KR20180004132A - 무선 조셉슨 파라메트릭 컨버터 - Google Patents
무선 조셉슨 파라메트릭 컨버터 Download PDFInfo
- Publication number
- KR20180004132A KR20180004132A KR1020177031936A KR20177031936A KR20180004132A KR 20180004132 A KR20180004132 A KR 20180004132A KR 1020177031936 A KR1020177031936 A KR 1020177031936A KR 20177031936 A KR20177031936 A KR 20177031936A KR 20180004132 A KR20180004132 A KR 20180004132A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- antenna
- converter
- frequency
- josephson junctions
- signal
- Prior art date
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 61
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims abstract description 47
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 21
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 42
- 239000002096 quantum dot Substances 0.000 claims description 22
- 239000000463 material Substances 0.000 claims description 16
- 230000010365 information processing Effects 0.000 claims description 13
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 12
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 12
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 12
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 230000006835 compression Effects 0.000 claims description 5
- 238000007906 compression Methods 0.000 claims description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 18
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 18
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 11
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 11
- 239000010410 layer Substances 0.000 description 10
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 8
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 7
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 description 7
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 7
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 7
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 6
- 238000000151 deposition Methods 0.000 description 5
- 230000008021 deposition Effects 0.000 description 5
- 230000005520 electrodynamics Effects 0.000 description 5
- 238000005520 cutting process Methods 0.000 description 4
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 4
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- CFJRGWXELQQLSA-UHFFFAOYSA-N azanylidyneniobium Chemical compound [Nb]#N CFJRGWXELQQLSA-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 3
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 239000010955 niobium Substances 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 3
- VVQNEPGJFQJSBK-UHFFFAOYSA-N Methyl methacrylate Chemical compound COC(=O)C(C)=C VVQNEPGJFQJSBK-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- NRTOMJZYCJJWKI-UHFFFAOYSA-N Titanium nitride Chemical compound [Ti]#N NRTOMJZYCJJWKI-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 description 2
- 238000006880 cross-coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 2
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 229910052758 niobium Inorganic materials 0.000 description 2
- GUCVJGMIXFAOAE-UHFFFAOYSA-N niobium atom Chemical compound [Nb] GUCVJGMIXFAOAE-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 150000004767 nitrides Chemical class 0.000 description 2
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 2
- 229910052702 rhenium Inorganic materials 0.000 description 2
- WUAPFZMCVAUBPE-UHFFFAOYSA-N rhenium atom Chemical compound [Re] WUAPFZMCVAUBPE-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 229910052594 sapphire Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010980 sapphire Substances 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N silicon dioxide Inorganic materials O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 230000004075 alteration Effects 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000002939 deleterious effect Effects 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
- 239000005350 fused silica glass Substances 0.000 description 1
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 1
- RJSRQTFBFAJJIL-UHFFFAOYSA-N niobium titanium Chemical compound [Ti].[Nb] RJSRQTFBFAJJIL-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000003647 oxidation Effects 0.000 description 1
- 238000007254 oxidation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 238000005036 potential barrier Methods 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 230000005233 quantum mechanics related processes and functions Effects 0.000 description 1
- 239000010453 quartz Substances 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 239000002356 single layer Substances 0.000 description 1
- 238000013519 translation Methods 0.000 description 1
- 230000005641 tunneling Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H01L39/22—
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06N—COMPUTING ARRANGEMENTS BASED ON SPECIFIC COMPUTATIONAL MODELS
- G06N10/00—Quantum computing, i.e. information processing based on quantum-mechanical phenomena
-
- G06N99/002—
-
- H01L39/025—
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
- H01P3/12—Hollow waveguides
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/005—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of superconductive devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F19/00—Amplifiers using superconductivity effects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/70—Photonic quantum communication
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/90—Non-optical transmission systems, e.g. transmission systems employing non-photonic corpuscular radiation
-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N60/00—Superconducting devices
- H10N60/10—Junction-based devices
-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N60/00—Superconducting devices
- H10N60/10—Junction-based devices
- H10N60/12—Josephson-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N60/00—Superconducting devices
- H10N60/80—Constructional details
- H10N60/805—Constructional details for Josephson-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N60/00—Superconducting devices
- H10N60/80—Constructional details
- H10N60/81—Containers; Mountings
- H10N60/815—Containers; Mountings for Josephson-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N69/00—Integrated devices, or assemblies of multiple devices, comprising at least one superconducting element covered by group H10N60/00
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
- H01P5/022—Transitions between lines of the same kind and shape, but with different dimensions
- H01P5/024—Transitions between lines of the same kind and shape, but with different dimensions between hollow waveguides
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
- H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
- H01P5/103—Hollow-waveguide/coaxial-line transitions
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
- H03D2009/0691—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of superconductive devices
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Optics & Photonics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Evolutionary Computation (AREA)
- Data Mining & Analysis (AREA)
- Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
- Mathematical Analysis (AREA)
- Mathematical Optimization (AREA)
- Pure & Applied Mathematics (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Software Systems (AREA)
- Computational Mathematics (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Superconductor Devices And Manufacturing Methods Thereof (AREA)
Abstract
무선 조셉슨 접합 기반 파라메트릭 컨버터가 기재되어 있다. 컨버터는 펌프, 신호 및 아이들러 주파수를 무선으로 수신하고 수신된 주파수를 컨버터의 회로에 결합시키는 안테나를 갖는 기판 상에 형성될 수 있다. 커패시터는 또한 동일한 기판 상에 제조되고 컨버터의 동작을 원하는 주파수로 튜닝하기 위해 크기화될 수 있다. 컨버터는 마이크로파 도파관에 직접 결합될 수 있고, 자기 플럭스를 컨버터 회로에 인가함으로써 상이한 신호 주파수로 튜닝될 수 있다.
Description
정부 기금
본 발명은 미 육군 연구청(United State Army Research Office)에 의해 수여된 보조금 W911NF-09-1-0514 하에서 정부 지원으로 이루어졌다. 정부는 본 발명에서 특정 권리를 갖는다.
관련 출원
본 출원은 2015년 4월 17일자로 출원된 발명의 명칭이 "Wireless Josephson Parametric Converter"인 미국 가출원 일련 번호 제62/149,419호의 이익을 주장하며, 그 전체 개시는 본 명세서에 참고로 통합된다.
마이크로파 주파수(예를 들어, 약 300㎒와 약 300㎓ 사이의 주파수)에서 동작하는 전기역학적 시스템에 대해 이용 가능한 다수의 상이한 마이크로파 장치 및 구성요소가 있다. 이와 같은 장치 및 구성요소의 예는 증폭기, 커플러, 서큘레이터, 혼합기, 주파수 컨버터, 공진기, 감쇠기, 안테나, 및 전송 라인을 포함한다. 이들 장치 및 구성요소는 범위가 무선 통신 시스템에서 레이더 시스템에 이르는 광범위한 범위의 응용에서 사용될 수 있다.
다양한 마이크로파 장치 및 구성요소는 또한 양자 정보의 분야에서 사용하기에 적합할 수 있다. 예를 들어, 일부 양자 정보 시스템(예를 들어, 양자 컴퓨터)은 "양자 비트" 또는 "큐비트"(qubit)로 지칭되는 양자화된 상태의 형태인 정보를 저장하고 이에 대해 동작할 수 있다. 큐비트에 대한 동작은 양자 계산이 수행될 수 있도록, 마이크로파 신호를 하나 이상의 마이크로파 공진기 안으로 및/또는 그 밖으로, 초전도 집적회로에 및 그로부터 결합시키고/시키거나, 신호를 증폭하고/하거나, 신호를 혼합하고/하거나 복조하는 것 등을 수반할 수 있다. 큐비트에 대한 이들 동작 중 일부는 마이크로파 장치 및 구성요소의 사용을 요구할 수 있다.
일부 양자 컴퓨팅 시스템은 큐비트와 인터페이스하는 전기역학적 시스템에서 조셉슨 접합 기반 증폭기를 이용할 수 있다. 종래의 조셉슨 접합 증폭기는 시스템 내의 다른 구성요소에 와이어 본드에 의해 전기적으로 연결되는 기판 상에 형성되는 초전도 요소를 포함할 수 있다. 증폭기는 극저온에서 동작될 수 있고 신호를 동축 커넥터를 통해 상온에서 동작할 수 있는 프로세싱 전자장치에 제공할 수 있다. 증폭기와 프로세싱 전자장치 사이에 연결되는 추가적인 구성요소(예를 들어, 하이브리드 커플러, 서큘레이터, 전송 라인 등)가 있을 수 있다.
본 개시의 실시형태는 전기역학적 시스템에서 마이크로파 신호에 무선으로 연결되고 그 상에서 동작할 수 있는 조셉슨 접합 기반 주파수-컨버터/증폭기(일반적으로 "컨버터"로 지칭됨)에 관한 것이다. 일부 실시형태에서, 컨버터는 하나 이상의 마이크로파 신호를 증폭하기 위해 사용될 수 있다. 일부 구현예에서, 컨버터는 마이크로파 신호의 주파수를 잡음없이 변환하기 위해 사용될 수 있지만, 다른 동작 모드가 가능하다. 양자 정보와 관련된 일부 응용에서, 컨버터는 2-모드 스퀴즈드 상태로 공지된 양자 상태를 생성하기 위해 고 이득으로 사용될 수 있다.
일부 실시형태에 따르면, 컨버터는 단일 기판 상에 안테나와 집적되는 복수의 조셉슨 접합부에 연결되는 안테나를 포함할 수 있다. 조셉슨 접합부는 조셉슨 접합 파라메트릭 컨버터(Josephson junction parametric converter: JPC)를 형성하기 위해 배열될 수 있다. 컨버터는 마이크로파 도파관 공동에, 또는 마이크로파 공동의 접합부에 배치될 수 있다. 동작에서, 컨버터는 전기역학적 시스템에서 컨버터와 다른 구성요소 사이에 고정 배선 전기 연결(예를 들어, 전송 라인 또는 와이어 본드)에 대한 필요 없이, 하나 이상의 마이크로파 공동에서 마이크로파에 무선으로 연결되어 상호 작용하고 안테나를 통해 무선으로 하나 이상의 증폭된 신호를 방출할 수 있다.
무선 조셉슨 파라메트릭 컨버터의 장점은 그것이 위상에 민감하지 않은 증폭(증폭될 신호의 위상에 의존하지 않는 증폭)을 제공한다는 것이다. 또한, 고정 배선 연결과 연관되는 기생 인덕턴스 및 커패시턴스에 의해 야기되는 신호 손실 및 왜곡이 회피될 수 있어서, 신호 충실도가 종래의 증폭 장치에 비해 개선될 수 있다.
일부 실시형태는 기판, 기판에 형성되고 링으로 연결되는 복수의 제1 조셉슨 접합부, 및 링에 인접한 기판 상에 형성되는 접지면을 포함하는 마이크로파 신호용 무선 컨버터에 관한 것이다. 무선 컨버터는 기판 상에 형성되고 복수의 제1 조셉슨 접합부에 연결되는 제1 안테나를 더 포함하되, 기판에 형성되고, 제1 안테나에 수직으로 배향되고, 복수의 제1 조셉슨 접합부에 연결되는 제2 안테나를 포함할 수 있다.
일부 실시형태는 무선 컨버터를 동작시키는 방법에 관한 것이다. 하나의 동작 방법은 기판 상에 형성되고 링으로 연결되는 제1 복수의 조셉슨 접합부에 의해 제1 주파수에서 펌프 에너지를 무선으로 수신하는 동작, 기판 상에 형성되는 제1 안테나로부터 제2 주파수에서 신호를 무선으로 수신하는 동작, 기판 상에 형성되는 제2 안테나로부터 제3 주파수에서 아이들러를 무선으로 수신하는 동작, 신호 및/또는 아이들러를 변경하기 위해 복수의 조셉슨 접합부에 의해 펌프 에너지를 제2 주파수 및 제3 주파수로 변환하는 동작(act)을 포함할 수 있다. 방법은 변경된 신호를 제1 안테나로 무선으로 방출하고/하거나 변경된 아이들러를 제2 안테나로 방출하는 동작을 더 포함할 수 있다.
본 교시의 전술한 및 다른 측면, 구현예, 실시형태, 및 특징은 첨부 도면과 함께 이하의 설명으로부터 더욱 완전히 이해될 수 있다.
당업자는 본 명세서에서 설명되는 도면이 단지 예시를 위한 것임을 이해할 것이다. 일부 경우에서 본 실시형태의 다양한 측면은 본 실시형태의 이해를 용이하게 하기 위해 과장되거나 확대되어 도시될 수 있다는 점이 이해된다. 도면에서, 유사한 참조 문자는 일반적으로 도면 도처에서 유사한 특징, 기능적으로 유사한 및/또는 구조적으로 유사한 요소를 지칭한다. 도면은 반드시 축척에 따라 도시되는 것은 아니며, 그 대신 본 교시의 원리를 예시할 시에 강조될 수 있다. 도면이 집적된 장치의 마이크로제조와 관련되는 경우, 병렬로 제조될 수 있는 다수의 장치 중에서 하나의 장치만 도시될 수 있다. 도면에 이루어진 지향성 기준(상단, 하단, 위, 아래 등)은 단지 독자를 돕기 위한 것이다. 장치는 실시형태에서 임의의 적절한 방식으로 배향될 수 있다. 도면은 어떤 방식으로든 본 교시의 범위를 제한하도록 의도되지 않는다.
도 1은 일부 실시형태에 따른 컨버터가 사용될 수 있는 전기역학적 시스템을 도시한 도면;
도 2a는 일부 실시형태에 따른 마이크로파 주파수-컨버터/증폭기 시스템을 도시한 도면;
도 2b는 일부 실시형태에 따른 마이크로파 주파수-컨버터/증폭기 시스템을 도시한 도면;
도 3은 일부 실시형태에 따른 2개의 마이크로파 공동 사이에 컨버터 시스템의 능동 회로를 장착하기 위한 장착 플레이트를 도시한 도면;
도 4a는 일부 실시형태에 따른 마이크로파 컨버터용 능동 회로의 요소를 도시한 도면;
도 4b는 도 4a의 절단 라인에 대응하는 능동 회로의 요소의 단면도;
도 4c는 일부 실시형태에 따른 마이크로파 컨버터용 능동 회로의 기준 전위면을 도시한 도면;
도 4d는 일부 실시형태에 따른 마이크로파 컨버터용 능동 회로의 요소를 도시한 도면;
도 5a는 일부 실시형태에 따른 컨버터 회로의 요소를 도시한 도면;
도 5b는 도 5a의 절단 라인에 대응하는 컨버터 회로의 요소의 단면도;
도 6은 일부 실시형태에 따른 마이크로파 컨버터용 능동 회로에 대응하는 회로 개략도;
도 7은 마이크로파 컨버터의 능동회로 및 상이한 아이들러 안테나 길이에 대한 발진기 Q 값의 계산의 결과를 도시한 도면;
도 8a는 미세 제조된 무선 조셉슨 파라메트릭 능동 회로의 요소의 확대된 이미지;
도 8b는 장치의 중심에서 조셉슨 접합 컨버터 회로의 추가 상세를 도시하는 미세 제조된 무선 조셉슨 파라메트릭 능동 회로의 요소의 확대된 이미지;
도 9a는 신호 주파수에서 무선 컨버터의 주파수의 함수로서 측정된 이득 값을 도시한 도면;
도 9b는 아이들러 주파수에서 무선 컨버터의 주파수의 함수로서 측정된 이득 값을 도시한 도면;
도 10은 무선 컨버터에 대한 상이한 포화 전력 포인트 및 동적 범위를 나타내는 이득 포화 곡선을 도시한 도면;
도 11은 무선 컨버터에 대한 신호 주파수의 주파수-튜닝 가능한 증폭을 도시한 도면;
도 12a는 무선 컨버터의 신호 주파수에 대한 스위프(swept) 튜닝 곡선을 도시한 도면;
도 12b는 무선 컨버터의 아이들러 주파수에 대한 스위프 튜닝 곡선을 도시한 도면;
도 13은 일부 실시형태에 따른 무선 컨버터를 동작시키는 방법의 동작을 도시한 도면; 및
도 14는 일부 실시형태에 따른 큐비트의 얽힘을 위해 무선 컨버터를 동작시키는 방법의 동작을 도시한 도면.
실시형태의 특징 및 장점은 도면과 함께 취해질 때 아래에 진술되는 상세한 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다.
도 1은 일부 실시형태에 따른 컨버터가 사용될 수 있는 전기역학적 시스템을 도시한 도면;
도 2a는 일부 실시형태에 따른 마이크로파 주파수-컨버터/증폭기 시스템을 도시한 도면;
도 2b는 일부 실시형태에 따른 마이크로파 주파수-컨버터/증폭기 시스템을 도시한 도면;
도 3은 일부 실시형태에 따른 2개의 마이크로파 공동 사이에 컨버터 시스템의 능동 회로를 장착하기 위한 장착 플레이트를 도시한 도면;
도 4a는 일부 실시형태에 따른 마이크로파 컨버터용 능동 회로의 요소를 도시한 도면;
도 4b는 도 4a의 절단 라인에 대응하는 능동 회로의 요소의 단면도;
도 4c는 일부 실시형태에 따른 마이크로파 컨버터용 능동 회로의 기준 전위면을 도시한 도면;
도 4d는 일부 실시형태에 따른 마이크로파 컨버터용 능동 회로의 요소를 도시한 도면;
도 5a는 일부 실시형태에 따른 컨버터 회로의 요소를 도시한 도면;
도 5b는 도 5a의 절단 라인에 대응하는 컨버터 회로의 요소의 단면도;
도 6은 일부 실시형태에 따른 마이크로파 컨버터용 능동 회로에 대응하는 회로 개략도;
도 7은 마이크로파 컨버터의 능동회로 및 상이한 아이들러 안테나 길이에 대한 발진기 Q 값의 계산의 결과를 도시한 도면;
도 8a는 미세 제조된 무선 조셉슨 파라메트릭 능동 회로의 요소의 확대된 이미지;
도 8b는 장치의 중심에서 조셉슨 접합 컨버터 회로의 추가 상세를 도시하는 미세 제조된 무선 조셉슨 파라메트릭 능동 회로의 요소의 확대된 이미지;
도 9a는 신호 주파수에서 무선 컨버터의 주파수의 함수로서 측정된 이득 값을 도시한 도면;
도 9b는 아이들러 주파수에서 무선 컨버터의 주파수의 함수로서 측정된 이득 값을 도시한 도면;
도 10은 무선 컨버터에 대한 상이한 포화 전력 포인트 및 동적 범위를 나타내는 이득 포화 곡선을 도시한 도면;
도 11은 무선 컨버터에 대한 신호 주파수의 주파수-튜닝 가능한 증폭을 도시한 도면;
도 12a는 무선 컨버터의 신호 주파수에 대한 스위프(swept) 튜닝 곡선을 도시한 도면;
도 12b는 무선 컨버터의 아이들러 주파수에 대한 스위프 튜닝 곡선을 도시한 도면;
도 13은 일부 실시형태에 따른 무선 컨버터를 동작시키는 방법의 동작을 도시한 도면; 및
도 14는 일부 실시형태에 따른 큐비트의 얽힘을 위해 무선 컨버터를 동작시키는 방법의 동작을 도시한 도면.
실시형태의 특징 및 장점은 도면과 함께 취해질 때 아래에 진술되는 상세한 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다.
서론으로서, 양자 정보 처리는 종래의 정보 처리에 의해 이용되지 않는 방식으로 정보를 인코딩하고 처리하기 위해, 에너지 양자화, 중첩, 및 얽힘과 같은 양자 역학적 현상을 사용한다. 예를 들어, 해결될 문제의 초기 상태는 다수의 큐비트 상으로 인코딩될 수 있다. 계산은 양자 역학적 규칙에 따른 큐비트의 조작 및 상호작용을 수반할 수 있다. 큐비트의 최종 상태는 문제에 대한 해결책을 결정하기 위해 판독될 것이다. 일부 계산상 문제(특히, 복잡한 다중 상태 시스템의 암호화 코드 및 에볼루션 해독)는 종래의 고전적 계산보다는 양자 계산을 사용하여 상당히 더 빠르게 해결될 수 있다.
용어 "큐비트"는 인코딩된 정보 자체(즉, 양자 비트)를 언급하기 위해 양자 정보 처리의 분야에서 사용되고, 또한 정보를 보유하는 물리적 시스템을 언급하기 위해 사용된다.
큐비트는 적어도 2개의 직교 상태를 갖는 임의의 물리적 양자 역학적 시스템으로 형성될 수 있다. 정보를 인코딩하기 위해 사용되는 상태는 "계산적 기반"(computational basis)"으로 지칭된다. 예를 들어, 광자 분극, 전자 스핀, 및 핵 스핀은 양자 정보 처리를 위한 정보를 인코딩하기 위해 큐비트로 사용될 수 있는 2 레벨 물리적 시스템의 예이다. 큐비트의 상이한 물리적 구현은 상이한 장점 및 단점을 갖는다. 예를 들어, 광자 분극은 긴 코히어런스 시간(coherence time) 및 간단한 단일 큐비트 조작으로부터 이득을 얻을 수 있지만, 간단한 멀티 큐비트 게이트를 생성하는 능력이 부족하다.
다른 물리적 시스템에 기초한 큐비트가 또한 제안되었다. 초전도 조셉슨 접합에 기초한 큐비트는 "위상 큐비트"(계산적 기반이 조셉슨 접합에서 쿠퍼 쌍의 양자화된 에너지 상태임), "플럭스 큐비트"(계산적 기반이 초전도 루프에서 순환 전류 흐름의 방향임), 및 "전하 큐비트"(계산적 기반이 초전도 아일랜드 상에서 쿠퍼 쌍의 존재 또는 부존재임)를 포함한다. 초전도 장치에 기초한 큐비트는 강한 큐비트-큐비트 커플링을 나타낼 수 있으며, 이는 예를 들어 광자 기반 큐비트에 대해서 보다 멀티 큐비트 게이트의 더 용이한 구현을 가능하게 할 수 있다.
큐비트를 형성하기 위해 사용되는 시스템의 선택이 무엇이든, 시스템은 다수의 큐비트(예를 들어, 수 천개 이상)에 대한 확장성을 허용해야 한다. 양자 정보 처리가 실행 가능한 기술적 도구가 되기 위해, 시스템은 다수의 큐비트 및 이들 큐비트 사이의 상호작용을 신중히 구성하고 제어할 수 있어야 한다. 예를 들어, 큐비트는 긴 코히어런스 시간(동작되지 않을 때 그들의 상태를 유지하는 능력)을 가져야 하고, 개별적으로 조작될 수 있고, 멀티 큐비트 게이트를 구현하기 위해 하나 이상의 다른 큐비트와 상호 작용할 수 있고, 효율적으로 초기화되고 측정될 수 있어야 한다.
본 출원에서 설명되는 실시형태는 양자 정보 처리를 위한 양자 전기 역학적(quantum electrodynamic: QED) 시스템에서 사용될 수 있는 초전도 조셉슨 접합 기반 주파수-컨버터/증폭기에 관한 것이다. 예를 들어, 컨버터는 큐비트로부터 수신되는 마이크로파 신호 상에서(예를 들어, 전자 판독 체인에서) 동작하기 위해 사용될 수 있다. 컨버터는 그것이 배치되는 마이크로파 환경과 무선으로 상호 작용하도록 구성되므로, 양자 정보 충실도 상의 고정 배선 링크의 유해한 영향이 감소될 수 있다. 컨버터가 본 출원에서 양자 정보 처리의 맥락에서 주로 설명되지만, 그것은 증폭 및/또는 주파수 변환을 위해, 광기계식 공진기, 반도체 큐비트, 또는 엑시온 검출기에 대해서와 같은 마이크로파 신호 처리의 다른 영역에서 사용될 수 있다.
도 1은 주파수 컨버터/증폭기 시스템(120)이 사용될 수 있는 전기역학적 시스템(100)을 도시한다. 일부 실시형태에서, 전기역학적 시스템(100)은 전송 링크(115)를 통해 컨버터 시스템에 결합되는 신호 소스(110)를 포함할 수 있다. 전송 링크는 또한 펌프 소스(105)로부터의 에너지를 컨버터(120)에 결합시킬 수 있다. 일부 경우에서, 신호-프로세싱 전자장치(140)는 또한 컨버터로부터 하나 이상의 증폭된 신호 또는 주파수-변환된 신호를 수신하기 위해 결합될 수 있다. 컨버터(120)는 초전도 회로 요소를 포함하고 동작시에 극저온에서 유지될 수 있다. 신호 소스(110)로부터 수신되는 신호는 컨버터(120)에 의해 변환되고/되거나 증폭되는 주파수일 수 있고, 증폭된 신호 또는 주파수-변환된 신호는 프로세싱 전자장치(140) 또는 다른 하류의 구성요소에 송신될 수 있다. 일부 실시형태에서, 소스(110)에서의 마이크로파 서큘레이터는 신호를 컨버터(120)에 결합시키고 컨버터로부터의 신호를 프로세싱 전자장치(140)에 결합시킬 수 있다. 일부 구현예에서, 제2 "아이들러" 소스(130)는 전송 링크(115)를 통해 컨버터 시스템에 결합될 수 있고, 리턴된 아이들러 출력은 동일한 또는 상이한 프로세싱 전자장치에 결합될 수 있다. 신호 소스(110)로부터 수신되는 신호 상에서 동작하는 경우, 컨버터는 펌프 소스(105)로부터 펌프 주파수(ωp)에서의 에너지를 제2 주파수(ωs)("신호" 주파수로 지칭됨)에서 증폭된 신호의 에너지 및 제3 주파수(ωi)("아이들러" 주파수로 지칭됨)에서 에너지로 변환할 수 있다.
일부 실시형태에서, 신호 소스(110)는 양자 정보 처리 시스템의 하나 이상의 큐비트를 포함할 수 있다. 일부 경우에서, 신호 소스(110)는 양자 논리 게이트로부터의 출력을 포함할 수 있다. 일부 실시형태에 따르면, 전송 링크는 마이크로파 스트립 라인, 도파관 공동, 또는 동축 케이블(예를 들어, 초소형 버전 A(sub-miniature version A(SMA) 마이크로파 케이블)을 포함할 수 있다. 펌프 소스(105)는 약 3㎓와 약 25㎓ 사이의 펌프 주파수(ωp)에서 동작하는 마이크로파 발진기를 포함할 수 있으며, 이는 주파수에서 튜닝 가능할 수 있거나 그렇지 않을 수 있고, 전력에서 튜닝 가능할 수 있다.
본 발명자들은 조셉슨 접합 기반 증폭기를 도 1에 도시된 것과 같은 QED 시스템으로 통합하는 것이 증폭기와 시스템의 인접한 구성요소(예를 들어, 도파관, 동축 또는 마이크로스트립 전송 링크 등) 사이에 요구될 수 있는 상호연결 때문에, 도전적일 수 있다는 것을 인식하고 이해하였다. 추가적으로, 이들 증폭기는 동작하기 위해 지향성 커플러 및/또는 하이브리드 커플러와 같은 부수적인 마이크로파 구성요소를 필요로 할 수 있다. 그 결과, 신호 품질에 영향을 미치는 잠재적으로 바람직하지 않은 결과가 발생할 수 있다. 예를 들어, 일부 마이크로파 구성요소에 대한 고정 배선 링크는 측정 효율을 감소시키고 따라서 큐비트 판독의 충실도를 감소시킬 수 있는 기생 인덕턴스, 커패시턴스, 및 손실을 도입할 수 있다. 또한, 고정 배선 링크 및 일부 구성요소는 증폭기에 의해 보여지는 임피던스의 복잡한 주파수 의존성을 야기할 수 있으며, 이는 증폭기의 튜닝성(tunability) 및 성능을 제한할 수 있다.
컨버터 시스템(120)의 추가의 상세는 제1 실시형태에 따른 도 2a에 도시된다. 컨버터의 능동 회로(도 3에 도시됨)는 기판 상에 형성되고 제1 마이크로파 도파관(210)과 제2 마이크로파 도파관(220) 사이의 접합 영역(235)에 장착될 수 있다. 컨버터 시스템(120)은 제1 및 제2 도파관 각각에 연결되는 제1 도파관 연장부(232) 및 제2 도파관 연장부(234)를 더 포함할 수 있다. 일부 실시형태에서, 컨버터 시스템(120)은 도파관 또는 도파관 연장부 중 하나 주위에 권선되고 코일을 통해 전류를 흐르게 하고 도파관의 접합 영역(235) 내에 자기 필드를 생성하기 위해 전류 소스에 연결될 수 있는 리드(245)를 갖는 도전성 코일(240)을 더 포함할 수 있다. 도파관(210, 220) 및 도파관 연장부(232, 234)는 예를 들어, 결합 플랜지(215)에서 파스너(fastener)와 연결될 수 있다.
일부 실시형태에서, 제1 도파관(210) 및 제2 도파관(220)은 동축 대 마이크로파 공동 어댑터(예를 들어, 텍사스주 알렌 소재의 페어뷰 마이크로웨이브사(Fairview Microwave Inc.)로부터 입수할 수 있는 모델 WR-90)를 포함할 수 있지만, 플레인 마이크로파 공동 또는 공진기가 일부 경우에서 사용될 수 있다. 제1 도파관(210)은 마이크로파 주파수(예를 들어, 신호 주파수)를 제1 도파관의 공동에 제공하고 이로부터 마이크로파 주파수(예를 들어, 신호 주파수)를 수신하기 위한 동축 커넥터(205)를 포함할 수 있다. 제1 도파관의 마이크로파 공동은 제1 방향으로 배향되는 긴 횡단 치수(D1L)를 가질 수 있다. 제2 도파관(220)은 제1 도파관(210)의 긴 횡단 치수(D1L)에 직교하는 방향으로 배향되는 긴 횡단 치수를 가질 수 있다. 제2 도파관은 마이크로파 주파수(예를 들어, 아이들러 주파수)를 제2 도파관(220)에 제공하고 이로부터 마이크로파 주파수(예를 들어, 아이들러 주파수)를 수신하기 위한 동축 커넥터(207)를 포함할 수 있다. 제1 도파관 및 제2 도파관은 고도의 도전성 재료(예를 들어, 알루미늄, 구리, 또는 임의의 다른 적절한 도전성 재료)로 형성될 수 있다.
제1 도파관 연장부(232) 및 제2 도파관 연장부(234)는 구리 또는 알루미늄과 같은 고도의 도전성 및 비자성 재료로부터 형성될 수 있다. 제1 도파관 연장부는 제1 도파관(210)의 긴 횡단 치수와 대략 일치하고 제1 도파관과 동일한 방향으로 배향되는 긴 횡단 치수(D1L)를 갖는 마이크로파 공동을 포함할 수 있다. 제2 도파관 연장부(234)는 또한 제2 도파관(220)의 긴 횡단 치수와 일치하고 제2 도파관과 동일한 방향으로 배향되는 긴 횡단 치수를 갖는 마이크로파 공동을 포함할 수 있다. 제1 도파관(210) 및 제1 도파관 연장부(232)에 의해 형성되는 마이크로파 공동의 전체 길이는 커넥터(205)에 도입되는 원하는 신호 주파수에서 마이크로파 필드 내의 노드가 접합 영역(235)에서 발생하지 않도록 선택될 수 있다. 일부 경우에서, 제1 도파관(210) 및 제1 도파관 연장부(232)의 길이는 대략 10㎜보다 더 클 수 있다. 제2 도파관(220) 및 제2 도파관 연장부(234)에 의해 형성되는 마이크로파 공동의 전체 길이는 커넥터(207)에 도입되는 원하는 아이들러 주파수에서 마이크로파 필드 내의 노드가 접합 영역(235)에서 발생하지 않도록 선택될 수 있다. 일부 경우에서, 제2 도파관(220) 및 제2 도파관 연장부(234)의 길이는 대략 10㎜보다 더 클 수 있다. 이러한 방식으로 이들 인접한 마이크로파 공동의 길이를 선택함으로써, 접합 영역(235)에서 능동 회로에 대한 전자기 결합이 개선될 수 있다.
일부 실시형태에서, 도파관 연장부(232, 234) 중 하나 또는 둘 다는 펌프 에너지를 컨버터 시스템(120)에 인가하기 위한 하나 이상의 동축 커넥터(206)를 포함할 수 있다. 일부 경우에서, 동축 커넥터(206)는 도 2a에 나타낸 바와 같이 도파관 공동의 대향 측면 상에 위치될 수 있다. 본질적으로 동일한 위상 및 진폭의 펌프 신호를 마이크로파 공동의 대향 측면에 인가함으로써, 공동 내에 여기되는 결과적인 전기 역학적 필드는 공동의 중심 축에 대해 더욱 대칭으로 이루어질 수 있다. 발명자들은 대칭적인 펌프 필드가 컨버터의 동작을 개선한다는 것을 발견하였다.
도 2b는 컨버터 시스템(122)의 대안적인 실시형태를 도시한다. 일부 실시형태에서, 제1 마이크로파 도파관(212) 및 제2 마이크로파 도파관(222)은 공통 장착 플레이트(237)에 연결될 수 있으며, 그 내부에 컨버터의 능동 회로가 장착된다. 도전성 코일은 장착 플레이트(237) 내에 장착될 수 있고, 코일로부터의 리드(245)는 도면에 도시된 바와 같이 장착 플레이트 외부로 연장될 수 있다. 장착 플레이트(237)는 펌프 에너지를 컨버터에 인가하기 위한 하나 이상의 동축 커넥터(206)를 더 포함할 수 있다.
장착 플레이트(237) 및 능동 회로(350)의 추가 상세는 도 3에 예시되며, 이는 도 2b의 절단 라인에 대응하는 단면도이다. 일부 실시형태에 따르면, 능동 회로(350)는 기판 상에 형성되고 제1 및 제2 도파관 또는 도파관 연장부(232, 234)로부터 마이크로파 공동이 인접하는 컨버터 시스템의 영역 내에서 중심에 장착될 수 있다. 일부 실시형태에서, 능동 회로(350)를 수용하기 위해 장착 플레이트(237) 형성되는 제1 리세스(recess)(310)가 있을 수 있다. 제1 리세스(310)의 일부는 제1 도파관(212)의 마이크로파 공동의 형상 및 배향과 대략 일치할 수 있다. 장착 플레이트(237)의 후면 상에 제2 도파관(222)의 마이크로파 공동의 크기 및 배향과 대략 일치하는 제2 리세스(320)가 있을 수 있다. 2개의 리세스(310, 320)는 플레이트를 통해 명확한 개구를 형성하기 위해 플레이트(237)의 중심에서 만날 수 있다. 도 2a에 도시된 실시형태에 대해, 2개의 도파관 연장부(232, 234)의 공동은 능동 회로(350)가 장착되는 접합 영역(235)에서 만날 수 있다. 제1 도파관(212), 제2 도파관(222), 및 장착 플레이트(237)를 함께 고정하기 위해 장착 플레이트(237)에 홀(307)이 있을 수 있다.
일부 구현예에서, 장착 플레이트(237)는 도 2a에 도시된 코일과 같은 도전성 코일을 수용하기 위해 플레이트에 형성되는 트렌치(trench)(315)를 포함하고, 리드(245)가 플레이트 외부로 연장되는 것을 허용할 수 있다. 플레이트 본체(305)는 비자성 재료(예를 들어, 알루미늄 또는 구리)로 형성될 수 있다. 전류를 트렌치(315) 내의 코일에 인가하는 것은 (도면 시트의 안팎 방향으로) 능동 회로(350)를 통해 흐르는 자기 플럭스를 생성할 수 있다. 코일을 능동 회로에 더 가까이 위치시킴으로써, 더 적은 전류가 자기 플럭스를 생성하기 위해 요구되고, 더 균일한 자기 필드가 능동 회로에 생성될 수 있다. 능동 회로를 둘러싸는 트렌치(315)는 원형일 필요가 없고 임의의 적합한 형상일 수 있다. 일부 실시형태에서, 코일은 예를 들어 리세스(310) 내에 배치될 수 있다. 코일은 능동 회로(350)와 동일한 기판 상에 집적될 수 있지만, 집적은 기판에 대한 고정 배선 전기 연결을 요구할 수 있다.
도 3은 2개의 도파관 공동의 긴 횡단 치수(D1L, D2L)가 서로 본질적으로 직교하도록 배열되는 것을 도시한다. 능동 회로(350)는 도시된 바와 같이, 2개의 도파관 공동의 중심에 그리고 접합부에 위치될 수 있다. 능동 회로는 2개의 안테나 절반부(371a, 371b)를 갖는 집적된 제1 안테나(371) 및 2개의 안테나 절반부(372a, 372b)를 갖는 집적된 제2 안테나(372)를 포함할 수 있다. 제1 안테나(317)는 제1 도파관(212)(또는 210)에서 마이크로파에 무선으로 결합되고/되거나 이를 여기시키도록 구성될 수 있고, 제2 안테나는 제2 도파관(222)(또는 220)에서 마이크로파에 무선으로 결합되고/되거나 이를 여기시키도록 구성될 수 있다.
2개의 마이크로파 공동을 횡단 치수로 신장시킴으로써, 각각의 공동은 편파된(polarized) 마이크로파를 지지할 수 있다. 예를 들어, 제1 마이크로파 공동은 리세스(320)에 의해 표시된 바와 같이, X-방향으로 그것의 긴 횡단 치수를 갖도록 배향될 수 있고, 제1 안테나(371)에 결합될 수 있는 Y-방향 선형 편파(linear polarization)(Y 방향을 따라 편파된 전기 필드)를 지지하도록 형상화될 수 있다. 제2 마이크로파 공동은 제2 안테나(372)에 결합될 수 있는, X-방향 선형 편파를 지지하기 위해 형상화되고 배향될 수 있다. 따라서, 신호 주파수는 제1 안테나(371)에 결합될 수 있고 아이들러 주파수는 제2 안테나(372)에 결합될 수 있다. 직교 편파 마이크로파 공동 및 결합 안테나(371, 372)를 가짐으로써, 제1 및 제2 도파관 사이의 신호 및 아이들러 마이크로파의 직접 교차 커플링이 감소되며 이는 컨버터로부터 처리되는 신호의 충실도를 개선시킨다.
일부 실시형태에 따르면, 제1 마이크로파 공동의 짧은 횡단 치수(D1S)는 약 0.05 λS와 약 0.5 λS 사이일 수 있으며, 여기서 λS는 제1 도파관(210)(또는 212)에 의해 지지되는 원하는 신호 주파수(ωS)의 파장이다. 제1 안테나(371)는 제1 마이크로파 공동의 짧은 횡단 치수(예를 들어, 대략 0.1 D1S와 대략 D1S 사이) 미만 또는 대략 동일한 종단 간(end-to-end) 길이를 가질 수 있다. 제2 마이크로파 공동의 짧은 횡단 치수(D2S)는 약 0.05 λi와 약 0.5 λi 사이일 수 있으며, 여기서 λi는 제2 도파관(220)(또는 222)에 의해 지지되는 원하는 아이들러 주파수(ωi)의 파장이다. 제2 안테나(372)는 제2 마이크로파 공동의 짧은 횡단 치수 미만 또는 대략 동일한 종단 간 길이를 가질 수 있다. 각각의 마이크로파 공동의 긴 횡단 치수(D1L, D2L)는 일부 실시형태에서 짧은 횡단 치수의 2배와 대략 동일할 수 있지만, 더 길거나 더 짧은 치수가 다른 실시형태에서 사용될 수 있다.
능동 회로(350)에 가까운 위치에서, 플레이트(237)(또는 도파관 연장부(232, 234))의 하나 이상의 대응하는 홀을 통해 마이크로파 공동으로 돌출하고 동축 커넥터(206)(도 3에 도시되지 않음)에 연결되는 하나 이상의 컨덕터(360)가 있을 수 있다. 컨덕터(360)는 능동 회로(350)를 여기시키기 위해 무선으로 마이크로파 공동으로 마이크로파 펌프 에너지를 전달하는 안테나로서 사용될 수 있다. 도파관 공동의 짧은 에지로부터 돌출하는 것으로 도시되지만, 컨덕터(360)는 도파관 공동의 긴 에지의 중심으로부터 돌출할 수 있고, (예를 들어, 제1 및 제2 도파관 공동으로 연장되는) 능동 회로(350)의 양 측면 상에 한 쌍의 컨덕터(360)가 있을 수 있다. 컨덕터는 일부 경우에서, 마이크로파 공동의 에지 표면과 동일 평면상에 있을 수 있거나, 마이크로파 공동으로 2㎜까지 연장될 수 있다. 컨덕터는 SMA 케이블의 중심 컨덕터에 연결되고, 각각은 본질적으로 동일한 위상 및 진폭을 갖는 마이크로파 신호로 여기된다.
능동 회로(350)의 중심에 추가적인 회로를 포함하는 접지면 영역(355)이 있을 수 있다. 접지면 영역의 회로의 추가 상세는 일부 실시형태에 따른 도 4a 및 도 4b에 도시된다. 접지면 영역(355)은 제1 안테나(371) 및 제2 안테나(372)에 연결되고 또한 컨버터 회로(450)에 연결되는 커패시터(442, 444, 432, 434)를 포함할 수 있다. 접지면 영역(355)의 주변부(405)는 직사각형으로 형상화될 수 있지만, 다른 형상이 또한 사용될 수 있고, 도 4b에 도시된 바와 같이 표면 높이에서 단차를 포함한다.
접지면 영역에서, 임의의 적합한 마이크로제조 기술을 사용하여 기판(402) 상에 임의의 적합한 형상으로 형성되는 도전성 필름(404)이 있을 수 있다. 도전성 필름(404)은 초전도성을 지지하고 능동 회로에 대한 접지면 또는 기준 전위면의 역할을 할 수 있다. 도전성 필름(404)은 다음 재료 중 하나 또는 임의의 적합한 조합으로 형성될 수 있다: 니오븀, 알루미늄, 질화 니오브, 질화 니오브 티탄, 질화 티탄, 및 레늄. 초전도성을 지지하는 다른 재료는 일부 경우에서 추가적으로 또는 대안적으로 사용될 수 있다. 도전성 필름의 두께는 선택된 재료에 따라, 대략 30㎚와 대략 500㎚ 사이일 수 있다. 접지면의 측면 치수는 대략 200 미크론과 대략 1㎜ 사이일 수 있다. 기판은 절연체(예를 들어, 사파이어, 석영, 용융 실리카, 세라믹, 반도체)를 포함할 수 있고, 캐리어 상에 장착될 수 있거나 그렇지 않을 수 있다.
절연층(406)(예를 들어, 산화물 또는 질화물)은 도전성 필름(404) 위에 증착되고 약 50㎚와 약 250㎚ 사이의 두께를 가질 수 있다. 추가적으로, 도전성 플레이트는 제1 커패시터(442), 제2 커패시터(444), 제3 커패시터(432), 및 제4 커패시터(434)를 형성하기 위해 마이크로제조 기술을 사용하여 절연층 및 도전성 필름(104)의 일부 위에 형성될 수 있다. 도 4b는 제1 커패시터(442)의 도전성 플레이트(442a)를 도시한다. 도전성 플레이트의 크기 및 절연층의 두께는 4개의 커패시터에 대해 원하는 커패시턴스를 제공하도록 선택될 수 있다. 약 6㎓와 약 12㎓ 사이의 범위의 신호 및 아이들러 주파수에 대해, 커패시턴스의 값은 약 6 pF와 약 20 pF 사이일 수 있다. 제1 및 제2 커패시터(442, 444)는 제1 안테나(371)의 제1 절반부 및 제2 절반부에 연결될 수 있고, 제3 및 제4 커패시터(432, 434)는 제2 안테나(372)의 제1 절반부 및 제2 절반부에 연결될 수 있다.
일부 실시형태에서, 커패시터(442, 444, 432, 434)의 도전성 플레이트를 형성하기 위해 사용되는 재료는 초전도성을 지지할 수 있다. 동일한 재료가 제1 및 제2 안테나(371, 372)를 형성하기 위해 사용될 수 있고, 또한 아래의 추가 상세에 설명되는 컨버터 회로(450)를 형성하기 위해 사용될 수 있다. 도전성 플레이트 및 컨버터 회로를 형성하기 위해 사용되는 재료의 예는 다음 재료 중 하나 또는 조합을 포함한다: 알루미늄, 니오븀, 질화 니오브, 니오븀 질화 티탄, 질화 티탄, 및 레늄. 일부 구현예에서, 컨버터 회로의 일부, 커패시터를 위한 도전성 플레이트, 및 안테나 절반부는 동일한 재료 증착 층에 형성되고 전기적으로 연결될 수 있다. 일부 실시형태에 따르면, 컨버터 회로(450)를 형성하기 위해 사용되는 재료에 대한 초전도 임계 온도(Tc1)는 도전성 필름(104)을 형성하기 위해 사용되는 재료에 대한 초전도 임계 온도(Tc2) 미만이다.
기준 전위면을 제공하기 위해 사용되는 도전성 필름(404)의 예시적인 패턴이 도 4c에 도시되지만, 다른 패턴이 사용될 수 있다. 도전성 필름(404)은 컨버터 회로(450)가 위치되는 중심 개방 영역(407)을 갖기 위해 환형의 형상으로 패턴화될 수 있다. 발명자들은 컨버터가 자기 플럭스를 컨버터 회로를 통해 인가함으로써 주파수로 튜닝될 수 있다는 것을 인식하고 이해하였고, 따라서 도전성 필름(404)을 가로지르는 컷(cut) 또는 갭(403)이 도전성 필름이 초전도 상태인 경우 플럭스가 도전성 필름를 통과하는 것을 허용하기 위해 필요하다는 것을 인식하였다. 갭(403)은 폭이 대략 50㎚와 대략 10 미크론 사이인 폭(WG)을 가질 수 있지만, 더 좁은 폭은 기생 커패시턴스에 기여할 수 있다. 발명자들은 갭(403)이 제1 안테나(371) 또는 제2 안테나(372)의 대칭의 축을 따라 배향되는 경우 컨버터 회로의 개선된 성능이 획득된다는 것을 더 인식 및 이해하였다. 갭(403)을 대칭의 축을 따라 배향함으로써, 2개의 편파된 신호와 아이들러 마이크로파 사이의 교차 커플링이 감소될 수 있다. 일부 실시형태에서, 제1 컷에 직교하는 도전성 필름(404)을 가로질러 연장되는 추가적인 컷이 있을 수 있다. 일부 경우에서, 도전성 필름(404)의 개방 영역(407)으로부터 도전성 필름(404)의 에지 또는 코너로 연장되는(예를 들어, 하나의 안테나 절반부의 방향을 따라 또는 안테나 절반부에 대한 각도에서 연장되는) 단일 컷이 있을 수 있다.
도 4d는 접지면 영역(355)에 가까운 능동 회로의 요소의 대안적인 실시형태를 도시한다. 이러한 실시형태에서, 안테나 절반부에 연결되고 접지면 영역에 인접하여 위치되는 맞물린(interdigitated) 커패시터(441, 445, 431, 435)가 있을 수 있다. 맞물린 커패시터는 도전성 재료의 단일 층으로 형성될 수 있다. 맞물린 커패시터는 평행 플레이트 커패시터에 대안적으로 또는 추가로 사용될 수 있다. 맞물린 커패시터는 안테나와 컨버터 회로 사이에 직렬로 연결될 수 있다. 일부 실시형태에서, 맞물린 커패시터의 커패시턴스는 커패시터에 대한 핑커들의 수, 핑거 사이의 공간, 및 핑거의 길이를 변경함으로써 튜닝될 수 있다. 이것은 신호 및/또는 아이들러 주파수에서 개선된 주파수 변환 및 증폭을 위해 능동 회로의 미세 튜닝(예를 들어, 회로의 Q 값을 변경)을 허용할 수 있다.
일부 실시형태에서, 안테나는 맞물린 커패시터와 함께 사용되지 않을 수 있다. 그 대신, 맞물린 커패시터는 동일한 기판 상의 집적된 와이어 본딩 패드에 연결될 수 있다. 이때, 와이어 본드는 본드 패드와 신호, 아이들러, 및/또는 펌프 소스 사이에 이루어질 수 있다. 게다가, 하나 또는 둘 모두의 안테나 축에 대해 대칭으로 커팅된(예를 들어, 도 4C에 도시된 바와 같은) 접지면이 사용될 수 있다.
컨버터 회로(450)의 실시형태의 추가 상세가 도 5a 및 도 5b에 도시되며, 이는 도 5a에 도시되는 절단 라인에 대응하는 입면도이다. 일부 실시형태에서, 컨버터 회로는 조셉슨 파라메트릭 컨버터(JPC)를 형성하기 위해 배열되는 복수의 조셉슨 접합을 포함할 수 있다. 조셉슨 파라메트릭 컨버터(JPC)와 같은, 조셉슨 접합에 기초한 파라메트릭 증폭기(paramps)는 초전도 큐비트의 양자 비파괴(quantum non-demolition: QND) 판독 체인에서 중요한 역할을 할 수 있다. 파라메트릭 증폭기(paramps)는 양자 에러 정정 및 다른 양자 정보 처리 응용을 수반하는 미래의 시스템에서 계속 사용될 가능성이 있다. 일부 실시형태에 따르면, 외부 링(530)을 형성하기 위해 도전성 트레이스(510)에 의해 함께 연결되는 제1 복수의 조셉슨 접합부(515)가 있을 수 있다. 중심 패드(540) 및 제1 조셉슨 접합부(515) 사이의 외부 링 상의 노드에 연결되는 제2 복수의 조셉슨 접합부(525)가 있을 수 있으며, 각각의 내부 루프에 2개 이상의 조셉슨 접합부를 갖는 내부 회로 루프를 형성한다. 외부 링 상의 노드는 제1 및 제2 안테나(371, 372)의 절반부에 연결되는 커패시터(예를 들어, 커패시터(442, 444, 432, 434))의 플레이트에 연결될 수 있다.
일부 실시형태에 따르면, 조셉슨 접합부(515, 525)는 예를 들어 문헌[G. J. Dolan, "Offset masks for lift-off photoprocessing", Applied Physics Letters, Vol. 31, No. 5, pp. 337-339, 1977]에서 설명된 바와 같은, 폴리(메틸메타크릴레이트)/메틸메타크릴레이트 이중층 레지스트로 형성되는 현가된 브리지 마스크 및 이중 각도 증발을 사용하여 형성될 수 있으며, 이는 본 명세서에서 참고로 통합된다. 제1 증착은 접합부의 제1 접점(contact)을 형성하기 위해 제1 각도에서 수행될 수 있으며, 그 다음에 접합부의 제2 접점을 형성하기 위해 제2 각도에서 증착되는 제2 증착이 이어진다. 2개의 증착 사이에서, 얇은, 배리어 층(527)은 쿠퍼 쌍이 터널링하는 전위 장벽을 제공하기 위해 접합부에서 제1 증착에 걸쳐 (예를 들어, 산화에 의해) 형성될 수 있다. 신호 및 아이들러 주파수가 약 6㎓와 약 12㎓ 사이에 있는 일부 실시형태에 따르면, 제1 접합부(515)는 약 4㎂와 약 10㎂ 사이의 임계 전류 값을 가질 수 있고, 제2 접합부(525)는 약 8㎂와 약 15㎂ 사이의 임계 전류 값을 가질 수 있다. 일부 구현예에서, 제1 접합부(515)는 약 1㎂와 약 2㎂ 사이, 또는 약 2㎂와 약 4㎂ 사이의 임계 전류 값을 가질 수 있다. 제1 접합부(515)는 회로에 의해 파라메트릭 증폭에 기여할 수 있고, 제2 접합부(525)는 그러하지 않을 수 있다. 제2 접합부는 회로를 안정화시키고 회로의 자기 플럭스 바이어싱을 허용하는 것을 도울 수 있다.
일부 실시형태에 따르면, 마이크로파 컨버터의 능동 회로(350)는 안테나를 사용하여 마이크로파 도파관 공동에 직접 및 무선으로 연결되는 집중 요소, 조셉슨 파라메트릭 컨버터를 포함한다. 집중 요소 JPC는 회로에 결합되는 마이크로파 방사선의 파장보다 상당히 더 작은(예를 들어, ¼ 파장 미만) 크기를 갖는 회로 요소를 포함할 수 있다. 크기 차이로 인하여, JPC의 요소 내의 전자기 전파 효과는 무시될 수 있다. 인접한 마이크로파 도파관에서 직교 선형 편파(polarization)를 갖는 이점은 편파가 외부 링(530)의 조셉슨 접합부(515)를 통해 정정 전류 패턴을 구동하기 위해 컨버터에 인가되는 차동 구동에 더 양호하게 일치한다는 것이다.
일 실시형태에 따른 마이크로파 컨버터용 능동 회로(350)의 회로 개략도(600)가 도 6에 도시된다. 일부 실시형태에서, 능동 회로는 도면에 도시된 바와 같이 연결되는 복수의 조셉슨 접합부(J1, J2)에 연결되는 제1 안테나(A1)의 제1 안테나 절반부(A1a) 및 제2 안테나 절반부(A1b)를 포함할 수 있다. 본질적으로 동일한 값을 갖는 커패시터(C1)는 기준 전위와 제1 안테나 절반부와 조셉슨 접합부 사이에 있는 노드 사이에 연결될 수 있다. 제1 안테나는 컨버터에 대한 신호 주파수에서 제1 편파의 마이크로파 신호를 수신하고/하거나 송신하기 위해 크기화되고 배열될 수 있다. 조셉슨 접합부(Jl, J2)의 배열은 컨버터 회로에 대한 인덕턴스에 기여하고 기생 커패시턴스에 기여할 수 있다. 커패시터(C1)의 값은 컨버터를 신호 입력에 대해 원하는 동작 주파수로 튜닝하도록 선택될 수 있다. 이때, 제1 안테나는 접합부 및 커패시터 회로의 임피던스를 제1 안테나의 임피던스에 일치시키기 위해 설계될 수 있으며(예를 들어, 그것의 길이가 선택됨), 이는 안테나 절반부로부터 조셉슨 접합부로의 전력 전달을 개선할 수 있다.
능동 회로는 제2 안테나(A2)의 제1 안테나 절반부(A2a) 및 제2 안테나 절반부(A2b)를 더 포함할 수 있다. 제2 안테나는 컨버터에 대한 아이들러 주파수에서 (제1 편파에 직교하는) 제2 편파의 마이크로파 신호를 수신하고/하거나 송신하기 위해 크기화되고 배열될 수 있다. 제2 안테나 절반부는 또한 복수의 조셉슨 접합부에 연결될 수 있다. 본질적으로 동일한 값을 갖는 커패시터(C2)는 기준 전위와 제2 안테나 절반부와 조셉슨 접합부 사이에 있는 노드 사이에 연결될 수 있다. 커패시터(C2)의 값은 컨버터 입력을 아이들러 주파수로 튜닝하도록 선택될 수 있고, 제2 안테나는 접합부 및 커패시터 회로의 임피던스를 제2 안테나의 임피던스에 일치시키도록 설계된다.
능동 회로(350)의 동작은 도 2a, 도 3 및 도 6을 참조하여 이해될 수 있다. 제1 주파수에서의 펌프 에너지는 동축 커넥터(206) 및 컨덕터(360)를 통해 마이크로파 도파관(210, 220)의 공동으로 결합될 수 있다. 이러한 펌프 에너지는 제1 및 제2 안테나를 통해 컨버터 회로(450)에 결합되고, 조셉슨 접합부를 통해 전류를 구동시킨다. 회로에서 그들의 비선형 행동 및 배열 때문에, 조셉슨 접합부는 인접한 공동 내의 마이크로파 방사선에 안테나를 통해 무선으로 연결되는 비선형 발진기를 형성한다. 충분한 비선형성과 함께, 제1 주파수(ωp)에서의 펌프 에너지(즉, 펌프 광자)는 커넥터(205, 207)를 통해 마이크로파 공동으로 결합되는 신호 및 아이들러 주파수(ωs, ωi)에서의 에너지로 파라미터적으로 변환될 수 있다. 이러한 프로세스에서, 마이크로파 펌프 광자는 신호 및 아이들러 광자로 변환된다. 신호 및 아이들러 주파수에 대한 요구사항은 그들의 합(공액을 갖는 주파수 변환) 또는 차(공액이 없는 주파수 변환)가 펌프 주파수와 같다는 것이다: |ωs ± ωi| = ωp. 신호(또는 아이들러) 증폭의 경우, ωs + ωi = ωp이다. 주파수 변환(예를 들어, 신호 주파수 상의 인코딩된 정보를 아이들러 주파수 상의 인코딩된 동일한 정보로 변환)의 경우, |ωs - ωi| = ωp이다. 신호 및 아이들러 파는 인접한 마이크로파 도파관(210, 220)(또는 212, 222) 내에서 동일한 또는 상이한 공간 모드를 가질 수 있다.
커패시터(C1 및 C2) 및 조셉슨 접합부 회로 인덕턴스(Lj)의 값은 장치 동작을 원하는 주파수 범위에 대략적으로 튜닝하기 위해 (예를 들어, 용량성 플레이트 및 접합부 접점을 크기화함으로써) 제조 동안에 조정될 수 있다. 컨버터는 또한 상호연결로부터 추가 또는 부유 인덕턴스(Lstray)를 포함할 수 있다. C1 및 Lj 값은 능동 회로에 컨버터에 의해 증폭될 신호 주파수와 대략 동일한 공진 주파수(ωr ~ [(Lj + Lstray)C]-0.5)를 주도록 선택될 수 있으며, 여기서 C는 커패시터(C1 및 C2)의 결합된 커패시턴스이다. 장치가 동작하는 원하는 주파수 범위는 약 2㎓와 약 25㎓ 사이에 놓인 약 500㎒의 대역폭을 갖는 신호 주파수의 하위 범위를 포함할 수 있다. 신호 주파수에서 증폭을 위한 파인 튜닝은 전류를 코일(240)에 인가함으로써 달성될 수 있으며, 이는 컨버터 회로(450)를 통한 자기 플럭스의 양을 변화시킨다. 이러한 플럭스는 펌프, 신호 및 아이들러가 상호 작용하는 3파장 프로세스에 영향을 미치는 발진기의 비선형 행동을 변경시키는 외부 조셉슨 접합부 링에서 초전도 전류를 유도한다. 최종 결과는 피크 신호 이득이 발생하는 주파수를 시프트하는 것이다.
수치 시뮬레이션은 신호 및 아이들러 주파수에 대한 컨버터의 비선형 발진기의 품질 계수(Q 값)를 평가하기 위해 수행되었다. 시뮬레이션으로부터의 결과는 도 7에 도시된다. 시뮬레이션을 위해, 아이들러 안테나의 길이는 변경된 반면에 신호 안테나 길이는 고정된 채로 유지되었고, 신호 및 아이들러 주파수에 대한 Q 값은 각각의 아이들러 안테나 길이에 대해 계산되었다. 신호 주파수에 대해 계산된 Q 값(710)의 제1 세트는 아이들러 안테나의 길이를 변경하는 것이 신호 주파수에 대한 Q 값에 상당히 영향을 미지치 않는다는 것을 도시한다. 이것은 신호 및 아이들러 주파수의 양호한 디커플링을 나타낸다. 아이들러 안테나의 길이를 약 50%로 변경시키는 것은 아이들러 주파수에 대해 계산된 Q 값(720)에 의해 도시된 바와 같이, 수천배 이상으로 아이들러 주파수에서의 Q 값을 변경시킬 수 있다. 유사한 곡선 세트는 신호 안테나 길이가 변경되고 아이들러 안테나 길이가 일정한 경우에 생성된다.
발명자들은 컨버터의 순시 이득 대역폭(적어도 원하는 신호 이득이 달성될 수 있는 주파수 대역폭)이 신호에 대한 Q 인자에 반비례하고, 컨버터의 포화 전력 포인트(신호 이득이 포화되기 시작하는 신호 입력 전력의 레벨)가 신호 Q가 증가함에 따라 단조적으로 증가한다는 것을 인식하고 이해하였다. 따라서, 순시 이득 대역폭과 컨버터의 포화 전력 포인트 사이에 트레이드오프(tradeoff)가 있다. 도 7은 컨버터 시스템(120)의 순시 이득 대역폭(및 그 결과, 포화 전력 포인트)이 제조 동안에 능동 회로의 안테나의 길이를 조정함으로써 설정될 수 있다는 것을 예시한다. 일부 실시형태에서, 제1 및 제2 안테나의 길이는 대략 20과 대략 60 사이의 Q 값을 제공하기 위해 설정될 수 있다. 동작 주파수에 따라, 이러한 Q 값의 범위는 약 6㎜와 약 8㎜ 사이의 안테나 길이에 대응할 수 있다. Q의 다른 값은 예를 들어 순시 이득 대역폭을 희생하면서 포화 전력 포인트를 증가시키기 위해, 다른 실시형태에서 사용될 수 있다.
능동 회로(350) 및 컨버터 시스템(120)은 마이크로파 신호 및 아이들러 주파수의 파라메트릭 증폭을 입증하기 위해 제조되었다. 이러한 입증을 위해, 약 10㎓에서의 신호 증폭이 요구되었다. 도 8a 및 도 8b는 사파이어 기판 상에 미세 제조된 능동 회로(350)의 일부의 확대된 이미지를 도시한다. 접지면 영역(355)은 어두운 정사각형 형상의 영역으로 도 8a에 보인다. 접지면은 대략 150㎚ 두께의 Nb 필름으로부터 형성되었고, 이는 대략 600㎛ x 600㎛의 폭과 길이를 갖도록 패턴화되었다. 접지면 영역 내에 형성되는 평행 플레이트 커패시터에 연결되는 제1 안테나(371) 및 제2 안테나(372)의 일부가 또한 보인다. 종단 간 안테나 길이는 각각 대략 7㎜였고, 알루미늄으로 형성되었다.
도 8b에서, 컨버터 회로(450)의 추가 상세는 접지면의 개방 영역 내에서 볼 수 있다. 컨버터 회로는 도 5a에 도시된 것들과 같은 조셉슨 접합부의 배열을 포함하며, 여기서 더 작은 외부 접합부는 대략 2㎂와 대략 4㎂ 사이의 임계 전류를 갖도록 설계되었고, 더 큰 접합부는 대략 4㎂와 8㎂ 사이의 임계 전류를 갖도록 설계되었다. 평행 플레이트 커패시터(432, 434, 442, 444)를 형성하기 위해, 대략 160㎚ 두께의 질화물의 층이 접지면 위에서 기판에 걸쳐 증착되었다. 알루미늄은 또한 컨버터 회로(450) 및 평행 플레이트 커패시터의 플레이트를 형성하기 위해 사용되었다. 또한, 도 8b에는 커패시터(442 및 444)를 통해 진행하는 함몰부(depression)(810)가 보인다. 함몰부는 접지면을 교차하는 갭(403)(도 4c에 도시됨)의 결과이며, 이는 2개의 커패시터의 상단 플레이트에 디봇(divot)을 생성한다.
능동 회로를 갖는 기판은 도 2a에 도시된 것과 동일한 주파수-컨버터/증폭기 시스템에 설치되었고 무선으로 동작되었다. 칩은 2개의 마이크로파 공동 사이에 장착되었고 칩에 대한 고정 배선 연결이 이루어지지 않았다. 제1 입증에서, 대략 18㎓의 주파수에서의 펌프 에너지가 동축 커넥터(206)에 인가되었고, 증폭될 신호 주파수가 제1 도파관(210)에 인가되었다. 펌프 전력의 양은 신호 및 아이들러 주파수에서 이득의 양을 변경시키기 위해 가변되었다. 신호 주파수는 스위프된 반면에 펌프 에너지는 장치에 인가되었다. 백그라운드 잡음은 아이들러 주파수에서 신호를 제공하기 위해 사용되었다.
도 9a는 신호 증폭을 신호 주파수의 함수 및 인가된 펌프 전력의 함수로서 도시한다. 결과는 신호의 피크 증폭이 대략 9.99㎓에서 발생하고, 이득의 양이 인가된 펌프 전력의 증가와 함께 증가한다는 것을 도시한다. 펌프 전력을 증가시킴으로써, 컨버터의 이득(G)은 약 5㏈로부터 약 25㏈로 증가될 수 있을 것이다. 또한 순시 이득 대역폭(예를 들어, 이득이 3㏈만큼 떨어지는 곡선상의 포인트 사이의 주파수 범위)이 증가한 신호 이득과 함께 감소한다는 것을 도 9a의 결과로부터 알 수 있다. 5㏈의 피크 이득에서, 순시 이득 대역폭은 대략 13㎒이다.
도 9b는 아이들러 주파수에 대한 이득 곡선을 도시한다. 대략 5㏈과 대략 25㏈ 사이의 이득 값이 아이들러에 대해 관측되었다. 아이들러에 대한 피크 이득은 약 8.27㎓에서 발생한다. 순시 이득 대역폭은 또한 증가하는 아이들러 이득과 함께 감소한다.
컨버터에 대한 포화 전력 포인트는 일련의 측정으로 평가되었고, 결과는 도 10에 도시된다. 이들 측정 각각에 대해, 신호 주파수는 피크 이득 값(G)에 설정되었고 장치에 입력되는 신호 전력의 양은 대략 80㏈만큼 증가되었다. 상이한 피크 이득 값은 도 9a에서 입증된 바와 같이, 컨버터에 전달되는 펌프 전력의 양을 변경시킴으로써 설정되었다. 결과는 증폭 및 이득 압축의 포화가 상이한 초기 이득 값에 대해 상이한 입력 신호 전력에서 시작한다는 것을 도시한다. 예를 들어, 5㏈의 공칭 이득 설정에서 이득의 1㏈ 압축 포인트(컨버터의 포화 전력 포인트로서 취해질 수 있음)는 대략 -40㏈m의 입력 신호 전력(발생기에서 측정됨)에 대해 발생하는 반면에, 25㏈의 이득 설정에 대한 1㏈ 압축 포인트는 대략 -60㏈m의 입력 신호 전력에 대해 발생한다. 이들 측정에 대해, 입력 신호가 신호 발생기와 컨버터 사이의 연결로 인하여 대략 73㏈만큼 감쇠된 것으로 평가되었다. 따라서, 대략 25㏈의 이득에 대해, 포화 포인트는 컨버터에 입력되는 대략 -140㏈m와 대략 -120㏈m 사이에서 발생한다.
도 10의 결과는 컨버터에 대한 포화 전력 포인트가 증가하는 이득과 함께 감소한다는 것을 도시한다. 포화 전력 포인트는 또한 컨버터의 동적 범위의 척도이며, 이는 진공 양자 변동에 이르기까지 연장된다. 발명자들은 컨버터에 대한 포화 전력 포인트가 신호 입력에 대한 컨버터의 Q 인자와 반비례로 스케일링되고 또한 컨버터의 임계 전류와 대략 선형으로 스케일링 된다는 것을 인식하고 이해하였다. 임계 전류는 회로의 조셉슨 접합부 및 터널링 배리어의 접합 크기를 변경함으로써 조정될 수 있다. 일부 실시형태에 따르면, 컨버터 시스템(120)에 대한 포화 전력 포인트는 신호 입력에 대한 장치의 Q 인자의 설계, 조셉슨 접합부의 설계, 및/또는 인가된 펌프 에너지의 양을 통해 결정될 수 있다.
컨버터 시스템의 튜닝성(Tunability)이 또한 입증되었고, 결과는 도 11에 도시된다. 이러한 입증을 위해, 상이한 양의 전류(Ic)가 컨버터 회로(450)를 통해 상이한 레벨의 자기 플럭스를 생성하기 위해 도전성 코일(240)에 전달되었다. 각각의 전류 설정에서, 입력 신호의 주파수는 신호 이득을 측정하는 동안에 스위프되었다. 도전성 코일(240)을 통한 0.97㎃의 제1 전류 설정에서, 신호 주파수의 피크 이득은 약 10.09㎓에서 발생하였다. 대략 1.07㎃의 제2 전류 설정에서, 신호 주파수의 피크 이득은 대략 9.76㎓에서 발생하였다. 1.07㎃에서의 데이터 포인트는 다른 측정으로부터 상이한 시간에서 측정되었다. 측정들 사이에, 백그라운드 플럭스의 잔류(residual)가 시스템에서 변경되었다. 변화가 발생하지 않았다면, 1.07㎃에서 관측된 주파수는 0.9㎃ 미만의 전류 값에 대해 발생했을 것이다. 도 11의 결과는 증폭이 발생하는 주파수가 적어도 400㎒의 범위에 걸쳐 용이하게 튜닝될 수 있다는 것을 도시한다.
신호 및 아이들러 주파수 둘 다에 대한 스위프 튜닝 곡선은 컨버터에 대해 획득되었고 도 12a 및 도 12b에 도시된다. 이들 측정을 위해, 도전성 코일(240)에 전달되는 전류는 -1.5㎃와 +1.5㎃ 사이에서 가변된 반면에 신호 및 아이들러 주파수는 각각의 전류 설정에서 피크 이득 주파수를 발견하기 위해 스위프되었다. 신호 이득이 제로 전류 바이어스에서 관측되었기 때문에, 시스템은 잔류 또는 백그라운드 자기 필드를 포함하였다. 이득은 트레이스 상에 플롯팅된 모든 주파수에서 관측되었고, 이득의 존재는 전류가 관련 플럭스 및 주파수에서의 컨버터 회로에서 구동되는 방식에 의존한다.
도 12a를 참조하면, 신호 증폭에 대한 최고 이득 값은 제1 피크(1210)를 포함한 그 부근의 주파수 및 제2 피크(1220)를 포함한 그 부근의 주파수에 대해 관측되었다. 도 12b를 참조하면, 아이들러 주파수에 대한 최고 이득은 제3 피크(1230) 및 제4 피크(1240)를 포함한 주파수에서 관측되었다. 이들 결과는 스위프 튜닝 곡선에서 선택된 피크의 부근에 있는 바람직한 동작 주파수 범위를 나타낸다.
컨버터 시스템(120)을 동작시키는 방법은 컨버터 시스템의 다양한 실시형태와 연관된다. 일부 실시형태에 따르면 그리고 도 13을 참조하면, 컨버터 시스템(120)을 동작시키는 방법(1300)은 조셉슨 접합부(예를 들어, 조셉슨 파라메트릭 컨버터 회로)을 포함하는 능동 회로에서 제1 주파수의 펌프 에너지를 무선으로 수신하는 단계(동작 1310), 능동 회로에서 제2 주파수의 신호를 무선으로 수신하는 단계(동작 1320)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 펌프 에너지 및 신호는 능동 회로에 제공될 수 있으며, 이는 하나 이상의 마이크로파 공동으로부터 펌프 에너지 및 신호 에너지 및 아이들러 에너지를 회로에 결합시키는 안테나를 갖는다. 방법(1300)은 안테나에 연결되는 컨버터 회로로 신호에 대해 파라미터적으로 동작하는 단계(동작 1330)를 더 포함할 수 있다. 일부 경우에서, 신호에 대해 동작하는 단계는 신호를 파라미터적으로 증폭하는 단계를 포함한다. 일부 경우에서, 신호에 대해 동작하는 단계는 신호 주파수에서의 입력을 아이들러 주파수에서의 출력으로의 파라메트릭 주파수 변환 단계를 포함할 수 있다. 일부 실시형태에 따르면, 신호 및 아이들러는 신호, 아이들러, 및 펌프 에너지를 수신하기 위해 사용되는 동일한 안테나로 재방사될 수 있다. 일부 실시형태에서, 컨버터 시스템(120)을 동작시키는 방법(1300)은 컨버터 회로를 통해 자기 플럭스의 변화를 수신하고 상이한 신호 주파수를 수신하고/하거나 증폭하는 단계를 더 포함할 수 있다(단계 1340).
컨버터 시스템(120)을 동작시키는 다른 방법이 또한 도 14에 도시된 바와 같이 고려된다. 발명자들은 컨버터 시스템(120)이 큐비트를 얽히게 하기 위해 양자 정보 처리에서 사용될 수 있다는 것을 인식하고 이해하였다. 일부 실시형태에서, 방법(1400)은 조셉슨 파라메트릭 컨버터에서 무선으로 펌프 에너지를 수신하는 단계(동작 1410)를 포함한다. 펌프 에너지는 컨버터 회로를 갖는 기판 상에 집적되는 하나 이상의 안테나에 의해 컨버터에 무선으로 결합될 수 있고, 기판은 인접하는 마이크로파 공동 사이에 장착될 수 있다. 방법(1400)은 컨버터 시스템(120)의 신호 포트에서 무선으로 제1 큐비트를 나타내는 제1 신호를 수신하는 단계(동작 1420), 및 컨버터 시스템의 아이들러 포트에서 무선으로 제2 큐비트를 나타내는 제2 신호를 수신하는 단계(동작 1430)를 더 포함할 수 있다. 마이크로파 서큘레이터는 신호 포트 및 아이들러 포트에 연결될 수 있어서, 각각의 포트로부터의 신호의 측정이 이루어질 수 있다. 일부 실시형태에 따르면, 방법은 컨버터 시스템(120)의 신호(205) 및/또는 아이들러 포트(207)로부터의 출력을 측정하는 단계(동작 1440)를 더 포함할 수 있다. 측정 단계는 큐비트의 얽힘을 야기한다(예를 들어, 측정은 큐비트를 얽힌 상태로 투사한다). 파라메트릭 컨버터와의 얽힘의 추가 상세는 문헌[M. Silveri, et al., "Theory of remote entanglement via quantum limited phase-preserving amplification", arXiv:1507.00732 [quant-ph], July 2015]에서 발견될 수 있으며, 이는 본 명세서에 참고로 통합된다.
예시적인 치수가 컨버터 시스템에 대해 주어졌지만, 컨버터 시스템의 치수는 컨버터가 상호 작용하는 마이크로파의 파장으로 스케일링할 수 있다. 예를 들어, 더 높은 주파수에서, 컨버터 회로, 커패시터, 접지면, 안테나, 및 도파관 공동의 치수는 더 낮은 주파수에서 동작하는 컨버터에 대해 더 작을 수 있다. 높은 주파수에 대해, 그것은 함께 조립되는 하나 또는 2개의 기판 상에 인접하는 도파관 및 능동 회로를 형성하는 것이 가능할 수 있다.
본 실시형태에 따른 무선 컨버터 시스템은 적은 수의 부품을 포함할 수 있으며, 그것의 개별 품질은 최종 조립 전에 개별적으로 제어될 수 있다. 이것은 감소된 주파수-변환/증폭 효율을 초래하는 스퓨리어스 손실에 덜 민감한 마이크로파 주파수-컨버터/증폭기의 신뢰 가능한 제조를 허용할 수 있다. 마이크로제조를 통해 장치 커패시턴스 및 인덕턴스 및 안테나 길이를 유연하게 조정하는 능력은 특정 응용에 대해 컨버터를 튜닝시키는 능력(예를 들어, 특정 응용에 대해 동적 범위, 이득, 또는 대역폭을 타겟팅하는 능력)을 용이하게 할 수 있다. 일부 실시형태에서, 무선 결합 및 증폭을 위한 특징은 용이하게 제조할 수 있으므로, 증폭기는 합리적인 비용에서 대량 생산될 수 있다.
무선 주파수-컨버터/증폭기는 다양한 마이크로파 응용에 대해 사용될 수 있고 다른 장치에 대한 빌딩 블록으로 사용될 수 있다. 예를 들어, 2개의 무선 JPC는 일부 실시형태에서 저 잡음 지향성 증폭기를 형성하기 위해 함께 연결될 수 있다.
본 실시형태의 무선 주파수-컨버터/증폭기는 종래의, 유선 조셉슨 접합 기반 증폭기의 이득 및 대역폭 성능을 충족하거나 초과하고, 종래의 유선 조셉슨 접합 기반 증폭기의 동적 범위, 튜닝성, 및 효율을 초과할 수 있다. 발명자들은 일부 실시형태에서, 중개 요소(예를 들어, 하이브리드 커플러 및 연관된 인쇄 회로 구성요소)가 마이크로파 공동에 직접 장착될 수 있는 칩 상의 미세 제조된 안테나 및 집적된, 임피던스-매칭 요소를 사용함으로써 일부 마이크로파 QED 시스템으로부터 제거될 수 있다는 것을 인식하고 이해하였다. 칩은 양자 정보 처리를 수행하기 위해 사용되는 초전도 구성요소를 포함할 수 있다. 칩으로 및 이로부터의 신호는 마이크로파 도파관-동축 어댑터를 통해 송신 및 수신될 수 있다. 무선 아키텍처를 사용함으로써 마이크로파 환경에서의 단순화는 회로 QED 시스템의 측정 효율을 현재 제한하는 손실의 소스를 감소시키거나 제거할 수 있다.
무선 조셉슨 파라메트릭 컨버터의 다양한 구성이 구현될 수 있다. 구성은 다음 구성 중 어느 하나 또는 조합을 포함하지만, 이에 제한되지 않는다.
(1) 기판, 기판 상에 형성되고 링으로 연결되는 복수의 제1 조셉슨 접합부, 링에 인접한 기판 상에 형성되는 접지면, 기판 상에 형성되고 복수의 제1 조셉슨 접합부에 연결되는 제1 안테나, 및 기판 상에 형성되고, 제1 안테나에 수직으로 배향되고, 복수의 제1 조셉슨 접합부에 연결되는 제2 안테나를 포함하는 마이크로파 신호용 무선 컨버터.
(2) 컨버터가 제1 주파수에서 펌프 에너지를 수신하도록 구성되고, 제1 안테나가 제2 주파수에서 전자기 에너지에 결합하도록 크기화되고, 제2 안테나가 제2 주파수와 상이한 제3 주파수에서 전자기 에너지에 결합하도록 크기화되고, 제1 주파수가 제2 및 제3 주파수의 합 또는 제2 및 제3 주파수의 차와 본질적으로 동일한, 상기 (1)항의 무선 컨버터.
(3) 제1 안테나의 제1 절반부가 링의 제1 측면 상에서 2개의 조셉슨 접합부 사이의 제1 노드에 연결되고 제1 안테나의 제2 절반부가 링의 제2 측면 상에서 2개의 조셉슨 접합부 사이의 제2 노드에 연결되고, 제2 안테나의 제1 절반부가 링의 제3 측면 상에서 2개의 조셉슨 접합부 사이의 제3 노드에 연결되고 제2 안테나의 제2 절반부가 링의 제4 측면 상에서 2개의 조셉슨 접합부 사이의 제4 노드에 연결되는, 상기 (1) 또는 (2)항의 무선 컨버터.
(4) 복수의 제1 조셉슨 접합부가 조셉슨 파라메트릭 컨버터를 형성하기 위해 배열되는, 상기 (1) 또는 (2)항의 무선 컨버터.
(5) 컨버터가 대략 400㎒만큼 넓은 튜닝 가능한 주파수 범위에 걸쳐 20㏈ 이득을 제공할 수 있는, 상기 (4)항의 무선 컨버터.
(6) 컨버터가 1㏈ 압축이 대략 -140㏈m와 대략 -120㏈m 사이의 값에서 발생하도록 하면서 대략 25㏈의 이득을 제공할 수 있는, 상기 (4)항의 무선 컨버터.
(7) 제1 안테나의 제1 절반부와 링 사이의 제1 노드에 연결되는 제1 커패시터, 제1 안테나의 제2 절반부와 링 사이의 제2 노드에 연결되는 제2 커패시터, 제2 안테나의 제1 절반부와 링 사이의 제3 노드에 연결되는 제3 커패시터, 및 제2 안테나의 제2 절반부와 링 사이의 제4 노드에 연결되는 제4 커패시터를 더 포함하는, 상기 (1)항의 무선 컨버터.
(8) 제1 내지 제4 커패시터가 기판 상에 형성되는 평행 플레이트 커패시터를 포함하는, 상기 (7)항의 무선 컨버터.
(9) 제1 내지 제4 커패시터가 기판 상에 형성되는 맞물린 커패시터를 포함하는, 상기 (7)항의 무선 컨버터.
(10) 제1 및 제2 커패시터가 본질적으로 동일한 제1 커패시턴스를 갖고 제3 및 제4 커패시터가 제1 커패시턴스와 상이한 본질적으로 동일한 제2 커패시턴스를 갖는, 상기 (7)항의 무선 컨버터.
(11) 제1 내지 제4 커패시터가 적어도 부분적으로 복수의 제1 조셉슨 접합부를 형성하기 위해 사용되는 동일한 재료의 층으로부터 형성되는, 상기 (7)항의 무선 컨버터.
(12) 동일한 재료의 층이 제1 안테나 및 제2 안테나를 형성하는, 상기 (11)항의 무선 컨버터.
(13) 동일한 재료의 층이 초전도성을 지지하는, 상기 (11)항의 무선 컨버터.
(14) 접지면이 제1 내지 제4 커패시터에 대한 기준 전위 플레이트(reference potential plate)를 형성하는, 상기 (7), (8), 및 (10) 내지 (13)항 중 어느 한 항의 무선 컨버터.
(15) 접지면이 필름을 가로지르는 적어도 하나의 컷을 갖는 환형의 형상으로 패턴화되는 도전성 필름을 포함하며, 컷이 순환 전류가 환형으로 형상화된 필름 주위를 흐르는 것을 방지하는, 상기 (1), (2), 및 (7) 내지 (13)항 중 어느 한 항의 무선 컨버터.
(16) 적어도 하나의 컷이 제1 안테나 및/또는 제2 안테나에 대하여 접지면을 대칭으로 분할하는, 상기 (15)항의 무선 컨버터.
(17) 제1 복수의 조셉슨 접합부 내에 위치되고 제1 복수의 조셉슨 접합부에 연결되는 제2 복수의 조셉슨 접합부를 더 포함하는, 상기 (1), (2), 및 (7) 내지 (13)항 중 어느 한 항의 무선 컨버터.
(18) 제2 복수의 조셉슨 접합부의 접합 크기가 제1 복수의 조셉슨 접합부의 접합 크기보다 더 큰, 상기 (17)항의 무선 컨버터.
(19) 링에 인접하여 위치되고 전류가 코일에 인가되는 경우 링을 통해 자기 플럭스를 제공하도록 구성되는 도전성 코일을 더 포함하는, 상기 (17)항의 무선 컨버터.
(20) 기판의 제1 측면에 인접하고 제1 긴 횡단 축을 갖는 제1 도파관, 제1 에너지를 제1 도파관에 및 그로부터 결합시키기 위한 제1 도파관의 제1 포트, 제1 측면에 대향하는 기판의 제2 측면에 인접하고 제1 긴 횡단 축에 직교하는 제2 긴 횡단 축을 갖는 제2 도파관, 및 제2 에너지를 제2 도파관에 및 그로부터 결합시키기 위한 제2 도파관의 제2 포트를 더 포함하는, 상기 (1), (2), 및 (7) 내지 (13)항 중 어느 한 항의 무선 컨버터.
(21) 펌프 에너지를 복수의 제1 조셉슨 접합부에 결합시키기 위한 적어도 제3 포트를 더 포함하는, 상기 (20)항의 무선 컨버터.
(22) 양자 정보 처리 시스템에 통합되는 상기 (1), (2), 및 (7) 내지 (13)항 중 어느 한 항의 무선 컨버터.
무선 조셉슨 파라메트릭 컨버터를 동작시키기 위한 다양한 방법이 실행될 수 있다. 방법은 적합하게 조합되는 동작의 다음 조합 중 하나 이상을 포함할 수 있지만, 이에 제한되지 않는다.
(23) 기판 상에 형성되고 링으로 연결되는 제1 복수의 조셉슨 접합부에 의해 제1 주파수에서 펌프 에너지를 무선으로 수신하는 동작, 기판 상에 형성되는 제1 안테나로부터 제2 주파수에서 신호를 무선으로 수신하는 동작, 기판 상에 형성되는 제2 안테나로부터 제3 주파수에서 아이들러를 무선으로 수신하는 동작, 복수의 조셉슨 접합부에 의해 펌프 에너지를 제2 주파수 및 제3 주파수로 변환하는 동작, 및 제1 안테나로 변경된 신호를 무선으로 방출하는 동작을 포함하는 무선 컨버터를 동작시키는, 무선 컨버터를 동작시키는 방법.
(24) 주파수 변환 동작은 제2 주파수에서 수신된 입력을 제3 주파수에서 출력으로 변환시키는, 상기 (23)항의 방법.
(25) 변환 동작은 제2 주파수에서 수신된 입력을 제2 주파수에서 증폭된 출력으로 증폭시키는, 상기 (23)항의 방법.
(26) 링을 통해 자기 플럭스의 변화를 수신하는 동작; 및
수신된 자기 플럭스에 응답하여 펌프 에너지를 제2 주파수와 상이한 제4 주파수로 변환하는 동작을 더 포함하는, 상기 (23)항의 방법.
(27) 자기 플럭스의 양을 제어하기 위해 전류를 도전성 코일에 인가하는 동작을 더 포함하는, 상기 (26)항의 방법.
(28) 신호가 제1 큐비트로부터 수신되고 아이들러가 제2 큐비트로부터 수신되고 제1 안테나로부터 적어도 출력 신호를 측정하는 동작을 더 포함하는, 상기 (23) 내지 (27)항 중 어느 한 항의 방법.
(29) 측정 동작은 제1 큐비트 및 제2 큐비트를 얽히게 하는, 상기 (28)항의 방법.
본 명세서에서 설명되는 기술은 방법으로 구현될 수 있으며, 그 중 적어도 일 예가 제공되었다. 방법의 일부로서 수행되는 동작은 임의의 적합한 방식으로 순서가 정해질 수 있다. 따라서, 실시형태는 동작이 예시된 것과 상이한 순서로 수행되도록 구성될 수 있으며, 이는 예시적인 실시형태에서 순차적인 동작으로 도시될지라도, 일부 동작을 동시에 수행하는 동작을 포함할 수 있다. 추가적으로, 방법은 일부 실시형태에서 예시된 것들보다 더 많은 동작을 포함하고, 다른 실시형태에서 예시된 것들보다 더 적은 동작을 포함할 수 있다.
수치 값과 함께 사용되는 정도의 용어(예를 들어, "대략", "실질적으로", 및 "약")는 일부 실시형태에서 목표 치수의 +20% 이내, 일부 실시형태에서 목표 치수의 +10% 이내, 일부 실시형태에서 목표 치수의 +5% 이내, 그리고 더하여 일부 실시형태에서 목표 치수의 +2% 이내를 의미하기 위해 사용될 수 있다. 이들 정도의 용어는 목표 치수를 포함한다. 실시형태는 또한 설명에서 주어지는 정확한 수치의 값을 사용하여(즉, 정도의 용어를 생략하여) 표현되는 범위 및 값을 포함한다.
따라서, 본 발명의 적어도 하나의 예시적인 실시형태를 설명하였으므로, 다양한 변경, 수정, 및 개선은 당업자에게 용이하게 떠오를 것이다. 이와 같은 변경, 수정, 및 개선은 본 발명의 사상 및 범위 내에 있도록 의도된다. 따라서, 전술한 설명은 단지 예이고 제한으로 의도되지 않는다. 본 발명은 다음의 특허청구범위 및 그에 대한 등가물에 정의된 바에 의해서만 제한된다.
Claims (29)
- 마이크로파 신호용 무선 컨버터로서,
기판;
상기 기판 상에 형성되고 링으로 연결되는 복수의 제1 조셉슨 접합부;
상기 링에 인접한 상기 기판 상에 형성되는 접지면;
상기 기판 상에 형성되고 상기 복수의 제1 조셉슨 접합부에 연결되는 제1 안테나; 및
상기 기판 상에 형성되고, 상기 제1 안테나에 수직으로 배향되며, 상기 복수의 제1 조셉슨 접합부에 연결되는 제2 안테나를 포함하는, 무선 컨버터. - 제1항에 있어서, 상기 컨버터는 제1 주파수에서 펌프 에너지를 수신하도록 구성되고, 상기 제1 안테나는 제2 주파수에서 전자기 에너지에 결합하도록 크기화되고, 상기 제2 안테나는 상기 제2 주파수와 상이한 제3 주파수에서 전자기 에너지에 결합하도록 크기화되고, 상기 제1 주파수는 상기 제2 및 제3 주파수의 합 또는 상기 제2 및 제3 주파수의 차와 본질적으로 동일한 무선 컨버터.
- 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제1 안테나의 제1 절반부는 상기 링의 제1 측면 상에서 2개의 조셉슨 접합부 사이의 제1 노드에 연결되고 상기 제1 안테나의 제2 절반부는 상기 링의 제2 측면 상에서 2개의 조셉슨 접합부 사이의 제2 노드에 연결되고;
상기 제2 안테나의 제1 절반부는 상기 링의 제3 측면 상에서 2개의 조셉슨 접합부 사이의 제3 노드에 연결되고 상기 제2 안테나의 제2 절반부는 상기 링의 제4 측면 상에서 2개의 조셉슨 접합부 사이의 제4 노드에 연결되는, 무선 컨버터. - 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 복수의 제1 조셉슨 접합부는 조셉슨 파라메트릭 컨버터(Josephson parametric converter)를 형성하기 위해 배열되는, 무선 컨버터.
- 제4항에 있어서, 상기 컨버터는 대략 400㎒만큼 넓은 튜닝 가능한 주파수 범위에 걸쳐 20㏈ 이득을 제공할 수 있는, 무선 컨버터.
- 제4항에 있어서, 상기 컨버터는 1㏈ 압축이 대략 -140㏈m와 대략 -120㏈m 사이의 값에서 발생하도록 하면서 대략 25㏈의 이득을 제공할 수 있는, 무선 컨버터.
- 제1항에 있어서,
상기 제1 안테나의 제1 절반부와 상기 링 사이의 제1 노드에 연결되는 제1 커패시터;
상기 제1 안테나의 제2 절반부와 상기 링 사이의 제2 노드에 연결되는 제2 커패시터;
상기 제2 안테나의 제1 절반부와 상기 링 사이의 제3 노드에 연결되는 제3 커패시터; 및
상기 제2 안테나의 제2 절반부와 상기 링 사이의 제4 노드에 연결되는 제4 커패시터를 더 포함하는, 무선 컨버터. - 제7항에 있어서, 상기 제1 내지 제4 커패시터는 상기 기판 상에 형성되는 평행 플레이트 커패시터를 포함하는, 무선 컨버터.
- 제7항에 있어서, 상기 제1 내지 제4 커패시터는 기판 상에 형성되는 맞물린 커패시터를 포함하는, 무선 컨버터.
- 제7항에 있어서, 상기 제1 및 제2 커패시터는 본질적으로 동일한 제1 커패시턴스를 갖고 상기 제3 및 제4 커패시터는 상기 제1 커패시턴스와 상이한 본질적으로 동일한 제2 커패시턴스를 갖는, 무선 컨버터.
- 제7항에 있어서, 상기 제1 내지 제4 커패시터는 적어도 부분적으로 상기 복수의 제1 조셉슨 접합부를 형성하기 위해 사용되는 동일한 재료의 층으로부터 형성되는, 무선 컨버터.
- 제11항에 있어서, 상기 동일한 재료의 층은 상기 제1 안테나 및 상기 제2 안테나를 형성하는, 무선 컨버터.
- 제11항에 있어서, 상기 동일한 재료의 층은 초전도성을 지지하는, 무선 컨버터.
- 제7항, 제8항, 및 제10항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 접지면은 상기 제1 내지 제4 커패시터에 대한 기준 전위 플레이트(reference potential plate)를 형성하는, 무선 컨버터.
- 제1항, 제2항, 및 제7항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 접지면은 필름을 가로지르는 적어도 하나의 컷(cut)을 갖는 환형의 형상으로 패턴화되는 도전성 필름을 포함하며, 상기 컷은 순환 전류가 상기 환형으로 형상화된 필름 주위를 흐르는 것을 방지하는, 무선 컨버터.
- 제15항에 있어서, 상기 적어도 하나의 컷은 상기 제1 안테나 및/또는 제2 안테나에 대하여 상기 접지면을 대칭으로 분할하는, 무선 컨버터.
- 제1항, 제2항, 및 제7항 내지 제13항에 있어서, 상기 제1 복수의 조셉슨 접합부 내에 위치되고 상기 제1 복수의 조셉슨 접합부에 연결되는 제2 복수의 조셉슨 접합부를 더 포함하는, 무선 컨버터.
- 제17항에 있어서, 상기 제2 복수의 조셉슨 접합부의 접합 크기는 상기 제1 복수의 조셉슨 접합부의 접합 크기보다 더 큰 무선 컨버터.
- 제17항에 있어서, 상기 링에 인접하여 위치되고 전류가 상기 코일에 인가되는 경우 상기 링을 통해 자기 플럭스를 제공하도록 구성되는 도전성 코일을 더 포함하는, 무선 컨버터.
- 제1항, 제2항 및 제7항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 기판의 제1 측면에 인접하고 제1 긴 횡단 축을 갖는 제1 도파관;
제1 에너지를 상기 제1 도파관에 및 그로부터 결합시키기 위한 상기 제1 도파관의 제1 포트;
상기 제1 측면에 대향하는 상기 기판의 제2 측면에 인접하고 상기 제1 긴 횡단 축에 직교하는 제2 긴 횡단 축을 갖는 제2 도파관; 및
제2 에너지를 상기 제2 도파관에 및 그로부터 결합시키기 위한 상기 제2 도파관의 제2 포트를 더 포함하는, 무선 컨버터. - 제20항에 있어서, 펌프 에너지를 상기 복수의 제1 조셉슨 접합부에 결합시키기 위한 적어도 제3 포트를 더 포함하는, 무선 컨버터.
- 양자 정보 처리 시스템에 통합되는 제1항, 제2항, 및 제7항 내지 제13항 중 어느 한 항의 무선 컨버터.
- 무선 컨버터를 동작시키는 방법으로서,
기판 상에 형성되고 링으로 연결되는 제1 복수의 조셉슨 접합부에 의해 제1 주파수에서 펌프 에너지를 무선으로 수신하는 단계;
상기 기판 상에 형성되는 제1 안테나로부터 제2 주파수에서 신호를 무선으로 수신하는 단계;
상기 기판 상에 형성되는 제2 안테나로부터 제3 주파수에서 아이들러를 무선으로 수신하는 단계;
상기 복수의 조셉슨 접합부에 의해 펌프 에너지를 상기 제2 주파수 및 제3 주파수로 변환시키는, 주파수 변환 단계; 및
상기 제1 안테나로 변경된 신호를 무선으로 방출하는 단계를 포함하는, 무선 컨버터를 동작시키는, 무선 컨버터를 동작시키는 방법. - 제23항에 있어서, 상기 주파수 변환 단계는 상기 제2 주파수에서 수신된 입력을 상기 제3 주파수에서 출력으로 변환시키는, 무선 컨버터를 동작시키는 방법.
- 제23항에 있어서, 상기 변환 단계는 상기 제2 주파수에서 수신된 입력을 상기 제2 주파수에서 증폭된 출력으로 증폭시키는, 무선 컨버터를 동작시키는 방법.
- 제23항에 있어서,
상기 링을 통해 자기 플럭스의 변화를 수신하는 단계; 및
수신된 자기 플럭스에 응답하여 펌프 에너지를 상기 제2 주파수와 상이한 제4 주파수로 변환시키는 단계를 더 포함하는, 무선 컨버터를 동작시키는 방법. - 제26항에 있어서, 상기 자기 플럭스의 양을 제어하기 위해 전류를 도전성 코일에 인가하는 단계를 더 포함하는, 무선 컨버터를 동작시키는 방법.
- 제23항 내지 제27항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호는 제1 큐비트로부터 수신되고 상기 아이들러는 제2 큐비트로부터 수신되고 상기 제1 안테나로부터 적어도 출력 신호를 측정하는 단계를 더 포함하는, 무선 컨버터를 동작시키는 방법.
- 제28항에 있어서, 상기 측정 단계는 상기 제1 큐비트 및 제2 큐비트를 얽히게 하는, 무선 컨버터를 동작시키는 방법.
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US201562149419P | 2015-04-17 | 2015-04-17 | |
| US62/149,419 | 2015-04-17 | ||
| PCT/US2016/027817 WO2016168642A1 (en) | 2015-04-17 | 2016-04-15 | Wireless josephson parametric converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20180004132A true KR20180004132A (ko) | 2018-01-10 |
Family
ID=57127028
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020177031936A KR20180004132A (ko) | 2015-04-17 | 2016-04-15 | 무선 조셉슨 파라메트릭 컨버터 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US10693566B2 (ko) |
| EP (1) | EP3284115B1 (ko) |
| JP (1) | JP6742028B2 (ko) |
| KR (1) | KR20180004132A (ko) |
| CN (1) | CN107683527A (ko) |
| CA (1) | CA2981493A1 (ko) |
| HK (1) | HK1251077A1 (ko) |
| SG (1) | SG11201708202TA (ko) |
| WO (1) | WO2016168642A1 (ko) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20210101541A (ko) | 2020-02-10 | 2021-08-19 | 김유정 | 피젯기능이 있는 휴대폰 케이스 |
Families Citing this family (36)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2927326C (en) | 2013-10-15 | 2024-02-27 | Yale University | Low-noise josephson junction-based directional amplifier |
| US9948254B2 (en) | 2014-02-21 | 2018-04-17 | Yale University | Wireless Josephson bifurcation amplifier |
| WO2016138406A1 (en) | 2015-02-27 | 2016-09-01 | Yale University | Josephson junction-based circulators and related systems and methods |
| US10404214B2 (en) | 2015-02-27 | 2019-09-03 | Yale University | Techniques for producing quantum amplifiers and related systems and methods |
| US10068181B1 (en) | 2015-04-27 | 2018-09-04 | Rigetti & Co, Inc. | Microwave integrated quantum circuits with cap wafer and methods for making the same |
| WO2017123940A1 (en) | 2016-01-15 | 2017-07-20 | Yale University | Techniques for manipulation of two-quantum states and related systems and methods |
| US10740688B2 (en) * | 2016-03-11 | 2020-08-11 | Rigetti & Co, Inc. | Impedance-matched microwave quantum circuit systems |
| US11121301B1 (en) | 2017-06-19 | 2021-09-14 | Rigetti & Co, Inc. | Microwave integrated quantum circuits with cap wafers and their methods of manufacture |
| CN111164619B (zh) | 2017-08-09 | 2023-10-31 | 谷歌有限责任公司 | 减少量子比特网格中的寄生相互作用以用于表面代码错误校正 |
| CN117709473A (zh) | 2017-08-09 | 2024-03-15 | 谷歌有限责任公司 | 减少量子网格中的寄生相互作用 |
| AU2017426939C1 (en) * | 2017-08-09 | 2021-10-14 | Google Llc | Frequency pattern for reducing parasitic interactions in a qubit grid |
| WO2019118442A1 (en) | 2017-12-11 | 2019-06-20 | Yale University | Superconducting nonlinear asymmetric inductive element and related systems and methods |
| US10133986B1 (en) * | 2018-01-30 | 2018-11-20 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Quantum computing with photonic/ionic tuning of entanglement |
| US10320331B1 (en) * | 2018-07-30 | 2019-06-11 | International Business Machines Corporation | Applications of a superconducting device that mixes surface acoustic waves and microwave signals |
| US10707812B2 (en) | 2018-07-30 | 2020-07-07 | International Business Machines Corporation | Superconducting device that mixes surface acoustic waves and microwave signals |
| US10348245B1 (en) | 2018-07-30 | 2019-07-09 | International Business Machines Corporation | Applications of surface acoustic wave resonators coupled to a josephson ring modulator |
| US10615826B2 (en) * | 2018-07-30 | 2020-04-07 | United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Josephson junction-based transceiver |
| US10944362B2 (en) | 2018-07-30 | 2021-03-09 | International Business Machines Corporation | Coupling surface acoustic wave resonators to a Josephson ring modulator |
| US10573685B1 (en) | 2018-08-03 | 2020-02-25 | International Business Machines Corporation | Symmetrical qubits with reduced far-field radiation |
| US10475983B1 (en) * | 2018-08-28 | 2019-11-12 | International Business Machines Corporation | Antenna-based qubit annealing method |
| US10510943B1 (en) * | 2018-08-28 | 2019-12-17 | International Business Machines Corporation | Structure for an antenna chip for qubit annealing |
| US11050009B2 (en) * | 2018-08-28 | 2021-06-29 | International Business Machines Corporation | Methods for annealing qubits with an antenna chip |
| JP6856592B2 (ja) * | 2018-09-12 | 2021-04-07 | 株式会社東芝 | 電子回路及び計算装置 |
| US10700257B2 (en) | 2018-10-15 | 2020-06-30 | International Business Machines Corporation | Flux-biasing superconducting quantum processors |
| TWI809224B (zh) * | 2018-11-22 | 2023-07-21 | 國立研究開發法人科學技術振興機構 | 非線性微波濾波器 |
| US11501196B2 (en) * | 2018-11-26 | 2022-11-15 | International Business Machines Corporation | Qubit tuning by magnetic fields in superconductors |
| EP3912200B1 (en) | 2019-01-17 | 2024-05-15 | Yale University | Josephson nonlinear circuit |
| CN110288092B (zh) * | 2019-04-01 | 2021-02-26 | 北京大学 | 一种超导量子比特的长寿命存储装置及其存储方法 |
| US11289637B2 (en) | 2019-04-11 | 2022-03-29 | International Business Machines Corporation | Transmon qubits with trenched capacitor structures |
| US11940392B2 (en) | 2019-04-18 | 2024-03-26 | International Business Machines Corporation | Measurement scheme for superconducting qubits using low-frequency microwave signals within a dilution refrigerator |
| CN110133379B (zh) * | 2019-06-12 | 2020-07-31 | 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 | 约瑟夫森结寄生电感的测量方法 |
| US20220263483A1 (en) * | 2019-07-09 | 2022-08-18 | Millimeter Wave Systems, LLC | Cryogenic parametric amplifier control apparatus |
| US11417822B2 (en) | 2019-12-17 | 2022-08-16 | International Business Machines Corporation | Frequency multiplexing for qubit readout |
| CN111953308B (zh) * | 2020-08-21 | 2022-07-12 | 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 | 一种磁通驱动约瑟夫森参量放大器及其制备方法 |
| US11621387B2 (en) | 2021-03-11 | 2023-04-04 | International Business Machines Corporation | Quantum device with low surface losses |
| US11888471B2 (en) | 2021-12-27 | 2024-01-30 | International Business Machines Corporation | Josephson parametric converter having impedance-matching networks |
Family Cites Families (105)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3275943A (en) | 1959-04-10 | 1966-09-27 | Zenith Radio Corp | Dual output channel electron beam parametric amplifier with noise elimination |
| US3723755A (en) | 1970-10-12 | 1973-03-27 | A Morse | Parametric amplifier |
| US3663886A (en) | 1970-12-17 | 1972-05-16 | Nasa | Parametric amplifiers with idler circuit feedback |
| US4403189A (en) | 1980-08-25 | 1983-09-06 | S.H.E. Corporation | Superconducting quantum interference device having thin film Josephson junctions |
| US4344052A (en) | 1980-09-29 | 1982-08-10 | International Business Machines Corporation | Distributed array of Josephson devices with coherence |
| US4585999A (en) | 1984-04-27 | 1986-04-29 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Radiofrequency amplifier based on a dc superconducting quantum interference device |
| JPS6167304A (ja) | 1984-09-11 | 1986-04-07 | Agency Of Ind Science & Technol | 抵抗結合型ジヨセフソン電力増幅回路 |
| US4924234A (en) | 1987-03-26 | 1990-05-08 | Hughes Aircraft Company | Plural level beam-forming network |
| GB2219434A (en) | 1988-06-06 | 1989-12-06 | Philips Nv | A method of forming a contact in a semiconductor device |
| US5105166A (en) | 1989-11-30 | 1992-04-14 | Raytheon Company | Symmetric bi-directional amplifier |
| US5326986A (en) * | 1991-03-05 | 1994-07-05 | University Of Houston - University Park | Parallel N-junction superconducting interferometer with enhanced flux-to-voltage transfer function |
| US5254950A (en) | 1991-09-13 | 1993-10-19 | The Regents, University Of California | DC superconducting quantum interference device usable in nuclear quadrupole resonance and zero field nuclear magnetic spectrometers |
| JP2924421B2 (ja) | 1992-03-05 | 1999-07-26 | 三菱電機株式会社 | マイクロ波回路 |
| JP3206192B2 (ja) | 1993-03-15 | 2001-09-04 | ダイキン工業株式会社 | Ｓｑｕｉｄ磁束計 |
| US5635834A (en) | 1993-09-15 | 1997-06-03 | The Broken Hill Proprietary Company Limited | SQUID detector with flux feedback coil sized and located to produce uniform feedback flux |
| FI950805A (fi) | 1994-02-24 | 1995-08-25 | Shimadzu Corp | Suprajohtava tunneliliitos ja menetelmä sen valmistamiseksi |
| US5493719A (en) | 1994-07-01 | 1996-02-20 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Integrated superconductive heterodyne receiver |
| US5661494A (en) * | 1995-03-24 | 1997-08-26 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | High performance circularly polarized microstrip antenna |
| JPH104320A (ja) | 1996-06-14 | 1998-01-06 | Kokusai Chodendo Sangyo Gijutsu Kenkyu Center | 超電導体ミキサー及びその位相制御方法 |
| RU2106717C1 (ru) | 1996-08-07 | 1998-03-10 | Научно-исследовательский институт измерительных систем | Способ анизотропного травления кристаллов кремния |
| JP2913029B1 (ja) | 1998-03-18 | 1999-06-28 | 工業技術院長 | ジョセフソン論理集積回路の構成方法 |
| US6578018B1 (en) | 1999-07-27 | 2003-06-10 | Yamaha Hatsudoki Kabushiki Kaisha | System and method for control using quantum soft computing |
| US6486756B2 (en) * | 2000-03-27 | 2002-11-26 | Hitachi, Ltd. | Superconductor signal amplifier |
| JP4130065B2 (ja) | 2000-03-27 | 2008-08-06 | 株式会社日立製作所 | 超電導量子干渉素子及び超電導回路 |
| US6627915B1 (en) | 2000-08-11 | 2003-09-30 | D-Wave Systems, Inc. | Shaped Josephson junction qubits |
| US6549059B1 (en) | 2001-02-23 | 2003-04-15 | Trw Inc. | Underdamped Josephson transmission line |
| WO2002093181A1 (fr) | 2001-05-15 | 2002-11-21 | Synchro Co., Ltd. | Detecteur de forme d'onde et systeme de suivi d'etat l'utilisant |
| EP1262911A1 (en) | 2001-05-30 | 2002-12-04 | Hitachi Europe Limited | Quantum computer |
| US6803599B2 (en) | 2001-06-01 | 2004-10-12 | D-Wave Systems, Inc. | Quantum processing system for a superconducting phase qubit |
| US6621374B2 (en) | 2001-07-19 | 2003-09-16 | Lockheed Martin Corporation | Splitter/combiner using artificial transmission lines, and paralleled amplifier using same |
| RU2212671C1 (ru) | 2001-10-11 | 2003-09-20 | Алексенко Андрей Геннадьевич | Туннельный нанодатчик механических колебаний и способ его изготовления |
| US6614047B2 (en) | 2001-12-17 | 2003-09-02 | D-Wave Systems, Inc. | Finger squid qubit device |
| US7002174B2 (en) | 2001-12-18 | 2006-02-21 | D-Wave Systems, Inc. | Characterization and measurement of superconducting structures |
| US6908779B2 (en) | 2002-01-16 | 2005-06-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Semiconductor device and method for manufacturing the same |
| US7307275B2 (en) | 2002-04-04 | 2007-12-11 | D-Wave Systems Inc. | Encoding and error suppression for superconducting quantum computers |
| US6911664B2 (en) | 2002-04-15 | 2005-06-28 | D-Wave Systems, Inc. | Extra-substrate control system |
| US6900454B2 (en) | 2002-04-20 | 2005-05-31 | D-Wave Systems, Inc. | Resonant controlled qubit system |
| FR2839389B1 (fr) | 2002-05-03 | 2005-08-05 | Commissariat Energie Atomique | Dispositif de bit quantique supraconducteur a jonctions josephson |
| JP4066012B2 (ja) | 2002-08-12 | 2008-03-26 | 富士通株式会社 | 超電導ドライバ回路及び超電導機器 |
| US6943368B2 (en) | 2002-11-25 | 2005-09-13 | D-Wave Systems, Inc. | Quantum logic using three energy levels |
| US7364923B2 (en) | 2003-03-03 | 2008-04-29 | The Governing Council Of The University Of Toronto | Dressed qubits |
| WO2004084132A2 (en) | 2003-03-18 | 2004-09-30 | Magiq Technologies, Inc. | Universal quantum computing |
| US7230266B2 (en) | 2003-05-15 | 2007-06-12 | D-Wave Systems Inc. | Conditional Rabi oscillation readout for quantum computing |
| DK1634351T3 (da) * | 2003-06-13 | 2008-08-18 | Qest Quantenelektronische Syst | Superledende kvanteantenne |
| JP4113076B2 (ja) | 2003-08-28 | 2008-07-02 | 株式会社日立製作所 | 超電導半導体集積回路 |
| WO2005050555A2 (en) | 2003-10-22 | 2005-06-02 | The Johns Hopkins University | Photon quantum processing and the zeno effect |
| US20050134377A1 (en) | 2003-12-23 | 2005-06-23 | Dent Paul W. | Doherty amplifier |
| US20050250651A1 (en) | 2004-03-29 | 2005-11-10 | Amin Mohammad H S | Adiabatic quantum computation with superconducting qubits |
| US7225674B2 (en) * | 2004-04-30 | 2007-06-05 | The Regents Of The University Of California | Self-stabilizing, floating microelectromechanical device |
| WO2006011451A1 (ja) | 2004-07-27 | 2006-02-02 | Japan Science And Technology Agency | ジョセフソン量子計算素子及びそれを用いた集積回路 |
| JP4836064B2 (ja) | 2004-08-16 | 2011-12-14 | 独立行政法人理化学研究所 | 量子状態読出回路 |
| US7253654B2 (en) | 2004-11-08 | 2007-08-07 | D-Wave Systems Inc. | Superconducting qubits having a plurality of capacitive couplings |
| US7268576B2 (en) | 2004-11-08 | 2007-09-11 | D-Wave Systems Inc. | Superconducting qubit with a plurality of capacitive couplings |
| US7533068B2 (en) | 2004-12-23 | 2009-05-12 | D-Wave Systems, Inc. | Analog processor comprising quantum devices |
| JP4595069B2 (ja) | 2005-06-09 | 2010-12-08 | 独立行政法人産業技術総合研究所 | 準平面導波路型ジョセフソン接合アレー構造体、それを用いたデジタル−アナログ変換器、プログラマブルジョセフソン電圧標準用接合アレー、ジョセフソン電圧標準用チップ、ジョセフソン電圧発生装置 |
| US7375802B2 (en) | 2005-08-04 | 2008-05-20 | Lockheed Martin Corporation | Radar systems and methods using entangled quantum particles |
| US8164082B2 (en) | 2005-09-30 | 2012-04-24 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Spin-bus for information transfer in quantum computing |
| US7836007B2 (en) | 2006-01-30 | 2010-11-16 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Methods for preparing entangled quantum states |
| US7870087B2 (en) | 2006-11-02 | 2011-01-11 | D-Wave Systems Inc. | Processing relational database problems using analog processors |
| US8630256B2 (en) * | 2006-12-05 | 2014-01-14 | Qualcomm Incorporated | Method and system for reducing backhaul utilization during base station handoff in wireless networks |
| EP2126800A4 (en) | 2006-12-05 | 2012-07-11 | Dwave Sys Inc | SYSTEMS, METHODS AND DEVICES FOR LOCAL PROGRAMMING OF QUANTUM PROCESSOR ELEMENTS |
| US7724020B2 (en) | 2007-12-13 | 2010-05-25 | Northrop Grumman Systems Corporation | Single flux quantum circuits |
| AU2008200506B2 (en) | 2007-02-05 | 2011-12-08 | Newsouth Innovations Pty Limited | Interfacing at Low Temperature using CMOS Technology |
| CA2681138C (en) | 2007-04-05 | 2016-06-07 | D-Wave Systems Inc. | Physical realizations of a universal adiabatic quantum computer |
| WO2008134875A1 (en) | 2007-05-02 | 2008-11-13 | D-Wave Systems, Inc. | Systems, devices, and methods for controllably coupling qubits |
| US7899092B2 (en) | 2007-05-22 | 2011-03-01 | Magiq Technologies, Inc. | Fast quantum gates with ultrafast chirped pulses |
| US7859744B2 (en) | 2007-07-27 | 2010-12-28 | Magiq Technologies, Inc. | Tunable compact entangled-photon source and QKD system using same |
| US7498832B2 (en) | 2007-08-03 | 2009-03-03 | Northrop Grumman Systems Corporation | Arbitrary quantum operations with a common coupled resonator |
| US8149494B1 (en) | 2007-09-07 | 2012-04-03 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Two-photon absorption switch having which-path exclusion and monolithic mach-zehnder interferometer |
| US20090074355A1 (en) | 2007-09-17 | 2009-03-19 | Beausoleil Raymond G | Photonically-coupled nanoparticle quantum systems and methods for fabricating the same |
| US7932515B2 (en) | 2008-01-03 | 2011-04-26 | D-Wave Systems Inc. | Quantum processor |
| EP2263332A2 (en) * | 2008-03-12 | 2010-12-22 | Hypres Inc. | Digital radio-frequency tranceiver system and method |
| JP2011518409A (ja) | 2008-03-30 | 2011-06-23 | ヒルズ， インコーポレイテッド | 超伝導ワイヤおよびケーブルならびにその製造方法 |
| US7932514B2 (en) | 2008-05-23 | 2011-04-26 | International Business Machines Corporation | Microwave readout for flux-biased qubits |
| US7969178B2 (en) | 2008-05-29 | 2011-06-28 | Northrop Grumman Systems Corporation | Method and apparatus for controlling qubits with single flux quantum logic |
| WO2009152180A2 (en) | 2008-06-10 | 2009-12-17 | D-Wave Systems Inc. | Parameter learning system for solvers |
| US7724083B2 (en) | 2008-08-05 | 2010-05-25 | Northrop Grumman Systems Corporation | Method and apparatus for Josephson distributed output amplifier |
| US8179133B1 (en) | 2008-08-18 | 2012-05-15 | Hypres, Inc. | High linearity superconducting radio frequency magnetic field detector |
| JP5091813B2 (ja) | 2008-09-17 | 2012-12-05 | 株式会社東芝 | 量子ゲート方法および装置 |
| CN102427890A (zh) | 2009-03-26 | 2012-04-25 | Ntnu技术转让公司 | 具有导电过孔的晶片键合的cmut阵列 |
| KR101307490B1 (ko) | 2009-03-30 | 2013-12-11 | 메기가 코포레이션 | 상부 포스트-패시베이션 기술 및 하부 구조물 기술을 이용한 집적 회로 칩 |
| EP2249173A1 (en) | 2009-05-08 | 2010-11-10 | Mbda Uk Limited | Radar apparatus with amplifier duplexer |
| IT1398934B1 (it) | 2009-06-18 | 2013-03-28 | Edison Spa | Elemento superconduttivo e relativo procedimento di preparazione |
| FR2950877B1 (fr) | 2009-10-07 | 2012-01-13 | Commissariat Energie Atomique | Structure a cavite comportant une interface de collage a base de materiau getter |
| US8111083B1 (en) | 2010-12-01 | 2012-02-07 | Northrop Grumman Systems Corporation | Quantum processor |
| US8416109B2 (en) | 2010-12-16 | 2013-04-09 | Hypres, Inc. | Superconducting analog-to-digital converter with current amplified feedback |
| US8642998B2 (en) | 2011-06-14 | 2014-02-04 | International Business Machines Corporation | Array of quantum systems in a cavity for quantum computing |
| JP6140918B2 (ja) * | 2011-06-16 | 2017-06-07 | 日本信号株式会社 | テラヘルツ検出器 |
| US8508280B2 (en) | 2011-07-11 | 2013-08-13 | Northrop Grumman Systems Corporation | Qubit readout via resonant scattering of josephson solitons |
| US9256773B2 (en) | 2011-07-27 | 2016-02-09 | Féinics Amatech Teoranta | Capacitive coupling of an RFID tag with a touch screen device acting as a reader |
| US8954125B2 (en) | 2011-07-28 | 2015-02-10 | International Business Machines Corporation | Low-loss superconducting devices |
| US8861619B2 (en) | 2011-08-16 | 2014-10-14 | Wisconsin Alumni Research Foundation | System and method for high-frequency amplifier |
| US8837544B2 (en) | 2011-10-28 | 2014-09-16 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Quantum optical device |
| US8841764B2 (en) | 2012-01-31 | 2014-09-23 | International Business Machines Corporation | Superconducting quantum circuit having a resonant cavity thermalized with metal components |
| US9041427B2 (en) | 2012-12-13 | 2015-05-26 | International Business Machines Corporation | Quantum circuit within waveguide-beyond-cutoff |
| US9350460B2 (en) * | 2013-04-23 | 2016-05-24 | Raytheon Bbn Technologies Corp. | System and method for quantum information transfer between optical photons and superconductive qubits |
| CA2927326C (en) | 2013-10-15 | 2024-02-27 | Yale University | Low-noise josephson junction-based directional amplifier |
| US9948254B2 (en) | 2014-02-21 | 2018-04-17 | Yale University | Wireless Josephson bifurcation amplifier |
| US9892365B2 (en) | 2014-02-28 | 2018-02-13 | Rigetti & Co., Inc. | Operating a multi-dimensional array of qubit devices |
| WO2016138406A1 (en) | 2015-02-27 | 2016-09-01 | Yale University | Josephson junction-based circulators and related systems and methods |
| US10404214B2 (en) | 2015-02-27 | 2019-09-03 | Yale University | Techniques for producing quantum amplifiers and related systems and methods |
| US9697473B2 (en) | 2015-06-29 | 2017-07-04 | International Business Machines Corporation | Incorporating arrays of Josephson junctions in a Josephson junction ring modulator in a Josephson parametric converter |
| WO2017065856A2 (en) | 2015-07-24 | 2017-04-20 | Yale University | Techniques of oscillator state manipulation for quantum information processing and related systems and methods |
| US9467126B1 (en) | 2015-11-17 | 2016-10-11 | Northrop Grumman Systems Corporation | Josephson current source systems and method |
| WO2017123940A1 (en) | 2016-01-15 | 2017-07-20 | Yale University | Techniques for manipulation of two-quantum states and related systems and methods |
-
2016
- 2016-04-15 EP EP16780864.1A patent/EP3284115B1/en active Active
- 2016-04-15 SG SG11201708202TA patent/SG11201708202TA/en unknown
- 2016-04-15 CA CA2981493A patent/CA2981493A1/en active Pending
- 2016-04-15 CN CN201680028514.5A patent/CN107683527A/zh active Pending
- 2016-04-15 US US15/567,198 patent/US10693566B2/en active Active
- 2016-04-15 KR KR1020177031936A patent/KR20180004132A/ko unknown
- 2016-04-15 WO PCT/US2016/027817 patent/WO2016168642A1/en active Application Filing
- 2016-04-15 JP JP2017553911A patent/JP6742028B2/ja active Active
-
2018
- 2018-08-13 HK HK18110354.9A patent/HK1251077A1/zh unknown
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20210101541A (ko) | 2020-02-10 | 2021-08-19 | 김유정 | 피젯기능이 있는 휴대폰 케이스 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP3284115B1 (en) | 2023-06-07 |
| US10693566B2 (en) | 2020-06-23 |
| JP6742028B2 (ja) | 2020-08-19 |
| CN107683527A (zh) | 2018-02-09 |
| EP3284115A4 (en) | 2019-04-03 |
| EP3284115A1 (en) | 2018-02-21 |
| HK1251077A1 (zh) | 2019-01-18 |
| CA2981493A1 (en) | 2016-10-20 |
| JP2018516456A (ja) | 2018-06-21 |
| US20180138987A1 (en) | 2018-05-17 |
| SG11201708202TA (en) | 2017-11-29 |
| WO2016168642A1 (en) | 2016-10-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP3284115B1 (en) | Wireless josephson parametric converter | |
| US11271533B2 (en) | Wireless Josephson bifurcation amplifier | |
| US10056885B2 (en) | Multimode Josephson parametric converter: coupling Josephson ring modulator to metamaterial | |
| CN107924982B (zh) | 多模约瑟夫逊参数转换器 | |
| Porterfield et al. | A high-power fixed-tuned millimeter-wave balanced frequency doubler | |
| Boyd | A dual-mode latching reciprocal ferrite phase shifter | |
| KR102664372B1 (ko) | 큐비트용 파라메트릭 증폭기 | |
| JPS5943103B2 (ja) | ジヨセフソン・デバイス配列体 | |
| CN107026327A (zh) | 一种半模基片集成波导漏波天线 | |
| Zaman et al. | Novel low-loss millimeter-wave transition from waveguide-to-microstrip line suitable for MMIC integration and packaging | |
| CN113261156B (zh) | 用于量子位驱动信号的衰减器 | |
| CN113242027A (zh) | 基于多个超导约瑟夫森结串联的阻抗匹配约瑟夫森参量放大器 | |
| Colangelo et al. | Compact and tunable forward coupler based on high-impedance superconducting nanowires | |
| Henin et al. | Compact planar microstrip crossover for beamforming networks | |
| Bertrand et al. | On the effect of field spatial separation on slow wave propagation | |
| Yu et al. | Reflective nonlinear transmission lines for single-antenna non-self-jamming RFID | |
| Tan et al. | Design of a uniplanar resonance phase-matched Josephson traveling-wave parametric amplifier | |
| Landsberg et al. | An F-band reflection amplifier using 28 nm CMOS FD-SOI technology for active reflectarrays and spatial power combining applications | |
| Belaid et al. | Quasi-optical power amplifier using TEM waveguide concept | |
| El Khorassani | Contribution to the design of filtering and multiplexing RF devices and structures for wireless and satellite communication applications | |
| CN117411450A (zh) | 超导阻抗变换参量放大器的确定方法、装置以及介质 | |
| Liang et al. | Millimetre-Wave and Terahertz Antennas and Directional Coupler Enabled by Wafer-Level Packaging Platform with Interposer | |
| Qian et al. | New microwave and millimeter-wave front-end architectures | |
| CN117833844A (zh) | 一种放大电路、芯片及量子比特读取系统 | |
| CN114335953A (zh) | 一种过渡结构及其应用、双模谐振波导激励方法 |