KR20160056913A - 부분적 단열 변환 - Google Patents

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KR20160056913A
KR20160056913A KR1020167009267A KR20167009267A KR20160056913A KR 20160056913 A KR20160056913 A KR 20160056913A KR 1020167009267 A KR1020167009267 A KR 1020167009267A KR 20167009267 A KR20167009267 A KR 20167009267A KR 20160056913 A KR20160056913 A KR 20160056913A
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charge pump
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coupled
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current
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KR1020167009267A
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Inventor
그레고리 슈체친스키
오스카 블라이드
Original Assignee
아크틱 샌드 테크놀로지스, 인크.
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    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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Abstract

전하 펌프의 동작은 특정한 동작 특성들을 가지는 단열 모드 및 다른 특성들을 가지는 비-단열 모드를 사용함으로써 전력 변환 효율성을 최적화하도록 제어된다. 제어는 전하 펌프의 출력에서 설정가능한 회로를 제어함으로써 구현된다.

Description

부분적 단열 변환{PARTIAL ADIABATIC CONVERSION}
본 출원은 2013년 9월 16일자로 출원된 미국 출원 번호 14/027,716 의 우선일의 이익을 주장한다. 전술한 출원의 내용은 그 전체로서 본원에 포함된다.
본 발명은 단열 (adiabatic) 전력 변환, 특히 전하 펌프의 부분적 단열 동작을 위한 설정 및 제어에 관한 것이다.
직병렬 (Series-Parallel) 및 딕슨 (Dickson) 구성을 포함하는, 전하 펌프들의 다양한 구성들은 상기 전하 펌프의 단자들 간의 에너지 충전 및 전달을 전파하기 위해 스위치 엘리먼트들의 구성을 교체하는 것을 필요로 한다. 전하 전파와 관련된 에너지의 손실은 컨버터의 효율을 결정한다.
도 1 을 참조하면, 저 전압 로드 (load) (110) 및 고 전압 소스 (190) 에 커플링된 스텝-다운 (step-down) 모드의 단상 딕슨 전하 펌프 (100) 가 도시된다. 도시된 구성에서, 일반적으로 저 전압 로드 (110) 는 (대체로) 고 전압 소스 (190) 에 의해 제공되는 전압의 1/5 배의 전압 및 상기 소스에 의해 제공되는 전류의 5 배의 전류에 의해 구동된다. 펌프는 제 1 상태 및 제 2 상태로서 지칭되는 상태들을 교체하면서 구동되고, 도 1 에 도시된 스위치들은 지시된 상태들 내에서 폐쇄된다. 일반적으로, 각 상태의 지속기간은 사이클 시간 T 의 절반이고, 전하 펌프 (100) 의 대응되는 스위칭 프리퀀시는 상기 사이클 시간 T 의 역이다.
도 2a 내지 도 2b 는 제 2 상태 및 제 1 상태 각각의 등가 회로를 도시하며, 등가 저항 R 로서 각 폐쇄된 스위치를 도시한다. 커패시터
Figure pct00001
내지
Figure pct00002
는 커패시턴스
Figure pct00003
를 가진다. 전하 펌프 (100) 의 제 1 규약 동작에서, 고 전압 소스 (190) 는 예를 들어 25 볼트 소스와 같은 전압 소스이고, 따라서 저 전압 로드 (110) 는 5 볼트의 전압으로 구동된다. 동작에서, 커패시터
Figure pct00004
내지
Figure pct00005
에 걸친 전압은 각각 대략 5 볼트, 10 볼트, 15 볼트 및 20 볼트이다.
전하 펌프 (100) 내의 에너지 손실의 하나의 원인은 스위치를 통한 (즉, 도 2a 내지 도 2b 의 저항 R 을 통한) 저항성 손실과 관련된다. 도 2a 를 참조하면, 제 2 상태 동안에, 전하는 커패시터
Figure pct00006
에서 커패시터
Figure pct00007
로, 커패시터
Figure pct00008
에서 커패시터
Figure pct00009
로 이동한다. 사이클 시간 T 가 회로의 시간 상수보다 충분히 큰 경우(예를 들어, 저항 R 이 충분히 작은 경우)를 가정하면, 이러한 커패시터들의 쌍의 전압은 평형을 이룬다. 일반적으로, 이러한 평형 내에서의 저항성 에너지 손실은 커패시터들 사이를 지나는, 따라서 저 전압 로드 (110) 를 지나는 전류의 제곱의 시간 평균에 비례한다. 유사하게, 제 1 상태 동안에, 커패시터
Figure pct00010
및
Figure pct00011
는 평형을 이루고, 커패시터
Figure pct00012
는 충전되고, 커패시터
Figure pct00013
은 방전되고, 또한 일반적으로 저 전압 로드 (110) 를 지나는 전류의 제곱의 시간 평균에 비례하는 저항성 에너지 손실을 야기한다.
로드 (110) 를 지나는 특정한 평균 전류에 대해, 상기 로드가 대략 일정한 전압을 나타낸다고 가정하면, 사이클 시간 T 가 감소 (즉, 스위칭 프리퀀시가 증가) 함에 따라 저항성 에너지 손실은 감소한다는 것을 알 수 있다. 이것은 사이클 시간을 절반으로 분할하여 일반적으로 평형 상태의 피크 전류를 절반으로 감소시킴으로써, 저항성 에너지 손실을 대략 4 분의 1 까지 감소시키는 것의 영향을 고려함으로써 일반적으로 이해될 수 있다. 따라서, 저항성 에너지 손실은 스위칭 프리퀀시의 제곱에 대략 반비례한다.
그러나, 에너지 손실의 다른 소스는 스위치들 내의 용량성 손실과 관련되고, 따라서 에너지 손실은 스위칭 프리퀀시와 함께 증가한다. 일반적으로, 고정된 양의 전하가 각 사이클 전이와 함께 손실되고, 이는 스위칭 프리퀀시에 비례하는 전류를 형성하는 것으로 고려될 수 있다. 따라서, 이러한 용량성 에너지 손실은 스위칭 프리퀀시의 제곱에 대략 비례한다.
그러므로, 전압 소스 및 로드에 있어서, 저항성 및 용량성 에너지 손실 - 각각 증가된 프리퀀시에 따라 감소되고 증가된 프리퀀시에 따라 증가됨 - 의 합을 최소화하는 최적의 스위칭 프리퀀시가 존재한다.
2012년 11월 8일에 공개된 국제 공개 공보 WO 2012/151466 호는 소스 및/또는 로드가 조절 회로들을 포함하는 구성들을 개시한다. 특히, 도 1 및 도 2a 내지 도 2b 에서, 로드 (110) 는 전하 펌프의 "단열" 동작으로서 지칭되는 실시예에서 일정한 전압을 나타내는 대신 전류 싱크 (sink) 를 효율적으로 포함할 수 있다. 전류 싱크가 일정한 전류를 받아들이면, 도 2a 에 도시된 전류들은 도시된 상태 동안에 효율적으로 실질적으로 동일한 값들을 유지할 수 있다. 그러므로, 저항성 전력 손실은 배경기술에서 논의된 전압 구동 케이스에서의 저항성 손실보다 낮고, 또한 실질적으로 사이클 시간 T 에 독립적이다. 로드가 펄스 전류를 약하게 하는 상황에서, 특정한 평균 전류에 대해 저항성 에너지 손실은 일반적으로 전류의 듀티 사이클 (duty cycle) 이 감소 (또한 피크 전류가 증가) 함에 따라 증가한다. 펄스 전류를 가지는 저항성 손실들이 예를 들어, 큰 출력 커패시터에 걸친, 상대적으로 일정한 출력 전압을 구동하는 전하 펌프로부터 기인하는 동일한 평균 전류에 대한 손실들을 초과하는, 낮은 듀티 사이클들의 범위가 존재한다.
일 측면에서, 일반적으로 전하 펌프의 동작은 특정한 동작 특성들을 가지는 단열 모드 및 다른 특성들을 가지는 비-단열 모드를 사용함으로써 전력 변환 효율성을 최적화하도록 제어된다. 제어는 전하 펌프의 출력에서 설정가능한 회로를 제어함으로써 구현된다.
다른 측면에서, 일반적으로 전하 펌프의 동작은 상대적으로 높은 듀티 사이클 (즉, 상대적으로 높은 출력 전류) 를 가지는 단열 모드 및 상대적으로 낮은 듀티 사이클 (즉, 상대적으로 낮은 출력 전류) 를 가지는 비-단열 모드를 사용함으로써 저항성 전력 손실들을 최소화하도록 제어된다. 특정한 예시들에서 실질적으로 일정한 전압을 나타내기 위해 전하 펌프의 출력에 선택적으로 보상 커패시터를 도입하는 것에 의해 선택된다.
다른 측면에서, 일반적으로 장치는 전하 펌프 및 상기 전하 펌프에 커플링된 제어기를 가진다. 전하 펌프는 복수의 사이클에서 동작하도록 배치된 복수의 스위치 엘리먼트들을 가지고, 각각의 사이클은 상기 스위치 엘리먼트들의 상이한 구성과 연관된다. 스위치 엘리먼트들은 복수의 용량성 엘리먼트들에 대한 충전 및 방전 경로들을 제공하도록 구성된다. 상기 제어기는 상기 전하 펌프의 사이클들의 시간을 제어하기 위한 출력 및 상기 전하 펌프의 동작 및/또는 상기 전하 펌프에 커플링된 주변 회로들의 동작을 특징짓는 센서 신호들을 받아들이기 위한 하나 이상의 센서 입력들을 가진다. 상기 제어기는 상기 전하 펌프의 동작의 사이클들 내에서 상기 하나 이상의 센서 입력들의 변화에 따라 상기 전하 펌프의 사이클들의 시간을 조정하도록 구성된다.
다른 측면에서, 일반적으로, 장치는 고 전압 단자 및 저 전압 단자를 포함하는 단자들 간의 전압 변환을 제공하도록 구성된 스위칭된 커패시터 전하 펌프를 포함한다. 장치는 또한 상기 전하 펌프에 의해 로드 (load) 를 구동하기 위해 상기 전하 펌프의 제 1 단자에 커플링된 보상 회로를 포함하고, 상기 보상 회로는 상기 전하 펌프의 제 1 단자에 설정 가능하도록 커플링될 수 있는 커패시턴스를 제공한다. 제어기는 상기 전하 펌프 및 상기 보상 회로에 커플링되고, 상기 보상 회로를 설정하기 위한 출력 및 상기 전하 펌프의 동작 및/또는 상기 전하 펌프에 커플링된 주변 회로들의 동작을 특징짓는 센서 신호들을 받아들이기 위한 하나 이상의 센서 입력들을 가진다. 상기 제어기는 상기 전하 펌프에 커플링된 전력 소스 및 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프에 커플링된 상기 로드 사이의 전력 변환의 효율성에 영향을 미치기 위한 센서 신호들에 따라 상기 보상 회로를 설정하도록 구성된다.
측면들은 하기의 특징들 중 하나 이상을 포함할 수도 있다.
상기 제어기는 상기 전력 변환의 효율성을 최적화하기 위해 선택된 커패시턴스를 상기 제 1 단자에 커플링하도록 구성된다.
상기 하나 이상의 센서 신호들은 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프로, 또는 상기 전하 펌프로부터 흐르는 전류의 시간 변화를 특징짓는 센서 신호를 포함한다. 특정 실시예들에서, 상기 센서 신호는 상기 전하 펌프로, 또는 상기 전하 펌프로부터 흐르는 펄스 전류의 듀티 사이클 (duty cycle) 을 특징짓는다. 특정 실시예들에서, 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프로, 또는 상기 전하 펌프로부터 흐르는 전류는 상기 보상 회로와 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프와 커플링된 주변 장치 사이를 흐르는 전류이다.
상기 하나 이상의 센서 신호들은 상기 전하 펌프의 단자들 중 적어도 하나 및 상기 전하 펌프에 커플링된 상기 주변 회로에서의 전압을 특징짓는 센서 신호를 포함한다.
상기 하나 이상의 센서 신호들은 상기 전하 펌프의 스위칭 프리퀀시를 특징짓는 센서 신호를 포함한다.
상기 제어기는 상기 센서 신호들로부터 동작 모드를 결정하고, 결정된 모드에 따라 상기 보상 회로의 설정을 결정하도록 구성된다.
상기 제어기는 적어도 상기 전하 펌프 및 펄스 전류 로드의 고속 스위칭 한계 (fast switching limit) 동작을 가지는 모드를 식별하고, 상기 모드에서 상기 제 1 단자에 커플링된 커패시턴스를 증가시키도록 구성된다.
상기 제어기는 적어도 임계 듀티 사이클보다 낮은 듀티 사이클을 수반하는 펄스 전류 로드 및 상기 전하 펌프의 저속 스위칭 한계 (slow switching limit) 동작을 가지는 모드를 식별하고, 상기 모드에서 상기 제 1 단자에 커플링된 커패시턴스를 증가시키도록 구성된다.
상기 장치는 상기 보상 회로에 커플링된, 조절기를 포함하는 주변 회로를 더 포함한다. 상기 조절기는 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프로 전류 기반 로드를 제공한다. 상기 제어기는 상기 전하 펌프에 의해 수행되는 전력 변환의 효율성에 따라 상기 보상 회로의 설정을 결정하도록 구성다. 특정 실시예들에서, 상기 조절기는 벅 (Buck) 컨버터를 포함한다. 특정 실시예들에서, 상기 전하 펌프는 직병렬 (Series-Parallel) 전하 펌프를 포함한다. 특정 실시예들에서, 상기 전하 펌프는 딕슨 (Dickson) 전하 펌프를 포함한다.
다른 측면에서, 일반적으로, 방법은 전하 펌프의 단자에 커플링된 보상 회로를 이용하여 로드에 커플링된 상기 전하 펌프를 이용하여 전력을 조절하도록 지시된다. 방법은 상기 보상 회로에 의해 상기 전하 펌프의 제 1 단자에 제공되는 커패시턴스를 설정하는 단계를 포함한다. 상기 커패시턴스는 상기 전하 펌프에 커플링된 전력 소스와 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프에 커플링된 로드 사이의 전력 변환의 효율성에 영향을 미치기 위한 센서 신호들에 따라 선택된다.
상기 방법은 센서 신호들을 획득하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 센서 신호들은 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프로, 또는 상기 전하 펌프로부터 흐르는 전류의 시간 변화, 상기 보상 회로와 주변 회로 사이를 흐르는 전류의 듀티 사이클 (duty cycle), 상기 전하 펌프의 상기 제 1 단자에서의 전압 및 상기 전하 펌프에 커플링된 상기 주변 회로에서의 전압 중 하나 이상을 특징지을 수 있다.
하나 이상의 실시예들의 일 장점은 전력 변환의 변화하는 동작 모드들에서 효율적인 동작이 유지된다는 것이다.
하나 이상의 실시예들의 다른 장점은 제어기가 전하 펌프의 특정한 사용을 위해 미리 설정될 필요가 없으며 추가적인 설정 없이 펌프가 내장된 회로에 적응할 수 있다는 것이다. 예를 들어, 제어기는 사용된 펌프 커패시터들의 크기, 펌프에 커플링된 조절기의 타입, 펌프 및/또는 조절기의 스위칭 프리퀀시 등에 적응할 수 있다.
본 발명의 다른 특징들 및 장점들은 이하의 명세서 및 특허청구범위로부터 개시된다.
도 1은 단상 1:5 딕슨 (Dicson) 전하 펌프이다.
도 2a 내지 도 2b는 동작의 제 2 상태에 있는 도 1의 전하 펌프의 등가 회로이다.
도 3 및 4는 전하 펌프에 커플링된 스위칭 가능한 보상 회로를 가지는 회로이다.
도 5는 전하 펌프 전류를 측정하기 위한 회로이다.
도 6은 도 4에 도시된 전하 펌프의 제 1 사이클 동안의 전하 이동을 나타내는 도식이다.
도 7a 내지 도 7c는 상이한 출력 전류 및 스위칭 프리퀀시 조건에서의 도 4에 도시된 전하 펌프의 출력 전압의 그래프들이다.
도 8은 단상 직병렬 (series-parallel) 전하 펌프이다.
앞서 소개한 바와 같이, 일 실시예로서 도 1에 도시된 전하 펌프 (100) 는 저 전압 주변 장치 (110) 및 고 전압 주변 장치 (190) 중 하나 또는 양쪽 모두가 전류 소스를 포함할 수 있는 "단열" 모드에서 동작될 수 있다. 예를 들어, 2012년 11월 8일에 공개되고 본원에 참조로서 병합된 국제 공개 공보 WO 2012/151466 호는 소스 및/또는 로드 (load) 가 조절 회로들을 포함하는 구성을 개시한다. 특히, 도 1 및 도 2a 내지 2b 내에서, 전하 펌프의 "단열" 동작으로서 지칭되는 실시예에서 저 전압 로드 (110) 는 효율적으로 전압 소스보다는 전류 소스를 포함할 수 있다. 만약 전류 소스가 전하 펌프로부터 일정한 전류를 유지하면 도 2a에 도시된 전류는 도시된 상태 동안 실질적으로 일정한 값을 유지한다. 따라서, 전류가 지나는 스위치들에서의 저항성 손실들은 전압 로드 케이스에서의 저항성 손실보다 낮고, 또한 실질적으로 스위칭 프리퀀시 및 사이클 시간 T 에 독립적이다. 전압 구동 케이스에서는 스위치들 내의 용량성 손실들은 스위칭 프리퀀시의 증가에 따라 증가하고, 스위칭 프리퀀시를 감소시키는 것이 적절하다는 것을 시사한다. 그러나, 전하 펌프의 단자들에서의 전압 또는 전류 특성들과 같은 전하 펌프의 내부적 측면들, 및/또는 소스 및/또는 로드와 같은 주변 엘리먼트들의 내부적 특성들에 의존할 수 있는 다른 요소들은 사이클 시간을 제한할 수 있다 (예를 들어, 스위칭 프리퀀시에 대한 하한을 강요).
도 3을 참조하면, 동작의 제 1 모드에서 로드 (320) 는 출력 전류 IO 를 가지는 정전류원 (constant current source, 312) 을 포함하도록 고려될 수 있다. 특정 구현에서, 로드 (320) 는 또한 출력 커패시터를 포함할 수 있고, 이는 하기의 분석을 위해 로드 (320) 를 지나는 전류가 실질적으로 일정한 것으로 고려될 수 있도록 충분히 작은 것으로 고려될 수 있다. 도 2a 내지 2b를 참조하여 앞서 소개한 바와 같이, 전하 펌프 (100) 의 동작의 상태들을 전환하는 동안의 전하 펌프 (100) 내의 캐패시터들 사이의 전하 이동은 따라서 동작의 단열 모드에서 실질적으로 일정하다.
계속해서 도 3을 참조하면, 보상 회로 (340) 는 전하 펌프 (100) 및 로드 (320) 사이에 도입된다. 스위치 (344) 는 보상 커패시터 (342) 를 전하 펌프 (100) 의 출력에 선택적으로 도입하도록 제어 가능하다.
입력 전압 소스 (392) 의 전압, 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시 및 출력 전류 IO (또는 다소간 동등한 전하 펌프 (100) 의 입력 또는 출력 전류) 를 포함하는 다양한 요인들이 도 3 에 도시된 전력 변환의 효율성에 영향을 미칠 수 있다. 효율성은 보상 커패시터 (342) 가 스위치 (344) 를 통한 출력 경로에 커플링 되어있는지 아닌지 여부에 또한 의존한다. 일반적인 접근으로서, 제어기 (350) 는 효율성에 영향을 미치는 하나 이상의 요인들을 특징짓는 입력을 받아들이고, 보상 커패시터를 도입하여 도입하지 않는 것에 비해 효율성이 향상될 것으로 예측되는지 여부에 따라 스위치 (344) 의 상태를 설정하는 제어 신호를 출력한다. 제어기 (350) 에 의해 구현되는 로직의 추가적인 논의는 본 명세서에서 추후 제공된다.
도 4를 참조하면, 다른 실시예에서 전하 펌프 (100) 의 구성은 보상 회로 (340) 를 통해 전하 펌프 (100) 의 저 전압 단자에 커플링된 조절기 (320) 및 전하 펌프 (100) 의 고 전압 단자에 커플링된 전압 소스 (392) 를 가진다. 도 4에 도시된 조절기 (320) (이하, 대체로 "컨버터"로서 교대로 지칭됨) 는 스위치들 (322, 324), 인덕터 (326) 및 출력 커패시터 (328) 로 이루어진 벅 컨버터 (Buck converter) 이다. 스위치들은 상태의 전환에서 개방 및 폐쇄 (즉, 고 임피던스 및 저 임피던스를 각각 나타냄) 되어, 스위치 (324) 가 폐쇄되어 있을 때 스위치 (322) 는 개방되고, 스위치 (324) 가 개방되어 있을 때 스위치 (322) 는 폐쇄된다. 이러한 스위치들은 조절기 (320) 내의 스위치 (322) 가 폐쇄된 시간의 비율 (fraction) 로서 정의되는 듀티 사이클 (duty cycle) 을 가지고, 전하 펌프 (100) 내의 스위치들보다 낮거나, 높거나, 동일한 프리퀀시에서 동작한다. 바람직한 실시예는 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시가 조절기 (320) 보다 낮은 경우이다. 그러나, 전하 펌프 (100) 가 조절기 (320) 보다 높은 프리퀀시에 있는 케이스에서도 전하 펌프 (100) 는 조절기 (320) 가 오프 (off) 일 때 디스에이블되고 (낮은 듀티 사이클), 전하 펌프 (100) 는 조절기 (320) 가 온 (on) 일 때 인에이블된다.
일반적으로, 조절기 (320) 는 그것의 가장 높은 듀티 사이클에서 동작할 경우에 그것의 가장 높은 전력 효율로 동작한다. 예를 들어, 조절기의 제어기 (미도시) 는 희망 출력 전압 VO 를 달성하기 위해 통상적인 방법으로 듀티 사이클을 조정한다. 스위치 (322) 가 폐쇄된 조절기 (320) 의 사이클들 동안에, 전하 펌프 (100) 로부터 조절기 (320) 까지 흐르는 전류는 실질적으로 일정하고, 인덕터 (326) 를 지나는 전류와 동일하다. 조절기 (320) 의 스위칭 프리퀀시가 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시보다 실질적으로 높은 경우를 가정해보면, 전하 펌프 (100) 는 듀티 사이클과 인덕터 전류의 곱과 동일한 평균 전류를 가지는 펄스 전류 소스에 의해 구동되는 것으로 고려될 수 있다.
앞서 소개한 바와 같이, 조절기 (320) 가 펄스 전류를 약하게 하는 상황에 주목해보면, 특정한 평균 전류에 대해, 전류의 듀티 사이클이 감소함에 따라 저항성 에너지 손실은 일반적으로 증가하고, 듀티 사이클에 대략 반비례한다. 낮은 듀티 사이클들의 범위가 있고, 그에 따라 평균 전류에 관하여 높은 피크 전류가 있으며, 여기서 펄스 전류를 수반한 저항성 손실들은, 예를 들어 큰 출력 커패시터에 걸친, 상대적으로 일정한 출력 전압을 구동하는 전하 펌프 (100) 에 따른 동일한 평균 전류에 대한 손실들을 초과한다. 그러므로, 낮은 듀티 사이클의 선택된 범위에 대해, 제어기 (350) 는 스위치 (344) 를 폐쇄하고 전하 펌프 (100) 의 출력에 상대적으로 큰 보상 커패시터 (342) 를 도입한다. 그 결과 전하 펌프 (100) 는 실질적으로 일정한 전압을 나타내게 되고, 그에 따라 실질적으로 "비 단열 (non-adiabatic)" 모드에서 동작한다. 그러므로, 듀티 사이클은 출력 전압에 대략 비례하기 때문에, 제어기 (350) 는 출력 전압에 효율적으로 반응한다. 그에 따라, 고 출력 전압의 단열 모드 및 저 출력 전압의 비 단열 모드에서 전하 펌프 (100) 를 동작하고, 전체 전력 변환의 최적의 효율을 유지하기 위한 임계 듀티 사이클에서 단열 및 비 단열 모드 간의 스위치들을 동작한다.
도 4 및 도 5 에 도시된 바와 같은 구성들 내의 제어기 (350) 에서 구현되는 제어 로직의 예시들은 하기와 같은 관점에 따른다.
일반적으로, 전하 펌프는 두 개의 특유한 동작 조건들 중 하나, 또는 그들의 중간 영역에서 동작할 수 있다. 저속 스위칭 한계 (slow switching limit, SSL) 정책에서, 전하 펌프 내의 커패시터 전류는 그들의 최종 값을 결정하기 위한 시간을 가지며, 커패시터 전압은 전하 펌프 동작의 사이클의 시작에서 종료에 이르기까지, 규모에 있어서 상당한 변화를 경험한다. 고속 스위칭 한계 (fast switching limit, FSL) 정책에서, 예를 들어 높은 커패시턴스, 높은 스위칭 프리퀀시 및 높은 스위치 저항 중 하나 이상의 결합에 기인하여, 전하 펌프 동작의 사이클 동안 커패시터는 평형에 도달하지 않는다.
도 4 의 회로에서, 전하 펌프 (100) 의 출력의 커패시턴스에 관련된 다른 요인은 보상 커패시턴스 (342) 를 출력에 부가하기 위해 스위치 (344) 를 폐쇄하는 것에 의해 증가될 수 있다. 작은 출력의 커패시턴스에 대해, 전하 펌프 (100) 의 출력 전류는 조절기 (320) 의 펄스 전류 특성에 의해 효율적으로 설정된다. 상기 개시된 바와 같이, 특정한 평균 전류에 대해서 펄스 전류 케이스에서의 저항성 전력 손실들은 듀티 사이클에 대략 반비례한다.
큰 출력의 커패시턴스에 대해, 전하 펌프 (100) 의 출력 전류의 RMS 는 조절기 (320) 및 보상 커패시터 (342) 를 가지는 전하 펌프 (100) 의 내부 커패시터들의 평형에 의해 효율적으로 결정된다. 특정한 평균 전류에 대해서, 이러한 저항성 전력 손실은 전하 펌프 (100) 내의 내부 커패시터들에 걸친 피크 대 피크 (peak-to-peak) 전압의 제곱에 대략 반비례한다.
FSL/SSL 및 동작의 일정/펄스 IO 모드의 네 가지 조합이 가능하다. 특정 실시예에서, 이러한 네 가지 모드들의 각각은 도 3 및 도 4 에 도시된 바와 같이 보상 커패시터 (342) 의 부가에 기초하여 상이한 방법들로 영향을 받는다.
제 1 케이스 : FSL 모드에서, 도 3 과 같은 일정 출력 전류 IO 와 함께, 보상 커패시터 (342) 의 도입은 효율성의 전환에 실질적으로 영향을 미치지 않는다.
제 2 케이스 : FSL 모드에서, 도 4 와 같은 펄스 출력 전류와 함께, 보상 커패시터 (342) 가 도입된 경우 효율성은 증가하고, 그에 따라 전하 펌프 (100) 에 의해 보여지는 RMS 전류는 감소한다.
제 3 케이스 : SSL 모드에서, 도 3 과 같은 일정 출력 전류 IO 와 함께, 효율성은 일반적으로 보상 커패시터 (342) 의 도입 없이 증가하고, 그에 따라 단열 동작이 나타난다.
제 4 케이스 : SSL 모드에서, 도 4 와 같은 펄스 로드 전류와 함께, 효율성은 평균 출력 전류와 듀티 사이클 간의 관계 및 전하 펌프 (100) 가 SSL/FSL 경계에서 얼마나 이격되어 동작하는지 여부에 의존한다. 예를 들어, 낮은 듀티 사이클에서, 효율성은 일반적으로 보상 커패시터 (342) 의 도입에 따라 증가하고, 그에 따라 비 단열 동작이 나타난다. 반면에, 높은 듀티 사이클에서, 효율성은 일반적으로 보상 커패시터 (342) 의 도입 없이 증가하고, 그에 따라 단열 동작이 나타난다. 더 나아가, 전하 펌프 (100) 가 SSL 모드로 동작하는 경우, SSL/FSL 경계로부터 더 멀어질수록, 효율성의 경향이 뒤바뀌는 듀티 사이클은 낮아진다.
전하 펌프 커패시터들, 스위치 저항들 및 프리퀀시의 상대적인 값에 의존하여, FSL 및 SSL 사이의 정책에서 전하 펌프가 동작하는 것이 가능하다. 이러한 케이스에서, 변환의 전체 효율성에 따라 보상 커패시터가 도입되는 제 2 케이스 및 제 4 케이스 사이의 효율적인 전이 포인트가 존재한다. 상기 개시된 바와 같이, 제 4 케이스에서 보상 커패시터의 도입이 효율성을 향상시킬지 여부를 결정하기 위해서는 평균 충전 전류 및 그 듀티 사이클에 대한 인지가 필요하다.
특정 구현들에서, 제어기 (350) 는 전력 변환이 동작하는 모드를 직접 제공하는 신호들 또는 데이터에 접근하지 않는다. 하나의 접근은, 제어기가 전하 펌프의 입력 전류를 나타내는 센서 신호를 수신하고, 그 센서 신호로부터 동작 모드를 추론하는 것이다.
하나의 예시로서, 스위치가 폐쇄된 경우 전압은 전류와 스위치 저항의 곱이기 때문에, 컨버터의 고 전압 단자의 스위치 (예를 들어, 도 1 의 소스 (109) 및 커패시터
Figure pct00014
사이의 스위치) 에 걸친 전압으로서 결정된 센서 신호가 전류를 나타내기 위해 사용될 수 있다.
도 5 에 도시된 대안적인 회로는 입력 전류 IIN 의 스케일링된 버전을 제공한다. 폐쇄된 저항 R 을 가지는 입력 스위치 (510) 은, 예를 들어 CMOS 스위치로서 제조되고 k 는 스위치의 기하학적 구조에 의존하는, 폐쇄된 저항 kR 을 가지는 제 2 스위치와 병렬로 놓여진다. 스위치들이 폐쇄된 경우에 차동 증폭기 (530) 은 두 개의 스위치들에 걸친 전압 강하가 동일하도록 트랜지스터 (540) 의 게이트 전압을 제어하고, 그에 따라 스케일링된 입력 전류 IIN/k 가 산출되고, 이는 제어기를 위한 센서 입력 신호를 형성하기 위해 사용될 수 있다.
센싱된 입력 전류는 예를 들어, 전술한 바와 같은 제 2 케이스 및 제 4 케이스 사이의 전이에 따라 보상 커패시터가 스위칭되어야 하는지 여부를 결정하기 위해 사용될 수 있다.
전하 펌프 (100) 의 동작 모드를 결정하는 하나의 가능한 방법은, 입력 전류 IIN 의 2 이상의 측정들과, 연이은 샘플들의 값들 사이의 차이가 SSL 모드에 대해 실질적으로 0 임, 또는 FSL 모드에 대해 미리 정의된 임계값을 넘어섬을 규명하는 것으로 이루어진다.
또 다른 방법은 전하 펌프 (100) 내의 커패시터의 전압의 차이를 측정하는 것이다. 입력 전류 IIN 이 알려지면, 제어기 (350) 는 전체 사이클에 걸친 커패시터 상의 전압 리플 (ripple) 에 기초하여 동작 모드를 추론할 수 있다. 예를 들면 커패시터들은 미리 정의되지 않은 별개의 커패시터들이기 때문에, 제어기 (350) 는 전하 펌프 (100) 내에서 사용된 커패시터들의 특정한 크기를 반드시 알고 있지는 않음을 주의한다. 그러나, 전류, 전압 리플 및 프리퀀시의 인지로부터 커패시터 값들이 추론될 수 있으며, 그에 따라 제어기 (350) 가 전하 펌프 (100) 가 FSL 또는 SSL 모드에서 동작하고 있는지 여부를 결정하게 할 수 있다. 이어서 제어기 (350) 는 보상 커패시터 (342) 를 선택적으로 도입하기 위해 스위치 (344) 를 제어함으로써 단열 또는 비 단열 충전을 선택할 수 있다.
다른 제어기 로직이 다른 구현들을 구현들에서 사용된다. 예를 들어, 대안은 제어기로 하여금 하기에 주어지는 바에 따라 효율성을 측정하도록 하는 것이다.
Figure pct00015
여기서,
Figure pct00016
은 효율성, VO 는 측정된 컨버터 출력 전압, VIN 은 측정된 컨버터 입력 전압, 그리고 N 은 전하 펌프 변환 비율이다.
제어기는 완전한 전하 펌프 사이클에 대해 출력 전압 VO 의 평균 값을 비교하는 것에 의해 단열 대 비 단열 충전을 선택하는 것의 컨버터 효율에 대한 영향을 직접 측정한다.
다른 제어기 로직은 상술한 접근들의 조합을 이용한다. 예를 들어, 제어기는 전하 펌프 동작 모드의 평가와 전하 펌프 동작 모드의 변화에 따른 효율성 증가의 평가를 확인한다.
고정된 프리퀀시에서 전하 펌프 (100) 를 동작하기 위한 전통적인 방법은 스위칭이 로드 요구 조건에 독립적으로 발생한다 (즉, 도 1 의 스위치들은 고정된 시간 구간에서 동작한다). 도 6 을 참조하면, 전하 펌프 (100) 의 스위칭의 하나의 사이클 동안에, 전류 I1 은 커패시터
Figure pct00017
으로부터 방출되고 전류 IP 는 전하 펌프 (100) 내의 다른 커패시터들로부터 방출된다. 특정한 중간 전류 IX 에 대해, 사이클 시간 T 가 길어질수록, 커패시터
Figure pct00018
에 의해 제공되는 전압의 강하는 더 커진다. 그 결과는, 전하 펌프 (100) 및 그 단자들 내의 다양한 포인트들과 다양한 포인트들의 사이에서, 특정한 로드에 대한 스위칭 프리퀀시는 전압 과도출력 (excursion), 또는 특정 케이스에서는 전류 과도출력 (즉, 편차, 변동) 의 정도를 결정하기 때문에, 스위칭 프리퀀시는 일반적으로 최대 중간 전류 IX 를 제한한다는 것이다. 전하 펌프 (100) 또는 전하 펌프 (100) 의 로드 및/또는 소스의 특성들의 특정한 설계에 있어서, 과도출력에 대한 동작 한계가 존재한다.
도 7a 내지 7c 를 참조하면, 전하 펌프 (100) 의 중간 전압 VX 는 다양한 전류 및 시간의 예시들에서 도시된다. 도 7a 를 참조하면, 특정한 중간 전류 IX 에 있어서, 중간 전압 VX 는 일반적으로 톱니 패턴을 따르고, 각 상태의 시작에서 급격히 증가하며, 일반적으로 일정한 비율로 강하한다. 따라서, 전압 강하의 비율은 출력 전류 IO 에 의존한다. 특정한 출력 전류 IO 및 스위칭 시간에 있어서, 도 7a 에 도시된 바와 같이 총 전압 강하
Figure pct00019
가 발생하고, 출력 전압 VO 에 대한 마진 (margin) 이 유지된다 (도 7a 내지 도 7b 에 도시된 그래프들은 특정한 특성들을 반드시 도시하지는 않으며, 상태 전이 시간에서의 특정한 전이들을 포함하고, 조절기 (320) 의 높은 프리퀀시 스위칭과 관련됨을 주의한다; 그러나 이러한 근사 (approximation) 들은 하기의 논의를 위해서 충분하다).
도 7b 를 참조하면, 도 4 의 회로 내의 출력 전류 IO 는 예를 들어 대략 두 가지 요인, 중간 전압 VX 의 리플의 증가 및 최소 중간 전압 VMIN 의 감소에 의해 증가하고, 따라서 일정한 출력 전압 VO 에 대해서 조절기 (320) 내의 (즉, 인덕터 (316) 에 걸친) 마진은 감소한다. 그러나, 전압 마진이 임계치 (O 보다 큼) 아래로 감소하면 조절기 (320) 의 동작은 지연된다.
도 7c 를 참조하면, 조절기 (320) 에 충분한 전압 마진을 제공하기 위해 스위칭 프리퀀시는 예를 들어 도 7a 에 도시된 마진을 회복할 때까지 증가될 수 있다 (그리고 사이클 시간은 감소될 수 있다). 일반적으로, 이러한 예시에서 스위칭 프리퀀시를 두 배로 하는 것은 출력 전류 IO 를 두 배로 하는 것을 보상한다. 그러나 보다 일반적으로, 출력 전류 IO 또는 다른 센싱된 신호들과 스위칭 프리퀀시 간의 이러한 직접적인 관계는 필수적인 것은 아니다.
일반적으로, 다수의 실시예들은 전하 펌프 (100) 및 선택적으로는 전하 펌프 (100) 의 단자들에 커플링된 저-전압 및/또는 고-전압 주변 장치들 내에서의 측정들에 기초하여 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시를 조정하거나 구체적인 스위칭 시간 시점을 결정한다.
도 4 에 도시된 피드백 배치에서, 제어기 (350) 는 스위칭 프리퀀시를 (예를 들어, 폐쇄 루프 또는 개방 루프 배치에서) 조정한다. 고정된 스위칭 프리퀀시를 가지는 최대 정격 전류에 이르는 임의의 전류에 대해서, 전하 펌프 (100) 는 일반적으로 그 최대 정격 전류에 의해 결정되는 특정한 최소 프리퀀시보다 낮은 스위칭 프리퀀시 (즉, 더 큰 스위칭 시간) 에서 동작한다. 그러므로, 전류가 최대값 아래일 경우, 용량성 손실들은 최대 정격 전류에 의해 결정되는 최소 스위칭 프리퀀시에서의 전하 펌프 (100) 의 동작과 비교하여 감소할 수 있다.
이러한 피드백 동작을 구현하기 위한 첫 번째 접근은 중간 전압 VX 를 모니터링하고 VMIN 이 고정된 최소 임계값을 상회하게끔 유지하기 위해 전하 펌프의 동작을 조정하는 것이다. 전하 펌프 (100) 의 동작을 조정하기 위한 하나의 방안은, 피드백 구성 내의 전하 펌프 (100) 의 스위칭을 위한 프리퀀시를 조정하여, 최소 중간 전압 VMIN 이 임계값에 접근함에 따라 스위칭 프리퀀시가 증가하고, 그것이 임계값을 상회하여 상승함에 따라 스위칭 프리퀀시가 감소하도록 하는 것이다. 고정된 최소 임계 전압을 설정하기 위한 하나의 방안은, 조절기 (320) 의 최대 (예를 들어, 정격) 출력 전압 VO 에 따라, 그 전압을 상회하는 최소 희망 마진을 더하는 것이다. 전술한 바와 같이, 최소 마진 (0 보다 큼) 은 인덕터 (326) 를 합리적인 비율로 충전 (즉, 그 전류를 증가시키고 에너지를 저장) 하기 위해 충분한 전압 차분 (VX - VO) 을 허용할 것이 요구된다.
두 번째 접근은 조절기 (320) 의 희망 출력 전압 VO 에 적응한다. 예를 들어, 조절기 (320) 는 3.3 볼트로 정해진 최대 출력 전압 VO 를 가질 수 있다. 0.7 볼트의 희망 최소 마진에서, 전하 펌프 (100) 의 스위칭은 중간 전압 VX 가 4.0 볼트를 상회하게끔 유지하도록 제어될 수 있다. 그러나, 컨버터가 실제 1.2 볼트의 출력 전압을 가지고 동작된다면, 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시는 중간 전압 VX 가 1.9 볼트와 같이 낮게 하강하는 포인트까지 감소될 수 있고, 여전히 0.7 볼트의 희망 마진을 유지할 수 있다.
두 번째 접근의 변형에서, 실제 출력 전압 VO 를 모니터링하는 대신 스위치들 (312, 314) 간의 전압의 평균이 출력 전압 VO 의 추정으로서 사용될 수 있다.
다른 변형에서, 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시는 중간 전압 VX 가 임계 값 아래를 유지하도록 조정될 수 있다. 예를 들어, 임계값은 중간 전압 VX 의 평균보다 구체적인 퍼센트 아래 또는 위로 (예를 들어, 10 %) 중간 전압 VX 를 하강 또는 상승시키도록 설정될 수 있다. 이러한 임계값은 중간 전압 VX 를 트래킹할 수 있다. 유사하게, 절대적인 리플 전압 (예를 들어, 100 mV) 에 상대적인 리플이 스위칭 프리퀀시를 결정하기 위해 사용될 수 있다.
출력 전압 VO 상의 전압 리플은 중간 전압 VX 상의 전압 리플에 의존 (반드시 선형적이지는 않음) 하고, 특정 실시예에서 출력 전압 VO 상의 리플을 희망 값으로 감소시키기 위해 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시는 감소한다는 점을 주의한다.
다른 실시예들은 예를 들어 커패시터
Figure pct00020
내지
Figure pct00021
의 임의의 커패시터에 걸친 리플 (즉, 절대적인 또는 최대값 또는 평균에 상대적인) 리플을 측정하는 것과 같이, 전하 펌프 (100) 내의 내부 전압의 변화를 측정한다. 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시를 제어함에 있어서 중간 전압 VX 상의 리플을 이용하는 대신에 이러한 리플 값들이 사용될 수 있다. 예를 들어, 스위치들 또는 다른 회로 엘리먼트들 (예를 들어, 트랜지스터 스위치들) 에 걸친 전압들과 같은 다른 내부 전압 및/또는 전류가 사용될 수 있고, 회로 엘리먼트들에 걸친 정격 전압들을 초과하지 않도록 스위칭 프리퀀시가 조정될 수 있다.
전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시를 조정하는, 제어기 (350) 의 제어 입력으로서 제공되는 조절기 (320) 의 희망 및/또는 실제 출력 전압들 또는 전류들에 더해, 다른 제어 입력들 역시 사용될 수 있다. 그러한 하나의 대안은 조절기 (320) 의 듀티 사이클을 측정하는 것이다. 중간 전압 VX 의 변화는 벅 컨버터의 인덕터 (326) 내의 전류의 변화에 영향을 미친다는 것에 유의한다. 예를 들어, 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시의 감소와 함께 중간 전압 VX 의 평균은 일반적으로 하향으로 감소한다. 평균 출력 전압 VO 의 감소와 함께, 조절기 (320) 의 듀티 사이클은 일반적으로 희망 출력 전압 VO 를 유지하기 위해 증가한다. 듀티 사이클의 증가는 일반적으로 벅 컨버터의 효율성을 증가시킨다. 따라서, 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시의 감소는 조절기 (320) 의 효율성을 증가시킬 수 있다.
스위칭 프리퀀시를 제어하기 위해 사용된 다양한 신호들이 상술한 바와 같이 개별적으로 개시될 수 있을지라도, 스위칭 프리퀀시는 복수의 신호들의 결합 (예를 들어, 최대 및 최소 함수를 가지는 비선형 결합 (nonlinear combination), 선형 결합 (linear combination) 등) 에 따라 제어될 수 있다. 특정 실시예들에서, 전하 펌프의 효율성의 근사 (approximation) 가 최적화된다.
상기의 논의는 상대적으로 느리게 스케일링된 피드백 배치에서의 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시를 조정하기 위한 제어기 (350) 의 사용에 중점을 둔다. 제어기 (350) 로의 입력으로서 상기 개시된 다양한 신호들은 사이클들 사이의 전하 펌프 (100) 스위치들이 측정에 따라 결정되는 시간의 비동기 (asynchronous) 동작 모드 상에서 사용될 수 있다. 일 예시로서, 도 6 에 도시된 제 1 상태 동안에, 중간 전압 VX 는 하강하고, VX - VO 가 임계 값 (예를 들어, 0.7 볼트) 에 도달할 경우에 전하 펌프 (100) 내의 스위치들은 제 1 상태로부터 제 2 상태로 스위칭 된다. 제 2 상태로의 전이에 따라, 중간 전압 VX 는 상승하고 이어서 다시 하강하기 시작하며, VX - VO 가 다시 임계 값에 도달할 경우에 전하 펌프 (100) 내의 스위치들은 제 2 상태로부터 다시 제 1 상태로 함께 스위칭 된다.
특정 실시예들에서, 전하 펌프 (100) 에 대한 평균 스위칭 프리퀀시의 제한 또는 제어 뿐만 아니라 비동기 스위칭의 결합이 사용된다.
유감스럽게도, 중간 전류 IX 가 감소함에 따라 전하 펌프 (100) 의 스위칭 프리퀀시 역시 감소한다. 프리퀀시가 인간 청각의 가청 한계인 20 kHZ 아래로 강하할 수 있기 때문에, 낮은 전류들에서 이는 문제가 될 수 있다. 그러므로, 특정 한계 아래로 프리퀀시가 강하하면 스위치 (344) 는 폐쇄되고 보상 커패시터 (342) 를 도입한다. 이는 컨버터로 하여금 프리퀀시를 낮은 경계 (예를 들어, 20 kHZ) 로 고정되도록 하는 비-단열 동작을 행하도록 한다. 그 결과, 보상 커패시터 (342) 는 듀티 사이클이 낮거나 출력 전류 IO 가 낮은 경우 모두에 도입된다.
상기의 실시예들은 전하 펌프의 출력에 특정의 고정된 커패시턴스의 보상 커패시터를 선택적으로 스위칭하는 것을 허가하는 보상 회로에 집중하고 있음을 주의한다. 더욱 일반적으로, 보상 회로들의 광범위한 변형이 제어될 수 있다. 일 실시예는 예를 들어 2 개의 커패시턴스들의 전력과 같이 스위칭된 커패시터 뱅크 (bank) 로서 구현될 수 있는 가변 커패시터이다. 커패시턴스의 최적의 선택은 일반적으로, 예를 들어 피드백 배치에서 커패시턴스를 조정하는 메카니즘에 기초하는, 또는 이전의 시뮬레이션 또는 측정에 기초하는 희망 커패시턴스의 결정과 함께, 동작 조건들 (예를 들어, 평균 전류, 펄스 전력 듀티 사이클 등) 및/또는 회로 구성들 (예를 들어, 조절기들, 소스들, 로드, 펌프 커패시터들의 타입) 의 결합에 의존한다. 또한, 예를 들어 출력 경로, 엘리먼트들 (예를 들어, 커패시터들, 인덕터들) 의 네트워크에 대한 인덕턴스의 도입과 같은, 보상 회로들의 다른 형태가 있다.
본 명세서는 전하 펌프의 구체적인 실시예에 주목하고 있음을 주의한다. 부가적인 단계들 또는 병렬 페이즈를 가지는 딕슨 펌프 및 전하 펌프들의 다른 구성들 (예를 들어, 직-병렬) 을 포함하는 전하 펌프들의 많은 다른 구성들이 동일한 접근에 따라 제어될 수 있다. 또한, 높은 및/또는 낮은 전압 단자들에서의 주변 장치들은 반드시 조절기들은 아니고, 또는 실질적으로 일정한 전류를 반드시 유지하는 것은 아니다. 더 나아가, 개시된 접근들은 높은 전압 공급이 낮은 전압 로드로 에너지를 공급하거나, 또는 낮은 전압 공급이 높은 전압 로드로 에너지를 공급하는 구성들, 또는, 전하 펌프의 높고 낮은 전압 단자 사이의 양쪽 방향에서 에너지가 흐를 수 있는 양방향 구성들에 적용 가능하다. 스위칭 엘리먼트들은 전계 효과 트랜지스터들 (Field Effect Transistor, FET) 또는 다이오드들을 포함하는 다양한 방식으로 구현될 수 있고, 캐패시터들은 스위치 엘리먼트를 가지는 모놀리식 (monolithic) 디바이스에 병합 및/또는 이산된 컴포넌트들을 사용하여 외부에 존재할 수 있다고 이해되어야 할 것이다. 유사하게, 조절기 회로의 적어도 일부는 집적된 디바이스 내의 일부 또는 모든 전하 펌프와 함께 집적된 특정 실시예들에 포함될 수 있다.
상기 개시된 접근들의 구현들은 이산된/오프-칩(off-chip) 커패시터들 또는 집적된 커패시터들을 수반하는 전하 펌프의 스위칭 트랜지스터들을 포함하는 집적 회로에 집적될 수 있다. 다른 구현들에서, 전하 펌프 및/또는 보상 회로의 스위칭 프리퀀시를 결정하는 제어기는 전하 펌프와 상이한 디바이스 내에서 구현될 수 있다. 제어기는 응용 특정 회로 (application specific circuitry), 프로그래머블 프로세서/제어기, 또는 양쪽 모두를 사용할 수 있다. 프로그래머블 케이스에서, 구현은 상기 개시된 제어 절차들을 구현하기 위한 명령어들을 포함하는 유형의 머신 판독 가능 매체 (예를 들어, ROM 등) 에 저장된 소프트웨어를 포함할 수 있다.
앞서 명세서에서 서술된 내용은 단지 설명을 위한 것일 뿐, 첨부된 청구항들의 범위에 의해 정의되는 발명의 범위를 제한하고자 하는 것은 아니라고 이해되어야 할 것이다. 다른 실시예들은 하기의 청구항들의 범위 내라고 할 것이다.

Claims (16)

  1. 고 전압 단자 및 저 전압 단자를 포함하는 단자들 간의 전압 변환을 제공하도록 구성된 스위칭된 커패시터 전하 펌프;
    상기 전하 펌프에 의해 로드 (load) 를 구동하기 위해 상기 전하 펌프의 제 1 단자에 커플링된 보상 회로로서, 상기 전하 펌프의 제 1 단자에 설정 가능하도록 커플링될 수 있는 커패시턴스를 제공하는, 상기 보상 회로; 및
    상기 전하 펌프 및 상기 보상 회로에 커플링되고, 상기 보상 회로를 설정하기 위한 출력 및 상기 전하 펌프의 동작 및/또는 상기 전하 펌프에 커플링된 주변 회로들의 동작을 특징짓는 센서 신호들을 받아들이기 위한 하나 이상의 센서 입력들을 포함하는, 제어기를 포함하고,
    상기 제어기는 상기 전하 펌프에 커플링된 전력 소스 및 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프에 커플링된 상기 로드 사이의 전력 변환의 효율성에 영향을 미치기 위한 센서 신호들에 따라 상기 보상 회로를 설정하도록 구성된, 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 전력 변환의 효율성을 최적화하기 위해 선택된 커패시턴스를 상기 제 1 단자에 커플링하도록 구성된, 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 센서 신호들은 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프로, 또는 상기 전하 펌프로부터 흐르는 전류의 시간 변화를 특징짓는 센서 신호를 포함하는, 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 센서 신호는 상기 전하 펌프로, 또는 상기 전하 펌프로부터 흐르는 펄스 전류의 듀티 사이클 (duty cycle) 을 특징짓는, 장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프로, 또는 상기 전하 펌프로부터 흐르는 전류는 상기 보상 회로와 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프와 커플링된 주변 장치 사이를 흐르는 전류를 포함하는, 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 센서 신호들은 상기 전하 펌프의 단자들 중 적어도 하나 및 상기 전하 펌프에 커플링된 상기 주변 회로에서의 전압을 특징짓는 센서 신호를 포함하는, 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 센서 신호들은 상기 전하 펌프의 스위칭 프리퀀시를 특징짓는 센서 신호를 포함하는, 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 센서 신호들로부터 동작 모드를 결정하고, 결정된 모드에 따라 상기 보상 회로의 설정을 결정하도록 구성된, 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제어기는 적어도 상기 전하 펌프 및 펄스 전류 로드의 고속 스위칭 한계 (fast switching limit) 동작을 가지는 모드를 식별하고, 상기 모드에서 상기 제 1 단자에 커플링된 커패시턴스를 증가시키도록 구성된, 장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 제어기는 적어도 임계 듀티 사이클보다 낮은 듀티 사이클을 수반하는 펄스 전류 로드 및 상기 전하 펌프의 저속 스위칭 한계 (slow switching limit) 동작을 가지는 모드를 식별하고, 상기 모드에서 상기 제 1 단자에 커플링된 커패시턴스를 증가시키도록 구성된, 장치.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 보상 회로에 커플링된, 조절기를 포함하는 주변 회로를 더 포함하고,
    상기 조절기는 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프로 전류 기반 로드를 제공하고,
    상기 제어기는 상기 전하 펌프에 의해 수행되는 전력 변환의 효율성에 따라 상기 보상 회로의 설정을 결정하도록 구성된, 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 조절기는 벅 (Buck) 컨버터를 포함하는, 장치.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 전하 펌프는 직병렬 (Series-Parallel) 전하 펌프를 포함하는, 장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 전하 펌프는 딕슨 (Dickson) 전하 펌프를 포함하는, 장치.
  15. 전하 펌프의 단자에 커플링된 보상 회로를 이용하여 로드에 커플링된 상기 전하 펌프를 이용하여 전력을 조절하기 위한 방법으로서,
    상기 보상 회로에 의해 상기 전하 펌프의 제 1 단자에 제공되는 커패시턴스를 설정하는 단계; 및
    상기 전하 펌프에 커플링된 전력 소스와 상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프에 커플링된 로드 사이의 전력 변환의 효율성에 영향을 미치기 위한 센서 신호들에 따라 상기 커패시턴스를 선택하는 단계를 포함하는, 전력을 조절하기 위한 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 보상 회로를 통해 상기 전하 펌프로, 또는 상기 전하 펌프로부터 흐르는 전류의 시간 변화, 상기 보상 회로와 주변 회로 사이를 흐르는 전류의 듀티 사이클 (duty cycle), 상기 전하 펌프의 상기 제 1 단자에서의 전압 및 상기 전하 펌프에 커플링된 상기 주변 회로에서의 전압으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 센서 신호를 획득하는 것을 포함하는, 센서 신호들을 획득하는 단계를 더 포함하는, 전력을 조절하기 위한 방법.
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