KR20130135979A - 역방향 도통 전력 반도체 스위치를 포함하는 모듈식 다중 컨버터 - Google Patents

역방향 도통 전력 반도체 스위치를 포함하는 모듈식 다중 컨버터 Download PDF

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Abstract

적어도 하나의 단극성 에너지 저장소(14), 제1 및 제2 접속 단자(16, 17), 및 제어 신호에 의해 온 및 오프될 수 있는 전력 반도체 스위치(T1, T4, 19), 및 할당된 전력 반도체 스위치(T1, T4)와 병렬로 반대 방향으로 접속된 프리휠링 다이오드(free-wheeling diode)(D1, D2)를 포함하는 전력 반도체 회로를 포함하는 모듈식 다중레벨 컨버터(modular multilevel converter)(1)용 서브모듈을 제공하기 위하여, 전력 반도체 스위치(T1, T4, 19)의 구동에 따라, 에너지 저장소들(14) 중 하나 또는 모두의 양단의 전압 강하 또는 제로 전압이 제1 및 제2 접속 단자(16, 17) 사이에 발생될 수 있고, 전력 반도체 회로는 제1 및 제2 접속 단자(16, 17)의 전위점들 사이에 위치한 브리징 브랜치(bridging branch)(18)를 형성하며, 그 서브모듈은 정규 동작 동안에 낮은 온 상태 손실을 가지고, 또한, 비용-효과적이며, 브리징 브랜치(18)에 배열된 전력 반도체 스위치만이 역방향 도통 전력 반도체 스위치(19)일 것이 제안된다.

Description

역방향 도통 전력 반도체 스위치를 포함하는 모듈식 다중 컨버터{MODULAR MULTIPLE CONVERTER COMPRISING REVERSE CONDUCTIVE POWER SEMICONDUCTOR SWITCHES}
본 발명은, 적어도 하나의 단극성 에너지 저장소, 제1 및 제2 접속 단자, 및 제어 신호에 의해 온 및 오프될 수 있는 전력 반도체 스위치, 및 할당된 전력 반도체 스위치와 병렬로 반대 방향으로 접속된 프리휠링 다이오드(free-wheeling diode)를 포함하는 전력 반도체 회로를 포함하는 모듈식 다중레벨 컨버터(modular multilevel converter)용 서브모듈에 관한 것으로, 전력 반도체 스위치의 제어에 따라, 에너지 저장소들 중 하나 또는 모두의 양단의 전압 강하 또는 제로 전압이 제1 및 제2 접속 단자 사이에 발생될 수 있고, 전력 반도체 회로는 제1 및 제2 접속 단자의 전위점들 사이에 위치한 브리징 브랜치(bridging branch)를 형성한다.
이러한 종류의 서브모듈은 예를 들어 DE 101 03 031에서 이미 알려져 있다. 여기에는, 교류 전압망의 위상이 접속되는 교류 전압 접속과 직류 전압 중간 회로의 접속을 위해 제공되는 2개의 직류 전압 접속을 각각 갖는 위상 모듈들을 갖는 다중레벨 컨버터(multilevel converter)가 개시되어 있다. 위상 모듈 브랜치(phase module branch)가 교류 전압 접속과 각각의 직류 전압 접속 사이에서 연장된다. 위상 모듈의 2개의 위상 모듈 브랜치들은 "그래츠 브리지(graetz bridge)"라 알려진 것과 같은 나머지 위상 모듈 브랜치들에 접속된다. 각각의 위상 모듈 브랜치는, 단극성 저장 커패시터(unipolar storage capacitor)가 각각 장착된 서브모듈들을 포함하는 직렬 회로를 가진다. 온 및 오프될 수 있고 각각 하나의 프리휠링 다이오드와 병렬로 반대 방향으로 접속되는 2개의 전력 반도체 스위치를 포함하는 직렬 회로가 저장 커패시터와 병렬 접속된다. 상기 제어가능한 전력 반도체 스위치들은 동일한 순방향으로 직렬 회로로 배열된다. 공지된 서브모듈은 또한 2개의 접속 단자를 가지며, 하나의 접속 단자는 저장 커패시터의 한 극에 접속되고, 다른 접속 단자는 2개의 제어가능한 전력 반도체 스위치들 사이에 위치한 전위점(potential point)에 접속된다. 전력 반도체 스위치들의 제어에 따라, 저장 커패시터 양단의 커패시터 전압 강하 또는 제로 전압이 그에 따라 각 서브모듈의 2개의 접속 단자에 인가될 수 있다. 직렬 접속의 결과로서, 각 위상 모듈 브랜치의 총 전압이 스테이지들에서 조정될 수 있고, 스테이지들의 레벨은 저장 커패시터 양단의 전압 강하에 의해 고정된다.
또한 실제 경험에서 역방향 도통인 온 및 오프될 수 있는 제어가능한 전력 반도체 스위치들이 알려져 있다. 따라서 이들 전력 반도체 스위치는 병렬로 반대 방향으로 접속된 프리휠링 다이오드를 더 이상 요구하지 않는다. 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치들에 비해, 역방향 도통 전력 반도체 스위치들은, 정규 동작 동안에 그 양단에 더 낮은 순방향 전압 강하가 발생하므로, 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치들에 비해 손실이 적다는 이점을 가진다. 그러나, 역방향 도통 전력 반도체 스위치들은, 이미 시판되는 역방향 도통이 없는 전력 반도체 스위치들에 비해 비싸다는 고유의 단점을 가진다.
따라서, 본 발명의 목적은 정규 동작 동안에 손실이 더 낮고 또한 비싸지 않은 서두에서 언급한 타입의 서브모듈을 제공하는 것이다.
본 발명은, 브리징 브랜치에 배열된 전력 반도체 스위치들만이 역방향 도통 전력 반도체 스위치들이라는 점에서 이 목적을 달성한다.
본 발명의 범위 내에서, 역방향 도통 전력 반도체 스위치들를 갖는 모듈식 다중레벨 컨버터용 서브모듈이 제공된다. 서두에서 언급한 타입의 서브모듈들과 역방향 도통 전력 반도체 스위치들 양쪽 모두는 공지되어 있으므로, 이전에 사용된 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치들을 역방향 도통 반도체 스위치로 완전히 대체하는 것이 자명할 것이다. 이 종류의 서브모듈은, 각 경우에 공지된 서브모듈보다 더 낮은 순방향 전압, 및 그에 따라 더 낮은 동작 손실에 의해 확인될 수 있다. 그러나, 본 발명에 따르면, 접속 단자들 사이에 배열된 전력 반도체 스위치들은 접속 단자들 사이에 배열되지 않는 전력 반도체 스위치들보다 더 큰 레벨로 스트레스를 받는다는 것이 인지되었다. 이러한 인지는 본 발명의 주제로 의도되지 않은 복잡한 계산과 시뮬레이션의 결과이다. 이러한 인지의 결과로서, 본 발명의 범위 내에서, 온 및 오프될 수 있는 역방향 도통 제어가능한 전력 반도체 스위치들만이 접속 단자들의 전위점들 사이에 위치한 서브모듈의 브리징 브랜치에 배열된다. 따라서, 이들은, 특히 에너지 전달 및 분배 분야의 응용의 경우, 서브모듈의 정규 동작 동안에 과중하게 스트레스를 받는 전력 반도체 스위치들이다. 온 및 오프될 수 있는 역방향 도통 전력 반도체 스위치들의 이용은 순방향 전압이 저감될 수 있다는 것을 의미한다. 본 발명의 범위 내에서, 덜 과중하게 스트레스를 받는 전력 반도체 스위치들은 역방향 도통이 없으며, 따라서, 종래 기술에서 알려진 바와 같이, 프리휠링 다이오드들과 병렬로 반대 방향으로 접속되어 있는 전력 반도체 스위치들이다. 이들 전력 반도체 스위치는 상당히 덜 비싸게 입수할 수 있다. 덜 비싼 전력 반도체 스위치들은 서브모듈의 덜 과중하게 스트레스를 받는 부분들에서만 이용되므로, 증가된 순방향 전압으로 인해 발생하는 손실은 허용할 만하다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 온 및 오프될 수 있고 동일한 순방향을 갖는 전력 반도체 스위치들을 포함하는 직렬 회로와 병렬 접속되는 단극성 에너지 저장소가 제공되고, 제1 접속 단자는 에너지 저장소의 제1 극에 접속되고, 제2 접속 단자는 제어가능한 전력 반도체 스위치들 사이에 위치한 전위점에 접속된다. 기본적으로 이러한 종류의 서브모듈의 회로가 공지되어 있지만, 본 발명에 따르면, 과중하게 스트레스를 받는 전력 반도체 스위치는 역방향 도통 전력 반도체 스위치이다. 동작 동안에 이러한 전력 반도체 스위치는 과중하게 스트레스를 받으므로 접속 단자들 사이의 브리징 브랜치 내의 단 하나의 역방향 도통 전력 반도체 스위치의 이용으로 동작 손실을 줄이기에 이미 충분하다. 접속 단자들 사이에 위치하지 않은 전력 반도체 스위치는, 종래 기술에서와 같이, 프리휠링 다이오드와 병렬로 반대 방향으로 접속된 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치이다.
이로부터 벗어나, 본 발명의 추가 변형에 따르면, 제1 에너지 저장소, 및 제1 에너지 저장소에 관해 직렬 접속된 제2 에너지 저장소가 제공되고, 동일한 순방향을 갖는 2개의 역방향 도통 전력 반도체 스위치가 브리징 브랜치에 배열되며, 역방향 도통 전력 반도체 스위치들 사이의 전위점은 제1 에너지 저장소와 제2 에너지 저장소 사이의 전위점에 접속되고, 브리징 브랜치는, 반대 방향의 제1 프리휠링 다이오드를 갖는 제1 전력 반도체 스위치에 의해 제2 에너지 저장소의 한 극에 접속되고, 반대 방향의 프리휠링 다이오드를 갖는 제2 전력 반도체 스위치에 의해 제1 에너지 저장소의 한 극에 접속되어, 브리징 브랜치는 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치들 사이에서 스위칭되고, 모든 전력 반도체 스위치들은 직렬로 배열되고 동일한 순방향을 갖는다. 이 유익한 개발에 따르면, 마찬가지로 그러한 것으로 알려진 이중 모듈이 제공된다. 본 발명의 범위 내에서, 상기 이중 모듈의 경우 접속 단자들 사이에 위치한 전력 반도체 스위치들만이 역방향 도통 전력 반도체 스위치들로서 선택되는데, 그 이유는 이들 전력 반도체 스위치들은 다중레벨 컨버터의 동작 동안에 접속 단자들 사이에 위치하지 않은 전력 반도체 스위치들보다 더 과중하게 스트레스를 받기 때문이다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 각각의 역방향 도통 전력 반도체 스위치는 그 양단의 순방향 전압 강하가 최적으로 낮은 종류이다. 역방향 도통 전력 반도체 스위치들, 예를 들어, 역방향 도통 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)들은 상이한 방식으로 최적화될 수 있다. 이 접속에서는, 한편으로는 다이오드 모드에서 "역방향 회복 전하"라고 알려진 것과, 다른 한편으로는 다이오드 모드 및 전력 반도체 스위칭 모드에서의 순방향 전압 사이의 상호작용이 존재한다. 따라서 낮은 역방향 회복 전하는 IGBT 및 다이오드 모드에서 더 높은 순방향 전압으로 이어진다. 따라서 역방향 도통 IGBT의 최적화는 더 낮은 순방향 손실 또는 그렇지 않으면 낮은 스위칭 손실로 이어질 수 있다. 이 유익한 개발에 따르면, 역방향 도통 전력 반도체 스위치들은 낮은 순방향 전압에 최적화된다.
제어가능한 전력 반도체 스위치들을 제어하기 위한 제어 유닛이 편의적으로 제공되고, 제어 유닛은 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치들이 모든 역방향 도통 제어가능한 전력 반도체 스위치들과 비교하여 더 느리게 온으로 될 수 있도록 셋업된다. 접속 단자들 사이에 배열된 전력 반도체 스위치(들)가 낮은 순방향 전압에 최적화된다면, 역방향 도통 전력 반도체 스위치가 다이오드로서 작동하는 경우, 즉, 스위칭 가능한 순방향과는 반대로 전류를 도통하는 경우 높은 저장 전하들이 생긴다. 역방향 도통 전력 반도체 스위치들의 높은 저장 전하들은 직렬 접속된 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치(들)의 경우에는 높은 온 상태 손실(turn-on losses)로 이어지지만 이 높은 온 상태 손실은 브리징 브랜치에 배열되지 않은 덜 과중한 스트레스를 받는 전력 반도체 스위치들의 경우에는 덜 파괴적인데, 그 이유는 이들 전력 반도체 스위치들은, 본 발명의 범위 내에서 인지된 바와 같이, 덜 과중한 스트레스를 받기 때문이다. 더 느리게 온으로 됨으로써 높은 온 상태 전류들이 제한되므로, 이들 전력 반도체 스위치가 파괴될 위험이 줄어든다.
추가의 편의적인 개발에 따르면, 브리징 브랜치에 배열되지 않은 전력 반도체 스위치들은 최적으로 낮은 저장 전하를 갖도록 최적화된다. 낮은 저장 전하는, 차례로, 역방향 도통이고 특히 과중하게 스트레스를 받는 브리징 브랜치의 직렬 접속된 전력 반도체 스위치들에서의 스위칭-온 손실을 최소화한다. 과중하게 스트레스를 받는 역방향 도통 전력 반도체 스위치들의 스위칭-온 손실은 이런 방식으로 최소화된다. 덜 과중하게 스트레스를 받는 전력 반도체 스위치의 더 높은 순방향 손실은 덜 파괴적이다.
제어가능한 전력 반도체 스위치들을 제어하기 위한 제어 유닛이 편의적으로 제공되고, 제어 유닛은 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치들이 역방향 도통 제어가능한 전력 반도체 스위치들보다 느리게 온으로 될 수 있도록 셋업된다. 이것은, 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치들의 온 상태 손실을 대가로, 높은 저장 전하들에 기인한 다이오드 모드에서의 역방향 도통 전력 반도체 스위치들의 경우에 발생하는 손실을 줄인다. 이것은 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치들이 덜 과중한 스트레스를 받으므로 유리하다.
본 발명은 또한 선행 청구항들 중 임의의 청구항에서 청구되는 서브모듈을 갖는 다중레벨 컨버터에 관한 것이다.
본 발명의 추가적인 편의적인 개발 및 이점들은 도면을 참조한 본 발명의 예시적 실시예들의 이하의 설명의 주제이며, 도면에서 동일한 참조 부호들은 동일한 효과를 갖는 컴포넌트들을 가리키고, 여기서,
도 1은 본 발명의 다중레벨 컨버터의 예시적 실시예를 도시한다.
도 2는 종래 기술에 따른 서브모듈을 도시한다.
도 3은 프리휠링 다이오드가 병렬로 반대 방향으로 접속된 전력 반도체 스위치로서의 IGBT의 기판을 도시한다.
도 4는 역방향 도통 전력 반도체 스위치의 기판을 도시한다.
도 5는 역방향 도통 전력 반도체 스위치들만을 갖는 도 2에 따른 서브모듈을 도시한다.
도 6은 본 발명의 서브모듈의 예시적인 실시예를 도시한다.
도 7은 본 발명의 서브모듈의 추가의 예시적인 실시예를 도시한다.
도 8은 브리징 스위치들을 갖는 도 7에 따른 서브모듈을 도시한다.
도 9는 본 발명의 서브모듈의 추가의 예시적인 실시예를 도시한다.
도 1은 본 발명의 다중레벨 컨버터의 예시적 실시예를 개략도로 도시한다. 다중레벨 컨버터는 3개의 위상 모듈(2, 3, 및 4)을 가지며, 위상 모듈(2, 3, 및 4) 각각은 교류 전압 전속(5) 및 2개의 직류 전압 접속(6 및 7)을 가진다는 것을 알 수 있다. 각각의 교류 전압 접속(5)은 교류 전압망(도면에는 미도시)의 위상(8)에 접속된다. 1차 권선(10) 및 2차 권선(11)을 갖는 변압기(9)가 컨버터(1)와 교류 전압망 사이의 갈바니 분리(galvanic isolation)에 이용된다. 위상 모듈(2, 3, 및 4) 각각은 교류 전압 접속(5)과 각각의 직류 전압 접속(6 및 7) 사이에 2개의 위상 모듈 브랜치(12)를 형성한다. 모든 위상 모듈(2, 3, 4)의 위상 모듈 브랜치들은 서로 접속되어 브리지 회로를 형성한다. 각 위상 모듈 브랜치는, 에너지 저장소로서 하나 이상의 단극성 커패시터(들)(14)을 각각 장착하는 서브모듈들(13)을 포함하는 직렬 회로를 가진다.
도 2는 종래 기술에 따른 서브모듈의 실시예를 나타낸다. 서브 모듈은 단극성 커패시터(14)를 가지며, 이 단극성 커패시터(14)와는 직렬 회로(15)가 병렬로 접속되고, 제어 신호에 의해 온 및 오프될 수 있는 2개의 전력 반도체 스위치(T1 및 T2)가 직렬 접속되어 있다는 것을 알 수 있다. 상기 전력 반도체 스위치들(T1 및 T2)은 비-역방향 도통이므로, 하나의 프리휠링 다이오드(free-wheeling diode)(D1 또는 D2)가 각각 병렬로 반대 방향으로 이들과 접속된다. 제어가능한 전력 반도체 스위치들(T1 및 T2) 사이 또는 프리휠링 다이오드들(D1 및 D2) 사이의 전위점은 제2 접속 단자(17)에 접속되고, 저장 커패시터(14)의 한 극은 제1 접속 단자(16)에 접속된다. 도시된 예에서, 전력 반도체 스위치들(T1 또는 T2)은 IGBT라고 알려져 있는 트랜지스터이지만, GTO, IGCT 등과 같이 온되고 오프될 수 있는 다른 전력 반도체 스위치를 이용하는 것도 역시 가능하다.
전력 반도체 스위치(T1)가, 도시된 통과 방향에서의 T1을 가로지르는 전류 흐름이 인에이블되는 그 순방향 위치로 전환되면, 전력 반도체 스위치(T2)는 저장 커패시터(14)의 단락 회로를 피하기 위해 그 차단 위치로 전환되어야 한다. 반대의 경우에도 마찬가지이다. 그에 따라 전력 반도체 스위치(T1)가 그 통과 방향으로 스위칭되면, 전력 반도체 스위치(T2)가 잠금 위치로 전환되어, 접속 단자(16 및 17)의 양단에는 Uc 저장 커패시터(14)의 커패시터 전압에 해당하는 전압 강하가 나타난다. 반대의 경우 제1 접속 단자(16)가 오프될 수 있는 제1 전력 반도체 스위치(T2)에 의해 제1 접속 단자에 접속되어, 접속 단자(16, 17) 양단에는 전압 강하는 없다. 예시로서 직렬 접속된 도 2에 따른 서브모듈들(13)을 갖는 도 1에 도시된 위상 모듈 브랜치(12)에서, 전체 위상 모듈 브랜치(12) 양단의 전압 강하는 스테이지들에서 증가되거나 감소될 수 있고, 스테이지들의 레벨은 커패시터 전압 Uc의 레벨에 의해 결정된다. 이것은 물론 전력 반도체 스위치(T1 또는 T2)의 차단 용량에 의해 유도된다. 종래 기술에 따르면 이것은 1 kV와 10 kV 사이에 있다. 고전압 응용에서는, 그에 따라 수백 개의 서브모듈(12)이 직렬 접속된다. 대안으로서, 전력 반도체 스위치들(T1 및 T2)은 또한 전력 반도체 스위치들의 직렬 회로를 나타낼 수 있으므로, 스위치들의 차단 전압, 및 그에 따라 전압 스테이지들의 레벨이 증가된다.
그 통과 방향에서 제어 신호에 의해 온 및 오프될 수 있고 그 스위칭 가능한 통과 방향과 반대로도 도통되는 역방향 도통 전력 반도체 스위치도 종래 기술에서 알려져 있다. 즉, 역방향 도통 전력 반도체 스위치가 그 차단 위치로 전환되면, 통과 방향의 전류 흐름이 차단될 수 있다. 따라서, 통과 방향에서의 역방향 도통 전력 반도체 스위치를 가로지르는 전류 흐름은, 그것이 제어 신호에 의해 그 차단 위치로부터 그 통과 위치로 능동적으로 전환되는 경우에만 인에이블될 수 있다. 순방향의 전류와는 반대 방향으로 흐르는 전류의 경우, 역방향 도통 전력 반도체 스위치는 인가되는 제어 신호와는 관계없이 항상 도통일 수 있다. 따라서 전력 반도체 스위치는 이 전류 방향에 대해 다이오드처럼 작용한다. 반대 방향의 다이오드의 병렬 접속은 회귀 도통성(return conductivity)으로 인해 불필요하게 된다.
도 3은 프리휠링 다이오드가 반대 방향으로 접속된 비-역방향 도통 IGBT의 기판을 도시한다. 온 및 오프될 수 있는 IGBT용으로 기판 상에 4개의 반도체 칩이 배열되어 있음을 알 수 있고, 여기서, 다이오드용으로 2개의 칩이 제공된다.
도 4는 RC-IGBT로 표시된 역방향 도통 IGBT의 기판을 도시한다. 6개의 RC-IGBT 칩이 기판 상에 배열되어 있음을 알 수 있다. 따라서, 역방향 도통 IGBT의 경우 순방향 및 그 반대의 "다이오드" 방향 모두에서 모든 칩들이 이용된다. 비-역방향 도통 IGBT의 경우, 도 3에 개략적으로 도시된 바와 같이, 대조적으로 통과 방향에서는 4개의 칩만이 이용되고 다이오드 모드에서는 2개의 칩이 이용된다. 역방향 도통 IGBT의 경우, 그에 따라 전류 흐름은 양쪽 방향에서 더 많은 반도체 칩들 사이에서 분산된다. 이러한 이유만으로, 역방향 도통 IGBT는 역방향 도통이 없는 대응 설계된 전력 반도체 스위치보다 낮은 통과 전압을 가진다. 따라서, 도 5에 도시된 바와 같이, 도 2에 따른 서브모듈에 역방향 도통 IGBT(19)만을 장착하는 것이 자명하다.
도 6은 본 발명에 따른 예시적인 실시예를 도시한다. 도 2와 비교해 보면, 역방향 도통 전력 반도체 스위치(19)가 접속 단자(16 및 17) 사이에서 연장되는 브리징 브랜치(18)에 배열되어 있다는 것을 알 수 있다. 그러나, 브리징 브랜치(18) 바깥에 비-역방향 도통 IGBT(T1)가 제공되고, 이와 병렬로 반대 방향으로 다이오드가 접속되어 있다. 도 5에 도시된 서브모듈과 비교해 보면, 도 6에 따른 서브모듈은 그에 따라 상당히 덜 비싸다. 복잡한 계산에 의해, 특히 에너지 전달 분야의 응용에서, 브리징 브랜치(18 또는 19)에 배열된 전력 반도체 스위치(T2)는 전력 반도체 스위치(T1)보다 더 과중한 스트레스를 받는다는 것을 발견하였다. 따라서, 본 발명에 따르면, 더 비싼 역방향 도통 IGBT를 브리징 브랜치(18)의 바깥이 아니라 브리징 브랜치(18) 내에만 배열하는 것으로 충분하다.
역방향 도통 IGBT(19)는 그에 따라 2개 방향에서 최적화될 수 있다. 한편 역방향 도통 IGBT(19)는 양단에 더 낮은 순방향 전압 강하가 발생하도록 조정될 수 있다. 순방향 전압은, 양쪽 전류 방향에 대해 전력 반도체 스위치(19) 양단에 나타나는 전압 강하이다. 그 결과 순방향 전압이 낮을수록 손실이 낮아진다. 그러나, IGBT와 다이오드 모드에서 낮은 순방향 전압을 갖도록 역방향 도통 IGBT가 최적화된다면, 물리적 이유로 인해 이것은 높은 역방향 회복 전하를 대가로 한다. 그러나, 높은 역방향 회복 전하는 높은 온 상태 손실을 초래한다.
도 6에서, 다이오드 모드에서 제1 접속 단자(16)로부터 역방향 도통 IGBT를 가로질러 접속 단자(17)로 전류가 흐르면, 역방향 도통 IGBT(19)의 높은 역방향 회복 전하로 인해, T1이 온으로 될 때, 즉, 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치(T1)가 그 차단 위치로부터 그 통과 위치로 전환될 때, T1을 가로질러 그것이 파괴될 정도의 과전류가 흐르는 일이 발생할 수 있다. 이러한 이유로, 본 발명의 한 예시적 실시예의 범위 내에서 그것은 제어 유닛에 접속되고, 제어 유닛은 T1의 게이트 접속을 통해 IGBT의 스위칭 오프 동작에 비해 T1의 더 느린 온 동작을 제공한다. 따라서 T1의 파괴가 방지된다. 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치(T1)는 역방향 도통 전력 반도체 스위치(19)보다 덜 과중한 스트레스를 받기 때문에, T1은 여전히 열 비축을 가지며, 따라서 열 발생의 여파로 높은 온 상태 손실이 허용될 수 있다. 접속 단자(17)로부터 역방향 도통 전력 반도체 스위치(19)를 가로질러 접속 단자(16)로의 전류 흐름에 의해 전력 반도체 스위치(19)가 그 차단 위치로 전환되면, 높은 오프 상태 손실(turn-off losses)이 발생하지만 이것은 더 낮은 순방향 손실에 비추어 허용될 수 있다.
도 7은 본 발명의 추가의 예시적인 실시예를 도시한다. 도 6에 비해 제1 접속 단자(16)는 단극성 저장 커패시터(14)의 다른 극에 접속된다는 것을 알 수 있다. 역방향 도통 IGBT가 다시 브리징 브랜치(18)에 배열되는 반면, 접속 단자(16 및 17) 사이에 위치하지 않은 전력 반도체 스위치, 다시, 비-역방향 도통 IGBT가 병렬의 프리휠링 다이오드 D1과 반대 방향으로 배열된다.
도 8은 도 6에 따른 본 발명의 예시적 실시예를 도시하지만, 서브모듈(13)은 사이리스터(20) 또는 기계적 스위치(21)와 브리징될 수 있다. 이것은 고장시에 위상 모듈 브랜치(12)의 고장난 서브모듈을 브리징하여 컨버터의 동작이 지속될 수 있게 하는데 필요하다.
도 9는 이중 모듈이라 불릴 수도 있는 본 발명의 서브모듈(13)의 추가의 예시적 실시예를 도시한다. 앞서 제시된 서브모듈(13)과는 대조적으로, 도 9에 도시된 서브모듈(13)은 2개의 저장 커패시터(14 및 22)를 포함하는 직렬 접속을 가진다. 전력 반도체 스위치(23)를 포함하는 직렬 회로가 저장 커패시터(14 및 22)를 포함하는 직렬 회로와 병렬로 접속된다. 브리징 브랜치(18)는 직렬 회로(23)에 통합된다. 브리징 브랜치(18)는 제1 접속 단자(16)와 제2 접속 단자(17)의 전위점들 사이에 위치해 있다. 제어 신호에 의해 온 및 오프될 수 있는 2개의 역방향 도통 전력 반도체 스위치(19)가 브리징 브랜치(18)에 배열되어 있다. 상기 전력 반도체 스위치들(19) 사이의 전위점은 저장 커패시터(14 및 22) 사이의 전위점에 접속된다. 제1 전력 반도체 스위치(T1)의 콜렉터는 제2 저장 커패시터(22)의 자유 단자 또는 자유 극에 접속된다. 프리휠링 다이오드(D1)가 다시 이 제1 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치(T1)와 병렬로 반대 방향으로 접속된다. 브리징 브랜치(18)를 제1 저장 커패시터(14)의 자유 극 또는 단자에 접속하는 제4 전력 반도체 스위치(T4)도 역시 제공된다. 이 목적을 위해 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치(T4)의 에미터는 저장 커패시터(14)의 상기 단자에 접속된다. 프리휠링 다이오드가 다시 전력 반도체 스위치(T4)와 병렬로 반대 방향으로 접속된다. 이 회로에 따르면, 저장 커패시터(14) 또는 저장 커패시터(22) 양단의 전압 강하가 그에 따라 접속 단자(16, 17)에 인가될 수 있다. 총 전압, 즉, 저장 커패시터(14)의 전압과 저장 커패시터(22)의 전압의 총 합도 역시 접속 단자(16 및 17) 사이에 생성될 수 있다.
직렬 회로(23)의 제2 및 제3 전력 반도체 스위치들(19)은 역방향 도통 전력 반도체 스위치들(19)이다. 차례로 양쪽 모두는 낮은 순방향 손실을 위해 설계되고, 비교적 높은 역방향 회복 전하를 형성한다. T1 및 T4의 파괴를 방지하기 위해, 브리징 회로(18)의 역방향 도통 전력 반도체 스위치(19)의 스위칭 시간에 비해, 이들은 제어 회로(미도시)에 의해 느리게 온으로 된다. 따라서 도 6에 따른 스위치에 관해 이루어진 설명은 여기에도 적용된다. 특히 브리징 브랜치(18)에 배열된 스위치들(19)은 브리징 스위치에 배열된 스위치(T1 및 T4)보다 더 과중한 스트레스를 받는다.

Claims (7)

  1. 모듈식 다중레벨 컨버터(1)용 서브모듈(13)로서,
    - 적어도 하나의 단극성 에너지 저장소(14),
    - 제1 및 제2 접속 단자들(16, 17), 및
    - 제어 신호에 의해 온 및 오프될 수 있는 전력 반도체 스위치들(T1, T4, 19), 및 할당된 전력 반도체 스위치(T1, T4)와 병렬로 반대 방향으로 접속된 프리휠링(free-wheeling) 다이오드들(D1, D2)을 포함하는 전력 반도체 회로를 포함하고, 상기 전력 반도체 스위치들(T1, T4, 19)의 제어에 따라, 상기 에너지 저장소들(14) 중 하나 또는 모두의 양단의 전압 강하 또는 제로 전압이 상기 제1 및 제2 접속 단자들(16, 17) 사이에 발생될 수 있고, 상기 전력 반도체 회로는 상기 제1 및 제2 접속 단자들(16, 17)의 전위점들 사이에 위치한 브리징 브랜치(18)를 형성하며,
    상기 브리징 브랜치(18)에 배열된 전력 반도체 스위치들만이 역방향 도통 전력 반도체 스위치들(19)인 것을 특징으로 하는 서브모듈(13).
  2. 제1항에 있어서,
    온 및 오프될 수 있고 동일한 순방향을 갖는 제어가능한 전력 반도체 스위치들을 포함하는 직렬 회로(15)와 병렬 접속되는 단극성 에너지 저장소(14)가 제공되고, 상기 제1 접속 단자(16)는 상기 에너지 저장소(14)의 한 극에 접속되고, 상기 제2 접속 단자(17)는 상기 제어가능한 전력 반도체 스위치들(T1, 19) 사이에 위치한 전위점에 접속되는 것을 특징으로 하는 서브모듈(13).
  3. 제1항에 있어서,
    제1 에너지 저장소, 및 상기 제1 에너지 저장소(14)에 관해 직렬 접속된 제2 에너지 저장소(22)가 제공되고, 동일한 순방향을 갖는 2개의 역방향 도통 전력 반도체 스위치(19)가 상기 브리징 브랜치(18)에 배열되며, 상기 역방향 도통 전력 반도체 스위치들(19) 사이의 전위점은 상기 제1 에너지 저장소(14)와 상기 제2 에너지 저장소(22) 사이의 전위점에 접속되고, 상기 브리징 브랜치(18)는, 반대 방향의 제1 프리휠링 다이오드(D1)를 갖는 제1 전력 반도체 스위치(T1)에 의해 상기 제2 에너지 저장소(22)에 접속되고, 반대 방향의 프리휠링 다이오드(D4)를 갖는 제2 전력 반도체 스위치(T4)에 의해 상기 제1 에너지 저장소(14)에 접속되어, 상기 브리징 브랜치(18)는 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치들(T1, T4) 사이에서 스위칭되고, 모든 전력 반도체 스위치들(T1, T4, 19)은 직렬로 배열되고 동일한 순방향을 갖는 것을 특징으로 하는 서브모듈(13).
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    각각의 역방향 도통 전력 반도체 스위치(19)는 그 양단의 순방향 전압 강하가 최적으로 낮은 종류인 것을 특징으로 하는 서브모듈(13).
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어가능한 전력 반도체 스위치들(T1, T4, 19)을 제어하기 위한 제어 유닛이 제공되고, 상기 제어 유닛은 상기 비-역방향 도통 전력 반도체 스위치들(T1, T4)이 상기 역방향 도통 제어가능한 전력 반도체 스위치들(19)보다 느리게 온으로 될 수 있도록 셋업되는 것을 특징으로 하는 서브모듈(13).
  6. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 브리징 브랜치(18)에 배열되지 않은 다이오드들(D1, D4)은 최적으로 낮은 저장 전하(storage charge)를 갖는 것을 특징으로 하는 서브모듈(13).
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 따른 서브모듈(13)을 포함하는 다중레벨 컨버터(1).
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