CN102244494B - 直线振动马达的驱动控制电路 - Google Patents

Abstract

直线振动马达的驱动控制电路在直线振动马达的驱动结束时实现最佳的停止控制。在直线振动马达(200)的驱动控制电路(100)中，驱动信号生成部(10)在直线振动马达(200)的驱动结束后，生成与该驱动时所生成的驱动信号的相位相反的相位且包含驱动部(20)被控制为高阻抗状态的高阻抗期间的驱动信号。感应电压检测部(30)检测在高阻抗期间线圈(L1)中产生的感应电压。比较器(41)具备在规定的不灵敏区输出电平不变化的作为迟滞比较器的功能，在高阻抗期间输出高电平信号或低电平信号。在连续的上述高阻抗期间从比较器(41)连续地输出同相信号时，驱动信号生成部(10)判断为直线振动马达(200)已停止。

Description

直线振动马达的驱动控制电路

技术领域

本发明涉及一种用于对振子相对于定子以直线状进行往复振动的直线振动马达进行驱动控制的驱动控制电路。

背景技术

以往，直线振动马达一直使用于电动剃须刀等特定的用途，但是近年来其用途逐渐扩大。例如，在产生用于将按下触摸面板时的操作感觉反馈给用户的振动的元件中采用了直线振动马达。随着这种触觉用途的扩大，预计今后直线振动马达的出厂数会一直增长下去。

专利文献1：日本特开2001-16892号公报

发明内容

发明要解决的问题

在直线振动马达的驱动控制中，希望缩短驱动结束时的从振动停止开始至振动停止完成的时间(以下称为振动停止时间)，尝试开发一种通过以相反相位驱动来缩短该振动停止时间的制动控制。但是，如果无法准确地检测出直线振动马达所剩余的振动力，则无法向直线振动马达施加最佳的制动力。

本发明是鉴于这样的状况而完成的，其目的在于提供一种直线振动马达驱动结束时的最佳的停止控制技术。

用于解决问题的方案

在本发明的一个方式的直线振动马达的驱动控制电路中，直线振动马达具有定子和振子，定子和振子这两者中的至少一个由电磁体构成，通过向该电磁体的线圈提供驱动电流来使振子相对于定子进行振动，该直线振动马达的驱动控制电路具备：驱动信号生成部，其生成用于使正电流和负电流交替地流过线圈的驱动信号；驱动部，其生成与由驱动信号生成部生成的驱动信号相应的驱动电流，并向线圈提供该驱动电流；感应电压检测部，其检测线圈中产生的感应电压；以及比较器，其将由感应电压检测部检测出的感应电压和用于检测该感应电压的零交叉点的基准电压进行比较。在直线振动马达的驱动结束后，驱动信号生成部生成相位与进行该驱动时所生成的驱动信号的相位相反、且包含驱动部被控制成高阻抗状态的高阻抗期间的驱动信号，感应电压检测部对在高阻抗期间内线圈中产生的感应电压进行检测，比较器具备输出电平在规定的不灵敏区(不感帯)内不变化的作为迟滞比较器(hysteresis comparator)的功能，在高阻抗期间内输出高电平信号或低电平信号，在连续的高阻抗期间内从比较器连续地输出同相信号时，驱动信号生成部判断为直线振动马达已停止。

此外，将以上的结构要素任意组合而成的方式、将本发明的表现在方法、装置、系统等之间进行变换后的方式也作为本发明的方式而有效。

发明的效果

根据本发明，能够在直线振动马达驱动结束时，实现最佳的停止控制。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式所涉及的直线振动马达的驱动控制电路的结构的图。

图2是表示驱动部、感应电压检测部以及比较器的结构例的图。

图3是表示实施方式所涉及的驱动控制电路的动作例的时序图。

图4是表示边沿信号、第一时钟信号、第二时钟信号以及第三时钟信号的一例的时序图。

图5是表示解码器的结构例的图。

图6是表示驱动信号的一个周期的波形的图。

图7是用于说明驱动信号的通电期间宽度的控制的图。

图8是用于说明驱动信号的相位控制的图。

图9是表示追加了停止控制功能的解码器的结构例的图。

图10是表示相反相位的驱动信号的一个周期的波形的图。

图11是表示由迟滞比较器构成比较器的例子的图。

图12是表示Pch型运算放大器的结构例的图。

图13是表示Nch型运算放大器的结构例的图。

图14是用于说明上述停止控制的一例的图(之一)。

图15是用于说明上述停止控制的一例的图(之二)。

图16是表示图11所示的迟滞比较器的变形例的图。

图17是表示图1所示的直线振动马达的驱动控制电路的结构的变形例的图。

附图标记说明

100：驱动控制电路；10：驱动信号生成部；14：解码器；16：差计算电路；18：加法电路；20：驱动部；30：感应电压检测部；40：零交叉点检测部；200：直线振动马达；210：定子；L1：线圈；220：振子。

具体实施方式

(基本结构)

图1是表示本发明的实施方式所涉及的直线振动马达200的驱动控制电路100的结构的图。首先，直线振动马达200具有定子210和振子220，定子210和振子220这两者中的至少一个由电磁体构成。在本实施方式中，定子210由电磁体构成。定子210是将线圈L1卷绕在磁性材料的芯体211上而形成的，当向线圈L1通电时，作为磁铁而发挥作用。振子220包括永磁体221，永磁体221的两端(S极侧和N极侧)分别通过弹簧222a、222b被固定在框架223上。定子210和振子220间隔规定的间隙并列配置。此外，也可以与图1的例子相反地，振子220由电磁体构成，定子210由永磁体构成。

驱动控制电路100向上述线圈L1提供驱动电流，来使振子220相对于定子210以直线状进行往复振动。驱动控制电路100具备驱动信号生成部10、驱动部20、感应电压检测部30以及零交叉点检测部40。

驱动信号生成部10生成用于使正电流和负电流以非通电期间为间隔交替地流过线圈L1的驱动信号。驱动部20生成与由驱动信号生成部10生成的驱动信号相应的驱动电流，并提供给线圈L1。感应电压检测部30连接在线圈L1的两端，检测线圈L1的两端电位差。主要检测在非通电期间内线圈L1中产生的感应电压。零交叉点检测部40检测由感应电压检测部30检测出的感应电压的零交叉点。

驱动信号生成部10根据由零交叉点检测部40检测出的感应电压的零交叉点的检测位置来估计直线振动马达200的固有振动频率，使上述驱动信号的频率尽可能地接近该固有振动频率。即，使上述驱动信号的频率适应性地发生变化以使得上述驱动信号的频率与该固有振动频率一致。

更具体地说，驱动信号生成部10计算上述驱动信号的一个周期的结束位置和检测到的应与该结束位置对应的零交叉点的位置的差，将该差与当前的驱动信号的周期宽度相加，来适应性地控制上述驱动信号的周期宽度。在上述驱动信号的一个周期由普通的相位(零→正电压→零→负电压→零)形成的情况下，检测到的应与上述结束位置对应的零交叉点的位置为上述感应电压从负电压向正电压零交叉的位置。相反地，在上述驱动信号的一个周期由相反相位(零→负电压→零→正电压→零)形成的情况下，检测到的应与上述结束位置对应的零交叉点的位置为上述感应电压从正电压向负电压零交叉的位置。

下面，更具体地说明驱动控制电路100的结构。首先，说明驱动部20、感应电压检测部30、零交叉点检测部40的结构。零交叉点检测部40包括比较器41和边沿检测部42。比较器41将由感应电压检测部30检测出的感应电压与用于检测零交叉点的基准电压进行比较。比较器41在该感应电压与该基准电压交叉的时刻使输出反转。例如从低电平信号反转为高电平信号。边沿检测部42将比较器41的输出发生了反转的位置检测为边沿。

图2是表示驱动部20、感应电压检测部30以及比较器41的结构例的图。在图2中，示出了通过H桥电路构成驱动部20、以及通过差动放大电路构成感应电压检测部30的例子。

该H桥电路包括第一晶体管M1、第二晶体管M2、第三晶体管M3以及第四晶体管M4。此外，在图2中为了便于说明，将直线振动马达200的线圈L1也画在驱动部20的框内。第一晶体管M1与第三晶体管M3的第一串联电路以及第二晶体管M2与第四晶体管M4的第二串联电路分别连接在电源电位Vdd与接地电位之间。在第一晶体管M1与第三晶体管M3之间的连接点(以下称为A点)和第二晶体管M2与第四晶体管M4之间的连接点(以下称为B点)之间连接有线圈L1。

在图2中，第一晶体管M1和第二晶体管M2由P沟道MOSFET构成，在各自的源极-漏极之间连接有第一二极管D1和第二二极管D2作为体二极管(body diode)。第三晶体管M3和第四晶体管M4由N沟道MOSFET构成，在各自的源极-漏极之间连接有第三二极管D3和第四二极管D4作为体二极管。

从驱动信号生成部10(更严格地说是后述的解码器14)对第一晶体管M1、第二晶体管M2、第三晶体管M3以及第四晶体管M4的栅极输入上述驱动信号。当根据该驱动信号控制成第一晶体管M1和第四晶体管M4导通且第二晶体管M2和第三晶体管M3截止时，在线圈L1中流过正电流，当根据该驱动信号控制成第一晶体管M1和第四晶体管M4截止且第二晶体管M2和第三晶体管M3导通时，在线圈L1中流过负电流。

上述差动放大电路包括运算放大器OP1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3以及第四电阻R4。运算放大器OP1的反转输入端子经由第一电阻R1与B点相连接，非反转输入端子经由第二电阻R2与A点相连接。运算放大器OP1的反转输入端子和输出端子经由第三电阻R3相连接。基准电压Vref作为偏置电压经由第四电阻R4施加到运算放大器OP1的非反转输入端子。

将第一电阻R1和第二电阻R2的电阻值设定为相同的值，将第三电阻R3和第四电阻R4的电阻值设定为相同的值。在该条件下，上述差动放大电路的放大率为R3/R1。例如，将第一电阻R1和第二电阻R2的电阻值设定为10kΩ、以及将第三电阻R3和第四电阻R4的电阻值设定为20kΩ，从而将线圈L1的两端电压(A-B间电压)放大为2倍。

对比较器41(由开环的运算放大器构成)的反转输入端子施加基准电压Vref。比较器41的非反转输入端子与运算放大器OP1的输出端子相连接，对该非反转输入端子施加运算放大器OP1的输出电压。在对上述差动放大电路施加基准电压Vref作为偏置电压(例如1/2Vdd)的情况下，为了使运算放大器OP1与比较器41的范围相一致，使用基准电压Vref作为比较器41的参考电压。此外，在不对上述差动放大电路施加偏置电压的情况下，使用接地电压作为比较器41的参考电压。

这样，通过将线圈L1的两端电压(A-B间电压)经过上述差动放大电路放大之后输入到比较器41，能够提高线圈L1中产生的感应电压的零交叉点的检测精确度。

图3是表示实施方式所涉及的驱动控制电路100的动作例的时序图。该动作例是以单相全波驱动直线振动马达200的例子。此时，设定非通电期间。非通电期间被设定在正电流通电期间和负电流通电期间各自的前后。即，整个周期中的第一半周期由非通电期间、正电流通电期间以及非通电期间构成，整个周期中的第二半周期由非通电期间、负电流通电期间以及非通电期间构成。在下面的例子中，将半周期180°中的40°分配给非通电期间，将100°分配给正(负)电流通电期间，将40°分配给非通电期间。因而，一个周期中的5/9被分配给通电期间，4/9被分配给非通电期间。下面，在本说明书中，将按该比例的驱动方式称为100度通电。

在图3中，在上述H桥电路的接通-1状态(M1、M4导通而M2、M3截止)下，在线圈L1中流过正电流。在上述H桥电路的断开状态(M1～M4截止)下，在线圈L1中不流动驱动电流。在上述H桥电路的接通-2状态(M1、M4截止而M2、M3导通)下，在线圈L1中流过负电流。

在线圈L1中流过正电流的状态下，定子210被励磁为N极，通过该磁力，振子220受到朝向永磁体221的S极侧的力。通过该力，振子220抵抗弹簧222a向永磁体221的S极侧移动，移动到弹簧222a的收缩极限为止。在线圈L1中没有流动驱动电流的状态下，定子210不被励磁，不产生磁力。振子220通过弹簧222a的恢复力而向中心位置移动。在线圈L1中流过负电流的状态下，定子210被励磁为S极，通过该磁力，振子220受到朝向永磁体221的N极侧的力。通过该力，振子220抵抗弹簧222b向永磁体221的N极侧移动，移动到弹簧222b的收缩极限为止。

这样，驱动信号生成部10通过以断开状态→接通-1状态→断开状态→接通-2状态→断开状态这样的周期控制上述H桥电路，能够使直线振动马达200进行往复运动。

当上述H桥电路从接通-1状态转变为断开状态从而将第一晶体管M1～第四晶体管M4全部切换为截止时，通过上述体二极管而流动再生电流。上述H桥电路从接通-2状态转变为断开状态时也相同。通过有效利用该再生电流，能够提高能量效率，降低驱动控制电路100的功耗。

上述再生电流沿与线圈L1中此前流动的电流的方向相同的方向流动。当上述再生电流不流动时，在线圈L1中流动通过振子220的移动所感应出的感应电流。在振子220停止的状态下该感应电流不流动。在振子220到达振子220的振动范围的两端的瞬间产生振子220停止的状态。

感应电压检测部30通过监视在非通电期间内线圈L1中产生的反电动势电压，能够估计振子220的位置。该反电动势电压为零的状态表示振子220停止(即，位于振动范围的S极侧最大到达地点或者N极侧最大到达地点)。

因而，零交叉点检测部40检测线圈L 1的两端电压(A-B间电压)形成零交叉点(除去由驱动电流和再生电流引起的零交叉点)的时刻，通过测量检测出的零交叉点之间的期间，能够求出直线振动马达200的固有振动频率。此外，连续的零交叉点之间的期间表示直线振动马达200的半振动周期宽度，间隔一个零交叉点的零交叉点之间的期间表示直线振动马达200的整个振动周期宽度。

在本实施方式中，零交叉点检测部40仅检测在非通电期间内线圈L1的两端电压(A-B间电压)从负变为正而形成零交叉点的时刻。在这种情况下，图2示出的比较器41被设定成：在运算放大器OP1的输出电压低于基准电压Vref的期间输出低电平信号，当运算放大器OP1的输出电压高于基准电压Vref时输出高电平信号。

驱动信号生成部10利用与测量出的直线振动马达200的固有振动频率对应的周期宽度，来调整下一驱动信号的周期宽度。通过重复进行该测量和调整，驱动控制电路100能够以直线振动马达200的谐振频率或者该谐振频率附近的频率持续驱动直线振动马达200。

返回图1，更具体地说明驱动信号生成部10。驱动信号生成部10包括第一锁存电路11、主计数器12、循环计数器13、解码器14、第二锁存电路15、差计算电路16、第三锁存电路17、加法电路18以及第四锁存电路19。

第一锁存电路11锁存应与上述驱动信号的一个周期的结束位置对应的计数结束值，在根据第三时钟信号CLK3指示的时刻将该计数结束值输出到主计数器12和解码器14。此外，也能够将该计数结束值输出到差计算电路16。在直线振动马达200的驱动开始时，从未图示的寄存器等对第一锁存电路11设定上述计数结束值的初始值。在驱动开始之后，从第四锁存电路19输入的值成为上述计数结束值。

主计数器12从第一锁存电路11被设定上述计数结束值，从计数初始值重复进行计数直到达到该计数结束值。通常对计数初始值设定0。例如，在设定199作为该计数结束值的情况下，主计数器12为从0重复计数到199的200进制计数器。主计数器12的计数值被输出到循环计数器13、解码器14以及第二锁存电路15。

循环计数器13每当主计数器12的一个计数循环结束时递增，保存主计数器12的计数循环次数。在此，一个计数循环是指从主计数器12的上述计数初始值计数到上述计数结束值为止。一个计数循环对应一个驱动周期，因此计数循环次数对应驱动周期次数。

解码器14利用从主计数器12提供的计数值，生成与上述计数结束值相应的周期宽度的驱动信号。稍后记述解码器14的详细结构。第二锁存电路15依次锁存从主计数器12提供的计数值，将在由零交叉点检测部40检测到零交叉点的位置处锁存的计数值输出到差计算电路16。该检测到零交叉点的位置是通过从边沿检测部42输入的边沿信号进行通知的。如果该检测到零交叉点的位置理想地始终发生在相同的时刻，则第二锁存电路15的输出始终为相同的计数值。

差计算电路16计算从第二锁存电路15输入的计数值与当前的计数结束值之差。在图1中画出了从第一锁存电路11输入当前的计数结束值的例子。此外，既可以是差计算电路16保存当前的计数结束值的结构，也可以是从第四锁存电路19提供当前的计数结束值的结构。

在检测到零交叉点的位置的计数值(＝从第二锁存电路15输入的计数值)小于当前的计数结束值的情况下，差计算电路16从前者减去后者。例如在检测到零交叉点的位置的计数值是197而当前的计数结束值是199的情况下，差计算电路16输出-2。

在检测到零交叉点的位置的计数值大于当前的计数结束值的情况下，从第二锁存电路15输入的计数值为相对于当前的计数结束值的增加值。在这种情况下，差计算电路16原样输出从第二锁存电路15输入的计数值。例如，在检测到零交叉点的位置的本来的计数值是201而当前的计数结束值是199的情况下，从第二锁存电路15输入的计数值为2，差计算电路16原样输出2。由于该计数值在199时被复位，因此从第二锁存电路15输入的计数值不是201，而是2。

第三锁存电路17锁存从差计算电路16输入的差值，在根据第一时钟信号CLK1指示的时刻将该差值输出到加法电路18。加法电路18将从第三锁存电路17输入的差值与从第四锁存电路19输入的当前的计数结束值相加。第四锁存电路19锁存从加法电路18输入的值，在根据第二时钟信号CLK2指示的时刻将该值输出到第一锁存电路11。对于第四锁存电路19，也是在直线振动马达200的驱动开始时从未图示的寄存器等对该第四锁存电路19设定上述计数结束值的初始值。

由加法电路18生成的值作为新的计数结束值，通过第四锁存电路19和第一锁存电路11被设定给主计数器12和解码器14。因而，对主计数器12和解码器14始终设定反映了检测到的紧邻的前一个零交叉点的位置的计数结束值。

图4是表示边沿信号、第一时钟信号CLK1、第二时钟信号CLK2以及第三时钟信号CLK3的一例的时序图。边沿信号从边沿检测部42被设定给第二锁存电路15。第一时钟信号CLK1是使边沿信号延迟半个时钟得到的信号。该半个时钟的延迟是考虑差计算电路16的运算处理而进行的。第二时钟信号CLK2是使第一时钟信号CLK1延迟半个时钟得到的信号。该半个时钟的延迟是考虑加法电路18的运算处理而进行的。

第三时钟信号CLK3是使第二时钟信号CLK2延迟几个时钟得到的信号。该几个时钟的延迟是用于抑制当前的驱动周期的计数结束值在当前的驱动周期的计数结束之前被变更的延迟。例如，在不设置第一锁存电路11的情况下，如果在当前的驱动周期中在该驱动周期结束位置之前检测到了零交叉点，则反映该零交叉点的位置的新计数结束值有可能不是从下一驱动周期开始使用而是从当前的驱动周期开始就被使用。在这种情况下，由于以更新前的计数结束值为基准决定通电期间，因此导致无法维持通电期间与非通电期间的比例。在本实施方式中，导致无法维持100度通电。

通过在第四锁存电路19与主计数器12之间设置第一锁存电路11，能够使将设定给主计数器12的当前的计数结束值更新为反映了零交叉点位置的新计数结束值的时刻延迟。

(解码器结构)

图5是表示解码器14的结构例的图。解码器14根据如下值来决定与上述驱动信号的通电期间对应的计数宽度，该值是上述计数结束值乘以用于使通电期间与上述驱动信号的一个周期之间的比例固定的系数而得到的值。如上所述，上述驱动信号的一个周期包含正电流通电期间和负电流通电期间。因而，在上述100度通电的情况下，各通电期间与上述驱动信号的一个周期之间的比例为100°/360°(≈0.28)。另外，各通电期间的半个期间与上述驱动信号的一个周期之间的比例为50°/360°(≈0.14)。

另外，解码器14根据如下值来决定与上述驱动信号的通电期间的开始位置和结束位置对应的计数值，该值是上述计数结束值乘以用于决定上述驱动信号的通电期间的中心位置的系数而得到的值。如上所述，上述驱动信号的一个周期由前后设定了非通电期间的正电流通电期间和前后设定了非通电期间的负电流通电期间形成。在此，正电流通电期间的长度和负电流通电期间的长度被设定为相等，非通电期间的长度也全部被设定为相等。

因而，用于决定上述驱动信号的正电流通电期间的中心位置的系数被设定为0.25，用于决定上述驱动信号的负电流通电期间的中心位置的系数被设定为0.75。此外，在上述驱动信号的相位相反的情况下，用于决定负电流通电期间的中心位置的系数被设定为0.25，用于决定正电流通电期间的中心位置的系数被设定为0.75。

这样，解码器14能够算出与各通电期间对应的计数宽度以及与各通电期间的中心位置对应的计数值。并且，通过从与该中心位置对应的计数值中减去上述计数宽度的二分之一的值，能够算出与各通电期间的开始位置对应的计数值。另外，通过将与该中心位置对应的计数值与上述计数宽度的二分之一的值相加，能够算出与各通电期间的结束位置对应的计数值。

下面，更具体地进行说明。解码器14包括驱动宽度计算部51、正驱动中心值计算部52、负驱动中心值计算部53、正侧减法部54、正侧加法部55、负侧减法部56、负侧加法部57、正驱动信号生成部58以及负驱动信号生成部59。

驱动宽度计算部51将各通电期间(以下也适当称为驱动期间)的半个期间与上述驱动信号的一个周期之间的比例保持为系数。在上述100度通电的情况下，保持0.14。驱动宽度计算部51从第一锁存电路11被提供计数结束值。驱动宽度计算部51将该计数结束值与该系数相乘。由此，能够算出与各驱动期间的半个期间对应的计数宽度。

正驱动中心值计算部52保持用于决定上述驱动信号的正电流通电期间(以下也适当称为正驱动期间)的中心位置的系数。在本实施方式中，保持0.25。正驱动中心值计算部52从第一锁存电路11被提供计数结束值。正驱动中心值计算部52将该计数结束值与该系数相乘。由此，能够算出与各正驱动期间的中心位置对应的计数值。

负驱动中心值计算部53保持用于决定上述驱动信号的负电流通电期间(以下也适当称为负驱动期间)的中心位置的系数。在本实施方式中，保持0.75。负驱动中心值计算部53从第一锁存电路11被提供计数结束值。负驱动中心值计算部53将该计数结束值与该系数相乘。由此，能够算出与各负驱动期间的中心位置对应的计数值。

正侧减法部54通过从正驱动中心值计算部52所提供的与正驱动期间的中心位置对应的计数值减去驱动宽度计算部51所提供的计数宽度，来算出与正驱动期间的开始位置对应的计数值。正侧加法部55通过将从驱动宽度计算部51提供的计数宽度与从正驱动中心值计算部52提供的与正驱动期间的中心位置对应的计数值相加，来算出与正驱动期间的结束位置对应的计数值。

负侧减法部56通过从负驱动中心值计算部53所提供的与负驱动期间的中心位置对应的计数值减去驱动宽度计算部51所提供的计数宽度，来算出与负驱动期间的开始位置对应的计数值。负侧加法部57通过将从驱动宽度计算部51提供的计数宽度与从负驱动中心值计算部53提供的与负驱动期间的中心位置对应的计数值相加，来算出与负驱动期间的结束位置对应的计数值。

正驱动信号生成部58从主计数器12被提供作为同步时钟的计数值，从正侧减法部54被提供与正驱动期间的开始位置对应的计数值，从正侧加法部55被提供与正驱动期间的结束位置对应的计数值。正驱动信号生成部58按照作为同步时钟的计数值，在与正驱动期间的开始位置对应的计数值至与正驱动期间的结束位置对应的计数值之间输出有含义的信号(例如高电平信号)作为正驱动信号。在除此以外的期间输出无含义的信号(例如低电平信号)。

此外，正驱动信号生成部58能够以所设定的占空比的PWM信号生成该正驱动信号。由正驱动信号生成部58生成的正驱动信号被输入到驱动部20、更具体地说是第一晶体管M1和第四晶体管M4的栅极。此外，在第一晶体管M1的前级设置未图示的反相器，该正驱动信号被反转相位后被输入到第一晶体管M1的栅极。

负驱动信号生成部59从主计数器12被提供作为同步时钟的计数值，从负侧减法部56被提供与负驱动期间的开始位置对应的计数值，从负侧加法部57被提供与负驱动期间的结束位置对应的计数值。负驱动信号生成部59按照作为同步时钟的计数值，在与负驱动期间的开始位置对应的计数值至与负驱动期间的结束位置对应的计数值之间输出重要的信号(例如高电平信号)作为负驱动信号。在除此以外的期间输出不重要的信号(例如低电平信号)。

此外，负驱动信号生成部59能够以所设定的占空比的PWM信号生成该负驱动信号。由负驱动信号生成部59生成的负驱动信号被输入到驱动部20、更具体地说是第二晶体管M2和第三晶体管M3的栅极。此外，在第二晶体管M2的前级设置未图示的反相器，该负驱动信号被反转相位后被输入到第二晶体管M2的栅极。

图6是表示驱动信号的一个周期的波形的图。在图6中，网点区域表示正驱动期间(前)和负驱动期间(后)。由正侧减法部54生成与正驱动开始值a对应的计数值，由正驱动中心值计算部52生成与正驱动中心值b对应的计数值，由正侧加法部55生成与正驱动结束值c对应的计数值。同样地，由负侧减法部56生成与负驱动开始值d对应的计数值，由负驱动中心值计算部53生成与负驱动中心值e对应的计数值，由负侧加法部57生成与负驱动结束值f对应的计数值。

通过如图5所示那样构成解码器14，即使由于上述驱动信号的频率的变更而导致其周期宽度被变更，驱动信号生成部10也能够调整上述驱动信号来维持上述驱动信号的通电期间与非通电期间之比。另外，即使上述驱动信号的周期宽度被变更，驱动信号生成部10也能够调整上述驱动信号来维持一个周期中的通电期间的信号相位的相对位置关系。

图7是用于说明驱动信号的通电期间宽度的控制的图。图7的(a)是表示驱动周期为默认状态时的线圈驱动电压的变化的图，图7的(b)是表示驱动周期从默认状态被调整为较长之后的线圈驱动电压(未进行通电期间宽度的调整)的变化的图，图7的(c)是表示驱动周期从默认状态被调整为较长之后的线圈驱动电压(进行了通电期间宽度的调整)的变化的图。

在图7的(a)中，设定为上述100度通电。即，一个驱动周期中的通电期间与非通电期间之比被设定为5∶4。在图7的(b)中，示出了驱动周期从默认状态被调整为较长之后仍维持默认状态的通电期间宽度的例子。在这种情况下，针对直线振动马达200的驱动力有可能下降，从而直线振动马达200的振动变弱。

在图7的(c)中，进行控制使得驱动周期从默认状态被调整为较长之后仍维持一个驱动周期中的通电期间与非通电期间之比。在本实施方式中，进行控制来维持上述100度通电。该控制是通过解码器14内的驱动宽度计算部51的作用来实现的。

在此，对驱动周期从默认状态被调整为较长的例子进行了说明，但是驱动周期从默认状态被调整为较短的例子也相同。当驱动周期从默认状态被调整为较短之后仍维持默认状态的通电期间宽度时，针对直线振动马达200的驱动力有可能上升，从而直线振动马达200的振动变强。关于该点，在本实施方式中，进行控制使得在驱动周期从默认状态被调整为较短之后仍维持100度通电。

图8是用于说明驱动信号的相位控制的图。图8示出了调整为直线振动马达200的谐振频率之后的线圈L1的两端电压的变化。此外，为了简化说明，省略画出再生电压。第一层的波形表示在驱动信号的相位最佳的状态下驱动直线振动马达200的状态。

第二层的波形表示从其第二周期起驱动信号的相位发生相位延迟的状态下驱动直线振动马达200的状态。该状态是在驱动周期被调整为比之前的周期短且进行该调整后各通电期间的开始位置和结束位置仍维持该调整前的位置的情况下发生的。

第三层的波形表示从其第二周期起驱动信号的相位超前的状态下驱动直线振动马达200的状态。该状态是在驱动周期被调整为比之前的周期长且进行该调整后各通电期间的开始位置和结束位置仍维持该调整前的位置的情况下发生的。

即，在各通电期间的开始位置和结束位置固定的情况下，当驱动周期宽度变更时，驱动信号的相位发生延迟或者超前。对此，在本实施方式中，当驱动周期变更时，各通电期间的开始位置和结束位置适应性地被调整，因此能够最佳地保持驱动信号的相位。该开始位置和结束位置的调整是主要通过解码器14内的正驱动中心值计算部52和负驱动中心值计算部53的作用来实现的。

如以上所说明的那样，根据本实施方式所涉及的驱动控制电路100，通过利用与测量出的直线振动马达200的固有振动频率对应的周期宽度来调整下一驱动信号的周期宽度，由此无论直线振动马达200处于何种状态，都能够以尽可能地接近其固有频率的频率持续地进行驱动。

因而，能够吸收直线振动马达200的产品间的固有振动频率的偏差，能够防止批量生产马达时的产量的减少。另外，即使弹簧222a、222b等随着时间的经过而发生变化，由于以与随时间变化后的固有振动频率对应的驱动频率进行驱动，因此也能够抑制振动减弱。

另外，在适应性地控制驱动信号的周期宽度使得直线振动马达200的固有振动频率与驱动信号的频率相一致时，能够将由于该周期宽度变更而带来的影响抑制为最小。具体地说，即使驱动信号的周期宽度被变更，通过调整通电期间宽度来维持一个周期中的通电期间与非通电期间的比例，由此也能够维持针对直线振动马达200的驱动力。因而，能够抑制由于驱动力的变动而导致直线振动马达200的运动变弱。

另外，即使驱动信号的周期宽度被变更，通过将各通电期间的开始位置和结束位置调整为最佳的位置来维持一个周期中的通电期间的相对位置关系，也能够抑制驱动效率下降。即，当驱动信号的相位发生偏移时，振子220的位置与驱动力的提供位置之间产生偏差，导致驱动效率下降。关于该点，通过将驱动信号的相位维持在最佳的位置，能够通过相同的功耗来获得最大限度的振动。

(停止控制)

下面，针对能够追加到本实施方式所涉及的驱动控制电路100的上述驱动控制中的停止控制进行说明。驱动信号生成部10在直线振动马达200的驱动结束后，生成相位与该驱动时所生成的驱动信号的相位相反且包含驱动部20被控制为高阻抗状态的高阻抗期间的驱动信号。驱动部20通过将与由驱动信号生成部10生成的相反相位的驱动信号相应的相反相位的驱动电流提供给线圈L1，来加快直线振动马达200的停止。当向线圈L1提供该相反相位的驱动电流时，定子210发挥用于使振子220的运动停止的制动作用。

感应电压检测部30检测在上述高阻抗期间内线圈L1中产生的感应电压。驱动信号生成部10根据该感应电压来估计直线振动马达200的驱动结束后的振动力，根据该振动力控制上述相反相位的驱动信号。例如，驱动信号生成部10也可以在该感应电压收敛于规定的电压范围内时，判断为直线振动马达200已停止。即，视为该振动力为零、或者小于规定的基准值。

在满足了上述条件时，驱动信号生成部10停止向驱动部20提供该驱动信号。此外，也可以在满足了该基准之后，向驱动部20提供半个周期或者一个周期的该驱动信号，然后停止提供该驱动信号。此外，在本说明书中，直线振动马达200的驱动结束时是指不包含用于停止控制的反向驱动期间的标准的驱动结束时。

图9是表示追加了停止控制功能的解码器14的结构例的图。图9示出的解码器14是在图5示出的解码器14中追加了停止控制部61的结构。停止控制部61当从循环计数器13接收到直线振动马达200的驱动结束指示时，指示正驱动信号生成部58和负驱动信号生成部59生成相位与在进行该驱动时所生成的驱动信号的相位相反的驱动信号。正驱动信号生成部58在正驱动信号内设置高阻抗期间。同样地，负驱动信号生成部59在负驱动信号内设置高阻抗期间。

图10是表示相反相位的驱动信号的一个周期的波形的图。在该驱动信号中，在负驱动期间和正驱动期间中分别插入高阻抗期间。高阻抗期间是将图2所示的第一晶体管M1、第二晶体管M2、第三晶体管M3以及第四晶体管M4全部控制为截止而驱动部20处于高阻抗状态的期间。在该高阻抗期间内，线圈L 1中产生的感应电压直接被感应电压检测部30检测到。此外，图9、图10所示的解码器14的详细动作除了插入高阻抗期间以外，与将图5、图6所示的解码器14的动作变为相反相位时的动作后的动作相同，因此省略其详细说明。

比较器41每当上述高阻抗期间到来时，都输出高电平信号或者低电平信号作为与由感应电压检测部30检测出的感应电压相对应的输出信号。在连续的高阻抗期间从比较器41连续地输出了同相信号时、或者在高阻抗期间和紧邻该高阻抗期间的之前的驱动信号的期间从比较器41连续地输出了同相信号时，驱动信号生成部10判断为直线振动马达200已停止。即，在连续地输出高电平信号或者连续地输出低电平信号时判断为马达200已停止。该具体例稍后记述。

图11是表示由迟滞比较器构成比较器41的例子的图。迟滞比较器是具有不灵敏区的比较器，在该不灵敏区内输出电平与输入电压的变化无关地不发生变化。在此，具有与来自感应电压检测部30的输出电压无关地将前值输出到边沿检测部42的不灵敏区。

在比较器41的非反转输入端子与其输出端子之间插入有开关元件M5(例如N沟道型MOSFET)。在开关元件M5的两端分别连接电阻元件R11、R12。当该开关元件M5被控制为导通时，通过其导通电阻，比较器41作为迟滞比较器而发挥功能。当该开关元件M5被控制为截止时，比较器41作为普通的比较器而发挥功能。不灵敏区的宽度是根据电阻元件R11、R12而决定的。

在直线振动马达200的驱动过程中，驱动信号生成部10(更严格地说是解码器14的停止控制部61)将开关元件M5截止，来使比较器41作为不具有不灵敏区的普通的比较器而发挥功能。在直线振动马达200的驱动结束后，将开关元件M5导通来使比较器41作为具有不灵敏区的迟滞比较器而发挥功能。此外，也可以使用可变电阻来代替开关元件M5。

接着，考虑上述相反相位的驱动信号被提供给H桥电路的期间中的再生电流。由于对该相反相位的驱动信号设定高阻抗期间，因此驱动信号生成部10进行控制使得在将该H桥电路控制为高阻抗状态之前使再生电流流动。此时，存在如下两种方法(参照图2)：第一方法，将第三晶体管M3和第四晶体管M4(两者都是N沟道型)导通，来使再生电流在线圈L、第三晶体管M3、第四晶体管M4以及接地电位间流动；以及第二方法，将第一晶体管M1和第二晶体管M2(两者都是P沟道型)导通，来使再生电流在线圈L、第一晶体管M1、第二晶体管M2以及电源电位间流动。

在采用第一方法的情况下，优选使用包括对接收输入电压的晶体管采用P沟道型晶体管的运算放大器OP1(下面，在本说明书中称为Pch型运算放大器)的差动放大电路。另一方面，在采用第二方法的情况下，优选使用包括对接收输入电压的晶体管采用N沟道型晶体管的运算放大器OP1(下面，在本说明书中称为Nch型运算放大器)的差动放大电路。

图12是表示Pch型运算放大器OP1p的结构例的图。该Pch型运算放大器OP1p包括差动输入级和输出级。该差动输入级包括被输入差动输入电压(在本实施方式中是线圈两端电压(A-B点))的形成一对的第十一P沟道型晶体管M11和第十二P沟道型晶体管M12。

在接地电位与第十一P沟道型晶体管M11和第十二P沟道型晶体管M12各自的漏极端子之间连接作为负载的电流镜电路。该电流镜电路由形成一对的第十三N沟道型晶体管M13和第十四N沟道型晶体管M14构成。第十三N沟道型晶体管M13和第十四N沟道型晶体管M14的源极端子连接在接地电位上，第十三N沟道型晶体管M13和第十四N沟道型晶体管M14的漏极端子分别与第十一P沟道型晶体管M11和第十二P沟道型晶体管M12的漏极端子相连接。

第十三N沟道型晶体管M13和第十四N沟道型晶体管M14的栅极端子与第十一P沟道型晶体管M11和第十三N沟道型晶体管M13的漏极端子相连接。第十二P沟道型晶体管M12和第十四N沟道型晶体管M14的漏极端子与上述输出级相连接。

在电源电位与第十一P沟道型晶体管M11和第十二P沟道型晶体管M12的共同源极之间连接作为恒流源的第十五P沟道型晶体管M15。对第十五P沟道型晶体管M15的栅极端子施加规定的偏压，从而第十五P沟道型晶体管M15作为恒流源而发挥功能。

上述输出级包含的第十六N沟道型晶体管M16的栅极端子从差动输入级接收第十二P沟道型晶体管M12和第14N沟道型晶体管M14的漏极端子的电压。第十六N沟道型晶体管M16的源极端子连接在接地电位上，其漏极端子与作为恒流源的第十七P沟道型晶体管M17的漏极端子相连接。对第十七P沟道型晶体管M17的栅极端子施加规定的偏压，从而第十七P沟道型晶体管M17作为恒流源而发挥功能。

在第十六N沟道型晶体管M16的栅极端子与第十六N沟道型晶体管M16和第十七P沟道型晶体管M17的漏极端子之间连接第十一电容C11。第十六N沟道型晶体管M16和第十七P沟道型晶体管M17的漏极端子的电压成为Pch型运算放大器OP1p的输出电压。Pch型运算放大器OP1p具有相对于电源电位附近的输入电压的同相输入电压范围窄的性质。

图13是表示Nch型运算放大器OP1n的结构例的图。该Nch型运算放大器OP1n包括差动输入级和输出级。该差动输入级包括被输入差动输入电压(在本实施方式中是线圈两端电压(A-B点))的形成一对的第二十一N沟道型晶体管M21和第二十二N沟道型晶体管M22。

在电源电位与第二十一N沟道型晶体管M21和第二十二N沟道型晶体管M22各自的漏极端子之间连接作为负载的电流镜电路。该电流镜电路由形成一对的第二十三P沟道型晶体管M23和第二十四P沟道型晶体管M24构成。第二十三P沟道型晶体管M23和第二十四P沟道型晶体管M24的源极端子连接在电源电位上，第二十三P沟道型晶体管M23和第二十四P沟道型晶体管M24的漏极端子分别与第二十一N沟道型晶体管M21和第二十二N沟道型晶体管M22的漏极端子相连接。

第二十三P沟道型晶体管M23和第二十四P沟道型晶体管M24的栅极端子与第二十一N沟道型晶体管M21和第二十三P沟道型晶体管M23的漏极端子相连接。第二十二N沟道型晶体管M22和第二十四P沟道型晶体管M24的漏极端子与上述输出级相连接。

在接地电位与第二十一N沟道型晶体管M21和第二十二N沟道型晶体管M22的共同源极之间连接作为恒流源的第二十五N沟道型晶体管M25。对第二十五N沟道型晶体管M25的栅极端子施加规定的偏压，从而第二十五N沟道型晶体管M25作为恒流源而发挥功能。

上述输出级所包含的第二十六P沟道型晶体管M26的栅极端子从差动输入级接收第二十二N沟道型晶体管M22和第二十四P沟道型晶体管M24的漏极端子的电压。第二十六P沟道型晶体管M26的源极端子连接在电源电位上，其漏极端子与作为恒流源的第二十七N沟道型晶体管M27的漏极端子相连接。对第二十七N沟道型晶体管M27的栅极端子施加规定的偏压，从而第二十七N沟道型晶体管M27作为恒流源而发挥功能。

在第二十六P沟道型晶体管M26的栅极端子与第二十六P沟道型晶体管M26和第二十七N沟道型晶体管M27的漏极端子之间连接第二十一电容C21。第二十六P沟道型晶体管M26和第二十七N沟道型晶体管M27的漏极端子的电压成为Nch型运算放大器OP1n的输出电压。Nch型运算放大器OP1n具有相对于接地电位附近的输入电压的同相输入电压范围窄的性质。

在使上述再生电流流动时采用了上述第一方法的情况下，在再生电流流动时，A点和B点的电压上升到电源电位附近。相反地，在采用了上述第二方法的情况下，在再生电流流动时，A点和B点的电压下降到接地电位附近。

因而，在采用了上述第一方法的情况下，如果运算放大器OP1采用了Pch型运算放大器OP1p，则在再生电流流动的期间，Pch型运算放大器OP1p几乎不进行动作，其输出电压不被放大，但是如果采用了Nch型运算放大器OP1n，则Nch型运算放大器OP1n进行动作，其输出电压成为放大后的值。

另外，在采用了上述第二方法的情况下，如果对运算放大器OP1采用了Nch型运算放大器OP1n，则在再生电流流动的期间，Nch型运算放大器OP1n几乎不进行动作，其输出电压不被放大，但是如果采用了Pch型运算放大器OP1p，则Pch型运算放大器OP1p进行动作，其输出电压成为放大后的值。

当在即将转变为高阻抗状态之前在再生电流正在流动的期间对该运算放大器OP1的输出电压进行放大动作时，该运算放大器OP1的输出电压成为脉冲状的电压而出现，致使比较器的输出反转，因此成为使驱动信号生成部10的停止控制判断失常的主要因素。在采用了上述第一方法的情况下通过对运算放大器OP1采用Pch型运算放大器OP1p，另外，在采用了上述第二方法的情况下通过对运算放大器OP1采用Nch型运算放大器OP1n，能够抑制发生该脉冲状的电压。

图14是用于说明上述停止控制的一例的图(之一)。直线振动马达200的驱动期间中的线圈驱动电压(A点)、线圈驱动电压(B点)以及线圈两端电压(A-B点)的变化与图3所示的变化相同。在图12中，比较器41在线圈两端电压(A-B点)为正的期间输出高电平信号，在线圈两端电压(A-B点)为负的期间输出低电平信号。

在制动期间中，向驱动部20提供上述相反相位的驱动信号。对该驱动信号设定高阻抗期间，因此在该期间，对比较器41输入表示直线振动马达200中所剩余的振动力的感应电压，该感应电压不是由于驱动部20的直接反向旋转控制引起的。该比较器41是具有不灵敏区db的迟滞比较器。该迟滞比较器当该感应电压在不灵敏区db中从负电位侧交叉至正电位侧时输出高电平信号。相反，当该感应电压在不灵敏区db中从正电位侧交叉至负电位侧时输出低电平信号。

但是，由于在即将转变为高阻抗状态之前流动的再生电流而产生了上述脉冲状的电压(参照纵虚线)。即，图14所示的例子示出了采用上述第二方法并对运算放大器OP1采用了Pch型运算放大器OP1p的例子。因而，即使表示剩余的振动力的感应电压变小(即，即使收敛于不灵敏区db)，也导致不出现表示该振动力收敛的记号(sign)。

图15是用于说明上述停止控制的一例的图(之二)。图15所示的例子示出了采用上述第一方法并对运算放大器OP1采用了Pch型运算放大器OP1p的例子。在图15中，当表示剩余的振动力的感应电压变小时(即，当收敛于不灵敏区db时)，该迟滞比较器逐渐不响应该感应电压。即，在连续的高阻抗期间连续地输出低电平信号。由此，能够准确地检测出剩余的振动力已几乎消失。此外，上述停止控制中的振动力的检测也可以通过将高阻抗期间的迟滞比较器的输出与紧邻该高阻抗期间的之前的驱动信号的期间的迟滞比较器的输出相比较来进行。在高阻抗期间的迟滞比较器的输出与紧邻该高阻抗期间的之前的驱动信号的期间的迟滞比较器的输出一致时，能够检测出剩余的振动力已几乎消失。

如以上所说明的那样，根据本实施方式所涉及的停止控制，对上述相反相位的驱动信号设定高阻抗期间，通过检测在该期间产生的感应电压，能够控制最佳的制动期间。因而，能够在直线振动马达的驱动结束时实现最佳的停止控制。更具体地说，即使直线振动马达的种类、直到结束时为止的驱动期间、由各个马达的特性偏差引起的制动响应等不同，也能够实现最佳的停止控制。

另外，通过利用迟滞比较器来检测该感应电压，能够精确地确定直线振动马达200的停止点。如果不设置不灵敏区，则由于上述感应电压的细微的变动、噪声的影响，有可能错误地识别振动马达200的停止点，但是通过设置不灵敏区，能够降低错误识别的可能性。

另外，通过设置了在直线振动马达200的驱动过程中以及驱动结束后切换比较器41的模式的结构，能够将比较器41转用于进行驱动结束后的停止控制时的振动力检测，从而能够抑制电路规模以及功耗的增大。此外，在直线振动马达200的驱动过程中，为了减少谐振频率控制的误差，期望不设置不灵敏区或者使不灵敏区变窄。

另外，还考虑设置模拟/数字转换器来代替驱动结束后使用的迟滞比较器，但是在这种情况下，芯片成本、功耗增大，测试工序也变多。

在对运算放大器OP1采用了Pch型运算放大器OP1p的情况下，通过在进入上述高阻抗期间之前使再生电流在电源电位侧流动，能够抑制Pch型运算放大器OP1p的动作。另外，在对运算放大器OP1采用了Nch型运算放大器OP1n的情况下，通过在进入上述高阻抗期间之前使再生电流在接地电位侧流动，能够抑制Nch型运算放大器OP1n的动作。由此，能够避免由于在进入上述高阻抗期间之前产生的脉冲状的电压而迟滞比较器错误地识别感应电压的存在或者其大小。

以上根据实施方式说明了本发明。该实施方式是例示性的，它们的各结构要素、各处理工序的组合能够形成各种变形例，并且这样的变形例也属于本发明的保护范围内，本领域技术人员是能够理解这一点的。

图16是表示图11所示的迟滞比较器的变形例的图。在比较器41的非反转输入端子与其输出端子之间并列地插入多个开关元件。在图16中，三个开关元件M5～M7并联连接。驱动信号生成部10(更严格地说是解码器14的停止控制部61)能够通过控制接通这些开关元件的个数来调整不灵敏区的宽度。接通的个数越多，不灵敏区的宽度越宽，当全部断开时，成为普通的比较器。

图17是表示图1所示的直线振动马达200的驱动控制电路100的结构的变形例的图。在图17所示的零交叉点检测部40中，代替比较器41而使用模拟/数字转换器41a。模拟/数字转换器41a将感应电压检测部30(在图17的例子中是差动放大电路)的输出模拟信号转换为数字信号。驱动信号生成部10在直线振动马达200的驱动结束后，根据模拟/数字转换器41a的输出数字信号，判断直线振动马达200是否停止。虽然如上述那样成本、功耗增大，但是能够实现基于高精确度的数字处理的停止控制。

Claims (4)

1.一种直线振动马达的驱动控制电路，该直线振动马达具有定子和振子，定子和振子这两者中的至少一个由电磁体构成，通过向该电磁体的线圈提供驱动电流来使振子相对于定子进行振动，该直线振动马达的驱动控制电路的特征在于，具备：

驱动信号生成部，其生成用于使正电流和负电流以非通电期间为间隔交替地流过上述线圈的驱动信号；

驱动部，其生成与由上述驱动信号生成部生成的驱动信号相应的驱动电流，并向上述线圈提供该驱动电流；

感应电压检测部，其检测在上述非通电期间内上述线圈中产生的感应电压；以及

比较器，其将由上述感应电压检测部检测出的感应电压和用于检测该感应电压的零交叉点的基准电压进行比较，

其中，在上述直线振动马达的驱动结束后，上述驱动信号生成部生成相位与进行该驱动时所生成的驱动信号的相位相反、且包含上述驱动部被控制成高阻抗状态的高阻抗期间的驱动信号，

上述感应电压检测部对在上述高阻抗期间内上述线圈中产生的感应电压进行检测，

上述比较器具备输出电平在规定的不灵敏区内不变化的作为迟滞比较器的功能，在上述高阻抗期间内输出高电平信号或低电平信号，

在连续的上述高阻抗期间内从上述比较器连续地输出同相信号时，上述驱动信号生成部判断为上述直线振动马达已停止。

2.根据权利要求1所述的直线振动马达的驱动控制电路，其特征在于，

在上述直线振动马达的驱动过程中，上述比较器对由上述感应电压检测部检测出的在上述非通电期间内的感应电压的零交叉点进行检测，

在上述直线振动马达的驱动过程中，上述驱动信号生成部使上述比较器作为不具有上述不灵敏区的非迟滞比较器而发挥功能，或者与上述直线振动马达的驱动结束后相比使上述不灵敏区变窄，

根据检测出的上述零交叉点的位置估计上述直线振动马达的固有振动频率，使上述驱动信号的频率接近该固有振动频率。

3.根据权利要求2所述的直线振动马达的驱动控制电路，其特征在于，

上述驱动信号生成部能够调整上述不灵敏区的宽度。

4.一种直线振动马达的驱动控制电路，该直线振动马达具有定子和振子，定子和振子这两者中的至少一个由电磁体构成，通过向该电磁体的线圈提供驱动电流来使振子相对于定子进行振动，该直线振动马达的驱动控制电路的特征在于，具备：

驱动信号生成部，其生成用于使正电流和负电流以非通电期间为间隔交替地流过上述线圈的驱动信号；

驱动部，其生成与由上述驱动信号生成部生成的驱动信号相应的驱动电流，并向上述线圈提供该驱动电流；

感应电压检测部，其检测在上述非通电期间内上述线圈中产生的感应电压；以及

比较器，其将由上述感应电压检测部检测出的感应电压和用于检测该感应电压的零交叉点的基准电压进行比较，

其中，在上述直线振动马达的驱动结束后，上述驱动信号生成部生成相位与进行该驱动时所生成的驱动信号的相位相反、且包含上述驱动部被控制成高阻抗状态的高阻抗期间的驱动信号，

上述感应电压检测部对在上述高阻抗期间内上述线圈中所产生的感应电压进行检测，

上述比较器具备输出电平在规定的不灵敏区内不变化的作为迟滞比较器的功能，在上述高阻抗期间内输出高电平信号或低电平信号，

在高阻抗期间以及紧邻该高阻抗期间的之前的驱动信号的期间内从上述比较器连续地输出同相信号时，上述驱动信号生成部判断为上述直线振动马达已停止。

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