KR20110125606A - 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로 - Google Patents

Abstract

리니어 진동 모터의 구동 종료 시에 있어서 최적의 정지 제어를 실현한다. 리니어 진동 모터(200)의 구동 제어 회로(100)에 있어서, 구동 신호 생성부(10)는 리니어 진동 모터(200)의 구동 종료 후, 그 구동 시에 생성하고 있던 구동 신호의 위상에 대하여 역위상의 구동 신호이며, 구동부(20)가 하이 임피던스 상태로 제어되는 하이 임피던스 기간을 포함하는 구동 신호를 생성한다. 유기 전압 검출부(30)는, 하이 임피던스 기간에 코일 L1에 발생하는 유기 전압을 검출한다. 비교기(41)는, 소정의 불감대에서는 출력 레벨이 변화하지 않는 히스테리시스 비교기로서의 기능을 구비하고, 하이 임피던스 기간에 하이 레벨 신호 또는 로우 레벨 신호를 출력한다. 구동 신호 생성부(10)는, 비교기(41)로부터 연속하는 상기 하이 임피던스 기간에 연속하여 동상 신호가 출력되었을 때, 리니어 진동 모터(200)가 정지되었다고 판정한다.

Description

리니어 진동 모터의 구동 제어 회로 {LINEAR VIBRATION MOTOR DRIVE CONTROLLING CIRCUIT}

본 발명은 진동자가 고정자에 대하여 직선 형상으로 왕복 진동하는 리니어 진동 모터를 구동 제어하기 위한 구동 제어 회로에 관한 것이다.

종래, 리니어 진동 모터는 전기 면도기 등 특정한 용도에서 사용되어 왔지만, 최근 그 용도가 확대되고 있다. 예를 들어, 터치 패널을 눌렀을 때의 조작 감각을 유저에게 피드백시키기 위한 진동을 만들어내는 소자에 채용되고 있다. 이러한 햅틱스 용도의 확대에 수반하여, 금후 리니어 진동 모터의 출하수가 신장되어 갈 것으로 예상된다.

일본 특허 공개 제2001-16892호 공보

리니어 진동 모터의 구동 제어에서는, 구동 종료 시에서의 진동 정지 개시부터 진동 정지 완료까지의 시간(이하, 진동 정지 시간이라고 함)의 단축이 요구되어, 역위상에서 구동함으로써 그 진동 정지 시간을 단축하는 브레이크 제어의 개발이 시도되고 있다. 단, 리니어 진동 모터에 잔존하는 진동력을 적확하게 검지할 수 없으면, 최적의 브레이크력을 리니어 진동 모터에 가할 수 없다.

본 발명은 이러한 상황을 감안하여 이루어진 것이며, 그 목적은 리니어 진동 모터의 구동 종료 시에서의 최적의 정지 제어 기술을 제공하는 데에 있다.

본 발명의 일 형태의 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로는 고정자와 진동자를 갖고, 양자 중 적어도 한쪽은 전자석으로 구성되고, 이 전자석의 코일에 구동 전류를 공급하여, 진동자를 고정자에 대하여 진동시키는 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로이며, 코일에 플러스 전류와 마이너스 전류를 교대로 흘리기 위한 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부와, 구동 신호 생성부에 의해 생성된 구동 신호에 따른 구동 전류를 생성하여, 코일에 공급하는 구동부와, 코일에 발생하는 유기 전압을 검출하는 유기 전압 검출부와, 유기 전압 검출부에 의해 검출된 유기 전압과, 그 유기 전압의 제로 크로스를 검출하기 위한 기준 전압을 비교하는 비교기를 구비한다. 구동 신호 생성부는 리니어 진동 모터의 구동 종료 후, 그 구동 시에 생성하고 있던 구동 신호의 위상에 대하여 역위상의 구동 신호이며, 구동부가 하이 임피던스 상태로 제어되는 하이 임피던스 기간을 포함하는 구동 신호를 생성하고, 유기 전압 검출부는 하이 임피던스 기간에 코일에 발생하는 유기 전압을 검출하고, 비교기는 소정의 불감대에서는 출력 레벨이 변화하지 않는 히스테리시스 비교기로서의 기능을 구비하고, 하이 임피던스 기간에 하이 레벨 신호 또는 로우 레벨 신호를 출력하고, 구동 신호 생성부는 비교기로부터 연속하는 하이 임피던스 기간에 연속하여 동상 신호가 출력되었을 때, 리니어 진동 모터가 정지되었다고 판정한다.

또한, 이상의 구성 요소의 임의의 조합, 본 발명의 표현을 방법, 장치, 시스템 등의 사이에서 변환한 것도 또한 본 발명의 형태로서 유효하다.

본 발명에 따르면, 리니어 진동 모터의 구동 종료 시에 있어서 최적의 정지 제어를 실현할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시 형태에 관한 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로의 구성을 도시하는 도면.
도 2는 구동부, 유기 전압 검출부 및 비교기의 구성예를 도시하는 도면.
도 3은 실시 형태에 관한 구동 제어 회로의 동작예를 나타내는 타이밍 차트.
도 4는 에지 신호, 제1 클록 신호, 제2 클록 신호 및 제3 클록 신호의 일례를 나타내는 타이밍 차트.
도 5는 디코더의 구성예를 도시하는 도면.
도 6은 구동 신호의 1주기의 파형을 도시하는 도면.
도 7은 구동 신호의 통전 기간폭의 제어를 설명하기 위한 도면.
도 8은 구동 신호의 위상 제어를 설명하기 위한 도면.
도 9는 정지 제어 기능이 추가된 디코더의 구성예를 도시하는 도면.
도 10은 역위상의 구동 신호의 1주기의 파형을 도시하는 도면.
도 11은 비교기를 히스테리시스 비교기로 구성하는 예를 도시하는 도면.
도 12는 Pch 수신 연산 증폭기의 구성예를 도시하는 도면.
도 13은 Nch 수신 연산 증폭기의 구성예를 도시하는 도면.
도 14는 상기 정지 제어의 일례를 설명하기 위한 도면(첫 번째).
도 15는 상기 정지 제어의 일례를 설명하기 위한 도면(두 번째).
도 16은 도 11에 도시한 히스테리시스 비교기의 변형예를 도시하는 도면.
도 17은 도 1에 도시한 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로의 구성의 변형예를 도시하는 도면.

(기본 구성)

도 1은 본 발명의 실시 형태에 관한 리니어 진동 모터(200)의 구동 제어 회로(100)의 구성을 도시하는 도면이다. 우선, 리니어 진동 모터(200)는 고정자(210)와 진동자(220)를 갖고, 양자 중 적어도 한쪽은 전자석으로 구성된다. 본 실시 형태에서는 고정자(210)가 전자석으로 구성된다. 고정자(210)는 자성 재료의 중심(211)에 코일 L1이 권취되어 형성되고, 코일 L1에 통전되면 자석으로서 작용한다. 진동자(220)는 영구 자석(221)을 포함하고, 영구 자석(221)의 양단부(S극측과 N극측)는 각각 스프링(222a, 222b)을 통하여 프레임(223)에 고정된다. 고정자(210)와 진동자(220)는 소정의 간극을 두고 배열하여 배치된다. 또한, 도 1의 예와 반대로 진동자(220)가 전자석으로 구성되고, 고정자(210)가 영구 자석으로 구성되어도 된다.

구동 제어 회로(100)는 상기 코일 L1에 구동 전류를 공급하여, 진동자(220)를 고정자(210)에 대하여 직선 형상으로 왕복 진동시킨다. 구동 제어 회로(100)는 구동 신호 생성부(10), 구동부(20), 유기 전압 검출부(30) 및 제로 크로스 검출부(40)를 구비한다.

구동 신호 생성부(10)는 코일 L1에 플러스 전류와 마이너스 전류를 비통전 기간을 두고 교대로 흘리기 위한 구동 신호를 생성한다. 구동부(20)는 구동 신호 생성부(10)에 의해 생성된 구동 신호에 따른 구동 전류를 생성하여 코일 L1에 공급한다. 유기 전압 검출부(30)는 코일 L1의 양단부에 접속되어, 코일 L1의 양단부 전위차를 검출한다. 주로, 비통전 기간에 있어서, 코일 L1에 발생하는 유기 전압을 검출한다. 제로 크로스 검출부(40)는 유기 전압 검출부(30)에 의해 검출된 유기 전압의 제로 크로스를 검출한다.

구동 신호 생성부(10)는 제로 크로스 검출부(40)에 의해 검출된 유기 전압의 제로 크로스의 검출 위치로부터, 리니어 진동 모터(200)의 고유 진동수를 추정하고, 상기 구동 신호의 주파수를, 당해 고유 진동수에 가능한 한 근접시킨다. 즉, 상기 구동 신호의 주파수가 당해 고유 진동수에 일치하도록 상기 구동 신호의 주파수를 적절하게 변화시킨다.

보다 구체적으로는, 구동 신호 생성부(10)는 상기 구동 신호의 1주기의 종료 위치와, 그 종료 위치에 대응해야 할 제로 크로스의 검출 위치와의 차분을 산출하고, 그 차분을 현재의 구동 신호의 주기폭에 가산하여, 상기 구동 신호의 주기폭을 적절하게 제어한다. 상기 구동 신호의 1주기가 통상의 위상(제로→플러스 전압→제로→마이너스 전압→제로)으로 형성되는 경우, 상기 종료 위치에 대응해야 할 제로 크로스의 검출 위치는, 상기 유기 전압의 마이너스 전압으로부터 플러스 전압으로 제로 크로스하는 위치가 된다. 반대로, 상기 구동 신호의 1주기가 역위상(제로→마이너스 전압→제로→플러스 전압→제로)으로 형성되는 경우, 상기 종료 위치에 대응해야 할 제로 크로스의 검출 위치는, 상기 유기 전압의 플러스 전압으로부터 마이너스 전압으로 제로 크로스하는 위치가 된다.

이하, 구동 제어 회로(100)의 구성에 대하여 보다 구체적으로 설명한다. 우선, 구동부(20), 유기 전압 검출부(30), 제로 크로스 검출부(40)의 구성에 대하여 설명한다. 제로 크로스 검출부(40)는 비교기(41) 및 에지 검출부(42)를 포함한다. 비교기(41)는 유기 전압 검출부(30)에 의해 검출된 유기 전압과, 제로 크로스를 검출하기 위한 기준 전압을 비교한다. 비교기(41)는 당해 유기 전압이 당해 기준 전압을 크로스하는 타이밍에서 출력을 반전시킨다. 예를 들어, 로우 레벨 신호로부터 하이 레벨 신호로 반전시킨다. 에지 검출부(42)는 비교기(41)의 출력이 반전한 위치를 에지로서 검출한다.

도 2는 구동부(20), 유기 전압 검출부(30) 및 비교기(41)의 구성예를 도시하는 도면이다. 도 2에서는 구동부(20)를 H 브리지 회로로, 및 유기 전압 검출부(30)를 차동 증폭 회로로 구성하는 예를 도시하고 있다.

당해 H 브리지 회로는 제1 트랜지스터 M1, 제2 트랜지스터 M2, 제3 트랜지스터 M3 및 제4 트랜지스터 M4를 포함한다. 또한, 도 2에서는 설명의 편의상, 리니어 진동 모터(200)의 코일 L1도 구동부(20)의 범위 내에 그리고 있다. 제1 트랜지스터 M1과 제3 트랜지스터 M3의 제1 직렬 회로, 및 제2 트랜지스터 M2와 제4 트랜지스터 M4의 제2 직렬 회로가 각각 전원 전위 Vdd와 접지 전위간에 접속된다. 제1 트랜지스터 M1과 제3 트랜지스터 M3의 접속점(이하, A점이라고 함)과, 제2 트랜지스터 M2와 제4 트랜지스터 M4의 접속점(이하, B점이라고 함)의 사이에 코일 L1이 접속된다.

도 2에서는 제1 트랜지스터 M1 및 제2 트랜지스터 M2는 P채널 MOSFET로 구성되고, 각각의 소스 드레인간에 보디 다이오드로서 제1 다이오드 D1 및 제2 다이오드 D2가 접속되어 있다. 제3 트랜지스터 M3 및 제4 트랜지스터 M4는 N채널 MOSFET로 구성되고, 각각의 소스 드레인간에 보디 다이오드로서 제3 다이오드 D3 및 제4 다이오드 D4가 접속되어 있다.

제1 트랜지스터 M1, 제2 트랜지스터 M2, 제3 트랜지스터 M3 및 제4 트랜지스터 M4의 게이트에는, 구동 신호 생성부(10)(보다 엄밀하게는 후술하는 디코더(14))로부터 상기 구동 신호가 입력된다. 당해 구동 신호에 의해, 제1 트랜지스터 M1과 제4 트랜지스터 M4가 온 및 제2 트랜지스터 M2와 제3 트랜지스터 M3이 오프로 제어되면, 코일 L1에 플러스 전류가 흐르고, 제1 트랜지스터 M1과 제4 트랜지스터 M4가 오프 및 제2 트랜지스터 M2와 제3 트랜지스터 M3이 온으로 제어되면, 코일 L1에 마이너스 전류가 흐른다.

상기 차동 증폭 회로는 연산 증폭기 OP1, 제1 저항 R1, 제2 저항 R2, 제3 저항 R3 및 제4 저항 R4를 포함한다. 연산 증폭기 OP1의 반전 입력 단자는 제1 저항 R1을 통하여 B점과 접속되고, 비반전 입력 단자는 제2 저항 R2를 통하여 A점과 접속된다. 연산 증폭기 OP1의 반전 입력 단자와 출력 단자는 제3 저항 R3을 통하여 접속된다. 연산 증폭기 OP1의 비반전 입력 단자에는, 제4 저항 R4를 통하여 기준 전압 Vref가 오프셋 전압으로서 인가된다.

제1 저항 R1과 제2 저항 R2의 저항값을 동일한 값으로 설정하고, 제3 저항 R3과 제4 저항 R4의 저항값을 동일한 값으로 설정한다. 이 조건에서는 상기 차동 증폭 회로의 증폭률은 R3/R1이 된다. 예를 들어, 제1 저항 R1과 제2 저항 R2의 저항값을 10kΩ 및 제3 저항 R3과 제4 저항 R4의 저항값을 20kΩ으로 설정하여, 코일 L1의 양단부 전압(A-B간 전압)을 2배로 증폭한다.

비교기(41)(오픈 루프의 연산 증폭기로 구성됨)의 반전 입력 단자에는 기준 전압 Vref가 인가된다. 비교기(41)의 비반전 입력 단자는 연산 증폭기 OP1의 출력 단자와 접속되고, 당해 비반전 입력 단자에는 연산 증폭기 OP1의 출력 전압이 인가된다. 상기 차동 증폭 회로에 기준 전압 Vref가 오프셋 전압(예를 들어, 1/2Vdd)으로서 인가되는 경우, 연산 증폭기 OP1과 비교기(41)의 레인지를 맞추기 위하여, 비교기(41)의 참조 전압으로서 기준 전압 Vref가 사용된다. 또한, 상기 차동 증폭 회로에 오프셋 전압이 인가되지 않는 경우, 비교기(41)의 참조 전압으로서 접지 전압이 사용된다.

이와 같이 코일 L1의 양단부 전압(A-B간 전압)을 상기 차동 증폭 회로에 의해 증폭하고 나서 비교기(41)에 입력함으로써, 코일 L1에 발생하는 유기 전압의 제로 크로스의 검출 정밀도를 높일 수 있다.

도 3은 실시 형태에 관한 구동 제어 회로(100)의 동작예를 나타내는 타이밍 차트이다. 이 동작예는 단상 전파에서 리니어 진동 모터(200)를 구동하는 예이다. 그 때, 비통전 기간을 설정한다. 비통전 기간은 플러스 전류 통전 기간 및 마이너스 전류 통전 기간의 각각의 전후에 설정된다. 즉, 전체 주기 중, 제1 반주기는 비통전 기간, 플러스 전류 통전 기간 및 비통전 기간으로 구성되고, 제2 반주기는 비통전 기간, 마이너스 전류 통전 기간 및 비통전 기간으로 구성된다. 이하의 예에서는 반주기의 180°중, 비통전 기간에 40°, 플러스(마이너스) 전류 통전 기간에 100° 및 비통전 기간에 40°를 할당한다. 따라서, 1주기 중 5/9가 통전 기간에 할당되고, 4/9가 비통전 기간에 할당된다. 이하, 본 명세서에서는 이 비율에 따른 구동 방식을 100도 통전이라고 칭한다.

도 3에서 상기 H 브리지 회로의 온-1 상태(M1, M4가 온, M2, M3이 오프)에서는 코일 L1에 플러스 전류가 흐른다. 상기 H 브리지 회로의 오프 상태(M1 내지 M4가 오프)에서는 코일 L1에 구동 전류는 흐르지 않는다. 상기 H 브리지 회로의 온-2 상태(M1, M4가 오프, M2, M3이 온)에서는 코일 L1에 마이너스 전류가 흐른다.

코일 L1에 플러스 전류가 흐르고 있는 상태에서는 고정자(210)가 N극에 여자되고, 그 자력에 의해 진동자(220)는 영구 자석(221)의 S극측으로의 힘을 받는다. 그 힘에 의해 진동자(220)는 스프링(222a)에 저항하여 영구 자석(221)의 S극측으로 이동하여, 스프링(222a)의 수축 한계까지 이동한다. 코일 L1에 구동 전류가 흐르고 있지 않은 상태에서는 고정자(210)가 여자되지 않고, 자력은 발생하지 않는다. 진동자(220)는 스프링(222a)의 복원력에 의해 중심 위치를 향하여 이동한다. 코일 L1에 마이너스 전류가 흐르고 있는 상태에서는 고정자(210)가 S극에 여자되고, 그 자력에 의해 진동자(220)는 영구 자석(221)의 N극측으로의 힘을 받는다. 그 힘에 의해 진동자(220)는 스프링(222b)에 저항하여 영구 자석(221)의 N극측으로 이동하여, 스프링(222b)의 수축 한계까지 이동한다.

이와 같이 구동 신호 생성부(10)는, 상기 H 브리지 회로를 오프 상태→온-1 상태→오프 상태→온-2 상태→오프 상태라고 하는 사이클로 제어함으로써, 리니어 진동 모터(200)를 왕복 운동시킬 수 있다.

상기 H 브리지 회로가 온-1 상태로부터 오프 상태로 천이하여, 제1 트랜지스터 M1 내지 제4 트랜지스터 M4가 모두 오프로 전환되면, 상기 보디 다이오드를 통하여 회생 전류가 흐른다. 상기 H 브리지 회로가 온-2 상태로부터 오프 상태로 천이할 때에도 마찬가지이다. 이 회생 전류를 활용함으로써 에너지 효율을 높이고, 구동 제어 회로(100)의 소비 전력을 저감할 수 있다.

상기 회생 전류는 코일 L1에 그 때까지 흐르고 있던 전류와 동일한 방향으로 흐른다. 상기 회생 전류가 완전히 흐르면, 코일 L1에 진동자(220)의 이동에 의해 유기되는 유기 전류가 흐른다. 진동자(220)가 정지하고 있는 상태에서는 이 유기 전류는 흐르지 않는다. 진동자(220)가 정지하고 있는 상태는, 진동자(220)의 진동 레인지의 양단부에 진동자(220)가 도달한 순간에 발생한다.

유기 전압 검출부(30)는, 비통전 기간에 있어서 코일 L1에 발생하는 역기전압을 감시함으로써, 진동자(220)의 위치를 추정할 수 있다. 당해 역기전압이 제로인 상태는 진동자(220)가 정지하고 있는(즉, 진동 레인지의 S극측 최대 도달 지점 또는 N극측 최대 도달 지점에 위치함) 것을 나타내고 있다.

따라서, 제로 크로스 검출부(40)는, 코일 L1의 양단부 전압(A-B간 전압)이 제로 크로스(구동 전류 및 회생 전류에 의한 제로 크로스를 제외함)하는 타이밍을 검출하고, 검출한 제로 크로스간의 기간을 측정함으로써, 리니어 진동 모터(200)의 고유 진동수를 구할 수 있다. 또한, 연속하는 제로 크로스간의 기간이 리니어 진동 모터(200)의 반진동 주기폭을 나타내고, 하나 건너띈 제로 크로스간의 기간이 그 전체 진동 주기폭을 나타낸다.

본 실시 형태에서는 제로 크로스 검출부(40)는 비통전 기간에서 코일 L1의 양단부 전압(A-B간 전압)이 마이너스로부터 플러스로 제로 크로스하는 타이밍만을 검출한다. 이 경우, 도 2에 도시한 비교기(41)는 연산 증폭기 OP1의 출력 전압이 기준 전압 Vref보다 낮은 동안 로우 레벨 신호를 출력하고, 연산 증폭기 OP1의 출력 전압이 기준 전압 Vref보다 높아지면 하이 레벨 신호를 출력하도록 설정된다.

구동 신호 생성부(10)는, 측정된 리니어 진동 모터(200)의 고유 진동수에 대응하는 주기폭을 사용하여, 다음의 구동 신호의 주기폭을 조정한다. 이 측정과 조정이 반복됨으로써, 구동 제어 회로(100)는 리니어 진동 모터(200)를 그 공진 주파수 또는 그 근방의 주파수로 계속적으로 구동할 수 있다.

도 1을 다시 참조하여, 구동 신호 생성부(10)를 보다 구체적으로 설명한다. 구동 신호 생성부(10)는 제1 래치 회로(11), 메인 카운터(12), 루프 카운터(13), 디코더(14), 제2 래치 회로(15), 차분 산출 회로(16), 제3 래치 회로(17), 가산 회로(18) 및 제4 래치 회로(19)를 포함한다.

제1 래치 회로(11)는 상기 구동 신호의 1주기의 종료 위치에 대응해야 할 카운트 종료값을 래치하고, 제3 클록 신호 CLK3에 의해 지시된 타이밍에서 메인 카운터(12) 및 디코더(14)에 출력한다. 또한, 차분 산출 회로(16)에도 출력할 수 있다. 제1 래치 회로(11)에는 리니어 진동 모터(200)의 구동 개시 시에는, 도시하지 않은 레지스터 등으로부터 상기 카운트 종료값의 초기값이 설정된다. 구동 개시 후에는 제4 래치 회로(19)로부터 입력되는 값이 상기 카운트 종료값이 된다.

메인 카운터(12)는 제1 래치 회로(11)로부터 상기 카운트 종료값이 설정되고, 카운트 초기값부터 당해 카운트 종료값까지를 반복하여 카운트한다. 카운트 초기값에는 통상 0이 설정된다. 예를 들어, 당해 카운트 종료값으로서 199가 설정된 경우, 메인 카운터(12)는 0 내지 199까지를 반복하여 카운트 업하는 200진 카운터가 된다. 메인 카운터(12)의 카운트값은 루프 카운터(13), 디코더(14) 및 제2 래치 회로(15)에 출력된다.

루프 카운터(13)는 메인 카운터(12)의 1카운트 루프가 종료될 때마다 인크리먼트하고, 메인 카운터(12)의 카운트 루프 횟수를 유지한다. 여기서, 1카운트 루프란, 메인 카운터(12)의 상기 카운트 초기값부터 상기 카운트 종료값까지 카운트하는 것을 가리킨다. 1카운트 루프는 1구동 주기에 대응하기 때문에, 카운트 루프 횟수는 구동 주기 횟수에 대응한다.

디코더(14)는 메인 카운터(12)로부터 공급되는 카운트값을 사용하여, 상기 카운트 종료값에 따른 주기폭의 구동 신호를 생성한다. 디코더(14)의 상세한 구성은 후술한다. 제2 래치 회로(15)는 메인 카운터(12)로부터 공급되는 카운트값을 순차적으로 래치하고, 제로 크로스 검출부(40)에 의해 제로 크로스가 검출된 위치에서 래치한 카운트값을 차분 산출 회로(16)에 출력한다. 당해 제로 크로스가 검출된 위치는, 에지 검출부(42)로부터 입력되는 에지 신호에 의해 통지된다. 당해 제로 크로스가 검출된 위치가 이상적으로 항상 동일한 타이밍에서 발생하면, 제2 래치 회로(15)의 출력은 항상 동일한 카운트값이 된다.

차분 산출 회로(16)는 제2 래치 회로(15)로부터 입력되는 카운트값과, 현재의 카운트 종료값의 차분을 산출한다. 도 1에서는 현재의 카운트 종료값은 제1 래치 회로(11)로부터 입력되는 예를 그리고 있다. 또한, 차분 산출 회로(16)가 현재의 카운트 종료값을 유지하는 구성이어도 되고, 제4 래치 회로(19)로부터 공급되는 구성이어도 된다.

제로 크로스가 검출된 위치의 카운트값(=제2 래치 회로(15)로부터 입력되는 카운트값)이 현재의 카운트 종료값보다 작은 경우, 차분 산출 회로(16)는 전자로부터 후자를 감산한다. 예를 들어, 제로 크로스가 검출된 위치의 카운트값이 197이고, 현재의 카운트 종료값이 199인 경우, 차분 산출 회로(16)는 -2를 출력한다.

제로 크로스가 검출된 위치의 카운트값이 현재의 카운트 종료값보다 큰 경우, 제2 래치 회로(15)로부터 입력되는 카운트값은 현재의 카운트 종료값에 대한 증분값이 된다. 이 경우, 차분 산출 회로(16)는, 제2 래치 회로(15)로부터 입력되는 카운트값을 그대로 출력한다. 예를 들어, 제로 크로스가 검출된 위치의 본래의 카운트값이 201이고, 현재의 카운트 종료값이 199인 경우, 제2 래치 회로(15)로부터 입력되는 카운트값은 2가 되며, 차분 산출 회로(16)는 2를 그대로 출력한다. 당해 카운트값은 199로 리셋되기 때문에, 제2 래치 회로(15)로부터 입력되는 카운트값은 201이 아니라 2가 된다.

제3 래치 회로(17)는 차분 산출 회로(16)로부터 입력되는 차분값을 래치하고, 제1 클록 신호 CLK1에 의해 지시된 타이밍에서, 그 차분값을 가산 회로(18)에 출력한다. 가산 회로(18)는 제3 래치 회로(17)로부터 입력되는 차분값을, 제4 래치 회로(19)로부터 입력되는 현재의 카운트 종료값에 가산한다. 제4 래치 회로(19)는 가산 회로(18)로부터 입력되는 값을 래치하고, 제2 클록 신호 CLK2에 의해 지시된 타이밍에서 제1 래치 회로(11)에 출력한다. 제4 래치 회로(19)에도 리니어 진동 모터(200)의 구동 개시 시에는, 도시하지 않은 레지스터 등으로부터 상기 카운트 종료값의 초기값이 설정된다.

가산 회로(18)에 의해 생성된 값은 새로운 카운트 종료값으로서, 제4 래치 회로(19) 및 제1 래치 회로(11)를 통하여 메인 카운터(12) 및 디코더(14)에 설정된다. 따라서, 메인 카운터(12) 및 디코더(14)에는 직전의 제로 크로스의 검출 위치를 반영한 카운트 종료값이 항상 설정된다.

도 4는 에지 신호, 제1 클록 신호 CLK1, 제2 클록 신호 CLK2 및 제3 클록 신호 CLK3의 일례를 나타내는 타이밍 차트이다. 에지 신호는 에지 검출부(42)로부터 제2 래치 회로(15)에 설정된다. 제1 클록 신호 CLK1은 에지 신호를 절반 클록 지연시킨 신호이다. 이 절반 클록의 지연은 차분 산출 회로(16)에 의한 연산 처리를 고려한 것이다. 제2 클록 신호 CLK2는 제1 클록 신호 CLK1을 절반 클록 지연시킨 신호이다. 이 절반 클록의 지연은 가산 회로(18)에 의한 연산 처리를 고려한 것이다.

제3 클록 신호 CLK3은 제2 클록 신호 CK2를 수개 클록 지연시킨 신호이다. 이 수개 클록의 지연은, 현재의 구동 주기의 카운트 종료 전에 현재의 구동 주기의 카운트 종료값이 변경되는 것을 억제하기 위한 지연이다. 예를 들어, 제1 래치 회로(11)가 설치되지 않는 경우이며, 현재의 구동 주기에 있어서, 그 종료 위치보다 전에 제로 크로스가 검출된 경우, 그 제로 크로스 위치를 반영한 새로운 카운트 종료값이 다음회의 구동 주기부터가 아니라, 현재의 구동 주기부터 적용되게 될 가능성이 있다. 그 경우, 갱신 전의 카운트 종료값을 기준으로 통전 기간이 결정되기 때문에, 통전 기간과 비통전 기간의 비율을 유지할 수 없게 된다. 본 실시 형태에서는 100도 통전을 유지할 수 없게 되어 버린다.

제4 래치 회로(19)와 메인 카운터(12)의 사이에 제1 래치 회로(11)를 설치함으로써, 메인 카운터(12)에 설정되어 있는 현재의 카운트 종료값을, 제로 크로스 위치를 반영한 새로운 카운트 종료값으로 갱신하는 타이밍을 늦출 수 있다.

(디코더 구성)

도 5는 디코더(14)의 구성예를 도시하는 도면이다. 디코더(14)는 상기 카운트 종료값에, 상기 구동 신호의 1주기에 대한 통전 기간의 비율을 일정하게 하기 위한 계수를 승산하여 얻어지는 값에 따라, 상기 구동 신호의 통전 기간에 대응하는 카운트폭을 결정한다. 상술한 바와 같이, 상기 구동 신호의 1주기에는 플러스 전류 통전 기간과 마이너스 전류 통전 기간이 포함된다. 따라서, 상기 100도 통전의 경우, 상기 구동 신호의 1주기에 대한 각 통전 기간의 비율은 100°/360°(≒0.28)가 된다. 또한, 상기 구동 신호의 1주기에 대한 각 통전 기간의 반기간의 비율은 50°/360°(≒0.14)가 된다.

또한, 디코더(14)는, 상기 카운트 종료값에, 상기 구동 신호의 통전 기간의 중심 위치를 결정하기 위한 계수를 승산하여 얻어지는 값에 따라, 상기 구동 신호의 통전 기간의 개시 위치 및 종료 위치에 대응하는 카운트값을 결정한다. 상술한 바와 같이, 상기 구동 신호의 1주기는, 전후에 비통전 기간이 설정된 플러스 전류 통전 기간 및 전후에 비통전 기간이 설정된 마이너스 전류 통전 기간에 의해 형성된다. 여기서, 플러스 전류 통전 기간의 길이 및 마이너스 전류 통전 기간의 길이는 동등하게 설정되고, 비통전 기간의 길이도 모두 동등하게 설정된다.

따라서, 상기 구동 신호의 플러스 전류 통전 기간의 중심 위치를 결정하기 위한 계수는 0.25로 설정되고, 상기 구동 신호의 마이너스 전류 통전 기간의 중심 위치를 결정하기 위한 계수는 0.75로 설정된다. 또한, 상기 구동 신호의 위상이 역인 경우, 마이너스 전류 통전 기간의 중심 위치를 결정하기 위한 계수는 0.25로 설정되고, 플러스 전류 통전 기간의 중심 위치를 결정하기 위한 계수는 0.75로 설정된다.

이와 같이 디코더(14)는 각 통전 기간에 대응하는 카운트폭 및 각 통전 기간의 중심 위치에 대응하는 카운트값을 산출할 수 있다. 그리고, 당해 중심 위치에 대응하는 카운트값으로부터 상기 카운트폭의 절반의 값을 감산함으로써, 각 통전 기간의 개시 위치에 대응하는 카운트값을 산출할 수 있다. 또한, 당해 중심 위치에 대응하는 카운트값에 상기 카운트폭의 절반의 값을 가산함으로써, 각 통전 기간의 종료 위치에 대응하는 카운트값을 산출할 수 있다.

이하, 보다 구체적으로 설명한다. 디코더(14)는 구동폭 산출부(51), 플러스 구동 중심값 산출부(52), 마이너스 구동 중심값 산출부(53), 플러스측 감산부(54), 플러스측 가산부(55), 마이너스측 감산부(56), 마이너스측 가산부(57), 플러스 구동 신호 생성부(58) 및 마이너스 구동 신호 생성부(59)를 포함한다.

구동폭 산출부(51)는, 상기 구동 신호의 1주기에 대한 각 통전 기간(이하 적절히 구동 기간이라고도 함)의 반기간의 비율을 계수로서 유지한다. 상기 100도 통전의 경우, 0.14를 유지한다. 구동폭 산출부(51)는 제1 래치 회로(11)로부터 카운트 종료값이 공급된다. 구동폭 산출부(51)는 그 카운트 종료값에 당해 계수를 승산한다. 이에 의해, 각 구동 기간의 반기간에 대응하는 카운트폭을 산출할 수 있다.

플러스 구동 중심값 산출부(52)는, 상기 구동 신호의 플러스 전류 통전 기간(이하 적절히 플러스 구동 기간이라고도 함)의 중심 위치를 결정하기 위한 계수를 유지한다. 본 실시 형태에서는 0.25를 유지한다. 플러스 구동 중심값 산출부(52)는 제1 래치 회로(11)로부터 카운트 종료값이 공급된다. 플러스 구동 중심값 산출부(52)는 그 카운트 종료값에 당해 계수를 승산한다. 이에 의해, 각 플러스 구동 기간의 중심 위치에 대응하는 카운트값을 산출할 수 있다.

마이너스 구동 중심값 산출부(53)는, 상기 구동 신호의 마이너스 전류 통전 기간(이하 적절히 마이너스 구동 기간이라고도 함)의 중심 위치를 결정하기 위한 계수를 유지한다. 본 실시 형태에서는 0.75를 유지한다. 마이너스 구동 중심값 산출부(53)는 제1 래치 회로(11)로부터 카운트 종료값이 공급된다. 마이너스 구동 중심값 산출부(53)는 그 카운트 종료값에 당해 계수를 승산한다. 이에 의해, 각 마이너스 구동 기간의 중심 위치에 대응하는 카운트값을 산출할 수 있다.

플러스측 감산부(54)는, 플러스 구동 중심값 산출부(52)로부터 공급되는 플러스 구동 기간의 중심 위치에 대응하는 카운트값으로부터, 구동폭 산출부(51)로부터 공급되는 카운트폭을 감산함으로써, 플러스 구동 기간의 개시 위치에 대응하는 카운트값을 산출한다. 플러스측 가산부(55)는, 플러스 구동 중심값 산출부(52)로부터 공급되는 플러스 구동 기간의 중심 위치에 대응하는 카운트값에, 구동폭 산출부(51)로부터 공급되는 카운트폭을 가산함으로써, 플러스 구동 기간의 종료 위치에 대응하는 카운트값을 산출한다.

마이너스측 감산부(56)는, 마이너스 구동 중심값 산출부(53)로부터 공급되는 마이너스 구동 기간의 중심 위치에 대응하는 카운트값으로부터, 구동폭 산출부(51)로부터 공급되는 카운트폭을 감산함으로써, 마이너스 구동 기간의 개시 위치에 대응하는 카운트값을 산출한다. 마이너스측 가산부(57)는, 마이너스 구동 중심값 산출부(53)로부터 공급되는 마이너스 구동 기간의 중심 위치에 대응하는 카운트값에, 구동폭 산출부(51)로부터 공급되는 카운트폭을 가산함으로써, 마이너스 구동 기간의 종료 위치에 대응하는 카운트값을 산출한다.

플러스 구동 신호 생성부(58)는, 메인 카운터(12)로부터 동기 클록으로서의 카운트값, 플러스측 감산부(54)로부터 플러스 구동 기간의 개시 위치에 대응하는 카운트값 및 플러스측 가산부(55)로부터 플러스 구동 기간의 종료 위치에 대응하는 카운트값이 공급된다. 플러스 구동 신호 생성부(58)는, 동기 클록으로서의 카운트값에 따라, 플러스 구동 기간의 개시 위치에 대응하는 카운트값부터 플러스 구동 기간의 종료 위치에 대응하는 카운트값까지 유의 신호(예를 들어, 하이 레벨 신호)를 플러스 구동 신호로서 출력한다. 그 이외의 기간은 비유의 신호(예를 들어, 로우 레벨 신호)를 출력한다.

또한, 플러스 구동 신호 생성부(58)는, 당해 플러스 구동 신호를, 설정된 듀티비의 PWM 신호에 의해 생성할 수 있다. 플러스 구동 신호 생성부(58)에 의해 생성된 플러스 구동 신호는 구동부(20), 보다 구체적으로는 제1 트랜지스터 M1 및 제4 트랜지스터 M4의 게이트에 입력된다. 또한, 제1 트랜지스터 M1의 전단에는, 도시하지 않은 인버터가 설치되고, 당해 플러스 구동 신호는 위상이 반전되어, 제1 트랜지스터 M1의 게이트에 입력된다.

마이너스 구동 신호 생성부(59)는, 메인 카운터(12)로부터 동기 클록으로서의 카운트값, 마이너스측 감산부(56)로부터 마이너스 구동 기간의 개시 위치에 대응하는 카운트값 및 마이너스측 가산부(57)로부터 마이너스 구동 기간의 종료 위치에 대응하는 카운트값이 공급된다. 마이너스 구동 신호 생성부(59)는, 동기 클록으로서의 카운트값에 따라 마이너스 구동 기간의 개시 위치에 대응하는 카운트값부터 마이너스 구동 기간의 종료 위치에 대응하는 카운트값까지 유의 신호(예를 들어, 하이 레벨 신호)를 마이너스 구동 신호로서 출력한다. 그 이외의 기간은 비유의 신호(예를 들어, 로우 레벨 신호)를 출력한다.

또한, 마이너스 구동 신호 생성부(59)는, 당해 마이너스 구동 신호를, 설정된 듀티비의 PWM 신호에 의해 생성할 수 있다. 마이너스 구동 신호 생성부(59)에 의해 생성된 마이너스 구동 신호는 구동부(20), 보다 구체적으로는 제2 트랜지스터 M2 및 제3 트랜지스터 M3의 게이트에 입력된다. 또한, 제2 트랜지스터 M2의 전단에는 도시하지 않은 인버터가 설치되고, 당해 마이너스 구동 신호는 위상이 반전되어, 제2 트랜지스터 M2의 게이트에 입력된다.

도 6은 구동 신호의 1주기의 파형을 도시하는 도면이다. 도 6에서 망점 영역이 플러스 구동 기간(전) 및 마이너스 구동 기간(후)을 나타내고 있다. 플러스 구동 개시값 a에 대응하는 카운트값은 플러스측 감산부(54)에 의해 생성되고, 플러스 구동 중심값 b에 대응하는 카운트값은 플러스 구동 중심값 산출부(52)에 의해 생성되고, 플러스 구동 종료값 c에 대응하는 카운트값은 플러스측 가산부(55)에 의해 생성된다. 마찬가지로 마이너스 구동 개시값 d에 대응하는 카운트값은 마이너스측 감산부(56)에 의해 생성되고, 마이너스 구동 중심값 e에 대응하는 카운트값은 마이너스 구동 중심값 산출부(53)에 의해 생성되고, 마이너스 구동 종료값 f에 대응하는 카운트값은 마이너스측 가산부(57)에 의해 생성된다.

도 5에 도시한 바와 같이 디코더(14)를 구성함으로써, 구동 신호 생성부(10)는, 상기 구동 신호의 주파수의 변경에 의해 그 주기폭이 변경되어도, 상기 구동 신호의 통전 기간과 비통전 기간의 비가 유지되도록 상기 구동 신호를 조정할 수 있다. 또한, 구동 신호 생성부(10)는, 상기 구동 신호의 주기폭이 변경되어도, 1주기에서의 통전 기간의 신호 위상의 상대적 위치 관계가 유지되도록 상기 구동 신호를 조정할 수 있다.

도 7은 구동 신호의 통전 기간폭의 제어를 설명하기 위한 도면이다. 도 7의 (a)는 구동 주기가 디폴트 상태에서의 코일 구동 전압의 추이를 도시하는 도면이고, 도 7의 (b)는 구동 주기가 디폴트 상태로부터 길게 조정된 후의 코일 구동 전압(통전 기간폭의 조정 없음)의 추이를 도시하는 도면이고, 도 7의 (c)는 구동 주기가 디폴트 상태로부터 길게 조정된 후의 코일 구동 전압(통전 기간폭의 조정 있음)의 추이를 도시하는 도면이다.

도 7의 (a)에서는 상기 100도 통전으로 설정되어 있다. 즉, 1구동 주기에서의 통전 기간과 비통전 기간의 비가 5:4로 설정되어 있다. 도 7의 (b)에서는 구동 주기가 디폴트 상태로부터 길게 조정된 후에도, 디폴트 상태에서의 통전 기간폭이 유지되는 예를 도시하고 있다. 이 경우, 리니어 진동 모터(200)에 대한 구동력이 저하하여, 리니어 진동 모터(200)의 진동이 약해질 가능성이 있다.

도 7의 (c)에서는 구동 주기가 디폴트 상태로부터 길게 조정된 후에도, 1구동 주기에서의 통전 기간과 비통전 기간의 비가 유지되도록 제어된다. 본 실시 형태에서는 상기 100도 통전이 유지되도록 제어된다. 이 제어는 디코더(14) 내의 구동폭 산출부(51)의 작용에 의해 실현된다.

여기에서는 구동 주기가 디폴트 상태로부터 길게 조정되는 예를 설명하였지만, 디폴트 상태로부터 짧게 조정되는 예도 마찬가지이다. 구동 주기가 디폴트 상태로부터 짧게 조정된 후에도 디폴트 상태에서의 통전 기간폭이 유지되면, 리니어 진동 모터(200)에 대한 구동력이 상승하여, 리니어 진동 모터(200)의 진동이 강해질 가능성이 있다. 이러한 점에서 본 실시 형태에서는 구동 주기가 디폴트 상태로부터 짧게 조정된 후에도 100도 통전이 유지되도록 제어된다.

도 8은 구동 신호의 위상 제어를 설명하기 위한 도면이다. 도 8은 리니어 진동 모터(200)의 공진 주파수로 조정된 후의 코일 L1의 양단부 전압의 추이를 도시하고 있다. 또한, 설명을 단순화하기 위하여 회생 전압은 생략하여 도시하고 있다. 1단째의 파형은, 구동 신호의 위상이 최적인 상태에서 리니어 진동 모터(200)가 구동되고 있는 상태를 도시하고 있다.

2단째의 파형은, 그 2주기째부터 구동 신호의 위상이 위상 지연 상태에서 리니어 진동 모터(200)가 구동되고 있는 상태를 도시하고 있다. 이 상태는 구동 주기가 그 때까지보다 짧게 조정된 경우이며, 그 조정 후에도 각 통전 기간의 개시 위치 및 종료 위치가 그 조정 전의 위치를 유지하고 있는 경우에 발생한다.

3단째의 파형은, 그 2주기째부터 구동 신호의 위상이 위상 진상 상태에서 리니어 진동 모터(200)가 구동되고 있는 상태를 도시하고 있다. 이 상태는 구동 주기가 그 때까지보다 길게 조정된 경우이며, 그 조정 후에도 각 통전 기간의 개시 위치 및 종료 위치가 그 조정 전의 위치를 유지하고 있는 경우에 발생한다.

즉, 각 통전 기간의 개시 위치 및 종료 위치가 고정인 경우에 있어서, 구동 주기폭이 변경되면, 구동 신호의 위상에 지연이나 진상이 발생한다. 이에 대해, 본 실시 형태에서는 구동 주기가 변경되면, 각 통전 기간의 개시 위치 및 종료 위치가 적절하게 조정되기 때문에, 구동 신호의 위상을 최적으로 유지할 수 있다. 이 개시 위치 및 종료 위치의 조정은, 디코더(14) 내의 주로 플러스 구동 중심값 산출부(52) 및 마이너스 구동 중심값 산출부(53)의 작용에 의해 실현된다.

이상 설명한 바와 같이, 본 실시 형태에 관한 구동 제어 회로(100)에 따르면, 측정된 리니어 진동 모터(200)의 고유 진동수에 대응하는 주기폭을 사용하여, 다음의 구동 신호의 주기폭을 조정함으로써, 리니어 진동 모터(200)가 어떠한 상태이어도 그 고유 진동수에 가능한 한 가까운 주파수로 계속적으로 구동할 수 있다.

따라서, 리니어 진동 모터(200)의 제품간에 의한 고유 진동수의 편차를 흡수할 수 있고, 모터를 양산하는 경우의 수율의 저감을 방지하는 것이 가능하게 된다. 또한, 스프링(222a, 220b) 등이 경시 변화하여도 경시 변화 후의 고유 진동수에 대응한 구동 주파수로 구동되기 때문에, 진동이 약해지는 것을 억제할 수 있다.

또한, 리니어 진동 모터(200)의 고유 진동수와 구동 신호의 주파수가 일치하도록 구동 신호의 주기폭을 적절하게 제어할 때, 그 주기폭 변경에 의한 영향을 최소한으로 억제할 수 있다. 구체적으로는 구동 신호의 주기폭이 변경되어도, 1주기에서의 통전 기간과 비통전 기간의 비율을 유지하도록 통전 기간폭을 조정함으로써, 리니어 진동 모터(200)에 대한 구동력을 유지할 수 있다. 따라서, 구동력의 변동에 의해 리니어 진동 모터(200)의 움직임이 약해지는 것을 억제할 수 있다.

또한, 구동 신호의 주기폭이 변경되어도, 1주기에서의 통전 기간의 상대적 위치 관계가 유지되도록 각 통전 기간의 개시 위치 및 종료 위치를 최적의 위치로 조정함으로써, 구동 효율의 저하를 억제할 수 있다. 즉, 구동 신호의 위상이 어긋나면, 진동자(220)의 위치와, 구동력의 공급 위치에 어긋남이 발생하여 구동 효율이 저하하게 된다. 이러한 점에서, 구동 신호의 위상을 최적의 위치로 유지함으로써, 동일한 소비 전력으로 최대한의 진동을 얻을 수 있다.

(정지 제어)

이하, 본 실시 형태에 관한 구동 제어 회로(100)에 의한, 상술한 구동 제어에 추가하는 것이 가능한 정지 제어에 대하여 설명한다. 구동 신호 생성부(10)는 리니어 진동 모터(200)의 구동 종료 후, 그 구동 시에 생성하고 있던 구동 신호의 위상에 대하여 역위상의 구동 신호이며, 구동부(20)가 하이 임피던스 상태로 제어되는 하이 임피던스 기간을 포함하는 구동 신호를 생성한다. 구동부(20)는, 구동 신호 생성부(10)에 의해 생성된 역위상의 구동 신호에 따른 역위상의 구동 전류를 코일 L1에 공급함으로써, 리니어 진동 모터(200)의 정지를 빠르게 한다. 코일 L1에 당해 역위상의 구동 전류가 공급되면, 고정자(210)는 진동자(220)의 움직임을 멈추기 위한 브레이크 작용을 발휘한다.

유기 전압 검출부(30)는, 상기 하이 임피던스 기간에 코일 L1에 발생하는 유기 전압을 검출한다. 구동 신호 생성부(10)는, 당해 유기 전압으로부터 리니어 진동 모터(200)의 구동 종료 후의 진동력을 추정하고, 그 진동력을 바탕으로 상기 역위상의 구동 신호를 제어한다. 예를 들어, 구동 신호 생성부(10)는, 당해 유기 전압이 소정의 전압 레인지 내에 들어갔을 때, 리니어 진동 모터(200)가 정지되었다고 판정하여도 된다. 즉, 당해 진동력이 제로 또는 소정의 기준값보다 작아졌다고 간주한다.

구동 신호 생성부(10)는, 상기 조건을 만족하였을 때 당해 구동 신호의 구동부(20)에의 공급을 정지한다. 또한, 그 기준을 만족한 후, 반주기 또는 1주기분의 당해 구동 신호를 구동부(20)에 공급하고 나서 그 공급을 정지하여도 된다. 또한, 본 명세서에서는 리니어 진동 모터(200)의 구동 종료 시란, 정지 제어를 위한 역구동 기간을 포함하지 않는 정규의 구동 종료 시를 의미하는 것으로 한다.

도 9는 정지 제어 기능이 추가된 디코더(14)의 구성예를 도시하는 도면이다. 도 9에 도시하는 디코더(14)는, 도 5에 도시한 디코더(14)에 정지 제어부(61)가 추가된 구성이다. 정지 제어부(61)는, 리니어 진동 모터(200)의 구동 종료 지시를 루프 카운터(13)로부터 받으면, 그 구동 시에 생성하고 있던 구동 신호의 위상에 대하여 역위상의 구동 신호를 생성하도록 플러스 구동 신호 생성부(58) 및 마이너스 구동 신호 생성부(59)에 지시한다. 플러스 구동 신호 생성부(58)는 플러스 구동 신호 내에 하이 임피던스 기간을 설정한다. 마찬가지로 마이너스 구동 신호 생성부(59)는 마이너스 구동 신호 내에 하이 임피던스 기간을 설정한다.

도 10은 역위상의 구동 신호의 1주기의 파형을 도시하는 도면이다. 당해 구동 신호에는 마이너스 구동 기간 및 플러스 구동 기간의 각각에 하이 임피던스 기간이 삽입된다. 하이 임피던스 기간은, 도 2에 도시한 제1 트랜지스터 M1, 제2 트랜지스터 M2, 제3 트랜지스터 M3 및 제4 트랜지스터 M4가 모두 오프로 제어되고, 구동부(20)가 하이 임피던스 상태가 되는 기간이다. 이 하이 임피던스 기간에 있어서는, 코일 L1에 발생하는 유기 전압이 그대로 유기 전압 검출부(30)에 의해 검출된다. 또한, 도 9, 도 10에 도시하는 디코더(14)의 상세한 동작은, 하이 임피던스 기간의 삽입을 제외하고, 도 5, 6에 도시한 디코더(14)의 동작을 역위상의 동작으로 한 것과 마찬가지이기 때문에, 그 상세한 설명을 생략한다.

비교기(41)는 상기 하이 임피던스 기간이 도래할 때마다, 유기 전압 검출부(30)에 의해 검출되는 유기 전압에 대응하는 출력 신호로서, 하이 레벨 신호 또는 로우 레벨 신호를 출력한다. 구동 신호 생성부(10)는, 비교기(41)로부터 연속하는 하이 임피던스 기간에 연속하여 동상 신호가 출력되었을 때, 또는 비교기(41)로부터 하이 임피던스 기간과 그 직전의 구동 신호의 기간에서, 연속하여 동상 신호가 출력되었을 때, 리니어 진동 모터(200)가 정지되었다고 판정한다. 즉, 연속하여 하이 레벨 신호가 출력되거나 또는 연속하여 로우 레벨 신호가 출력되었을 때 정지되었다고 판정한다. 이 구체예는 후술한다.

도 11은 비교기(41)를 히스테리시스 비교기로 구성하는 예를 도시하는 도면이다. 히스테리시스 비교기는, 입력 전압의 변화에도 불구하고, 출력 레벨이 변화하지 않는 불감대를 갖는 비교기이다. 여기에서는 유기 전압 검출부(30)로부터의 출력 전압에 상관없이 전의 값을 에지 검출부(42)에 출력하는 불감대를 갖는다.

비교기(41)의 비반전 입력 단자와 그 출력 단자의 사이에 스위칭 소자 M5(예를 들어, N채널형 MOSFET)가 삽입된다. 스위칭 소자 M5의 양단부에는 저항 소자 R11, R12가 각각 접속된다. 당해 스위칭 소자 M5가 온으로 제어되면, 그 온 저항에 의해 히스테리시스 비교기로서 기능한다. 당해 스위칭 소자 M5가 오프로 제어되면, 통상의 비교기로서 기능한다. 불감대의 폭은 저항 소자 R11, R12에 따라 결정된다.

리니어 진동 모터(200)의 구동 중, 구동 신호 생성부(10)(보다 엄밀하게는 디코더(14)의 정지 제어부(61))는 스위칭 소자 M5를 오프하여 불감대를 갖지 않는 통상의 비교기로서 기능시킨다. 리니어 진동 모터(200)의 구동 종료 후, 스위칭 소자 M5를 온하여 불감대를 갖는 히스테리시스 비교기로서 기능시킨다. 또한, 스위칭 소자 M5 대신에 가변 저항을 사용하여도 된다.

다음에, 상기 역위상의 구동 신호가 H 브리지 회로에 공급되는 기간에서의 회생 전류에 대하여 생각한다. 당해 역위상의 구동 신호에는 하이 임피던스 기간이 설정되기 때문에, 구동 신호 생성부(10)는, 당해 H 브리지 회로를 하이 임피던스 상태로 제어하기 전에 회생 전류를 흘리도록 제어한다. 그 때, 제3 트랜지스터 M3 및 제4 트랜지스터 M4(양자 모두 N채널형)를 온하여, 코일 L, 제3 트랜지스터 M3, 제4 트랜지스터 M4 및 접지 전위간에 회생 전류를 흘리는 제1 방법과, 제1 트랜지스터 M1 및 제2 트랜지스터 M2(양자 모두 P채널형)를 온하여, 코일 L, 제1 트랜지스터 M1, 제2 트랜지스터 M2 및 전원 전위간에 회생 전류를 흘리는 제2 방법의 2종류가 있다(도 2 참조).

제1 방법을 채용하는 경우, 입력 전압을 받는 트랜지스터에 P채널형이 사용되는 연산 증폭기 OP1(이하, 본 명세서에서는 Pch 수신 연산 증폭기라고 함)을 포함하는 차동 증폭 회로를 사용하는 것이 적합하다. 한편, 제2 방법을 채용하는 경우, 입력 전압을 받는 트랜지스터에 N채널형이 사용되는 연산 증폭기 OP1(이하, 본 명세서에서는 Nch 수신 연산 증폭기라고 함)을 포함하는 차동 증폭 회로를 사용하는 것이 적합하다.

도 12는 Pch 수신 연산 증폭기 OP1p의 구성예를 도시하는 도면이다. 당해Pch 수신 연산 증폭기 OP1p는 차동 입력단과 출력단을 포함한다. 당해 차동 입력단은, 차동 입력 전압(본 실시 형태에서는 코일 양단부 전압(A-B점))이 입력되는, 한 쌍을 이루는 제11 P채널형 트랜지스터 M11 및 제12 P채널형 트랜지스터 M12를 포함한다.

접지 전위와, 제11 P채널형 트랜지스터 M11 및 제12 P채널형 트랜지스터 M12의 각각의 드레인 단자와의 사이에, 부하로 해야 할 커런트 미러 회로가 접속된다. 당해 커런트 미러 회로는, 한 쌍을 이루는 제13 N채널형 트랜지스터 M13 및 제14 N채널형 트랜지스터 M14에 의해 구성된다. 제13 N채널형 트랜지스터 M13 및 제14 N채널형 트랜지스터 M14의 소스 단자는 접지 전위에 접속되고, 제13 N채널형 트랜지스터 M13 및 제14 N채널형 트랜지스터 M14의 드레인 단자는, 각각 제11 P채널형 트랜지스터 M11 및 제12 P채널형 트랜지스터 M12의 드레인 단자에 접속된다.

제13 N채널형 트랜지스터 M13 및 제14 N채널형 트랜지스터 M14의 게이트 단자는, 제11 P채널형 트랜지스터 M11 및 제13 N채널형 트랜지스터 M13의 드레인 단자에 접속된다. 제12 P채널형 트랜지스터 M12 및 제14 N채널형 트랜지스터 M14의 드레인 단자는 상기 출력단에 접속된다.

전원 전위와, 제11 P채널형 트랜지스터 M11 및 제12 P채널형 트랜지스터 M12의 공통 소스와의 사이에, 정전류원으로 해야 할 제15 P채널형 트랜지스터 M15가 접속된다. 제15 P채널형 트랜지스터 M15의 게이트 단자에는 소정의 바이어스 전압이 인가되어, 정전류원으로서 기능한다.

상기 출력단에 포함되는 제16 N채널형 트랜지스터 M16의 게이트 단자는, 차동 입력단으로부터 제12 P채널형 트랜지스터 M12 및 제14 N채널형 트랜지스터 M14의 드레인 단자의 전압을 받는다. 제16 N채널형 트랜지스터 M16의 소스 단자는 접지 전위에 접속되고, 그 드레인 단자는 정전류원으로 해야 할 제17 P채널형 트랜지스터 M17의 드레인 단자와 접속된다. 제17 P채널형 트랜지스터 M17의 게이트 단자에는 소정의 바이어스 전압이 인가되어, 정전류원으로서 기능한다.

제16 N채널형 트랜지스터 M16의 게이트 단자와, 제16 N채널형 트랜지스터 M16 및 제17 P채널형 트랜지스터 M17의 드레인 단자와의 사이에 제11 용량 C11이 접속된다. 제16 N채널형 트랜지스터 M16 및 제17 P채널형 트랜지스터 M17의 드레인 단자의 전압이 Pch 수신 연산 증폭기 OP1p의 출력 전압이 된다. Pch 수신 연산 증폭기 OP1p는, 전원 전위 부근의 입력 전압에 대한 동상 입력 전압 범위가 좁다고 하는 성질이 있다.

도 13은 Nch 수신 연산 증폭기 OP1n의 구성예를 도시하는 도면이다. 당해 Nch 수신 연산 증폭기 OP1n은 차동 입력단과 출력단을 포함한다. 당해 차동 입력단은, 차동 입력 전압(본 실시 형태에서는 코일 양단부 전압(A-B점))이 입력되는, 한 쌍을 이루는 제21 N채널형 트랜지스터 M21 및 제22 N채널형 트랜지스터 M22를 포함한다.

전원 전위와, 제21 N채널형 트랜지스터 M21 및 제22 N채널형 트랜지스터 M22의 각각의 드레인 단자와의 사이에, 부하로 해야 할 커런트 미러 회로가 접속된다. 당해 커런트 미러 회로는, 한 쌍을 이루는 제23 P채널형 트랜지스터 M23 및 제24 P채널형 트랜지스터 M24에 의해 구성된다. 제23 P채널형 트랜지스터 M23 및 제24 P채널형 트랜지스터 M24의 소스 단자는 전원 전위에 접속되고, 제23 P채널형 트랜지스터 M23 및 제24 P채널형 트랜지스터 M24의 드레인 단자는, 각각 제21 N채널형 트랜지스터 M21 및 제22 N채널형 트랜지스터 M22의 드레인 단자에 접속된다.

제23 P채널형 트랜지스터 M23 및 제24 P채널형 트랜지스터 M24의 게이트 단자는, 제21 N채널형 트랜지스터 M21 및 제23 P채널형 트랜지스터 M23의 드레인 단자에 접속된다. 제22 N채널형 트랜지스터 M22 및 제24 P채널형 트랜지스터 M24의 드레인 단자는 상기 출력단에 접속된다.

접지 전위와, 제21 N채널형 트랜지스터 M21 및 제22 N채널형 트랜지스터 M22의 공통 소스와의 사이에, 정전류원으로 해야 할 제25 N채널형 트랜지스터 M25가 접속된다. 제25 N채널형 트랜지스터 M25의 게이트 단자에는 소정의 바이어스 전압이 인가되어, 정전류원으로서 기능한다.

상기 출력단에 포함되는 제26 P채널형 트랜지스터 M26의 게이트 단자는, 차동 입력단으로부터 제22 N채널형 트랜지스터 M22 및 제24 P채널형 트랜지스터 M24의 드레인 단자의 전압을 받는다. 제26 P채널형 트랜지스터 M26의 소스 단자는 전원 전위에 접속되고, 그 드레인 단자는 정전류원으로 해야 할 제27 N채널형 트랜지스터 M27의 드레인 단자와 접속된다. 제27 N채널형 트랜지스터 M27의 게이트 단자에는 소정의 바이어스 전압이 인가되어, 정전류원으로서 기능한다.

제26 P채널형 트랜지스터 M26의 게이트 단자와, 제26 P채널형 트랜지스터 M26 및 제27 N채널형 트랜지스터 M27의 드레인 단자와의 사이에 제21 용량 C21이 접속된다. 제26 P채널형 트랜지스터 M26 및 제27 N채널형 트랜지스터 M27의 드레인 단자의 전압이 Nch 수신 연산 증폭기 OP1n의 출력 전압이 된다. Nch 수신 연산 증폭기 OP1n은 접지 전위 부근의 입력 전압에 대한 동상 입력 전압 범위가 좁다고 하는 성질이 있다.

상기 회생 전류를 흘릴 때에 상기 제1 방법을 채용한 경우, 회생 전류가 흐를 때, A점 및 B점의 전압은 전원 전위 부근으로 상승한다. 반대로, 상기 제2 방법을 채용한 경우, 회생 전류가 흐를 때, A점 및 B점의 전압은 접지 전위 부근으로 내려간다.

따라서, 상기 제1 방법을 채용한 경우이며, 연산 증폭기 OP1에 Pch 수신 연산 증폭기 OP1p를 채용한 경우, 회생 전류가 흐르고 있는 동안은 Pch 수신 연산 증폭기 OP1p는 거의 동작하지 않고, 그 출력 전압은 증폭되지 않지만, Nch 수신 연산 증폭기 OP1n을 채용한 경우, Nch 수신 연산 증폭기 OP1n이 동작하고, 그 출력 전압은 증폭된 값이 된다.

또한, 상기 제2 방법을 채용한 경우이며, 연산 증폭기 OP1에 Nch 수신 연산 증폭기 OP1n을 채용한 경우, 회생 전류가 흐르고 있는 동안은 Nch 수신 연산 증폭기 OP1p는 거의 동작하지 않고, 그 출력 전압은 증폭되지 않지만, Pch 수신 연산 증폭기 OP1p를 채용한 경우, Pch 수신 연산 증폭기 OP1p가 동작하고, 그 출력 전압은 증폭된 값이 된다.

이 연산 증폭기 OP1의 출력 전압은, 하이 임피던스 상태로 천이하기 직전에, 회생 전류가 흐르고 있는 동안에 증폭 동작하고 있으면, 임펄스 상태의 전압으로 되어 출현하여 비교기의 출력을 반전시켜 버리기 때문에, 구동 신호 생성부(10)에 의한 정지 제어 판정을 틀리게 하는 요인이 된다. 상기 제1 방법을 채용한 경우, 연산 증폭기 OP1에 Pch 수신 연산 증폭기 OP1p를 채용함으로써, 또한 상기 제2 방법을 채용한 경우, 연산 증폭기 OP1에 Nch 수신 연산 증폭기 OP1n을 채용함으로써, 이 임펄스 상태의 전압의 발생을 억제할 수 있다.

도 14는 상기 정지 제어의 일례를 설명하기 위한 도면(첫 번째)이다. 리니어 진동 모터(200)의 구동 기간 중의 코일 구동 전압(A점), 코일 구동 전압(B점) 및 코일 양단부 전압(A-B점)의 추이는 도 3에 도시한 추이와 마찬가지이다. 도 12에서는 비교기(41)는 코일 양단부 전압(A-B점)이 플러스인 기간, 하이 레벨 신호를 출력하고, 코일 양단부 전압(A-B점)이 마이너스인 기간, 로우 레벨 신호를 출력한다.

브레이크 기간 중에는, 상기 역위상의 구동 신호가 구동부(20)에 공급된다. 당해 구동 신호에는 하이 임피던스 기간이 설정되기 때문에, 그 기간에 구동부(20)에 의한 직접적인 역회전 제어에 기인하지 않는, 리니어 진동 모터(200)에 잔존하는 진동력을 나타내는 유기 전압이 비교기(41)에 입력된다. 이 비교기(41)는 불감대 db를 갖는 히스테리시스 비교기이다. 당해 히스테리시스 비교기는, 당해 유기 전압이 불감대 db를 마이너스 전위측으로부터 플러스 전위측으로 크로스하면 하이 레벨 신호를 출력한다. 반대로, 당해 유기 전압이 불감대 db를 플러스 전위측으로부터 마이너스 전위측으로 크로스하면 로우 레벨 신호를 출력한다.

단, 하이 임피던스 상태로 천이하기 직전에 흐르는 회생 전류에 의해, 상기 임펄스 상태의 전압(세로 점선 참조)이 발생하고 있다. 즉, 도 14에 도시하는 예는 상기 제2 방법을 채용하고, 연산 증폭기 OP1에 Pch 수신 연산 증폭기 OP1p를 채용한 예를 도시하고 있다. 따라서, 잔존하는 진동력을 나타내는 유기 전압이 작아져도(즉, 불감대 db에 수렴되어도), 당해 진동력이 수렴되었다고 하는 사인이 나오지 않게 된다.

도 15는 상기 정지 제어의 일례를 설명하기 위한 도면(두 번째)이다. 도 15에 도시하는 예는 상기 제1 방법을 채용하고, 연산 증폭기 OP1에 Pch 수신 연산 증폭기 OP1p를 채용한 예를 도시하고 있다. 도 15에서는 잔존하는 진동력을 나타내는 유기 전압이 작아지면(즉, 불감대 db에 수렴되면), 당해 히스테리시스 비교기가 당해 유기 전압에 반응하지 않게 된다. 즉, 연속하는 하이 임피던스 기간에 연속하여 로우 레벨 신호가 출력되고 있다. 이에 의해, 잔존하는 진동력이 거의 상실된 것을 적확하게 검지할 수 있다. 또한, 상기 정지 제어에서의 진동력의 검지는, 하이 임피던스 기간과 그 직전의 구동 신호의 히스테리시스 비교기의 출력을 비교하여 행하여도 된다. 하이 임피던스 기간과 그 직전의 구동 신호의 히스테리시스 비교기의 출력이 일치하였을 때, 잔존하는 진동력이 거의 상실된 것을 검지할 수 있다.

이상 설명한 바와 같이 본 실시 형태에 관한 정지 제어에 따르면, 상기 역위상의 구동 신호에 하이 임피던스 기간을 설정하고, 그 기간에 발생하는 유기 전압을 검출함으로써, 최적의 브레이크 기간을 제어할 수 있다. 따라서, 리니어 진동 모터의 구동 종료 시에 있어서 최적의 정지 제어를 실현할 수 있다. 보다 구체적으로는 리니어 진동 모터의 종류, 종료 시까지의 구동 기간, 개개의 모터의 특성 편차에 의한 브레이크 응답 등이 상이하여도 최적의 정지 제어를 실현할 수 있다.

또한, 히스테리시스 비교기를 사용하여 당해 유기 전압을 검출함으로써, 리니어 진동 모터(200)의 정지 포인트를 정확하게 특정할 수 있다. 불감대를 설정하지 않는 경우, 상기 유기 전압의 미세한 변동이나 노이즈의 영향에 의해, 진동 모터(200)의 정지 포인트를 오인식할 가능성이 발생하지만, 불감대를 설정함으로써 오인식할 가능성을 저감할 수 있다.

또한, 리니어 진동 모터(200)의 구동 중과, 구동 종료 후에 비교기(41)의 모드를 전환하는 구성을 형성함으로써, 구동 종료 후의 정지 제어 시의 진동력 검출에 비교기(41)를 전용할 수 있어, 회로 규모 및 소비 전력의 증대를 억제할 수 있다. 또한, 리니어 진동 모터(200)의 구동 중에는, 공진 주파수 제어의 오차를 저감하기 위하여, 불감대를 설정하지 않거나 또는 좁게 하는 것이 바람직하다.

또한, 구동 종료 후에 사용하는 히스테리시스 비교기 대신에 아날로그/디지털 변환기를 설치하는 것도 생각할 수 있지만, 그 경우 칩 비용, 소비 전력이 증대하고, 테스트 공정도 많아진다.

연산 증폭기 OP1에 Pch 수신 연산 증폭기 OP1p를 채용한 경우에 있어서, 상기 하이 임피던스 기간에 들어가기 전에 전원 전위측에 회생 전류를 흘림으로써, Pch 수신 연산 증폭기 OP1p의 동작을 억제할 수 있다. 또한, 연산 증폭기 OP1에 Nch 수신 연산 증폭기 OP1n을 채용한 경우에 있어서, 상기 하이 임피던스 기간에 들어가기 전에 접지 전위측에 회생 전류를 흘림으로써, Nch 수신 연산 증폭기 OP1n의 동작을 억제할 수 있다. 이에 의해, 상기 하이 임피던스 기간에 들어가기 직전에 발생하는 임펄스 상태의 전압에 의해, 히스테리시스 비교기가 유기 전압의 존재 또는 그 크기를 오인식하는 것을 피할 수 있다.

이상, 본 발명을 실시 형태를 바탕으로 설명하였다. 이 실시 형태는 예시이며, 그들 각 구성 요소나 각 처리 프로세스의 조합에 여러가지 변형예가 가능한 것, 또한 그러한 변형예도 본 발명의 범위에 있는 것은 당업자에게 이해되는 바이다.

도 16은 도 11에 도시한 히스테리시스 비교기의 변형예를 도시하는 도면이다. 비교기(41)의 비반전 입력 단자와 그 출력 단자의 사이에 병렬로 복수의 스위칭 소자가 삽입된다. 도 16에서는 3개의 스위칭 소자 M5 내지 M7이 병렬로 접속된다. 구동 신호 생성부(10)(보다 엄밀하게는 디코더(14)의 정지 제어부(61))는, 그들 스위칭 소자를 온하는 수를 제어함으로써 불감대의 폭을 조정할 수 있다. 온하는 수가 많을수록 불감대의 폭이 넓어지고, 모두 오프하면 통상의 비교기가 된다.

도 17은 도 1에 도시한 리니어 진동 모터(200)의 구동 제어 회로(100)의 구성의 변형예를 도시하는 도면이다. 도 17에 도시하는 제로 크로스 검출부(40)에서는, 비교기(41) 대신에 아날로그/디지털 변환기(41a)를 사용한다. 아날로그/디지털 변환기(41a)는, 유기 전압 검출부(30)(도 17의 예에서는 차동 증폭 회로)의 출력 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 구동 신호 생성부(10)는 리니어 진동 모터(200)의 구동 종료 후, 아날로그/디지털 변환기(41a)의 출력 디지털 신호를 바탕으로 리니어 진동 모터(200)가 정지되었는지의 여부를 판정한다. 상술한 바와 같이 비용이나 소비 전력은 증대되지만, 고정밀도의 디지털 처리에 의한 정지 제어를 실현할 수 있다.

100: 구동 제어 회로
10: 구동 신호 생성부
14: 디코더
16: 차분 산출 회로
18: 가산 회로
20: 구동부
30: 유기 전압 검출부
40: 제로 크로스 검출부
200: 리니어 진동 모터
210: 고정자
L1: 코일
220: 진동자

Claims (4)

1. 고정자와 진동자를 갖고, 양자 중 적어도 한쪽은 전자석으로 구성되고, 이 전자석의 코일에 구동 전류를 공급하여, 진동자를 고정자에 대하여 진동시키는 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로이며,
   상기 코일에 플러스 전류와 마이너스 전류를 교대로 흘리기 위한 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부와,
   상기 구동 신호 생성부에 의해 생성된 구동 신호에 따른 구동 전류를 생성하여, 상기 코일에 공급하는 구동부와,
   상기 코일에 발생하는 유기 전압을 검출하는 유기 전압 검출부와,
   상기 유기 전압 검출부에 의해 검출된 유기 전압과, 그 유기 전압의 제로 크로스를 검출하기 위한 기준 전압을 비교하는 비교기를 구비하고,
   상기 구동 신호 생성부는, 상기 리니어 진동 모터의 구동 종료 후, 그 구동 시에 생성하고 있던 구동 신호의 위상에 대하여 역위상의 구동 신호이며, 상기 구동부가 하이 임피던스 상태로 제어되는 하이 임피던스 기간을 포함하는 구동 신호를 생성하고,
   상기 유기 전압 검출부는, 상기 하이 임피던스 기간에 상기 코일에 발생하는 유기 전압을 검출하고,
   상기 비교기는, 소정의 불감대에서는 출력 레벨이 변화하지 않는 히스테리시스 비교기로서의 기능을 구비하고, 상기 하이 임피던스 기간에 하이 레벨 신호 또는 로우 레벨 신호를 출력하고,
   상기 구동 신호 생성부는, 상기 비교기로부터 연속하는 상기 하이 임피던스 기간에 연속하여 동상 신호가 출력되었을 때, 상기 리니어 진동 모터가 정지되었다고 판정하는 것을 특징으로 하는 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로.
2. 제1항에 있어서, 상기 구동 신호 생성부는, 상기 리니어 진동 모터의 구동 중, 상기 코일에 플러스 전류와 마이너스 전류를 비통전 기간을 두고 교대로 흘리기 위한 구동 신호를 생성하고,
   상기 유기 전압 검출부는, 상기 비통전 기간에 있어서, 상기 코일에 발생하는 유기 전압을 검출하고,
   상기 비교기는, 상기 유기 전압 검출부에 의해 검출된 유기 전압의 제로 크로스를 검출하고,
   상기 구동 신호 생성부는, 상기 리니어 진동 모터의 구동 중, 상기 불감대를 갖지 않는 비히스테리시스 비교기로서 기능시키거나, 또는 상기 불감대를 상기 리니어 진동 모터의 구동 종료 후보다 좁게 하고,
   상기 제로 크로스의 검출 위치로부터 상기 리니어 진동 모터의 고유 진동수를 추정하고, 상기 구동 신호의 주파수를, 당해 고유 진동수에 근접시키는 것을 특징으로 하는 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 구동 신호 생성부는, 상기 불감대의 폭을 조정 가능한 것을 특징으로 하는 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로.
4. 고정자와 진동자를 갖고, 양자 중 적어도 한쪽은 전자석으로 구성되고, 이 전자석의 코일에 구동 전류를 공급하여, 진동자를 고정자에 대하여 진동시키는 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로이며,
   상기 코일에 플러스 전류와 마이너스 전류를 교대로 흘리기 위한 구동 신호를 생성하는 구동 신호 생성부와,
   상기 구동 신호 생성부에 의해 생성된 구동 신호에 따른 구동 전류를 생성하여, 상기 코일에 공급하는 구동부와,
   상기 코일에 발생하는 유기 전압을 검출하는 유기 전압 검출부와,
   상기 유기 전압 검출부에 의해 검출된 유기 전압과, 그 유기 전압의 제로 크로스를 검출하기 위한 기준 전압을 비교하는 비교기를 구비하고,
   상기 구동 신호 생성부는, 상기 리니어 진동 모터의 구동 종료 후, 그 구동 시에 생성하고 있던 구동 신호의 위상에 대하여 역위상의 구동 신호이며, 상기 구동부가 하이 임피던스 상태로 제어되는 하이 임피던스 기간을 포함하는 구동 신호를 생성하고,
   상기 유기 전압 검출부는, 상기 하이 임피던스 기간에 상기 코일에 발생하는 유기 전압을 검출하고,
   상기 비교기는, 소정의 불감대에서는 출력 레벨이 변화하지 않는 히스테리시스 비교기로서의 기능을 구비하고, 상기 하이 임피던스 기간에 하이 레벨 신호 또는 로우 레벨 신호를 출력하고,
   상기 구동 신호 생성부는, 상기 비교기로부터 하이 임피던스 기간과 그 직전의 구동 신호의 기간에서, 연속하여 동상 신호가 출력되었을 때, 상기 리니어 진동 모터가 정지되었다고 판정하는 것을 특징으로 하는 리니어 진동 모터의 구동 제어 회로.

Images