WO2018131260A1 - 電力変換装置および直流送電システム - Google Patents

電力変換装置および直流送電システム Download PDF

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佑季 石井
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power converter and a DC power transmission system, and more particularly, to a power converter composed of a plurality of converter cells and a DC power transmission system using the power converter.
  • a multi-level converter is a power converter configured by connecting a plurality of converter cells in series, and further connecting these serial bodies in a multiple connection. These converters are called modular multilevel converters (MMC), cascaded multilevel converters (CMC) and the like.
  • MMC modular multilevel converters
  • CMC cascaded multilevel converters
  • a converter cell is configured using a semiconductor switching element such as an IGBT (Insulated-Gate Bipolar Transistor) (for example, see Non-Patent Document 1).
  • IGBT Insulated-Gate Bipolar Transistor
  • the present invention has been made to solve such problems, and obtains a power conversion device and a DC power transmission system capable of suppressing loss generated in a diode in a converter cell and miniaturizing a cooler. With the goal.
  • the present invention is a power conversion device for connecting an AC system and a DC system to transmit power from the AC system to the DC system, the AC terminal connected to the AC system, and the DC system And a plurality of converter cells connected between the AC terminal and the DC terminal, wherein at least one of the plurality of converter cells is a first semiconductor switching device.
  • a first arm composed of an element and a first diode connected in reverse parallel to the first semiconductor switching element; and a second semiconductor switching element and the second connected in series to the first arm.
  • a second arm composed of a second diode connected in reverse parallel to the semiconductor switching element, wherein the first semiconductor switching element is conductive only in one direction Power conversion, wherein the second semiconductor switching element is composed of a semiconductor switching element capable of reverse conduction, and makes the second semiconductor switching element and the second diode conductive at the same time.
  • the semiconductor switching element and the diode can be turned on at the same time in the arm on the side where a large current flows in the diode, the arm current is divided into the semiconductor switching element and the diode, thereby flowing the diode. As a result, the conduction loss generated is greatly reduced, and the converter cell cooler can be downsized.
  • Embodiment 3 of this invention It is a block diagram which shows the structure of the power converter device and DC power transmission system which concern on Embodiment 3 of this invention. It is a circuit diagram which shows the structure of the converter cell of the power converter device of the inverter end in Embodiment 3 of this invention. It is a block diagram which shows the structure of the power converter device and motor drive system which concern on Embodiment 4 of this invention.
  • Embodiment 1 FIG.
  • a power conversion device interconnecting a three-phase power system and a DC power system will be described as an example.
  • the steady-state operation of the power conversion device according to the present embodiment that is, the operation during normal operation, is a rectifier operation that transmits power from the three-phase power system to the DC power system. Therefore, the power conversion device according to the first embodiment is desirably installed not at the inverter end but at the rectifier end in the DC power transmission system that transmits power from the three-phase power system to the DC power system.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing the configuration of the power conversion device according to the present embodiment. With reference to FIG. 1, the structure of the power converter device in this Embodiment is demonstrated.
  • the power converter according to the present embodiment includes three AC terminals U, V, and W and two DC terminals P and N. Between the AC terminals U, V and W and the DC terminals P and N, a plurality of phase arms each including a plurality of converter cells 1 are provided.
  • Each phase arm is composed of a plurality of converter cells 1 connected in series.
  • three converter cells 1 are connected in series to form each phase arm, but the present invention is not limited to this. Since the number of the converter cells 1 included in each phase arm may be an arbitrary number, it may be appropriately determined.
  • phase arms are provided. That is, one phase arm is connected between each AC terminal U, V, W and DC terminal P. Similarly, between each AC terminal U, V, W and DC terminal N, Each phase arm is connected.
  • the power converter device since the power converter device according to the present embodiment is connected to a three-phase power system, an example in which an AC terminal includes three terminals U, V, and W is illustrated. Similarly, it is possible to have two terminals as AC terminals when linked to a phase power system, and four or more terminals when linked to a multiphase power system.
  • the reactor 2 is connected between each AC terminal U, V, W and each phase arm, but is not limited thereto.
  • the reactor 2 may be connected between each DC terminal P, N and each phase arm.
  • the reactor 2 can be configured to be provided only between each AC terminal U, V, W and the DC terminal P.
  • the reactor 2 is connected to each AC terminal U, V, W and DC terminal N. It is also possible to provide a structure provided only between them.
  • the reactor 2 does not necessarily need to have a coil shape.
  • the reactor 2 can be configured from a cable intentionally having a long wiring length.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing the configuration of the converter cell 1. The configuration of the converter cell 1 will be described with reference to FIG.
  • Each converter cell 1 has a chopper circuit configuration. As shown in FIG. 2, each converter cell 1 includes an upper arm 13 u, a lower arm 13 b, an energy storage element 14, an output terminal 15, and an output terminal 16.
  • the upper arm 13u is composed of a semiconductor switching element 11u capable of conducting only in one direction and a diode 12u connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 11u.
  • a semiconductor switching element 11u for example, a semiconductor element such as IGBT, GCT (Gate-Commutated-Turn-off-Thyristor) is used.
  • the lower arm 13b is composed of a semiconductor switching element 11b capable of reverse conduction and a diode 12b connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 11b.
  • a semiconductor switching element 11b a semiconductor element capable of reverse conduction, such as a MOSFET, a reverse conduction type IGBT, or a reverse conduction thyristor, is used.
  • each converter cell 1 has at least one leg.
  • the output terminal 15 is connected to a connection point connecting one end of the upper arm 13u and one end of the lower arm 13b in series.
  • this connection point is referred to as a midpoint between the upper arm 13u and the lower arm 13b.
  • the other end of the upper arm 13u is connected to one end of the energy storage element 14 described above.
  • the other end of the lower arm 13 b is connected to the other end of the energy storage element 14 and to the output terminal 16.
  • the output terminals 15 and 16 are connected to both ends of the lower arm 13b.
  • the present invention is not limited to this case. It is possible to configure the chopper circuit by connecting the output terminals 15 and 16 to both ends of the upper arm 13u.
  • the upper arm 13u is composed of a semiconductor switching element 11u capable of reverse conduction and a diode 12u connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 11u
  • the lower arm 13b is a semiconductor switching capable of conduction only in a single direction. It comprises an element 11b and a diode 12b connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 11b.
  • the converter cell 1 is provided with the diode 12u and the diode 12b, but these are not necessarily provided.
  • the diode 12u when the semiconductor switching element 11u is composed of an element including a diode, the diode 12u can be omitted.
  • the semiconductor switching element 11b when the semiconductor switching element 11b is composed of an element including a diode, the diode 12b can be omitted.
  • the present embodiment an example in which one semiconductor switching element 11u and one diode 12u are used in the upper arm 13u is shown.
  • the lower arm 13b an example is shown in which one semiconductor switching element 11b and one diode 12b are used.
  • this is referred to as one series and one parallel.
  • the present embodiment is not limited to the case of one series and one parallel, and in order to increase the capacity of the power conversion device, a plurality of series and plural parallels may be provided in each of the upper arm 13u and the lower arm 13b. That is, in each of the upper arm 13u and the lower arm 13b, a plurality of semiconductor switching elements may be connected in series, and a plurality of diodes may be used.
  • gate signals G ⁇ b> 1 and G ⁇ b> 2 are input to each converter cell 1 from the cell control unit 40.
  • the gate signal input to the upper arm 13u is “gate signal G1”
  • the gate signal input to the lower arm 13b is “gate signal G2”.
  • FIG. 3 shows gate signals G1 and G2.
  • FIG. 3 further shows the conduction state of the voltage command value signal 41, the carrier signal 42, and the diode 12b.
  • the horizontal axis in FIG. 3 is all time.
  • the gate signal G1 given to the upper arm 13u is generated by PWM (Pulse Width Modulation) modulation in the cell control unit 40.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIG. 4 shows the configuration of the cell control unit 40.
  • the cell control unit 40 includes a voltage command value generation unit 43, a carrier signal generation unit 44, a comparator 45, and a NOT circuit 46.
  • the voltage command value generation unit 43 receives a power command for obtaining desired power from the control device 50.
  • the voltage command value generation unit 43 generates a voltage command value signal 41 based on the power command and inputs it to the comparator 45.
  • the comparator 45 also receives the carrier signal 42 generated by the carrier signal generator 44.
  • the carrier signal 42 is a triangular wave signal as shown in FIG.
  • the comparator 45 compares the voltage command value signal 41 and the carrier signal 42. At this time, as shown in FIG. 3, if the voltage command value signal 41 is larger than the carrier signal 42, an ON command is output as the gate signal G1, and if the voltage command value signal 41 is smaller than the carrier signal, the gate signal G1. As an off command. In this way, the gate signal G1 is generated.
  • the semiconductor switching element 11u is turned on / off based on the on command and the off command of the gate signal G1.
  • the gate signal G2 applied to the lower arm 13b is generated by logically inverting the gate signal G1 applied to the upper arm 13u by the NOT circuit 46.
  • the semiconductor switching element 11b is turned on / off based on the on command and the off command of the gate signal G2.
  • the synchronous operation of the semiconductor switching element 11b described above is that the output terminals 15 and 16 are connected to the lower arm 13b, so that the diode 12b becomes conductive when the converter cell 1 is in the output-off state. In other words, it can be said that the semiconductor switching element 11b is also brought into conduction in synchronization.
  • FIG. 3 an example is shown in which a triangular wave signal is used as the carrier signal 42, but other signals such as a sawtooth wave signal can be used as the carrier signal 42. It is.
  • the gate signal G1 to be supplied to the upper arm 13u is generated by PWM modulation, but other modulation methods such as PDM (Pulse Density Modulation) modulation can also be used.
  • PWM Pulse Density Modulation
  • the gate signals G1 and G2 can be operated with a dead time.
  • the dead time is a period during which both the upper arm 13u and the lower arm 13b are turned off to prevent both the upper arm 13u and the lower arm 13b from being turned on and causing an arm short circuit. is there.
  • the hardware configuration of the control device 50 includes a receiving device as an input unit and a display device as an output unit.
  • the function of the power command generation unit that generates the power command of the control device 50 is realized by a processing circuit. That is, the control device 50 includes a processing circuit for generating a power command. Even if the processing circuit is dedicated hardware, a CPU that executes a program stored in a memory (Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP) It may be.
  • a memory Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP
  • the processing circuit is dedicated hardware, the processing circuit is, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC, an FPGA, or a combination thereof.
  • the function of the power command generation unit is realized by software, firmware, or a combination of software and firmware.
  • Software and firmware are described as programs and stored in a memory.
  • the processing circuit implements the function of the power command generation unit by reading and executing the program stored in the memory. That is, the control device 50 includes a memory for storing a program that, when executed by the processing circuit, results in the step of generating a power command.
  • these programs are what makes a computer perform the procedure and method of an electric power command production
  • the memory corresponds to, for example, a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as RAM, ROM, flash memory, EPROM, or EEPROM, a magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, a DVD, or the like. To do.
  • a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as RAM, ROM, flash memory, EPROM, or EEPROM, a magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, a DVD, or the like.
  • a part of the function of the power command generation unit may be realized by dedicated hardware, and a part may be realized by software or firmware.
  • the processing circuit can realize the function of the above-described control device 50 by hardware, software, firmware, or a combination thereof.
  • FIG. 5 illustrates a converter cell 1 current Icell flowing through the converter cell 1 and an upper arm 13u current Iu flowing through the upper arm 13u when the power conversion device according to the present embodiment is operating in a steady state.
  • a lower arm 13b current Ib flowing through the lower arm 13b is shown. The direction of each current is shown in FIG.
  • converter cell 1 current Icell is negative DC in the AC component.
  • a waveform with superimposed components For this reason, a direct current component is also superimposed on the upper arm 13u current Iu and the lower arm 13b current Ib, and a current flows through the semiconductor switching elements 11u and 11b and a current flows through the diodes 12u and 12b.
  • the absolute value of the value of the converter cell 1 current Icell has a maximum value when the polarity is negative and is larger than a maximum value when the polarity is positive.
  • the semiconductor switching element when the semiconductor switching element is composed of an IGBT or the like that can conduct in only one direction, the semiconductor switching element is in a non-conducting state when a current flows through the diode.
  • both the upper arm semiconductor switching element and the lower arm semiconductor switching element are composed of semiconductor switching elements that can conduct in only one direction. Therefore, when the polarity of the upper arm current and the lower arm current is negative, current flows only through the diode. Further, as described above, it is known that a large current steadily flows through a diode on the lower arm side in a power conversion device in which the operation during steady operation is a rectifier operation. Therefore, a large conduction loss occurs in the diode on the lower arm side.
  • the semiconductor switching element 11b of the lower arm 13b is turned on simultaneously so that the semiconductor switching element 11b and the diode 12b become conductive.
  • Is constituted by a semiconductor switching element capable of reverse conduction and therefore, the lower arm 13b current Ib flows in a divided manner between the semiconductor switching element 11b and the diode 12b. For this reason, since a large current does not flow through the diode 12b, the conduction loss generated in the diode 12b is greatly reduced, and the cooler provided in the converter cell 1 can be downsized.
  • the semiconductor switching element 11u in the upper arm 13u, a large current constantly flows through the semiconductor switching element 11u, contrary to the lower arm 13b. For this reason, in the upper arm 13u, it is desirable to use, as the semiconductor switching element 11u, an element having a small conduction loss when a large current flows. Therefore, in the upper arm 13u, a semiconductor switching element capable of conducting in only one direction having an on-voltage saturation characteristic is used as the semiconductor switching element 11u. Thereby, it becomes possible to reduce the conduction loss which generate
  • the power conversion device according to the present embodiment is applied to the rectifier end that transmits power from the three-phase power system to the DC power system.
  • it can also be applied to the inverter end that transmits power from the DC power system to the AC power system.
  • a large current flows through the semiconductor switching element 11b of the lower arm 13b and a current flowing through the diode 12b becomes small. Therefore, the semiconductor switching element 11b and the diode 12b The effect of reducing the loss due to simultaneous conduction is limited.
  • a device capable of reverse conduction is applied, the cost may increase.
  • the power conversion device according to the present embodiment is applied to the rectifier end, and a semiconductor switching element capable of reverse conduction is used in the lower arm 13b of the power conversion device, By performing simultaneous conduction operation between the semiconductor switching element 11b and the diode 12b of the lower arm 13b, the entire DC power transmission system including the rectifier end and the inverter end is effectively suppressed while suppressing an increase in cost due to application of the reverse conduction switching element. The generated loss can be suppressed.
  • the power conversion device for connecting the AC system and the DC system to transmit power from the AC system to the DC system includes the AC terminals U and U connected to the AC system. V, W, DC terminals P, N connected to a DC system, and a plurality of converter cells 1 connected between AC terminals U, V, W and DC terminals P, N are provided. At least one of the converter cells 1 includes a semiconductor switching element 11u and a diode 12u connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 11u, and an upper arm 13u connected in series to the semiconductor switching element 11u. And a lower arm 13b composed of a diode 12b connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 11b.
  • the semiconductor switching element 11u is comprised from the semiconductor switching element which can conduct only in one direction
  • the semiconductor switching element 11b is comprised from the semiconductor switching element which can carry out reverse conduction.
  • the semiconductor switching element 11b and the diode 12b are simultaneously brought into conduction.
  • the cell control unit 40 further includes a cell control unit 40 that generates the first gate signal G1 input to the upper arm 13u and the second gate signal G2 input to the lower arm 13b.
  • the second gate signal G2 input to the lower arm 13b is generated by logically inverting the first gate signal G1 input to the upper arm 13u.
  • the converter cell 1 is shown as an example of a chopper circuit, but is not limited to that case.
  • the converter cell 1 may be composed of a full bridge circuit.
  • the loss generated in the diode can be reduced while using the existing chopper circuit configuration or full bridge circuit configuration as the configuration of the converter cell.
  • An example in which the converter cell 1 is configured by a full bridge circuit will be described later in a second embodiment.
  • Embodiment 2 As in the first embodiment, the power applied to the rectifier end that interconnects the three-phase power system and the DC power system and transmits power from the three-phase power system to the DC power system.
  • the converter an example in which the circuit configuration of the converter cell is different from that of the first embodiment will be described.
  • Embodiment 1 In addition, about description of this Embodiment, only a different point from Embodiment 1 is demonstrated, and description is abbreviate
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of converter cell 1A in the power conversion apparatus according to the present embodiment.
  • the circuit configuration of the converter cell 1A is a full bridge circuit configuration.
  • the converter cell 1A having such a full bridge circuit configuration is used, there is an advantage that a DC fault current can be suppressed.
  • the converter cell 1A includes a positive phase upper arm 23pu, a positive phase lower arm 23pb, a negative phase upper arm 23nu, a negative phase lower arm 23nb, an energy storage element 24, and an output terminal 25. And an output terminal 26.
  • the positive phase upper arm 23pu is composed of a semiconductor switching element 21pu capable of conducting in only one direction and a diode 22pu connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 21pu.
  • the normal phase lower arm 23pb includes a semiconductor switching element 21pb capable of reverse conduction and a diode 22pb connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 21pb.
  • the negative-phase upper arm 23 nu is composed of a semiconductor switching element 21 nu that can conduct in only one direction and a diode 22 nu connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 21 nu.
  • the negative-phase lower arm 23nb is composed of a semiconductor switching element 21nb that can conduct in only one direction and a diode 22nb connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 21nb.
  • the positive phase upper arm 23pu and the positive phase lower arm 23pb are connected in series to constitute a positive phase leg, and the negative phase upper arm 23nu and the negative phase lower arm 23nb are connected in series to constitute a negative phase leg.
  • the converter cell 1A has at least one positive phase leg and at least one negative phase leg.
  • the positive phase leg, the negative phase leg, and the energy storage element 24 are connected in parallel.
  • the output terminal 25 is connected to the midpoint between the positive phase upper arm 23pu and the positive phase lower arm 23pb, and the output terminal 26 is connected to the midpoint between the negative phase upper arm 23nu and the negative phase lower arm 23nb.
  • a semiconductor element capable of reverse conduction such as a MOSFET, a reverse conduction type IGBT, or a reverse conduction thyristor, is used for the semiconductor switching element 21pb.
  • semiconductor elements such as IGBT and GCT are used for the semiconductor switching elements 21pu, 21nu, and 21nb, for example.
  • each of the semiconductor switching elements 21pu, 21pb, 21nu, and 21nb includes a diode connected in antiparallel
  • the diodes 22pu, 22pb, 22nu, and 22nb may be omitted. Is possible.
  • the semiconductor switching elements 21pu, 21pb, 21nu, 21nb and the diodes 22pu, 22pb, 22nu, 22nb are used in one series and one parallel.
  • a plurality of semiconductor switching elements and diodes can be used in parallel in each arm.
  • the semiconductor switching element 21nu when the power conversion device is in steady operation, the semiconductor switching element 21nu is always in a non-conductive state and the semiconductor switching element 21nb is always in a conductive state. Furthermore, the semiconductor switching elements 21pu and 21pb switch the conduction and non-conduction states of the semiconductor switching elements by PWM modulation similar to that of the first embodiment. By performing the switching operation as described above, the power conversion device according to the present embodiment performs the same operation as that of the first embodiment as a circuit operation. Therefore, in the normal phase lower arm 23pb, the semiconductor switching element 21pb and the diode 22pb are simultaneously turned on.
  • converter cell 1A operates in the same manner as converter cell 1 of the above-described first embodiment, and therefore the same effect can be obtained. Furthermore, in the present embodiment, as shown in FIG. 6, the converter cell 1 ⁇ / b> A has a full bridge circuit configuration, so that it is possible to suppress the DC fault current.
  • Embodiment 3 a DC power transmission system configured using the power conversion device described in Embodiment 1 or Embodiment 2 will be described.
  • a rectifier-end power converter that transmits power from the AC system to the DC system by connecting the AC system and the DC system, and the AC system and the DC system are connected to each other.
  • An example of a two-terminal DC power transmission system including an inverter-end power converter that transmits power to the system will be described.
  • Embodiment 1 In addition, about description of this Embodiment, only a different point from Embodiment 1, 2 is demonstrated, and description is abbreviate
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing configurations of the power conversion device and the DC power transmission system according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the DC power transmission system includes a power conversion device 3 that connects an AC system and a DC system and transmits power from the AC system to the DC system, an AC system, and a DC system. Are connected to each other on the DC system side, and the power conversion apparatus 4 and the power conversion apparatus 4 are connected to each other on the DC system side.
  • the power conversion device 3 has the same configuration as the power conversion device shown in FIG. That is, the power conversion device described in the first or second embodiment is applied to the power conversion device 3.
  • the configuration of the power conversion device 3 will be briefly described.
  • the power conversion device 3 includes three AC terminals U1, V1, and W1 and two DC terminals P1 and N1, and the AC terminals U1, V1, and W1 and the DC terminal. Between each of P1 and N1, there are a plurality of phase arms formed by connecting a plurality of converter cells 5 in series. Since the configuration of the phase arm configured from the converter cell 5 is the same as the configuration of the phase arm configured from the converter cell 1 illustrated in FIG. 1, description thereof is omitted here.
  • a reactor 6 is connected between each of the AC terminals U1, V1, W1 and the DC terminals P1, N1. Since the structure of the reactor 6 is also the same as that of the reactor 2 shown in FIG. 1, description thereof is omitted here.
  • the circuit configuration of converter cell 5 of power conversion device 3 is the same as the circuit configuration of converter cell 1 shown in FIG. 2 in the first embodiment, or the converter shown in FIG. 6 in the second embodiment. Since the circuit configuration is the same as that of the cell 1A, description thereof is omitted.
  • the power conversion device 4 includes three AC terminals U2, V2, and W2 and two DC terminals P2 and N2, and between each of the AC terminals U2, V2, and W2 and the DC terminals P2 and N2, A plurality of converter cells 7 have phase arms configured in series.
  • a reactor 8 is connected between each of the AC terminals U2, V2, W2 and the DC terminals P2, N2.
  • the reactor 8 has shown the example connected between each AC terminal U2, V2, W2 and each phase arm in this Embodiment, it is not limited to this.
  • the reactor 8 may be connected between each DC terminal P2, N2 and each phase arm.
  • the reactor 8 can be configured to be provided only between the AC terminals U2, V2, W2 and the DC terminal P2, and similarly, the AC terminals U2, V2, W2, and the DC terminal N2 are connected to each other. It is also possible to provide a structure provided only between them.
  • the reactor 8 does not necessarily need to have a coil shape.
  • the reactor 8 can be configured from a cable intentionally having a long wiring length.
  • Each phase arm of the power conversion device 4 is configured by connecting a plurality of converter cells 7 in series.
  • three converter cells 7 are connected in series to form each phase arm, but the present invention is not limited to this. Since the number of the converter cells 7 included in each phase arm may be an arbitrary number, it may be appropriately determined.
  • the power conversion device 4 is provided with six phase arms. That is, one phase arm is connected between the DC terminal P2 and each AC terminal U2, V2, W2, and similarly, between the DC terminal N2 and each AC terminal U2, V2, W2, Each phase arm is connected.
  • power converters 3 and 4 are connected to a three-phase power system, there are three AC terminals, U1, V1, W1, and U2, V2, and W2, respectively.
  • the AC terminal when connected to a single-phase power system, the AC terminal has two terminals, and when connected to a multi-phase power system, the terminal has four or more terminals. It is possible to do as well.
  • the circuit configuration of the converter cell 7 is shown in FIG.
  • the converter cell 7 has a chopper circuit configuration.
  • the converter cell 7 includes an upper arm 33u, a lower arm 33b, an energy storage element 34, an output terminal 35, and an output terminal 36.
  • the upper arm 33u is composed of a semiconductor switching element 31u that can conduct in only one direction, and a diode 32u connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 31u.
  • the lower arm 33b includes a semiconductor switching element 31b that can conduct in only one direction, and a diode 32b connected in reverse parallel to the semiconductor switching element 31b.
  • the semiconductor switching element 31u and the semiconductor switching element 31b use semiconductor elements such as IGBT and GCT.
  • the upper arm 33u and the lower arm 33b are connected in series to form a leg.
  • the energy storage element 34 is connected in parallel with the leg.
  • the converter cell 7 has at least one leg.
  • the energy storage element 34 is composed of a capacitor, for example.
  • a capacitor an electrolytic capacitor, a film capacitor and the like can be used, and other types of capacitors can also be used.
  • the output terminal 35 is connected to a connection point where one end of the upper arm 33u and one end of the lower arm 33b are connected in series.
  • this connection point is referred to as a midpoint between the upper arm 33u and the lower arm 33b.
  • the other end of the upper arm 33u is connected to the energy storage element 34 described above.
  • the other end of the lower arm 33 b is connected to the energy storage element 34 and to the output terminal 36.
  • the output terminals 35 and 36 are connected to both ends of the lower arm 33b.
  • the present invention is not limited to this case.
  • the method shown in FIGS. 3 and 4 in the first embodiment is applied. That is, in the converter cell 5, the gate signals G1 and G2 shown in FIG. 3 are input to the upper arm 13u and the lower arm 13b, respectively.
  • the power conversion device 3 as in the power conversion device described in the first embodiment, a rectifier end operation is performed in a steady state, so that a large current flows through the diode 12b. Since the semiconductor switching element 11b and the diode 12b are in a conductive state at the same time, the lower arm current flows in a divided manner to the semiconductor switching element 11b and the diode 12b. For this reason, since the conduction loss generated in the diode 12b is significantly reduced, the size of the cooler can be reduced.
  • the method shown in FIGS. 3 and 4 in the first embodiment is applied to the method for generating the gate signal of the converter cell 7 as in the case of the converter cell 5. That is, in the converter cell 7, the gate signals G1 and G2 shown in FIG. 3 are input to the upper arm 33u and the lower arm 33b, respectively.
  • the converter cell 7 uses semiconductor switching elements 31u and 31b in which both the upper arm 33u and the lower arm 33b can conduct in only one direction, a semiconductor switching element such as the converter cell 5 and a diode are used. No simultaneous conduction occurs.
  • the semiconductor switching element 31b of the lower arm 33b of the power conversion device 4 is not a semiconductor switching element capable of high-cost reverse conduction but a semiconductor switching element capable of conduction only in one direction.
  • the semiconductor switching element 11b capable of reverse conduction is applied only to the power converter 3 at the rectifier end, and the semiconductor switching element 11b and the diode 12b of the lower arm 13b are simultaneously conducted.
  • the converter cell 5 is configured from a chopper circuit.
  • the present invention is not limited thereto, and the converter cell 1A described in the second embodiment is applied to the converter cell 5,
  • the converter cell 5 may be composed of a full bridge circuit. In that case, it goes without saying that the same effect as in the second embodiment can be obtained.
  • the converter cell 7 may be composed of a full bridge circuit. However, in that case, all the semiconductor switching elements constituting the full bridge circuit are configured from semiconductor switching elements that can conduct in only one direction so as to suppress an increase in cost due to the application of reverse conducting elements.
  • Embodiment 4 FIG.
  • the power conversion device applied to the power system and the DC power transmission system has been described.
  • the power converter according to the present invention can be applied to other than the power system and the DC power transmission system.
  • the power converter device applied to a motor drive system is demonstrated as the example.
  • FIG. 9 is a configuration diagram showing configurations of the power conversion device and the motor drive system according to the fourth embodiment.
  • the motor drive system according to the fourth embodiment includes a power converter 41 and an inverter 42 as shown in FIG.
  • the configuration of the power conversion device 41 according to the fourth embodiment is the same as the configuration of the power conversion device shown in FIG.
  • the DC terminals P and N are connected to the DC power system.
  • the DC terminals P1 and N1 are the inverters 42 that drive the motor 43. It is connected to the.
  • the AC terminals U1, V1, and W1 of the power conversion device 41 are connected to the AC system as in FIG.
  • the inverter 42 includes three AC terminals U2, V2, and W2 and two DC terminals P2 and N2.
  • the DC terminals P2 and N2 of the inverter 42 are connected to the DC terminals P1 and N1 of the power converter 41.
  • the AC terminals U 2, V 2, W 2 of the inverter 42 are connected to a three-phase motor 43.
  • phase arms are provided between the AC terminals U2, V2, W2 and the DC terminals P2, N2. That is, one phase arm is connected between the DC terminal P2 and each AC terminal U2, V2, W2, and similarly, between the DC terminal N2 and each AC terminal U2, V2, W2, Each phase arm is connected.
  • Each phase arm is configured by connecting a plurality of converter cells 44 in series. In the fourth embodiment, three converter cells 44 are connected in series to form each phase arm, but the present invention is not limited to this. Since the number of the converter cells 44 included in each phase arm may be an arbitrary number, it may be appropriately determined. Further, the configuration of the converter cell 44 may be the same as the configuration of the converter cell 1 shown in FIG. 2, the converter cell 1A shown in FIG. 6, the converter cell 7 shown in FIG. .
  • a reactor 45 is connected between each of the AC terminals U2, V2, W2 and the DC terminals P2, N2.
  • the reactor 45 has shown the example connected between each alternating current terminal U2, V2, W2 and each phase arm in this Embodiment, it is not limited to this.
  • the reactor 45 may be connected between each DC terminal P2, N2 and each phase arm.
  • the reactor 45 can be provided only between the AC terminals U2, V2, W2 and the DC terminal P2.
  • the reactor 45 is connected to the AC terminals U2, V2, W2, and the DC terminal N2. It is also possible to provide a structure provided only between them.
  • the reactor 45 does not necessarily have a coil shape.
  • the reactor 45 can be configured from a cable that has an intentionally long wiring length.
  • the power conversion device 41 and the inverter 42 according to the fourth embodiment are connected to a three-phase AC system and a three-phase motor 43, respectively, so that the AC terminals are U1, V1, W1, and , U2, V2, and W2 are shown as three examples.
  • the AC terminal when connected to a single-phase power system and a single-phase motor, the AC terminal has two terminals, and when connected to a multi-phase power system and a multi-phase motor, it may be configured with four or more terminals. Is possible.
  • the inverter of the MMC configuration is adopted as the circuit configuration of the inverter 42 as in the case of the power conversion device 41, but the present invention is not limited to this.
  • an inverter having an existing configuration such as a two-level inverter or an NPC inverter can also be applied.
  • a three-phase motor is used as the motor 43.
  • a single-phase motor or a motor having four or more phases can also be used as the motor 43.

Abstract

電力変換装置は、複数の変換器セル１を有し、変換器セル１は、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子１１ｕと半導体スイッチング素子１１ｕに逆並列接続されたダイオード１２ｕとからなる上アーム１３ｕと、上アーム１３ｕに直列接続され、逆導通が可能な半導体スイッチング素子１１ｂと半導体スイッチング素子１１ｂに逆並列接続されたダイオード１２ｂとから構成される下アーム１３ｂとから構成され、下アーム１３ｂの半導体スイッチング素子１１ｂとダイオード１２ｂとを同時に導通状態にさせることで、ダイオード１２ｂに流れる電流を半導体スイッチング素子１１ｂに分流させる。

Description

電力変換装置および直流送電システム
　本発明は、電力変換装置および直流送電システムに関し、特に、複数台の変換器セルから構成された電力変換装置およびそれを用いた直流送電システムに関する。
　近年、電力系統などの高圧用途に用いられる電力変換装置として、マルチレベル変換器の実用化が図られている。マルチレベル変換器とは、複数台の変換器セルを直列接続し、さらに、それらの直列体を多重接続して構成した電力変換器である。それらの変換器は、モジュラー・マルチレベルコンバータ（ＭＭＣ）、カスケード・マルチレベルコンバータ（ＣＭＣ）などと呼ばれている。
　また、マルチレベル変換器において、ＩＧＢＴ（Insulated-Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子を用いて変換器セルを構成することが知られている（例えば非特許文献１参照）。
萩原　誠・赤木　泰文、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、２００８年、１２８巻、７号、ｐｐ．９５７－９６５
　これらの電力変換装置が交流系統から直流系統へ電力を送電する整流器としての動作を行う場合、変換器セル内のダイオードに流れる電流が大きくなるため、ダイオードにおいて発生する損失が大きくなる。そのため、変換器セルを冷却するための冷却器の大型化を招く場合があった。
　本発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、変換器セル内のダイオードにおいて発生する損失を抑え、冷却器の小型化を可能する、電力変換装置および直流送電システムを得ることを目的とする。
　本発明は、交流系統と直流系統とを連系して前記交流系統から前記直流系統へ電力を送電するための電力変換装置であって、前記交流系統に接続される交流端子と、前記直流系統に接続される直流端子と、前記交流端子と前記直流端子との間に接続された複数の変換器セルとを備え、前記複数の変換器セルのうちの少なくとも１つは、第１の半導体スイッチング素子と前記第１の半導体スイッチング素子に逆並列接続された第１のダイオードとから構成される第１のアームと、前記第１のアームに直列接続され、第２の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子に逆並列接続された第２のダイオードとから構成される第２のアームとを有し、前記第１の半導体スイッチング素子は、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子から構成され、前記第２の半導体スイッチング素子は、逆導通が可能な半導体スイッチング素子から構成され、前記第２の半導体スイッチング素子と前記第２のダイオードとを同時に導通状態にする、電力変換装置である。
　本発明によれば、ダイオードに大きな電流が流れる側のアームにおいて、半導体スイッチング素子とダイオードとを同時に導通状態にできるため、アーム電流を半導体スイッチング素子とダイオードとに分流して流すことで、ダイオードにて発生する導通損失が大幅に低減され、変換器セルの冷却器の小型化が可能となる。
本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における変換器セルの構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における変換器セルのゲート信号を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置におけるセル制御部の構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置における変換器セルの電流波形を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置における変換器セルの構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置及び直流送電システムの構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態３におけるインバータ端の電力変換装置の変換器セルの構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態４に係る電力変換装置及びモータドライブシステムの構成を示す構成図である。
　以下、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について、図面に基づいて説明する。
　実施の形態１．
　本実施の形態１では、本発明の電力変換装置の一実施形態として、三相電力系統と直流電力系統との間を連系する電力変換装置を例に挙げて説明する。本実施の形態に係る電力変換装置の定常状態の動作、すなわち、通常運転時の動作は、三相電力系統から直流電力系統へ電力を送電する整流器動作である。従って、本実施の形態１に係る電力変換装置は、三相電力系統から直流電力系統へ電力を送電する直流送電システムにおいて、インバータ端ではなく、整流器端に設置することが望ましい。
　図１は、本実施の形態に係る電力変換装置の構成を示した構成図である。図１を参照して、本実施の形態における電力変換装置の構成について説明する。
　図１に示すように、本実施の形態に係る電力変換装置は、３つの交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗと、２つの直流端子Ｐ、Ｎとを備えている。交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗと直流端子Ｐ、Ｎとの間には、複数の変換器セル１から構成された複数の相アームが設けられている。
　各相アームは、変換器セル１が複数台ずつ直列に接続されて構成されている。本実施の形態においては、変換器セル１が３台ずつ直列接続されて各相アームを構成しているが、これに限定されるものではない。各相アームに含まれる変換器セル１の個数は、任意の個数でよいため、適宜決定してよい。
　図１においては、６個の相アームが設けられている。すなわち、各交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗと直流端子Ｐとの間に、それぞれ、１個の相アームが接続され、同様に、各交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗと直流端子Ｎとの間に、それぞれ、１個の相アームが接続されている。
　なお、本実施の形態に係る電力変換装置は、三相電力系統に連系されるものであるので交流端子がＵ、Ｖ、Ｗの３つの端子で構成される例を示しているが、単相電力系統に連系される場合には交流端子を２端子とし、多相電力系統へ連系される場合には４端子以上の構成とすることも同様に可能である。
　また、各交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗと各直流端子Ｐ、Ｎとの各々の間には、リアクトル２が接続されている。
　本実施の形態では、リアクトル２は、各交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗと各相アームとの間に接続した例を示しているが、これに限定されない。例えば、リアクトル２は、各直流端子Ｐ、Ｎと各相アームとの間に接続してもよい。また、リアクトル２は、各交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗと直流端子Ｐとの間のみに設ける構成とすることも可能であり、同様に、各交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗと直流端子Ｎとの間のみに設ける構成とすることも可能である。また、リアクトル２は必ずしもコイル形状を有している必要は無く、例えば、意図的に長い配線長としたケーブルからリアクトル２を構成することも可能である。
　図２は、変換器セル１の構成を示した構成図である。図２を用いて、変換器セル１の構成について説明する。
　各変換器セル１は、チョッパ回路の構成を有している。各変換器セル１は、図２に示すように、上アーム１３ｕと、下アーム１３ｂと、エネルギー蓄積素子１４と、出力端子１５と、出力端子１６とから構成されている。
　上アーム１３ｕは、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子１１ｕと、半導体スイッチング素子１１ｕに逆並列接続されたダイオード１２ｕとから構成されている。半導体スイッチング素子１１ｕには、例えば、ＩＧＢＴ、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off Thyristor）などの半導体素子を使用する。
　一方、下アーム１３ｂは、逆導通が可能な半導体スイッチング素子１１ｂと、半導体スイッチング素子１１ｂに逆並列接続されたダイオード１２ｂとから構成されている。半導体スイッチング素子１１ｂには、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、逆導通型ＩＧＢＴ、逆導通サイリスタなどの、逆導通が可能な半導体素子を使用する。
　上アーム１３ｕと下アーム１３ｂとは直列接続されてレグを構成している。エネルギー蓄積素子１４はレグと並列接続されている。エネルギー蓄積素子１４は、例えばコンデンサから構成される。当該コンデンサには、電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどが使用可能であり、その他のタイプのコンデンサも使用することができる。このように、各変換器セル１は、少なくとも１つのレグを有している。
　上アーム１３ｕの一端と下アーム１３ｂの一端とを直列に接続している接続点には、出力端子１５が接続されている。以下では、この接続点を、上アーム１３ｕと下アーム１３ｂとの中点と呼ぶこととする。また、上アーム１３ｕの他端は、上述したエネルギー蓄積素子１４の一端に接続されている。また、下アーム１３ｂの他端は、エネルギー蓄積素子１４の他端に接続されるとともに、出力端子１６に接続されている。
　なお、本実施の形態では、出力端子１５、１６が、下アーム１３ｂの両端に接続されているが、その場合に限定されない。出力端子１５、１６を、上アーム１３ｕの両端に接続して、チョッパ回路を構成することも可能である。その場合、上アーム１３ｕは、逆導通が可能な半導体スイッチング素子１１ｕと、半導体スイッチング素子１１ｕに逆並列接続されたダイオード１２ｕとから構成し、下アーム１３ｂは、単一方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子１１ｂと、半導体スイッチング素子１１ｂに逆並列接続されたダイオード１２ｂとから構成する。
　また、本実施の形態では、変換器セル１に、ダイオード１２ｕ及びダイオード１２ｂを設けているが、これらは、必ずしも設ける必要はない。例えば、半導体スイッチング素子１１ｕがダイオードを含む素子から構成されている場合には、ダイオード１２ｕは省略することが可能である。同様に、半導体スイッチング素子１１ｂがダイオードが含まれている素子から構成されている場合には、ダイオード１２ｂは省略することが可能である。
　また、本実施の形態では、上アーム１３ｕにおいて、１つの半導体スイッチング素子１１ｕと、１つのダイオード１２ｕとを使用する例を示している。同様に、下アーム１３ｂにおいて、１つの半導体スイッチング素子１１ｂと、１つのダイオード１２ｂとを使用する例を示している。以下では、このことを、１直列１並列と呼ぶこととする。本実施の形態は、１直列１並列の場合に限定されず、電力変換装置の大容量化のために、上アーム１３ｕおよび下アーム１３ｂのそれぞれにおいて、複数直列複数並列にしてもよい。すなわち、上アーム１３ｕおよび下アーム１３ｂのそれぞれにおいて、半導体スイッチング素子を複数個直列接続し、ダイオードも複数個用いるようにしてもよい。
　続いて、変換器セル１のスイッチング動作について説明する。図２に示すように、各変換器セル１には、セル制御部４０からゲート信号Ｇ１、Ｇ２が入力される。上アーム１３ｕに入力されるゲート信号を「ゲート信号Ｇ１」とし、下アーム１３ｂに入力されるゲート信号を「ゲート信号Ｇ２」とする。
　図３に、ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を示す。図３には、さらに、電圧指令値信号４１、キャリア信号４２、ダイオード１２ｂの導通状態が示されている。図３の横軸は、すべて時間である。
　上アーム１３ｕに与えるゲート信号Ｇ１は、セル制御部４０においてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調により生成される。以下に、セル制御部４０におけるゲート信号Ｇ１の生成方法について説明する。図４に、セル制御部４０の構成を示す。セル制御部４０には、電圧指令値生成部４３と、キャリア信号生成部４４と、比較器４５と、ＮＯＴ回路４６とが設けられている。電圧指令値生成部４３には、制御装置５０から、所望の電力を得るための電力指令が入力される。電圧指令値生成部４３は、電力指令に基づいて、電圧指令値信号４１を生成し、比較器４５に入力する。比較器４５には、キャリア信号生成部４４で生成されたキャリア信号４２も入力される。キャリア信号４２は、図３に示されるような三角波信号である。比較器４５では、電圧指令値信号４１とキャリア信号４２とを比較する。このとき、図３に示すように、電圧指令値信号４１がキャリア信号４２よりも大きければ、ゲート信号Ｇ１としてオン指令を出力し、電圧指令値信号４１がキャリア信号よりも小さければ、ゲート信号Ｇ１としてオフ指令を出力する。このようにして、ゲート信号Ｇ１は生成される。ゲート信号Ｇ１のオン指令およびオフ指令に基づいて、半導体スイッチング素子１１ｕがオン・オフ動作する。
　一方、下アーム１３ｂに与えるゲート信号Ｇ２は、上アーム１３ｕに与えるゲート信号Ｇ１をＮＯＴ回路４６で論理反転することにより生成される。ゲート信号Ｇ２のオン指令およびオフ指令に基づいて、半導体スイッチング素子１１ｂがオン・オフ動作する。
　このようにして下アーム１３ｂに与えるゲート信号Ｇ２を生成することにより、下アーム１３ｂが導通する際に、半導体スイッチング素子１１ｂがオン状態となる。このため、下アーム１３ｂに流れる電流の極性が、ダイオード１２ｂが導通する極性の場合には、ダイオード１２ｂが導通状態となるのに同期して、半導体スイッチング素子１１ｂも導通状態とすることができる。
　上記の半導体スイッチング素子１１ｂの同期動作は、出力端子１５、１６が下アーム１３ｂに接続されていることから、変換器セル１が出力オフの状態の場合に、ダイオード１２ｂが導通状態となるのに同期して半導体スイッチング素子１１ｂも導通状態となると換言することができる。
　なお、本実施の形態では、図３に示すように、キャリア信号４２として三角波信号を用いた例を示しているが、キャリア信号４２として、のこぎり波信号などの他の信号を使用することも可能である。
　また、本実施の形態では、上アーム１３ｕに与えるゲート信号Ｇ１をＰＷＭ変調により生成する例を示したが、ＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｄｅｎｓｉｔｙ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調など他の変調方法を使用することも可能である。
　また、本実施の形態では、上アーム１３ｕと下アーム１３ｂとにそれぞれ与えるゲート信号Ｇ１、Ｇ２には、デットタイムが設けられていない例を示したが、既存のデットタイムの生成方法を用いることにより、ゲート信号Ｇ１、Ｇ２にデットタイムを付与して動作させることも可能である。なお、デットタイムとは、上アーム１３ｕと下アーム１３ｂとが共にオン状態となってアーム短絡となることを防ぐために設けられる上アーム１３ｕと下アーム１３ｂとが共にオフ状態となる期間のことである。
　なお、制御装置５０のハードウェア構成としては、入力部としての受信装置と、出力部としてのディスプレイ装置とを有する。また、制御装置５０の電力指令を生成する電力指令生成部の機能は、処理回路により実現される。すなわち、制御装置５０は、電力指令を生成するための処理回路を備える。処理回路は、専用のハードウェアであっても、メモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰともいう）であってもよい。
　処理回路が専用のハードウェアである場合、処理回路は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、またはこれらを組み合わせたものが該当する。
　処理回路がＣＰＵの場合、電力指令生成部の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアやファームウェアはプログラムとして記述され、メモリに格納される。処理回路は、メモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、電力指令生成部の機能を実現する。すなわち、制御装置５０は、処理回路により実行されるときに、電力指令を生成するステップが結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリを備える。また、これらのプログラムは、電力指令生成部の手順や方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。ここで、メモリとは、例えば、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリや、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ等が該当する。
　なお、電力指令生成部の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。
　このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述の制御装置５０の機能を実現することができる。
　図５は、本実施の形態に係る電力変換装置が定常状態で動作している場合における、変換器セル１を流れる変換器セル１電流Ｉｃｅｌｌと、上アーム１３ｕを流れる上アーム１３ｕ電流Ｉｕと、下アーム１３ｂを流れる下アーム１３ｂ電流Ｉｂとを示している。なお、各々の電流の向きは図２に示している。
　本実施の形態に係る電力変換装置においては、定常状態において、三相電力系統から直流電力系統へ電力を送電する整流器動作を行うことから、変換器セル１電流Ｉｃｅｌｌは、交流成分に負の直流成分が重畳した波形となる。このため、上アーム１３ｕ電流Ｉｕと下アーム１３ｂ電流Ｉｂにも直流成分が重畳し、半導体スイッチング素子１１ｕ、１１ｂに流れる電流とダイオード１２ｕ、１２ｂに流れる電流とに偏りが生じる。
　図５の例では、変換器セル１電流Ｉｃｅｌｌの値の絶対値は、極性が負の場合の最大値が、極性が正の場合の最大値よりも大きくなっている。
　また、上アーム１３ｕ電流Ｉｕと下アーム１３ｂ電流Ｉｂの極性が正の場合には、半導体スイッチング素子１１ｕ、１１ｂに電流が流れ、一方、上アーム１３ｕ電流Ｉｕと下アーム１３ｂ電流Ｉｂの極性が負の場合には、ダイオード１２ｕ、１２ｂに電流が流れる。
　すなわち、半導体スイッチング素子が、単方向のみ導通可能なＩＧＢＴなどから構成されている場合には、ダイオードに電流が流れている場合には、半導体スイッチング素子は非導通状態となっている。
　一般的な従来の電力変換装置においては、上アームの半導体スイッチング素子も、下アームの半導体スイッチング素子も、共に、単方向のみに導通可能な半導体スイッチング素子から構成されている。そのため、上アーム電流および下アーム電流の極性が負の場合には、ダイオードにのみ電流が流れる。また、上述したように、定常運転時の動作が整流器動作となる電力変換装置においては、下アーム側のダイオードに定常的に大きな電流が流れることが知られている。そのため、下アーム側のダイオードに大きな導通損失が発生してしまう。
　そこで、本実施の形態に係る電力変換装置においては、下アーム１３ｂ電流Ｉｂが負の場合に、半導体スイッチング素子１１ｂとダイオード１２ｂとが同時に導通状態となるように、下アーム１３ｂの半導体スイッチング素子１１ｂを逆導通が可能な半導体スイッチング素子で構成するようにしたため、下アーム１３ｂ電流Ｉｂは、半導体スイッチング素子１１ｂとダイオード１２ｂとに分流して流れる。このため、ダイオード１２ｂに大きな電流が流れることがないため、ダイオード１２ｂにて発生する導通損失が大幅に低減され、変換器セル１に設けられる冷却器の小型化が可能となる。
　また、上アーム１３ｕは、下アーム１３ｂとは逆に、半導体スイッチング素子１１ｕに定常的に大きな電流が通流する。このため、上アーム１３ｕにおいては、半導体スイッチング素子１１ｕとして、大電流通流時に導通損失が小さい素子を使用することが望ましい。よって、上アーム１３ｕにおいては、半導体スイッチング素子１１ｕに、オン電圧が飽和特性を持つ単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子を用いる。これにより、上アーム１３ｕにて発生する導通損失を低減することが可能となり、冷却器に必要な容量を低減することが出来る。
　以上の説明においては、本実施の形態に係る電力変換装置を、三相電力系統から直流電力系統へ電力を送電する整流器端に適用する例について説明した。しかしながら、直流電力系統から交流電力系統へ電力を送電するインバータ端に適用することも考えられる。その場合には、上述した本実施の形態の場合とは逆に、下アーム１３ｂの半導体スイッチング素子１１ｂに大きな電流が通流し、ダイオード１２ｂに流れる電流は小さくなるため、半導体スイッチング素子１１ｂとダイオード１２ｂとの同時導通による損失低減効果は限定的なものとなる。一方で、一般に、電力系統向けの電力変換装置に適用される高耐圧・大電流の半導体スイッチング素子においては、逆導通が可能なものを適用すると、コストが増大する場合がある。
　このため、本実施の形態においては、本実施の形態に係る電力変換装置を整流器端に適用し、かつ、当該電力変換装置の下アーム１３ｂにおいて、逆導通が可能な半導体スイッチング素子を用いて、下アーム１３ｂの半導体スイッチング素子１１ｂとダイオード１２ｂとで同時導通動作を行うことにより、整流器端およびインバータ端を含む直流送電システム全体において、逆導通スイッチング素子適用に起因するコスト増を抑えつつ、効果的に発生損失を抑えることが出来る。
　以上のように、本実施の形態においては、交流系統と直流系統とを連系して交流系統から直流系統へ電力を送電するための電力変換装置が、交流系統に接続される交流端子Ｕ，Ｖ、Ｗと、直流系統に接続される直流端子Ｐ、Ｎと、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗと直流端子Ｐ、Ｎとの間に接続された複数の変換器セル１とを備えている。
　変換器セル１のうちの少なくとも１つは、半導体スイッチング素子１１ｕと半導体スイッチング素子１１ｕに逆並列接続されたダイオード１２ｕとから構成される上アーム１３ｕと、上アーム１３ｕに直列接続され、半導体スイッチング素子１１ｂと半導体スイッチング素子１１ｂに逆並列接続されたダイオード１２ｂとから構成される下アーム１３ｂとを有している。
　また、半導体スイッチング素子１１ｕは、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子から構成され、半導体スイッチング素子１１ｂは、逆導通が可能な半導体スイッチング素子から構成されている。そうして、半導体スイッチング素子１１ｂとダイオード１２ｂとを同時に導通状態にする。
　当該構成により、ダイオードに流れる電流が大きい側の下アーム１３ｂにおいて、ダイオード１２ｂに流れる電流を半導体スイッチング素子１１ｂに分流できるため、ダイオード１２ｂに発生する損失が低減される。それにより、冷却器の小型化が可能である。
　また、本実施の形態においては、上アーム１３ｕに入力する第１のゲート信号Ｇ１および下アーム１３ｂに入力する第２のゲート信号Ｇ２を生成するセル制御部４０をさらに備え、セル制御部４０は、上アーム１３ｕに入力される第１のゲート信号Ｇ１を論理反転することにより、下アーム１３ｂに入力される第２のゲート信号Ｇ２を生成する。これにより、ＰＷＭ変調またはＰＤＭ変調などを用いた既存のゲート信号生成方法を用いて、同期整流を実現することができる。
　また、本実施の形態においては、変換器セル１は、チョッパ回路から構成する例について示したが、その場合に限定されない。例えば、変換器セル１をフルブリッジ回路から構成してもよい。このように、本実施の形態においては、変換器セルの構成として、既存のチョッパ回路構成またはフルブリッジ回路構成を用いながら、ダイオードに発生する損失を低減することができる。なお、変換器セル１をフルブリッジ回路で構成した例については、実施の形態２で後述する。
　実施の形態２．
　本実施の形態では、実施の形態１と同様に、三相電力系統と直流電力系統との間を連系し、三相電力系統から直流電力系統へ電力を送電する整流器端に適用される電力変換装置について、変換器セルの回路構成が実施の形態１とは異なる例について説明する。
　なお、本実施の形態の説明については、実施の形態１と異なる点についてのみ説明し、同一または同等の部分については説明を省略する。
　図６は、本実施の形態に係る電力変換装置における変換器セル１Ａの構成を示した図である。図６に示すように、本実施の形態においては、変換器セル１Ａの回路構成が、フルブリッジ回路構成となっている。なお、このようなフルブリッジ回路構成の変換器セル１Ａを用いると、直流事故電流の抑制が可能といった利点がある。
　図６に示すように、変換器セル１Ａは、正相上アーム２３ｐｕと、正相下アーム２３ｐｂと、負相上アーム２３ｎｕと、負相下アーム２３ｎｂと、エネルギー蓄積素子２４と、出力端子２５と、出力端子２６とから構成されている。
　正相上アーム２３ｐｕは、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子２１ｐｕと、半導体スイッチング素子２１ｐｕに逆並列接続されたダイオード２２ｐｕとから構成されている。
　正相下アーム２３ｐｂは、逆導通が可能な半導体スイッチング素子２１ｐｂと、半導体スイッチング素子２１ｐｂに逆並列接続されたダイオード２２ｐｂとから構成されている。
　負相上アーム２３ｎｕは、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子２１ｎｕと、半導体スイッチング素子２１ｎｕに逆並列接続されたダイオード２２ｎｕとから構成されている。
　負相下アーム２３ｎｂは、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子２１ｎｂと、半導体スイッチング素子２１ｎｂに逆並列接続されたダイオード２２ｎｂとから構成されている。
　正相上アーム２３ｐｕと正相下アーム２３ｐｂとは直列接続されて正相レグを構成し、負相上アーム２３ｎｕと負相下アーム２３ｎｂとは直列接続されて負相レグを構成している。このように、変換器セル１Ａは、少なくとも１つの正相レグと、少なくとも１つの負相レグとを有している。
　正相レグと負相レグとエネルギー蓄積素子２４とは並列接続されている。
　出力端子２５は、正相上アーム２３ｐｕと正相下アーム２３ｐｂとの中点に接続され、出力端子２６は、負相上アーム２３ｎｕと負相下アーム２３ｎｂとの中点に接続されている。
　本実施の形態では、半導体スイッチング素子２１ｐｂに、ＭＯＳＦＥＴ、逆導通型ＩＧＢＴ、逆導通サイリスタなどの逆導通が可能な半導体素子を用いる。
　また、本実施の形態では、半導体スイッチング素子２１ｐｕ、２１ｎｕ、２１ｎｂに、例えば、ＩＧＢＴ、ＧＣＴなどの半導体素子を使用する。
　また、本実施の形態では、半導体スイッチング素子２１ｐｕ、２１ｐｂ、２１ｎｕ、２１ｎｂの各々に逆並列接続されたダイオードが含まれている場合には、ダイオード２２ｐｕ、２２ｐｂ、２２ｎｕ、２２ｎｂは各々省略することも可能である。
　また、本実施の形態では、前記半導体スイッチング素子２１ｐｕ、２１ｐｂ、２１ｎｕ、２１ｎｂおよびダイオード２２ｐｕ、２２ｐｂ、２２ｎｕ、２２ｎｂを、１直列１並列で使用する例を記載しているが、電力変換装置の大容量化のために、各アームにおいて、半導体スイッチング素子およびダイオードを複数直列複数並列して使用することも可能である。
　続いて、変換器セル１Ａのスイッチング動作について説明する。
　本実施の形態においては、電力変換装置が定常運転を行なっている場合には、半導体スイッチング素子２１ｎｕは常時非導通状態とし、半導体スイッチング素子２１ｎｂは常時導通状態とする。さらに、半導体スイッチング素子２１ｐｕ、２１ｐｂは実施の形態１と同様のＰＷＭ変調により各半導体スイッチング素子の導通、非導通状態を切り替える。以上のようなスイッチング動作を行うことにより、本実施の形態に係る電力変換装置は、回路動作としては実施の形態１と同一の動作を行うことになる。よって、正相下アーム２３ｐｂでは、半導体スイッチング素子２１ｐｂとダイオード２２ｐｂとが同時に導通状態となる。
　これにより、本実施の形態に係る電力変換装置においては、実施の形態１と同様に、正相下アーム２３ｐｂのダイオード２２ｐｂに定常的に流れる大きな電流を、半導体スイッチング素子２１ｐｂとダイオード２２ｐｂとに分流することができるため、ダイオード２２ｐｂにて発生する導通損失が大幅に低減され、冷却器の小型化が可能となる。
　以上により、本実施の形態に係る電力変換装置においても、変換器セル１Ａが、上述の実施の形態１の変換器セル１と同様に動作するため、同様の効果を得ることができる。さらに、本実施の形態においては、図６に示すように、変換器セル１Ａをフルブリッジ回路構成にしたので、直流事故電流の抑制が可能であるといった効果が得られる。
　実施の形態３．
　本実施の形態では、実施の形態１または実施の形態２で説明した電力変換装置を用いて構成される直流送電システムについて説明する。本実施の形態においては、交流系統と直流系統とを連系して交流系統から直流系統へ電力を送電する整流器端電力変換装置と、交流系統と直流系統とを連系して直流系統から交流系統へ電力を送電するインバータ端電力変換装置から構成される２端子の直流送電システムの例について説明する。
　なお、本実施の形態の説明については、実施の形態１，２と異なる点についてのみ説明し、同一または相当する部分については説明を省略する。
　図７は、本発明の実施の形態３に係る電力変換装置及び直流送電システムの構成を示した構成図である。
　図７に示すように、本実施の形態に係る直流送電システムは、交流系統と直流系統とを連系して交流系統から直流系統へ電力を送電する電力変換装置３と、交流系統と直流系統とを連系して直流系統から交流系統へ電力を送電する電力変換装置４とから構成され、電力変換装置３と電力変換装置４とは直流系統側にて互いに接続されている。
　電力変換装置３は、図１に示した電力変換装置と同じ構成を有している。すなわち、電力変換装置３は、実施の形態１または２で説明した電力変換装置が適用される。電力変換装置３の構成について簡単に説明すると、電力変換装置３は、３つの交流端子Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と、２つの直流端子Ｐ１、Ｎ１とを備え、交流端子Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と直流端子Ｐ１、Ｎ１との各々の間に、変換器セル５が複数台直列に接続されて構成された複数の相アームを有する。変換器セル５から構成される相アームの構成については、図１に示した変換器セル１から構成された相アームの構成と同じであるため、ここでは、説明を省略する。
　また、交流端子Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と直流端子Ｐ１、Ｎ１との各々の間にリアクトル６が接続されている。リアクトル６の構成についても、図１に示したリアクトル２の構成と同じであるため、ここでは説明を省略する。
　電力変換装置３の変換器セル５の回路構成は、実施の形態１にて図２に示した変換器セル１の回路構成と同一、あるいは、実施の形態２にて図６に示した変換器セル１Ａの回路構成と同一であるため、説明は省略する。
　一方、電力変換装置４は、３つの交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と、２つの直流端子Ｐ２、Ｎ２とを備え、交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と直流端子Ｐ２、Ｎ２との各々の間に、変換器セル７が複数台直列に接続されて構成された相アームを有する。
　また、交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と直流端子Ｐ２、Ｎ２との各々の間にリアクトル８が接続されている。本実施の形態では、リアクトル８は、各交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と各相アームとの間に接続した例を示しているが、これに限定されない。例えば、リアクトル８は、各直流端子Ｐ２、Ｎ２と各相アームとの間に接続してもよい。また、リアクトル８は、各交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と直流端子Ｐ２との間のみに設ける構成とすることも可能であり、同様に、各交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と直流端子Ｎ２との間のみに設ける構成とすることも可能である。また、リアクトル８は必ずしもコイル形状を有している必要は無く、例えば、意図的に長い配線長としたケーブルからリアクトル８を構成することも可能である。
　電力変換装置４の各相アームは、変換器セル７が複数台ずつ直列に接続されて構成されている。本実施の形態においては、変換器セル７が３台ずつ直列接続されて各相アームを構成しているが、これに限定されるものではない。各相アームに含まれる変換器セル７の個数は、任意の個数でよいため、適宜決定してよい。
　図７においては、電力変換装置４において、６個の相アームが設けられている。すなわち、直流端子Ｐ２と各交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２との間に、それぞれ、１個の相アームが接続され、同様に、直流端子Ｎ２と各交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２との間に、それぞれ、１個の相アームが接続されている。
　なお、本実施の形態に係る電力変換装置３，４は、三相電力系統に連系されるものであるので交流端子がＵ１、Ｖ１、Ｗ１、および、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２のそれぞれ３つずつの端子で構成される例を示しているが、単相電力系統に連系される場合には交流端子を２端子とし、多相電力系統へ連系される場合には４端子以上の構成とすることも同様に可能である。
　変換器セル７の回路構成を図８に示す。
　図８に示すように、変換器セル７は、チョッパ回路の構成を有している。変換器セル７は、上アーム３３ｕと、下アーム３３ｂと、エネルギー蓄積素子３４と、出力端子３５と、出力端子３６とから構成される。
　上アーム３３ｕは、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子３１ｕと、半導体スイッチング素子３１ｕに逆並列接続されたダイオード３２ｕとから構成されている。
　下アーム３３ｂは、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子３１ｂと、半導体スイッチング素子３１ｂに逆並列接続されたダイオード３２ｂとから構成されている。
　半導体スイッチング素子３１ｕと半導体スイッチング素子３１ｂとは、ＩＧＢＴ、ＧＣＴなどの半導体素子を使用する。
　上アーム３３ｕと下アーム３３ｂとは直列接続されてレグを構成している。エネルギー蓄積素子３４は、当該レグと並列接続されている。このように、変換器セル７は、少なくとも１つのレグを有している。
　エネルギー蓄積素子３４は、例えばコンデンサから構成される。当該コンデンサには、電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどが使用可能であり、その他のタイプのコンデンサも使用することができる。
　上アーム３３ｕの一端と下アーム３３ｂの一端とを直列に接続している接続点には、出力端子３５が接続されている。以下では、この接続点を、上アーム３３ｕと下アーム３３ｂとの中点と呼ぶこととする。また、上アーム３３ｕの他端は、上述したエネルギー蓄積素子３４に接続されている。また、下アーム３３ｂの他端は、エネルギー蓄積素子３４に接続されるとともに、出力端子３６に接続されている。
　なお、本実施の形態では、出力端子３５、３６が、下アーム３３ｂの両端に接続されているが、その場合に限定されない。例えば、出力端子３５、３６を、上アーム３３ｕの両端に接続して、チョッパ回路を構成することも可能である。
　電力変換装置３の変換器セル５のゲート信号の生成方法については、実施の形態１にて図３及び図４に示した方法を適用する。すなわち、変換器セル５において、図３に示すゲート信号Ｇ１、Ｇ２が、上アーム１３ｕおよび下アーム１３ｂにそれぞれ入力される。
　このため、電力変換装置３においては、実施の形態１で説明した電力変換装置と同様に、定常状態において、整流器端動作を行うことから、ダイオード１２ｂに大きな電流が通流することになるが、半導体スイッチング素子１１ｂとダイオード１２ｂとが同時に導通状態となるため、下アーム電流は半導体スイッチング素子１１ｂとダイオード１２ｂとに分流して流れる。このため、ダイオード１２ｂにて発生する導通損失が大幅に低減されるため、冷却器の小型化が可能となる。
　変換器セル７のゲート信号の生成方法については、変換器セル５と同様に、実施の形態１にて図３、図４に示した方法を適用する。すなわち、変換器セル７において、図３に示すゲート信号Ｇ１、Ｇ２が、上アーム３３ｕおよび下アーム３３ｂにそれぞれ入力される。
　但し、この場合、変換器セル７では上アーム３３ｕ及び下アーム３３ｂが共に単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子３１ｕ，３１ｂを使用しているため、変換器セル５のような半導体スイッチング素子とダイオードの同時導通は発生しない。
　電力変換装置４は、インバータ端動作を行うため、実施の形態１にて説明したように、下アーム３３ｂの半導体スイッチング素子３１ｂに大きな電流が通流し、ダイオード３２ｂに流れる電流は小さくなるため、半導体スイッチング素子３１ｂとダイオード３２ｂの同時導通による損失低減効果は限定的なものとなる。従って、電力変換装置４の下アーム３３ｂの半導体スイッチング素子３１ｂには、コストの高い逆導通が可能な半導体スイッチング素子を使用せずに、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子を用いる。
　このように、本実施の形態においては、整流器端の電力変換装置３にのみ、逆導通が可能な半導体スイッチング素子１１ｂを適用し、下アーム１３ｂの半導体スイッチング素子１１ｂとダイオード１２ｂとに同時導通動作を行うことにより、整流器端およびインバータ端を含む直流送電システム全体において、逆導通素子適用によるコスト増を抑えつつ、効果的に発生損失を抑えることが出来る利点がある。
　以上のように、本実施の形態においては、直流送電システムにおいて、交流系統から直流系統に電力を送電する整流器端にて発生するダイオードの損失を低減することができる。そのため、実施の形態１、２と同様の効果を得ることができ、冷却器の小型化を図ることができる。
　本実施の形態においては、変換器セル５をチョッパ回路から構成する例について示したが、その場合に限らず、実施の形態２で示した変換器セル１Ａを変換器セル５に適用させて、変換器セル５をフルブリッジ回路から構成するようにしてもよい。その場合には、実施の形態２と同様の効果が得られることは言うまでもない。また、同様に、変換器セル７をフルブリッジ回路から構成するようにしてもよい。但し、その場合には、フルブリッジ回路を構成するすべての半導体スイッチング素子を、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子から構成するようにして、逆導通素子適用によるコスト増を抑えるようにする。
　実施の形態４．
　上述した実施の形態１～３では、電力系統および直流送電システムに適用される電力変換装置について述べた。本発明に係る電力変換装置は、電力系統および直流送電システム以外にも適用することが可能である。本実施の形態４では、その一例として、モータドライブシステムに適用される電力変換装置について説明を行う。
　なお、本実施の形態４の説明については、実施の形態１または実施の形態２と異なる点についてのみ説明し、同一または相当する部分については説明を省略する。
　図９は、本実施の形態４に係る電力変換装置及びモータドライブシステムの構成を示した構成図である。
　本実施の形態４に係るモータドライブシステムは、図９に示すように、電力変換装置４１とインバータ４２とを含んで構成される。
　本実施の形態４に係る電力変換装置４１の構成は、図１に示す電力変換装置の構成と同様である。なお、実施の形態１または実施の形態２では、直流端子Ｐ、Ｎは直流電力系統へ接続されていたが、本実施の形態４では、直流端子Ｐ１、Ｎ１は、モータ４３を駆動するインバータ４２に接続されている。一方、電力変換装置４１の交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は、図１と同様に、交流系統に接続されている。
　インバータ４２は、３つの交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と、２つの直流端子Ｐ２、Ｎ２とを備えている。インバータ４２の直流端子Ｐ２、Ｎ２は、電力変換装置４１の直流端子Ｐ１、Ｎ１に接続されている。また、インバータ４２の交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２は、三相のモータ４３に接続されている。
　インバータ４２においては、交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と直流端子Ｐ２、Ｎ２との各々の間に、６個の相アームが設けられている。すなわち、直流端子Ｐ２と各交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２との間に、それぞれ、１個の相アームが接続され、同様に、直流端子Ｎ２と各交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２との間に、それぞれ、１個の相アームが接続されている。各相アームは、変換器セル４４が複数台直列に接続されて構成されている。本実施の形態４においては、変換器セル４４が３台ずつ直列接続されて各相アームを構成しているが、これに限定されるものではない。各相アームに含まれる変換器セル４４の個数は、任意の個数でよいため、適宜決定してよい。また、変換器セル４４の構成は、例えば、図２に示した変換器セル１、図６に示した変換器セル１Ａ、図８に示した変換器セル７などと同様の構成とすればよい。
　また、交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と直流端子Ｐ２、Ｎ２との各々の間にリアクトル４５が接続されている。本実施の形態では、リアクトル４５は、各交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と各相アームとの間に接続した例を示しているが、これに限定されない。例えば、リアクトル４５は、各直流端子Ｐ２、Ｎ２と各相アームとの間に接続してもよい。また、リアクトル４５は、各交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と直流端子Ｐ２との間のみに設ける構成とすることも可能であり、同様に、各交流端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２と直流端子Ｎ２との間のみに設ける構成とすることも可能である。また、リアクトル４５は必ずしもコイル形状を有している必要は無く、例えば、意図的に長い配線長としたケーブルからリアクトル４５を構成することも可能である。
　なお、本実施の形態４に係る電力変換装置４１およびインバータ４２は、それぞれ、三相の交流系統および三相のモータ４３に接続されるものであるので、交流端子がＵ１、Ｖ１、Ｗ１、および、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２のそれぞれ３つずつの端子で構成される例を示している。しかしながら、単相電力系統および単相モータに接続される場合には交流端子を２端子とし、多相電力系統および多相モータへ接続される場合には４端子以上の構成とすることも同様に可能である。
　電力変換装置４１の動作については、実施の形態１または実施の形態２に記載した電力変換装置の動作と同様である。よって、電力変換装置４１においては、大きい電流が流れる側のアームのダイオードに流れる電流を、当該ダイオードに並列に接続された半導体スイッチング素子に分流することができる。そのため、当該ダイオードにおいて発生する損失が低減され、冷却器の小型化が可能となる。
　なお、本実施の形態４では、インバータ４２の回路構成として電力変換装置４１と同様にＭＭＣ構成のインバータを採用したが、本発明はこれに限るものではない。例えば２レベルインバータ、または、ＮＰＣインバータといった既存の構成のインバータも適用することができる。また、本実施の形態４では、モータ４３として三相モータを用いる例を示したが、単相のモータまたは４相以上のモータも同様にモータ４３として用いることができる。

Claims (10)

  1. 　交流と直流間で電力を授受する電力変換装置であって、
    　前記交流側に接続される交流端子と、
    　前記直流側に接続される直流端子と、
    　前記交流端子と前記直流端子との間に接続された複数の変換器セルと
    　を備え、
    　各前記変換器セルは、
    　第１の半導体スイッチング素子と前記第１の半導体スイッチング素子に逆並列接続された第１のダイオードとから構成される第１のアームと、
    　前記第１のアームに直列接続され、第２の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子に逆並列接続された第２のダイオードとから構成される第２のアームと
    　から構成されるレグを少なくとも１つ有し、
    　前記第１の半導体スイッチング素子は、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子から構成され、
    　前記第２の半導体スイッチング素子は、逆導通が可能な半導体スイッチング素子から構成され、
    　前記第２のダイオードが導通状態のときに前記第２の半導体スイッチング素子も同時に導通状態となる、
    　電力変換装置。
  2. 　前記変換器セルは、前記変換器セルの電圧出力がオフの場合に、前記第２のダイオードが導通状態のときに前記第２の半導体スイッチング素子も同時に導通状態となる、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１のアームに入力する第１のゲート信号および前記第２のアームに入力する第２のゲート信号を生成するセル制御部をさらに備え、
    　前記セル制御部は、前記第１のアームに入力される前記第１のゲート信号を論理反転することにより前記第２のアームに入力される前記第２のゲート信号を生成する、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記変換器セルは、チョッパ回路またはフルブリッジ回路から構成される、
    　請求項２または３に記載の電力変換装置。
  5. 　交流系統と直流系統とを連系して交流系統から直流系統へ電力を送電する１以上の第１の電力変換装置と、直流系統と交流系統とを連系して直流系統から交流系統へ電力を送電する１以上の第２の電力変換装置とから構成される直流送電システムであって、
    　前記第１の電力変換装置は、
    　第１の交流系統に接続される第１の交流端子と、
    　第１の直流系統に接続される第１の直流端子と、
    　前記第１の交流端子と前記第１の直流端子との間に接続された複数の第１の変換器セルと
    　を備え、
    　各前記第１の変換器セルは、
    　第１の半導体スイッチング素子と前記第１の半導体スイッチング素子に逆並列接続された第１のダイオードとから構成される第１のアームと、
    　前記第１のアームに直列接続され、第２の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子に逆並列接続された第２のダイオードとから構成される第２のアームと
    　から構成されるレグを少なくとも１つ有し、
    　前記第１の半導体スイッチング素子は、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子から構成され、
    　前記第２の半導体スイッチング素子は、逆導通が可能な半導体スイッチング素子から構成され、
    　前記第２のダイオードが導通状態のときに前記第２の半導体スイッチング素子も同時に導通状態となる、
    　直流送電システム。
  6. 　前記第１の変換器セルは、前記第１の変換器セルの電圧出力がオフの場合に、前記第２のダイオードが導通状態のときに前記第２の半導体スイッチング素子も同時に導通状態となる、
    　請求項５に記載の直流送電システム。
  7. 　前記第１の電力変換装置は、
    　前記第１のアームに入力する第１のゲート信号および前記第２のアームに入力する第２のゲート信号を生成するセル制御部をさらに備え、
    　前記セル制御部は、前記第１のアームに入力される前記第１のゲート信号を論理反転することにより前記第２のアームに入力される前記第２のゲート信号を生成する、
    　請求項６に記載の直流送電システム。
  8. 　前記第１の変換器セルは、チョッパ回路またはフルブリッジ回路から構成される、
    　請求項５から７までのいずれか１項に記載の直流送電システム。
  9. 　前記第２の電力変換装置は、
    　前記第１の直流系統を介して前記第１の電力変換装置の前記第１の直流端子に接続される第２の直流端子と、
    　第２の交流系統に接続される第２の交流端子と、
    　前記第２の直流端子と前記第２の交流端子との間に接続された複数の第２の変換器セルと
    　を備え、
    　各前記第２の変換器セルは、
    　第３の半導体スイッチング素子と前記第３の半導体スイッチング素子に逆並列接続された第３のダイオードとから構成される第３のアームと、
    　前記第３のアームに直列接続され、第４の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子に逆並列接続された第４のダイオードとから構成される第４のアームと
    　から構成されるレグを少なくとも１つ有し、
    　前記第３の半導体スイッチング素子及び前記第４の半導体スイッチング素子は、単方向のみ導通可能な半導体スイッチング素子から構成されている、
    　請求項５から８までのいずれか１項に記載の直流送電システム。
  10. 　請求項１から４までのいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置に接続され、モータを駆動するインバータと
    　を備えた、モータドライブシステム。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011109749A (ja) * 2009-11-13 2011-06-02 Mitsubishi Electric Corp 電動機駆動装置および冷凍空気調和装置
US20150061408A1 (en) * 2013-09-05 2015-03-05 Ge Energy Power Conversion Technology Limited Method for operating an electrical circuit and electrical circuit
EP3001552A1 (en) * 2014-09-23 2016-03-30 Alstom Technology Ltd Voltage source converter and control thereof
JP2016059273A (ja) * 2014-09-08 2016-04-21 インフィネオン テクノロジーズ オーストリア アクチエンゲゼルシャフト マルチセル電力変換方法及びマルチセル電力変換器

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5509348B2 (ja) * 2010-03-15 2014-06-04 アルストム テクノロジー リミテッド マルチレベルコンバータを有する静止型無効電力補償装置
US8848401B2 (en) * 2010-10-27 2014-09-30 Alstom Technology Ltd. Modular multilevel power electronic converter having selectively definable circulation path
DE102011006345A1 (de) * 2011-03-29 2012-10-04 Siemens Aktiengesellschaft Modularer Mehrfachumrichter mit rückwärts leitfähigen Leistungshalbleiterschaltern
US9276493B2 (en) * 2012-11-27 2016-03-01 Abb Technology Ltd Multilevel converter with cells being selected based on phase arm current
EP3288171B1 (en) * 2015-04-24 2019-09-04 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
JP6275352B1 (ja) * 2016-05-25 2018-02-07 三菱電機株式会社 電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011109749A (ja) * 2009-11-13 2011-06-02 Mitsubishi Electric Corp 電動機駆動装置および冷凍空気調和装置
US20150061408A1 (en) * 2013-09-05 2015-03-05 Ge Energy Power Conversion Technology Limited Method for operating an electrical circuit and electrical circuit
JP2016059273A (ja) * 2014-09-08 2016-04-21 インフィネオン テクノロジーズ オーストリア アクチエンゲゼルシャフト マルチセル電力変換方法及びマルチセル電力変換器
EP3001552A1 (en) * 2014-09-23 2016-03-30 Alstom Technology Ltd Voltage source converter and control thereof

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HAGIWARA MAKOTOAKAGI HIROFUMI: "PWM Control and Experiment of Modular Multilevel Converters (MMC", THE TRANSACTIONS OF THE INSTITUTE OF ELECTRICAL ENGINEERS OF JAPAN. D, vol. 128, no. 7, 2008, pages 957 - 965, XP055185989, DOI: doi:10.1541/ieejias.128.957
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