CN104833437A - 一种应用于数字式cmos温度传感的脉宽信号产生电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，脉宽信号主要通过感温电阻和放电电容产生。感温电阻将温度转换成电流，放电电容通过该电流放电将电流转换成延迟时间，实现温度与时间量的转换。通过一个与温度负相关的感温电阻和一个与温度正相关的线性MOS电阻构成两条延迟线，理论分析两个电阻的温度系数，采用二阶温度系数补偿的方案，实现脉冲宽度与温度的高度线性的特性。本发明产生的脉冲信号稳定，电源抑制比高，可用于利用TDC结构检测的温度传感器系统。本发明具有电路面积小和功耗低的优点，因此可应用于全集成低功耗高精度的CMOS温度传感器中。

Description

一种应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路

技术领域

本发明涉及一种应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，可用于全集成低功耗高精度的CMOS温度传感器中，属于微信号传感检测技术。

背景技术

温度检测技术是一项重要的微弱信号检测技术，随着半导体和集成电路工艺的发展，温度传感器的设计和发展进入了一个新的纪元。在便携式系统的风潮下，设计能够适应这种片上体系的面积小、功耗低、精度高的温度传感器，成为集成电路研究热门领域。温度传感器检测的实现可归纳为ADC与TDC两种方式，前者需要温度感应模块将温度信号转化成电压或电流信号，后者需要温度感应模块将温度信号转化成时间量。

利用CMOS构建温度传感器一般有2种途径：其一是利用MOS管的亚阈值区构造MOS管的PTAT，灵敏度可达1.32mV/℃，但对偏置源的依赖有100mV/V，且高温下会产生漏电，因对阈值电压VTH依赖大，在高性能要求时，必须有大范围的微调和校准，不具备长期稳定性；另一途径是通过强反型状态下，MOS管的载流子迁移率μ与VTH和温度的关系加以测量，基于此有5种设计方案：①只基于μ随温度的改变；②只基于VTH随温度的改变；③同时考虑VTH和μ两个变量；④利用MOS器件的零温度系数点ZTC；⑤利用逻辑门延时随温度增加的原理来构建的数字环振。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，以实现TDC结构的温度检测，本发明提供一种应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，在实现高精度测量的同时，简化电路结构、减小了电路面积和功耗。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，与温度负相关的感温电阻R₁和放电电容C₁构成CTAT延迟电路，感温电阻R₁将温度转换成感温电流I_CT，放电电容C₁根据感温电流I_CT放电，比较器COMP1实时检测放电电容C₁上的实时电压；与温度正相关的线性MOS电阻M21和放电电容C₂构成PTAT延迟电路，线性MOS电阻M21将温度转换成感温电流I_PT，放电电容C₂根据感温电流I_PT放电，比较器COMP2实时检测放电电容C₂上的实时电压；由于感温电阻R₁和线性MOS电阻产生的感温电流不同，因此放电电容C₁和放电电容C₂的放电电流不同(即I_CT和I_PT不相同)，放电电容C₁和放电电容C₂的实时电压不同，比较器COMP1和比较器COMP2的高低电平存在时间延迟，通过异或门将这种时间延迟转换成脉冲信号，最终实现温度与时间量的转换。

具体的，通过理论分析感温电阻R₁和线性MOS电阻M21的温度系数，采用二阶温度系数补偿的方案，实现脉冲信号的脉冲宽度与温度的高度线性。

具体的，定义传播延迟为电容C根据放电电流I充放电至电源电压V_DD的κ倍时所需要的时间t，0≤κ≤1，根据电容充放电的公式可知：

$t=\frac{\mathrm{\κ}{\mathrm{CV}}_{\mathrm{DD}}}{I}---\left(1\right)$

对于PTAT延迟电路

对于工作在深度线性区的线性MOS电阻M21，I_PT通过下式计算：

$I_{\mathrm{PT}}=\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{OX}}\left(\frac{W}{L}\right)[(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH}})V_{\mathrm{DS}}-\frac{V_{\mathrm{DS}}^2}{2}]---\left(2\right)$

式(2)中，I_PT表示通过线性MOS电阻M21的电流；μ＝μ₀(T/T₀)km，μ₀表示电子迁移率，T表示当前温度，T₀表示300K，km为工艺参数；C_OX表示MOS电阻M21的栅氧化层厚度；W/L表示MOS电阻M21的宽长比；V_GS表示MOS电阻M21的栅源电压；V_TH＝V_TH0+α(T-T₀)，V_TH0表示线性MOS电阻M21在温度300K时的阈值电压，α为工艺参数；V_DS表示线性MOS电阻M21的源漏电压；

取V_DS<<(V_GS-V_TH)，即可忽略式(2)中的二次项，得到 $I_{\mathrm{PT}}=\mathrm{\&mu;}{C}_{\mathrm{OX}}\left(\frac{W}{L}\right)(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH}})V_{\mathrm{DS}};$ 将该式带入式(1)可得：

$t_{\mathrm{PT}}=f\left(T\right)=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_2{V}_{\mathrm{DD}}{T}_0^{\mathrm{km}}}{T_{\mathrm{PT}}}\&ap;\frac{A}{T^{\mathrm{km}}(B-\mathrm{\&alpha;T})}---\left(3\right)$

式(3)中，t_PT为PTAT延迟电路的延迟，A、B均为常数：

$A=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_2{V}_{\mathrm{DD}}{T}_0^{\mathrm{km}}}{{\mathrm{\&mu;}}_0{C}_{\mathrm{OX}}(W/L)V_{\mathrm{DS}}}---\left(4\right)$

B＝V_GS-V_TH0+αT₀   (5)

对f(T)求一阶和二阶导数：

$f^{\&prime;}\left(T\right)=\frac{A}{T^{\mathrm{km}+1}(B-\mathrm{\&alpha;T})}(-\mathrm{kmB}+\mathrm{\&alpha;}(\mathrm{km}+1)T)---\left(6\right)$

$f^{\&prime;\&prime;}\left(T\right)=\frac{\mathrm{Akm}(\mathrm{km}+1)}{T^{\mathrm{km}+2}(B-\mathrm{\&alpha;T})}-\frac{2\mathrm{A\&alpha;km}}{T^{\mathrm{km}+1}{(B-\mathrm{\&alpha;T})}^2}+\frac{2A{\mathrm{\&alpha;}}^2}{T^{\mathrm{km}}{(B-\mathrm{\&alpha;T})}^3}---\left(7\right)$

由泰勒定理，对t_PT进行二阶泰勒展开，忽略更高阶项，同时令式(7)为0，可得：

$B_0=\mathrm{\&alpha;T}[(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})\&PlusMinus;\sqrt{{(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})}^2-(1+\frac{2}{\mathrm{km}})}]---\left(8\right)$

$V_{\mathrm{GS}0}=V_{T0}+\mathrm{\&alpha;T}\left\{\right[(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})\&PlusMinus;\sqrt{{(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})}^2-(1+\frac{2}{\mathrm{km}})}]-\frac{T_0}{T}\}---\left(9\right)$

上述两式中，B₀和V_GS0是在式(7)等于0时B与V_GS的取值；由于km和α的取值与工艺参数相关，取值范围分别为-0.1～2.43和-1～-4mV/K，所以V_GS0的值随工艺而变化，通过计算，V_GS0的取值在0.7～1.5V的区间范围，具体的数值需要进行电路仿真；通过不断改变加在线性MOS电阻M21栅极的偏置电压V_REF，得到不同偏置电压V_REF的1/I_PT与温度的波形图；偏置电压V_REF可由外置电压直接提供，方便测试时调节；

对于CTAT延迟电路

由欧姆定律可知，I_CT＝V_R/R₁，I_CT表示通过感温电阻R₁的电流，V_R是感温电阻R₁两端的电压；在TSMC 0.35μm CMOS工艺库中，感温电阻R₁通过下式计算：

R₁(T)＝R₀(1+K_TC1×dT+K_TC2×(dT)²)   (10)

式(10)中，K_TC1表示一阶温度系数，K_TC2表示二阶温度系数，R₀是25℃下感温电阻R₁的电阻值，dT为当前温度T与25℃的差值，CTAT延迟电路的延迟t_CT根据下式计算：

$t_{\mathrm{CT}}=g\left(T\right)=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}}{I_{\mathrm{CT}}}=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}{R}_1\left(T\right)}{V_R}---\left(11\right)$

将式(10)带入式(11)并对g(T)求一阶和二阶导数：

$g^{\&prime;}\left(T\right)=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}{R}_0}{V_R}(K_{\mathrm{TC}1}-2{T_0}^{\&prime;}{K}_{\mathrm{TC}2})---\left(12\right)$

$g^{\&prime;\&prime;}\left(T\right)=\frac{2\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}{R}_0{T_0}^{\&prime;}}{V_R}{K}_{\mathrm{TC}2}---\left(13\right)$

式(12)中，T₀'表示25℃；CMOS工艺库中提供多种不同温度系数的电阻，其中一些电阻值较小(小于150Ω)的方块电阻只有一阶温度系数，电阻值在1kΩ以上的方块电阻(比如阱电阻和POLY电阻)一般都具有正的二阶温度系数，在实际电路中由于低功耗的标准，一般选用电阻值在10kΩ量级以上的电阻(若使用方块电阻较小的电阻，会增加产品面积，使得版图绘制很难做到对称)，因此都是具备二阶温度系数的；通过不断改变感温电阻R₁，得到不同感温电阻R₁的1/I_CT与温度的波形图；

将不同偏置电压V_REF的1/I_PT与温度的波形图与不同感温电阻R₁的1/I_CT与温度的波形图均导入MATLAB进行二阶线性拟合，选取对应的偏置电压V_REF和感温电阻R₁，使得相同温度T时f″(T)与g″(T)相等，以抵消PTAT延迟电路和CTAT延迟电路的二阶非线性项，实现脉冲信号的脉冲宽度与温度的高度线性。

该应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路的一般结构为：包括前置电源电压分压电路、感温电阻R₁、线性MOS电阻M21、两个基于OP控制的V-I转换电路、两个静态电流线性传输电路、两个电容充放电路和脉宽产生电路，将感温电阻R₁和线性MOS电阻M21统称为感温源；前置电源电压分压电路同时连接两个基于OP控制的V-I转换电路，每个基于OP控制的V-I转换电路连接一个感温源和一个静态电流线性传输电路，每个静态电流线性传输电路连接一个电容充放电路，两个电容充放电路共同接入脉宽产生电路；其中：

所述前置电源电压分压电路将电源电压进行等分，等分后产生的电压记作V_G；

所述基于OP控制的V-I转换电路由OP运放和PMOS管构成，其中OP运放采用经典的两级PMOS管五管差分运放结构，OP运放中的偏置来源于Cascode偏置结构；V_G作为OP运放的输入，通过基于OP控制的V-I转换电路将V_G钳位在感温源的一端，将感温源的温度转换成感温电流；

所述静态电流线性传输电路采用Cascode电流镜结构，将感温电流镜像拷贝出去，提供恒定的感温电流给电容充放电路；

所述电容充放电路包括放电电容和比较器，放电电容工作初始时需充电至电源电压V_DD，工作时断开电源并根据恒定的感温电流放电，比较器实时比较放电电容上的实时电压与κV_DD的大小；

所述脉宽产生电路采用交叉耦合对负载的比较器结构，接收两个比较器的比较结果，由于感温源产生的感温电流不同，因此两个电容的放电电流不同，导致两个比较器的高低电平存在一个延时，通过异或门将该时延直接转换成脉冲信号。

优选的，所述前置电源电压分压电路将电源电压V_DD三十等分，采用两次分压方式，第一次分压采用源衬短接的PMOS管五等分，第二次分压采用六个相同电阻六等分，两次分压间采用运放缓冲器。

有益效果：本发明提供的应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，产生的脉宽信号与温度线性度高、精度高，可用于TDC(时间数字转换器)实现的温度检测；同时，本发明电路工作状态可以通过逻辑时序控制，能够有效降低电路功耗，适用于低功耗温度检测；另外，本发明电路具有电路功耗低、面积紧凑、检测灵敏度高等特点，符合全集成温度传感芯片的应用要求。

附图说明

图1为本发明的设计结构框图；

图2为本发明工作原理图；

图3为本发明脉宽温度仿真曲线；

图4为本发明检测温度误差曲线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

一种应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，与温度负相关的感温电阻R₁和放电电容C₁构成CTAT延迟电路，感温电阻R₁将温度转换成感温电流I_CT，放电电容C₁根据感温电流I_CT放电，比较器COMP1实时检测放电电容C₁上的实时电压；与温度正相关的线性MOS电阻M21和放电电容C₂构成PTAT延迟电路，线性MOS电阻M21将温度转换成感温电流I_PT，放电电容C₂根据感温电流I_PT放电，比较器COMP2实时检测放电电容C₂上的实时电压；由于感温电阻R₁和线性MOS电阻产生的感温电流不同，因此放电电容C₁和放电电容C₂的放电电流不同(即I_CT和I_PT不相同)，放电电容C₁和放电电容C₂的实时电压不同，比较器COMP1和比较器COMP2的高低电平存在时间延迟，通过异或门将这种时间延迟转换成脉冲信号，最终实现温度与时间量的转换。通过理论分析感温电阻R₁和线性MOS电阻M21的温度系数，采用二阶温度系数补偿的方案，实现脉冲信号的脉冲宽度与温度的高度线性。

如图1所示为一种应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，包括前置电源电压分压电路、感温电阻R₁、线性MOS电阻M21、两个基于OP控制的V-I转换电路、两个静态电流线性传输电路、两个电容充放电路和脉宽产生电路，将感温电阻R₁和线性MOS电阻M21统称为感温源；前置电源电压分压电路同时连接两个基于OP控制的V-I转换电路，每个基于OP控制的V-I转换电路连接一个感温源和一个静态电流线性传输电路，每个静态电流线性传输电路连接一个电容充放电路，两个电容充放电路共同接入脉宽产生电路。

所述前置电源电压分压电路将电源电压进行等分，等分后产生的电压记作V_G；所述基于OP控制的V-I转换电路由OP运放和PMOS管构成，其中OP运放采用经典的两级PMOS管五管差分运放结构，OP运放中的偏置来源于Cascode偏置结构；V_G作为OP运放的输入，通过基于OP控制的V-I转换电路将V_G钳位在感温源的一端，将感温源的温度转换成感温电流；所述静态电流线性传输电路采用Cascode电流镜结构，将感温电流镜像拷贝出去，提供恒定的感温电流给电容充放电路；所述电容充放电路包括放电电容和比较器，放电电容工作初始时需充电至电源电压V_DD，工作时断开电源并根据恒定的感温电流放电，比较器实时比较放电电容上的实时电压与κV_DD的大小；所述脉宽产生电路采用交叉耦合对负载的比较器结构，接收两个比较器的比较结果，由于感温源产生的感温电流不同，因此两个电容的放电电流不同，导致两个比较器的高低电平存在一个延时，通过异或门将该时延直接转换成脉冲信号。

如图1所示，所述前置电源电压分压电路将电源电压V_DD三十等分，采用两次分压方式，第一次分压采用源衬短接的PMOS管五等分，第二次分压采用六个相同电阻六等分，两次分压间采用运放缓冲器。由于不同温度下所给电源电压V_DD保持不变，所以可以得到的分压值V_G与温度无关的；当电源电压V_DD为3.3V时，V_G值为0.11V。

若直接三十等分电源电压，可采用30个源衬短接的PMOS来分压。但瞬态仿真表明这种直接用PMOS管分压的电路结构，其电流太小，使得其启动过程很长，甚至仿真无法测出具体启动时间。所以电路结构采用两次分压，PMOS管五等分电源电压，再通过电阻六等分电源电压。在启动时间满足条件的情况下，为了占据更小的面积，尽量多用PMOS管，其中5个PMOS管是瞬态仿真得出的最大值。

下面结合图2对本发明工作原理先作定性分析。

图2中，V_ST为图1中电容充放电电路的预充电脉冲信号，V_CCT为图1中放电电容C₁上的电压，V_CPT为图1中放电电容C₂上的电压，V_pulse为图1中out端电压信号。在相同的温度条件下，若CTAT延迟电路的电容放电更快，异或门的输入端从高电平下降至电源电压50％所需的时间更短。如图2所示，当C₁上电压下降至电源电压的50％甚至以下时，C₂上的电压还未下降到这一节点。异或门的两个输入端于是在一段时间内出现了一端在高电平、一段在低电平的情况。这段时间通过异或门就会产生一段脉冲信号。随着温度升高，根据前面的讨论，C₁上放电会更快，而C₂上放电会更慢。图2中A点向左移动，B点向右移动。异或门两个输入端上高低电平同时存在的时间变得更长，最后产生的脉冲信号的脉宽相应更长。

下面通过理论分析两个感温源的温度系数，采用二阶温度系数补偿的方案，对本发明工作原理作定量分析。

定义传播延迟为电容C根据放电电流I充放电至电源电压V_DD的κ倍时所需要的时间t，0≤κ≤1，本案中选取κ＝50％(图1比较器参考电平设为0.5V_DD)，根据电容充放电的公式可知：

$t=\frac{\mathrm{\&kappa;}{\mathrm{CV}}_{\mathrm{DD}}}{I}---\left(1\right)$

由上式可知，电容C和电源电压V_DD均为定值，电容充放电时间t与其放电电流的倒数1/I成正比；因此，要得到脉冲与温度的高线性度，需要设计：①CTAT延迟电路产生的1/I和温度成负相关的线性关系，即电流I随温度的升高而线性增加；②PTAT延迟电路产生的1/I和温度成正相关的线性关系，即电流I随温度的升高而线性减小。

对于PTAT延迟电路

对于工作在深度线性区的线性MOS电阻M21，I_PT通过下式计算：

$I_{\mathrm{PT}}=\mathrm{\&mu;}{C}_{\mathrm{OX}}\left(\frac{W}{L}\right)[(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH}})V_{\mathrm{DS}}-\frac{V_{\mathrm{DS}}^2}{2}]---\left(2\right)$

其中，I_PT表示通过线性MOS电阻M21的电流；μ＝μ₀(T/T₀)km，μ₀表示电子迁移率，T表示当前温度，T₀表示300K，km为工艺参数；C_OX表示MOS电阻M21的栅氧化层厚度；W/L表示MOS电阻M21的宽长比；V_GS表示MOS电阻M21的栅源电压；V_TH＝V_TH0+α(T-T₀)，V_TH0表示线性MOS电阻M21在温度300K时的阈值电压，α为工艺参数；V_DS表示线性MOS电阻M21的源漏电压；

取V_DS(V_GS-V_TH)，即可忽略式(2)中的二次项，得到 $I_{\mathrm{PT}}=\mathrm{\&mu;}{C}_{\mathrm{OX}}\left(\frac{W}{L}\right)(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH}})V_{\mathrm{DS}};$ 将该式带入式(1)可得：

$t_{\mathrm{PT}}=f\left(T\right)=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_2{V}_{\mathrm{DD}}{T}_0^{\mathrm{km}}}{T_{\mathrm{PT}}}\&ap;\frac{A}{T^{\mathrm{km}}(B-\mathrm{\&alpha;T})}---\left(3\right)$

其中，t_PT为PTAT延迟电路的延迟，A、B均为常数：

$A=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_2{V}_{\mathrm{DD}}{T}_0^{\mathrm{km}}}{{\mathrm{\&mu;}}_0{C}_{\mathrm{OX}}(W/L)V_{\mathrm{DS}}}---\left(4\right)$

B＝V_GS-V_TH0+αT₀   (5)

对f(T)求一阶和二阶导数：

$f^{\&prime;}\left(T\right)=\frac{A}{T^{\mathrm{km}+1}(B-\mathrm{\&alpha;T})}(-\mathrm{kmB}+\mathrm{\&alpha;}(\mathrm{km}+1)T)---\left(6\right)$

$f^{\&prime;\&prime;}\left(T\right)=\frac{\mathrm{Akm}(\mathrm{km}+1)}{T^{\mathrm{km}+2}(B-\mathrm{\&alpha;T})}-\frac{2\mathrm{A\&alpha;km}}{T^{\mathrm{km}+1}{(B-\mathrm{\&alpha;T})}^2}+\frac{2A{\mathrm{\&alpha;}}^2}{T^{\mathrm{km}}{(B-\mathrm{\&alpha;T})}^3}---\left(7\right)$

由泰勒定理，对t_PT进行二阶泰勒展开，忽略更高阶项，同时令式(7)为0，可得：

$B_0=\mathrm{\&alpha;T}[(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})\&PlusMinus;\sqrt{{(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})}^2-(1+\frac{2}{\mathrm{km}})}]---\left(8\right)$

$V_{\mathrm{GS}0}=V_{T0}+\mathrm{\&alpha;T}\left\{\right[(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})\&PlusMinus;\sqrt{{(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})}^2-(1+\frac{2}{\mathrm{km}})}]-\frac{T_0}{T}\}---\left(9\right)$

其中，B₀和V_GS0是在式(7)等于0时B与V_GS的取值；由于km和α的取值与工艺参数相关，取值范围分别为-0.1～2.43和-1～-4mv/K，所以V_GS0的值随工艺而变化，通过计算，V_GS0的取值在0.7～1.5V的区间范围，具体的数值需要进行电路仿真；通过不断改变加在线性MOS电阻M21栅极的偏置电压V_REF，得到不同偏置电压V_REF的1/I_PT与温度的波形图；偏置电压V_REF可由外置电压直接提供，方便测试时调节；

对于CTAT延迟电路

由欧姆定律可知，I_CT＝V_R/R₁，I_CT表示通过感温电阻R₁的电流，V_R是感温电阻R₁两端的电压；在TSMC 0.35μm CMOS工艺库中，感温电阻R₁通过下式计算：

R₁(T)＝R₀(1+K_TC1×dT+K_TC2×(dT)²)   (10)

其中，K_TC1表示一阶温度系数，K_TC2表示二阶温度系数，R₀是25℃下感温电阻R₁的电阻值，dT为当前温度T与25℃的差值，CTAT延迟电路的延迟t_CT根据下式计算：

$t_{\mathrm{CT}}=g\left(T\right)=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}}{I_{\mathrm{CT}}}=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}{R}_1\left(T\right)}{V_R}---\left(11\right)$

将式(10)带入式(11)并对g(T)求一阶和二阶导数：

$g^{\&prime;}\left(T\right)=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}{R}_0}{V_R}(K_{\mathrm{TC}1}-2{T_0}^{\&prime;}{K}_{\mathrm{TC}2})---\left(12\right)$

$g^{\&prime;\&prime;}\left(T\right)=\frac{2\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}{R}_0{T_0}^{\&prime;}}{V_R}{K}_{\mathrm{TC}2}---\left(13\right)$

其中，T₀'表示25℃；CMOS工艺库中提供多种不同温度系数的电阻，其中一些电阻值较小(小于150Ω)的方块电阻只有一阶温度系数，电阻值在1kΩ以上的方块电阻(比如阱电阻和POLY电阻)一般都具有正的二阶温度系数，在实际电路中由于低功耗的标准，一般选用电阻值在10kΩ量级以上的电阻(若使用方块电阻较小的电阻，会增加产品面积，使得版图绘制很难做到对称)，因此都是具备二阶温度系数的；通过不断改变感温电阻R₁，得到不同感温电阻R₁的1/I_CT与温度的波形图；

将不同偏置电压V_REF的1/I_PT与温度的波形图与不同感温电阻R₁的1/I_CT与温度的波形图均导入MATLAB进行二阶线性拟合，选取对应的偏置电压V_REF和感温电阻R₁，使得相同温度T时f″(T)与g″(T)相等，以抵消PTAT延迟电路和CTAT延迟电路的二阶非线性项，实现脉冲信号的脉冲宽度与温度的高度线性的特性。

图3为采取二阶补偿后的脉宽温度仿真曲线。图中横坐标为温度/℃，纵坐标为脉宽/μs。图3一共两条曲线，分别为电容端口的(虚线表示)和经过比较器之后的(实线表示)脉冲温度曲线，两条曲线非常接近，说明比较器的检测误差非常小。

图4为在每个温度下检测的温度精度图，将图3的仿真数据导入MATLAB进行一阶线性拟合，再在每个温度下算出仿真值与实际温度的差值。

采用本发明的如图1所示的设计实例，在TSMC 0.35μm CMOS工艺下，对设计的电路进行仿真验证和版图设计。仿真结果表明电路在tt工艺角、3.3V电压供电、测量范围-20℃至100℃时，脉宽范围0.56μs～1.58μs，温度脉宽转换率10ns/℃，检测精度小于1.5℃。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，其特征在于：与温度负相关的感温电阻R₁和放电电容C₁构成CTAT延迟电路，感温电阻R₁将温度转换成感温电流I_CT，放电电容C₁根据感温电流I_CT放电，比较器COMP1实时检测放电电容C₁上的实时电压；与温度正相关的线性MOS电阻M21和放电电容C₂构成PTAT延迟电路，线性MOS电阻M21将温度转换成感温电流I_PT，放电电容C₂根据感温电流I_PT放电，比较器COMP2实时检测放电电容C₂上的实时电压；由于感温电阻R₁和线性MOS电阻产生的感温电流不同，因此放电电容C₁和放电电容C₂的放电电流不同，放电电容C₁和放电电容C₂的实时电压不同，比较器COMP1和比较器COMP2的高低电平存在时间延迟，通过异或门将这种时间延迟转换成脉冲信号，最终实现温度与时间量的转换。

2.根据权利要求1所述的应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，其特征在于：通过理论分析感温电阻R₁和线性MOS电阻M21的温度系数，采用二阶温度系数补偿的方案，实现脉冲信号的脉冲宽度与温度的高度线性。

3.根据权利要求1所述的应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，其特征在于：定义传播延迟为电容C根据放电电流I充放电至电源电压V_DD的κ倍时所需要的时间t，0≤κ≤1，根据电容充放电的公式可知：

$t=\frac{\mathrm{\&kappa;}{\mathrm{CV}}_{\mathrm{DD}}}{I}---\left(1\right)$

对于PTAT延迟电路

对于工作在深度线性区的线性MOS电阻M21，I_PT通过下式计算：

$I_{\mathrm{PT}}=\mathrm{\&mu;}{C}_{\mathrm{OX}}\left(\frac{W}{L}\right)[(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH}})V_{\mathrm{DS}}-\frac{V_{\mathrm{DS}}^2}{2}]---\left(2\right)$

其中，I_PT表示通过线性MOS电阻M21的电流；μ＝μ₀(T/T₀)km，μ₀表示电子迁移率，T表示当前温度，T₀表示300K，km为工艺参数；C_OX表示MOS电阻M21的栅氧化层厚度；W/L表示MOS电阻M21的宽长比；V_GS表示MOS电阻M21的栅源电压；V_TH＝V_TH0+α(T-T₀)，V_TH0表示线性MOS电阻M21在温度300K时的阈值电压，α为工艺参数；V_DS表示线性MOS电阻M21的源漏电压；

取V_DS<<(V_GS-V_TH)，即可忽略式(2)中的二次项，得到 $I_{\mathrm{PT}}=\mathrm{\&mu;}{C}_{\mathrm{OX}}\left(\frac{W}{L}\right)(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH}})V_{\mathrm{DS}};$ 将该式带入式(1)可得：

$t_{\mathrm{PT}}=f\left(T\right)=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_2{V}_{\mathrm{DD}}{T}_0^{\mathrm{km}}}{T_{\mathrm{PT}}}\&ap;\frac{A}{T^{\mathrm{km}}(B-\mathrm{\&alpha;T})}---\left(3\right)$

式(3)中，t_PT为PTAT延迟电路的延迟，A、B均为常数：

$A=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_2{V}_{\mathrm{DD}}{T}_0^{\mathrm{km}}}{{\mathrm{\&mu;}}_0{C}_{\mathrm{OX}}(W/L)V_{\mathrm{DS}}}---\left(4\right)$

B＝V_GS-V_TH0+αT₀                (5)

对f(T)求一阶和二阶导数：

$f^{\&prime;}\left(T\right)=\frac{A}{T^{\mathrm{km}+1}(B-\mathrm{\&alpha;T})}(-\mathrm{kmB}+\mathrm{\&alpha;}(\mathrm{km}+1)T)---\left(6\right)$

$f^{\&prime;\&prime;}\left(T\right)=\frac{\mathrm{Akm}(\mathrm{km}+1)}{T^{\mathrm{km}+2}(B-\mathrm{\&alpha;T})}-\frac{2\mathrm{A\&alpha;km}}{T^{\mathrm{km}+1}{(B-\mathrm{\&alpha;T})}^2}+\frac{2{\mathrm{A\&alpha;}}^2}{T^{\mathrm{km}}{(B-\mathrm{\&alpha;T})}^3}---\left(7\right)$

由泰勒定理，对t_PT进行二阶泰勒展开，忽略更高阶项，同时令式(7)为0，可得：

$B_0=\mathrm{\&alpha;T}[(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})\&PlusMinus;\sqrt{{(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})}^2-(1+\frac{2}{\mathrm{km}})}]---\left(8\right)$

$V_{\mathrm{GS}0}=V_{T0}+\mathrm{\&alpha;T}\left\{\right[(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})\&PlusMinus;\sqrt{{(1+\frac{1}{\mathrm{km}+1})}^2-(1+\frac{2}{\mathrm{km}})}]-\frac{T_0}{T}---\left(9\right)$

上述两式中，B₀和V_GS0是在式(7)等于0时B与V_GS的取值；通过不断改变加在线性MOS电阻M21栅极的偏置电压V_REF，得到不同偏置电压V_REF的1/I_PT与温度的波形图；

对于CTAT延迟电路

由欧姆定律可知，I_CT＝V_R/R₁，I_CT表示通过感温电阻R₁的电流，V_R是感温电阻R₁两端的电压；在TSMC 0.35μm CMOS工艺库中，感温电阻R₁通过下式计算：

R₁(T)＝R₀(1+K_TC1×dT+K_TC2×(dT)²)        (10)

式(10)中，K_TC1表示一阶温度系数，K_TC2表示二阶温度系数，R₀是25℃下感温电阻R₁的电阻值，dT为当前温度T与25℃的差值，CTAT延迟电路的延迟t_CT根据下式计算：

$t_{\mathrm{CT}}=g\left(T\right)=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}}{I_{\mathrm{CT}}}=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}{R}_1\left(T\right)}{V_R}---\left(11\right)$

将式(10)带入式(11)并对g(T)求一阶和二阶导数：

$g^{\&prime;}\left(T\right)=\frac{\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}{R}_0}{V_R}(K_{\mathrm{TC}1}-{{2T}_0}^{\&prime;}{K}_{\mathrm{TC}2})---\left(12\right)$

$g^{\&prime;\&prime;}\left(T\right)=\frac{2\mathrm{\&kappa;}{C}_1{V}_{\mathrm{DD}}{R}_0{T_0}^{\&prime;}}{V_R}{K}_{\mathrm{TC}2}---\left(13\right)$

式(13)中，T₀'表示25℃；通过不断改变感温电阻R₁，得到不同感温电阻R₁的1/I_CT与温度的波形图；

将不同偏置电压V_REF的1/I_PT与温度的波形图与不同感温电阻R₁的1/I_CT与温度的波形图均导入MATLAB进行二阶线性拟合，选取对应的偏置电压V_REF和感温电阻R₁，使得相同温度T时f″(T)与g″(T)相等，以抵消PTAT延迟电路和CTAT延迟电路的二阶非线性项，实现脉冲信号的脉冲宽度与温度的高度线性。

4.根据权利要求1所述的应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，其特征在于：包括前置电源电压分压电路、感温电阻R₁、线性MOS电阻M21、两个基于OP控制的V-I转换电路、两个静态电流线性传输电路、两个电容充放电路和脉宽产生电路，将感温电阻R₁和线性MOS电阻M21统称为感温源；前置电源电压分压电路同时连接两个基于OP控制的V-I转换电路，每个基于OP控制的V-I转换电路连接一个感温源和一个静态电流线性传输电路，每个静态电流线性传输电路连接一个电容充放电路，两个电容充放电路共同接入脉宽产生电路；其中：

所述前置电源电压分压电路将电源电压进行等分，等分后产生的电压记作V_G；

所述基于OP控制的V-I转换电路由OP运放和PMOS管构成，其中OP运放采用经典的两级PMOS管五管差分运放结构，OP运放中的偏置来源于Cascode偏置结构；V_G作为OP运放的输入，通过基于OP控制的V-I转换电路将V_G钳位在感温源的一端，将感温源的温度转换成感温电流；

所述静态电流线性传输电路采用Cascode电流镜结构，将感温电流镜像拷贝出去，提供恒定的感温电流给电容充放电路；

所述电容充放电路包括放电电容和比较器，放电电容工作初始时需充电至电源电压V_DD，工作时断开电源并根据恒定的感温电流放电，比较器实时比较放电电容上的实时电压与κV_DD的大小；

所述脉宽产生电路采用交叉耦合对负载的比较器结构，接收两个比较器的比较结果，由于感温源产生的感温电流不同，因此两个电容的放电电流不同，导致两个比较器的高低电平存在一个延时，通过异或门将该时延直接转换成脉冲信号。

5.根据权利要求4所述的应用于数字式CMOS温度传感的脉宽信号产生电路，其特征在于：所述前置电源电压分压电路将电源电压V_DD三十等分，采用两次分压方式，第一次分压采用源衬短接的PMOS管五等分，第二次分压采用六个相同电阻六等分，两次分压间采用运放缓冲器。