KR101846339B1 - 높은 전압들을 위한 모듈형 멀티포인트 전력 컨버터 - Google Patents

높은 전압들을 위한 모듈형 멀티포인트 전력 컨버터 Download PDF

Info

Publication number
KR101846339B1
KR101846339B1 KR1020167006427A KR20167006427A KR101846339B1 KR 101846339 B1 KR101846339 B1 KR 101846339B1 KR 1020167006427 A KR1020167006427 A KR 1020167006427A KR 20167006427 A KR20167006427 A KR 20167006427A KR 101846339 B1 KR101846339 B1 KR 101846339B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
power semiconductor
semiconductor switching
branch
unit
sub
Prior art date
Application number
KR1020167006427A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20160042103A (ko
Inventor
라이너 마르쿼드트
Original Assignee
지멘스 악티엔게젤샤프트
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 지멘스 악티엔게젤샤프트 filed Critical 지멘스 악티엔게젤샤프트
Publication of KR20160042103A publication Critical patent/KR20160042103A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101846339B1 publication Critical patent/KR101846339B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/36—Arrangements for transfer of electric power between ac networks via a high-tension dc link
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
    • H03K17/603—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors with coupled emitters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M2007/4835—
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 컨버터(10)를 형성하기 위한 서브모듈(1)에 관한 것이다. 이 경우 서브모듈(1)은 제1 서브유닛(2)을 포함하고, 제1 서브 유닛은: 제1 에너지 저장기(21); 두 개의 전력 반도체 스위칭 유닛들(22, 23)을 포함하는 제1 직렬 회로 - 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛들은, 스위칭 온 및 오프될 수 있고 동일한 순방향을 갖는 전력 반도체를 갖고, 스위칭 유닛들은 각각 상기 순방향과는 반대 방향으로 통전하고, 상기 제1 직렬 회로는 제1 에너지 저장기와 병렬로 연결됨 -; 및 제1 직렬 회로의 전력 반도체 스위칭 유닛들 사이의 전위 포인트에 연결되는 제1 연결 단자(X2)를 포함한다. 또한, 서브모듈(1)은 제2 서브유닛(3)을 포함하고, 제2 서브유닛은: 제2 에너지 저장기(31); 두 개의 전력 반도체 스위칭 유닛들(32, 33)을 포함하는 제2 직렬 회로 - 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛들은, 스위칭 온 및 오프될 수 있고 동일한 순방향을 갖는 전력 반도체를 갖고, 스위칭 유닛들은 각각 상기 순방향과는 반대 방향으로 통전하고, 상기 제2 직렬 회로는 제2 에너지 저장기와 병렬로 연결됨 -; 및 제2 직렬 회로의 전력 반도체 스위칭 유닛들 사이의 전위 포인트에 연결되는 제2 연결 단자(X1)를 포함한다. 제1 서브 유닛(2)과 제2 서브 유닛(3)은 연결 수단(4)을 통해 추가적으로 서로 연결된다. 이 경우, 연결 수단(4)은, 제1 직렬 회로의 제1 전력 반도체 스위칭 유닛의 이미터를 제2 직렬 회로의 제1 전력 반도체 스위칭 유닛의 이미터에 연결하는 이미터 연결 브렌치(41), 제1 직렬 회로의 제2 전력 반도체 스위칭 유닛의 콜렉터를 제2 직렬 회로의 제2 전력 반도체 스위칭 유닛의 콜렉터에 연결하는 콜렉터 연결 브렌치(42), 및 스위칭 브렌치(43)를 갖고, 스위칭 브렌치 내에 스위칭 유닛(44)이 배열되고, 스위칭 브렌치는 이미터 연결 브렌치(41)를 콜렉터 연결 브렌치(42)에 연결한다. 본 발명은 적어도 하나의 전력 반도체 스위칭 유닛(45, 46)이 이미터 연결 브렌치(41) 또는 콜렉터 연결 브렌치(42) 내에 배열된다는 사실을 특징으로 한다.

Description

높은 전압들을 위한 모듈형 멀티포인트 전력 컨버터{MODULAR MULTIPOINT POWER CONVERTER FOR HIGH VOLTAGES}
본 발명은 컨버터를 구성하기 위한 2-극 서브모듈에 관한 것이다. 여기서 상기 서브모듈은 제1 서브유닛을 포함하고, 제1 서브 유닛은, 제1 에너지 저장기를 갖고, 제1 에너지 저장기와 병렬로 연결된, 두 개의 전력 반도체 스위칭 유닛들의 제1 직렬 회로를 갖고, 이때 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은, 스위칭 온 및 오프될 수 있고 동일한 순방향 통전 방향들을 갖는 전력 반도체를 포함하고, 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은 상기 순방향 통전 방향과는 반대 방향으로 통전 가능한 제1 직렬 회로를 갖고, 제1 직렬 회로의 전력 반도체 스위칭 유닛들 사이의 전위 노드에 연결되는 제1 연결 단자를 갖는다. 서브모듈은 제2 서브유닛을 더 포함하고, 제2 서브 유닛은, 제2 에너지 저장기를 갖고, 제2 에너지 저장기와 병렬로 연결된, 두 개의 전력 반도체 스위칭 유닛들의 제2 직렬 회로를 갖고, 이때 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은, 스위칭 온 및 오프될 수 있고 동일한 순방향 통전 방향들을 갖는 전력 반도체를 포함하고, 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은 상기 순방향 통전 방향과는 반대 방향으로 통전 가능한 제2 직렬 회로를 갖고, 제2 직렬 회로의 전력 반도체 스위칭 유닛들 사이의 전위 노드에 연결되는 제2 연결 단자를 갖는다. 제1 서브 유닛과 상기 제2 서브 유닛은 또한 연결 수단을 통해 서로 연결된다. 상기 연결 수단은, 제1 직렬 회로의 제1 전력 반도체 스위칭 유닛의 이미터를 제2 직렬 회로의 제1 전력 반도체 스위칭 유닛의 이미터에 연결하는 이미터 연결 브렌치, 제1 직렬 회로의 제2 전력 반도체 스위칭 유닛의 콜렉터를 제2 직렬 회로의 제2 전력 반도체 스위칭 유닛의 콜렉터에 연결하는 콜렉터 연결 브렌치, 및 스위칭 브렌치를 포함하고, 스위칭 브렌치 내에 스위칭 유닛이 배열되고 스위칭 브렌치는 이미터 연결 브렌치를 콜렉터 연결 브렌치에 연결한다.
본 발명은 또한 그러한 2-폴 서브모듈들의 직렬 회로를 가진 컨버터에 관련되고, 서브모듈들의 직렬 회로는 컨버터의 AC 전압 단자와 DC 전압 단자 사이에 배열된다.
매우 높은 전압들 및 전력들의 분야에서 전력 전자 시스템들의 이용이 점점 더 중요하게 되었다. 전력 전자 시스템들은 주로 다양한 에너지 공급 망들 간의 에너지의 흐름(망 커플링들, 고전압 직류 송전(HVDC))을 제어하기 위해 이용된다. 특히 여러 컨버터들이 연결되는("멀티-단자") 공간적으로 확장된, 브렌치된 고전압 직류 망들에 대해, 가능한 고장들의 안전하고 빠른 처리는 중대한 중요성을 가질 수 있다.
과거에는, 요구된 매우 높은 전력들을 위해, 사이리스터들과 인가된 직류를 가진 전력 컨버터들이 주로 채택되었다. 그러나, 이것들은 고도의 동적 반작용 전력 보상, 망 전압 안정화, DC 전압 케이블들의 유리한 이용성, 및 브렌치형 HVDC 망들을 실현하기 위한 능력에 대해, 미래에 발생할 요건들을 충족시키지 않는다. 인가된 DC 전압을 갖는 전력 컨버터들은 그러므로, 주로 선호되는 타입의 회로로서 개발된다. 이러한 타입의 전력 컨버터는 또한 전압원 컨버터(VSC)로서 알려져 있다. 일반적인 전압원 컨버터들 중 일부의 단점은 특히, 컨버터의 DC 전압 측에서의 단락의 경우에, DC 전압 측의 커패시터 뱅크로부터 극도로 높은 방전 전류들이 흐른다는 것이고, 이것은 극도로 높은 기계적 힘들의 작용 및/또는 아크들의 효과의 결과로서 파괴를 야기할 수 있다.
알려진 전압원 컨버터들의 이 단점은 문헌 DE 10 103 031 A1의 주제이다. 거기에 기술되어 있는 컨버터는 브리지 회로 내에 서로 연결되는 전력 반도체 밸브들을 포함한다. 각각의 이러한 전력 반도체 밸브는 AC 전압 단자와 DC 전압 단자를 갖고, 2-극 서브모듈들의 직렬 회로로 구성되고, 각각의 서브 모듈은 단극성 저장 커패시터, 및 저장 커패시터와 병렬로 연결된 전력 반도체 회로를 포함한다. 전력 반도체 회로는 예컨대 IGBT들 또는 GTO들과 같은, 동일 관념으로 배향된 전력 반도체 스위치들의 직렬 회로로 구성되며, 각각의 반도체 스위치는 그와 병렬로 연결된 반대 극성의 프리휠링 다이오드를 갖는다. 이러한 서브모듈들 중 하나의 두 개 연결 단자들 중 하나는 저장 커패시터에 연결되고, 다른 연결 단자는, 스위칭 온 및 오프될 수 있는 두 개의 전력 반도체 스위치들 사이의 전위 노드에 연결된다. 두 개의 실제 전력 반도체들의 스위칭 상태에 따라, 저장 커패시터에 존재하는 커패시터 전압, 또는 제로 전압 중 어느 것이 서브모듈의 두 개의 출력 단자들에서 생성될 수 있다. 전력 반도체 밸브 내의 서브모듈들의 직렬 회로의 결과로서, DC 전압 인가 멀티-스테이지 컨버터로서 알려져 있는 것이 제공되며, 여기서 전압 스테이지들의 높이는 각각의 커패시터 전압의 높이에 의해 결정된다. 이 종류의 멀티-스테이지 또는 멀티-포인트 컨버터들은 중앙 커패시터 뱅크들을 가진 2-스테이지 또는 3-스테이지 컨버터들보다, 컨버터의 DC 전압 측의 단락의 경우에 높은 방전 전류들이 회피된다는 장점을 갖는다. 이것 외에도, 멀티-스테이지 컨버터들의 상부 고조파들을 필터링하기 위해 요구되는 비용은 2-포인트 또는 3-포인트 컨버터들에 요구되는 것보다 적다.
한편, 적절한 토폴로지들이 HVDC를 위해 산업적으로 채택된다. 이 토폴로지들의 - 위에서 인용된 문헌으로부터 알려진 바와 같은 - 장점들 중 하나는 그것의 엄밀한 모듈형 설계에 있다.
그러나, 특히 공간적으로 확장된 브렌치형 HVDC 망들 구성하기 위해, HVDC 망 내의 가능한 고장들의 안전하고 빠른 처리가 만족스럽게 해결되지 않았다. 무엇보다도, 큰 근해 풍력 발전소들 위해 그리고 원격 사막 지역들 내의 큰 태양 발전소들의 이용을 위해, 대응하는, 공간적으로 확장된 브렌치형 HVDC 망들이 미래에 요구될 것이다. HVDC 망 내의 단락을 처리하는 것이 특히 가능해야 한다.
부하가 걸린 상태에서 높은 고장 전류들을 스위칭할 수 있는, 극히 높은 DC 전압들에 대한 유리한 기계적 스위치들이 기본적인 물리적 문제점들로 인해 이용 가능하지 않다. 기술적으로 달성 가능한 기계적 스위치들의 스위치-오프 시간들 및 과전압들의 스위칭도 역시 문제 거리이다. 종래 기술에 따르면, 그러므로, 이러한 응용들을 위한 기계적 스위치들만이 제로-부하(제로-전류) 아이솔레이터들로서 유리하게 실현될 수 있다.
높은-전압의 분야에서 전자 DC 전력 스위치들에 의한 기계적 전력 스위치들의 직접적 치환은 매우 비싸다. 반도체들의 추가적 통전 손실들이 또한 그것을 반대한다. 이러한 이유 때문에, 추가적인 기계적 스위치들을 포함하는, 하이브리드 HVDC 스위치들로서 알려진 것이 통전 손실들의 회피 및/또는 감소의 목적을 위해 개발되고 공표되었다. 그러나, 이 조치는 역시 기계적 스위치들로 인해 달성할 수 있는 스위치-오프 시간들을 악화시킨다.
도 2는 종래 기술로부터 알려진 바와 같은 서브모듈의 내부 회로의 예의 개략도를 도시한다. 도 2에 도시된 서브모듈(1)은 추가적인 사이리스터(8)를 갖는다는 점에서 DE 10 103 031 A1으로부터 알려진 실시예와는 상이하다. 고장의 경우에, 이것은 수용할 수 없게 높은 전류 서지들을 병렬 프리휠링 다이오드(71)로부터 제거하는 목적을 갖는다. 이 목적을 위해, 사이리스터(8)는 고장의 경우에 트리거되어야 한다. 도 2의 서브모듈(1)은, 추가의 컴포넌트들로서, 높은 역 전압을 갖는 IGBT들로 구성된, 공지된 배열의 두 개의 제어 가능한 전자 스위치들(73, 74), 연관된 역평행 프리휠링 다이오드들(71, 72), 및 에너지 저장기(6)를 포함하고, 에너지 저장기는 단극성 저장 커패시터로서 구현된다.
단자 전류 ix가 도 2에 도시된 기술적 전류 방향과 반대 극성을 가질 때, 도 2의 서브모듈(1)은 작동된 스위칭 상태에 상관없이, 어떤 에너지도 흡수할 수 없다. 이 사실은 고장의 경우에 매우 불리하다. 이것은 단자 전압 Ux의 하나의 극성만을 발생시킬 수 있는 서브모듈들의 파퓰레이션에 대해 일반적으로 적용된다.
H-브리지들(풀 브리지들)로서 알려진 것의 서브모듈들로서의 이용은 전문가에게 자명하고, 다양한 공개물들(예를 들어, 문헌 DE 102 17 889 A1을 참조)로부터 알려져 있다. 이것들은 단자 전류의 임의의 극성에 대한 적절한 반대 전압을 생성할 수 있으며, 즉, 에너지를 흡수할 수 있다. 이것은 다음의 장점들을 제공한다:
ㆍ 망 고장들의 경우에 - 특히 DC 망 내의 단락들의 경우에, DC측의 그리고 3-위상 측의 전류들은 전자적으로 스위칭 오프될 수 있고/있거나 컨버터 자체에 의해 제한될 수 있다.
ㆍ 달성 가능한 스위치-오프 시간들은 기계적 스위치들의 또는 하이브리드 HVDC 스위치들의 스위치-오프 시간들과 비교하여 짧다.
ㆍ 더 높은 AC 전압이 정상 작동 중에 달성될 수 있어서, 망 트랜스포머 내의 다소 더 높은 2차 전압(및 결과적으로 더 작은 AC 전류)을 가진 설계를 허용한다. 이것은 가치있는 치수결정의 자유도(degree of freedom of the dimensioning)이다.
그러나, 동일 전류에서의 서브모듈들의 통전 전력 손실이 두 배로 된다는 사실은 매우 불리하다. 높은 전력들에서의 연속 작동의 결과로서, 이것은 특히 에너지 공급 분야에서, 상당한 상업적인 중요성을 갖는다. 그러나, 정상 작동 동안 기능성의 관점에서, 더 작은 AC 전류들에 대한 새로운 치수결정의 자유도는 가치있다.
일반적인 서브모듈을 가진 컨버터는 문헌 DE 10 2008 057 288 A1으로부터 알려져 있다. 전위 아이솔레이션 다이오드뿐만 아니라, 옵션적으로 댐핑 저항기가 각각의 경우에 연결 수단의 이미터 연결 브렌치 내에 및 콜렉터 연결 브렌치 내에 배열된다. 전위 아이솔레이션 다이오드들은, 연결 수단의 스위칭 브렌치가 이미터 연결 브렌치의 전위 아이솔레이션 다이오드의 캐소드를 콜렉터 연결 브렌치의 전위 아이솔레이션 다이오드의 애노드에 연결하도록, 배열된다. 연결 수단의 설계를 통해, 전력 반도체 스위칭 유닛들의 적절한 작동에 의해, 서브모듈의 두 개의 연결 단자들 사이의 전류의 흐름이 항상 적어도 하나의 에너지 저장기를 거쳐 발생해야 한다는 것이 달성될 수 있다. 단자 전류의 극성에 상관없이, 각각의 경우에 관여된 에너지 저장기는 전류의 흐름을 더 빨리 감쇠하게 해주는 반대 전압을 발현시킨다. 이 해결책에 의하면, 단자 전류 ix의 양쪽 극성들에 대해 네거티브 단자 전압들이 생성될 수 없다는 단점이 발견되었다. 그 결과, 더 작은 AC 전류들에 대한 치수결정의 추가적 자유도가 실현될 수 없다. 이 단점은 또한 컨버터의 DC 측에 바로 뒤따라오는 HVDC 스위치를 가진 컨버터의 알려진 배열에 의해 나타내어진다.
그러므로, 케스케이드형 풀 브리지들에 의해 가능한 것보다 기술적으로 더 유리한 서브모듈들의 실현에 대한 높은 요구가 계속 존재한다.
본 발명의 목적은 정상 작동 시의 서브모듈들의 반도체 전력 손실이 감소되고, 제어 가능한 반도체 스위치들의 개수가 제한되고, 반도체들을 가진 서브모듈들의 균일한 파퓰레이션이 허용되는, 최초에 언급된 타입의 서브모듈과 컨버터를 제안하는 것이다.
최초에 언급된 서브모듈에 기초하여, 본 발명은, 적어도 하나의 전력 반도체 스위칭 유닛이 본 발명에 따른 서브모듈의 연결 수단의 이미터 연결 브렌치 또는 콜렉터 연결 브렌치 내에 배열된다는 점에서, 그 목적을 달성한다.
최초에 언급된 컨버터에 기초하여, 본 발명은, 본 발명에 따른 컨버터의 각각의 서브모듈이 본 발명에 따른 서브모듈이라는 점에서, 그 목적을 달성한다.
유리하게, 본 발명에 따른 서브모듈은 고장들의 바람직한 처리를 허용하고, 정상 작동 시에 서브모듈의 네거티브 단자 전압들을 생성하는 가능성을 통해 두 개의 풀 브리지들의 직렬 회로를 대체한다.
본 발명의 구성에 따라, 적절한 개선들은 다음과 같다:
- 정상 작동 시에 서브모듈들의 전체 반도체 전력 손실의 감소.
- (IGBT들을 포함하는) 제어 가능한 반도체 스위치들의 개수 및 전체 반도체 면적의 제한.
- 균일한 역 전압 및 구조의 반도체들로 서브모듈을 파퓰레이트할 가능성의 보존.
처음 두 개의 사항들은 알려진 케스케이드형 풀 브리지들의 이용과 비교하여 상당한 진보를 나타낸다. 마지막 사항은 풀 브리지들의 이용과 대등하다. 그것의 중요성은 불과 소수의 반도체 스위치들이 극히 높은 전압들과 전력들에 대해 적절하다는 점에서 발생한다. 현재, 이들은 높은 역 전압을 갖는 IGBT 트랜지스터들 또는 IGCT들이고, 미래에는 SiC 반도체들을 또한 포함할 것이다. 균일한 파퓰레이션은 각각의 경우에 가장 적절하고 가장 높은 성능인 그러한 반도체들만을 채택하는 것을 가능하게 한다.
전력 반도체 스위칭 유닛들은 연관된 역평행 다이오드들을 각각이 갖는 반도체 스위치들로서 또는 역-통전 반도체 스위치들로서 실현될 수 있다. 모든 전력 반도체 스위칭 유닛들의 필요한 역 전압은 예를 들어, 단극성 저장 커패시터들의 형태를 취하는 에너지 저장기들의 최대 전압에 적응된다. 바람직하게, 역 전압은 모든 전력 반도체 스위칭 유닛들에 대해 동일하다.
특히 본 발명은 적어도 하나의 전력 반도체 스위칭 유닛이 이미터 연결 브렌치 내에 배열되고, 적어도 하나의 전위 아이솔레이션 다이오드가 콜렉터 연결 브렌치 내에 배열되는 서브모듈의 구성을 포함한다.
따라서 적어도 하나의 전위 아이솔레이션 다이오드가 이미터 연결 브렌치 내에 배열되고, 적어도 하나의 전력 반도체 스위치가 콜렉터 연결 브렌치 내에 배열되는 실시예가 또한 가능하다.
여기서 적어도 하나의 전위 아이솔레이션 다이오드는 서브모듈의 제1 서브유닛과 제2 서브유닛 사이의 전압차를 유지하기 위해 작용한다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 적어도 하나의 전력 반도체 스위칭 유닛이 연결 수단의 이미터 연결 브렌치 내에 그리고 적어도 하나가 또한 콜렉터 연결 브렌치 내에 둘 다 제공된다. 이 실시예는 서브유닛들의 에너지 저장기들의 전압들에 대응하여, 네거티브 전압들이 서브모듈의 연결 단자들에서 생성될 수 있다는 장점을 갖는다.
스위칭 브렌치는 예를 들어, 콜렉터 연결 브렌치 내에 배열된 연결 수단의 전력 반도체 스위칭 유닛의 이미터를 이미터 연결 브렌치 내에 배열된 연결 수단의 전력 반도체 스위칭 유닛의 콜렉터에 연결할 수 있다.
스위칭 브렌치의 스위칭 유닛은 기계적 스위칭 유닛으로서, 반도체 스위치로서, 또는 전력 반도체 스위칭 유닛으로서 실현될 수 있다.
본 발명의 예시적 실시예에 따르면, 연결 수단의 스위칭 브렌치 내의 스위칭 유닛은 전력 반도체 스위칭 유닛이다. 콜렉터 연결 브렌치 내에 배열된 전력 반도체 스위칭 유닛의 이미터는 스위칭 브렌치의 전력 반도체 스위칭 유닛의 콜렉터에 연결되고, 스위칭 브렌치의 전력 반도체 스위칭 유닛의 이미터는 이미터 연결 브렌치 내에 배열된 전력 반도체 스위칭 유닛의 콜렉터에 연결된다.
여하튼, 스위칭 유닛이, 서브모듈의 정상 작동 동안 그 안에서 발생하는 전력 손실을 가능한 한 낮아지도록, 선택되는 것이 유리하다.
서브모듈의 토폴로지에 따라, 서브모듈이 전류 방향에 상관없이 에너지를 흡수하는, 서브모듈의 전력 반도체 스위칭 유닛들의 스위칭 상태가 정의될 수 있다. 바람직하게, 모든 전력 반도체 스위칭 유닛들이 그들의 인터럽팅 상태에 있는 스위칭 상태에서, 서브모듈은 전류 방향에 상관없이 에너지를 흡수한다. 따라서 모든 전력 반도체 스위칭 유닛들이 그들의 인터럽팅 상태에 배치되면, 서브모듈은 전류 방향에 상관없이, 고장의 경우에 전류의 감쇠를 위한 반대 전압을 유리하게 발현시킬 수 있다. 본 발명에 따르면, 이것은 추가적 외부 스위치들 없이 높은 단락 전류가 처리되도록 해준다. 컨버터 자체에 의해 높은 단락 전류들이 양쪽 방향들에서 빠르게, 확실히, 그리고 효과적으로 회피될 수 있는 것이 본 발명의 맥락에서 보장된다. 예를 들어, 컨버터에 연결되는 DC 전압 회로 내의 추가적 스위치들, 또는 서브모듈의 전력 반도체와 병렬로 연결되는 반도체 스위치들이 본 발명의 맥락에서는 불필요하게 된다. 고장의 경우에, 서브모듈들은 방출되는 에너지를 거의 완전히 흡수함으로써, 이 에너지가 충분히 흡수된다. 에너지의 흡수는 그 결과로서, 반대 전압을 갖고, 커패시터들의 치수결정을 통해 정의된 방식으로 측정될 수 있다. 불리하게 높은 전압들은 이것을 통해 회피될 수 있다. 게다가, 에너지 저장기의 제어식 충전은 컨버터를 재시작하는 것이 필요하지 않다. 본 발명에 따른 컨버터는 오히려, 전자식 스위치-오프를 뒤따라 언제든지 그것의 정상 작동을 재시작할 수 있다.
반대 전압을 생성하는, 추가적으로 이용 가능한 스위칭 상태들은 도 6에 도시된 예시적 실시예와 연관되어 주어진다. 산술 부호들(도 6의 Wc1, Wc2를 참조) 중 하나 또는 둘 다가 포지티브여서, 관계된 에너지 저장기들의 에너지 흡수를 지시한다는 점에서, 이들 각각이 강조된다.
바람직하게, 전력 반도체 스위칭 유닛들은 스위칭 온 및 오프될 수 있는 역방향-통전 전력 반도체 스위치들이다.
또한 전력 반도체 스위칭 유닛들 각각은 프리휠링 다이오드가 병렬로 그러나 반대 극성으로 연결되는, 스위칭 온 및 오프될 수 있는 전력 반도체를 포함한다.
본 발명의 하나의 예시적 실시예에 따르면, 서브모듈의 각각의 에너지 저장기는 단극성 저장 커패시터이다.
본 발명의 추가적인 실시예에 따르면, 연결 수단은, 이미터 스위칭 브렌치를 콜렉터 스위칭 브렌치에 연결하고 전력 반도체 스위칭 유닛이 배열되어 있는 제2 스위칭 브렌치를 포함한다. 제1 스위칭 브렌치 내에 배열된 전력 반도체 스위칭 유닛은 여기서 제2 스위칭 브렌치 내에 배열된 전력 반도체 스위칭 유닛과 병렬로 연결된다. 이 실시예는 감소된 통전 전력 손실의 장점을 얻는다. 게다가, 서브유닛들 사이에 배열되는 연결 라인들은 그들의 길이와 부유 인덕턴스의 관점에서 중요하지 않다. 이것은 연결 라인들에 의해 서로 연결되는 서브모듈의 부분 유닛들 둘 다가 구조적으로 그리고 공간적으로 분리되는 것을 허용함으로써, 산업적인 시리즈물 생산 및 서비스를 위해 상당한 장점들을 생기게 한다.
세 개 이상의 케스케이드형 풀 브리지들을 대체하는 본 발명에 따른 서브모듈들의 실시예들이 원칙적으로 또한 실현될 수 있다. 이 목적을 위해 연결 수단은 세 개 이상의 스위칭 브렌치들로 설비될 수 있고, 이 경우에 추가적인 전력 반도체 스위칭 유닛들, 에너지 저장기들, 또는 다른 컴포넌트들이 배열될 수 있다. 그러나, 어떤 상황들에서는, 그러한 실시예들의 상대적인 장점들이 전술한 실시예들과 비교하여 감퇴될 수 있다.
서브모듈의 실시예에 따라 그리고 특성 반도체 통전 곡선에 따라, 통전 전력 손실이 케스케이드형 풀 브리지들과 비교하여 일반적으로 0.5와 0.8배 사이만큼 감소될 수 있다는 것이 인정될 수 있다.
이것은 다음의 예시적인 특성 통전 곡선들을 참조하여 설명된다. 모든 전력 반도체들이 양쪽 전류 방향들에서 순수하게 옴의 특성 통전 곡선을 나타낸다면 -적절하게 작동되는 필드 효과 트랜지스터들을 가진 경우인 것처럼 -, 다음의 통전 전력 손실이 두 개의 종래의 케스케이드형 풀 브리지들에 적용될 것이다:
Figure 112016023319874-pct00001
여기서 IXRMS는 브렌치 전류의 유효값을 나타내고, R0는 전력 반도체마다의 통전 저항을 나타낸다. 다음은 도 3에 따른 예시적 실시예에 적용된다:
Figure 112016023319874-pct00002
여기서 필요한 반도체 면적은 7/8로 추가적으로 감소된다. 동등한 전체 반도체 면적으로, 전력 반도체마다의 통전 저항이 R0` = 7/8 · R0로 감소될 수 있음으로써, 전력 손실이 더욱 더 작아진다.
본 발명은 도 1 내지 도 6을 참조하여 아래에서 더 상세히 설명된다.
도 1은 멀티-스테이지 컨버터의 예시적 실시예의 개략적 표현을 도시한다.
도 2는 종래 기술의 서브모듈을 도시한다.
도 3은 본 발명에 따른 서브모듈의 제1 예시적 실시예의 개략적 표현을 도시한다.
도 4는 본 발명에 따른 서브모듈의 제2 예시적 실시예의 개략적 표현을 도시한다.
도 5는 본 발명에 따른 서브모듈의 제3 예시적 실시예의 개략적 표현을 도시한다.
도 6은 본 발명에 따른 서브모듈의 스위칭 상태들의 표 형태의 요약을 도시한다.
구체적으로, 도 1은 컨버터(10)를 도시하고, 여기서 컨버터(10)는 멀티-스테이지 컨버터로서 설계된다. 컨버터(10)는 3 -위상 AC 전압 망에의 연결을 위한 세 개의 AC 전압 단자들 L1, L2, L3을 포함한다. 컨버터(10)는 포지티브 극 단자(102)와 네거티브 극 단자(103)에의 연결을 위한 DC 전압 단자들(104, 105, 106, 107, 108, 109)을 더 포함한다.
포지티브 극 단자(102)와 네거티브 극 단자(103)는 도 1에 도시되지 않은, DC 전압 망의 포지티브와 네거티브 극에 각각 연결될 수 있다.
각각의 AC 전압 단자들 L1, L2, L3은 트랜스포머의 2차 권선에 연결될 수 있다. 트랜스포머의 1차 권선은 도 1에 도시되지 않은 AC 전압 망에 연결된다. 예를 들어, 코일 또는 초크의 또는 용량 컴포넌트의 중간 연결부를 갖고, AC 전압 망에의 직접적인 전기적 연결이 본 발명의 맥락에서 또한 가능하다.
전력 반도체 밸브들(101)은 DC 전압 단자들(104, 105, 106, 107, 108, 109) 중 각각 하나와 AC 전압 단자들 L1, L2, L3 중 하나 사이에 연장된다. 각각의 전력 반도체 밸브들(101)은 서브모듈들(1)의 직렬 회로를 포함한다.
각각의 전력 반도체 밸브(101)는 초크(5)를 더 갖는다.
도 1에 도시된 실시예에서 동일한 설계들을 갖는 2-폴 서브모듈들(1) 각각은 두 개의 전류-운반 단자들 X1과 X2를 포함한다.
도 1에 도시된 예시적인 실시예에서, 컨버터(10)는 HVDC 설치의 일부이고, 고전압 직류 전류 망을 통해 AC 전압 망들을 연결하는 작용을 한다. 컨버터(10)는 AC 전압 망들 사이에 높은 전기 전력들을 전달하기 위해 구성된다. 그러나, 컨버터(10)는 또한, 예를 들어, FACTS 설치로서 알려져 있는 것과 같은, 반작용 전력 보상/망 안정화 플랜트의 일부일 수 있다. 예를 들어, 드라이브 기술에서와 같이, 컨버터(10)의 추가적인 응용들이 더 구상될 수 있다.
본 발명에 따른 서브모듈(1)의 일 실시예의 기본 구조가 도 3에 도시된다.
서브모듈(1)은 제1 서브유닛(2)뿐만 아니라 제2 서브유닛(3)을 포함하고, 각각의 서브유닛은 설명의 목적들을 위해 파선에 의해 지시된다. 제1 서브유닛(2)과 제2 서브유닛(3)은 동일 구조를 갖는다.
제1 서브유닛(2)은 전력 반도체 스위칭 유닛들(22 23)의 제1 직렬 회로를 포함하고, 도시된 변형 실시예에서, 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은 스위칭 온 및 오프될 수 있는 전력 반도체로서 각각 IGBT(221, 231), 및 각각의 경우의 프리휠링 다이오드(222, 232)를 각각 포함한다. 프리휠링 다이오드들(222, 232)은 각각의 지정된 IGBT(221, 231)와 병렬로, 그러나 반대 극성으로 연결된다. 두 개의 IGBT들(221, 231)은 서로 동일한 관념으로 배향되고, 따라서 동일한 순방향 통전 방향을 갖는다. 전력 반도체 스위칭 유닛들(22, 23) 사이의 전위 노드는 제1 연결 단자 X2에 연결된다. 두 개의 전력 반도체 스위칭 유닛들(22, 23)의 직렬 회로는 커패시터(21)로서 구현되는 제1 에너지 저장기와 병렬로 연결된다. 전압 UC1은 커패시터(21)에 걸쳐 강하된다.
제2 서브유닛(3)은 전력 반도체 스위칭 유닛들(32, 33)의 제1 직렬 회로를 포함하고, 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은 스위칭 온 및 오프될 수 있는 전력 반도체로서 각각 IGBT(321, 331), 및 각각의 경우의 프리휠링 다이오드(322, 332)를 각각 포함한다. 프리휠링 다이오드들(322, 332)은 각각의 지정된 IGBT(321, 331)와 병렬로, 그러나 반대 극성으로 연결된다. 두 개의 IGBT들(321, 331)은 서로 동일한 관념으로 배향되고, 따라서 동일한 순방향 통전 방향을 갖는다. 전력 반도체 스위칭 유닛들(32, 33) 사이의 전위 노드는 제2 연결 단자 X1에 연결된다. 두 개의 전력 반도체 스위칭 유닛들(32, 33)의 직렬 회로는 커패시터(31)로서 구현되는 제1 에너지 저장기와 병렬로 연결된다. 전압 UC2는 커패시터(31)에 걸쳐 강하된다.
서브유닛들(2, 3)은 연결 수단(4)을 통해 서로 링크된다. 연결 수단(4)은 설명의 목적들을 위해 도 3에 파선으로 둘러싸인다. 연결 수단(4)은 이미터 연결 브렌치(41)와 콜렉터 연결 브렌치(42)를 포함한다.
이미터 연결 브렌치(41)는 IGBT(231)의 이미터를 IGBT(331)의 이미터에 연결한다. 전력 반도체 스위칭 유닛(46)이 이미터 연결 브렌치(41) 내에 배열된다. 전력 반도체 스위칭 유닛(46)은 IGBT(461), 및 그것과 병렬로 그러나 반대 극성으로 연결된 다이오드(462)를 포함한다.
콜렉터 연결 브렌치(42)는 IGBT(221)의 콜렉터를 IGBT(321)의 콜렉터에 연결한다. 전력 반도체 스위칭 유닛(45)이 이미터 연결 브렌치(42) 내에 배열된다. 전력 반도체 스위칭 유닛(45)은 IGBT(451), 및 그것과 병렬로 그러나 반대 극성으로 연결된 다이오드(452)를 포함한다.
이미터 연결 브렌치(41)는 스위칭 브렌치(43)를 통해 콜렉터 연결 브렌치(42)에 연결된다. 스위칭 유닛은 스위칭 브렌치(43) 내에 배열되고, 도 3에 도시된 예시적 실시예에 따르면, 전력 반도체 스위칭 유닛(44)으로서 설계된다. 전력 반도체 스위칭 유닛(44)은 IGBT(441), 및 그것과 병렬로 그러나 반대 극성으로 연결된 다이오드(442)를 포함한다. 스위칭 브렌치(43)는 IGBT(451)의 이미터를 IGBT(461)의 콜렉터에 연결한다.
본 발명에 따른 서브모듈(1)의 회로가 작동하는 방식이 도 6에 도시된 표를 참조하여 아래에서 더 상세히 설명될 것이다; 도 6의 표는 바람직하게 이용되는 서브모듈(1)의 스위칭 상태들을 요약한다.
도 6의 표의 제1 열은 스위칭 상태에 할당된 일련 번호를 포함한다; 제2 열은 단자 전류 ix의 전류 방향/극성에 관한 정보를 포함한다; 제3 내지 제9 열 각각은 각각의 IGBT들의 상태를 나타내고, 여기서 번호 1은 “스위칭 온”을 0은 “인터럽팅”을 나타내고, 각각의 IGBT는 도 3으로부터 연관된 번호 식별자를 참조하여 식별될 수 있다; 제10 열은 각각의 스위칭 상태와 연관된 단자 전압 UX를 포함한다; 열들 WC1과 WC2는 저장 커패시터들(21, 31)이 에너지를 흡수 또는 방출하고 있는지 확실히 하기 위한 것이고, 여기서 +1은 에너지의 흡수를 나타내고 -1은 방출을 나타낸다.
스위칭 상태들 2, 3, 4에서 포지티브 전압 UX가 연결 단자들 X1과 X2에서 항상 생성된다는 것을 도 6의 표로부터 알 수 있다. 이것은 단자 전류의 방향에 상관없이 사실이다. 그러므로, 예를 들어, 커패시터 전압 UC1 또는 커패시터 전압 UC2, 또는 그 외에, 두 개의 커패시터 전압의 합 UC1 + UC2가 연결 단자들에서 생성될 수 있다.
스위칭 상태 5에서, 모든 IGBT들(231, 221, 331, 321, 441, 451, 461)은 그들의 인터럽팅 상태에 있으므로, IGBT들(231, 221, 331, 321, 441, 451, 461)을 통한 전류의 흐름이 인터럽트된다. 이 스위칭 상태에서, 단자 전압 UX는 단자 전류 ix의 극성에 상관없이, 반대 전압을 생성하므로, 서브모듈(1)은 에너지를 흡수한다.
전류 방향이 네거티브일 때(ix에 의해 식별된 화살표의 방향과 반대 방향으로 흐르는 전류), 커패시터 전압들 UC1과 UC2의 자율적 밸런싱은, 대략, UX = -(UC1+UC2)/2를 의미한다. 전류 방향이 포지티브일 때(ix에 의해 식별된 화살표의 방향으로 흐르는 전류), 포지티브 반대 전압 UX = UC1 + UC2가 발현된다. 이 스위칭 상태에서 발생하는 전류가 양쪽 커패시터들을 통과하는 것이 여기서 유리한데, 왜냐하면 그러면, 단지 하나의 커패시터가 에너지를 흡수하게 될 경우보다 더 낮은 과전압이 그들에서 발생하기 때문이다.
스위칭 상태 5는 풀 전류 감쇠에 대한 고장의 경우에 이용될 수 있다. 모든 서브모듈들(1)이 이 스위칭 상태에 놓이면, 컨버터(10)의 브렌치 전류들, 및 또한 결과적으로 AC 전압 측 및 DC 전압 측의 전류들은 모든 직렬 연결된 서브모듈들(1)의 반대 전압들의 총합의 결과로서 매우 빠르게 제로의 값으로 감소된다. 이 전류 감쇠의 속도는 전술한 반대 전압으로부터 그리고 전기 회로들 내에 존재하는 총 인덕턴스들로부터 기인한다. 도시된 예시적 실시예의 경우에, 이것은 일반적으로 몇 밀리초의 크기 정도에 그렇게 될 수 있다. 전류 감쇠가 시작하기 전의 낭비 시간은 스위칭 유닛(44)의 응답 시간에 주로 의존한다. 전력 반도체 스위칭 유닛이 스위칭 유닛(44)에 사용되면, 이 낭비 시간은 무시할 수 있다. 그 후 낭비 시간은 주로, 고장이 인식되는 것을 돕는 전류 컨버터들 및 다양한 측정 센서들의 느림의 결과이다. 이 측정 값 획득의 이 지연은 현재 일반적으로 수십 마이크로초의 범위이다.
도 2에 따른 종래 기술로부터, 처음 네 개의 스위칭 상태들이 또한 두 개의 케스케이드형 서브모듈들을 이용하여 구현될 수 있다는 것을 유의해야 한다. 스위칭 상태들 중 처음 다섯 개는 문헌 DE 10 2009 057 288 A1에 따라 설계된 서브모듈을 이용하여 실현될 수 있다.
스위칭 상태 6에서, 서브모듈(1)의 네거티브 단자 전압 UX가 전류 방향에 상관없이 생성된다.
스위칭 상태 7에서, 서브모듈(1)의 네거티브 단자 전압 UX가 또한 전류 방향에 상관없이 생성된다.
추가적(잉여) 스위칭 상태들 8, 9가 더 가능하고, 이들은 UX = 0일 때 통전 손실들의 더 균일한 분산을 위해 이용될 수 있다.
도 4는 본 발명에 따른 서브모듈(1)의 제2 예시적 실시예를 도시한다. 동일하고 동등한 도 3, 도 4, 및 도 5의 부분들은 여기서 각각의 경우에 동일한 참조 부호들로 주어진다. 그러므로 중복들을 피하기 위해, 개별적 실시예들 간의 차이들만 아래에서 더 상세하게 고려될 것이다.
도 4에 따른 서브모듈(1)은 도 4의 연결 수단(4)이 두 개의 스위칭 브렌치들(431, 432)을 포함한다는 점에서 도 3의 실시예와는 상이하다. 각각의 스위칭 브렌치들은 전력 반도체 스위칭 유닛(44)을 포함한다.
연결 라인들(91, 92)은 각각 이미터 및 콜렉터 연결 브렌치(41, 42)의 일부들로서 스위칭 브렌치들(431, 432) 사이에 배열된다. 도 4의 실시예의 특별한 장점은, 연결 라인들(91, 92)의 길이와 부유 인덕턴스가 서브모듈(1)의 전체적 성능에 대해 중요하지 않다는 것이다. 그러므로 연결 라인들은 특정 응용에 적합한 길이를 가질 수 있다. 서브모듈(1)의 구조적으로 그리고 공간적으로 분리되거나 적응되는 구성은 생산 및 서비스를 위해 큰 장점일 수 있다.
도 5는 본 발명에 따른 서브모듈(1)의 제3 실시예의 개략적 표현을 도시한다. 여기서 연결 수단(4)의 이미터 연결 브렌치는 두 개의 연결 라인들(92)뿐만 아니라 두 개의 전력 반도체 스위칭 유닛들(45)을 포함한다. 또한 연결 수단(4)의 콜렉터 연결 브렌치(42)는 두 개의 연결 라인들(91)뿐만 아니라 두 개의 전력 반도체 스위칭 유닛들(46)을 포함한다.
연결 수단(4)은 네 개의 스위칭 브렌치들(431, 432, 433, 434)을 더 포함하고, 전력 반도체 스위칭 유닛(44)이 각각의 스위칭 브렌치 내에 배열된다. 연결 수단(4)은 에너지 저장 브렌치(11)를 더 포함하고, 에너지 저장 브렌치 내에는 본 예에서, 단극성 저장 커패시터로서 설계된 제3 에너지 저장기(12)가 배열되고, 단극성 저장 커패시터에 걸쳐 전압 UC3이 강하된다.
1 서브모듈
2 제1 서브유닛
21 제1 에너지 저장기
22, 23 전력 반도체 스위칭 유닛
221, 231 전력 반도체
222, 232 프리휠링 다이오드
3 제2 서브유닛
31 제2 에너지 저장기
32, 33 전력 반도체 스위칭 유닛
321, 331 전력 반도체
322, 332 프리휠링 다이오드
4 연결 수단
41 이미터 연결 브렌치
42 콜렉터 연결 브렌치
43, 431, 432 스위칭 브렌치
433, 434 스위칭 브렌치
44 스위칭 유닛
45, 46 전력 반도체 스위칭 유닛
441, 451, 461 전력 반도체
442, 452, 462 프리휠링 다이오드
5 초크
6 에너지 저장기
7 전력 반도체 스위칭 유닛
71, 72 프리휠링 다이오드
73, 74 전자 스위치
8 사이리스터
91, 92 연결 라인
10 컨버터
101 전력 반도체 밸브
102 포지티브 극 단자
103 네거티브 극 단자
104, 105, 106 DC 전압 단자
107, 108, 109 DC 전압 단자
11 에너지 저장 브렌치
12 제3 에너지 저장기
L1, L2, L3 AC 전압 단자
X1 제2 연결 단자
X2 제1 연결 단자

Claims (10)

  1. 제1 서브유닛(2) 및 제2 서브유닛(3)을 이용해 컨버터(10)를 구성하기 위한 서브모듈(1)로서,
    상기 제1 서브유닛(2)은,
    - 제1 에너지 저장기(21)와,
    - 상기 제1 에너지 저장기(21)에 병렬로 연결된, 두 개의 전력 반도체 스위칭 유닛들(22, 23)의 제1 직렬 회로이며, 이때 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은, 스위칭 온 및 오프될 수 있고 동일한 순방향 통전 방향들을 갖는 전력 반도체(221, 231)를 포함하고, 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은 상기 순방향 통전 방향과는 반대 방향으로 통전 가능한, 제1 직렬 회로와,
    - 상기 제1 직렬 회로의 상기 전력 반도체 스위칭 유닛들(22, 23) 사이의 전위 노드에 연결되는 제1 연결 단자(X2)를 포함하고,
    상기 제2 서브유닛(3)은,
    - 제2 에너지 저장기(31),
    - 상기 제2 에너지 저장기(31)에 병렬로 연결된, 두 개의 전력 반도체 스위칭 유닛들(32, 33)의 제2 직렬 회로이며, 이때 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은, 스위칭 온 및 오프될 수 있고 동일한 순방향 통전 방향들을 갖는 전력 반도체(321, 331)를 포함하고, 각각의 전력 반도체 스위칭 유닛은 상기 순방향 통전 방향과는 반대 방향으로 통전 가능한, 제2 직렬 회로와,
    - 상기 제2 직렬 회로의 상기 전력 반도체 스위칭 유닛들(32, 33) 사이의 전위 노드에 연결되는 제2 연결 단자(X1)를 포함하고,
    상기 제1 서브 유닛(2)과 상기 제2 서브 유닛(3)은 연결 수단(4)을 통해 서로 연결되고, 상기 연결 수단(4)은, 상기 제1 직렬 회로의 제1 전력 반도체 스위칭 유닛(23)의 이미터를 상기 제2 직렬 회로의 제1 전력 반도체 스위칭 유닛(33)의 이미터에 연결하는 이미터 연결 브렌치(41)를 포함하고, 상기 연결 수단(4)은, 상기 제1 직렬 회로의 제2 전력 반도체 스위칭 유닛(22)의 콜렉터를 상기 제2 직렬 회로의 제2 전력 반도체 스위칭 유닛(32)의 콜렉터에 연결하는 콜렉터 연결 브렌치(42)를 포함하고, 상기 연결 수단(4)은 스위칭 브렌치(43)를 포함하고, 상기 스위칭 브렌치 내에 스위칭 유닛(44)이 배열되고 상기 스위칭 브렌치는 상기 이미터 연결 브렌치(41)를 상기 콜렉터 연결 브렌치(42)에 연결하고,
    적어도 하나의 전력 반도체 스위칭 유닛(45, 46)이 상기 이미터 연결 브렌치(41) 또는 상기 콜렉터 연결 브렌치(42) 내에 배열되고,
    상기 전력 반도체 스위칭 유닛들(22, 23, 32, 33, 44, 45, 46)은 스위칭 온 및 오프될 수 있는 역방향-통전 전력 반도체 스위치들인 것을 특징으로 하는, 서브모듈(1).
  2. 제1항에 있어서,
    상기 이미터 연결 브렌치(41) 내에, 그리고 상기 콜렉터 연결 브렌치(42) 내에는 적어도 하나의 전력 반도체 스위칭 유닛(45, 46)이 배열되는 것을 특징으로 하는, 서브모듈(1).
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위칭 브렌치(43)는 상기 콜렉터 연결 브렌치(42) 내에 배열된 상기 전력 반도체 스위칭 유닛(45)의 이미터를 상기 이미터 연결 브렌치(41) 내에 배열된 상기 전력 반도체 스위칭 유닛(46)의 콜렉터에 연결하는 것을 특징으로 하는, 서브모듈(1).
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭 유닛(44)은 기계적 스위칭 유닛, 반도체 스위치, 또는 전력 반도체 스위칭 유닛인 것을 특징으로 하는, 서브모듈(1).
  5. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전력 반도체 스위칭 유닛들(22, 23, 32, 33, 44, 45, 46) 모두가 자신들의 인터럽팅 상태에 있는 상기 서브모듈(1)의 스위칭 상태에서, 상기 서브모듈(1)은 전류 방향에 상관없이 에너지를 흡수하는 것을 특징으로 하는, 서브모듈(1).
  6. 삭제
  7. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전력 반도체 스위칭 유닛(22, 23, 32, 33, 44, 45, 46) 각각은 스위칭 온 및 오프될 수 있는 전력 반도체(221, 231, 321, 331, 441, 451, 461)를 각각 포함하고, 상기 전력 반도체에는 반대 극성으로 프리휠링(freewheeling) 다이오드(222, 232, 322, 332, 442, 452, 462)가 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는, 서브모듈(1).
  8. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 에너지 저장기(21, 31) 각각은 단극성 저장 커패시터인 것을 특징으로 하는, 서브모듈(1).
  9. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 연결 수단(4)은, 상기 이미터 연결 브렌치를 상기 콜렉터 연결 브렌치에 연결하고 전력 반도체 스위칭 유닛이 배열되어 있는, 제2 스위칭 브렌치를 포함하는 것을 특징으로 하는, 서브모듈(1).
  10. 2-극 서브모듈들(1)의 직렬 회로를 가진 컨버터(10)로서,
    상기 서브모듈들(1)의 상기 직렬 회로는 상기 컨버터(10)의 AC 전압 단자(L1, L2, L3)와 DC 전압 단자(102, 103) 사이에 배열되고,
    각각의 서브모듈(1)은 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 따른 서브모듈(1)인 것을 특징으로 하는, 컨버터(10).
KR1020167006427A 2013-09-11 2014-07-15 높은 전압들을 위한 모듈형 멀티포인트 전력 컨버터 KR101846339B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102013218207.4A DE102013218207A1 (de) 2013-09-11 2013-09-11 Modularer Mehrpunktstromrichter für hohe Spannungen
DE102013218207.4 2013-09-11
PCT/EP2014/065069 WO2015036149A1 (de) 2013-09-11 2014-07-15 Modularer mehrpunktstromrichter für hohe spannungen

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20160042103A KR20160042103A (ko) 2016-04-18
KR101846339B1 true KR101846339B1 (ko) 2018-04-09

Family

ID=51210470

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020167006427A KR101846339B1 (ko) 2013-09-11 2014-07-15 높은 전압들을 위한 모듈형 멀티포인트 전력 컨버터

Country Status (7)

Country Link
US (1) US20160226480A1 (ko)
EP (1) EP3025403B1 (ko)
KR (1) KR101846339B1 (ko)
CN (1) CN105556787B (ko)
DE (1) DE102013218207A1 (ko)
RU (1) RU2652690C2 (ko)
WO (1) WO2015036149A1 (ko)

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140347898A1 (en) * 2012-05-31 2014-11-27 General Electric Company Modular multi-level power conversion system with dc fault current limiting capability
US9461557B2 (en) * 2013-03-22 2016-10-04 Abb Ab Bipolar double voltage cell and multilevel converter with such a cell
US20160308458A1 (en) * 2013-12-24 2016-10-20 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
TW201703406A (zh) 2015-04-14 2017-01-16 電源整合有限責任公司 切換裝置及功率模組
GB201507669D0 (en) 2015-05-05 2015-06-17 Univ Birmingham Elimination of commutation failure by hybrid HVDC system
CN106329899B (zh) * 2015-07-01 2018-10-16 南京南瑞继保电气有限公司 故障电流抑制阻尼器拓扑电路及其控制方法及换流器
WO2017016601A1 (de) * 2015-07-29 2017-02-02 Siemens Aktiengesellschaft Modularer multilevelumrichter sowie teilmodul für einen multilevelumrichter
WO2017101962A1 (de) * 2015-12-14 2017-06-22 Siemens Aktiengesellschaft Wechselstromleistungsschalter und verfahren zum schalten eines wechselstromes
DE102017216273A1 (de) * 2017-09-14 2019-03-14 Siemens Aktiengesellschaft Hochspannungsleistungsschalter für einen Pol und Verwendung des Hochspannungsleistungsschalters
CN108111007B (zh) * 2018-01-31 2020-09-08 南京南瑞继保电气有限公司 一种功率模块冗余取能电路及控制方法
CN108683207B (zh) * 2018-05-28 2021-10-01 南京南瑞继保电气有限公司 一种混合直流换流器阀组在线投入电路和投入方法及装置
CN110912149B (zh) * 2018-09-17 2023-05-26 株洲变流技术国家工程研究中心有限公司 基于静止无功发生器的高海拔无功补偿方法及装置
WO2020244768A1 (de) 2019-06-06 2020-12-10 Siemens Aktiengesellschaft Umrichter und verfahren zu dessen betrieb
EP3787166B1 (en) * 2019-09-02 2024-05-01 ABB Schweiz AG Protection scheme for power converters utilizing cascaded bipolar and unipolar power semiconductor devices
CN111293911A (zh) * 2020-02-10 2020-06-16 华北电力大学（保定） 一种移位全桥模块化多电平换流器
WO2022017618A1 (de) 2020-07-24 2022-01-27 Siemens Aktiengesellschaft Anordnung und verfahren zu dessen betrieb
WO2022017617A1 (de) 2020-07-24 2022-01-27 Siemens Aktiengesellschaft Umrichter und verfahren zu dessen betrieb

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050083716A1 (en) 2002-04-22 2005-04-21 Rainer Marquardt Power supply with a direct converter

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2752343B1 (fr) * 1996-08-09 1998-09-11 Gec Alsthom Transport Sa Dispositif electronique de conversion de l'energie electrique
DE20122923U1 (de) 2001-01-24 2010-02-25 Siemens Aktiengesellschaft Stromrichterschaltungen mit verteilten Energiespeichern
DE10131961A1 (de) * 2001-07-02 2003-01-23 Siemens Ag N-Punkt-Stromrichterschaltung
US7006366B2 (en) * 2004-06-10 2006-02-28 Wisconsin Alumni Research Foundation Boost rectifier with half-power rated semiconductor devices
DE102008007659A1 (de) * 2008-02-06 2009-02-19 Siemens Aktiengesellschaft Umrichter
DE102008045247A1 (de) * 2008-09-01 2010-03-04 Siemens Aktiengesellschaft Umrichter mit verteilten Bremswiderständen
DE102008057288A1 (de) 2008-11-14 2010-05-20 Continental Automotive Gmbh Steuervorrichtung für einen Motor und Verfahren zum Steuern des Motors
DE102009057288B4 (de) * 2009-12-01 2018-02-15 Siemens Aktiengesellschaft Umrichter für hohe Spannungen
DE102011086087A1 (de) * 2011-11-10 2013-05-16 Ge Energy Power Conversion Gmbh Elektrischer Umrichter
DE102012204046B3 (de) * 2012-03-15 2013-08-14 Siemens Aktiengesellschaft Multizellenkonverter
CN102891611B (zh) * 2012-06-30 2014-10-08 华为技术有限公司 五电平功率变换器及其控制方法、控制装置
CN102880750B (zh) * 2012-09-12 2014-12-03 华北电力大学 一种衡量不同多电平换流器直流故障穿越能力的计算方法
US10163562B2 (en) * 2012-12-05 2018-12-25 Futurewei Technologies, Inc. Coupled inductor structure
US9461557B2 (en) * 2013-03-22 2016-10-04 Abb Ab Bipolar double voltage cell and multilevel converter with such a cell

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050083716A1 (en) 2002-04-22 2005-04-21 Rainer Marquardt Power supply with a direct converter

Also Published As

Publication number Publication date
RU2652690C2 (ru) 2018-05-08
CN105556787B (zh) 2018-08-10
EP3025403A1 (de) 2016-06-01
RU2016112115A (ru) 2017-10-16
WO2015036149A1 (de) 2015-03-19
KR20160042103A (ko) 2016-04-18
DE102013218207A1 (de) 2015-03-12
CN105556787A (zh) 2016-05-04
US20160226480A1 (en) 2016-08-04
EP3025403B1 (de) 2020-04-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101846339B1 (ko) 높은 전압들을 위한 모듈형 멀티포인트 전력 컨버터
US10148083B2 (en) Fault current-suppressing damper topology circuit and control method thereof and converter
KR101853001B1 (ko) 역방향 도통 전력 반도체 스위치를 포함하는 모듈식 다중 컨버터
Wang et al. Future HVDC-grids employing modular multilevel converters and hybrid DC-breakers
RU2563034C2 (ru) Инвертор для высоких напряжений
KR102127036B1 (ko) 직류 송전 보호 장치, 컨버터 및 보호 방법
KR102021647B1 (ko) 서브모듈, 보호 유닛, 컨버터 및 그 제어 방법
US10396686B2 (en) Converter including multiple controllable two-pole submodules connected in series
KR101234404B1 (ko) 다수의 전압 레벨을 스위칭하는 스위치기어 셀 및 변환기회로
US11108338B2 (en) Dual submodule for a modular multilevel converter and modular multilevel converter including the same
EP2781013B1 (en) A power electronic module
SE521885C2 (sv) Strömriktare
EP1344292A1 (en) Vsc-converter
US9882371B2 (en) Direct current voltage switch for switching a direct current in a branch of a direct current voltage network node
US20190068081A1 (en) Converter
JPH09275674A (ja) 電力変換装置
US5731967A (en) Converter circuit arrangement with minimal snubber
CN105680793A (zh) 一种光伏系统的电压补偿装置及光伏系统
JPH07250484A (ja) 系統連系用高電圧自励変換装置
JP2013128393A (ja) コンバータ・システム、およびそのようなコンバータ・システムを具備するパワー・エレクトロニクス装置
JP6070258B2 (ja) ３レベルインバータのスナバ回路
US9647529B2 (en) Modular multi-stage inverter comprising surge arrester
KR20240026551A (ko) 사이리스터들의 직렬 연결을 위한 회생형 클램프 회로들
JPS63242176A (ja) 自励式変換器

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant