KR20150028282A - 모듈러 컨버터 제어 - Google Patents

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리아르 발지트 싱
토비아스 가이어
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Abstract

복수의 컨버터 모듈들 (12) 을 갖는 모듈러 컨버터 (10) 를 제어하는 방법은, 실제 컨버터 스위칭 상태에 기초하여 컨버터 (10) 의 가능한 미래의 스위칭 시퀀스들을 선택하는 단계로서, 스위칭 시퀀스가 적어도 하나의 컨버터 스위칭 상태를 갖는 일련의 컨버터 스위칭 상태들이고 컨버터 스위칭 상태는 컨버터 모듈들의 스위칭 상태들을 포함하는, 가능한 미래의 스위칭 시퀀스들을 선택하는 단계; 실제 내부 전류들에 그리고 실제 내부 전압들에 기초하여 각각의 스위칭 시퀀스에 대한 미래의 전류 궤적을 예측하는 단계; 스위칭 시퀀스들로부터 후보 시퀀스들을 결정하는 단계로서, 후보 시퀀스는 전류 궤적을 갖는 스위칭 시퀀스이며 이 스위칭 시퀀스는 기준 전류에 관한 미리 정의된 경계들을 준수하거나 또는, 미리 정의된 경계가 위반되는 경우, 전류 궤적을 미리 정의된 경계에 더 가깝게 이동시키는, 후보 시퀀스들을 결정하는 단계; 실제 모듈 전압들과 개별 후보 시퀀스의 전류 궤적에 기초하여 각각의 후보 시퀀스에 대한 미래의 모듈 전압들을 예측하는 단계; 각각의 후보 시퀀스에 대한 비용 함수를 평가하는 단계로서, 비용 함수는 스위칭 시퀀스의 컨버터 스위칭 상태들, 미래의 모듈 전압들 및/ 또는 미래의 전류들에 기초하는, 비용 함수를 평가하는 단계; 및 최소 비용을 갖는 후보 시퀀스의 제 1 컨버터 스위칭 상태로서 다음의 컨버터 스위칭 상태를 선택하는 단계를 포함한다.

Description

모듈러 컨버터 제어{CONTROLLING A MODULAR CONVERTER}
본 발명은 모듈러 컨버터를 제어하는 방법, 모듈러 컨버터를 제어하는 제어기 및 모듈러 컨버터에 관한 것이다.
전기 컨버터들은, 특히 중간 및 고 전압 영역에서, 제 1 주파수 및 제 1 전압을 갖는 제 1 전류를 제 2 주파수 및 제 2 전압을 갖는 제 2 전류로 변환하는데 사용된다. AC 대 AC, AC 대 DC, DC 대 AC 그리고 DC 대 DC로 변환하는 것과 같은 많은 유형들의 컨버터들이 알려져 있다.
통상적으로, 컨버터들은 전류들을 내부적으로 스위칭하여 원하는 출력 전류를 생성하는 고 전력 반도체 (high power semiconductor) 들을 포함한다. 모듈러 컨버터들에서, 이들 전력 반도체들은 컨버터 모듈들 사이에 분배되는데, 컨버터 모듈은 반도체들을 위한 제어기 또는 에너지를 컨버터 모듈에 저장하기 위한 커패시터와 같은 추가의 컴포넌트들을 더 포함할 수도 있다.
예를 들어, M2LC 토폴로지는 중간 및 고 전압 애플리케이션들 양자 모두에서 대중적이 되고 있다. M2LC 컨버터 또는 모듈러 멀티-레벨 컨버터는 멀티-레벨 출력 전압을 생성하기 위해 직렬로 접속된 컨버터 모듈들을 갖는 컨버터 암 (converter arm) 들을 포함한다. M2LC 컨버터에서, 컨버터 모듈들 각각은 커패시터 자체를 포함한다.
M2LC 컨버터에 대한 폐 루프 제어를 달성하기 위한 표준 접근법은 제어 문제를 2 개의 계층적 레이어들로 분할하는 것이다. 상부 레이어는 변조기를 이용한 벡터 제어에 기초한다. 벡터 제어 방식 (scheme) 은 특정한 각속도로 회전하는 직교 참조 프레임에서 동작한다. 변조기에 대한 전압 기준을 조작함으로써, 부하 전류들의 폐 루프 제어가 달성될 수 있다. 통상적으로, 반송파 기반 펄스 폭 변조 (pulse width modulation; PWM) 또는 공간 벡터 변조 (space vector modulation; SVM) 가 변조기로서 사용된다. 컨버터 암들 내의 순환 전류들 및/또는 에너지 균형은 부가적인 제어 루프들을 추가함으로써 해결될 수 있다.
하부 제어 레이어는 커패시터 전압들을 균형을 이루기 위하여 컨버터 상태들 (예컨대, 동일한 라인 대 라인 전압을 생성하는 스위칭 상태들의 그룹들, 및/또는 동일한 암 (arm) 전압을 생성하는 스위칭 상태들의 그룹들) 에서 리던던시를 이용한다. 커패시터 전압들은 그것들의 전압 값들의 오름차순/내림차순으로 정렬된다. 전류를 충전하기 위해 최저 전압들을 갖는 커패시터들이 먼저 선택되고, 반면에, 최고 전압들을 갖는 커패시터들은 전류들을 방전하는데 우선순위를 가진다.
본 발명의 목적은, 모듈러 컨버터의 스위칭 손실들을 감소시키며, 커패시터 전압들을 균형을 이루고, 모듈러 컨버터의 입력 및 출력 전류들에서 고조파를 감소시키기 위해 모듈러 컨버터를 제어하는 대안적 해법을 제공하는 것이다.
본 발명의 추가의 목적은 정상 상태 (steady-state) 동안뿐만 아니라 과도상태 (transient) 동작 조건들 동안 양호한 성능을 갖는 제어 스키마 (schema) 를 제공하는 것이다.
이들 목적들은 독립 청구항들의 요지에 의해 달성된다. 추가의 예시적인 실시형태들은 종속 청구항들 및 다음의 설명으로부터 입증된다.
본 발명의 일 양태는 복수의 컨버터 모듈들을 갖는 모듈러 컨버터를 제어하는 방법에 관련된다. 컨버터 모듈은 다수의 전력 반도체들과 옵션으로는 커패시터 또는 더 일반적으로는 에너지 스토리지 및/또는 에너지 소스를 포함할 수도 있다. 예를 들어, 전력 반도체들은, 모듈들 중 각각의 모듈의 2 개의 전력 커넥터들이 제 1 스위칭 상태에서 단락될 수도 있고 제 2 스위칭 상태에서 에너지 스토리지 및/또는 에너지 소스에 접속될 수도 있는 그러한 방식으로 상호접속된다.
그 방법은, 가능한 미래의 스위칭 시퀀스들을 선택하는 단계, 각각의 스위칭 시퀀스에 대해 미래의 전류 궤적 (trajectory) 을 예측하는 단계, 스위칭 시퀀스들로부터 후보 시퀀스들을 결정하는 단계, 각각의 후보 시퀀스에 대해 미래의 모듈 전압들을 예측하는 단계, 각각의 후보 시퀀스에 대한 비용 함수를 평가하는 단계, 비용 함수의 결과에 기초하여 다음의 컨버터 스위칭 상태를 선택하는 단계를 포함한다.
컨버터의 가능한 미래의 스위칭 시퀀스들은 실제 컨버터 스위칭 상태에 기초하여 선택되는데, 스위칭 시퀀스는 적어도 하나의 컨버터 스위칭 상태를 갖는 일련의 컨버터 스위칭 상태들이고, 컨버터 스위칭 상태는 컨버터 모듈들의 스위칭 상태들을 포함한다.
각각의 스위칭 시퀀스에 대한 미래의 전류 궤적은 모듈러 컨버터의 실제 내부 전류들에 그리고 모듈러 컨버터의 실제 내부 전압들에 기초하여 예측된다. 전류 궤적은 부하 전류, 암 (arm) 전류 또는 순환 전류의 궤적일 수도 있다. 미래의 전류 궤적은 미래의 하나를 초과하는 시간 단계에 대해 예측될 수도 있다. 예를 들어, 실제 내부 전류들은 암 전류들 및/또는 DC 링크 전류 및/또는 순환 전류들을 포함하며, 실제 내부 전압들은 상 전압 (phase voltage) 들 및/또는 암 전압들 및/또는 DC 링크 전압을 포함할 수도 있다. 예를 들어, 컨버터의 내부 상태-공간 모델에 기초하여, 핵심 시스템 변수들, 이를테면 부하 전류들, 순환 전류들 및/또는 커패시터 전압들의 궤적들이 모든 허용 스위칭 시퀀스들에 대해 예측된다.
후보 시퀀스들은, 후보 시퀀스가 기준 전류에 관하여 미리 정의된 경계들을 준수하거나 또는, 미리 정의된 경계가 위반되는 경우 전류 궤적을 미리 정의된 경계에 더 가깝게 이동시키는 전류 궤적을 갖는 스위칭 시퀀스가 되도록 스위칭 시퀀스들로부터 결정된다. 예를 들어, 부하 전류가 그것의 사인파 기준들 주위의 대칭적인 경계들 내에서 유지될 수도 있다. 전류의 총 고조파 왜곡이 미리 정의된 경계들의 폭을 가변시킴으로서 조정될 수도 있다. 총 고조파 왜곡과 경계 폭 간의 관계는 통상적으로는 사실상 선형이다.
부하 전류들을 그것들의 경계들 내에 유지시키거나 또는 그 부하 전류들을 (그 경계들이 위반되는 경우) 경계들에 더 가깝게 이동시키는 스위칭 시퀀스들이 결정되고 후보들이라고 지칭된다. 이들 후보 궤적들은 히스테리시스 경계의 위반과 같은 특정한 규준이 만족되기까지 외삽 (extrapolation) 되거나 또는 연장된다. 이 시점에서 새로운 스위칭 벡터들이 고려되고 다른 외삽 단계가 수행될 수 있다는 등등이다.
각각의 후보 시퀀스에 대한 미래의 모듈 전압들은 실제 모듈 전압들과 개별 후보 시퀀스의 전류 궤적에 기초하여 예측된다. 예를 들어, 예측된 전류들과 스위칭 상태들로부터, 컨버터 모듈의 출력들 간의 및/또는 컨버터 모듈의 커패시터에 걸리는 전압이 계산될 수도 있다.
비용 함수는 각각의 후보 시퀀스에 대해 평가된다. 비용 함수는 스위칭 시퀀스의 컨버터 스위칭 상태들, 미래의 모듈 전압들 및 또는 미래의 전류들에 기초한다. 예를 들어, 비용 함수의 값은 스위칭 상태들 간의 스위칭들의 수 및/또는 스위칭 시퀀스의 스위칭들에 의해 초래된 스위칭 손실들에 기초할 수도 있다. 일반적으로, 비용 함수는 예측된 단기 스위칭 주파수 (또는 스위칭 손실들), 전류 경계들의 위반, 커패시터 전압들의 그것들의 기준들로부터의 편차, 암 내의 커패시터 전압들 간의 불일치 등을 포함할 수도 있다. 미래의 전류들은 전류 궤적들에 대해 결정된 내부 전류일 수도 있고 및/또는 미래의 부하 전류들일 수도 있다.
다음의 컨버터 스위칭 상태는 최소 비용을 갖는 후보 시퀀스의 제 1 컨버터 스위칭 상태로서 선택된다. 비용 함수를 최소화하는 것은 최적의 스위칭 벡터를 산출한다. 다음의 샘플링 순간에, 새로운 측정치들 또는 추정치들이 획득될 수도 있고 위에서 설명된 최적화 프로세스는 이른바 이동 구간 정책 (receding horizon policy) 에 따라, 시프트된 구간 (shifted horizon) 에 대해 반복될 수도 있다. 이 방법으로, 스위칭 상태들은 직접적으로 조작된다. 중간 스테이지, 이를테면 변조기는 필요하지 않다.
그 방법은, 변조 스테이지를 사용하는 일 없이, 부하 전류들을 직접적으로 제어하기 위해 미래의 제어 입력들을 결정하는 온라인 최적화 프로세스를 특징으로 하고, 다양한 시스템 목적들을 처리하는 대단한 유연성을 제공한다.
그 방법은 제어기에서 단일 제어 루프만을 갖고서 구현될 수도 있는 반면, 고려되는 전류들은 그것들의 기준들 주위의 상부 및 하부 경계들 내에서 유지된다.
그 방법은, 변조 스테이지 없는 직접 전류 제어의 장점, 부하 전류들의 고정된 및 제어된 리플의 장점, 및 과도기들 동안의 매우 짧은 응답 시간들의 장점을 가진다. 정상 상태에서, 원하는 타협 (trade-off) 이 비용 함수에서 가중치들에 의해 설정될 수도 있다.
더욱이, 커패시터 전압들은 그것들의 공칭 전압들 주위에서 균형을 이룰 수도 있다. 이 경우, 컨버터에 저장된 에너지는 제어될 수도 있으며, 컨버터 모듈들은 동일하게 전압 스트레스를 받을 수도 있으며, 암 전류들은 최적화될 수도 있으며, 순환 전류들은 감소될 수도 있고, 전도 손실들이 낮아진다.
정상 상태 동작 조건들에서 그리고 주어진 부하 전류 왜곡에 대해, 최저 가능 스위칭 주파수가 달성될 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 각각의 컨버터 모듈은, 반도체들의 제 1 스위칭 상태에서 단락되고 반도체들의 제 2 스위칭 상태에서 에너지 스토리지 및/또는 에너지 소스에 접속되는 정확히 2 개의 전력 커넥터들을 가진다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 비용 함수는 2 개의 연속적인 컨버터 스위칭 상태들 간의 다수의 스위칭 동작들에 기초한다. 이러한 방식으로, 스위칭 동작들의 수는 감소되거나 또는 최소화될 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 비용 함수는 직렬로 접속된 적어도 2 개의 컨버터 모듈들을 포함하는 컨버터 암의 컨버터 모듈들의 모듈 전압들 간의 차이에 기초한다. 이러한 방식으로, 커패시터 전압들 간의 차이들은 최소화될 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 비용 함수는 모듈 전압과 컨버터의 입력에서의 공급 전압 간의 차이에 기초한다. 이러한 방식으로, 상 전압에 대한 기준 값은 설정될 수도 있고 기준 값 주위의 리플들이 감소될 수도 있다.
본 발명의 추가의 실시형태에 따르면, 비용 함수는 모듈 전압과 암 당 모듈들의 수로 나누어진 컨버터의 공급 전압 간의 차이에 기초한다. 이러한 방식으로, 상 전압에 대한 기준 값은 설정될 수도 있고 기준 값 주위의 리플들이 감소될 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 비용 함수는 하나의 상에 대한 제 1 컨버터 암의 모듈 전압들의 합과 동일한 상 또는 상이한 상에 대한 제 2 컨버터 암의 모듈 전압들의 합 간의 차이에 기초한다. 이러한 방식으로, 상이한 컨버터 암들의 커패시터 전압들에서의 불균형은 최소화될 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 비용 함수는 제 1 상의 모듈 전압들의 합과 제 2 상의 모듈 전압들의 합 간의 차이에 기초한다. 이러한 방식으로, 상이한 컨버터 상들의 커패시터 전압들에서의 불균형은 최소화될 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 그 방법은 미래의 모듈 전압들이 미리 정의된 경계들 내에서 머무르지 않는 후보 시퀀스들을 선택해제하는 단계를 더 포함한다. 또한 그 모듈 전압들은 미리 정의된 경계들로 제한될 수도 있다. 더욱이, 비용 함수가 평가되어야 하는 허용 후보 시퀀스들의 수는 감소될 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 각각의 컨버터 모듈은 모듈 커패시터를 포함한다. 특히, 모듈러 멀티-레벨 컨버터는 컨버터 모듈에 에너지를 저장하도록 구성된 커패시터를 갖는 컨버터 모듈들을 포함할 수도 있다. 그 방법으로 예측되고 최적화되는 모듈 전압들은 모듈 커패시터들에 걸리는 커패시터 전압들일 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 스위칭 시퀀스는 컨버터 스위칭 상태에 연관된 스위칭 단계를 포함하는데, 그 스위칭 단계에서 컨버터의 미래의 전류는 컨버터를 연관된 컨버터 스위칭 상태로 스위칭하는 경우에 예측되며; 및/또는 스위칭 시퀀스는, 부하 전류가 부하 전류에 대한 경계들을 위반할 때까지 적어도 그 부하 전류는 하나의 시간 단계에 걸쳐 외삽되는 외삽 단계를 포함한다. 일반적으로, 스위칭 시퀀스는 스위칭 단계들 또는 외삽 단계들 중 어느 한쪽인 복수의 단계들을 포함할 수도 있다.
그 방법에 의해 결정된 스위칭 시퀀스들의 세트는 스위칭 구간 (switching horizon) 을 형성하는 S ("스위치") 및 E ("확장", "외삽") 의 표기법을 사용함으로써 확립될 수도 있다. 스위칭 구간은 S 및 E 단계들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다. 외삽 단계는, 예를 들어 선형 또는 2차 외삽, 또는 2차 보간을 갖는 예측을 사용하여 근사화될 수도 있다. 더 높은 차수의 근사화물들이 또한 가능하다. 스위치 및 확장의 표기법은 긴 예측 구간들을, 그러므로 양호한 정상 상태 성능을 달성하는 반면, 짧은 스위칭 구간을 사용하여, 컴퓨테이션적 부담이 저지되는 것을 보장한다. 스위칭 구간은 엘리먼트들 (S 및 E) 의 임의적 시퀀스로 이루어질 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 미래의 전류 궤적은 컨버터의 제 1 내부 모델에 기초하여 예측된다. 미래의 모듈 전압들은, 제 1 내부 모델에 의존하는, 컨버터의 제 2 내부 모델에 기초하여 예측될 수도 있다. 2 개의 내부 모델들은 컨버터의 상태 공간 모델들이 될 수도 있다. 제 1 모델은 부하 및 순환 전류들을 포함하는 전류의 방출을 캡처할 수도 있는 반면, 제 2 모델은 커패시터 전압들의 방출을 캡처할 수도 있다. 제 2 모델은 이러한 방식으로 제 1 모델에 의존할 수도 있으며, 즉, 제 2 모델은 제 1 모델에 의해 예측된 값들에 기초한다. 예를 들어, 2 개의 모델들은 매트릭스 식들로서 표현될 수도 있으며 및/또는 선형 모델들일 수도 있다.
제 1 모델은 미래의 전류들, 실제 전류들, 실제 내부 전압들 및 스위칭 상태들 간의 선형 식들에 기초할 수도 있다.
제 2 모델은 미래의 내부 전압들, 실제 내부 전압들, 실제 전류들 및 스위칭 상태들 간의 선형 식들에 기초할 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 그 방법은, 컨버터 모듈을 바이패스함으로써 컨버터 토폴로지를 변경하는 단계; 및 제 1 및/또는 제 2 모델을 변경된 컨버터 토폴로지에 적응시키는 단계를 더 포함한다. 컨버터의 컨버터 모듈들은 실시간으로 모니터링될 수도 있다. 모듈이 고장이고 그것의 단자들이 그 모듈을 바이패스하기 위해 감축되어야 하면, 이용가능한 컨버터 모듈들의 수는 자동으로 업데이트되고 제어기의 내부 예측 모델들은 그에 따라 조정된다. 그 방법은, 하나 또는 일부 컨버터 모듈들이 감축되고 컨버터의 물리적 제약들 내에서, 이들 감축된 컨버터 모듈들을 보상하는 스위칭 상태들/시퀀스들만을 사용하는 것을 고려할 수도 있다.
본 발명의 추가의 양태는, 프로세서 상에서 실행되는 경우, 위에서 그리고 다음에서 설명되는 방법의 단계들을 실행하도록 구성된 컴퓨터 프로그램에 관련한다. 예를 들어, 그 컴퓨터 프로그램은 모듈러 컨버터의 제어기의 프로세서에서 실행될 수도 있다.
본 발명의 추가의 양태는 이러한 컴퓨터 프로그램이 저장되는 컴퓨터 판독가능 매체에 관련한다. 컴퓨터 판독가능 매체는 플로피 디스크, 하드 디스크, USB (Universal Serial Bus) 스토리지 디바이스, RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory) 및 EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory) 일 수도 있다. 컴퓨터 판독가능 매체는 또한, 프로그램 코드를 다운로드하는 것을 허용하는 데이터 통신 네트워크, 예컨대 인터넷일 수도 있다.
본 발명의 추가의 양태는 모듈러 컨버터를 제어하기 위한 제어기에 관련되는데, 그 제어기는 위에서 그리고 다음에서 설명되는 방법의 단계들을 실행하도록 구성된다. 제안된 제어기는 과도기간들, 이를테면 파워 업 또는 다운, 또는 장애 동안 매우 빠른 전류 응답들을 달성할 수도 있다. 이는, 정상 상태 동작에 초점을 맞추고 그 결과 과도기간들 동안 매우 느린 방법들과는 대조적이다. 커패시터 전압들은 그것들의 기준들에 매우 가깝게 유지될 수도 있으며, 즉, 양호하게 균형을 이룰 수도 있다. PWM 또는 SVM을 사용하는 방법들에 비하여, 스위칭 주파수는 감소될 수 있다.
예를 들어, 그 제어기는 본 방법이 구현되는 DSP 및/또는 FPGA를 포함한다.
본 발명의 추가의 양태는 커패시터를 각각 갖는 복수의 컨버터 모듈들; 및 위에서 그리고 다음에서 설명되는 바와 같은 방법의 단계들을 실행하도록 구성되는 제어기를 갖는 모듈러 컨버터에 관련한다.
예를 들어, 모듈러 컨버터는 직렬로 접속된 적어도 2 개의 컨버터 모듈들을 갖는 적어도 하나의 컨버터 암을 가질 수도 있는 모듈러 멀티-레벨 (M2LC) 컨버터이다. 일반적으로, 그 방법은 임의의 M2LC 제어 문제를 위해 사용될 수도 있다. 그것은 암 당 수 개의 모듈들을 갖는 M2LC 컨버터들에서 사용될 수도 있다. 그것은 가변 속력 드라이브들, 고전압 직류 송신, 플렉시블 AC 송신 시스템들, 정적 동기 보상기들, 배터리 에너지 저장소 시스템들 또는 PV 모듈들을 위한 그리드 인터페이스들, 견인 애플리케이션들 등을 포함하는 모든 M2LC 애플리케이션들에 적용가능하다. 제어 방식은 매우 유연하여 상이한 제어 목적들 및 동작 요건들을 통합하고 해결하는 것을 허용한다.
본 발명의 이들 및 다른 양태들은 이후로 설명되는 실시형태들로부터 명확하게 되고 그 실시형태들을 참조하여 밝혀질 것이다.
본 발명의 요지는 첨부된 도면들에서 도시되는 예시적인 실시형태들을 참조하여 다음의 텍스트에서 더 상세히 설명될 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모듈러 컨버터를 개략적으로 도시한다.
도 2는 도 1의 컨버터의 컨버터 모듈을 개략적으로 도시한다.
도 3은 본 발명의 일 실시형태에 따른 모듈러 컨버터를 제어하는 방법에 대한 흐름도를 도시한다.
도 4는 본 발명의 일 실시형태에 따른 전류 궤적들을 도시한다.
도 5는 본 발명의 일 실시형태에 따른 제어기를 개략적으로 도시한다.
도 6은 본 발명의 추가의 실시형태에 따른 모듈러 컨버터를 개략적으로 도시한다.
도 7은 도 6의 컨버터에 대한 컨버터 모듈을 개략적으로 도시한다.
도 8은 본 발명의 추가의 실시형태에 따른 모듈러 컨버터를 개략적으로 도시한다.
도 9는 본 발명의 추가의 실시형태에 따른 모듈러 컨버터를 개략적으로 도시한다.
도 10은 본 발명의 추가의 실시형태에 따른 모듈러 컨버터를 개략적으로 도시한다.
도 11은 본 발명의 추가의 실시형태에 따른 모듈러 컨버터를 개략적으로 도시한다.
도 12는 본 발명의 추가의 실시형태에 따른 모듈러 컨버터를 개략적으로 도시한다.
도 13은 본 발명의 추가의 실시형태에 따른 모듈러 컨버터를 개략적으로 도시한다.
원칙적으로, 동일한 부분들에는 도면들에서 동일한 참조 심벌들이 제공된다.
모듈러 컨버터를 위한 토폴로지 및 내부 모델들
도 1은 컨버터 암 (14) 당 2 개의 컨버터 모듈들 (12) 을 갖는 DC-AC 모듈러 멀티-레벨 컨버터 (10) 의 토폴로지를 도시한다. 도 1의 실시형태는 상부 및 하부 컨버터 암들 (14) 을 각각 포함하는 M=3 개의 컨버터 상 (phase) 들 (16) 을 도시한다. 그러나, 위에서 그리고 다음에서 설명되는 방법의 실시형태들이 컨버터 암 (14) 당 임의적인 수의 컨버터 모듈들 (12) 을 갖고 임의적인 수의 컨버터 상들 (16) 을 갖는 컨버터들에 적용될 수도 있다는 것이 이해되어야 한다.
컨버터 (10) 가 컨버터 암 (14) 당 N=2 개의 컨버터 모듈들 (12) 과 3 개의 컨버터 상들 (16) 을 갖는 경우, 그 컨버터는 총 6N=12 개의 컨버터 모듈들을 가진다. 그 모듈들은 Mpq, p∈{a,b,c}, q∈{1,2,3,4}에 의해 지칭된다.
2 개의 컨버터 모듈들 (12) 외에, 각각의 암 (14) 은 전도 손실들을 모델링하는 저항기 R과 컨버터 모듈들 (12) 과는 직렬로 접속된 암 인덕터 L을 포함한다.
컨버터 상 (16) 의 2 개의 컨버터 암들 (14) 은 3상 부하일 수도 있는 부하 (18) 에 대한 접속 지점 (A, B, C) 과는 직렬로 접속된다. 컨버터 상들 (16) 의 각각은 접속 지점들 (E 및 D) 을 통해 DC 전압 공급부 (20) 에 병렬로 접속된다. DC 전압 공급부 (20) 는 기생 인덕턴스 및 저항을 각각 모델링하는 DC 공급 인덕터 Ldc 및 저항기 Rdc를 포함한다. DC 전압 공급부 (20) 의 DC 링크 전압에 의해 구동되는 전류는 DC 링크 전류 idc라고 지칭된다.
도 1에 도시된 컨버터 (10) 는 공급 접지 (노드 N) 에 관해 그것의 출력 단자들 (Va, Vb, Vc) 에서 3 개의 전압 레벨들 (Vdc/2, 0, -Vdc/2) 을 제공한다. 출력 단자들 (Va, Vb, Vc) 은 부하 (18) 에 접속된다. 도 1에 도시된 부하 (18) 는 부하 저항기 Rl과 그리드 전압 Vg,p와는 직렬인 부하 인덕터 Ll에 의해 모델링된다.
도 2는 도 1의 컨버터에 대한 컨버터 모듈 (12) 을 도시한다. 컨버터 모듈 (12) 은, 직렬로 접속되고 커패시터 Cpq에는 병렬로 접속되는 2 개의 전력 반도체 스위치들 (Spq,T 및 Spq,B) 을 포함한다. 컨버터 모듈 (12) 은 커패시터 Cpq를 갖는 초퍼 셀과 같은 역할을 한다. 컨버터 모듈 (12) 은 2 개의 스위칭 상태들 (upq∈{0,1}) 을 가지며, 여기서 1은 커패시터 Cpq가 회로에 직렬로 접속된다는, 즉, 스위치 Spq,T가 온이라는 것을 의미하고, 0은 커패시터가 회로로부터 분리된다는, 즉, 스위치 Spq,T가 오프라는 것을 의미한다. 스위치들 (Spq,T, Spq,B) 의 동작은 서로 상보적이다. 저항기 Rcap은 커패시터 Cpq의 누설 전류를 모델링하기 위해 커패시터 Cpq에 병렬로 접속된다.
컨버터 모듈 (12) 은 2 개의 전력 커넥터들 (21, 22) 을 갖는데, 그 전력 커넥터들은 컨버터 모듈의 입력 뿐만 아니라 출력으로서 역할을 한다. 전력 커넥터들 (21, 22) 외에도 컨버터 모듈은, 진단 목적들과 다른 제어 목적들을 위해, 컨버터 모듈을 제어하는 추가의 접속들을 가질 것이다. 전력 커넥터들 (21, 22) 은 전력 반도체 스위치들에 의해 커패시터에 접속되거나 또는 단락될 수 있다.
각각의 컨버터 모듈의 2 개의 전력 커넥터들 (21, 22) 은 또한 입력들이라고 지칭된다. 또한, 커패시터 Cpq의 전압 Vc,pq는 모듈 전압뿐만 아니라 커패시터 전압 Vc,pq라고 지칭된다.
그 방법의 일 실시형태는 이후로는 암 당 N=2 개의 모듈들과 M=3 개의 상들을 갖는 3-레벨 M2LC 컨버터 (10) 의 특정 경우에 대해 설명된다. 후속 섹션에서, 그 접근법은 일반화된다.
상들 (a, b 및 c) 에서의 부하 전류에 대한 출력 식들은 다음과 같다:
Figure pct00001
상들 (a, b 및 c) 에서의 순환 전류들을 정의하는 식들은 다음과 같다:
Figure pct00002
컨버터 (10) 의 2 개의 내부 모델들은 암 전류들 (ipP,ipN) 과 커패시터 전압들 (Vc,pq) 을 예측하기 위해 이들 식들로부터 도출된다. 암 전류들 (ipP,ipN) 의 상태 식들은 5 개의 회로 메시들 주위에서 키르히호프의 전압 법칙을 적용함으로써 도출된다.
제 1 모델의 상태 벡터는
Figure pct00003
이고 그것의 입력 벡터들은 스위칭 상태들 (
Figure pct00004
) 과 컨버터의 입력 단자들에 걸리는 그리드 전압들 및 DC 전압 (
Figure pct00005
) 이다. 부하 전류들 (
Figure pct00006
) 은 제 1 모델의 출력 벡터를 구성한다. x i 및 y i에서의 인덱스 i는 암 전류들이라고 지칭된다는 것에 주의한다.
제 1 이산 시간 모델은 다음과 같다:
Figure pct00007
모델 매트릭스들 ( A i, B i1, B i2 및 C i) 은 위의 식들로부터 그리고 키르히호프의 법칙들을 컨버터 (10) 의 토폴로지에 적용함으로써 도출될 수도 있다.
커패시터들 (Cpq) 은 컨버터 모델 (12) 의 스위칭 상태와 암 전류 (ipP, ipN) 의 극성에 의존하여 충전되거나 또는 방전된다. 커패시터 전압들 (Vc,pq) 의 상태 식들은 키르히호프의 전류 법칙을 적용함으로써 도출될 수 있다.
벡터 [Vc,a1 Vc,a2 Vc,a3 Vc,a4 Vc,b1 Vc,b2 Vc,b3 Vc,b4 Vc,c1 Vc,c2 Vc,c3 Vc,c4]는 제 2 모델의 상태 벡터 x c 및 출력 벡터 y c 양자 모두이다. 제 2 이산 시간 모델은 다음과 같다:
Figure pct00008
모델 매트릭스들 (A c, B c 및 C c) 의 정의는 위의 식들로부터 그리고 키르히호프의 법칙들을 컨버터 (10) 의 토폴로지에 적용함으로써 도출될 수도 있다.
제어 방법
도 3은 컨버터 (10) 를 제어하는 방법에 대한 흐름도를 도시한다.
옵션 단계 110에서, 예를 들어 고장의 경우, 하나의 컨버터 모듈 (12) 이 바이패스되어야 하는지의 여부가 결정된다. 이 경우, 제 1 및 제 2 모델들은 변경된 컨버터 토폴로지에 구성된다. 더욱이, 미래에는 바이패스되었던 컨버터 모듈에 의존하지 않는 스위칭 시퀀스들만이 선택될 수도 있다. 단계 102에서, 시간 단계 k에서, 컨버터의 가능한 미래의 스위칭 시퀀스들이 실제 컨버터 스위칭 상태 u(k-1)에 기초하여 열거된다. 예를 들어, 미래의 스위칭 시퀀스들은 허용 스위칭 상태들 u(k)를 포함하며, 컨버터 (10) 는 시간 단계 k에서 스위칭될 수도 있다. 일반적으로, 스위칭 시퀀스는 하나 이상의 미래의 스위칭 상태들 (u(k), u(k+1) ...) 을 포함할 수도 있다.
단계 104에서, 미래의 전류 궤적이 실제 내부 전류들에 그리고 실제 내부 전압들에 기초하여 각각의 스위칭 시퀀스에 대해 예측된다. 예를 들어, 전류 궤적들은 "SE" 방식으로 결정되며, 즉 제 1 단계에서, 미래의 전류는 시간 단계 k+1에 대해 제 1 모델에 기초하여 예측되고, 제 2 단계에서, 미래의 전류는 나중의 시간 단계들에 대해 외삽된다.
다른 스위칭 방식들, 예를 들어 "SSE", "SESE", "SSESE" 또는 "SESESE"가 사용될 수도 있다는 것의 주의해야 한다.
위에서 언급된 내부 전류들은, 예컨대 DC 링크 전류 idc, 순환 전류들 (icir,p) 및/또는 암 전류들 (ipP,ipN) 과 같은 컨버터 (10) 의 내부 전류들이다. 위에서 언급된 내부 전압들은, 예컨대 DC 전압 공급부 (20) 의 DC 링크 전압 Vdc, 그것의 접속 지점들 (A, B, C) 에서의 상 전압들 (Va, Vb, Vc) 및/또는 각각의 컨버터 모듈 (12) 의 모듈 전압 또는 커패시터 전압 Vc,pq와 같은 컨버터 (10) 의 내부 전압들이다.
도 4는 상 a (상단) 의 부하 전류 ia에 대한 전류 궤적와 상 b (하단) 의 부하 전류 ib에 대한 전류 궤적을 도시한다. 일 예로서, 상들 (a 및 b) 에 대해, jmax=216 개의 예측된 부하 전류 궤적들 중 3 개만이 도 4에서 도시되어 있다.
암 전류들 (ipP,ipN) 과 커패시터 전압들 (Vc,pq) 이 시간 단계 k에서 주어지면, 부하 전류들 (ip) 은 시간 단계 k+1에서 모든 jmax=216 개의 가능한 스위칭 시퀀스들에 대해 제 1 모델을 사용하여 예측된다. 이는 "SE" 방식의 제 1 부분 (S) 을 구현한다.
단계 106에서, 후보 시퀀스들이 스위칭 시퀀스들로부터 결정되는데, 후보 시퀀스는 기준 전류에 관해 미리 정의된 경계들을 준수하는 전류 궤적을 갖는 스위칭 시퀀스이다.
예를 들어, 후보 시퀀스들 (j∈J, 여기서 J = {1,2,3...,jmax}) 이, 예측된 부하 전류들 ip(k+1)에 기초하여 결정되는데, 부하 전류 ip(k+1)가 k+1에서 경계들을 위반하는 그들 스위칭 시퀀스들은 거부되었다. 여기서, 후보 시퀀스들은, 경계들의 내부에 있거나 또는 그것들의 위반이 시간에 따라 감소하는 전류 궤적들을 산출하는 그들 스위칭 시퀀스들이다.
일 예로서, 도 4에서, 경계들은 기준 전류들 (iref,p) 주위에서 허용가능한 리플 대역의 절반인 오프셋 값 δ에 의해 정의된다. δ는 전류 왜곡들을 조정하는 설계 파라미터라는 것에 주의한다.
부하 전류의 TDD는 리플 δ를 조정함으로써 제어될 수 있다. 총 수요 왜곡 (Total Demand Distortion; TDD) 과 δ 대역 사이에는 선형 관계가 있으며, 여기서 TDD는 부하 전류 고조파 왜곡의 측정치이다.
전류 궤적에 대한 부하 전류 리플 ir,p(k+1)은 모든 스위칭 시퀀스들에 대해 사인파 기준 iref,p로부터 예측된 부하 전류 ip(k+1)를 감산함으로써 각각의 상에 대해 결정될 수도 있으며, ir,p(k+1) = ip(k+1) - iref,p, 여기서 iref,p는 미래의 부하 전류 기준이다.
도 4의 예에서, 스위칭 시퀀스 (30a) 는 후보 시퀀스가 아닌데, 개별 부하 전류 궤적이 시간 단계 k+1에서 양자 모두의 상들 (a 및 b) 에 대해 상부 경계를 위반하기 때문이다. 제 2 시퀀스 (30b) 의 경우, k+1에서의 전류 ip는 상 a에 대해 그것의 경계 위부에서 유지될 것이지만, 그것의 위반은 k에서부터 k+1로 감소하여 제 2 시퀀스를 후보 시퀀스가 되게 할 것이다. 제 3 스위칭 시퀀스 (30c) 를 선택하는 경우, k+1에서의 예측된 부하 전류 ip는 히스테리시스 경계들 내에 있다고 예측되어, 제 3 스위칭 시퀀스를 후보 시퀀스가 되게 한다.
단계 108에서, 스위칭 시퀀스에 대한 전류는 그것이 개별 전류에 대한 경계들을 위반할 때까지 적어도 하나의 시간 단계에 대해 외삽된다.
예를 들어, 후보 궤적들은 그것들이 미리 정의된 경계들을 위반할 때까지 시간 단계 k+1부터 계속 선형적으로 외삽된다. 이는 "SE" 방식의 제 2 부분 (E) 을 구현할 수도 있다. 이 외삽된 길이 (Nj) 는 샘플링 주기 (Ts) 의 배수로 표현될 수도 있다. 예를 들어 시간 단계 k+1에서의 스위칭 시퀀스 (30b) 의 경우, 부하 전류 궤적들은, 시간 단계 k+N2에서 새로운 스위칭 이벤트를 요구하기 전에, N2 = min(Na2,Nb2,Nc2)의 길이에 대한 경계들 내에서 유지될 수 있다.
단계 110에서, 각각의 후보 시퀀스에 대한 미래의 모듈 전압들은 실제 모듈 전압들, 개별 후보 시퀀스 및 후보 (스위칭) 시퀀스의 예측된 전류 궤적에 기초하여 예측된다. 예를 들어, 커패시터 전압들 (Vc,pq) 은, 모든 미리 결정된 후보 시퀀스들에 대해, 제 2 상태 공간 모델을 사용하여 예측된다. 커패시터 전압들 (Vc,pq) 은 그 다음에 단계 108에서 결정된 다수의 시간 단계들에 대해 외삽된다. 시간 단계 k+Nj, j∈J에서의 커패시터 전압들 (Vc,pq) 은 말단 (terminal) 커패시터 전압들 (Vc,pq(k+Nj)) 로서 표시될 수도 있다.
단계 110은 단계 102, 104, 106 또는 108에 포함될 수도 있다는 것에 주의해야 한다.
옵션으로, 미래의 모듈 전압들이 미리 정의된 경계들 내에 머무르지 않는 후보 시퀀스들이 선택해제될 수도 있다. 전류들과 유사하게, 경계들이 모듈 전압들 (예를 들어 커패시터 전압들 (Vc,pq) 에 대해 정의될 수도 있고, 후보 시퀀스들은 이들 경계들 내에서 모듈 전압들을 갖는 스위칭 시퀀스들로 제한될 수도 있다.
단계 110에서, 비용 함수가 각각의 후보 시퀀스에 대해 평가된다. 비용 함수들의 가능한 실시형태들이 아래에서 주어질 것이다. 이러한 방식으로, 모든 후보 시퀀스는 비용 함수로 계산된 비용 값과 연관된다.
단계 112에서, 다음의 컨버터 스위칭 상태는 최소 비용을 갖는 후보 시퀀스의 제 1 컨버터 스위칭 상태로서 선택된다. 최소 비용을 갖는, 즉, 최소 비용 값을 갖는 스위칭 시퀀스가 선택되고 그것의 제 1 스위칭 상태는 시간 단계 k에서 구현된다.
이동 구간 정책이 다음의 샘플링 순간에서 단계 100 내지 단계 112를 반복함으로써 구현될 수도 있다. 예를 들어, 샘플링 주기 Ts, 즉, 2 개의 단계들 간의 시간은 25 ㎲일 수도 있다.
제어기
도 5은 도 3의 방법을 실행하도록 구성되는 제어기 (40) 를 갖는 시스템 (38) 을 도시한다.
제어기 (40) 는 제 1 모델의 상태 벡터 xi(k)와 제 2 내부 모델의 상태 벡터 xc(k)를, 대응하는 측정 값들 xi(t) 및 xc(t)를 컨버터 (10) 로부터 수신하는 2 개의 A/D 변환기들 (42, 44) 을 통해 수신한다. 더욱이, 오프셋 값 δ와 기준 전류들 (iref,p) 은 제어기 (40) 에 대한 외부 파라미터들이다.
이들 입력들로부터, 제어기 (40) 는 컨버터 (10) 의 스위치들에 직접 인가되는 다음의 스위칭 상태 u(k)를 생성한다.
상태 벡터들 (xi(k) 및 xc(k)) 은, 다음의 시간 단계 k+1에 대해 상태 벡터 xi(k+1) (암 전류들 (ipP, ipN) 을 포함함) 을 예측하는 암 전류 예측 모듈 (46) 에 입력된다.
상태 벡터들 (xi(k) 및 xc(k)) 은 다음의 시간 단계 k+1에 대한 상태 벡터 xc(k+1) (즉, 커패시터 전압들 Vc,pq) 을 예측하는 전압 예측 모듈 (48) 에 입력된다.
상태 벡터들 xi(k+1)로부터, 순환 전류들 icir,p(k+1)은 순환 전류 모듈 (50) 에 의해 예측되고 부하 전류 리플들 ir,p(k+1)은 전류 리플 모듈 (52) 에 의해 예측된다.
후보, 외삽 및 비용 함수 평가 모듈 (54) 이 상태 벡터 xc(k+1), 순환 전류들 icir,p(k+1) 및 부하 전류 리플들 ir,p(k+1)을 수신하고 오프셋 값 δ 및 기준 전류들 (iref,p) 의 도움으로 비용들 (cj)의 세트를 결정한다.
모듈들 (46, 48, 50, 52, 54) 은 부가적으로, 모듈들의 개별 출력들을 결정하는데 사용되는 가능한 미래의 스위칭 상태들 (u(k)) 의 세트를 수신한다.
가능한 미래의 스위칭 상태들 (u(k)) 의 세트는 하나의 시간 단계 동안 중간 스토리지에 저장될 수도 있는 이전의 스위칭 상태 u(k-1)로부터 열거 (enumeration) 모듈 (56) 에 의해 결정된다.
최소 비용과 스위치 선택 모듈들은 비용들(cj)의 세트를 수신하며, 최소 비용을 갖는 후보 시퀀스를 선택하고 컨버터 (10) 에 적용될 다음의 스위칭 상태 u(k)를 생성한다.
비용 함수들
제 1 예로서, 마지막 스위칭 상태 u(k-1)이 주어지면, 다음의 비용 함수가 모든 후보 시퀀스들에 대해 평가될 수 있으며
Figure pct00009
여기서,
Figure pct00010
Figure pct00011
비용 함수에서의 첫째 항 (term) 은 2 개의 연속적인 컨버터 스위칭 상태들 간의 스위칭 동작들의 수에 기초한다. 첫째 항은 예측 구간 (prediction horizon) 상에서 고려에 넣지 않은 스위치 전이들의 수에 패널티를 부과하여, 스위칭 노력을 최소화는 것을 허용한다. 그것은 스위치 전이들의 수를 외삽 세그먼트를 포함하는 예측된 스위칭 궤적의 총 길이로 나눔으로써 평가된다.
비용 함수의 둘째 항은 직렬로 접속된 적어도 2 개의 컨버터 모듈들 (12) 을 포함하는 컨버터 암 (14) 의 컨버터 모듈들 (12) 의 모듈 전압들 간의 차이에 기초한다. 둘째 항은 상부 암 (14) 및 하부 암 (14) 각각 내에서 커패시터 전압들에서의 차이를 최소화하는데 사용된다.
비용 함수의 셋째 항은 모듈 전압들과 공급 전압 간의 차이에 기초한다. 셋째 항은 말단 커패시터 전압들과 공급 전압의 절반 (VED/2) 간의 차이를 최소화한다. 그것은 커패시터 전압들의 평균 값에 대한 기준을 설정하고 그 기준 값 주위의 리플을 최소화한다. 여기서, λ1, λ2 및 λ3은 가중 계수들이다.
둘째 항이 없는 비용 함수는 비대칭 커패시터 전압 파형들을 초래할 수도 있다는 것에 주의하는 것이 중요하다. 그 경우에, 셋째 항은 단지 커패시터 전압들의 평균을 제어할 것이고 커패시터 전압들의 리플은 더 높을 수 있다.
비용 함수에 대한 가능한 부가들 및 수정들이 있다. 이전에 제시된 비용 함수는 다음의 항들을 사용하여 커패시터 전압들에 대해 더 엄격한 제어를 달성하도록 증강될 수도 있다:
Figure pct00012
여기서,
Figure pct00013
Figure pct00014
제 2 비용 함수의 첫째 항과 둘째 항은 제 1 비용 함수에서 제시된 것들과 동일하다.
제 2 비용 함수의 셋째 항은 하나의 상에 대한 제 1 컨버터 암의 모듈 전압들의 합과 동일한 상에 대한 제 2 컨버터 암의 모듈 전압들의 합 간의 차이에 기초한다. 제 2 비용 함수의 셋째 항은 상단 및 하단 암들 간의 커패시터 전압들의 단자 평균 값에서의 차이를 최소화한다.
제 2 비용 함수의 넷째 항은 제 1 상의 모듈 전압들의 합과 제 2 상의 모듈 전압들의 합 간의 차이에 기초한다. 그 넷째 항은 모든 3 개의 상들에서의 커패시터 전압들의 평균 값에서의 차이를 최소화한다.
커패시터 전압들을 균형을 이루게 하고 순환 전류들을 감소시키는 다른 가능한 제 3 비용 함수가 아래에서 제시된다:
Figure pct00015
제 3 비용 함수의 첫째 항과 둘째 항은 제 1 비용 함수에서 제시된 것들과 동일하다.
제 3 비용 함수의 셋째 항은 컨버터에서의 순환 전류들에 기초한다. 그것은 말단 순환 전류들, 즉, 예측 구간의 단부에서의 선형적으로 외삽된 순환 전류들을 최소화한다.
상이한 비용 함수들의 상이한 항들은 비용 함수의 생성된 추가의 실시형태들에 서로 혼합될 수도 있다는 것이 이해되어야 한다.
N 개의 암 모듈들 및 M 개의 상들을 갖는 컨버터들로의 일반화
암 모듈들의 임의적인 수 (N) 및 상들의 임의의 수 (M) 를 갖는 M2LC 토폴로지들을 고려하는 경우, 모델들의 벡터들 및 매트릭스들의 차원은 변경되지만, 제어 방법은 일반적으로 동일하게 유지된다.
구체적으로는, N 개의 암 모듈들 (N=2가 아님) 과 M=3 개의 상들 (이전과 같음) 을 고려하는 경우, 다음의 변경들이 일어난다:
수정된 스위칭 상태 벡터는
Figure pct00016
이다.
제 1 시스템의 시스템 매트릭스들 ( A i, B i1, B i2 및 C i) 은 그에 따라 변경된다.
커패시터 전압들의 수정된 벡터는 [Vc,a1…Vc,a2N Vc,b1…Vc,b2N Vc,c1… Vc,c2N]이다.
제 2 시스템의 시스템 매트릭스들 ( A c, B c 및 C c) 은 그에 따라 변경된다.
'SE' 방식에 대해 고려될 스위칭 시퀀스들의 총 수는 jmax이며, 이것은 N이 증가됨에 따라 증가된다.
비용 함수를 평가하는 경우, 비용 함수에서의 u, Vcdiff 및 VcNom을 포함하는 벡터들의 차원은 그에 따라 수정된다. 동일한 것이 대안적 비용 함수 공식들에 적용된다.
임의적인 M (3 개와는 상이한 상들의 수) 을 고려하는 경우, 제어 알고리즘은 변경되지 않고 유지되며; 단지 시스템 매트릭스들 (jmax) 과 비용 함수의 벡터들의 차원이 변경된다. 이들 변경들은 임의적인 N (암 당 모듈들의 수) 에 대해 위에서 상세히 나와 있는 것들과 유사하다.
다른 토폴로지들에 대한 일반화
제어 방법은 암 당 임의적인 수 (N) 의 모듈들 (12) 과 임의적인 수 (M) 의 상들 (16) 을 갖는 모듈러 컨버터들 및 모듈러 멀티-레벨 컨버터들에 적용가능하다.
다음에서는 설명된 바와 같은 방법의 실시형태들에 의해 제어될 수도 있는 모듈러 컨버터들에 대한 상이한 토폴로지들이 도시된다.
이들 토폴로지들은 다음의 그룹들 및 서브 그룹들로 그룹화될 수도 있다:
● 이중성 (double-star) 토폴로지들:
○ DC-AC. N=2 개의 암 모듈들과 M=3 개의 상들에 대한 일 예가 도 1에 도시되어 있다.
○ AC-DC. 그것은 도 1에 도시된 DC-AC 컨버터와 동일한 토폴로지를 가질 수도 있지만, AC로부터 DC로의 표준 전력 흐름, 즉, 액티브 정류기를 가진다.
● 도 10 및 도 11에 도시된 바와 같은 (단일) 성 및 (단일) 델타 토폴로지들
● AC-AC 토폴로지들:
○ 3상 AC 대 3상 AC: 하나의 모듈이 도 7에서 도시된 바와 같이 표현될 수도 있는 도 6을 참고
○ 단상 AC 대 단상 AC
○ 단상 AC 대 3상 AC
○ 헥스버터 (Hexverter): 도 8 참고
● DC-DC 토폴로지들: 도 9 및 도 12 참고
● 이중 모듈러 멀티-레벨 컨버터들: 도 13 참고
제안된 제어 방법의 실시형태들은 모든 토폴로지들에 적용가능하다. 다음에서 도시된 모든 컨버터들은 위에서 설명된 바와 같은 방법을 실행하도록 구성되는 제어기 (40) 를 가질 수도 있다. 제어 개념은 변경되지 않고 유지된다. 단지 시스템 매트릭스들 (jmax) 과 비용 함수에서의 벡터들의 차원은 특정 토폴로지에 적응되게 할 수도 있다.
도 6은 9 개의 컨버터 암들 (14) 을 갖는 AC-AC 모듈러 멀티-레벨 컨버터 (10a) 를 도시한다. 컨버터 (10) 는 3상 AC 시스템 (62) 에 접속된 3상 입력 (60) 과 3상 AC 기계 또는 부하 (18) 에 접속된 3상 출력 (64) 을 가진다.
암들 (14) 은 각각의 암 (14) 이 3상 입력 (60) 의 하나의 입력 상에 그리고 3상 출력 (64) 의 하나의 출력 상에 접속되는 그러한 방식으로 접속된다. 암들 (14) 은 컨버터 (10) 의 서브컨버터들 (66, 68) 을 형성하는 3 개의 암들 (14) 의 그룹들로 그룹화될 수도 있다.
컨버터 (10a) 의 3 개의 행들의 각각은 단상 AC 대 3상 AC 서브컨버터 (66) 를 형성한다. 서브컨버터 (66) 의 3 개의 암들 (14) 은 개별 입력 상과 성접속 (star connection) 된다.
컨버터 (10a) 의 3 개의 열들의 각각은 3상 AC 대 단상 AC 서브컨버터 (68) 를 형성한다. 서브컨버터 (68) 의 3 개의 암들 (14) 은 개별 출력 상과 성접속된다.
도 1에 도시된 모듈러 컨버터 (10) 의 컨버터 암들 (14) 은 2 개의 스위치들을 포함하는 이른바 단극 셀들을 갖는 컨버터 모듈들 (12) 을 포함한다. 모듈 (12) 은 또한 초퍼 모듈이라고 지칭된다.
도 6에 도시된 모듈러 컨버터 (10a) 의 암들 (14) 은 이른바 이극 (bipolar) 셀들에 직렬로 접속된 컨버터 모듈들 (12a) 을 포함한다. 모듈 (12a) 은 또한 브리지 모듈이라고 지칭된다.
4 개의 스위치들을 갖는 이극 셀을 갖는 이러한 컨버터 모듈 (12a) 은 도 7에 도시되어 있다. 컨버터 모듈 (12) 은 단방향성 전력 흐름만을 제공하는 반면, 컨버터 모듈 (12a) 은 양방향성 전력 흐름을 허용한다. DC-AC 및 AC-DC 토폴로지들의 경우, 양자 모두의 유형들의 모듈들 (12, 12a) 이 사용될 수도 있다. 모든 다른 토폴로지들의 경우 통상적으로 브리지 컨버터 모듈 (12a) 이 사용된다.
도 7에 도시된 컨버터 모듈 (12a) 은 도 2에 도시된 컨버터 모듈 (12) 에 비하여 확장된 기능성을 가진다. 컨버터 모듈 (12a) 은 2 개의 전력 커넥터들 (21, 22) 을 갖는데, 그 전력 커넥터들은 컨버터 모듈 (12a) 의 입력 뿐만 아니라 출력으로서 역할을 한다. 전력 커넥터들 (21, 22) 외에도 컨버터 모듈은, 진단 목적들과 다른 제어 목적들을 위해, 컨버터 모듈 (12a) 을 제어하는 추가의 접속들을 가질 것이다. 전력 커넥터들 (21, 22) 은 전력 반도체 스위치들에 의해 커패시터에 접속되거나 또는 단락될 수 있다. 도 2에 도시된 컨버터 모듈 (12) 과 비교하여 도 7에 도시된 컨버터 모듈 (12a) 은 커패시터의 양극을 전력 커넥터들 (21, 22) 중 어느 하나에 접속하는 것을 허용한다. 동일한 것이 커패시터의 음극에 적용된다.
각각의 컨버터 모듈의 2 개의 전력 커넥터들 (21, 22) 은 입력들이라고 지칭된다. 또한, 커패시터의 전압은 모듈 전압 또는 커패시터 전압이라고 지칭된다.
도 8은 직렬 접속된 컨버터 모듈들 (12) 과 6 개의 컨버터 암들 (14) 을 갖는 직접 AC-AC 모듈러 컨버터, 이른바 헥스버터 (10b) 를 위한 다른 토폴로지를 도시한다. 컨버터 모듈들 (12) 은 이극 셀들을 포함한다.
헥스버터 (10b) 는 제 1 3상 시스템 (62) 과 제 2 3상 시스템 (18) 을 상호접속시킨다. 제 1 시스템 (62) 및 제 2 시스템 (18) 의 각각의 상은 2 개의 암들 (14) 간의 접속 지점에 접속되어서, 제 1 시스템 (62) 및 제 2 시스템 (18) 의 상들은 컨버터 암들 (14) 의 링을 도는 경우 교번한다.
도 9는 모듈러 DC-AC 서브컨버터 (70) 로서 간주될 수도 있는 액티브 정류기 (70) 와, AC-DC 서브컨버터 (72) 를 포함하는 모듈러 DC-DC 컨버터 (10c) 를 도시하는데, 그 액티브 정류기와 AC-DC 서브컨버터는 변압기 (74) 에 의해 상호접속된다. 양자 모두의 서브컨버터들 (70, 72) 은 도 1의 컨버터 (10) 의 토폴로지와 유사한 토폴로지를 가진다. 그러나, 서브컨버터들 (70, 72) 의 각각은 단지 2 개의 상들 (16) 을 가진다.
도 10은 다중 상 전력선 (76) 에 접속된 모듈러 컨버터 (10d) 를 도시한다. 컨버터 (10d) 는 전력선 (76) 의 상들의 각각에 접속된 컨버터 암 (14) 을 가진다. 다른 단부에서, 컨버터 암들 (14) 은 성접속된다.
도 11은 다중 상 전력선 (76) 에 접속된 모듈러 컨버터 (10e) 를 도시한다. 그러나, 컨버터 암들 (14) 은 전력선 (76) 의 상들과 델타 접속되며, 즉, 각각의 컨버터 암 (14) 은 2 개의 상이한 상들에 직접 접속된다.
모듈러 컨버터들 (10d 및 10e) 의 컨버터 암들 (14) 은 이극 셀들을 갖는 직렬 접속된 컨버터 모듈들 (12a) 을 포함한다.
모듈러 컨버터들 (10d 및 10e) 은 STATCOM들에서 사용될 수도 있다.
도 12는 DC-DC 토폴로지를 갖는 모듈러 컨버터 (10f) 를 도시한다. 컨버터 (10) 는 직렬 접속된 컨버터 모듈들 (12a) 을 갖는 하나의 암 (14) 을 포함한다. 다수의 DC 전원들 (80), 예를 들어 배터리들이, 각각의 컨버터 모듈 (12a) 에 병렬로 접속된다. 암 (14) 의 단부들은 DC 전원 (82) 에 접속된다.
모듈러 컨버터 (10d) 는 배터리 스토리지 유닛의 배터리들을 충전하고 방전하는데 사용될 수도 있다.
도 13은 DC-AC 이중 토폴로지를 갖는 모듈러 컨버터 (10g) 를 도시한다. DC 전원 (90) 은 2 개의 컨버터 암들 (14) 을 포함하는 하나의 상 (16) 에 접속된다. 컨버터 암들의 각각은 병렬로 접속된 2 개의 컨버터 모듈들 (12c) 을 가진다. 하나의 암 (14) 의 컨버터 모듈들 (12c) 은 공통 커패시터 (92) 를 공유한다.
컨버터들 (10, 10a 내지 10f) 에서, 컨버터 모듈들은 전압을 증가시키기 위해서 직렬로 접속된다. 모듈러 컨버터 (10g) 에서, 모듈들은 더 높은 전류 등급 (rating) 들을 달성하기 위해 병렬로 접속된다.
위의 예들 및 실시형태들에서, 컨버터 모듈들은 커패시터를 갖는 것으로 설명되었다. 커패시터 대신, 또한, 배터리, 연료 전지 또는 광기전력 전지 (photovoltaic cell) 와 같은 상이한 에너지 스토리지 또는 에너지 소스가 사용될 수 있다. 이러한 에너지 소스들 또는 에너지 스토리지들은 또한 설명된 커패시터에 추가하여 인스톨될 수 있다. 이러현 경우들에 대해, 또한, 커패시터 전압 Vc,pq가 모듈 전압 Vc,pq로 일반화되어야 한다.
본 발명이 도면들 및 전술한 설명에서 도시되고 상세히 설명되었지만, 이러한 도시 및 설명은 예시적이거나 또는 구체적인 것으로 간주되고 제한적이 아닌 것으로 간주되어, 본 발명은 개시된 실시형태들로 제한되지 않는다. 개시된 실시형태들에 대한 다른 개조예들이 당해 기술분야에 있고 청구된 발명을 실용화하는 당업자들에 의해 도면들, 본 개시물, 및 첨부의 청구항들의 학습으로 이해되고 달성될 수 있다. 특허청구범위에서, 단어 "포함하는"은 다른 엘리먼트들 또는 단계들을 배제하지 않고, 부정관사 "a" 또는 "an"의 사용에 해당한다고 여겨질 국어 표현은 복수형을 배제하지 않는다. 단일 프로세서 또는 제어기 또는 다른 유닛은 청구범위서 언급된 여러 항목들의 기능들을 충족시킬 수도 있다. 특정한 방안들이 서로 상이한 종속 청구항들에서 언급된다는 것에 불과한 사실은 이들 방안들의 조합이 유익하게 사용될 수 없다는 것을 나타내지 않는다. 청구범위에서의 임의의 참조 기호들은 본원의 범위를 제한하는 것으로 해석되지 않아야 한다.

Claims (15)

  1. 복수의 컨버터 모듈들 (12) 을 갖는 모듈러 컨버터 (10) 를 제어하는 방법으로서,
    각각의 컨버터 모듈 (12) 은 2 개의 전력 커넥터들, 전력 반도체들 및 에너지 스토리지 및/또는 에너지 소스를 포함하고, 상기 전력 커넥터들은 상기 전력 반도체들의 제 1 스위칭 상태에서 단락되고 상기 전력 반도체들의 제 2 스위칭 상태에서 상기 에너지 스토리지 및/또는 에너지 소스에 접속되고,
    상기 방법은,
    실제 컨버터 스위칭 상태에 기초하여 상기 컨버터 (10) 의 가능한 미래의 스위칭 시퀀스들을 선택하는 단계로서, 스위칭 시퀀스가 적어도 하나의 컨버터 스위칭 상태를 갖는 일련의 컨버터 스위칭 상태들이고 컨버터 스위칭 상태는 상기 컨버터 모듈들의 스위칭 상태들을 포함하는, 상기 가능한 미래의 스위칭 시퀀스들을 선택하는 단계;
    실제 내부 전류들 및 실제 내부 전압들에 기초하여 각각의 스위칭 시퀀스에 대한 미래의 전류 궤적을 예측하는 단계;
    상기 스위칭 시퀀스들로부터 후보 시퀀스들을 결정하는 단계로서, 후보 시퀀스는 전류 궤적을 갖는 스위칭 시퀀스이며 상기 스위칭 시퀀스는 기준 전류에 관하여 미리 정의된 경계들을 준수하거나 또는, 미리 정의된 경계가 위반되는 경우 전류 궤적을 상기 미리 정의된 경계에 더 가깝게 이동시키는, 상기 후보 시퀀스들을 결정하는 단계;
    실제 모듈 전압들 및 개별의 상기 후보 시퀀스의 상기 전류 궤적에 기초하여 각각의 후보 시퀀스에 대한 미래의 모듈 전압들을 예측하는 단계;
    각각의 후보 시퀀스에 대한 비용 함수를 평가하는 단계로서, 상기 비용 함수는 상기 스위칭 시퀀스의 상기 컨버터 스위칭 상태들, 상기 미래의 모듈 전압들 및/또는 미래의 전류들에 기초하는, 상기 비용 함수를 평가하는 단계; 및
    최소 비용들을 갖는 후보 시퀀스의 제 1 컨버터 스위칭 상태로서 다음의 컨버터 스위칭 상태를 선택하는 단계를 포함하는, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 비용 함수는 2 개의 연속적인 컨버터 스위칭 상태들 간의 스위칭 동작들의 수에 기초하는, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 비용 함수는 직렬로 접속된 적어도 2 개의 컨버터 모듈들을 포함하는 컨버터 암 (14) 의 컨버터 모듈들 (12) 의 모듈 전압들 간의 차이에 기초하는, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 비용 함수는 모듈 전압과 상기 컨버터 (10) 의 입력에서의 공급 전압 간의 차이에 기초하는, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 비용 함수는 상 (phase)(16) 에 대한 제 1 컨버터 암 (14) 의 모듈 전압들의 합과, 동일한 상 (16) 또는 상이한 상 (16) 에 대한 제 2 컨버터 암 (14) 의 모듈 전압들의 합 간의 차이에 기초하는, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 비용 함수는 제 1 상의 모듈 전압들의 합과, 제 2 상의 모듈 전압들의 합 간의 차이에 기초하는, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  7. 제 1 항 또는 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    미래의 모듈 전압들이 미리 정의된 경계들 내에 머무르지 않는 후보 시퀀스들을 선택해제하는 단계를 더 포함하는, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 각각의 컨버터 모듈 (12) 은 모듈 커패시터를 포함하며; 및/또는
    상기 모듈 전압들은 모듈 커패시터들 양단의 커패시터 전압들인, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭 시퀀스는 컨버터 스위칭 상태와 연관된 스위칭 단계를 포함하며, 상기 스위칭 단계에서 상기 컨버터의 상기 미래의 전류는 상기 컨버터를 연관된 상기 컨버터 스위칭 상태로 스위칭하기 위해 예측되며; 및/또는
    상기 스위칭 시퀀스는, 상기 전류가 상기 전류에 대한 경계들을 위반할 때까지 적어도 하나의 시간 단계에 대해 외삽되는 외삽 단계를 포함하는, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 미래의 전류 궤적은 상기 컨버터의 제 1 내부 모델에 기초하여 예측되며; 및/또는
    상기 미래의 모듈 전압들은 상기 제 1 내부 모델에 의존하는, 상기 컨버터의 제 2 내부 모델에 기초하여 예측되는, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    컨버터 모듈 (12) 을 바이패스함으로써 컨버터 토폴로지를 변경하는 단계; 및
    제 1 내부 모델 및/또는 제 2 내부 모델을 변경된 상기 컨버터 토폴로지에 적응시키는 단계를 더 포함하는, 모듈러 컨버터를 제어하는 방법.
  12. 프로세서 상에서 실행되는 경우, 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 기재된 방법의 단계들을 실행하도록 구성되는, 컴퓨터 프로그램.
  13. 제 12 항에 기재된 컴퓨터 프로그램이 저장되는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  14. 모듈러 컨버터 (10) 를 제어하는 제어기 (40) 로서,
    상기 제어기는 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 기재된 방법의 단계들을 실행하도록 구성되는, 제어기.
  15. 커패시터를 각각 갖는 복수의 컨버터 모듈들 (12); 및
    제 14 항에 기재된 제어기 (40) 를 포함하는, 모듈러 컨버터 (10).
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