입할 것이다. 2차측 컨트롤러(318)는, 시동 컨트롤러(306)가 웨이크하였고 시동 모드에 있는지를 결정하기 위해 V_Out 전압의 상승을 모니터링하고, 그리고 스스로 웨이크하여 슬립 모드로 재진입하거나 정상 동작을 계속함하기 위해 제어를 회복한다.
여기에 개시되고 청구된 제어 방법들은 스위치 모드 파워 서플라이들에서 사용되는 다른 구성의 전력 변환기들, 예를 들면, 플라이백 전력 변환기, 포워드 변환기, LLC 변환기, 하프-브리지 변환기, 풀-브리지 변환기, 위상-시프트 풀-브리지 변환기 등에서 사용될 수 있음이 예상되고 본 개시의 범위 내에 있다.

Claims (28)

  1. 전력 변환기의 스탠바이 전력을 저감하기 위한 방법으로서:
    전력 변환기의 1차측 시동 컨트롤러와 2차측 컨트롤러를 제공하는 단계;
    상기 전력 변환기의 변압기로부터의 2차측 전압이 소정값에 도달할 때까지 상기 시동 컨트롤러를 이용하여 상기 변압기에 결합된 전력 스위치를 제어하고, 이후에 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 시동 컨트롤러로 펄스폭 변조(PWM) 신호를 송신하여 상기 전력 스위치를 제어하는 단계;
    상기 전력 스위치의 동작을 금지하고 스탠바이 모드로 진입하도록 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 시동 컨트롤러로 디스에이블 신호를 송신하는 단계; 및
    상기 전력 스위치의 동작을 인에이블시키고 동작 모드로 복귀하도록 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 시동 컨트롤러로 인에이블 신호를 송신하는 단계를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 인에이블 및 디스에이블 신호들을 송신하는 단계들은, 상기 인에이블 및 디스에이블 신호들을 제1 아이솔레이션 회로를 통해(over) 송신하는 단계들을 포함하고,
    상기 PWM 신호를 송신하는 단계는, 상기 PWM 신호를 제2 아이솔레이션 회로를 통해 송신하는 단계를 포함하는, 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 인에이블, 디스에이블, PWM 신호들을 송신하는 단계들은, 상기 인에이블, 디스에이블 및 PWM 신호들을 단일 아이솔레이션 회로를 통해 송신하는 단계들을 포함하는, 방법.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디스에이블 신호는 제1 코딩 신호를 포함하고, 상기 인에이블 신호는 제2 코딩 신호를 포함하는, 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 1차측 시동 컨트롤러의 디코딩 회로들을 이용하여 상기 제1 및 제2 코딩 신호들을 디코딩하는 단계들을 더 포함하는, 방법.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 상기 PWM 신호의 주파수보다 높은 주파수인, 방법.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 상기 PWM 신호의 주파수의 적어도 10배의 주파수인, 방법.
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 대략 500±50kHz의 주파수이고, 상기 PWM 신호는 대략 20kHz 내지 대략 65kHz의 주파수인, 방법.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    고역 필터를 이용하여 상기 PWM 신호보다 더 높은 주파수의 인에이블 및 디스에이블 신호들을 필터링하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 고역 필터는 디지털 고역 필터인, 방법.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 고역 필터는 아날로그 고역 필터인, 방법.
  12. 스탠바이 전력이 저감되는 전력 변환기로서,
    제1 DC 전압에 결합된 시동 컨트롤러;
    1차 및 2차 권선들을 구비한 변압기 - 상기 변압기의 상기 1차 권선은 상기 제1 DC 전압과 결합됨 -;
    상기 변압기의 상기 1차 권선을 통과하는 전류를 측정하고 상기 측정된 1차 권선 전류를 상기 시동 컨트롤러에 제공하기 위한 전류 측정 회로;
    상기 변압기의 1차 권선에 결합되고 상기 시동 컨트롤러에 의해 제어되는 전력 스위치;
    제2 DC 전압을 제공하기 위해 상기 변압기의 상기 2차 권선에 결합되는 2차측 정류기;
    상기 시동 컨트롤러 및 상기 2차측 정류기에 결합되는 2차측 컨트롤러를 포함하고,
    상기 시동 컨트롤러가 상기 제1 DC 전압을 수신한 때에는, 상기 시동 컨트롤러가 상기 전력 스위치의 온 및 오프를 제어하기 시작하고, 이로써 상기 변압기의 1차 권선을 통해 전류가 흐르고,
    AC 전압이 상기 변압기의 상기 2차 권선의 양단에 발생하고,
    상기 2차측 정류기로부터의 상기 제2 DC 전압은 상기 2차측 컨트롤러에 전력을 공급하고,
    상기 2차측 컨트롤러는 상기 제2 DC 전압이 소정의 전압 레벨에 도달할 때에, 상기 2차측 컨트롤러로부터 상기 시동 컨트롤러로 펄스폭 변조(PWM) 신호를 송신함으로써, 상기 전력 스위치의 제어를 떠맡고(take over),
    상기 2차측 컨트롤러는, 스탠바이 모드로 진입할 때에, 상기 전력 스위치의 동작을 금지하기 위해 상기 시동 컨트롤러로 디스에이블 신호를 송신하고, 그리고
    상기 2차측 컨트롤러는, 상기 전력 스위치의 동작을 인에이블시키고 그리고 동작 모드로 복귀시키기 위해 상기 시동 컨트롤러로 인에이블 신호를 송신하는, 전력 변환기.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 제1 아이솔레이션 회로를 통해 송신되고, 상기 PWM 신호는 제2 아이솔레이션 회로를 통해 송신되는, 전력 변환기.
  14. 제12항 또는 제13항에 있어서,
    상기 인에이블, 디스에이블 및 PWM 신호들은 단일 아이솔레이션 회로를 통해 송신되는, 전력 변환기.
  15. 제12항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디스에이블 신호는 제1 코딩 신호를 포함하고, 상기 인에이블 신호는 제2 코딩 신호를 포함하고, 상기 시동 컨트롤러는 상기 제1 및 제2 코딩 신호들을 디코딩하기 위한 디코딩 회로들을 더 포함하는, 전력 변환기.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 상기 PWM 신호의 주파수보다 높은 주파수인, 전력 변환기.
  17. 제12항 내지 제16항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 상기 PWM 신호의 주파수의 적어도 10배의 주파수인, 전력 변환기.
  18. 제12항 내지 제17항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인에이블 및 디스에이블 신호들은 대략 500±50kHz의 주파수이고, 상기 PWM 신호는 대략 20kHz 내지 대략 65kHz의 주파수인, 전력 변환기.
  19. 제12항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인에이블 및 디스에이블 신호들이 디코딩되기 전에 상기 PWM 신호를 필터링하기 위한 고역 필터를 더 포함하는, 전력 변환기.
  20. 제12항 내지 제19항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전력 변환기는 플라이백(flyback) 전력 변환기를 포함하는, 전력 변환기.
  21. 제12항 내지 제20항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전력 변환기는, 포워드 변환기, LLC 변환기, 하프-브리지 변환기, 풀-브리지 변환기 및 위상-시프트 풀-브리지 변환기를 포함하는 그룹으로부터 선택되는 어느 하나의 변환기인, 전력 변환기.
  22. 제12항에 있어서,
    상기 전력 스위치는 전력 금속산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET)인, 전력 변환기.
  23. 제14항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 아이솔레이션 회로는 광학 커플러인, 전력 변환기.
  24. 제14항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 아이솔레이션 회로는 펄스 변압기인, 전력 변환기.
  25. 제12항 내지 제24항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 시동 컨트롤러는 개루프 전류 조정기와 전력 스위치 드라이버를 포함하는, 전력 변환기.
  26. 제12항 내지 제25항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 시동 컨트롤러는:
    상기 제1 DC 전압에 결합되는 입력부를 구비한 고전압 조정기;
    상기 고전압 조정기에 결합되는 과전압 및 저전압 록아웃 회로들;
    상기 과전압 및 저전압 록아웃 회로들에 결합되는 셧다운 회로;
    펄스폭 변조(PWM) 발생기;
    상기 전력 스위치를 구동하고, 상기 셧다운 회로에 결합된 게이트 드라이버;
    상기 PWM 발생기, 상기 게이트 드라이버 및 외부 펄스 입력부 사이에 결합된 PWM 신호 선택 회로;
    상기 PWM 발생기에 결합된 전류 보호 회로;
    상기 외부 펄스 입력부의 PWM 신호를 검출하고 또한 상기 게이트 드라이버를 상기 PWM 발생기로부터 상기 외부 펄스 입력부로 전환하도록 구성된 외부 명령어 검출 회로; 그리고
    외부 인에이블/디스에이블 입력부와 상기 셧다운 회로에 결합된 인에이블/디스에이블 신호 검출 회로들을 포함하는, 전력 변환기.
  27. 제12항 내지 제26항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 시동 컨트롤러는:
    상기 제1 DC 전압에 결합된 입력부를 구비한 고전압 조정기;
    상기 고전압 조정기에 결합된 과전압 및 저전압 록아웃 회로들;
    상기 과전압 및 저전압 록아웃 회로들에 결합된 셧다운 회로;
    펄스폭 변조(PWM) 발생기;
    상기 전력 스위치를 구동하고, 상기 셧다운 회로에 결합된 게이트 드라이버;
    상기 PWM 발생기, 상기 게이트 드라이버 및 외부 펄스 입력부 사이에 결합된 PWM 신호 선택 회로;
    상기 PWM 발생기에 결합된 전류 보호 회로;
    상기 외부 펄스 입력부의 PWM 신호를 검출하고 또한 상기 게이트 드라이버를 상기 PWM 발생기로부터 상기 외부 펄스 입력부로 전환하도록 구성된 외부 명령어 검출 회로; 그리고
    상기 외부 펄스 입력부와 상기 셧다운 회로에 결합된 인에이블/디스에이블 신호 검출 회로들을 포함하는, 전력 변환기.
  28. 제12항 내지 제27항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 시동 컨트롤러는 제1 마이크로컨트롤러에 의해 제공되고, 상기 2차측 컨트롤러는 제2 마이크로컨트롤러에 의해 제공되는, 전력 변환기.
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