CN105556787B - 用于高电压的模块化多点变流器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于形成变流器的子模块。在此，子模块包括第一子单元，第一子单元具有：第一储能器；与第一储能器并联连接的、两个功率半导体切换单元的第一串联电路；和连接到第一串联电路的功率半导体切换单元之间的电势点的第一接线端子。子模块还包括第二子单元，第二子单元具有：第二储能器；与第二储能器并联连接的、两个功率半导体切换单元的第二串联电路；和第二接线端子，第二接线端子连接到第二串联电路的功率半导体切换单元之间的电势点。第一子单元和第二子单元还经由连接部件彼此连接。在此，连接部件具有发射极连接支路、集电极连接支路和切换支路。在发射极连接支路或者集电极连接支路中布置有至少一个功率半导体切换单元。

Description

用于高电压的模块化多点变流器
技术领域
本发明涉及一种用于形成变流器的两极子模块。在此，所述子模块包括第一子单元，所述第一子单元具有：第一储能器；与第一储能器并联连接的、两个功率半导体切换单元的第一串联电路，所述功率半导体切换单元分别包括具有相同的导通方向的可接通、可关断的功率半导体，并且所述功率半导体切换单元分别能够与所述导通方向相反地导电；和第一接线端子，所述第一接线端子连接到所述第一串联电路的功率半导体切换单元之间的电势点。所述子模块还包括第二子单元，所述第二子单元具有：第二储能器；与第二储能器并联连接的、两个功率半导体切换单元的第二串联电路，所述功率半导体切换单元分别包括具有相同的导通方向的可接通、可关断的功率半导体，并且所述功率半导体切换单元分别能够与所述导通方向相反地导电；和第二接线端子，所述第二接线端子连接到所述第二串联电路的功率半导体切换单元之间的电势点。所述第一子单元和所述第二子单元还经由连接部件彼此连接。所述连接部件具有：发射极连接支路，所述发射极连接支路将所述第一串联电路的第一功率半导体切换单元的发射极连接到所述第二串联电路的第一功率半导体切换单元的发射极；集电极连接支路，所述集电极连接支路将所述第一串联电路的第二功率半导体切换单元的集电极连接到所述第二串联电路的第二功率半导体切换单元的集电极；和切换支路，在所述切换支路中布置有切换单元，并且所述切换支路将所述发射极连接支路连接到所述集电极连接支路。
本发明还涉及一种具有这种两极子模块的串联电路的变流器，其中，所述子模块的串联电路布置在所述变流器的交流电压接线端和直流电压接线端之间。
背景技术
功率电子系统在非常高的电压和功率范围内的使用已经变得越来越重要。功率电子系统主要用于控制不同的供电网(电网耦合、高压直流输电)之间的能量流。特别地对于在空间上延伸的、连接有多个变流器的分支(“多终端”)的高压直流电网，可靠并且快速地管理可能的故障具有至关重要的意义。
迄今为止，对于所需要的非常高的功率，主要使用具有晶闸管和注入的直流电流的变流器。然而，其不能满足未来日益增加的对高动态无功功率补偿、电网电压稳定化、直流电压线缆的价廉的可用性和分支的电网的可实现性的要求。因此，作为优选的电路类型，主要开发了具有注入的直流电压的变流器。这种变流器类型也称为U变流器(电压源变流器，VSC)。通常的U变流器中的一些的缺点特别地是，在变流器的直流电压侧发生短路时，极高的放电电流从直流电压侧的电容器组流出，其可能由于极高的机械力作用和/或电弧效应而导致损坏。
在文献DE 10 103 031 A1中讨论了已知U变流器的这种缺点。其中描述的变流器具有彼此连接成桥式电路的功率半导体阀。这些功率半导体阀中的每一个具有交流电压接线端和直流电压接线端并且由两极子模块的串联电路构成，该两极子模块分别具有单极存储电容器以及与存储电容器并联连接的功率半导体电路。该功率半导体电路由分别与续流二极管反向并联连接的相同地定向的功率半导体开关、例如IGBT或GTO的串联电路构成。每个子模块的两个接线端子中的一个连接到存储电容器，并且另一个接线端子连接到两个可接通、可关断功率半导体开关之间的电势点。根据两个可控的功率半导体的切换状态，能够在子模块的两个输出端子上产生对存储电容器施加的电容器电压或者零电压。基于功率半导体阀内部的子模块的串联电路，提供所谓的注入直流电压的多级变流器，其中，电压级的大小由相应的电容器电压的大小确定。这种多级或多点变流器与具有中央电容器组的两级或三级变流器相比具有如下优点：在变流器的直流电压侧发生短路时，避免了高的放电电流。此外，在多级变流器中，与两点或三点变流器相比，对谐波进行滤波的开销降低。
对应的拓扑目前在工业上用于从上面引用的文献已知的这些拓扑的优点之一在于其严格的模块化构造。
然而，特别地为了构建在空间上延伸的、分支的电网，在电网中对可能的故障的可靠并且快速的管理没有令人满意地解决。此外，未来大型海上风电场和偏远的沙漠地区中的大型太阳能电场的使用需要对应的在空间上延伸的、分支的电网。特别地，必须能够对电网中的短路进行管理。
能够在有负载的情况下切换高故障电流的用于极高的直流电压(DC电压)的廉价机械开关由于基本的物理问题而不能使用。机械开关的在技术上可实现的断开时间和开关过电压也是问题。因此，与现有技术相对应，用于这些应用的机械开关仅可作为无负载(无电流)开关断路器来实现。
直接用电子DC功率开关代替机械功率开关在高压领域中极其昂贵。半导体的附加导通损耗也是问题。由于该原因，开发并且发布了所谓的混合开关，其为了避免和/或减小导通损耗而包含附加机械开关。然而，由于该措施，可实现的断开时间又由于机械开关而受损。
图2以示意图示出了从现有技术中已知的子模块的内部电路的一个示例。在图2中示出的子模块1与从DE 10 103 031 A1中已知的实施例的不同之处在于附加晶闸管8。其在故障情况下用于为并联的续流二极管71免去难以承受的高浪涌电流。为了该目的，晶闸管8必须在故障情况下被触发。作为其它部件，图2的子模块1在已知布置中包含两个可控的电子开关73、74、包括具有高截止电压的IGBT、相关联的反向并联的续流二极管71、72以及作为单极存储电容器实施的储能器6。
在端子电流ix的极性与在图2中示出的技术电流方向相反的情况下，与控制的切换状态无关，图2的子模块1不能接收能量。这一事实在故障情况下非常不利。这通常在装备有仅能产生一个极性的端子电压Ux的子模块的情况下成立。
使用所谓的四象限调节器(全桥)作为子模块，对于本领域技术人员是显而易见的，并且从不同的公开文献中已知(例如参见文献DE 102 17 889 A1)。其可以针对每个极性的端子电流产生对应的反向电压，即接收能量。由此，能够获得以下优点：
·DC侧电流和三相侧电流在电网故障的情况下-特别是在DC电网中发生短路的情况下-可以由变流器本身以电子的方式断开和/或进行限制。
·与机械开关或者混合开关的断开时间相比，可实现的断开时间短。
·在正常运行中可获得更高的AC电压，从而能够实现具有电网变压器的稍微更高的次级电压(以及所产生的更小的AC电流)的设计。这是确定尺寸时的很有价值的自由度。
然而，极其不利的是如下事实：在电流相同的情况下，子模块的导通功率损耗加倍。特别是在能源供应中，由于在高功率下的持续运行，这具有可观的商业意义。然而，对于正常运行中的功能，确定尺寸为更小的AC电流的新自由度很有价值。
具有这种子模块的变流器从文献DE 10 2008 057 288 A1中已知。其中，在在连接部件的发射极连接支路中以及集电极连接支路中分别布置有电势隔离二极管以及任选地布置有阻尼电阻。将电势隔离二极管布置为使得连接部件的切换支路将发射极连接支路的电势隔离二极管的阴极连接到集电极连接支路的电势隔离二极管的阳极。通过该连接部件的构造，在对功率半导体切换单元进行合适的控制的情况下，能够实现子模块的两个接线端子之间的电流流动总是必须经由至少一个储能器进行。相应地涉及的储能器总是与端子电流的极性无关地建立能够使电流流动更快地衰减的反向电压。在这种解决方案中发现缺点是，不能对于两个极性的端子电流ix都产生负端子电压。由此，不能实现定尺寸为更小的AC电流的附加自由度。已知的直接在变流器的DC侧的下游连接开关的变流器的布置也具有该缺点。
因此，还存在与利用级联的全桥电路能够实现的相比在技术上更好地实现子模块的高需求。
发明内容
本发明的目的在于，提出一种开头提及的类型的子模块和变流器，其中，正常运行中的子模块的半导体功率损耗降低，可控半导体开关的数量得到限制，并且能够实现统一地用半导体装配子模块。
基于开头提及的子模块，本发明通过在根据本发明的子模块的连接部件的发射极连接支路或者集电极连接支路中布置至少一个功率半导体切换单元来达到上述目的。
基于开头提及的变流器，本发明通过如下来达到上述目的：根据本发明的变流器的每个子模块是根据本发明的子模块。
有利的是，根据本发明的子模块使得能够对故障情况进行期望的处理，并且在正常运行中通过子模块的产生负端子电压的可能性来代替两个全桥电路的串联电路。
根据本发明的构造，相关改进如下：
-正常运行中的子模块的总半导体功率损耗减小。
-可控半导体开关(包括IGBT)的数量和总半导体面积得到限制。
-利用具有统一的截止电压和结构的半导体装配子模块的可能性得到保留。
前两点是相对于已知的级联的全桥电路的使用的显著进展。最后一点等同于全桥电路的使用。其意义在于，仅少数半导体开关适合于极高的电压和功率。其目前是具有高截止电压的IGBT晶体管或者IGCT，未来还可以是SiC半导体。统一的装配使得能够仅使用相应地最适合并且性能最好的半导体。
所述功率半导体切换单元可以作为具有相应地相关联的反向并联二极管的半导体开关或者还可以作为可反向导通的半导体开关来实现。所有功率半导体切换单元的所需的截止电压取决于例如作为单极存储电容器构造的储能器的最大电压。有利的是，所有功率半导体切换单元的截止电压相同。
本发明特别地包括子模块的如下构造，其中，在发射极连接支路中布置至少一个功率半导体切换单元，并且在集电极连接支路中布置至少一个电势隔离二极管。
对应地，如下实施方式也是可以的，其中，在发射极连接支路中布置至少一个电势隔离二极管，并且在集电极连接支路中布置至少一个功率半导体切换单元。
在此，至少一个电势隔离二极管用于保持子模块的第一子单元和第二子单元之间的电压差。
根据本发明的一个优选实施方式，不仅在连接部件的发射极连接支路中，而且在集电极连接支路中，分别设置至少一个功率半导体切换单元。该实施方式具有如下优点：能够在子模块的接线端子上产生与子单元的储能器的电压对应的负电压。
切换支路例如可以将布置在集电极连接支路中的连接部件的功率半导体切换单元的发射极，连接到布置在发射极连接支路中的连接部件的功率半导体切换单元的集电极。
切换支路的切换单元可以作为机械切换单元、半导体开关或者功率半导体切换单元来实现。
根据本发明的一个实施例，连接部件的切换支路中的切换单元是功率半导体切换单元。布置在集电极连接支路中的功率半导体切换单元的发射极连接到切换支路的功率半导体切换单元的集电极，并且切换支路的切换支路的功率半导体切换单元的发射极连接到布置在发射极连接支路中的功率半导体切换单元的集电极。
在每一种情况下有利的是，选择切换单元，使得在子模块正常运行时在切换单元上产生的功率损耗尽可能小。
依据子模块的这种拓扑，可以定义子模块的功率半导体切换单元的切换状态，其中，子模块与电流方向无关地接收能量。有利的是，子模块在所有功率半导体切换单元处于其断开位置的切换状态下，与电流方向无关地接收能量。相应地，如果使所有功率半导体切换单元处于其断开位置，则子模块可以有利地与电流方向无关地建立用于在故障情况下使电流衰减的反向电压。根据本发明，由此能够在没有附加的外部开关的情况下对高短路电流进行处理。在本发明的范围内，确保能够通过变流器本身在两个方向上快速、可靠并且有效地避免高短路电流。例如连接到变流器的直流电压回路中的附加开关或者与子模块的功率半导体并联连接的半导体开关在本发明的范围内是多余的。在故障情况下，几乎只有子模块接收释放的能量，从而将其全部吸收。能量接收引起反向电压并且能够以定义的方式通过电容器的规格进行度量。由此能够避免不利的高电压。此外，无需为了重新启动变流器而以受控的方式对储能器进行充电。相反，根据本发明的变流器可以在电子断开之后随时再次进行其正常操作。
结合在图6中示出的实施例给出了产生反向电压的可使用的其它切换状态。其重点分别在于一个或两个符号(参考图6中的Wcl,Wc2)为正，由此示出了相关储能器的能量接收。
有利的是，功率半导体切换单元是可反向导电、可接通、可关断功率半导体开关。
功率半导体切换单元也可以相应地包括与续流二极管反向并联连接的可接通、可关断功率半导体。
根据本发明的一个实施例，子模块的每个储能器是单极存储电容器。
根据本发明的另一个实施方式，连接部件具有第二切换支路，所述第二切换支路将发射极切换支路连接到集电极切换支路，并且第二切换支路中布置有功率半导体切换单元。在此，布置在第一切换支路中的功率半导体切换单元，与布置在第二切换支路中的功率半导体切换单元并联连接。从该实施方式中得到导通功率损耗减小的优点。此外，布置在子单元之间的连接线路的长度和漏电感不重要。这能够实现由连接线路彼此连接的子模块的两个子单元的构造方式在结构和空间上分离，从而针对工业上的批量生产和维护形成了显著的优点。
原则上，还能够实现代替3个或更多个级联的全桥电路的根据本发明的子模块的实施方式。为此，可以对连接部件配备3个或更多个切换支路，其中可以布置其它功率半导体切换单元、储能器或者其它部件。然而，在某些情况下，这些实施方式的相对优势与上面描述的实施方式相比可能降低。
能够确定，根据子模块的实施方式并且根据半导体导通特性曲线，导通功率损耗与级联的全桥电路相比一般能够减小到0.5至0.8倍。
下面的示例性导通特性曲线说明了这一点。如果所有功率半导体在两个电流方向上具有纯欧姆导通特性曲线，例如在对应地控制的场效应晶体管的情况下，则对于两个传统的级联的全桥电路，导通功率损耗适用：
PF＝(IXRMS)2·4·R0
其中，IXRMS表示支路电路的有效值，R0表示每个功率半导体的导通电阻。对于根据图3的实施例，适用：
PF`＝(IXRMS)2·3 R0
其中，所需的半导体面积附加地减小到7/8。在总半导体面积相同的情况下，每个功率半导体的导通电阻可以减小到R0'＝7/8·R0，从而功率损耗进一步降低。
附图说明
下面根据图1至6详细说明本发明。
图1以示意图示出了多级变流器的实施例；
图2示出了现有技术中的子模块；
图3以示意图示出了根据本发明的子模块的第一实施例；
图4以示意图示出了根据本发明的子模块的第二实施例；
图5以示意图示出了根据本发明的子模块的第三实施例；
图6以列表示出了根据本发明的子模块的切换状态的概览。
具体实施方式
具体地，在图1中示出了变流器10，其中，变流器10被构造为多级变流器。变流器10具有3个交流电压接线端L1、L2、L3，用于连接到三相交流电网。此外，变流器10包括直流电压接线端104、105、106、107、108和109，用于连接到正极接线端102和负极接线端103。
正极接线端102和负极接线端103可连接到在图1中未示出的直流电网的正极和负极。
交流电压接线端L1、L2、L3可分别连接到变压器的次级绕组。变压器的初级绕组连接到在图1中未示出的交流电网。在本发明的范围内，例如通过具有线圈或者扼流圈或者电容部件的中间电路直接电连接到交流电网也是可以的。
功率半导体阀101在直流电压接线端104、105、106、107、108和109中的每一个与交流电压接线端L1、L2、L3中的一个之间延伸。功率半导体阀101中的每一个具有子模块1的串联电路。
此外，每个功率半导体阀101具有扼流圈5。
在图1中示出的实施方式中相同地构造的两极子模块1中的每一个具有两个电流承载接线端X1和X2。
在图1中示出的实施例中，变流器10是设备的一部分，并且用于经由高压直流电网连接交流电网。变流器10被配置用于在交流电网之间传输大电功率。然而，变流器10也可以是无功功率补偿设备/电网稳定设备的一部分，例如是所谓的FACTS设备。此外，还可以想到变流器10的其它应用，例如在驱动技术中。
在图3中示出了根据本发明的子模块1的实施方式的基本构造。
子模块1包括第一子单元2以及第二子单元3，为了图示的目的，其分别由虚线指示。第一子单元2和第二子单元3具有相同的构造。
第一子单元2包括由功率半导体切换单元22和23构成的第一串联电路，在所示出的实施变形方案中，功率半导体切换单元22和23分别具有作为可接通、可关断功率半导体的IGBT 221和231以及相应的续流二极管222和232。续流二极管222、232与相应地相关联的IGBT 221、231反向并联连接。两个IGBT 221、231彼此相同地定向，也就是说具有相同的导通方向。功率半导体切换单元22、23之间的电势点连接到第一接线端子X2。两个功率半导体切换单元22和23的串联电路与实现为电容器21的第一储能器并联连接。电压UC1降落在电容器21上。
第二子单元3包括由功率半导体切换单元32和33构成的第一串联电路，功率半导体切换单元32和33分别具有作为可接通、可关断功率半导体的IGBT 321和331以及相应的续流二极管322和332。续流二极管322、332与相应地相关联的IGBT 321、331反向并联连接。两个IGBT 321、331彼此相同地定向，也就是说具有相同的导通方向。功率半导体切换单元32、33之间的电势点连接到第二接线端子X1。两个功率半导体切换单元32和33的串联电路与实现为电容器31的第一储能器并联连接。电压UC2降落在电容器31上。
子单元2和3经由连接部件4彼此链接。为了图示的目的，在图3中利用虚线包围连接部件4。连接部件4包括发射极连接支路41以及集电极连接支路42。
发射极连接支路41将IGBT 231的发射极连接到IGBT 331的发射极。在发射极连接支路41中布置有功率半导体切换单元46。功率半导体切换单元46包括IGBT 461和与其反向并联连接的二极管462。
集电极连接支路42将IGBT 221的集电极连接到IGBT 321的集电极。在集电极连接支路42中布置有功率半导体切换单元45。功率半导体切换单元45包括IGBT 451和与其反向并联连接的二极管452。
发射极连接支路41经由切换支路43连接到集电极连接支路42。在切换支路43中布置有切换单元，根据在图3中示出的实施例，该切换单元作为功率半导体切换单元44构造。功率半导体切换单元44包括IGBT 441以及与其反向并联连接的二极管442。切换支路43将IGBT 451的发射极连接到IGBT 461的集电极。
下面根据在图6中示出的表详细讨论根据本发明的子模块1的电路的工作方式，其中，图6的表总结了子模块1的优先使用的切换状态。
对切换状态分配的连续编号位于图6中的表的第一列中；关于端子电流ix的电流方向/极性的信息位于第二列中；在第三至第九列中分别示出了各个IGBT的状态，其中，数字1表示“导通”，0表示“断开”，其中，可以根据相关联的附图标记从图3中识别出每个IGBT；与相应的切换状态相关联的端子电压UX位于在第十列中；列WC1和WC2示出了存储电容器21和31是接收、还是输出能量，其中，+1表示接收能量，-1表示输出能量。
从图6的表中可以看到，在切换状态2、3和4，在接线端子X1和X2上总是产生正电压UX。这与端子电流的方向无关地成立。因此，能够在接线端子上产生例如电容器电压UC1或者电容器电压UC2或者两个电容器电压的总和UC1+UC2。
在切换状态5，所有IGBT 231、221、331、321、441、451、461处于其断开状态，从而经由IGBT 231、221、331、321、441、451、461的电流流动断开。在该切换状态下，端子电压UX与端子电流ix的极性无关地形成反向电压，从而子模块1接收能量。
在电流方向为负(与用ix标示的箭头的方向相反的电流方向)时，通过电容器电压UC1和UC2的单独的平衡近似成立：UX＝-(UC1+UC2)/2。在电流方向为正(沿用ix标示的箭头的方向的电流方向)时，建立正的反向电压UX＝UC1+UC2。在此，有利的是，在该切换状态下产生的电流经由两个电容器传导，因为与在仅一个电容器必须接收能量时相比，于是在其上产生较小的过电压。
切换状态5可在故障情况下用于完成电流衰减。如果所有子模块1转换到该切换状态，则变流器10的支路电流，作为其结果还有交流电压侧电流和直流电压侧电流由于所有串联连接的子模块1的反向电压的总和而非常快地衰减到值零。该电流衰减的速度根据上面提及的反向电压以及在电流回路中存在的总电感而得到。在所示出的实施例中，其一般可以处于几毫秒的数量级。电流衰减开始之前的死区时间主要与切换单元44的响应时间有关。如果对于切换单元44使用功率半导体切换单元，则该死区时间可忽略不计。于是，死区时间主要是用来识别故障的不同的测量传感器和变流器的迟钝的结果。目前，该测量值采集的这种迟钝一般处于几十微秒的范围内。
应当指出，前四个切换状态也可以利用两个级联的根据图2的现有技术中的子模块来实现。通过根据文献DE 10 2009 057 288 A1构造的子模块，能够实现前五个切换状态。
在切换状态6，在任意电流方向下产生子模块1的负端子电压UX。
在切换状态7，同样在任意电流方向下产生子模块1的负端子电压UX。
此外，可以实现附加(冗余)的切换状态8和9，其可以用于在UX＝0下获得更平均的导通损耗的分布。
在图4中示出了根据本发明的子模块1的第二实施例。在此，分别对图3、4和5中相同和等同的部分设置相同的附图标记。因此，为了避免重复，下面仅对各个实施方式的不同之处进行详细讨论。
根据图4的子模块1与图3的实施方式的不同之处在于，图4中的连接部件4包括两个切换支路431和432。切换支路中的每一个包括功率半导体切换单元44、
在切换支路431和432之间作为发射极连接支路和集电极连接支路41、42的部分布置有连接导线91和92。图4的实施方式的特别的优点是，连接导线91、92的长度和漏电感对于子模块1的总性能不重要。由此，连接导线可以具有与相应的应用匹配的长度。子模块1的在结构和空间上分离或匹配的构造方式对于生产和维护非常有利。
在图5中示意性地示出了根据本发明的子模块1的第三实施方式。在此，连接部件4的发射极连接支路具有两个连接导线92以及两个功率半导体切换单元45。连接部件4的集电极连接支路42同样具有两个连接导线91以及两个功率半导体切换单元46。
此外，连接部件4包括4个切换支路431、432、433和434，其中，在每个切换支路中布置有功率半导体切换单元44。此外，连接部件4包括能量存储器支路11，其中布置有第三储能器12，在本示例中，第三储能器12作为单极存储电容器构造，电压UC3降落在第三储能器12上。
附图标记列表
1 子模块
2 第一子单元
21 第一储能器
22,23 功率半导体切换单元
221,231 功率半导体
222,232 续流二极管
3 第二子单元
31 第二储能器
32,33 功率半导体切换单元
321,331 功率半导体
322,332 续流二极管
4 连接部件
41 发射极连接支路
42 集电极连接支路
43,431,432 切换支路
433,434 切换支路
44 切换单元
45,46 功率半导体切换单元
441,451,461 功率半导体
442,452,462 续流二极管
5 扼流圈
6 储能器
7 功率半导体切换单元
71,72 续流二极管
73,74 电子开关
8 晶闸管
91,92 连接导线
10 变流器
101 功率半导体阀
102 正极接线端
103 负极接线端
104,105,106 直流电压接线端
107,108,109 直流电压接线端
11 能量存储支路
12 第三储能器
L1,L2,L3 交流电压接线端
X1 第二接线端子
X2 第一接线端子

Claims (9)

1.一种用于形成变流器(10)的子模块(1)，所述子模块包括：
第一子单元(2)，所述第一子单元具有：
-第一储能器(21)，
-与第一储能器(21)并联连接的、两个功率半导体切换单元(22,23)的第一串联电路(21)，所述功率半导体切换单元(22,23)分别包括具有相同的导通方向的可接通、可关断功率半导体(221,231)，并且所述功率半导体切换单元(22,23)分别能够与所述导通方向相反地导电，以及
-第一接线端子(X2)，所述第一接线端子连接到所述第一串联电路的功率半导体切换单元(22,23)之间的电势点，以及
第二子单元(3)，所述第二子单元具有：
-第二储能器(31)，
-与第二储能器(31)并联连接的、两个功率半导体切换单元(32,33)的第二串联电路，所述功率半导体切换单元(32,33)分别包括具有相同的导通方向的可接通、可关断功率半导体(321,331)，并且分别能够与所述导通方向相反地导电，以及
-第二接线端子(X1)，所述第二接线端子连接到所述第二串联电路的功率半导体切换单元(32,33)之间的电势点，其中，
所述第一子单元(2)和所述第二子单元(3)还经由连接部件(4)彼此连接，其中，所述连接部件(4)具有发射极连接支路(41)，所述发射极连接支路将所述第一串联电路的第一功率半导体切换单元(23)的发射极连接到所述第二串联电路的第一功率半导体切换单元(33)的发射极，并且所述连接部件(4)具有集电极连接支路(42)，所述集电极连接支路将所述第一串联电路的第二功率半导体切换单元(22)的集电极连接到所述第二串联电路的第二功率半导体切换单元(32)的集电极，并且所述连接部件(4)具有切换支路(43)，在所述切换支路中布置有切换单元(44)，并且所述切换支路将所述发射极连接支路(41)连接到所述集电极连接支路(42)，
其特征在于，
在所述发射极连接支路(41)或者所述集电极连接支路(42)中布置有至少一个功率半导体切换单元(45,46)，
其中，功率半导体切换单元(22,23,32,33,44,45,46)是能反向导电的可接通、可关断功率半导体开关。
2.根据权利要求1所述的子模块(1)，
其特征在于，
在所述发射极连接支路(41)和所述集电极连接支路(42)中分别布置有至少一个功率半导体切换单元(45,46)。
3.根据权利要求2所述的子模块(1)，
其特征在于，
所述切换支路(43)将布置在所述集电极连接支路(42)中的功率半导体切换单元(45)的发射极连接到布置在所述发射极连接支路(41)中的功率半导体切换单元(46)的集电极。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的子模块(1)，
其特征在于，
所述切换单元(44)是机械切换单元、半导体开关或者功率半导体切换单元。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的子模块(1)，
其特征在于，
在所述子模块(1)的所有功率半导体切换单元(22,23,32,33,44,45,46)处于断开位置的切换状态下，所述子模块(1)与电流方向无关地接收能量。
6.根据权利要求1至3中任一项所述的子模块(1)，
其特征在于，
每个功率半导体切换单元(22,23,32,33,44,45,46)分别具有与续流二极管(222,232,322,332,442,452,462)反向并联连接的可接通、可关断的功率半导体(221,231,321,331,441,451,461)。
7.根据权利要求1至3中任一项所述的子模块(1)，
其特征在于，
每个储能器(21,31)是单极的存储电容器。
8.根据权利要求1至3中任一项所述的子模块(1)，
其特征在于，
所述连接部件(4)具有第二切换支路，所述第二切换支路将发射极连接支路连接到集电极连接支路，并且在所述第二切换支路中布置有功率半导体切换单元。
9.一种具有两极的子模块(1)的串联电路的变流器(10)，其中，所述子模块(1)的串联电路布置在所述变流器(10)的交流电压接线端(L1,L2,L3)和直流电压接线端(102,103)之间，
其特征在于，
每个子模块(1)是根据权利要求1至8中任一项所述的子模块(1)。
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