KR20100054748A - 온도 센서 - Google Patents

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KR20100054748A
KR20100054748A KR1020090109728A KR20090109728A KR20100054748A KR 20100054748 A KR20100054748 A KR 20100054748A KR 1020090109728 A KR1020090109728 A KR 1020090109728A KR 20090109728 A KR20090109728 A KR 20090109728A KR 20100054748 A KR20100054748 A KR 20100054748A
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기요시 요시카와
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세이코 인스트루 가부시키가이샤
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Abstract

온도 의존 전류를 생성하는 회로를 구성하는 반도체 소자에 제조 편차가 존재해도, 종래에 비교해 높은 정밀도로 온도 측정을 행할 수 있는 온도 센서를 제공하는 것으로서, 본 발명의 온도 센서는, 온도에 의존한 온도 의존 전위를 생성하는 온도 의존 전압 생성 회로와, 온도 의존 전위에 의해, 온도 의존 전류를 흐르게 하는 전류 생성 회로와, 온도에 의존하지 않는 기준 전류를 생성하는 기준 전류 생성 회로와, 온도 의존 전류에 의한 제1의 충전 주기와 기준 전류에 의한 제2의 충전 주기에 의해 교대로 충전되는 콘덴서와, 콘덴서의 충전 전압과, 기준 전압을 비교하여 펄스를 생성하는 펄스 생성 회로와, 콘덴서에 대해, 교대로 온도 의존 전류와 기준 전류를 공급하는 제어 회로를 가지고, 온도 의존 전압 생성 회로가 내부를 구성하는 전류원 회로를 형성하는 MOS 트랜지스터 및 상기 전류원 회로의 부하가 되는 바이폴라 트랜지스터의 접속 관계를 전환하는 스위치를 가진다.

Description

온도 센서{TEMPERATURE SENSOR}
본 발명은, 반도체 장치 상에 형성된 온도 센서에 관한 것으로, 반도체 장치 주변의 온도를 측정하는 온도 센서에 관한 것이다.
종래부터, 주위의 온도 변화를 측정하거나 혹은 체온을 측정하기 위해, 반도체 장치를 이용한 온도계가 이용되고 있다.
예를 들면, 온도 변화에 따라 발진 주파수를 제어하고, 회로 동작의 조정(예를 들면, 특허문헌 1 참조)이나 그 주파수 자체로 온도를 나타내는 온도 센서(비특허 문헌 1)가 있다.
특허 문헌 1에 있어서는, 도 11에 도시하는 바와 같이, 바이폴라 트랜지스터(Q1∼Q4)를 이용하여, 온도 의존 전류(IPTAT)를 생성하고, MOS 트랜지스터(M1 및 M2)로 이루어지는 미러 회로에 의해, 이 온도 의존 전류(IPTAT)로부터 전류(IIPTAT)를 생성한다.
그리고, 이 전류(IIPTAT)에 의해 콘덴서(C1)를 충전하고, 이 충전 전압과 기준 전압(Vref)을 비교기가 비교하여, 기준 전압보다 높아지면, 논리 회로(U10A)로부터 펄스가 출력되고, 이 펄스에 의해 콘덴서(C1)의 충전 전압을 방전하여, 콘덴 서(C1)에 대한 충전이 다시 개시된다.
즉, 전류(IIPTAT)의 전류량에 대응하여, 콘덴서(C1)가 기준 전압(Vref)보다 높은 전압으로 충전하는 시간이 변화하게 되어, 펄스의 폭이 온도 정보를 가지게 된다.
그러나, 이 펄스폭을 측정함으로써, 온도를 측정하는 것은 가능하지만, 콘덴서(C1)의 제조 편차에 의해, 측정되는 온도가 정밀도가 나쁘게 되어 버린다.
이 때문에, 비특허 문헌 1에 있어서는, 콘덴서(C1)에 충전하는 전류로서, 온도에 의존하지 않는 전류치(Iref)를 별도로 생성하고, 전류치(IIPTAT)와 전류치(Iref)에 의해 교대로 콘덴서(C1)를 충전하고, 상술한 펄스를 전류치(IIPTAT)와 전류치(Iref)에 의해 교대로 생성하고, 이 펄스의 비에 의해 온도를 측정하여, 콘덴서(C1)의 편차를 요인으로 하는 온도 측정에 있어서의 오차를 억제하고 있다.
<특허 문헌1 > 일본국 특개 2006－101489호 공보
<비특허 문헌1> http：//japan.maxim-ic.com/quick_view2.cfm/qv＿pk/3625(2008년 11월 11일 참조)
그러나, 바이폴라 트랜지스터나 MOS 트랜지스터 등의 제조 편차에 의해, 전류(IIPTAT)가 이론치로부터 어긋나 버리게 되어, 콘덴서(C1)로의 충전이 불규칙하게 되어, 정확하게 온도에 의존한 펄스폭을 생성할 수 없어, 전류치(Iref)와의 비(比)만으로는 정밀도를 향상시킬 수 없다.
특히, 전류(IIPTAT)는 바이폴라 트랜지스터의 밴드 갭을 이용하여 생성하는 것이며, 그 전위차는 몇십 mV로 작다.
따라서, 이 미소한 전위차를 이용하여 전류(IIPTAT)를 생성하는 회로에 있어서, 회로를 구성하는 반도체 소자에 제조 편차가 존재하면, 최종적으로 측정되는 온도의 오차는 매우 큰 값이 되어, 정밀도가 높은 온도 측정을 행할 수 없다.
특히, CMOS 프로세스에 의해 생성된, 전류(IIPTAT)를 생성하는 밴드 갭 기준 회로에 있어서는, 연산 증폭기나 전류원 회로를 구성하는 MOS 트랜지스터의 상대 편차가 오차의 요인이 되고 있다.
본 발명은, 이러한 사정을 감안하여 이루어진 것으로, 전류(IIPTAT)를 생성하는 회로를 구성하는 반도체 소자에 제조 편차가 존재해도, 종래에 비교해 높은 정밀도로 온도 측정을 행할 수 있는 온도 센서를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 온도 센서는, 온도에 의존한 온도 의존 전위를 생성하는 온도 의존 전압 생성 회로(예를 들면, 실시 형태에 있어서의 MOS 트랜지스터(M1, M2)와 바 이폴라 트랜지스터(BT1, BT2)와, 연산 앰프(AP1)로 구성되어 있는 회로)와, 온도 의존 전위에 의해, 온도 의존 전류를 흐르게 하는 전류 생성 트랜지스터와, 온도에 의존하지 않는 기준 전류를 생성하는 기준 전류 생성 회로와, 상기 온도 의존 전류에 의한 제1의 충전 주기와 상기 기준 전류에 의한 제2의 충전 주기에 의해 교대로 충전되는 콘덴서와, 상기 콘덴서의 충전 전압과, 기준 전압을 비교하여 펄스를 생성하는 펄스 생성 회로(예를 들면, 실시 형태에 있어서의 기준 전압 회로(BT)와, 콤퍼레이터(CMP1)로 구성되어 있다)와, 상기 콘덴서에 대해, 교대로 상기 온도 의존 전류와 상기 기준 전류를 공급하는 제어 회로(예를 들면, 실시 형태에 있어서의 플립플롭(FF2 및 FF3), 혹은 플립플롭(FF2, FF3 및 FF5)에 의해 형성되어 있다)를 가지고, 제1의 충전 주기에 있어서 온도에 의존한 폭의 온도 의존 펄스를 출력하고, 제2의 충전 주기에 있어서 온도에 의존하지 않는 폭의 기준 펄스를 출력하고, 상기 온도 의존 전압 생성 회로가, 제1의 MOS 트랜지스터 및 제2의 MOS 트랜지스터로 구성된 전류원 회로와, 상기 제1 또는 상기 제2의 트랜지스터 중 어느 한쪽을 부하로 하여 제1의 전위를 출력하는 제1의 바이폴라 트랜지스터와, 상기 제1 또는 상기 제2의 트랜지스터중 어느 다른쪽을 저항을 통해 부하로 하여, 제2의 전위를 출력하는 바이폴라 트랜지스터의 밴드 갭을 이용한 온도 센서로서 이용하는 제2의 바이폴라 트랜지스터와, 상기 제1의 MOS 트랜지스터 혹은 제2의 MOS 트랜지스터 중 어느 한쪽과 상기 제1의 바이폴라 트랜지스터의 접속을 전환하는 제1의 전환 스위치와, 상기 제1의 MOS 트랜지스터 혹은 제2의 MOS 트랜지스터 중 어느 다른쪽과 상기 제2의 바이폴라 트랜지스터의 접속을 전환하는 제2의 전환 스위치와, 상기 제1 의 전위와 상기 제2의 전위의 전위차를 증폭시켜, 증폭 전압을 상기 제1 및 제2의 MOS 트랜지스터의 게이트에 출력하는 연산 증폭기로 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 온도 센서는, 상기 제어 회로가, 상기 제1의 충전 주기 및 제2의 충전 주기의 각각을, 제1의 주기와 제2의 주기로 분할하고, 제1의 주기와 제2의 주기에 있어서, 상기 제1의 전환 스위치 및 제2의 전환 스위치를 전환하고, 제1의 MOS 트랜지스터 혹은 제2의 MOS 트랜지스터와, 제1의 바이폴라 트랜지스터 혹은 제2의 바이폴라 트랜지스터의 접속을 전환하고, 제1의 주기와 제2의 주기를 합하여, 제1의 충전 주기의 상기 온도 의존 펄스 및 제2의 충전 주기의 시간폭의 기준 전압 펄스로 하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 온도 센서는, 상기 연산 증폭기의 반전 입력 단자에 대해서, 상기 제1의 전위 또는 상기 제2의 전위중 어느 한쪽을 입력시킬지를 전환하는 제3의 전환 스위치와, 상기 연산 증폭기의 비반전 입력 단자에 대해서, 상기 제1의 전위 또는 상기 제2의 전위 중 어느 다른쪽을 입력시킬지를 전환하는 제4의 전환 스위치와, 상기 연산 증폭기의 출력을, 반전 출력으로 할지 비반전 출력으로 할지를 전환하는 제5의 전환 스위치를 더 가지고, 제어 회로가 상기 제1의 전환 스위치와 제2의 전환 스위치의 전환 타이밍에 동기시켜, 상기 제3의 전환 스위치, 상기 제4의 전환 스위치 및 상기 제5의 전환 스위치를 전환하는 것을 특징으로 하는 청구항 2에 기재된 온도 센서.
본 발명의 온도 센서는, 상기 연산 증폭기의 반전 입력 단자에 대해서, 상기 제1의 전위 또는 상기 제2의 전위 중 어느 한쪽을 입력시킬지를 전환하는 제3의 전 환 스위치와, 상기 연산 증폭기의 비반전 입력 단자에 대해서, 상기 제1의 전위 또는 상기 제2의 전위 중 어느 다른쪽을 입력시킬지를 전환하는 제4의 전환 스위치와, 상기 연산 증폭기의 출력을, 반전 출력으로 할지 비반전 출력으로 할지를 전환하는 제5의 전환 스위치를 더 가지고, 상기 제1의 충전 주기를 제1의 서브 충전 주기와 제2의 서브 충전 주기로 나누고, 상기 제1의 서브 충전 주기에 있어서, 제1의 펄스 및 제2의 펄스가 출력되면, 제어 회로가 상기 제3의 전환 스위치, 상기 제4의 전환 스위치 및 상기 제5의 전환 스위치를 전환하고, 상기 제2의 서브 충전 주기에 있어서, 상기 제1의 펄스 및 상기 제2의 펄스가 출력되면, 상기 제1의 서브 충전 주기의 제1의 펄스 및 상기 제2의 펄스와, 상기 제2의 서브 충전 주기의 제1의 펄스 및 제2의 펄스의 분주를 상기 온도 의존 펄스로 하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 온도 센서는, 상기 콘덴서로서, 제1의 콘덴서와 제2의 콘덴서를 설치하고, 콘덴서의 충전 주기마다 전환하여 이용하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 온도 센서는, 상기 저항에, 온도가 증가하면 저항값이 저하하는 온도 특성을 가지는 것을 사용하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, 제조 편차가 존재해도, 전류원 회로의 각 MOS 트랜지스터와, 바이폴라 트랜지스터의 접속을 전환, 상기 MOS 트랜지스터간의 제조 편차에 의한 오프셋(offset)이 포함된 전류치의 편차를 평균화하게 되어, 결과적으로 콘덴서로의 충전 시간을 평균화함으로써, 상기 오프셋을 캔슬하는 것이 가능해져, 온도 의존 펄스의 폭으로의 제조 편차의 오프셋에 의한 영향을 억제할 수 있어, 종래에 비해 높은 정밀도로 온도 측정을 행할 수 있다.
<제1의 실시 형태>
이하, 본 발명의 제1의 실시 형태에 의한 온도 센서를 도면을 참조하여 설명한다. 도 1은 동 실시 형태의 온도 센서의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 1에 있어서, p채널형의 MOS 트랜지스터(M1, M2)는, 전류원 회로를 형성하고 있다. MOS 트랜지스터(M1, M2)는, 소스에 전원 전압이 인가되어 있다. 또한, 후술하는 p채널형의 MOS 트랜지스터(M3)는, 상기 전류원 회로의 MOS 트랜지스터(M1 및 M2)의 게이트와 동일한 바이어스 전압이 인가되어, 전류원 접속으로 되어 있다.
바이폴라 트랜지스터(BT1)는, 상기 MOS 트랜지스터(M1, M2) 중 어느 한쪽의 부하로 되는 pnp형의 바이폴라 트랜지스터이다.
바이폴라 트랜지스터(BT2)는, 저항(R1)을 통해 MOS 트랜지스터(M1, M2) 중 어느 다른쪽의 부하로 되는 pnp형의 바이폴라 트랜지스터이다. 저항(R1)은, 일단이 바이폴라 트랜지스터(BT2)의 이미터에 접속되고, 타단이 전환 스위치(SW1)의 단자에 접속되어 있다. 여기서, 바이폴라 트랜지스터(BT2)는, 이미터의 면적이 크게 형성되고, 온도에 따라 Vbe(베이스 이미터간 전압)이 변화하고, 이 전위(Vbe)를 출력하는 밴드 갭을 이용한 온도 센서로서 이용하고 있다. 또한, 상기 바이폴라 트랜지스터(BT1)와, 바이폴라 트랜지스터(BT2)는 동일한 종류인데, 각각 트랜지스터 사이즈가 다르기 때문에, 각각의 온도 특성도 다르다. 즉, 바이폴라 트랜지스터(BT2)는, 온도 변화에 대한 전압(Vbe)의 저하의 기울기가 바이폴라 트랜지스 터(BT1)에 비해 큰 각도를 가지고 있다. 이 온도 변화에 의한 쌍방의 전위(Vbe)의 차분(ΔVbe)에 의해 온도 측정을 행하게 된다. 여기서, 상술한 이유에 의해, 온도의 상승에 대해서 차분(ΔVbe)은 단조 증가한다.
또한, 바이폴라 트랜지스터(BT1, BT2)는, 베이스 및 컬렉터가 접지되어 있다.
전환 스위치(SW1)는, 제어 신호(S1)에 의해, MOS 트랜지스터(M1)의 드레인의 접속처를, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터와, 저항(R1)의 타단의 어느 한쪽으로 전환한다.
또한, 전환 스위치(SW1)는, 상기 제어 신호(S1)에 의해, MOS 트랜지스터(M2)의 드레인의 접속처를, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터와, 저항(R1)의 타단의 어느 다른쪽으로 전환한다.
예를 들면, 전환 스위치(SW1)는, 제어 신호(S1)가 「H」레벨인 경우, MOS 트랜지스터(M1)의 드레인과, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킴과 더불어, MOS 트랜지스터(M2)의 드레인과, 저항(R1)의 타단을 접속시킨다.
한편, 전환 스위치(SW1)는, 제어 신호(S1)가 「L」레벨인 경우, MOS 트랜지스터(M1)의 드레인과, 저항(R1)의 타단을 접속시킴과 더불어, MOS 트랜지스터(M2)의 드레인과, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킨다.
연산 증폭기(AP1)는, 비반전 입력 단자에 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터와, 저항(R1)의 타단 중 어느 한쪽이 접속되고, 반전 입력자에 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터와, 저항(R1)의 타단 중 어느 다른쪽이 접속된다. 연산 증폭 기(AP1)는, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 전압(Vbe)(제1의 전위)과, 바이폴라 트랜지스터(BT2)의 전압(Vbe)(제2의 전위)의 차분(ΔVbe)이 저항(R1)의 양단에 나타나는, 즉 저항(R1)의 양단의 전위가 ΔVbe가 되도록 제어한다.
또한, 연산 증폭기(AP1)는, 비반전 입력 단자와 반전 입력 단자에 입력되는 전압의 차전압을 증폭시켜, 차전압의 증폭된 전압을 출력 전압으로 하여 비반전 출력 단자로부터 출력하고, 차전압의 증폭된 전압의 극성을 반전한 전압을 출력 전압으로서 반전 출력 단자로부터 출력한다.
전환 스위치(SW2)는, 제어 신호(S1)에 의해, 비반전 입력 단자의 접속처를, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터와, 저항(R1)의 타단 중 어느 한쪽으로 전환한다.
또한, 전환 스위치(SW2)는, 상기 제어 신호(S1)에 의해, 반전 입력 단자의 접속처를, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터와, 저항(R1)의 타단 중 어느 다른쪽으로 전환한다.
예를 들면, 전환 스위치(SW2)는, 제어 신호(S1)가 「H」레벨인 경우, 비반전 입력 단자와, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킴과 더불어, 반전 입력 단자와, 저항(R1)의 타단을 접속시킨다.
한편, 전환 스위치(SW2)는, 제어 신호(S1)가 「L」레벨인 경우, 비반전 입력 단자와, 저항(R1)의 타단을 접속시킴과 더불어, 반전 입력 단자와 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킨다.
전환 스위치(SW3)는, 제어 신호(S1)에 의해, 연산 증폭기(AP1)의 반전 출력 단자와 비반전 출력 단자로부터 출력되는 전압 중 어느 하나를, MOS 트랜지스터(M1, M2) 등의 게이트에 공급하는 바이어스 전압(VB)으로서 출력할지의 전환을 행한다.
예를 들면, 전환 스위치(SW3)는, 제어 신호(S1)가 「H」레벨인 경우, 비반전 출력 단자의 출력 전압을 바이어스 전압(VB)으로서 출력하고, 한편, 제어 신호(S1)가 「L」레벨인 경우, 반전 출력 단자의 출력 전압을 바이어스 전압(VB)으로서 출력한다.
즉, 이 전환 스위치(SW3)는, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자와 반전 입력 단자의 접속처가 전환 스위치(SW2)에 의해 전환되었을 때, 출력 전압의 극성을, 비반전 입력 단자와 반전 입력 단자의 차전압의 극성에 대응시키기 때문에, 비반전 출력 단자와 반전 출력 단자의 전환을 동기하여 행한다.
MOS 트랜지스터(M3)는, p채널형의 MOS 트랜지스터이며, 소스에 전원 전압이 인가되고, 게이트에 바이어스 전압(VB)이 인가되며, 이 바이어스 전압(VB)에 대응한 전류로서, 드레인으로부터 온도 의존 전류(IPTAT)를 출력한다.
기준 전류 생성 회로(100)는, 온도에 의존하지 않는 기준 전류(Iref)를 출력 단자로부터 출력한다.
콘덴서(C1)는, 일단이 전환 스위치(SW4)의 단자에 접속되고, 타단이 접지되어 있다.
전환 스위치(SW4)는, 제어 신호(S2)에 의해, 콘덴서의 상기 일단에 대해서, MOS 트랜지스터(M3)의 드레인 또는 기준 전류 생성 회로(100)의 출력 단자중 어느 것을 접속할지의 전환을 행한다.
예를 들면, 전환 스위치(SW4)는, 제어 신호(S2)가 「L」레벨인 경우, MOS 트랜지스터(M3)의 드레인을 콘덴서(C1)의 일단에 접속하고, 한편, 제어 신호(S2)가 「H」레벨인 경우, 기준 전류 생성 회로(100)의 출력 단자를 콘덴서(C1)의 일단에 접속한다.
전환 스위치(SW5)는, 제어 신호(S3)에 의해, 콘덴서(C1)의 일단을 접지할지 여부의 제어를 행한다. 예를 들면, 전환 스위치(SW5)는, 제어 신호(S3)가 「H」레벨인 경우, 콘덴서(C1)의 일단을 접지한다.
콤퍼레이터(CMP1)는, 정전압원(BT)이 출력하는 기준 전압(Vref)과, 콘덴서(C1)에 충전되는 충전 전압을 비교하여, 충전 전압이 기준 전압(Vref)을 초과한 경우, 「H」레벨로서 제어 신호(S3)를 출력하고, 충전 전압이 기준 전압(Vref) 이하인 경우, 「L」레벨로서 제어 신호(S3)를 출력한다.
여기서, 콘덴서(C1)는, 제어 신호(S3)가 「H」레벨로 되면, 전환 스위치(SW5)에 의해 충전된 전하가 방전된다. 이 때문에, 콤퍼레이터(CMP1)는, 콘덴서(C1)의 충전 전압이 방전되면, 충전 전압이 기준 전압(Vref) 이하로 되므로, 출력인 제어 신호(S3)를 「H」레벨로부터 「L」레벨로 변화시킨다. 따라서, 제어 신호(S3)는, 「H」레벨의 원 쇼트(one-shot) 펄스로서 출력된다.
이하, 각 플립플롭(FF)에 있어서, 출력 단자(Q)는, 클록의 상승 에지에서, 데이터 단자(D)에 입력된 데이터를 래치하고, 그 데이터를 출력한다. 또한, 출력 단자(QB)는, 출력 단자(Q)로부터 출력되어 있는 데이터의 반전 데이터, 예를 들면, 출력 단자(Q)가 「L」레벨일 때, 「H」레벨을 출력한다. 본 실시 형태에 있어서는, 동작 개시에 있어서, 각 플립플롭의 출력 단자(Q)는 「L」레벨을 출력하고, 출력 단자(QB)가 「H」레벨을 출력하고 있다.
플립플롭(FF2)은, 데이터 단자(D)와 출력 단자(QB)가 접속되고, 토글 플립플롭으로서 구성되어 있고, 클록 단자(CK)가 콤퍼레이터(CMP1)의 출력 단자에 접속되고, 클록 단자(CK)에 제어 신호(S3)가 입력되며, 출력 단자(Q)가 다음단의 플립플롭(FF3)의 클록 단자에 접속되어 있고, 출력 신호로서 제어 신호(S1)를 출력하고 있다.
플립플롭(FF3)은, 데이터 단자(D)와 출력 단자(QB)가 접속되고, 토글 플립플롭으로서 구성되어 있고, 클록 단자(CK)가 플립플롭(FF2)의 출력 단자(Q)에 접속되며, 클록 단자(CK)에 클록 신호로서, 플립플롭(FF2)의 출력 단자(Q)의 출력 신호로서 입력되고, 출력 단자(Q)로부터 제어 신호(S2)를 출력한다.
버퍼(BF1)는, 입력 단자가 플립플롭(FF3)의 출력 단자(Q)에 접속되고, 출력 단자가 온도 측정 결과로서의 PWM 파형을 출력하는 PWM 파형 출력 단자에 접속되어 있다.
다음에, 도 2에 의해, 도 1에 있어서의 기준 전류 생성 회로(100)의 구성을 설명한다. 도 2는 도 1에 있어서의 기준 전류 생성 회로(100)의 구성예를 나타내는 블록도이다.
기준 전류 생성 회로(100)는, 기준 전압 발생 회로(200)와, 전압―전류 변환 회로(201)와, p채널형의 MOS 트랜지스터(M4)로 구성되어 있다.
MOS 트랜지스터(M4)는, 소스에 전원 전압이 인가되고, 상기 전압―전류 변환 회로(201)의 출력 단자에 접속되고, 바이어스 전압(VBB)이 인가되며, 드레인으로부터 바이어스 전압(VBB)에 대응한 기준 전류(Iref)를 출력하고 있다.
상기 기준 전압 발생 회로(200)는, p채널형의 MOS 트랜지스터(M5), 저항(R2)과 pnp형의 바이폴라 트랜지스터(BT2)로 구성되어 있다.
MOS 트랜지스터(M5)는, 소스에 전원 전압이 인가 접속되고, 게이트에 바이어스 전압(VB)이 인가되고, 드레인이 상기 저항(R2)의 일단에 접속점(A)에서 접속되어 있다.
바이폴라 트랜지스터(BT2)는, 이미터가 저항(R2)의 타단에 접속되고, 베이스 및 컬렉터가 접지되어 있다.
즉, 바이폴라 트랜지스터(BT2)는, 저항(R2)을 통해 MOS 트랜지스터(M5)가 부하로서 접속되어 있다.
여기서, 도 2의 저항(R2)은, 도 1의 저항(R1)과 동일한 종류의 저항 소자에 의해 구성되어 있다. 저항(R1)에서 발생하는 양의 온도 특성을 가지는 전압을, 저항(R1)과 저항(R2)의 저항값의 비만큼 배로 한 전압이 저항(R2)의 양단에 발생한다. 즉, 저항(R2)에 흐르는 전류가 양의 온도 특성을 가지고, 저항(R2)간에 양의 온도 특성의 전압이 발생하게 되는 한편, 바이폴라 트랜지스터(BT2)는 온도가 상승하면 전압(Vbe)이 저하하게 되므로, 상호 온도에 대해서 변화를 서로 부정하고, 접속점(A)의 전압은 온도에 의존하지않는 일정한 전압(Vcnt)으로 된다.
상기 전압―전류 변환 회로(201)는, 연산 증폭기(AP3), p채널형의 MOS 트랜 지스터(M6)와 저항(R3)으로 구성되어 있다.
저항(R3)은, 일단이 상기 MOS 트랜지스터(M6)의 드레인의 접속점(B)에 있어서 접속되고, 타단이 접지되어 있다. 여기서, 저항(R3)은 온도에 비의존성의 특성을 가지는 재료에 의해 형성되어 있다.
연산 증폭기(AP3)는, 비반전 입력 단자가 접속점(A)에 접속되고, 전압(Vcnt)이 인가되고, 반전 입력 단자가 상기 접속점(B)에 접속되며, 출력 단자로부터 바이어스 전압(VBB)을 출력한다.
MOS 트랜지스터(M6)는, 소스에 전원 전압이 인가되고, 게이트가 상기 연산 증폭기(AP3)의 출력 단자에 접속되며, 바이어스 전압(VBB)이 인가되고, 드레인이 저항(R3)을 통해 접지되어 있다.
상술한 구성에 의해, 기준 전류 생성 회로(100)는, 온도에 의존하지 않는 기준 전류(Iref)를 출력한다.
본 실시 형태에 있어서의 온도 센서의 측정 결과는, 상술한 구성에 의해, 도 3에 도시하는 PWM 파형에 의해 출력된다.
여기서, 시간폭(T1)이 온도에 의존하지 않는 기준 시간폭이며, 시간폭(T2)이 도 4의 그래프에 표시하는 바와 같이, 온도에 의존하는 온도 의존 시간폭이다. 도 3은 세로축이 펄스의 레벨을 표시하고, 가로축이 시간이다. 이 시간폭(T2)은, 도 4에 도시하는 바와 같이, 온도가 상승함에 따라, 감소한다. 도 4는 가로축이 온도이며, 세로축이 펄스폭(시간폭)이다.
즉, 시간폭(T1)은 기준 전류(Iref)에 의해 콘덴서(C1)가 기준 전압(Vref)까 지 충전되는 시간이며, 한편, 시간폭(T2)은 온도 의존 전류(IPTAT)에 의해 콘덴서(C1)가 기준 전압(Vref)까지 충전되는 시간이다.
여기서, 측정 결과의 온도(T)는, 이하의 식에 의해 구해진다.
T＝(T1/T2)×α－β
상기 식에 있어서, α 및 β는 계수이다.
다음에, 도 5를 이용하여, 도 1에 도시하는 온도 센서의 동작을 설명한다. 도 5는, 도 1의 온도 센서의 동작예를 설명하는 타이밍 차트이다.
시각(t1)에 있어서, 기준 전류(Iref)에 의해 충전된 충전 전압이 기준 전압(Vref)을 초과하고, 콤퍼레이터(CMP1)는, 제어 신호(S3)를 「H」레벨로 한다.
전환 스위치(SW5)는, 도통 상태로 되어, 콘덴서(C1)에 축적되어 있는 충전 전압을 방전한다.
이에 따라, 콤퍼레이터(CMP1)는, 출력하는 제어 신호(S3)를 「L」레벨로 한다(이하, 상술한 동작을 콤퍼레이터(CMP1)가 제어 신호(S3)의 펄스를 출력한다고 기재한다).
또한, 플립플롭(FF2)은, 상기 제어 신호(S3)의 「H」레벨로의 상승 에지에 의해, 출력 신호(S1)를 「L」레벨로부터 「H」레벨로 변화시킨다.
마찬가지로, 플립플롭(FF2)은, 상기 제어 신호(S3)의 「H」레벨로의 상승 에지에 의해, 출력 단자로부터의 출력을 「L」레벨로부터 「H」레벨로 변화시킨다.
플립플롭(FF2)의 출력 단자로부터의 출력 「H」레벨로의 상승 에지에 의해, 플립플롭(FF3)은, 출력 단자로부터 출력하는 제어 신호(S2)를 「H」레벨로부터 「L 」레벨로 변화시킨다.
제어 신호(S1)가 「H」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW1)는, MOS 트랜지스터(M1)의 드레인과 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킴과 더불어, MOS 트랜지스터(M2)의 드레인과 저항(R1)의 타단을 접속시킨다.
마찬가지로, 제어 신호(S1)가 「H」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW2)는, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자와 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속함과 더불어, 반전 입력 단자와 저항(R1)의 타단을 접속시킨다.
또한, 제어 신호(S1)가 「H」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW3)는, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 출력 단자의 출력 전압을 바이어스 전압(VB)으로서 출력한다.
제어 신호(S2)가 「L」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW4)는, MOS 트랜지스터(M3)의 드레인을 콘덴서의 일단에 접속한다.
이에 따라, 콘덴서(C1)로의 충전이 온도 의존 전류(IPTAT)에 의해 행해진다.
다음에, 시각(t2)에 있어서, 콘덴서(C1)에 대한 충전 전압이 기준 전압(Vref)을 초과하면, 콤퍼레이터(CMP1)는, 제어 신호(S3)의 펄스를 출력한다.
이에 따라, 플립플롭(FF2)은, 제어 신호(S3)의 펄스의 상승 에지에 의해, 출력의 제어 신호(S1)를 「H」레벨로부터 「L」레벨로 변화시킨다.
마찬가지로, 플립플롭(FF2)은, 제어 신호(S3)의 펄스의 상승 에지에 의해, 출력의 제어 신호(S1)를 「H」레벨로부터 「L」레벨로 변화시킨다.
이 때, 플립플롭(FF3)은, 제어 신호(S2)를 「L」레벨인 채 출력하고 있다.
제어 신호(S1)가 「L」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW1)는, MOS 트랜지스 터(M1)의 드레인과 저항(R1)의 타단을 접속시킴과 더불어, MOS 트랜지스터(M2)의 드레인과 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킨다.
마찬가지로, 제어 신호(S1)가 「L」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW2)는 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자와 저항(R1)의 타단을 접속함과 더불어, 반전 입력 단자와 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킨다.
또한, 제어 신호(S1)가 「L」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW3)는, 연산 증폭기(AP1)의 반전 출력 단자의 출력 전압을 바이어스 전압(VB)으로서 출력한다.
제어 신호(S2)가 「L」레벨인 채이므로, 전환 스위치(SW4)는, MOS 트랜지스터(M3)의 드레인을 콘덴서의 일단에 접속한 상태를 계속한다.
이에 따라, 콘덴서(C1)로의 충전이 온도 의존 전류(IPTAT)에 의해 행해진다.
다음에, 시각(t3)에 있어서, 콘덴서(C1)에 대한 충전 전압이 기준 전압(Vref)을 초과하면, 콤퍼레이터(CMP1)는, 제어 신호(S3)의 펄스를 출력한다.
이에 따라, 플립플롭(FF2)은, 제어 신호(S3)의 펄스의 상승 에지에 의해, 출력의 제어 신호(S1)를 「L」레벨로부터 「H」레벨로 변화시킨다.
마찬가지로, 플립플롭(FF2)은, 제어 신호(S3)의 펄스의 상승 에지에 의해, 출력의 제어 신호(S1)를, 「L」레벨로부터 「H」레벨로 변화시킨다.
또한, 플립플롭(FF3)은, 플립플롭(FF2)의 출력 단자(Q)의 출력이 「H」레벨로 되는 상승 에지에 의해, 제어 신호 S2를 「L」레벨로부터 「H」레벨로 변화시킨다.
제어 신호(S1)가 「H」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW1)는, MOS 트랜지스 터(M1)의 드레인과 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킴과 더불어, MOS 트랜지스터(M2)의 드레인과 저항(R1)의 타단을 접속시킨다.
마찬가지로, 제어 신호(S1)가 「H」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW2)는, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자와 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속함과 더불어, 반전 입력 단자와 저항(R1)의 타단을 접속시킨다.
또한, 제어 신호(S1)가 「H」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW3)는, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 출력 단자의 출력 전압을 바이어스 전압(VB)으로서 출력한다.
제어 신호(S2)가 「H」레벨로 되기 때문에, 전환 스위치(SW4)는, 기준 전류 생성 회로(100)의 출력 단자를 콘덴서의 일단에 접속한다.
이에 따라, 콘덴서(C1)로의 충전이 기준 전류(Iref)에 의해 행해진다.
다음에, 시각(t4)에 있어서, 콘덴서(C1)에 대한 충전 전압이 기준 전압(Vref)을 초과하면, 콤퍼레이터(CMP1)는, 제어 신호(S3)의 펄스를 출력한다.
이에 따라, 플립플롭(FF2)은, 제어 신호(S3)의 펄스의 상승 에지에 의해, 출력의 제어 신호(S1)를 「H」레벨로부터 「L」레벨로 변화시킨다.
마찬가지로, 플립플롭(FF2)은, 제어 신호(S3)의 펄스의 상승 에지에 의해, 출력의 제어 신호(S1)를 「H」레벨로부터 「L」레벨로 변화시킨다.
또한, 플립플롭(FF3)은, 제어 신호(S2)를 「H」레벨인 채로 한다.
제어 신호(S1)가 「L」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW1)는, MOS 트랜지스터(M1)의 드레인과 저항(R1)의 타단을 접속시킴과 더불어, MOS 트랜지스터(M2)의 드레인과 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킨다.
마찬가지로, 제어 신호(S1)가 「L」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW2)는, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자와 저항(R1)의 타단을 접속함과 더불어, 반전 입력 단자와 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킨다.
또한, 제어 신호(S1)가 「L」레벨로 됨으로써, 전환 스위치(SW3)는, 연산 증폭기(AP1)의 반전 출력 단자의 출력 전압을 바이어스 전압(VB)으로서 출력한다.
제어 신호(S2)가 「H」레벨인 채이므로, 전환 스위치(SW4)는, 기준 전류 생성 회로(100)의 출력 단자를 콘덴서의 일단에 접속한 상태를 계속한다.
이에 따라, 콘덴서(C1)로의 충전이 기준 전류(Iref)에 의해 행해진다.
시각(t5) 이후, 상술한 시각(t1)으로부터 시각(t4)까지의 처리가 반복하여 행해진다.
상술한 것처럼, 본 실시 형태에 있어서는, 콘덴서(C1)에 온도 의존 전류(IPTAT)를 이용한 충전을 행하는 제1의 충전 주기(T2)를, 2개의 주기(T2A)(예를 들면, 시각(t1)으로부터 시각(t2)의 사이), T2B(예를 들면, 시각(t2)으로부터 시각(t3)의 사이)로 분할하고, 이 2개의 주기(T2A, T2B)에 있어서 MOS 트랜지스터(M1 및 M2)와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환 스위치(SW1)에 의해 전환함으로써, MOS 트랜지스터(M1)와 MOS 트랜지스터(M2)의 사이의 제조 편차에 의한 오프셋을 캔슬한다.
마찬가지로, 상기 2개의 주기(T2A, T2B)에 있어서, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자 및 반전 입력 단자와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환 스위치(SW2 및 SW3)에 의해 전환함으로써(반전 출력 단자 및 비 반전 출력 단자의 전환도 포함한다), 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자 및 반전 입력 단자간에 있어서의 오프셋을 캔슬한다.
그리고, 콘덴서(C1)에 대한 충전에 필요한 시간으로서, 2개의 주기(T2A와 T2B)를 합하여, 즉, 콤퍼레이터(CMP1)가 출력하는 제어 신호(S3)의 펄스에 의해, 플립플롭(FF3)이 분주하고, 2개의 주기(T2A와 T2B)를 가산한 시간폭의 제1의 충전 주기(T2)를 생성하여, 이 충전 주기(T2)의 폭의 온도 의존성 펄스로 하고, PWM 파형(「H」레벨)을 버퍼(BF1)를 통해 출력한다.
즉, 상술한 MOS 트랜지스터(M1 및 M2)간의 오프셋, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자 및 반전 입력 단자간의 오프셋에 의해, 온도 의존 전류(IPTAT)의 전류치가 제품에 따라 불규칙하게 된다. 즉, 도 5에 있어서, 시각(t1)으로부터 시각(t3)의 사이에 기재되어 있는 파선이 이상의 콘덴서(C1)의 충전 전압의 변화를 나타내고 있는데, 실제로는 상술한 오차(ΔT)를 가지는 실선의 변화로 된다.
이 때문에, 본 실시 형태에 있어서는, 상술한 것처럼, MOS 트랜지스터(M1 및 M2)와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환함과 더불어, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자 및 반전 입력 단자와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환하고, 온도 의존 전류(IPTAT)의 편차에 의한 충전 시간(T2A)과 충전 시간(T2B)의 사이의 오차(ΔT)를 캔슬한다.
이 결과, 본 실시 형태에 의하면, 제품마다의 편차에 의한 온도 측정 결과로서 생기는 오차를 억제하여, 제품간의 오차가 적은 정밀도 높은 온도 측정을 행할 수 있다.
또한, 본 실시 형태에 있어서는, 콘덴서(C1)에 대해서 기준 전류(Iref)를 이용한 충전을 행하는 제2의 충전 주기(T1)도 마찬가지로, 주기(T1A와 T1B)로 분할하여 충전 처리를 행하고, 콤퍼레이터(CMP1)가 출력하는 제어 신호(S3)의 펄스에 의해, 플립플롭(FF3)이 분주하고, 2개의 주기(T1A와 T1B)를 가산한 시간폭의 제2의 충전 주기(T1)를 생성하여, 이 충전 주기(T1)의 폭의 온도 의존성 펄스로서, PWM 파형(「L」레벨)을 버퍼(BF1)를 통해 출력한다.
또한, 전환 스위치(SW2) 및 전환 스위치(SW3)를 설치하지 않고, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자에 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속하고, 반전 입력 단자에 저항(R1)의 타단을 접속하고, 비반전 출력 단자로부터 바이어스 전압(VB)을 출력시키도록 접속해 두고, MOS 트랜지스터(M1 및 M2)와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환만 행하며, MOS 트랜지스터(M1 및 M2)간의 오프셋만을 캔슬하도록 구성해도 된다.
<제2의 실시 형태>
다음에, 본 발명의 제2의 실시 형태에 의한 온도 센서를 도면을 참조하여 설명한다. 도 6은 동 실시 형태의 온도 센서의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도1의 제1의 실시 형태와 동일한 구성에 대해서는, 동일한 부호를 붙여, 그 설명을 생략한다. 이하, 제1의 실시 형태와 다른, 제2의 실시 형태의 구성 및 동작만을 설명한다.
새롭게 부가된 구성은, 플립플롭(FF5)이다.
플립플롭(FF5)은, 플립플롭(FF3)의 다음단으로서 설치되고, 데이터 단자와 출력 단자(QB)가 접속된 토글 플립플롭을 구성하고 있고, 클록 단자(CK)가 플립플롭(FF3)의 출력 단자(Q)에 접속되고, 플립플롭(FF3)의 출력 단자(Q)의 출력 신호인 제어 신호(S4)가 입력되어, 출력 단자(Q)로부터 제어 신호(S5)를 출력한다.
전환 스위치(SW1)는, 제1의 실시 형태와 마찬가지로, 제어 신호(S1)에 의해, MOS 트랜지스터(M1 및 M2)와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환하는 동작을 행한다.
한편, 전환 스위치(SW2 및 SW3)는, 제어 신호(S4)에 의해, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자 및 반전 입력 단자와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환하는 처리를 행한다.
예를 들면, 전환 스위치(SW2)는, 제어 신호(S4)가 「H」레벨인 경우, 비반전 입력 단자와, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킴과 더불어, 반전 입력 단자와, 저항(R1)의 타단을 접속시킨다.
한편, 전환 스위치(SW2)는, 제어 신호(S4)가 「L」레벨인 경우, 비반전 입력 단자와, 저항(R1)의 타단을 접속시킴과 더불어, 반전 입력 단자와, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킨다.
또한, 전환 스위치(SW3)는, 제어 신호(S4)에 의해, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 출력 단자와 반전 출력 단자로부터 출력되는 전압 중 어느 것을, MOS 트랜지스터(M1, M2) 등에 공급하는 바이어스 전압(VB)으로서 출력할지의 전환을 행한다.
예를 들면, 전환 스위치(SW3)는, 제어 신호(S4)가 「H」레벨인 경우, 비반전 출력 단자의 출력 전압을 바이어스 전압(VB)으로서 출력하고, 한편, 제어 신호(S4) 가 「L」레벨인 경우, 반전 출력 단자의 출력 전압을 바이어스 전압(VB)으로서 출력한다.
즉, 이 전환 스위치(SW3)는, 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자와 반전 입력 단자의 접속처가 전환 스위치(SW2)에 의해 전환되었을 때, 출력 전압의 극성을, 비반전 입력 단자와 반전 입력 단자의 차전압의 극성에 대응시키기 위해서, 비반전 출력 단자와 반전 출력 단자의 전환을 동기하여 행한다.
상술한 것처럼, 제2의 실시 형태에 있어서는, 도 7의 타이밍 차트에 도시하는 바와 같이, PWM 파형의 「L」레벨의 제1의 충전 주기(T2)를 서브 주기(T21와 T22)로 분할하고, 또한 서브 주기(T21)를 주기(T21A)와 주기(T21B)로, 서브 주기(T22)를 주기(T22A)와 (T22B)로 분할하고 있다.
마찬가지로, 제2의 충전 주기(T1)를 서브 주기(T11와 T12)로 분할하고, 또한 서브 주기(T11)를 주기(T11A)와 주기(T11B)로, 서브 주기(T12)를 주기(T12A와 T12B)로 분할하고 있다.
제어 신호(S1)에 의해, 시각(t1, t3, t5, t7)에 있어서의 MOS 트랜지스터(M1 및 M2)와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환하는 동작은, 제1의 실시 형태에 있어서의 시각(t1, t3, t5, t7)의 동작과 동일하다.
또한, 제어 신호(S1)에 의해, 시각(t2, t4, t6, t8)에 있어서의 MOS 트랜지스터(M1 및 M2)와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환하는 동작은, 제1의 실시 형태에 있어서의 시각(t2, t4, t6, t8)과 동일하다.
또한, 제어 신호(S4)에 의해, 시각(t1, t5)에 있어서의 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자 및 반전 입력 단자와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환 스위치(SW2 및 SW3)에 의해 전환하는 동작(반전 출력 단자 및 비반전 출력 단자의 전환도 포함한다)은, 제1의 실시 형태에 있어서의 시각(t2, t4, t6, t8)과 동일하다.
마찬가지로, 제어 신호(S4)에 의해, 시각(t3, t7)에 있어서의 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자 및 반전 입력 단자와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합을 전환 스위치(SW2 및 SW3)에 의해 전환하는 동작(반전 출력 단자 및 비반전 출력 단자의 전환도 포함한다)은, 제1의 실시 형태에 있어서의 시각(t1, t3, t5, t7)과 동일하다.
또한, 제어 신호(S5)에 의해, 시각(t1)에 있어서의 콘덴서(C1)의 타단과, MOS 트랜지스터(M3)의 드레인 또는 기준 전류 생성 회로(100)의 출력 단자의 접속의 조합을 전환 스위치(SW4)에 의해 전환하는 동작은, 제1의 실시 형태에 있어서의 시각(t1, t5)과 동일하다.
마찬가지로, 제어 신호(S5)에 의해, 시각(t5)에 있어서의 콘덴서(C1)의 타단과, MOS 트랜지스터(M3)의 드레인 또는 기준 전류 생성 회로(100)의 출력 단자의 접속의 조합을 전환 스위치(SW4)에 의해 전환하는 동작은, 제1의 실시 형태에 있어서의 시각(t3, t7)과 동일하다.
상술한 것처럼, 제1의 충전 주기(T2) 및 제2의 충전 주기(T1)의 각각을 4분할하고, 각 4분할한 주기에 있어서, 2주기마다 연산 증폭기(AP1)의 비반전 입력 단자 및 반전 입력 단자와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합 을 행하고, 1주기마다 MOS 트랜지스터(M1 및 M2)와, 바이폴라 트랜지스터(BT1 및 BT2)의 사이의 접속의 조합의 전환을 행하고, 제1의 실시 형태와 비교하여, 다시 각 소자간의 조합을 변경하고, 각각의 오프셋의 캔슬의 비율을 향상시켜,보다 정밀도 높은 측정을 행할 수 있도록 하고 있다.
각각, 콘덴서(C1)의 충전 시간에 대응한 주기(주기(T21A, T21B, T22A, T22B, T11A, T11B, T12A, T12B)에서, 콤퍼레이터(CMP1)가 출력하는 제어 신호(S3)를 4분주하고, 제1의 충전 주기(T2)와 제2의 충전 주기(T1)로 이루어지는 PWM 파형이, 버퍼(BF1)를 통해 출력된다.
<제3의 실시 형태>
다음에, 본 발명의 제3의 실시 형태에 의한 온도 센서를 도면을 참조하여 설명한다. 도 8은 동 실시 형태의 온도 센서의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 6의 제2의 실시 형태와 동일한 구성에 대해서는, 동일한 부호를 붙여, 그 설명을 생략한다. 이하, 제2의 실시 형태와 다른, 제3의 실시 형태의 구성 및 동작만을 설명한다.
제3의 실시 형태에 있어서, 새롭게 부가된 구성은, 전환 스위치(SW6)이다.
또한, 제3의 실시 형태에 있어서, 제2의 실시 형태에 있어서의 콘덴서(C1)로 전환하고, 콘덴서(C1A)와 콘덴서(C1B)를 설치한다. 마찬가지로, 제2의 실시 형태에 있어서의 전환 스위치(SW4)로 전환하고, 전환 스위치(SW4A 및 SW4B)를 설치한다. 제2의 실시 형태에 있어서의 전환 스위치(SW5)로 전환하고, 전환 스위치(SW5A 및 5B)를 설치하고 있다. 제2의 실시 형태에 있어서의 MOS 트랜지스터(M3)로 전환 하고, MOS 트랜지스터(M3A 및 M3B)를 설치하고 있다. 전환 스위치(SW5A, 5B)의 각각은, 제어 신호(S1)에 의해, 각각 콘덴서(C1A, C1B)의 방전 처리를 행한다. 제어 신호(S1)에 의해 전환 스위치(SW5A 및 SW5B)가 온 오프함으로써, 콘덴서(C1A, C1B)에 있어서, 어느 한쪽이 충전되는 경우, 다른쪽이 방전 상태에 있다. 즉, 제어 신호(S1)가 「L」레벨인 경우, 전환 스위치(SW5A)가 온 상태로 되고, 전환 스위치(SW5B)가 오프 상태로 되며, 한편, 제어 신호(S1)가 「H」레벨인 경우, 전환 스위치(SW5A)가 오프 상태로 되고, 전환 스위치(SW5B)가 온 상태로 된다.
또한, 제2의 실시 형태에 있어서의 기준 전류 생성 회로(100)로 전환하고, 기준 전류 생성 회로(100A, 100B)를 설치한다.
또한, 전환 스위치(SW1)는, 전환 스위치(SW2) 및 전환 스위치(SW3)와 마찬가지로, 제어 신호(S4)에 의해 전환 제어가 행해진다.
예를 들면, 전환 스위치(SW1)는, 제어 신호(S4)가 「H」레벨인 경우, MOS 트랜지스터(M1)의 드레인과, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킴과 더불어, MOS 트랜지스터(M2)의 드레인과, 저항(R1)의 타단을 접속시킨다.
한편, 전환 스위치(SW1)는, 제어 신호(S4)가 「L」레벨인 경우, MOS 트랜지스터(M1)의 드레인과, 저항(R1)의 타단을 접속시킴과 더불어, MOS 트랜지스터(M2)의 드레인과, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 이미터를 접속시킨다.
MOS 트랜지스터(M3A 및 M3B)는, p채널형의 MOS 트랜지스터이고, 소스에 전원 전압이 인가되고, 게이트에 바이어스 전압(VB)이 인가되어 있다.
기준 전류 생성 회로(100A, 100B)는, 기준 전류 생성 회로(100)와 동일한 구 성이고, 각각 기준 전류(Iref)를 출력하고 있다.
콘덴서(C1A)는, 일단이 전환 스위치(SW4A)의 단자에 접속되고, 타단이 접지되어 있다.
콘덴서(C1B)는, 일단이 전환 스위치(SW4B)의 단자에 접속되고, 타단이 접지되어 있다.
전환 스위치(SW4A)는, 제어 신호(S5)에 의해, MOS 트랜지스터(M3A)의 드레인 또는 기준 전류 생성 회로(100A) 중 어느 것과, 콘덴서(C1A)의 일단의 사이의 접속을 전환한다.
예를 들면, 전환 스위치(SW4A)는, 제어 신호(S5)가 「L」레벨인 경우, MOS 트랜지스터(M3A)의 드레인을 콘덴서(C1A)의 일단에 접속하고, 한편, 제어 신호(S5)가 「H」레벨인 경우, 기준 전류 생성 회로(100A)를 콘덴서(C1A)의 일단에 접속한다.
전환 스위치(SW4B)는, 제어 신호(S5)에 의해, MOS 트랜지스터(M3B)의 드레인 또는 기준 전류 생성 회로(100B) 중 어느 것과, 콘덴서(C1B)의 일단의 사이의 접속을 전환한다.
예를 들면, 전환 스위치(SW4A)는, 제어 신호(S5)가 「L」레벨인 경우, MOS 트랜지스터(M3A)의 드레인을 콘덴서(C1A)의 일단에 접속하고, 한편, 제어 신호(S5)가 「H」레벨인 경우, 기준 전류 생성 회로(100B)의 드레인을 콘덴서(C1B)의 일단에 접속한다.
전환 스위치(SW6)는, 제어 신호(S1)에 의해, 콘덴서(C1A)의 일단과, 콘덴 서(C1B)의 일단의 어느쪽과, 콤퍼레이터(CMP1)의 비반전 입력 단자의 접속을 전환한다.
예를 들면, 전환 스위치(SW6)는, 제어 신호(S1)가 「L」레벨인 경우, 콘덴서(C1A)의 일단을 콤퍼레이터(CMP1)의 비반전 입력 단자에 접속하고, 한편, 제어 신호(S1)가 「H」레벨인 경우, 콘덴서(C1B)의 일단을 콤퍼레이터(CMP1)의 비반전 입력 단자에 접속한다.
상술한 구성에 의해, 본 실시 형태에 있어서는, 콤퍼레이터(CMP1)에 있어서의 기준 전압(Vref)과 비교하는 충전 전압을, 콘덴서(C1A, C1B) 중 어느 한쪽과 교대로 행하게 된다. 예를 들면, 도 7의 타이밍 차트에 있어서, 시각(t2)에 있어서, 콤퍼레이터(CMP1)가 기준 전압(Vref)과 비교하는 것은, 콘덴서(C1A)에 충전된 충전 전압이며, 한편, 시각(t3)에 있어서 콤퍼레이터(CMP1)가 기준 전압(Vref)과 비교하는 것은, 콘덴서(C1B)에 충전된 충전 전압이다. 즉, 충전 시간에 대응한 주기(주기(T21A, T21B, T22A, T22B, T11A, T11B, T12A, T12B))마다, 충전 전압을 기준 전압(Vref)과 비교하는 대상의 콘덴서를, 콘덴서(C1A, C1B) 중 어느쪽에 교대로, 전환 스위치(SW6)에 의해 전환한다.
이에 따라, 본 실시 형태에 있어서는, 콘덴서(C1)를 방전하는 시간이, 충전 주기(T1 및 T2)의 시간폭을 길게 해 버려, 측정 오차가 되는 것을 방지하므로, 콘덴서(C1A 및 ClB)의 2개에 의해, 한쪽의 방전이 개시된 시점에 다른쪽의 충전을 개시하게 되어, 방전 시간에 의한 측정 오차를 억제할 수 있다.
또한, 제1의 실시 형태에 있어서도, 상술한 콘덴서(C1A 및 C1B)를 이용한 구 성을 이용할 수 있다. 제1의 실시 형태에서 이용하는 경우, 전환 스위치(SW4A)와 전환 스위치(SW4B)를 제어하기 위한 제어 신호로서 제어 신호(S2)를 이용한다.
<제4의 실시 형태>
제4의 실시 형태는, 제1의 실시 형태로부터 제3의 실시 형태까지에 있어서의 저항(R1)을 온도 의존성을 가지는 재료로 형성한 구성이다.
도 9에 표시하는 그래프는, 바이폴라 트랜지스터(BT1)와 바이폴라 트랜지스터(BT2)의 전압(Vbe)의 온도 변화를 나타내는 것이다.
P가 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 전압(Vbe)의 온도 변화를 나타내고, Q가 바이폴라 트랜지스터(BT2)의 온도 변화를 나타내고 있다.
각각 선(P1)과 선(Q1)이 이상적인 변화 직선을 나타내고 있는데, 실제로는, 선(P3) 및 선(Q3)으로 표시하는 바와 같이 2차 함수의 성분을 가진 곡선이 된다.
즉, 이하에 나타내는 바이폴라 트랜지스터의 전압(Vbe)의 온도 의존성을 나타내는 (1)식에 있어서의 G의 항이, (2)식에 표시하는 바와 같이 온도차 ΔTr(즉, T－Tr)와 기준 온도(Tr)(본 실시 형태에 있어서는 25℃)의 온도비의 2승의 성분을 가지고 있으므로, 선형성을 일그러트려 버려, 선(P3) 혹은 선(Q3)과 같이, 기준 온도(Tr)의 양측에서 이상의 선(P1, Q1)과 다른 특성을 가지게 된다. 연산 증폭기(AP1)는, 차분 ΔVbe이 정확하게 저항(R1)의 양단에 발생하도록 동작하고, 바이폴라 트랜지스터(BT1)의 전압(Vbe)과, 저항(R1)의 타단의 전압을 일치시키도록 작용한다.
여기서, 차분(ΔVbe)은, 이상적으로는 온도에 대해서 직선 증가이지만, 실제 로는 상술한 이유에 의해 직선 증가하지 않고 오차가 발생한다.
<수 1>
Figure 112009069863713-PAT00001
<수 2>
Figure 112009069863713-PAT00002
이 이상(理想)적인 선(P1)과 선(Q1)에 실제의 특성의 선을 근접시키기 위해, 저항의 (3) 식에 표시하는 특성을 이용한다.
<수 3>
Figure 112009069863713-PAT00003
이 (3) 식에 있어서, TC1은 1차의 온도 계수이며, TC2는 2차의 온도 계수이다.
즉, (2) 식의 (1＋ΔT2·TC2)의 항으로 알 수 있듯이, 저항은 온도차의 2승의 특성을 가지고 있다. 여기서, ΔT는 T－Tr이다.
이 때문에, 저항에 온도에 대해서 저항값이 저하하는 재료를 이용함으로써, 온도 변화에 대해서 바이폴라 트랜지스터에 흐르는 전류가 증가하게 되므로, 온도 센서의 출력과 참값에 대한 오차(Terr)의 온도 특성을 도 10(B)과 같이 변화시키게 된다.
한편, 바이폴라 트랜지스터의 상기 (1)식의 G의 항의 영향에 의해, 온도 센
사의 출력과 참값에 대한 오차(Terr)의 온도 특성은 도 10(A)와 같이 변화한다.
상술한 도 10(A)과 도 10(B)의 변화가 서로 캔슬함으로써, 도 9에 있어서의 전압(Vbe)의 온도 특성이 선(P3)으로부터 선(P2)으로, 또한 선(Q3)으로부터 선(Q2)으로, 이상적 특성인 선(P1, Q1)에 근접시킬 수 있고, 차분(ΔVbe)을 온도에 대해서 직선 증가하는 특성에 근접시킬 수 있어, 온도 측정의 정밀도를 향상시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 제1의 실시 형태에 의한 온도 센서의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 2는 도 1에 있어서의 기준 전류 생성 회로(100)의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 3은 온도 측정 결과로서 출력되는 PWM 파형에 있어서의 제1의 충전 주기(T2)와 제2의 충전 주기(T1)의 관계를 나타내는 파형의 개념도이다.
도 4는 제1의 충전 주기(T2)와 제2의 충전 주기(T1)의 온도 특성에 의한 변화를 나타내는 그래프이다.
도 5는 도 1의 온도 센서의 동작을 설명하는 타이밍 차트이다.
도 6은 본 발명의 제2의 실시 형태에 의한 온도 센서의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 7은 도 6의 온도 센서의 동작을 설명하는 타이밍 차트이다.
도 8은 본 발명의 제3의 실시 형태에 의한 온도 센서의 구성예를 나타내는 블록도이다.
도 9는 온도에 의한 바이폴라 트랜지스터(BT2)의 전압(Vbe)의 변화를 나타내는 그래프이다.
도 10(a)는 온도에 의한 바이폴라 트랜지스터의 영향에 의한 온도 센서의 출력과 참값에 대한 오차(Terr)의 온도 특성 온도를 나타내는 그래프이다.
도 10(b)는 온도에 의한 저항(R1)의 저항치 변화에 의거하는 온도 센서의 출 력과 참값에 대한 오차(Terr)의 온도 특성 온도를 나타내는 그래프이다.
도 11은 종래의 온도 변화에 따라 발신 주파수를 제어하고, 회로 동작을 조정하는 구성을 나타내는 블록도이다.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
100, 100A, 100B : 기준 전류 생성 회로
200 : 기준 전압 발생 회로 201 : 전압―전류 변환 회로
AP1, AP3 : 연산 증폭기 BF1 : 버퍼
BT : 정전압원 BT1, BT2 : 바이폴라 트랜지스터
C1, C1A, C1B : 콘덴서 CMP1 : 콤퍼레이터
FF2, FF3, FF5 : 플립플롭
M1, M2, M3, M3A, M3B, M4, M5, M6 : MOS 트랜지스터
R1, R2, R3 : 저항
SW1, SW2, SW3, SW4, SW4A, SW4B, SW5, SW5A, SW5B, SW6 : 전환 스위치

Claims (6)

  1. 온도에 의존한 온도 의존 전위를 생성하는 온도 의존 전압 생성 회로와,
    온도 의존 전위에 의해, 온도 의존 전류를 흐르게 하는 전류 생성 트랜지스터와,
    온도에 의존하지 않는 기준 전류를 생성하는 기준 전류 생성 회로와,
    상기 온도 의존 전류에 의한 제1의 충전 주기와 상기 기준 전류에 의한 제2의 충전 주기에 의해 교대로 충전되는 콘덴서와,
    상기 콘덴서의 충전 전압과, 기준 전압을 비교하여 펄스를 생성하는 펄스 생성 회로와,
    상기 콘덴서에 대해, 교대로 상기 온도 의존 전류와 상기 기준 전류를 공급하는 제어 회로를 가지고,
    제1의 충전 주기에서 온도에 의존한 폭의 온도 의존 펄스를 출력하고, 제2의 충전 주기에 있어서 온도에 의존하지 않는 폭의 기준 펄스를 출력하고,
    상기 온도 의존 전압 생성 회로가,
    제1의 MOS 트랜지스터 및 제2의 MOS 트랜지스터로 구성된 전류원 회로와,
    상기 제1 또는 상기 제2의 트랜지스터 중 어느 한쪽을 부하로 하여 제1의 전위를 출력하는 제1의 바이폴라 트랜지스터와,
    상기 제1 또는 상기 제2의 트랜지스터 중 어느 다른쪽을 저항을 통해 부하로 하여, 제2의 전위를 출력하는 바이폴라 트랜지스터의 밴드 갭을 이용한 온도 센서 로서 이용하는 제2의 바이폴라 트랜지스터와,
    상기 제1의 MOS 트랜지스터 혹은 제2의 MOS 트랜지스터 중 어느 한쪽과 상기 제1의 바이폴라 트랜지스터의 접속을 전환하는 제1의 전환 스위치와,
    상기 제1의 MOS 트랜지스터 혹은 제2의 MOS 트랜지스터 중 어느 다른쪽과 상기 제2의 바이폴라 트랜지스터의 접속을 전환하는 제2의 전환 스위치와,
    상기 제1의 전위와 상기 제2의 전위의 전위차를 증폭시켜, 증폭 전압을 상기 제1 및 제2의 MOS 트랜지스터의 게이트에 출력하는 연산 증폭기로 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 온도 센서.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제어 회로가, 상기 제1의 충전 주기 및 제2의 충전 주기의 각각을, 제1의 주기와 제2의 주기로 분할하고, 제1의 주기와 제2의 주기에서, 상기 제1의 전환 스위치 및 제2의 전환 스위치를 전환하고, 제1의 MOS 트랜지스터 혹은 제2의 MOS 트랜지스터와, 제1의 바이폴라 트랜지스터 혹은 제2의 바이폴라 트랜지스터의 접속을 전환하고, 제1의 주기와 제2의 주기를 합쳐, 제1의 충전 주기의 상기 온도 의존 펄스 및 제2의 충전 주기의 시간폭의 기준 펄스로 하는 것을 특징으로 하는 온도 센서.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 연산 증폭기의 반전 입력 단자에 대해서, 상기 제1의 전위 또는 상기 제2의 전위 중 어느 한쪽을 입력시킬지를 전환하는 제3의 전환 스위치와,
    상기 연산 증폭기의 비반전 입력 단자에 대해서, 상기 제1의 전위 또는 상기 제2의 전위 중 어느 다른쪽을 입력시킬지를 전환하는 제4의 전환 스위치와,
    상기 연산 증폭기의 출력을, 반전 출력으로 할지 비반전 출력으로 할지를 전환하는 제5의 전환 스위치를 더 가지고,
    제어 회로가 상기 제1의 전환 스위치와 제2의 전환 스위치의 전환 타이밍에 동기시켜, 상기 제3의 전환 스위치, 상기 제4의 전환 스위치 및 상기 제5의 전환 스위치를 전환하는 것을 특징으로 하는 온도 센서.
  4. 청구항 2에 있어서,
    상기 연산 증폭기의 반전 입력 단자에 대해서, 상기 제1의 전위 또는 상기 제2의 전위 중 어느 한쪽을 입력시킬지를 전환하는 제3의 전환 스위치와,
    상기 연산 증폭기의 비반전 입력 단자에 대해서, 상기 제1의 전위 또는 상기 제2의 전위 중 어느 다른쪽을 입력시킬지를 전환하는 제4의 전환 스위치와,
    상기 연산 증폭기의 출력을, 반전 출력으로 할지 비반전 출력으로 할지를 전환하는 제5의 전환 스위치를 더 가지고,
    상기 제1의 충전 주기를 제1의 서브 충전 주기와 제2의 서브 충전 주기로 나누고,
    상기 제1의 서브 충전 주기에서, 제1의 펄스 및 제2의 펄스가 출력되면,
    제어 회로가 상기 제3의 전환 스위치, 상기 제4의 전환 스위치 및 상기 제5 의 전환 스위치를 전환하고,
    상기 제2의 서브 충전 주기에서, 상기 제1의 펄스 및 상기 제2의 펄스가 출력되면,
    상기 제1의 서브 충전 주기의 제1의 펄스 및 상기 제2의 펄스와, 상기 제2의 서브 충전 주기의 제1의 펄스 및 제2의 펄스의 분주를 상기 온도 의존 펄스로 하는 것을 특징으로 하는 온도 센서.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 콘덴서로서, 제1의 콘덴서와 제2의 콘덴서를 설치하고, 콘덴서의 충전 주기마다 전환하여 이용하는 것을 특징으로 하는 온도 센서.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 저항에, 온도가 증가하면 저항값이 저하하는 온도 특성을 가지는 것을 사용하는 것을 특징으로 하는 온도 센서.
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