CN101738262A - 温度传感器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种温度传感器，即使在构成生成温度依赖电流的电路的半导体元件上存在制造偏差，也能比以往更高精度进行温度测定。本发明的温度传感器，其中包括：生成依赖于温度的温度依赖电位的温度依赖电压生成电路；根据温度依赖电位使温度依赖电流流过的电流生成晶体管；生成不依赖于温度的基准电流的基准电流生成电路；通过利用温度依赖电流的第一充电周期和利用基准电流的第二充电周期来被交互充电的电容器；比较电容器的充电电压与基准电压而生成脉冲的脉冲生成电路；以及对电容器交互地供给温度依赖电流和基准电流的控制电路，温度依赖电压生成电路具有开关，该开关对形成构成内部的电流源电路的MOS晶体管，及成为所述电流源电路的负载的双极型晶体管的连接关系进行切换。

Description

温度传感器
技术领域
本发明涉及形成在半导体装置上的温度传感器，且涉及测定半导体装置周边的温度的温度传感器。
背景技术
一直以来，为了测定周围的温度变化或测定体温，使用采用了半导体装置的温度计。
例如有根据温度变化控制振荡频率，并调整电路动作(例如参照专利文献1：日本特开2006-101489号公报)或由频率本身来显示温度的温度传感器(非专利文献1：http://japan.maxim-ic.con/quick_view2.cfm/qv_pk/3625(参照2008年11月11日))。
在专利文献1中，如图11所示，使用双极型晶体管Q1～Q4，生成温度依赖电流IPTAT，通过由MOS晶体管M1及M2构成的反射镜(mirror)电路，从该温度依赖电流IPTAT生成电流IIPTAT。
然后，通过该电流IIPTAT来对电容器C1进行充电，比较器比较该充电电压与基准电压Vref，若比基准电压高，则从“与”电路U10A输出脉冲，通过该脉冲使电容器C1的充电电压放电，并重新开始对电容器C1的充电。
即，对应于电流IIPTAT的电流量，电容器C1充电至比基准电压Vref高的电压的时间会发生变化，且脉冲的宽度具有温度信息。
但是，通过测定该脉宽可以测定温度，但是因电容器C1的制造偏差而所测定的温度精度较差。
因此，在非专利文献1中，作为对电容器C1进行充电的电流，独立地生成不依赖温度的电流值Iref，并通过电流值IIPTAT和电流值Iref来交互地对电容器C1进行充电，并且通过电流值IIPTAT和电流值Iref来交互地生成上述脉冲，且通过该脉冲之比来测定温度，抑制因电容器C1的偏差而产生的测定温度的误差。
但是，由于双极型晶体管或MOS晶体管等的制造偏差，电流IIPTAT会偏离理论值，对电容器C1的充电产生偏差，且无法正确地生成依赖于温度的脉宽，且仅通过与电流值Iref的比无法改善精度。
特别是，电流IIPTAT是利用双极型晶体管的带隙而生成的，其电位差小成数十mV。
因而，在利用该微少的电位差来生成电流IIPTAT的电路中，若构成电路的半导体元件存在制造偏差，则最终测定的温度误差会成为非常大的值，无法进行高精度的温度测定。
特别是，在通过CMOS工艺生成的、生成电流IIPTAT的带隙(bandgap)标准电路中，构成运算放大器或电流源电路的MOS晶体管的相对偏差成为误差的要因。
发明内容
本发明鉴于上述问题构思而成，其目的在于提供一种温度传感器，即使在构成生成电流IIPTAT的电路的半导体元件上存在制造偏差，也能比以往更高精度进行温度测定。
本发明的温度传感器，其特征在于包括：生成依赖于温度的温度依赖电位的温度依赖电压生成电路(例如，在实施方式中由MOS晶体管M1、M2、双极型晶体管BT1、BT2和运算放大器AP1构成的电路)；根据温度依赖电位使温度依赖电流流过的电流生成晶体管；生成不依赖于温度的基准电流的基准电流生成电路；通过利用所述温度依赖电流的第一充电周期和利用所述基准电流的第二充电周期来被交互充电的电容器；比较所述电容器的充电电压与基准电压而生成脉冲的脉冲生成电路(例如，在实施方式中由基准电压电路BT和比较器CMP1构成)；以及对所述电容器交互地供给所述温度依赖电流和所述基准电流的控制电路(例如，在实施方式中利用触发器FF2及FF3、或者利用触发器FF2、FF3及FF5形成)，在第一充电周期中输出依赖于温度的宽度的温度依赖脉冲，在第二充电周期中输出不依赖于温度的宽度的基准脉冲，所述温度依赖电压生成电路由以下部分构成：利用第一MOS晶体管及第二MOS晶体管构成的电流源电路；以所述第一或所述第二晶体管中的任意一个为负载输出第一电位的第一双极型晶体管；经由电阻将所述第一或所述第二晶体管中的任意另一个为负载，且用作温度传感器的第二双极型晶体管，该温度传感器使用输出第二电位的双极型晶体管的带隙；对所述第一MOS晶体管或第二MOS晶体管中的任意一个与所述第一双极型晶体管的连接进行切换的第一切换开关；对所述第一MOS晶体管或第二MOS晶体管中的任意另一个与所述第二双极型晶体管的连接进行切换的第二切换开关；以及放大所述第一电位与所述第二电位之电位差，并将放大电压输出至所述第一及第二MOS晶体管的栅极的运算放大器。
本发明的温度传感器还有这样的特征：所述控制电路将所述第一充电周期和第二充电周期的各个周期分割成第一周期和第二周期，在第一周期和第二周期中，对所述第一切换开关及第二切换开关进行切换，并对第一MOS晶体管或者第二MOS晶体管与第一双极型晶体管或者第二双极型晶体管的连接进行切换，合并第一周期和第二周期，作为第一充电周期的所述温度依赖脉冲及第二充电周期的时间幅度的基准电压脉冲。
本发明的温度传感器还有这样的特征：还包括：第三切换开关，对所述运算放大器的反相输入端子输入所述第一电位或所述第二电位中的哪一个进行切换；第四切换开关，是否对所述运算放大器的非反相输入端子输入所述第一电位或所述第二电位中的另一个进行切换；以及第五切换开关，对于将所述运算放大器的输出是反相输出还是非反相输出进行切换，控制电路使所述第一切换开关与第二切换开关的切换定时同步，从而对所述第三切换开关、所述第四切换开关及所述第五切换开关进行切换。
本发明的温度传感器还有这样的特征：还包括：第三切换开关，对所述运算放大器的反相输入端子输入所述第一电位或所述第二电位中的哪一个进行切换；第四切换开关，是否对所述运算放大器的非反相输入端子输入所述第一电位或所述第二电位中的另一个进行切换；以及第五切换开关，对于将所述运算放大器的输出是反相输出还是非反相输出进行切换，将所述第一充电周期分为第一子充电周期和第二子充电周期，在所述第一子充电周期中，若输出第一脉冲及第二脉冲，则控制电路对所述第三切换开关、所述第四切换开关及所述第五切换开关进行切换，在所述第二子充电周期中，若输出所述第一脉冲及所述第二脉冲，则将所述第一子充电周期的第一脉冲及所述第二脉冲和所述第二子充电周期的第一脉冲及第二脉冲的分频作为所述温度依赖脉冲。
本发明的温度传感器还有这样的特征：作为所述电容器，设置第一电容器和第二电容器，按电容器的每个充电周期切换使用。
本发明的温度传感器还有这样的特征：所述电阻使用具有如果温度增加则电阻值降低的温度特性的电阻。
(发明效果)
依据本发明，即使存在制造偏差，也对电流源电路的各MOS晶体管与双极型晶体管的连接进行切换，且对包含上述MOS晶体管间的制造偏差造成偏移(offset)的电流值的偏差进行平均化，其结果通过对电容器的充电时间进行平均化，可以削除上述偏移，且能够抑制制造偏差的偏移对温度依赖脉冲宽度的影响，可进行比以往更高精度的温度测定。
附图说明
图1是表示本发明第一实施方式的温度传感器的构成例的方框图。
图2是表示图1的基准电流生成电路100的构成例的方框图。
图3是用所输出的PWM波形中的第一充电周期T2和第二充电周期T1的关系来表示温度测定结果的波形的概念图。
图4是表示第一充电周期T2和第二充电周期T1的随温度特性的变化的曲线图。
图5是说明图1的温度传感器的动作的时序图。
图6是表示本发明第二实施方式的温度传感器的构成例的方框图。
图7是说明图6的温度传感器的动作的时序图。
图8是表示本发明第三实施方式的温度传感器的构成例的方框图。
图9是表示双极型晶体管BT2的电压Vbe对温度的变化的曲线图。
图10(a)是表示针对因双极型晶体管受温度影响而产生的温度传感器的输出与真值的误差Terr的温度特性温度的曲线图。
图10(b)是表示针对基于随着温度的电阻R1的电阻值变化的温度传感器的输出与真值的误差Terr的温度特性温度的曲线图。
图11是表示传统的根据温度变化而控制发送频率并调整电路动作的构成的方框图。
(符号说明)
100、100A、100B...基准电流生成电路
200...基准电压发生电路
201...电压-电流变换电路
AP1、AP3...运算放大器
BF1...缓冲器
BT...恒压源
BT1、BT2...双极型晶体管
C1、C1A、C1B...电容器
CMP1...比较器
FF2、FF3、FF5...触发器
M1、M2、M3、M3A、M3B、M4、M5、M6...MOS晶体管
R1、R2、R3...电阻
SW1、SW2、SW3、SW4、SW4A、SW4B、SW5、SW5A、SW5B、SW6...切换开关
具体实施方式
<第一实施方式>
以下，参照附图，就本发明第一实施方式的温度传感器进行说明。图1是表示该实施方式的温度传感器的构成例的方框图。
在图1中，p沟道型的MOS晶体管M1、M2形成电流源电路。MOS晶体管M1、M2的源极上被施加电源电压。此外，在后面描述的p沟道型的MOS晶体管M3被施加与上述电流源电路的MOS晶体管M1及M2的栅极同样的偏置电压，构成电流源连接。
双极型晶体管BT1是成为上述MOS晶体管M1、M2中任意一个的负载的pnp型的双极型晶体管。
双极型晶体管BT2是经由电阻R1成为MOS晶体管M1、M2中任意另一个的负载的pnp型的双极型晶体管。电阻R1的一端与双极型晶体管BT2的发射极连接，另一端与切换开关SW1的端子连接。在此，双极型晶体管BT2的发射极的面积形成为较大，Vbe(基极-发射极间电压)随着温度而发生变化，从而用作利用了输出该电位Vbe的带隙(band gap)的温度传感器。此外，上述双极型晶体管BT1与双极型晶体管BT2的种类相同，但各晶体管尺寸不同，因此各晶体管的温度特性也不同。即，双极型晶体管BT2具有电压Vbe对温度变化的下降斜率比双极型晶体管BT1大的角度。根据随着该温度变化的双方的电位Vbe的差分ΔVbe进行温度测定。在此，基于上述的理由，差分ΔVbe相对于温度的上升是单调递增的。
此外，双极型晶体管BT1、BT2的基极及集电极接地。
切换开关SW1根据控制信号S1，将MOS晶体管M1的漏极的连接目的地切换到双极型晶体管BT1的发射极与电阻R1的另一端中的任意一个上。
此外，切换开关SW1根据上述控制信号S1，将MOS晶体管M2的漏极的连接目的地切换到双极型晶体管BT1的发射极与电阻R1的另一端中的任意另一个上。
例如，当控制信号S1为“H(高)”电平时，切换开关SW1使MOS晶体管M1的漏极与双极型晶体管BT1的发射极连接，并且使MOS晶体管M2的漏极与电阻R1的另一端连接。
另一方面，当控制信号S1为“L(低)”电平时，切换开关SW1使MOS晶体管M1的漏极与电阻R1的另一端连接，并且使MOS晶体管M2的漏极与双极型晶体管BT1的发射极连接。
运算放大器AP1的非反相输入端子与双极型晶体管BT1的发射极和电阻R1的另一端中的任意一个连接，反相输入子与双极型晶体管BT1的发射极和电阻R1的另一端中的任意另一个连接。运算放大器AP1经控制使双极型晶体管BT1的电压Vbe(第一电位)与双极型晶体管BT2的电压Vbe(第二电位)的差分ΔVbe体现在电阻R1的两端，即电阻R1两端的电位成为ΔVbe。
此外，运算放大器AP1对输入至非反相输入端子和反相输入端子的电压的差动电压进行放大，以放大差动电压后的电压为输出电压，从非反相输出端子输出，以对放大差动电压后的电压的极性进行反相后的电压为输出电压，从反相输出端子输出。
切换开关SW2根据控制信号S1，将非反相输入端子的连接目的地切换到双极型晶体管BT1的发射极与电阻R1的另一端中的任意一个上。
此外，切换开关SW2根据上述控制信号S1，将反相输入端子的连接目的地切换到双极型晶体管BT1的发射极与电阻R1的另一端中的任意另一个上。
例如，当控制信号S1为“H”电平时，切换开关SW2使非反相输入端子与双极型晶体管BT1的发射极连接，并且使反相输入端子与电阻R1的另一端连接。
另一方面，当控制信号S1为“L”电平时，切换开关SW2使非反相输入端子与电阻R1的另一端连接，并且使反相输入端子与双极型晶体管BT1的发射极连接。
切换开关SW3根据控制信号S1，进行是否将从运算放大器AP1的反相输出端子与非反相输出端子输出的电压中的任意电压，作为供给MOS晶体管M1、M2等的栅极的偏置电压VB加以输出的切换。
例如，当控制信号S1为“H”电平时，切换开关SW3将非反相输出端子的输出电压作为偏置电压VB加以输出，另一方面，当控制信号S1为“L”电平时，将反相输出端子的输出电压作为偏置电压VB加以输出。
即，在运算放大器AP1的非反相输入端子与反相输入端子的连接目的地因切换开关SW2而被切换时，为了使输出电压的极性与非反相输入端子和反相输入端子的差动电压的极性对应，该切换开关SW3同步进行非反相输出端子与反相输出端子的切换。
MOS晶体管M3为p沟道型的MOS晶体管，源极被施加电源电压，栅极上被施加偏置电压VB，作为与该偏置电压VB对应的电流，从漏极输出温度依赖电流IPTAT。
基准电流生成电路100从输出端子输出不依赖温度的标准电流Iref。
电容器C1的一端与切换开关SW4的端子连接，另一端接地。
切换开关SW4根据控制信号S2，进行对电容器的上述一端连接MOS晶体管M3的漏极或基准电流生成电路100的输出端子中哪一个的切换。
例如，切换开关SW4在控制信号S2为“L”电平的场合，将MOS晶体管M3的漏极与电容器C1的一端连接，另一方面，在控制信号S2为“H”电平的场合，将基准电流生成电路100的输出端子与电容器C1的一端连接。
切换开关SW5根据控制信号S3，进行是否将电容器C1的一端接地的控制。例如，切换开关SW5在控制信号S3为“H”电平的场合，将电容器C1的一端接地。
比较器CMP1对恒压源BT输出的标准电压Vref和充电至电容器C1的充电电压进行比较，当充电电压超过标准电压Vref时，输出“H”电平的控制信号S3，当充电电压为标准电压Vref以下时，输出“L”电平的控制信号S3。
在此，当控制信号S3成为“H”电平时，电容器C1通过切换开关SW5使充电的电荷放电。因此，如果电容器C1的充电电压被放电，则充电电压成为标准电压Vref以下，因此比较器CMP1将输出即控制信号S3从“H”电平变更为“L”电平。因而，控制信号S3是以“H”电平的单触发脉冲(one shot pulse)的方式加以输出。
下面，在各触发器FF中，输出端子Q在时钟的上升沿对输入至数据端子D的数据进行闩锁，并将该数据输出。此外，输出端子QB输出从输出端子Q输出的数据的反相数据，例如输出端子Q为“L”电平时，输出“H”电平。在本实施方式中，在开始动作时，各触发器的输出端子Q输出“L”电平，输出端子QB输出“H”电平。
触发器FF2中数据端子D与输出端子QB连接，构成为反转触发器(toggle flip flop)，时钟端子CK与比较器CMP1的输出端子连接，时钟端子CK上被输入控制信号S3，输出端子Q与下一级的触发器FF3的时钟端子连接，作为输出信号输出控制信号S1。
触发器FF3中数据端子D与输出端子QB连接，构成为反转触发器，时钟端子CK与触发器FF2的输出端子Q连接，作为时钟信号，向时钟端子CK输入触发器FF2的输出端子Q的输出信号，从输出端子Q输出控制信号S2。
缓冲器BF1的输入端子与触发器FF3的输出端子Q连接，输出端子与输出作为温度测定结果的PWM波形的PWM波形输出端子连接。
接着，借助图2，对图1中的基准电流生成电路100的构成进行说明。图2是表示图1中的基准电流生成电路100的构成例的方框图。
基准电流生成电路100由基准电压发生电路200、电压-电流变换电路201和p沟道型的MOS晶体管M4构成。
MOS晶体管M4的源极上被施加电源电压，栅极与上述电压-电流变换电路201的输出端子连接，且被施加偏置电压VBB，从漏极输出与偏置电压VBB对应的基准电流Iref。
上述基准电压发生电路200由p沟道型的MOS晶体管M5、电阻R2和pnp型的双极型晶体管BT2构成。
MOS晶体管M4的源极上被施加电源电压，栅极上被施加偏置电压VB，在连接点A上漏极与上述电阻R2的一端连接。
双极型晶体管BT2的发射极与电阻R2的另一端连接，基极及集电极接地。
即，双极型晶体管BT2经由电阻R2连接MOS晶体管M5作为负载。
在此，图2的电阻R2由与图1的电阻R1相同种类的电阻元件构成。在电阻R2的两端发生将在电阻R1上发生的具有正的温度特性的电压，用电阻R1与电阻R2的电阻值比倍的电压。即，流过电阻R2的电流具有正的温度特性，在电阻R2间发生正的温度特性的电压，另一方面，双极型晶体管BT2在温度上升时使电压Vbe下降，因此相互抵消对于温度的变化，连接点A的电压成为不依赖温度的一定的电压Vcnt。
上述电压-电流变换电路201由运算放大器AP3、p沟道型的MOS晶体管M6和电阻R3构成。
电阻R3的一端在连接点B上与上述MOS晶体管M6的漏极连接，另一端接地。在此，电阻R3利用具有温度的非依赖性的特性的材料形成。
运算放大器AP3的非反相输入端子与连接点A连接，且被施加电压Vcnt，反相输入端子与上述连接点B连接，从输出端子输出偏置电压VBB。
MOS晶体管M6的源极上被施加电源电压，栅极与上述运算放大器AP3的输出端子连接，且被施加偏置电压VBB，漏极经由电阻R3接地。
通过上述的构成，基准电流生成电路100输出不依赖温度的基准电流Iref。
通过上述的构成，本实施方式中的温度传感器的测定结果按图3所示的PWM波形输出。
在此，时间幅度T1是不依赖温度的基准时间幅度，时间幅度T2如图4的曲线图所示，是依赖温度的温度依赖时间幅度。图3的纵轴表示脉冲的电平，横轴为时间。该时间幅度T2如图4所示，随着温度的上升而减少。图4的横轴为温度，纵轴为脉宽(时间幅度)。
即，时间幅度T1是电容器C1利用基准电流Iref充电至标准电压Vref的时间，另一方面，时间幅度T2是电容器C1利用温度依赖电流IPTAT充电至标准电压Vref的时间。
在此，测定结果的温度T由下式求出。
T＝(T1/T2)×α-β
在上述式中，α及β为系数。
接着，采用图5，对图1所示的温度传感器的动作进行说明。图5是说明图1的温度传感器的动作例的时序图。
在时刻t1，通过基准电流Iref被充电的充电电压超过标准电压Vref，比较器CMP1使控制信号S3成为“H”电平。
切换开关SW5成为导通状态，使蓄积在电容器C1中的充电电压放电。
由此，比较器CMP1使输出的控制信号S3成为“L”电平。(以下，将上述的动作记载为比较器CMP1输出控制信号S3的脉冲)。
此外，通过上述控制信号S3向“H”电平的上升沿，触发器FF2将输出信号S1从“L”电平变更为“H”电平。
同样地，通过上述控制信号S3向“H”电平的上升沿，触发器FF2将来自输出端子的输出从“L”电平变更为“H”电平。
通过来自触发器FF2的输出端子的输出向“H”电平的上升沿，触发器FF3将从输出端子输出的控制信号S2从“H”电平变更为“L”电平。
控制信号S1成为“H”电平，从而切换开关SW1使MOS晶体管M1的漏极与双极型晶体管BT1的发射极连接，并且使MOS晶体管M2的漏极与电阻R1的另一端连接。
同样地，控制信号S1成为“H”电平，从而切换开关SW2使运算放大器AP1的非反相输入端子与双极型晶体管BT1的发射极连接，并使反相输入端子与电阻R1的另一端连接。
此外，控制信号S1成为“H”电平，从而切换开关SW3将运算放大器AP1的非反相输出端子的输出电压作为偏置电压VB加以输出。
控制信号S2成为“L”电平，从而切换开关SW4将MOS晶体管M3的漏极连接至电容器的一端。
由此，通过温度依赖电流IPTAT进行对电容器C1的充电。
接着，在时刻t2，如果对于电容器C1的充电电压超过标准电压Vref，则比较器CMP1输出控制信号S3的脉冲。
从而，通过控制信号S3的脉冲的上升沿，触发器FF2使输出的控制信号S1从“H”电平变更为“L”电平。
同样地，通过控制信号S3的脉冲的上升沿，触发器FF2使输出的控制信号S1从“H”电平变更为“L”电平。
这时，触发器FF3以“L”电平的状态输出控制信号S2。
控制信号S1成为“L”电平，从而切换开关SW1使MOS晶体管M1的漏极与电阻R1的另一端连接，并且使MOS晶体管M2的漏极与双极型晶体管BT1的发射极连接。
同样地，控制信号S1成为“L”电平，从而切换开关SW2使运算放大器AP1的非反相输入端子与电阻R1的另一端连接，并且使反相输入端子与双极型晶体管BT1的发射极连接。
此外，控制信号S1成为“L”电平，从而作为偏置电压VB，切换开关SW3输出运算放大器AP1的反相输出端子的输出电压。
由于控制信号S2处于“L”电平，切换开关SW4持续将MOS晶体管M3的漏极连接于电容器的一端的状态。
从而，通过温度依赖电流IPTAT进行对电容器C1的充电。
接着，在时刻t3，如果对于电容器C1的充电电压超过标准电压Vref，比较器CMP1就输出控制信号S3的脉冲。
从而，通过控制信号S3的脉冲的上升沿，触发器FF2使输出的控制信号S1从“L”电平变更为“H”电平。
同样地，通过控制信号S3的脉冲的上升沿，触发器FF2使输出的控制信号S1从“L”电平变更为“H”电平。
此外，通过触发器FF2的输出端子Q的输出成为“H”电平的上升沿，触发器FF3使控制信号S2从“L”电平变更为“H”电平。
控制信号S1成为“H”电平，从而切换开关SW1使MOS晶体管M1的漏极与双极型晶体管BT1的发射极连接，并且使MOS晶体管M2的漏极与电阻R1的另一端连接。
同样地，控制信号S1成为“H”电平，从而切换开关SW2将连接运算放大器AP1的非反相输入端子与双极型晶体管BT1的发射极连接，并且使反相输入端子与电阻R1的另一端连接。
此外，控制信号S1成为“H”电平，从而作为偏置电压VB，切换开关SW3输出运算放大器AP1的非反相输出端子的输出电压。
由于控制信号S2成为“H”电平，切换开关SW4将基准电流生成电路100的输出端子连接至电容器的一端。
从而，通过基准电流Iref进行对电容器C1的充电。
接着，在时刻t4，如果对于电容器C1的充电电压超过标准电压Vref，则比较器CMP1输出控制信号S3的脉冲。
从而，通过控制信号S3的脉冲的上升沿，触发器FF2使输出的控制信号S1从“H”电平变更为“L”电平。
同样地，通过控制信号S3的脉冲的上升沿，触发器FF2使输出的控制信号S1从“H”电平变更为“L”电平。
此外，触发器FF3使控制信号S2处于“H”电平。
控制信号S1成为“L”电平，从而切换开关SW1使MOS晶体管M1的漏极与电阻R1的另一端连接，并且使MOS晶体管M2的漏极与双极型晶体管BT1的发射极连接。
同样地，控制信号S1成为“L”电平，从而切换开关SW2将运算放大器AP1的非反相输入端子与电阻R1的另一端连接，并使反相输入端子与双极型晶体管BT1的发射极连接。
此外，控制信号S1成为“L”电平，从而作为偏置电压VB，切换开关SW3输出运算放大器AP1的反相输出端子的输出电压。
由于控制信号S2处于“H”电平，切换开关SW4继续将基准电流生成电路100的输出端子连接到电容器的一端的状态。
从而，通过基准电流Iref进行对电容器C1的充电。
在时刻t5以后，重复进行从上述的时刻t1到时刻t4为止的处理。
如上所述，在本实施方式中，将利用温度依赖电流IPTAT进行对电容器C1的充电的第一充电周期T2，分割成两个周期T2A(例如，从时刻t1到时刻t2之间)和T2B(例如，从时刻t2至时刻t3之间)，在该两个周期T2A，T2B中利用切换开关SW1来切换MOS晶体管M1及M2与双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合，从而消除MOS晶体管M1、MOS晶体管M2之间的制造偏差导致的偏移。
同样地，在上述两个周期T2A、T2B中，利用切换开关SW2及SW3来切换运算放大器AP1的非反相输入端子及反相输入端子和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合(也包括反相输出端子及非反相输出端子的切换)，从而消除运算放大器AP1的非反相输入端子及反相输入端子间的偏移。
然后，作为对电容器C1充电所需要的时间，合并两个周期T2A和T2B，即，通过比较器CMP1输出的控制信号S3的脉冲，触发器FF3进行分频，生成相加两个周期T2A和T2B后的时间幅度的第一充电周期T2，作为该充电周期T2的宽度的温度依赖性脉冲，经由缓冲器BF1输出PWM波形(“H”电平)。
即，通过上述的MOS晶体管M1及M2间的偏移、运算放大器AP1的非反相输入端子及反相输入端子间的偏移，依制品而温度依赖电流IPTAT的电流值上发生偏差。即，图5中，从时刻t1到时刻t3之间记载的虚线表示理想电容器C1的充电电压的变化，但实际上是按照具有上述误差ΔT的实线来变化的。
因此，在本实施方式中，如上所述，切换MOS晶体管M1及M2和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合，并且切换运算放大器AP1的非反相输入端子及反相输入端子和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合，消除温度依赖电流IPTAT的偏差导致的充电时间T2A与充电时间T2B之间的误差ΔT。
结果，依据本实施方式，抑制每个制品的偏差导致的作为温度测定结果而产生的误差，并可进行制品间误差少的高精度的温度测定。
此外，在本实施方式中，对于电容器C1进行利用基准电流Iref的充电的第二充电周期T1也同样分割成为周期T1A和T1B，进行充电处理，通过比较器CMP1输出的控制信号S3的脉冲，触发器FF3进行分频，生成相加两个周期T1A和T1B的时间幅度的第二充电周期T1，作为该充电周期T1的宽度的温度依赖性脉冲，经由缓冲器BF1输出PWM波形(“L”电平)。
此外，不设置切换开关SW2及切换开关SW3，而这样构成也可，即，在运算放大器AP1的非反相输入端子上连接双极型晶体管BT1的发射极，在反相输入端子上连接电阻R1的另一端，并连接成从非反相输出端子输出偏置电压VB，只进行MOS晶体管M1及M2和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合，只消除MOS晶体管M1及M2间的偏移。
<第二实施方式>
接着，参照附图，就本发明第二实施方式的温度传感器进行说明。图6是表示该实施方式的温度传感器的构成例的方框图。
对于与图1的第一实施方式同样的构成，采用同一符号，并省略其说明。以下，仅对不同于第一实施方式的、第二实施方式的构成及动作进行说明。
新附加的构成是触发器FF5。
触发器FF5是作为触发器FF3的下一级而设置的，构成连接了数据端子与输出端子QB的反转触发器，时钟端子CK与触发器FF3的输出端子Q连接，且被输入触发器FF3的输出端子Q的输出信号即控制信号S4，从输出端子Q输出控制信号S5。
与第一实施方式同样地，切换开关SW1根据控制信号S1进行对MOS晶体管M1及M2和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合进行切换的动作。
另一方面，切换开关SW2及SW3根据控制信号S4进行对运算放大器AP1的非反相输入端子及反相输入端子和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合进行切换的处理。
例如，当控制信号S4为“H”电平时，切换开关SW2连接非反相输入端子与双极型晶体管BT1的发射极，并且连接反相输入端子与电阻R1的另一端。
另一方面，当控制信号S4为“L”电平时，切换开关SW2连接非反相输入端子与电阻R1的另一端，并且连接反相输入端子与双极型晶体管BT1的发射极。
此外，切换开关SW3根据控制信号S4，对将从运算放大器AP1的非反相输出端子与反相输出端子输出的电压的哪一个，作为供给MOS晶体管M1、M2等的偏置电压VB加以输出进行切换。
例如，当控制信号S4为“H”电平时，切换开关SW3输出非反相输出端子的输出电压作为偏置电压VB，另一方面，当控制信号S4为“L”电平时，输出反相输出端子的输出电压作为偏置电压VB。
即，在用切换开关SW2来切换运算放大器AP1的非反相输入端子与反相输入端子的连接目的地时，为了使输出电压的极性与非反相输入端子和反相输入端子的差动电压的极性对应，该切换开关SW3同步进行非反相输出端子与反相输出端子的切换。
如上所述，如图7的时序图所示，在第二实施方式中，将PWM波形的“L”电平的第一充电周期T2分割成为子周期T21和T22，进而将子周期T21分割成为周期T21A和周期T21B，且将子周期T22分割成为周期T22A和T22B。
同样地，将第二充电周期T1分割成为子周期T11和T12，进而将子周期T11分割成为周期T11A和周期T11B，且将子周期T12分割成为周期T12A和T12B。
通过控制信号S1，在时刻t1、t3、t5、t7中的切换MOS晶体管M1及M2和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合的动作，与在第一实施方式中时刻t1、t3、t5、t7的动作相同。
此外，通过控制信号S1，在时刻t2、t4、t6、t8中的切换MOS晶体管M1及M2和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合的动作，与在第一实施方式中时刻t2、t4、t6、t8相同。
此外，通过控制信号S4，在时刻t1、t5中用切换开关SW2及SW3来切换运算放大器AP1的非反相输入端子及反相输入端子和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合的动作(也包括反相输出端子及非反相输出端子的切换)，与第一实施方式中的时刻t2、t4、t6、t8相同。
同样地，通过控制信号S4，在时刻t3、t7中用切换开关SW2及SW3来切换运算放大器AP1的非反相输入端子及反相输入端子和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合的动作(也包括反相输出端子及非反相输出端子的切换)，与第一实施方式中的时刻t1、t3、t5、t7相同。
此外，通过控制信号S5，在时刻t1中用切换开关SW4来切换电容器C1的另一端与MOS晶体管M3的漏极或基准电流生成电路100的输出端子的连接组合的动作，与第一实施方式中的时刻t1、t5相同。
同样地，通过控制信号S5，在时刻t5中用切换开关SW4来切换电容器C1的另一端与MOS晶体管M3的漏极或基准电流生成电路100的输出端子的连接组合的动作，与第一实施方式中的时刻t3、t7相同。
如上所述，将第一充电周期T2及第二充电周期T1的各个周期4分割，在各4分割的周期中，每2周期进行运算放大器AP1的非反相输入端子及反相输入端子和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合，且每1周期进行MOS晶体管M1及M2和双极型晶体管BT1及BT2之间的连接组合的切换，与第一实施方式相比，进一步变更各元件间的组合，并提高各偏移的消除比例，可进行更加高精度的测定。
在各个与电容器C1的充电时间对应的周期(周期T21A、T21B、T22A、T22B、T11A、T11B、T12A、T12B)中，将比较器CMP1输出的控制信号S3分频为4个，由第一充电周期T2和第二充电周期 1构成的PWM波形经由缓冲器BF1而输出。
<第三实施方式>
接着，参照附图，就本发明第三实施方式的温度传感器进行说明。图8是表示该实施方式的温度传感器的构成例的方框图。
对于与图6的第二实施方式相同的构成，采用相同的符号，并省略其说明。以下，仅对不同于第二实施方式的第三实施方式的构成及动作进行说明。
在第三实施方式中，新附加的构成为切换开关SW6。
此外，在第三实施方式中，设置电容器C1A和电容器C1B来取代第二实施方式中的电容器C1。同样地，设置切换开关SW4A及SW4B来取代第二实施方式中的切换开关SW4。设置切换开关SW5A及SW5B来取代第二实施方式中的切换开关SW5。设置MOS晶体管M3A及M3B来取代第二实施方式中的MOS晶体管M3。各切换开关SW5A、SW5B通过控制信号S1来进行各电容器C1A、C1B的放电处理。利用控制信号S1来使切换开关SW5A及SW5B导通/截止，从而电容器C1A、C1B中任意一个被充电的场合，另一个处于放电状态。即，当控制信号S1为“L”电平时，切换开关SW5A成为导通状态，而切换开关SW5B成为截止状态，另一方面，当控制信号S1为“H”电平时，切换开关SW5A成为截止状态，而切换开关SW5B成为导通状态。
此外，设置基准电流生成电路100A、100B来取代第二实施方式中的基准电流生成电路100。
此外，与切换开关SW2及切换开关SW3同样地，切换开关SW1通过控制信号S4来进行切换控制。
例如，当控制信号S4为“H”电平时，切换开关SW1使MOS晶体管M1的漏极与双极型晶体管BT1的发射极连接，并且使MOS晶体管M2的漏极与电阻R1的另一端连接。
另一方面，当控制信号S4为“L”电平时，切换开关SW1使MOS晶体管M1的漏极与电阻R1的另一端连接，并且使MOS晶体管M2的漏极与双极型晶体管BT1的发射极连接。
MOS晶体管M3A及M3B为p沟道型的MOS晶体管，其源极上被施加电源电压，栅极上被施加偏置电压VB。
基准电流生成电路100A、100B的结构与基准电流生成电路100相同，分别输出基准电流Iref。
电容器C1A的一端与切换开关SW4A的端子连接，另一端接地。
电容器C1B的一端与切换开关SW4B的端子连接，另一端接地。
通过控制信号S5，切换开关SW4A切换MOS晶体管M3A的漏极或基准电流生成电路100A中的任意一个与电容器C1A的一端之间的连接。
例如，当控制信号S5为“L”电平时，切换开关SW4A将MOS晶体管M3A的漏极连接至电容器C1A的一端，另一方面，当控制信号S5为“H”电平时，将基准电流生成电路100A连接至电容器C1A的一端。
通过控制信号S5，切换开关SW4B切换MOS晶体管M3B的漏极或基准电流生成电路100B中的任意一个与电容器C1B的一端之间的连接。
例如，当控制信号S5为“L”电平时，切换开关SW4A将MOS晶体管M3A的漏极连接至电容器C1A的一端，另一方面，当控制信号S5为“H”电平时，将基准电流生成电路100B的漏极连接至电容器C1B的一端。
通过控制信号S1，切换开关SW6切换电容器C1A的一端与电容器C1B的一端中的任意一个与比较器CMP1的非反相输入端子的连接。
例如，当控制信号S1为“L”电平时，切换开关SW6将电容器C1A的一端连接至比较器CMP1的非反相输入端子，另一方面，当控制信号S1为“H”电平时，将电容器C1B的一端连接至比较器CMP1的非反相输入端子。
通过上述的构成，在本实施方式中，将与比较器CMP1中的标准电压Vref作比较的充电电压，与电容器C1A、C1B的任意一个交互地进行。例如，在图7的时序图中，在时刻t2，比较器CMP1中与标准电压Vref作比较的是充电至电容器C1A的充电电压，另一方面，在时刻t3，比较器CMP1中与标准电压Vref作比较的是充电至电容器C1B的充电电压。即，通过切换开关SW6，按每个与充电时间对应的周期(周期T21A、T21B、T22A、T22B、T11A、T11B、T12A、T12B)，将充电电压与标准电压Vref作比较的对象电容器，交互切换成电容器C1A、C1B的任意一个上。
从而，在本实施方式中，使电容器C1放电的时间会延长充电周期T1及T2的时间幅度，防止成为测定误差的情况，因此通过电容器C1A及C1B这两个电容器，在其中一个开始放电的时刻另一个会开始充电，因此能够抑制放电时间导致的测定误差。
此外，在第一实施方式中，也能采用使用了上述的电容器C1A及C1B的构成。在第一实施方式中采用的场合，用于控制切换开关SW4A和切换开关SW4B的控制信号采用控制信号S2。
<第四实施方式>
第四实施方式是将从第一实施方式到第三实施方式中的电阻R1用具有温度依赖性的材料来形成的结构。
图9所示的曲线图表示双极型晶体管BT1和双极型晶体管BT2的电压Vbe的温度变化。
P表示双极型晶体管BT1的电压Vbe的温度变化，Q表示双极型晶体管BT2的温度变化。
各线P1与线Q1表示理想的变化直线，但是实际上，如线P3及线Q3所示，成为具有2次函数分量的曲线。
即，在以下所示的表示双极型晶体管的电压Vbe的温度依赖性的式(1)中的G项，如式(2)所示具有温度差ΔTr(即，T-Tr)与基准温度Tr(在本实施方式中25℃)之温度比的平方分量，因此使线性变形，如线P3或线Q3那样，在基准温度Tr两侧具有与理想的线P1、Q1不同的特性。运算放大器AP1以使差分ΔVbe正确发生在电阻R1两端的方式进行动作，起到使双极型晶体管BT1的电压Vbe与电阻R1的另一端的电压一致的作用。
在此，差分ΔVbe理想的情况是相对于温度直线增加，但是实际上因上述的理由而不是直线增加，而发生误差。
(数学式1)
Figure G2009102252909D0000221
(数学式2)
&eta; kTr q &CenterDot; ( &Delta;Tr Tr ) 2 &CenterDot; &CenterDot; &CenterDot; ( 2 )
T-Tr＜＜Tr的场合
为使实际的特性线近似于该理想的线P1和线Q1，利用电阻的式(3)所示的特性。
(数学式3)
R(T)＝R(Tr)·{1+TC1(T-Tr)}{1+TC2(T-Tr)2}
＝R(Tr)(1+ΔT·TC1)·(1+ΔT2·TC2)    …(3)
在该式(3)中，TC1是1次的温度系数，TC2是2次的温度系数。
即，可从式(2)的(1+ΔT2·TC2)项判断出电阻具有温度差的平方特性。在此，ΔT为T-Tr。
因此，通过电阻采用电阻值相对于温度降低的材料，相对于温度变化增加流过双极型晶体管的电流，因此如图10(b)那样改变针对温度传感器的输出与真值的误差Terr的温度特性。
另一方面，由于双极型晶体管的上述式(1)的G项的影响，针对温度传感器的输出与真值的误差Terr的温度特性如图10(a)那样变化。
使上述的图10(a)和图10(b)的变化相抵消，从而能够使图9中的电压Vbe的温度特性从线P3到线P2、并且从线Q3到线Q2接近理想特性的线P1、Q1，能够使差分ΔVbe接近于相对温度直线增加的特性，并能提高温度测定的精度。

Claims (6)

1.一种温度传感器，其特征在于包括：
生成依赖于温度的温度依赖电位的温度依赖电压生成电路；
根据温度依赖电位使温度依赖电流流过的电流生成晶体管；
生成不依赖于温度的基准电流的基准电流生成电路；
通过利用所述温度依赖电流的第一充电周期和利用所述基准电流的第二充电周期来被交互充电的电容器；
比较所述电容器的充电电压与基准电压而生成脉冲的脉冲生成电路；以及
对所述电容器交互地供给所述温度依赖电流和所述基准电流的控制电路，
在第一充电周期中输出依赖于温度的宽度的温度依赖脉冲，在第二充电周期中输出不依赖于温度的宽度的基准脉冲，
所述温度依赖电压生成电路由以下部分构成：
利用第一MOS晶体管及第二MOS晶体管构成的电流源电路；
以所述第一或所述第二晶体管中的任意一个为负载输出第一电位的第一双极型晶体管；
经由电阻将所述第一或所述第二晶体管中的任意另一个为负载，且用作温度传感器的第二双极型晶体管，该温度传感器使用输出第二电位的双极型晶体管的带隙；
对所述第一MOS晶体管或第二MOS晶体管中的任意一个与所述第一双极型晶体管的连接进行切换的第一切换开关；
对所述第一MOS晶体管或第二MOS晶体管中的任意另一个与所述第二双极型晶体管的连接进行切换的第二切换开关；以及
放大所述第一电位与所述第二电位之电位差，并将放大电压输出至所述第一及第二MOS晶体管的栅极的运算放大器。
2.如权利要求1所述的温度传感器，其特征在于：所述控制电路将所述第一充电周期和第二充电周期的各个周期分割成第一周期和第二周期，在第一周期和第二周期中，对所述第一切换开关及第二切换开关进行切换，并对第一MOS晶体管或者第二MOS晶体管与第一双极型晶体管或者第二双极型晶体管的连接进行切换，合并第一周期和第二周期，作为第一充电周期的所述温度依赖脉冲及第二充电周期的时间幅度的基准电压脉冲。
3.如权利要求2所述的温度传感器，其特征在于还包括：
第三切换开关，对所述运算放大器的反相输入端子输入所述第一电位或所述第二电位中的哪一个进行切换；
第四切换开关，是否对所述运算放大器的非反相输入端子输入所述第一电位或所述第二电位中的另一个进行切换；以及
第五切换开关，对于将所述运算放大器的输出是反相输出还是非反相输出进行切换，
控制电路使所述第一切换开关与第二切换开关的切换定时同步，从而对所述第三切换开关、所述第四切换开关及所述第五切换开关进行切换。
4.如权利要求2所述的温度传感器，其特征在于还包括：
第三切换开关，对所述运算放大器的反相输入端子输入所述第一电位或所述第二电位中的哪一个进行切换；
第四切换开关，是否对所述运算放大器的非反相输入端子输入所述第一电位或所述第二电位中的另一个进行切换；以及
第五切换开关，对于将所述运算放大器的输出是反相输出还是非反相输出进行切换，
将所述第一充电周期分为第一子充电周期和第二子充电周期，
在所述第一子充电周期中，若输出第一脉冲及第二脉冲，则控制电路对所述第三切换开关、所述第四切换开关及所述第五切换开关进行切换，
在所述第二子充电周期中，若输出所述第一脉冲及所述第二脉冲，
则将所述第一子充电周期的第一脉冲及所述第二脉冲和所述第二子充电周期的第一脉冲及第二脉冲的分频作为所述温度依赖脉冲。
5.如权利要求1所述的温度传感器，其特征在于：作为所述电容器，设置第一电容器和第二电容器，按电容器的每个充电周期切换使用。
6.如权利要求1所述的温度传感器，其特征在于：所述电阻使用具有如果温度增加则电阻值降低的温度特性的电阻。
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