KR20160072499A - 모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법 - Google Patents

Abstract

실시 예에 따른 모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법은 전력 계통에서 요구하는 무효 전력량 및 유효 전력량을 확인하는 단계; 상기 확인된 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위 이내에 속하는지 여부를 판단하는 단계; 상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위 이내에 속하면, 현재 컨버터의 운전 조건을 유지하는 단계; 및 상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위를 벗어난 경우, 단계적으로 2차 순환 전류를 투입하는 단계를 포함한다.

Description

모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법{Method for operating of the modular multilevel converter}

실시 예는, 모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법에 관한 것으로, 특히 운전 구간 확장을 위한 운전 방법에 관한 것이다.

고압 직류송전(HVDC;High voltage direct-current transmission)은 교류 송전(HVAC;High voltage alternatingcurrent transmission)에 비하여 장거리 송전, 비동기 계통 연계, 해저 케이블 사용 및 전력제어 가능 등의 장점을 가지고 있어서, 그 응용 사례가 꾸준히 증가하고 있다.

예를 들어, 에너지 생성위치와 에너지 소비 장소 사이에 해상을 경유한다든지, 에너지 생성위치와 에너지 소비 장소 사이의 거리가 1000km 이상인 경우에 고압직류송전 시스템이 고압 교류 송전 시스템보다 에너지 수송 비용이 저렴한 것으로 알려져 있다.

따라서 신재생에너지원 중에 하나인 해상풍력발전에 대해 상용화 규모가 커지고 있고, 대규모로 개발하고자 하는 장기 계획이 발표되면서 해상에서 발전된 에너지를 육상까지 송전하는데 저렴하고 유연적이며 안정적인 고압직류송전 기술이 주목을 받고 있다.

이러한 이유 이외에도 고압직류송전 기술은 국가와 국가 사이에서 에너지 거래(전력 거래)를 목적으로 하거나, 전력계통 주파수가 서로 다른 전력계통 사이에서 에너지를 거래할 수 있게 하거나, 인구 밀집 지역인 대도심에서 집중적인 에너지 소비로 인하여 에너지 병목현상이 발생하는 경우 저비용으로 추가선로를 신설할 필요가 있는 경우 등 다양한 목적으로 연구되고 있다.

HVDC(고압직류 송전)용 컨버터는 고압직류송전 시스템의 핵심을 이루는 장치로서, 전류형 컨버터와 전압형 컨버터로 크게 분류되며, 본 발명은 서브모듈(submodule:SM)을 직렬로 쌓아서 고압을 견디도록 하는 “모듈형 멀티레벨 컨버터를 가지는 고압직류송전용 컨버터”에 대한 것이다.

상기와 같은 모듈형 멀티레벨 컨버터의 한 일례로는, 도 1에 도시된 바와 같이, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT; insulated gate bipolar transistor)(10)와 역 병렬 다이오드(12)의 직렬접속 세트가 6개 포함되어 있다.

IGBT(10)들은 직렬로 접속되어 함께 스위칭 됨으로써 수십에서 수백 MW의 높은 전력등급(power rating)의 실현을 가능하게 한다.

이러한 종래의 방법은 복잡하고 능동적인 IGBT 드라이브를 필요로 할 것이며, 컨버터 스위칭 중에 IGBT(10) 소자들의 직렬 스트링(series strings)을 가로지르는 고전압을 적절히 공유하는 것을 보장하기 위해 대규모의 수동 스너버(snubber) 부품이 필요한 경우도 있다. 또한, IGBT(10)는 AC 네트워크(14)에 공급되는 고조파 전류(harmonic current)를 제어하는 AC 공급 주파수의 각 주기(cycle)에 걸쳐 고전압에서 여러 번 온/오프 스위칭(switching) 될 필요가 있다. 이러한 요인들은 높은 손실, 높은 수준의 전자기 간섭과 복잡한 설계로 이어진다.

상기와 같은 모듈형 멀티레벨 컨버터의 다른 예로, 도 2에 도시되어 있으며, 다중레벨 컨버터 구조를 갖추고 있다. 다중레벨 컨버터 구조는 직렬로 접속된 셀(18)의 컨버터 브리지(converter bridge)(16)를 포함하고, 각 컨버터 셀(18)은 커패시터(22)와 병렬 접속되는 한 쌍의 직렬 접속된 IGBT(20)소자를 포함한다. 각 컨버터 셀(18)은 시간차를 두고 스위칭 되고, 개개의 컨버터 셀(18)이 동시에 스위칭 되지 않고 컨버터의 스텝 전압(voltage step)이 비교적 작기 때문에, 직렬 접속된 IGBT의 직접 스위칭과 관련된 문제를 해소할 수 있다.

그러나 각 컨버터 셀(18)의 커패시터(22)는 다중레벨 컨버터 구조의 커패시터 단자에서의 전압 변동을 억제하기 위해 높은 용량 값(capacitive value)을 가져야 한다. 또한 6개의 직류 측 리액터(DC side reactor)(24)는 병렬 접속과 컨버터 림(converter limb)(26)의 동작을 할 수 있도록 요구되며, 기본적으로는 컨버터 림(26) 사이의 과도전류 흐름(transient current flow)을 제한하기 위해 사용된다.

이러한 요인들은 저장되는 에너지량이 상당하고, 장비의 선(先) 조립, 검사 및 수송이 곤란함에 따라 장치의 고비용, 대형화 및 중량화를 야기한다.

한편, 종래에는 2차 순환 전류를 삽입하여 모듈형 멀티레벨 컨버터를 구동시키는 운전 방법이 사용되고 있다.

이와 같은 운영 방법은 아래의 참고 자료에 나타난 논문에 기재되어 있다.

참고자료 1: S. P. Engel and R. W. De Doncker, "Control of the modular multi-level converter for inimized cell capacitance," in Power Electronics and Applications, Proceedings of the 14th European Conference on, pp. 1-10. 2011

참고자료 2: K. Ilves, A. Antonopoulos, L. Harnefors, S. Norrga, L. Angquist, and H.-P. Nee, "Capacitor voltage ripple shaping in modular multilevel converters allowing for operating region extension," in 37th IECON(Industrial Electronics Society Conference), pp.4403-4408, 2011

상기와 같은 모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법은 2차 순환 전류를 삽입할 때에 특별한 기준 없이 임의로 설정한 비용 함수(cost function)에 의하여 최적화를 하거나, 2차 순환 전류가 투입되는 각도(phase angle)를 변화시켜 가면서 운전 구간을 설정하고 있다.

그러나, 상기와 같은 참고 자료 1에 의하면 특별한 기준 없이 임의로 설정한 비용 함수에 의해서 값을 최적화하기 때문에, 최적의 운전 방법을 제공할 수 없으며,

상기 참고자료 2에 의하면, 순환 전류의 투입 각도나 투입량을 역률에 따라 변화시키는데, 이때 상기 역률에 따라 순환 전류의 투입 각도나 투입량의 제어가 쉽지 않은 문제점이 있다.

실시 예에서는 모듈형 멀티레벨 컨버터가 요구하는 운전 범위가 2차 순환 전류의 투입을 통하여 평시 또는 응급상황에서 확대될 수 있도록 한다.

제안되는 실시 예에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 제안되는 실시 예가 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

실시 예에 따른 모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법은 전력 계통에서 요구하는 무효 전력량 및 유효 전력량을 확인하는 단계; 상기 확인된 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위 이내에 속하는지 여부를 판단하는 단계; 상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위 이내에 속하면, 현재 컨버터의 운전 조건을 유지하는 단계; 및 상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위를 벗어난 경우, 단계적으로 2차 순환 전류를 투입하는 단계를 포함한다.

또한, 상기 단계적으로 2차 순환 전류를 투입하는 단계는, 상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위를 벗어난 경우, 단상 전력의 순환 전류를 투입하여 운전 범위를 확대하는 제 1 단계 확대 과정을 포함한다.

또한, 상기 제 1 단계 확대 과정에서 투입되는 2차 순환 전류량은 0이다.

또한, 상기 단계적으로 2차 순환 전류를 투입하는 단계는, 상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 상기 제 1 단계 확대 과정에 의해 확대된 운전 범위를 벗어난 경우, 기설정된 2단계의 2차 순환 전류를 투입하여 운전 범위를 확대하는 제 2 단계 확대 과정을 더 포함한다.

또한, 상기 2차 순환 전류는 직류 전류와 동일한 위상을 가진다.

또한, 상기 2단계의 2차 순환 전류의 크기는,

이며, 여기에서, 상기 m은 모듈레이션 인덱스이고, 상기

는 교류 전류의 크기이다.

또한, 상기 모듈레이션 인덱스를 나타내는 m 값은 1보다 작거나 같다.

또한, 상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 상기 2단계 확대 과정에 의해 확대된 운전 범위를 벗어난 경우, 기설정된 3단계의 2차 순환 전류를 투입하여 운전 범위를 확대하는 제 3 단계 확대 과정을 더 포함한다.

또한, 상기 3단계의 2차 순환 전류의 크기는,

이고, 상기

는 교류 전류의 크기이다.

실시 예에 따르면, 단계별 2차 순환 전류의 투입을 통해 모듈형 멀티레벨 컨버터가 요구하는 운전 범위가 평상시 또는 응급상황에서 확대될 수 있도록 하여, 모듈 커패시터의 전압 리플을 줄이고, 모듈의 커패시터, 스위칭 소자 및 다이오드 등이 받는 스트레스를 획기적으로 줄일 수 있다.

도 1 및 2는 종래의 모듈형 멀티레벨 컨버터의 구성을 보여주는 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 고전압 직류 송전(high voltage direct current transmission, HVDC transmission) 시스템의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 모노폴라 방식의 고전압 직류 송전 시스템의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 바이폴라 방식의 고전압 직류 송전 시스템의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 트랜스포머와 3상 밸브 브릿지의 결선을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터의 구성 블록도이다.
도 8은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 모듈형 멀티레벨 컨버터의 구성 블록도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따른 복수의 서브 모듈의 연결을 나타낸다.
도 10은 본 발명의 일 실시 예에 따른 서브 모듈 구성의 예시도이다.
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 서브 모듈의 등가 모델을 나타낸다.
도 12 내지 도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따른 서브 모듈의 동작을 나타낸다.
도 16은 본 발명의 모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법을 단계별로 설명하기 위한 흐름도이다.
도 17 및 도 18은 실시 예에 따른 운전 구간 확대를 설명하기 위한 도면이다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.

본 발명의 실시 예들을 설명함에 있어서 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명의 실시 예에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

첨부된 도면의 각 블록과 흐름도의 각 단계의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수도 있다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 도면의 각 블록 또는 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 도면의 각 블록 또는 흐름도 각 단계에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 도면의 각 블록 및 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.

또한, 각 블록 또는 각 단계는 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실시 예들에서는 블록들 또는 단계들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들 또는 단계들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들 또는 단계들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 고전압 직류 송전(high voltage direct current transmission, HVDC transmission) 시스템을 보여준다.

도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 HVDC 시스템(100)은 발전 파트(101), 송전 측 교류 파트(110), 송전 측 변전 파트(103), 직류 송전 파트(140), 수요 측 변전 파트(105), 수요 측 교류 파트(170), 수요 파트(180), 및 제어 파트(190)를 포함한다. 송전 측 변전 파트(103)는 송전 측 트랜스포머 파트(120), 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130)를 포함한다. 수요 측 변전 파트(105)는 수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150), 수요 측 트랜스포머 파트(160)를 포함한다.

발전 파트(101)는 3상의 교류 전력을 생성한다. 발전 파트(101)는 복수의 발전소를 포함할 수 있다.

송전 측 교류 파트(110)는 발전 파트(101)가 생성한 3상 교류 전력을 송전 측 트랜스포머 파트(120)와 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130)를 포함하는 DC 변전소에 전달한다.

송전 측 트랜스포머 파트(120)는 송전 측 교류 파트(110)를 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130) 및 직류 송전 파트(140)로부터 격리한다(isolate).

송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130)는 송전 측 트랜스포머 파트(120)의 출력에 해당하는 3상 교류 전력를 직류 전력으로 변환한다.

직류 송전 파트(140)는 송전 측의 직류 전력을 수요 측으로 전달한다.

수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150)는 직류 송전 파트(140)에 의해 전달된 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환한다.

수요 측 트랜스포머 파트(160)는 수요 측 교류 파트(170)를 수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150)와 직류 송전 파트(140)로부터 격리한다.

수요 측 교류 파트(170)는 수요 측 트랜스포머 파트(160)의 출력에 해당하는 3상 교류 전력을 수요 파트(180)에 제공한다.

제어 파트(190)는 발전 파트(101), 송전 측 교류 파트(110), 송전 측 변전 파트(103), 직류 송전 파트(140), 수요 측 변전 파트(105), 수요 측 교류 파트(170), 수요 파트(180), 제어 파트(190), 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130), 수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150) 중 적어도 하나를 제어한다. 특히, 제어 파트(190)는 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130)와 수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150) 내의 복수의 밸브의 턴온 및 턴오프의 타이밍을 제어할 수 있다. 이때, 밸브는 싸이리스터 또는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(insulated gate bipolar transistor, IGBT)에 해당할 수 있다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 모노폴라 방식의 고전압 직류 송전 시스템을 보여준다.

특히, 도 2는 단일의 극의 직류 전력을 송전하는 시스템을 보여준다. 이하의 설명에서는 단일의 극은 양극(positive pole)임을 가정하여 설명하나 이에 한정될 필요는 없다.

송전 측 교류 파트(110)는 교류 송전 라인(111)과 교류 필터(113)를 포함한다.

교류 송전 라인(111)은 발전 파트(101)가 생성한 3상의 교류 전력을 송전 측 변전 파트(103)로 전달한다.

교류 필터(113)는 변전 파트(103)이 이용하는 주파수 성분 이외의 나머지 주파수 성분을 전달된 3상 교류 전력에서 제거한다.

송전 측 트랜스포머 파트(120)는 양극을 위하여 하나 이상의 트랜스포머(121)를 포함한다. 양극을 위하여 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130)는 양극 직류 전력을 생성하는 교류-양극 직류 컨버터(131)를 포함하고, 이 교류-양극 직류 컨버터(131)는 하나 이상의 트랜스포머(121)에 각각 대응하는 하나 이상의 3상 밸브 브릿지(131a)를 포함한다.

하나의 3상 밸브 브릿지(131a)가 이용되는 경우, 교류-양극 직류 컨버터(131)는 교류 전력을 이용하여 6개의 펄스를 가지는 양극 직류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 그 하나의 트랜스포머(121)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, Y-델타(Δ) 형상의 결선을 가질 수도 있다.

2개의 3상 밸브 브릿지(131a)가 이용되는 경우, 교류-양극 직류 컨버터(131)는 교류 전력을 이용하여 12개의 펄스를 가지는 양극 직류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 2개 중 하나의 트랜스포머(121)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, 나머지 하나의 트랜스포머(121)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Δ 형상의 결선을 가질 수도 있다.

3개의 3상 밸브 브릿지(131a)가 이용되는 경우, 교류-양극 직류 컨버터(131)는 교류 전력을 이용하여 18개의 펄스를 가지는 양극 직류 전력을 생성할 수 있다. 양극 직류 전력의 펄스의 수가 많을수록, 필터의 가격이 낮아질 수 있다.

직류 송전 파트(140)는 송전 측 양극 직류 필터(141), 양극 직류 송전 라인(143), 수요 측 양극 직류 필터(145)를 포함한다.

송전 측 양극 직류 필터(141)는 인덕터(L1)와 커패시터(C1)를 포함하며, 교류-양극 직류 컨버터(131)가 출력하는 양극 직류 전력을 직류 필터링한다.

양극 직류 송전 라인(143)는 양극 직류 전력의 전송을 위한 하나의 DC 라인을 가지고, 전류의 귀환 통로로는 대지가 이용할 수 있다. 이 DC 라인 상에는 하나 이상의 스위치가 배치될 수 있다.

수요 측 양극 직류 필터(145)는 인덕터(L2)와 커패시터(C2)를 포함하며, 양극 직류 송전 라인(143)을 통해 전달된 양극 직류 전력을 직류 필터링한다.

수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150)는 양극 직류-교류 컨버터(151)를 포함하고, 양극 직류-교류 컨버터(151)는 하나 이상의 3상 밸브 브릿지(151a)를 포함한다.

수요 측 트랜스포머 파트(160)는 양극을 위하여 하나 이상의 3상 밸브 브릿지(151a)에 각각 대응하는 하나 이상의 트랜스포머(161)를 포함한다.

하나의 3상 밸브 브릿지(151a)가 이용되는 경우, 양극 직류-교류 컨버터(151)는 양극 직류 전력을 이용하여 6개의 펄스를 가지는 교류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 그 하나의 트랜스포머(161)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, Y-델타(Δ) 형상의 결선을 가질 수도 있다.

2개의 3상 밸브 브릿지(151a)가 이용되는 경우, 양극 직류-교류 컨버터(151)는 양극 직류 전력을 이용하여 12개의 펄스를 가지는 교류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 2개 중 하나의 트랜스포머(161)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, 나머지 하나의 트랜스포머(161)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Δ 형상의 결선을 가질 수도 있다.

3개의 3상 밸브 브릿지(151a)가 이용되는 경우, 양극 직류-교류 컨버터(151)는 양극 직류 전력을 이용하여 18개의 펄스를 가지는 교류 전력을 생성할 수 있다. 교류 전력의 펄스의 수가 많을수록, 필터의 가격이 낮아질 수 있다.

수요 측 교류 파트(170)는 교류 필터(171)와 교류 송전 라인(173)을 포함한다.

교류 필터(171)는 수요 파트(180)가 이용하는 주파수 성분(예컨데, 60Hz) 이외의 나머지 주파수 성분을, 수요 측 변전 파트(105)가 생성하는 교류 전력에서 제거한다.

교류 송전 라인(173)은 필터링된 교류 전력을 수요 파트(180)에 전달한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 바이폴라 방식의 고전압 직류 송전 시스템을 보여준다.

특히, 도 3은 2개의 극의 직류 전력을 송전하는 시스템을 보여준다. 이하의 설명에서는 2개의 극은 양극(positive pole)과 음극(negative pole)임을 가정하여 설명하나 이에 한정될 필요는 없다.

송전 측 교류 파트(110)는 교류 송전 라인(111)과 교류 필터(113)를 포함한다.

교류 송전 라인(111)은 발전 파트(101)가 생성한 3상의 교류 전력을 송전 측 변전 파트(103)로 전달한다.

교류 필터(113)는 변전 파트(103)이 이용하는 주파수 성분 이외의 나머지 주파수 성분을 전달된 3상 교류 전력에서 제거한다.

송전 측 트랜스포머 파트(120)는 양극을 위한 하나 이상의 트랜스포머(121)를 포함하고, 음극을 위한 하나 이상의 트랜스포머(122)를 포함한다. 송전 측 교류-직류 컨버터 파트(130)는 양극 직류 전력을 생성하는 교류-양극 직류 컨버터(131)와 음극 직류 전력을 생성하는 교류-음극 직류 컨버터(132)를 포함하고, 교류-양극 직류 컨버터(131)는 양극을 위한 하나 이상의 트랜스포머(121)에 각각 대응하는 하나 이상의 3상 밸브 브릿지(131a)를 포함하고, 교류-음극 직류 컨버터(132)는 음극을 위한 하나 이상의 트랜스포머(122)에 각각 대응하는 하나 이상의 3상 밸브 브릿지(132a)를 포함한다.

양극을 위하여 하나의 3상 밸브 브릿지(131a)가 이용되는 경우, 교류-양극 직류 컨버터(131)는 교류 전력을 이용하여 6개의 펄스를 가지는 양극 직류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 그 하나의 트랜스포머(121)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, Y-델타(Δ) 형상의 결선을 가질 수도 있다.

양극을 위하여 2개의 3상 밸브 브릿지(131a)가 이용되는 경우, 교류-양극 직류 컨버터(131)는 교류 전력을 이용하여 12개의 펄스를 가지는 양극 직류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 2개 중 하나의 트랜스포머(121)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, 나머지 하나의 트랜스포머(121)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Δ 형상의 결선을 가질 수도 있다.

양극을 위하여 3개의 3상 밸브 브릿지(131a)가 이용되는 경우, 교류-양극 직류 컨버터(131)는 교류 전력을 이용하여 18개의 펄스를 가지는 양극 직류 전력을 생성할 수 있다. 양극 직류 전력의 펄스의 수가 많을수록, 필터의 가격이 낮아질 수 있다.

음극을 위하여 하나의 3상 밸브 브릿지(132a)가 이용되는 경우, 교류-음극 직류 컨버터(132)는 6개의 펄스를 가지는 음극 직류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 그 하나의 트랜스포머(122)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, Y-델타(Δ) 형상의 결선을 가질 수도 있다.

음극을 위하여 2개의 3상 밸브 브릿지(132a)가 이용되는 경우, 교류-음극 직류 컨버터(132)는 12개의 펄스를 가지는 음극 직류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 2개 중 하나의 트랜스포머(122)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, 나머지 하나의 트랜스포머(122)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Δ 형상의 결선을 가질 수도 있다.

음극을 위하여 3개의 3상 밸브 브릿지(132a)가 이용되는 경우, 교류-음극 직류 컨버터(132)는 18개의 펄스를 가지는 음극 직류 전력을 생성할 수 있다. 음극 직류 전력의 펄스의 수가 많을수록, 필터의 가격이 낮아질 수 있다.

직류 송전 파트(140)는 송전 측 양극 직류 필터(141), 송전 측 음극 직류 필터(142), 양극 직류 송전 라인(143), 음극 직류 송전 라인(144), 수요 측 양극 직류 필터(145), 수요 측 음극 직류 필터(146)를 포함한다.

송전 측 양극 직류 필터(141)는 인덕터(L1)와 커패시터(C1)를 포함하며, 교류-양극 직류 컨버터(131)가 출력하는 양극 직류 전력을 직류 필터링한다.

송전 측 음극 직류 필터(142)는 인덕터(L3)와 커패시터(C3)를 포함하며, 교류-음극 직류 컨버터(132)가 출력하는 음극 직류 전력을 직류 필터링한다.

양극 직류 송전 라인(143)는 양극 직류 전력의 전송을 위한 하나의 DC 라인을 가지고, 전류의 귀환 통로로는 대지가 이용할 수 있다. 이 DC 라인 상에는 하나 이상의 스위치가 배치될 수 있다.

음극 직류 송전 라인(144)는 음극 직류 전력의 전송을 위한 하나의 DC 라인을 가지고, 전류의 귀환 통로로는 대지가 이용할 수 있다. 이 DC 라인 상에는 하나 이상의 스위치가 배치될 수 있다.

수요 측 양극 직류 필터(145)는 인덕터(L2)와 커패시터(C2)를 포함하며, 양극 직류 송전 라인(143)을 통해 전달된 양극 직류 전력을 직류 필터링한다.

수요 측 음극 직류 필터(146)는 인덕터(L4)와 커패시터(C4)를 포함하며, 음극 직류 송전 라인(144)을 통해 전달된 음극 직류 전력을 직류 필터링한다.

수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150)는 양극 직류-교류 컨버터(151)와 음극 직류-교류 컨버터(152)를 포함하고, 양극 직류-교류 컨버터(151)는 하나 이상의 3상 밸브 브릿지(151a)를 포함하고, 음극 직류-교류 컨버터(152)는 하나 이상의 3상 밸브 브릿지(152a)를 포함한다.

수요 측 트랜스포머 파트(160)는 양극을 위하여 하나 이상의 3상 밸브 브릿지(151a)에 각각 대응하는 하나 이상의 트랜스포머(161)를 포함하고, 음극을 위하여 하나 이상의 3상 밸브 브릿지(152a)에 각각 대응하는 하나 이상의 트랜스포머(162)를 포함한다.

양극을 위하여 하나의 3상 밸브 브릿지(151a)가 이용되는 경우, 양극 직류-교류 컨버터(151)는 양극 직류 전력을 이용하여 6개의 펄스를 가지는 교류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 그 하나의 트랜스포머(161)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, Y-델타(Δ) 형상의 결선을 가질 수도 있다.

양극을 위하여 2개의 3상 밸브 브릿지(151a)가 이용되는 경우, 양극 직류-교류 컨버터(151)는 양극 직류 전력을 이용하여 12개의 펄스를 가지는 교류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 2개 중 하나의 트랜스포머(161)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, 나머지 하나의 트랜스포머(161)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Δ 형상의 결선을 가질 수도 있다.

양극을 위하여 3개의 3상 밸브 브릿지(151a)가 이용되는 경우, 양극 직류-교류 컨버터(151)는 양극 직류 전력을 이용하여 18개의 펄스를 가지는 교류 전력을 생성할 수 있다. 교류 전력의 펄스의 수가 많을수록, 필터의 가격이 낮아질 수 있다.

음극을 위하여 하나의 3상 밸브 브릿지(152a)가 이용되는 경우, 음극 직류-교류 컨버터(152)는 음극 직류 전력을 이용하여 6개의 펄스를 가지는 교류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 그 하나의 트랜스포머(162)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, Y-델타(Δ) 형상의 결선을 가질 수도 있다.

음극을 위하여 2개의 3상 밸브 브릿지(152a)가 이용되는 경우, 음극 직류-교류 컨버터(152)는 음극 직류 전력을 이용하여 12개의 펄스를 가지는 교류 전력을 생성할 수 있다. 이때, 2개 중 하나의 트랜스포머(162)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Y 형상의 결선을 가질 수도 있고, 나머지 하나의 트랜스포머(162)의 1차측 코일과 2차측 코일은 Y-Δ 형상의 결선을 가질 수도 있다.

음극을 위하여 3개의 3상 밸브 브릿지(152a)가 이용되는 경우, 음극 직류-교류 컨버터(152)는 음극 직류 전력을 이용하여 18개의 펄스를 가지는 교류 전력을 생성할 수 있다. 교류 전력의 펄스의 수가 많을수록, 필터의 가격이 낮아질 수 있다.

수요 측 교류 파트(170)는 교류 필터(171)와 교류 송전 라인(173)을 포함한다.

교류 필터(171)는 수요 파트(180)가 이용하는 주파수 성분(예컨데, 60Hz) 이외의 나머지 주파수 성분을, 수요 측 변전 파트(105)가 생성하는 교류 전력에서 제거한다.

교류 송전 라인(173)은 필터링된 교류 전력을 수요 파트(180)에 전달한다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 트랜스포머와 3상 밸브 브릿지의 결선을 보여준다.

특히, 도 4는 양극을 위한 2개의 트랜스포머(121)와 양극을 위한 2개의 3상 밸브 브릿지(131a)의 결선을 보여준다. 음극을 위한 2개의 트랜스포머(122)와 음극을 위한 2개의 3상 밸브 브릿지(132a)의 결선, 양극을 위한 2개의 트랜스포머(161)와 양극을 위한 2개의 3상 밸브 브릿지(151a)의 결선, 음극을 위한 2개의 트랜스포머(162)와 음극을 위한 2개의 3상 밸브 브릿지(152a)의 결선, 양극을 위한 1개의 트랜스포머(121)와 양극을 위한 1개의 3상 밸브 브릿지(131a), 양극을 위한 1개의 트랜스포머(161)와 양극을 위한 1개의 3상 밸브 브릿지(151a)의 결선 등은 도 4의 실시예로부터 용이하게 도출할 수 있으므로, 그 도면과 설명은 생략한다.

도 4에서, Y-Y 형상의 결선을 가지는 트랜스포머(121)를 상측 트랜스포머, Y-Δ 형상의 결선을 가지는 트랜스포머(121)를 하측 트랜스포머, 상측 트랜스포머에 연결되는 3상 밸브 브릿지(131a)를 상측 3상 밸브 브릿지, 하측 트랜스포머에 연결되는 3상 밸브 브릿지(131a)를 하측 3상 밸브 브릿지라고 부르도록 한다.

상측 3상 밸브 브릿지와 하측 3상 밸브 브릿지는 직류 전력을 출력하는 2개의 출력단인 제1 출력단(OUT1)과 제2 출력단(OUT2)을 가진다.

상측 3상 밸브 브릿지는 6개의 밸브(D1-D6)를 포함하고, 하측 3상 밸브 브릿지는 6개의 밸브(D7-D12)를 포함한다.

밸브(D1)는 제1 출력단(OUT1)에 연결되는 캐소드와 상측 트랜스포머의 2차측 코일의 제1 단자에 연결되는 애노드를 가진다.

밸브(D2)는 밸브(D5)의 애노드에 연결되는 캐소드와 밸브(D6)의 애노드에 연결되는 애노드를 가진다.

밸브(D3)는 제1 출력단(OUT1)에 연결되는 캐소드와 상측 트랜스포머의 2차측 코일의 제2 단자에 연결되는 애노드를 가진다.

밸브(D4)는 밸브(D1)의 애노드에 연결되는 캐소드와 밸브(D6)의 애노드에 연결되는 애노드를 가진다.

밸브(D5)는 제1 출력단(OUT1)에 연결되는 캐소드와 상측 트랜스포머의 2차측 코일의 제3 단자에 연결되는 애노드를 가진다.

밸브(D6)는 밸브(D3)의 애노드에 연결되는 캐소드를 가진다.

밸브(D7)는 밸브(D6)의 애노드에 연결되는 캐소드와 하측 트랜스포머의 2차측 코일의 제1 단자에 연결되는 애노드를 가진다.

밸브(D8)는 밸브(D11)의 애노드에 연결되는 캐소드와 제2 출력단(OUT2)에 연결되는 애노드를 가진다.

밸브(D9)는 밸브(D6)의 애노드에 연결되는 캐소드와 하측 트랜스포머의 2차측 코일의 제2 단자에 연결되는 애노드를 가진다.

밸브(D10)는 밸브(D7)의 애노드에 연결되는 캐소드와 제2 출력단(OUT2)에 연결되는 애노드를 가진다.

밸브(D11)는 밸브(D6)의 애노드에 연결되는 캐소드와 하측 트랜스포머의 2차측 코일의 제3 단자에 연결되는 애노드를 가진다.

밸브(D12)는 밸브(D9)의 애노드에 연결되는 캐소드와 제2 출력단(OUT2)에 연결되는 애노드를 가진다.

한편, 수요 측 직류-교류 컨버터 파트(150)는 모듈형 멀티레벨 컨버터(Modular Mulit-Level Converter, 200)로 구성될 수 있다.

모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 복수의 서브 모듈(210)을 이용하여 직류 전력을 교류 전력으로 변환할 수 있다.

도 5 및 6을 참고하여 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 구성을 설명한다.

도 5 및 6은 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 구성 블록도이다.

모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 중앙 제어기(250), 복수의 서브 제어기(230), 복수의 서브 모듈(210)을 포함한다.

중앙 제어기(250)는 복수의 서브 제어기(230)를 제어하고, 각각의 서브 제어기(230)는 자신과 연결된 각각의 서브 모듈(210)을 제어할 수 있다.

이때, 도 5에서와 같이, 하나의 서브 제어기(230)는 하나의 서브 모듈(210)과 연결되고, 그에 따라 상기 중앙 제어기(250)를 통해 전송되는 제어 신호를 기준으로 자신과 연결된 하나의 서브 모듈(210)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.

또한, 이와 다르게, 도 6에서와 같이 하나의 서브 제어기(230)는 복수의 서브 모듈(210)과 연결되고, 그에 따라 상기 중앙 제어기(250)를 통해 전송되는 복수의 제어 신호를 이용하여 상기 자신과 연결된 복수의 서브 모듈(210)에 대한 각각의 제어 신호를 확인하고, 상기 확인한 제어 신호를 기준으로 상기 복수의 서브 모듈(210)을 각각 제어할 수 있다.

상기 중앙 제어기(250)는 상기 복수의 서브 모듈(210)의 동작 조건을 결정하고, 상기 결정한 동작 조건에 따라 상기 복수의 서브 모듈(210)의 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 생성한다.

그리고, 중앙 제어기(250)는 상기 제어 신호가 생성되면, 상기 생성된 제어 신호를 상기 서브 제어기(230)로 전송한다.

이때, 상기 복수의 서브 제어기(230)에는 어드레스가 할당되어 있으며, 이에 따라 상기 중앙 제어기(250)는 각각의 서브 모듈(210)에 대한 제어 신호를 생성하고, 상기 할당된 어드레스를 기준으로 상기 생성한 제어 신호를 상기 서브 제어기(230)에 전송한다.

예를 들어, 제 1 서브 모듈(210)과 제 1 서브 제어기(230)가 상호 연결되어, 상기 제 1 서브 제어기(230)를 통해 상기 제 1 서브 모듈(210)의 스위칭 제어가 이루어지고, 상기 제 1 서브 모듈(210)에 할당된 어드레스 정보가 '1'인 경우, 상기 중앙 제어기(250)는 상기 제 1 서브 모듈(210)에 대응하는 제어 신호를 상기 '1'이라는 어드레스가 할당된 제 1 서브 모듈(210)로 전송한다.

그리고, 제 1 서브 모듈(210)은 상기 중앙 제어기(250)를 통해 전송되는 제어 신호를 수신하고, 상기 수신한 제어 신호에 따라 상기 자신과 연결된 서브 모듈(210)을 제어한다.

이때, 상기 중앙 제어기(250)에서 서브 제어기(230)로 전송되는 제어신호에는, 상기 서브 모듈(210)의 스위칭 조건 정보와 함께 상기 스위칭 조건 정보가 어느 서브 모듈(210)에 적용될 정보인지를 나타내는 식별정보를 포함할 수 있다.

이에 따라, 상기 서브 제어기(230)는 상기 제어 신호에 포함된 식별 정보를 이용하여 상기 중앙 제어기(250)로부터 전송된 제어 신호가 자신과 연결된 서브 모듈에 대응하는 제어 신호인지를 확인하고, 그에 따라 상기 제어 신호에 포함된 스위칭 조건 정보를 기준으로 상기 서브 모듈의 스위칭 조건을 제어할 수 있다.

이때, 상기 수신된 제어 신호에 포함된 식별 정보가 자신과 연결된 서브 모듈(210)에 상응하지 않는 경우, 상기 서브 제어기(230)는 상기 수신된 제어 신호에 따른 스위칭 동작 조건을 상기 서브 모듈(210)에 적용하지 않는다.

그리고, 상기 서브 제어기(230)는 상기 제어 신호에 포함된 식별 정보에 대응하는 서브 모듈을 제어하는 다른 서브 제어기로 상기 수신한 제어 신호를 전달한다.

이하에서는, 상기 서브 모듈(210), 서브 제어기(230) 및 중앙 제어기(250)에 대해 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

서브 모듈(210)은 직류 전력을 입력받아 충전, 방전 및 바이패스 동작 중 어느 하나의 동작을 수행할 수 있다.

서브 모듈(210)은 다이오드를 포함하는 스위칭 소자로 구성되며, 이에 따라 스위칭 동작과 다이오드의 정류 동작으로 서브 모듈(210)의 충전, 방전 및 바이패스 동작 중 어느 하나의 동작을 수행할 수 있다.

상기 서브 제어기(230) 각각은, 상기 서브 모듈(210)에 대한 정보를 획득하고, 상기 획득한 정보를 어드레스 정보 내에 삽입한다. 그리고, 서브 제어기(230) 각각은, 상기 중앙 제어기(250)의 요청에 따라 상기 획득한 정보들이 삽입된 어드레스 정보를 상기 중앙 제어기(250)로 전송한다.

이를 위해, 상기 서브 제어기(230) 각각은 적어도 하나의 센서를 가질 수 있다. 상기 서브 제어기(230)에 포함된 센서는 상기 서브 모듈(210)의 전류, 전압 중 하나 이상을 측정할 수 있다.

그리고, 상기 서브 제어기(230)는 상기 측정한 서브 모듈(210)의 전류 및 전압 정보 중 적어도 하나의 정보를 어드레스 정보 내에 삽입할 수 있다. 이때, 상기 측정한 정보는 상기 서브 모듈(210)에 충전된 전압 정보일 수 있다.

또한, 서브 제어기(230)는 상기 중앙 제어기(250)로부터 전송되는 레퍼런스 정보를 상기 어드레스 정보 내에 삽입할 수 있다. 상기 레퍼런스 정보는, 기준 직류 전압 및 스위칭 캐리어 신호를 포함할 수 있다.

또한, 서브 제어기(230)는 상기 서브 모듈(210)의 스위칭 히스토리 정보를 상기 어드레스 정보 내에 저장할 수 있다. 상기 스위칭 히스토리 정보는 상기 서브 모듈(210)이 수행한 충전 동작, 방전 동작 및 바이패스 동작에 대한 히스토리 정보를 의미한다.

즉, 상기 서브 제어기(230)는 상기 서브 모듈(210)에 대한 현재 스위칭 정보, 그리고 이전 시점에 수행한 스위칭 정보를 확인하고, 상기 확인한 스위칭 정보를 상기 어드레스 정보 내에 삽입한다.

또한, 상기 서브 제어기(230) 각각에는 어드레스가 할당되며, 이에 따라 상기 어드레스 정보 내에는 상기 할당된 어드레스에 대응하는 식별 정보가 포함될 수 있다.

그리고, 상기 서브 제어기(230)는 상기 중앙 제어기(250)에는 자신의 어드레스의 확인을 요청하는 신호가 수신되면, 상기 수신된 요청 신호에 따라 상기 어드레스 정보를 상기 중앙 제어기(250)로 전송한다.

이때, 상기 전송되는 어드레스 정보 내에는 상기와 같은 식별 정보뿐만 아니라, 상기 서브 모듈(210)과 관련된 다양한 정보가 포함되어 있다.

상기 전송되는 어드레스 정보의 데이터 구조는 도 14에 도시된 바와 같다.

이에 따라, 상기 중앙 제어기(250)는 상기 어드레스의 확인만으로도, 상기 서브 제어기(230)가 제어하고 있는 서브 모듈(210)의 상태 정보까지 확인할 수 있다.

또한, 상기 중앙 제어기(250)는 상기 확인한 상태 정보에 의거하여, 상기 다수의 서브 모듈(210)의 스위칭 상태를 제어할 수 있다.

예를 들어, 상기 서브 모듈(210)은 복수 개로 이루어져 있으며, 이에 따라 특정 서브 모듈은 계속적인 충전 동작만을 수행할 수 있고, 다른 서브 모듈은 방전 동작 또는 바이 패스 동작만을 수행할 수 있다. 이에 따라, 상기 중앙 제어기(250)는 상기 확인한 어드레스 정보 내에 포함되어 있는 스위칭 히스토리 정보를 이용하여, 현 시점에서의 방전 동작을 수행할 서브 모듈, 충전 동작을 수행할 서브 모듈 및 바이패스 동작을 수행할 서브 모듈을 각각 결정한다.

또한, 상기 중앙 제어기(250)는 상기 어드레스 정보 내에 포함된 충전 전압 정보를 이용하여, 현 시점에 필요한 전력에 따라 방전 동작을 수행할 서브 모듈의 수를 결정할 수 있다.

즉, 중앙 제어기(250)는 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 전반적인 동작을 제어할 수 있다.

중앙 제어기(250)는 자신과 연계된 교류 파트(110, 170) 및 직류 송전 파트(140)의 전류, 전압을 측정할 수 있다.

또한, 중앙 제어기(250)는 전체 제어값을 산출할 수 있다.

여기서 전체 제어값이란, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 출력 교류 전력의 전압, 전류, 주파수 크기에 대한 목표값일 수 있다.

중앙 제어기(250)는 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)와 연계된 교류 파트(110, 170)의 전류, 전압 및 직류 송전 파트(140)의 전류, 전압 중 하나 이상을 기초로 전체 제어값을 산출할 수 있다.

한편, 중앙 제어기(250)는 통신 장치(미도시)를 통해 상위 제어기(미도시)로부터 수신한 기준 유효 전력, 기준 무효 전력, 기준 전류, 기준 전압 중 하나 이상을 기초로 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)의 동작을 제어할 수도 있다.

중앙 제어기(250)는 상기 서브 제어기(230)와 데이터를 주고 받을 수 있으며, 이에 따라 상기 설명한 바와 같은 어드레스 정보를 제공받을 수 있다.

상기와 같이, 본 발명은 어드레스 정보 내에 상기 서브 제어기(230)에 각각 할당된 식별 정보뿐 아니라, 상기 서브 제어기(230)에 의해 각각 제어되는 서브 모듈(210)의 상태 정보를 삽입함으로써, 상기 복수의 서브 모듈(210)의 스위칭 동작 조건을 결정하는데 걸리는 시간을 단축할 수 있으며, 이에 따라 보다 효율적으로 전력 변환 동작을 수행할 수 있다.

도 7을 참고하여, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)에 포함되는 복수의 서브 모듈(210)의 연결을 설명한다.

도 7은 3상 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)에 포함되는 복수의 서브 모듈(210)의 연결을 나타낸다.

도 7을 참고하면, 복수의 서브 모듈(210)은 직렬로 연결될 수 있으며, 하나의 상(Phase)의 양극 또는 음극에 연결된 복수의 서브 모듈(210)을 하나의 암(Arm)을 구성할 수 있다.

3상 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 일반적으로 6개의 암(Arm)으로 구성될 수 있으며, A, B, C인 3상 각각에 대해 양극과 음극으로 구성되어 6개의 암(Arm)으로 구성될 수 있다.

이에 따라, 3상 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 A상 양극에 대한 복수의 서브 모듈(210)로 구성되는 제1 암(221), A상 음극에 대한 복수의 서브 모듈(210)로 구성되는 제2 암(222), B상 양극에 대한 복수의 서브 모듈(210)로 구성되는 제3 암(223), B상 음극에 대한 복수의 서브 모듈(210)로 구성되는 제4 암(224), C상 양극에 대한 복수의 서브 모듈(210)로 구성되는 제5 암(225), C상 음극에 대한 복수의 서브 모듈(210)로 구성되는 제6 암(226)으로 구성될 수 있다.

그리고 하나의 상(Phase)에 대한 복수의 서브 모듈(210)은 레그(Leg)를 구성할 수 있다.

이에 따라, 3상 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 A상에 대한 복수의 서브 모듈(210)을 포함하는 A상 레그(227)과, B상에 대한 복수의 서브 모듈(210)을 포함하는 B상 레그(228), C상에 대한 복수의 서브 모듈(210)을 포함하는 C상 레그(229)로 구성될 수 있다.

그래서 제1 암(221) 내지 제 6암(226)은 각각 A, B, C상 레그(227, 228, 229)에 포함된다.

구체적으로, A상 레그(227)에는 A상의 양극 암인 제1 암(221)과 음극 암인 제2 암(222)이 포함되며, B상 레그(228)에는 B상의 양극 암인 제3 암(223)과 음극 암인 제4 암(224)가 포함된다. 그리고 C상 레그(229)에는 C상의 양극 암인 제5 암(225)과 음극 암인 제6 암(226)이 포함된다.

또한, 복수의 서브 모듈(210)은 극성에 따라 양극 암(Arm, 227)과 음극 암(Arm, 228)을 구성할 수 있다.

구체적으로 도 7을 참고하면, 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)에 포함되는 복수의 서브 모듈(210)은 중성선(n)을 기준으로 양극에 대응하는 복수의 서브 모듈(210)과 음극에 대응하는 복수의 서브 모듈(210)로 분류할 수 있다.

그래서 모듈형 멀티레벨 컨버터(200)는 양극에 대응하는 복수의 서브 모듈(210)로 구성되는 양극 암(227), 음극에 대응하는 복수의 서브 모듈(210)로 구성되는 음극 암(228)로 구성될 수 있다.

이에 따라, 양극 암(227)은 제1 암(221), 제3 암(223), 제5 암(225)로 구성될 수 있고, 음극 암(228)은 제2 암(222), 제4 암(224), 제6 암(226)으로 구성될 수 있다.

이어서 도 8을 참고하여, 서브 모듈(210)의 구성을 설명한다.

도 8은 서브 모듈(210)의 구성에 대한 예시도이다.

도 8을 참고하면, 서브 모듈(210)은 2개의 스위치, 2개의 다이오드, 커패시터를 포함한다. 이러한 서브 모듈(210)의 형태를 하프 브릿지(half-bridge) 형태 또는 반파 인버터(half bridge inverter)라고도 한다.

그리고 스위칭부(217)에 포함되는 스위치는 전력 반도체를 포함할 수 있다.

여기서 전력 반도체는 전력 장치용 반도체 소자를 말하며, 전력의 변환이나 제어용에 최적화될 수 있다. 그리고 전력 반도체는 밸브 장치라고 하기도 한다.

이에 따라 스위칭부(217)에 포함되는 스위치는 전력 반도체로 구성될 수 있어서, 예를 들면 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), GTO(Gate Turn-off Thyristor), IGCT(Integrated Gate Commutated Thyristor) 등으로 구성될 수 있다.

저장부(219)는 커패시터를 포함하고 있어서, 에너지를 충전 또는 방전할 수 있다. 한편, 서브 모듈(210)의 구성 및 동작을 기초로 서브 모듈(210)을 등가 모델로 나타낼 수 있다.

도 9는 서브 모듈(210)의 등가 모델을 나타내며, 도 9를 참고하면 서브 모듈(210)은 스위치와 커패시터로 구성된 에너지 충전 및 방전 장치로 나타낼 수 있다.

이에 따라 서브 모듈(210)은 출력 전압이 Vsm인 에너지 충전 및 방전장치와 동일함을 확인할 수 있다.

이어서 도 10 내지 도 13을 참고하여, 서브 모듈(210)의 동작을 설명한다.

도 10 내지 도 13의 서브 모듈(210)의 스위치부(217)는 복수의 스위치 T1, T2를 포함하고, 각각의 스위치는 각각의 다이오드 D1, D2에 연결된다. 그리고 서브 모듈(210)의 저장부(219)는 커패시터를 포함한다.

도 10 및 도 11을 참고하여 서브 모듈(210)의 충전 및 방전동작을 설명한다.

도 10 및 도 11은 서브 모듈(210)의 커패시터 전압(Vsm) 형성을 나타낸다.

도 10 및 도 11을 참고하면, 스위치부(217)의 스위치 T1은 턴온, 스위치 T2는 턴오프 된 상태를 나타낸다. 이에 따라 서브 모듈(210)은 각각의 스위치 동작에 따라 커패시터 전압을 형성할 수 있다.

구체적으로, 도 10을 참고하면 서브 모듈(210)에 유입되는 전류는 다이오드 D1을 거쳐 커패시터에 전달되어 커패시터 전압을 형성한다. 그리고 형성된 커패시터 전압은 커패시터에 에너지를 충전할 수 있다.

그리고 서브 모듈(210)은 충전된 에너지를 방출하는 방출 동작을 할 수 있다.

구체적으로, 도 11을 참고하면 서브 모듈(210)에 충전된 에너지인 커패시터의 저장 에너지는 스위치 T1을 거쳐 출력된다. 따라서 서브 모듈(210)은 저장된 에너지를 방출할 수 있다.

도 12 및 도 13을 참고하여 서브 모듈(210)의 바이패스(Bypass) 동작을 설명한다.

도 12 및 도 13은 서브 모듈(210)의 영 전압 형성을 나타낸다.

도 12 및 도 13을 참고하면, 스위치부(217)의 스위치 T1은 턴오프, 스위치 T2는 턴온 된 상태를 나타낸다. 이에 따라 서브 모듈(210)의 커패시터에 전류가 흐르지 않게 되어, 서브 모듈(210)은 영 전압을 형성할 수 있다.

구체적으로, 도 12를 참고하면 서브 모듈(210)로 유입되는 전류는 스위치 T2를 통해 출력되어 서브 모듈(210)은 영 전압을 형성할 수 있다.

그리고 도 13을 참고하면, 서브 모듈(210)에 유입되는 전류는 다이오드 D2를 통해 출력되어 서브 모듈(210)은 영 전압을 형성할 수 있다.

이처럼 서브 모듈(210)은 영 전압을 형성할 수 있어서, 흐르는 전류가 서브 모듈(210)에 유입되지 않고 통과하는 바이패스 동작을 수행할 수 있다.

실시 예에서는 모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 범위를 확대하기 위하여, 요구되는 무효 전력과 유효 전력의 양에 따라 상기 운전 범위가 확대될 수 있도록 한다.

여기에서, 상기 운전 범위는 2차 순환 전류의 투입에 의해 이루어진다.

상기 2차 순환 전류가 투입되는 경우, 그에 따라 커패시터 전압 리플의 운전 경계가 증가하게 되며, 이에 따른 운전 구간의 범위도 확대될 수 있다.

2차 순환 전류 투입은 암 전류의 극성 변화를 피하는 조건에서 이루어진다. 이는, 상기 암 전류의 원하지 않는 극성 변화는 추가적인 스위칭 동작이 필요로 하기 때문이다.

또한, 2차 순환 전류 투입은 전체 성능이 저하되는 상황이 발생하지 않는 범위 내에서 이루어지도록 한다.

또한, 2차 순환 전류 투입은 2차 순환 전류의 크기가 변조 지수(모듈레이션 인덱스)와 역률의 변화에 의해 제어될 수 있도록 한다.

도 16은 본 발명의 모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법을 단계별로 설명하기 위한 흐름도이다.

도 16을 참조하면, 중앙 제어기(250)는 컨버터의 유효 전력 및 무효 전력량을 주문한다(101단계).

즉, 중앙 제어기(250)는 전력 계통에서 요구하는 무효 전력량 및 유효 전력량을 확인한다. 이때, 상기 모듈형 멀티 레벨 컨버터는 피상 전력(apparent power), 유효 전력(active power) 및 커패시터 전압 리플의 운전 경계 영역을 기준으로 운전 범위가 결정된다.

여기에서, 상기 운전 범위는 유효 전력(Active power)과 무효 전력(Reactive power)의 공급 가능량을 의미한다.

이어서, 중앙 제어기(250)는 상기 확인한 유효 전력량 및 무효 전력량이 기설정된 운전 범위 내에서 속하는지, 아니면 상기 운전 범위를 벗어났는지 여부를 판단한다(102단계).

상기 판단 결과(102단계), 중앙 제어기(250)는 상기 확인한 유효 전력량 및 무효 전력량이 기설정된 운전 범위 이내에 속하면, 현재 설정되어 있는 운전 조건을 그대로 유지시키면서 컨버터의 운전을 제어한다.

또한, 상기 판단 결과(102단계), 중앙 제어기(250)는 상기 확인한 유효 전력량 및 무효 전력량이 기설정된 운전 범위를 벗어난 경우, 상기 운전 범위를 확대시키기 위한 동작을 수행한다.

이때, 상기 운전 범위 확대 동작은 복수의 단계로 구분되어 수행된다.

여기에서, 상기 복수의 단계는 제 1 단계에서 제 3 단계를 포함한다.

이에 따라, 상기 중앙 제어기(250)는 제 1 단계의 운전 범위 확대 조건을 적용하여 상기 운전 범위를 확대시킨다(103단계).

여기에서, 상기 중앙 제어기(250)는 상기 제 1 단계에서의 운전 범위 확대 동작에서, 본 발명에 따른 2차 순환 전류를 투입하지 않으면서 상기 운전 범위가 확대될 수 있도록 한다.

이에 따라, 상기 제 1 단계에서의 2차 순환 전류의 양은 0이다.

즉, 일반적인 단상 전력의 순환 전류 투입만으로, 상기 운전 범위가 어느 정도 확대될 수 있으며, 실시 예에서의 중앙 제어기(250)는 상기 제 1 단계로, 상기 단상 전력의 순환 전류만을 투입하여 상기 운전 범위의 확대가 이루어질 수 있도록 한다.

이어서, 중앙 제어기(250)는 상기 제 1 단계의 운전 범위 확대로 인해, 전력 계통에서 요구하는 유효 전력 및 무효 전력의 양이 상기 확대된 운전 범위 이내에 속하는지 여부를 판단하고, 그에 따라 상기 유효 전력 및 무효 전력의 양이 상기 확대된 운전 범위를 벗어났는지 여부를 판단한다(104단계).

그리고, 상기 중앙 제어기(250)는 상기 유효 전력 및 무효 전력의 양이 상기 제 1 단계에 의해 확대된 운전 범위를 벗어난 경우, 본 발명에 따른 2차 순환 전류를 투입한다(105단계). 여기에서, 상기 2차 순환 전류는 복수의 단계로 구분되어 투입된다.

즉, 상기 1단계에 이어 투입되는 2차 순환 전류는 2단계 2차 순환 전류이며, 여기에 이어 투입되는 2차 순환 전류는 3단계 2차 순환 전류이다.

이에 따라, 상기 중앙 제어기(250)는 상기 2단계 2차 순환 전류를 우선 투입하여, 상기 운전 범위가 상기 1단계에서보다 더 확대될 수 있도록 한다(105단계).

상기 2차 순환 전류는 교류 전류와 동상(same phase)이며, 단계별 2차 순환 전류의 양은 미리 계산된다.

여기에서, 상기 2단계 2차 순환 전류는 다음과 같다.

2단계 2차 순환 전류량 =

상기 m은 모듈레이션 인덱스이고,

는, AC 전류의 크기이다.

중앙 제어기(250)는 상기 제 2 단계의 운전 범위 확대로 인해, 전력 계통에서 요구하는 유효 전력 및 무효 전력의 양이 상기 확대된 운전 범위 이내에 속하는지 여부를 판단하고, 그에 따라 상기 유효 전력 및 무효 전력의 양이 상기 확대된 운전 범위를 벗어났는지 여부를 판단한다(106단계).

상기 중앙 제어기(250)는 상기 유효 전력 및 무효 전력의 양이 상기 제 2 단계에 의해 확대된 운전 범위를 벗어난 경우, 본 발명에 따른 3단계 2차 순환 전류를 투입한다(107단계).

상기 3단계 2차 순환 전류는 다음과 같다.

3단계 2차 순환 전류량 =

여기에서, 모듈레이션 인덱스의 값은 1과 같거나 작으며, 이에 따라 상기 2단계 투입되는 2차 순환 전류는 상기 3단계에 투입되는 2차 순환 전류와 같거나 작다.

이때, 실시 예에서는 상기 1단계 이후에 상기 2단계를 생략하고 바로 상기 3단계에 해당하는 2차 순환 전류를 투입할 수도 있지만, 보다 나은 컨버터의 운전 조건과, 단계적인 운전 적용을 위하여, 상기 2단계를 추가하는 것이 바람직하다.

또한, 상기 2단계 2차 순환 전류량과 3단계 2차 순환 전류량은 2차 순환 전류의 최대값을 의미한다.

이에 따라, 상기 2단계에서의 m 값은 1보다 작은 값이 되는 것이 바람직하다.

도 17 및 도 18은 실시 예에 따른 운전 구간 확대를 설명하기 위한 도면이다.

도 17 및 18에서, 원(○) 라인은 피상 전력을 의미하고, 삼각(△) 라인은 커패시터 전압 리플의 운전 경계선이며, 사각(□) 라인은 유효 전력의 최대 허용치를 나타낸 것이다.

도 17 및 도 18을 참조하면, 도 17에서는 2차 순환 전류가 투입되기 전의 빗금친 운전 범위(operating region)가 도 18에서의 2차 순환 전류가 투입된 이후의 운전 범위보다 작은 것을 알 수 있다.

즉, 2차 순환 전류가 투입됨에 따라 운전 범위는 증가하게된다.

이때, 상기 운전 범위는 커패시터 전압 리플의 경계 범위를 벗어나지 않는 영역 내에서 설정된다.

다시 말해서, 직류 순환 전류의 경우, 역률에 따라 피상 전력이 제한받게 된다. 그러나, 본 발명의 실시 예에 따른 2차 순환 전류의 투입량에 따라 컨버터 운전 범위가 확대되는 것을 확인할 수 있으며, 여기에서 운전 범위는 모듈의 커패시터가 갖는 리플이 일정 범위를 넘지 않아 이에 따른 스트레스가 줄어드는 것을 의미한다.

또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시 예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안 될 것이다.

Claims (9)

1. 전력 계통에서 요구하는 무효 전력량 및 유효 전력량을 확인하는 단계;
   상기 확인된 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위 이내에 속하는지 여부를 판단하는 단계;
   상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위 이내에 속하면, 현재 컨버터의 운전 조건을 유지하는 단계; 및
   상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위를 벗어난 경우, 단계적으로 2차 순환 전류를 투입하는 단계를 포함하는
   모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법.
2. 제 1항에 있어서,
   상기 단계적으로 2차 순환 전류를 투입하는 단계는,
   상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 운전 범위를 벗어난 경우, 단상 전력의 순환 전류를 투입하여 운전 범위를 확대하는 제 1 단계 확대 과정을 포함하는
   모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법.
3. 제 2항에 있어서,
   상기 제 1 단계 확대 과정에서 투입되는 2차 순환 전류량은 0인
   모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법.
4. 제 2항에 있어서,
   상기 단계적으로 2차 순환 전류를 투입하는 단계는,
   상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 상기 제 1 단계 확대 과정에 의해 확대된 운전 범위를 벗어난 경우, 기설정된 2단계의 2차 순환 전류를 투입하여 운전 범위를 확대하는 제 2 단계 확대 과정을 더 포함하는
   모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법.
5. 제 4항에 있어서,
   상기 2차 순환 전류는 직류 전류와 동일한 위상을 가지는
   모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법.
6. 제 4항에 있어서,
   상기 2단계의 2차 순환 전류의 크기는,

   

   이며,
   여기에서, 상기 m은 모듈레이션 인덱스이고,
   상기

   

   는 교류 전류의 크기인
   모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법.
7. 제 6항에 있어서,
   상기 모듈레이션 인덱스를 나타내는 m 값은 1보다 작거나 같은
   모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법.
8. 제 4항에 있어서,
   상기 무효 전력량 및 유효 전력량이 상기 2단계 확대 과정에 의해 확대된 운전 범위를 벗어난 경우, 기설정된 3단계의 2차 순환 전류를 투입하여 운전 범위를 확대하는 제 3 단계 확대 과정을 더 포함하는
   모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법.
9. 제 8항에 있어서,
   상기 3단계의 2차 순환 전류의 크기는,

   

   이고,
   상기

   

   는 교류 전류의 크기인
   모듈형 멀티 레벨 컨버터의 운전 방법.

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