JP2018025427A - 温度測定回路 - Google Patents

Abstract

【課題】より精確な温度を検出する温度測定回路を提供する。【解決手段】第１抵抗素子、前記第１抵抗素子の温度係数と異なる温度係数を有する第２抵抗素子、および、入力される選択信号に応じて選択される前記第１抵抗素子または前記第２抵抗素子が順次接続されるコンデンサを有し、入力される交流信号の周波数に応じた前記コンデンサの充放電によって直流成分を有する第１信号を出力する変換回路４０と、基準信号と前記変換回路から出力された第１信号とが入力され、当該第１信号の電圧が当該基準信号の電圧と一致するように前記交流信号の周波数を制御する制御回路２５と、前記選択信号が前記第１抵抗素子を選択しているときに前記制御回路から出力される前記交流信号の第１周波数、および前記選択信号が前記第２抵抗素子を選択しているときに前記制御回路から出力される前記交流信号の第２周波数に基づいて、温度を算出する演算回路６０と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、温度測定回路に関する。

従来、図７に示すように、２つのダイオード接続したバイポーラトランジスタそれぞれに、比が異なる電流を供給し、それぞれのベースエミッタ間電圧の差ΔＶ_ＢＥの正確な温度依存性を、アナログデジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ＡＤＣ）を介してデジタル値を得ることによって、温度を検出する温度センサが知られている。また、比が異なる電流を供給するのではなく、２つのバイポーラトランジスタの面積比を変えて、それぞれのバイポーラトランジスタに等しい電流を供給し、それぞれのベースエミッタ間電圧のΔＶ_ＢＥの正確な温度依存性を、ＡＤＣを介してデジタル値を得ることによって、温度を検出する温度センサが知られている。

また、バイポーラトランジスタに電流を供給するオペアンプとＡＤＣにチョッピング技術を採用し、さらにΔＶ_ＢＥを生成する電流比のばらつきと、ＡＤＣに使う容量のばらつきを抑えるためにダイナミックエレメントマッチング（Ｄｙｎａｍｉｃ Ｅｌｅｍｅｎｔ Ｍａｔｃｈｎｉｇ；ＤＥＭ）による平均化を行い、ΔＶ_ＢＥの温度に対する特性をデジタル値として取り出す技術が開示されている（例えば、特許文献１及び非特許文献１）。また、基準温度における抵抗値が等しく温度係数が異なる２つの抵抗素子に流れる電流差から温度を求める技術が開示されている（例えば、特許文献２及び非特許文献２）。さらに、電圧制御発振回路（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ；ＶＣＯ）の発振周波数の温度依存性から温度を求める技術が開示されている（例えば、特許文献３及び非特許文献３）。

米国特許出願公開第２０１１／０２０００７０号明細書 米国特許出願公開第２０１４／０３４７１９８号明細書 米国特許出願公開第２０１４／０２９４０４２号明細書

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本発明は、上記のような従来技術に伴う課題を解決しようとするものであって、その目的とするところは、より精確な温度を検出する温度測定回路を提供するところにある。

本発明の一実施形態によれば、第１抵抗素子、前記第１抵抗素子の温度係数と異なる温度係数を有する第２抵抗素子、および、入力される選択信号に応じて選択される前記第１抵抗素子または前記第２抵抗素子が順次接続されるコンデンサを有し、入力される交流信号の周波数に応じた前記コンデンサの充放電によって直流成分を有する第１信号を出力する変換回路と、基準信号と前記変換回路から出力された第１信号とが入力され、前記交流信号を出力する制御回路であって、当該第１信号の電圧が当該基準信号の電圧と一致するように前記交流信号の周波数を制御する制御回路と、前記選択信号が前記第１抵抗素子を選択しているときに前記制御回路から出力される前記交流信号の第１周波数、および前記選択信号が前記第２抵抗素子を選択しているときに前記制御回路から出力される前記交流信号の第２周波数に基づいて、温度を算出する演算回路と、を備える温度測定回路が提供される。

本発明によれば、より精確な温度を検出する温度測定回路を提供することができる。

本発明の一実施形態に係る温度測定回路のブロック図を示す図である。 本発明の一実施形態に係る温度測定回路における温度に関するグラフの一例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る温度測定回路が備える周波数電圧変換回路の構成を示す図である。 図３の周波数電圧変換回路を理解するための周波数電圧変換回路の基本構成を示す図である。 本発明の一実施形態に係る温度測定回路が備えるリファレンス電圧回路の構成を示す図である。 本発明の変形例に係る温度測定回路が備える周波数電圧変換回路の２つの抵抗素子の抵抗値の差異を補正するための係数を求めるグラフの一例を示す図である。 従来の２つのバイポーラトランジスタを用いる温度センサを説明するための部分構成図である。

以下、本発明の一実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。以下に示す実施形態は本発明の実施形態の一例であって、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。

＜実施形態＞
［温度測定回路の構成］
図１を用いて、本発明の一実施形態に係る温度センサ（温度測定回路）１の構成について説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る温度測定回路のブロック図を示す図である。

温度センサ１は、リファレンス電圧回路１０、オペアンプ（増幅回路）２０、電圧制御発振器（発振回路）３０、周波数電圧変換回路（変換回路）４０、周波数デジタル変換器（生成回路）５０、論理回路（演算回路）６０を備える。オペアンプ２０と電圧制御発振器３０とを合わせて、制御回路２５と呼ぶ。

リファレンス電圧回路１０は、基準信号を出力する。基準信号は、直流成分を有し、出力される電圧をリファレンス電圧Ｖｒｅｆと呼ぶ。リファレンス電圧Ｖｒｅｆは、図５の説明において詳述するとおり、電源電圧ＶＤＤの分圧から生成される。

オペアンプ２０は、非反転入力端子と、反転入力端子、出力端子を有する。リファレンス電圧Ｖｒｅｆは、オペアンプ２０の非反転入力端子へ接続される。また、後述の周波数電圧変換回路４０が出力するフィードバック電圧Ｖｆｂは、オペアンプ２０の反転入力端子へ接続される。オペアンプ２０は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆとフィードバック電圧Ｖｆｂの差分を増幅して、制御電圧Ｖｃｎｔを生成する。言い換えると、制御電圧Ｖｃｎｔは、リファレンス電圧Ｖｒｅｆとフィードバック電圧Ｖｆｂに基づいて生成される。

電圧制御発振器３０は、電圧制御発振器３０の出力クロック信号ＣＬＫの発振周波数を制御する制御電圧Ｖｃｎｔが入力される入力端子を有する。また、電圧制御発振器３０は、出力クロック信号ＣＬＫの電圧を出力する出力端子を有する。電圧制御発振器３０は、リングオシレータ又はリラクゼーションオシレータである。

周波数電圧変換回路４０は、出力クロック信号ＣＬＫが入力され、第１信号を出力する。第１信号は、直流成分を有し、出力される電圧をフィードバック電圧Ｖｆｂと呼ぶ。言い換えると、周波数電圧変換回路４０は、入力される出力クロック信号ＣＬＫの周波数に応じて、フィードバック電圧Ｖｆｂを出力する。以上の構成によって、負帰還制御が働き、フィードバック電圧Ｖｆｂはリファレンス電圧Ｖｒｅｆと常に等しくなるように電圧制御発振器３０の出力クロック信号ＣＬＫの周波数が制御される。

周波数デジタル変換器５０は、出力クロック信号ＣＬＫの周波数を計測して、デジタルデータを生成する。周波数デジタル変換器５０は、この例では、周波数カウンタである。

論理回路６０は、周波数デジタル変換器５０が生成したデジタルデータに基づいて、温度を算出する。温度測定回路１は、電圧制御発振器３０の発振周波数の温度係数が異なる２種類の出力クロック信号ＣＬＫを選択して出力する。温度係数が異なる２つの出力クロック信号ＣＬＫの周波数の比を取ることで精確に温度を測定することができる。

次に、図２を用いて、温度係数が異なる２つの出力クロック信号ＣＬＫの周波数の比Ｎの任意温度Ｔに関するグラフについて説明する。図２は、本発明の一実施形態に係る温度測定回路における温度に関するグラフの一例を示す図である。

入力周波数を電圧に変換する周波数電圧変換回路４０は、２種類の温度係数を切り替えられる仕組みを有する。後述のとおり、論理回路６０から送信される選択信号ＳＥＬに応じて、２種類の温度係数を切り替える。ここで、温度係数が異なる２つの出力クロック信号ＣＬＫの周波数の比Ｎは、以下の数式１で表される。Ｔ_０は、Ｎ＝１となる基準温度、Ｔは任意温度、Ａ_ｂとＡ_ｃは温度係数である。

この式から、図２に示すような比Ｎと任意温度Ｔの関係が描け、グラフの近似線からＴに関する方程式が得られる。周波数デジタル変換器５０で温度係数が異なる２つの出力クロック信号ＣＬＫの周波数を計測し、論理回路６０で温度係数が異なる２つの出力クロック信号ＣＬＫの周波数の比Ｎを算出して得られたＮの値を、この方程式に当てはめることで任意温度Ｔを算出することが可能となる。

［周波数電圧変換回路の構成］
図３から図５を用いて、周波数電圧変換回路４０の構成を具体的に説明する。図３は、本発明の一実施形態に係る温度測定回路が備える周波数電圧変換回路の構成を示す図である。

周波数電圧変換回路４０は、抵抗素子（第１抵抗素子）Ｒ２ｂと抵抗素子（第２抵抗素子）Ｒ２ｃを有する。抵抗素子Ｒ２ｂと抵抗素子Ｒ２ｃの温度係数は、互いに異なる。ここで、抵抗素子Ｒ２ｂの温度係数はＡｂであり、抵抗素子Ｒ２ｃの温度係数はＡｃである。抵抗素子Ｒ２ｂと抵抗素子Ｒ２ｃのいずれか一方は、選択信号ＳＥＬで制御されるスイッチＳ３、スイッチＳ４を介して、グラウンドＧＮＤへ接地される。

周波数電圧変換回路４０は、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２を有する。コンデンサＣ１は、スイッチＳ１とスイッチＳ２によって、電源電圧ＶＤＤまたは周波数電圧変換回路４０の出力端子のいずれか一方に接続される。コンデンサＣ１は、入力される選択信号ＳＥＬに応じて選択される抵抗素子Ｒ２ｂまたは抵抗素子Ｒ２ｃが順次接続されるコンデンサである。スイッチＳ１とスイッチＳ２は、電圧制御発振器３０の出力クロック信号ＣＬＫによって、制御されるが、この例では、電圧制御発振器３０の出力端子とスイッチＳ２との間にインバータ４０１があることにより、スイッチＳ１のどちらか一方がＯＮのとき、他方はＯＦＦするように制御されている。なお、この例では、電圧制御発振器３０の出力端子とスイッチＳ２との間にインバータ４０１があると説明したが、電圧制御発振器３０の出力端子とスイッチＳ２との間にインバータ４０１を設けず、電圧制御発振器３０とスイッチＳ１との間にインバータを設けることによって、スイッチＳ１のどちらか一方がＯＮのとき、他方はＯＦＦするように制御してもよい。

上述のとおり、周波数電圧変換回路４０は、入力されるクロック信号ＣＬＫの周波数（交流信号の周波数）に応じたコンデンサＣ１の充放電によって、直流成分を有する第１信号を出力する。

ここで、スイッチＳ３がＯＮでスイッチＳ４がＯＦＦで、抵抗素子Ｒ２ｃが接地されているときの電圧制御発振器３０から出力される出力クロック信号ＣＬＫの発振周波数を求めるが、わかりやすさの観点から、図３の周波数電圧変換回路４０を簡易にした基本的な周波数電圧変換回路４０Ａ（図４）及びリファレンス電圧回路１０を用いて、説明する。図４は、図３の周波数電圧変換回路を理解するための周波数電圧変換回路の基本構成を示す図である。図５は、本発明の一実施形態に係る温度測定回路が備えるリファレンス電圧回路の構成を示す図である。

図４に示す周波数電圧変換回路４０Ａは、図３に示す周波数電圧変換回路４０が抵抗素子を２つ有するのと異なり、抵抗素子が１つである。すなわち、周波数電圧変換回路４０Ａは、抵抗素子Ｒ２を有するのに対し、周波数電圧変換回路４０は、抵抗素子Ｒ２ｂ及び抵抗素子Ｒ２ｃを有する。周波数電圧変換回路４０Ａの抵抗素子Ｒ２は、グラウンドＧＮＤに接地している。周波数電圧変換回路４０ＡのスイッチＳ１、スイッチＳ２、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２については、周波数電圧変換回路４０で説明したため、ここでは詳細な説明はしない。

スイッチＳ１がＯＮでスイッチＳ２がＯＦＦのとき、コンデンサＣ１の接続端子ＸはスイッチＳ１を介して電源電圧ＶＤＤに接続されて電荷が充電される。その後、スイッチＳ１がＯＦＦでスイッチＳ２がＯＮになったとき、コンデンサＣ１の接続端子ＸはスイッチＳ２を介して、出力端子に接続され、電源電圧ＶＤＤから充電された電荷は、出力端子に接続されたコンデンサＣ２と抵抗素子Ｒ２へ放電される。ここで、コンデンサＣ１の等価抵抗値は出力クロック信号ＣＬＫの周波数Ｆ_ｃｌｋによって、以下の数式２のとおりに表すことができる。

フィードバック電圧Ｖｆｂは、電源電圧ＶＤＤの等価抵抗Ｒ１と抵抗素子Ｒ２による分圧となり、以下の数式３のとおり表すことができる。

数式２を数式３へ代入して、Ｆ_ｃｌｋを表すと、以下の数式４のとおりになる。

次に、図５を用いて、リファレンス電圧回路１０について説明する。リファレンス電圧Ｖｒｅｆは、周波数電圧変換回路４０や周波数電圧変換回路４０Ａと同じ電源電圧ＶＤＤの分圧によって生成することが可能である。この例では、リファレンス電圧回路１０は、スイッチドキャパシタ回路を備える。リファレンス電圧回路１０は、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４、コンデンサＣ５、セレクトスイッチＳ５、スイッチＳ６、スイッチＳ７を有する。

コンデンサＣ３及びコンデンサＣ４の一方のプレートは、スイッチＳ６を介して電源電圧ＶＤＤへ接続、もしくはスイッチＳ７を介してリファレンス電圧回路１０の出力端子のどちらか一方に接続される。コンデンサＣ３の反対側のプレートは、セレクトスイッチＳ５を介してＶＤＤまたはグラウンドＧＮＤへ接続される。コンデンサＣ４の反対側のプレートは、常にグラウンドＧＮＤへ接地とする。

ここで、スイッチＳ５、スイッチＳ６及びスイッチＳ７は、電圧制御発振器３０の出力クロック信号ＣＬＫによって制御される。スイッチＳ６がＯＮのとき、インバータ１０１があるためスイッチＳ７はＯＦＦであり、セレクトスイッチＳ５は電源電圧ＶＤＤ側へ接続される。そして、コンデンサＣ４には、電源電圧ＶＤＤから電荷が充電されて、コンデンサＣ３の両プレートは同電位となるため、コンデンサＣ３の電荷は放電されてリセット状態となる。

他方、スイッチＳ６がＯＦＦのとき、スイッチＳ７はＯＮとなり、スイッチＳ５はグラウンドＧＮＤ側へ接続される。そのため、コンデンサＣ４に充電された電荷はコンデンサＣ３とコンデンサＣ５へ放電される。リファレンス電圧回路１０の出力端子に現れるリファレンス電圧Ｖｒｅｆは、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４及び電源電圧ＶＤＤから、以下の数式５で表される。

周波数電圧変換回路４０Ａとリファレンス電圧回路１０のスイッチ制御は、電圧制御発振器３０の出力クロック信号ＣＬＫによって同一の周波数で制御される。また、リファレンス電圧Ｖｒｅｆとフィードバック電圧Ｖｆｂが等しくなるように負帰還制御が働いている。そのため、リファレンス電圧回路１０のコンデンサＣ３と周波数電圧変換回路４０ＡのコンデンサＣ１、リファレンス電圧回路１０のコンデンサＣ５と周波数電圧変換回路４０ＡのコンデンサＣ２の容量値がそれぞれ等しい値とすれば、電源電圧ＶＤＤからリファレンス電圧Ｖｒｅｆと、電源電圧ＶＤＤからフィードバック電圧Ｖｆｂの周波数特性は等しくなるよう制御される。

また、周波数電圧変換回路４０Ａの抵抗素子Ｒ２の値がデバイスの温度で変化しても、リファレンス電圧Ｖｒｅｆとフィードバック電圧Ｖｆｂが等しくなるように出力クロック信号ＣＬＫの周波数が変化して、リファレンス電圧回路１０のコンデンサＣ３、コンデンサＣ４と周波数電圧変換回路４０ＡのコンデンサＣ２の等価抵抗値は、Ｒ２に対する比が変化しないように出力クロック信号ＣＬＫで制御される。そのため、リファレンス電圧Ｖｒｅｆとフィードバック電圧Ｖｆｂの周波数特性の温度に対する変化も等しくなる。電源電圧ＶＤＤにノイズが乗ってもリファレンス電圧Ｖｒｅｆとフィードバック電圧Ｖｆｂに現れるノイズ成分は振幅と位相が等しい同相成分となるため、電源電圧ＶＤＤからのノイズ成分はオペアンプの同相除去によって低減することが可能である。

負帰還制御の働きによって、Ｆ_ｃｌｋの数式４において、フィードバック電圧Ｖｆｂはリファレンス電圧Ｖｒｅｆへ置き換えられる。そのため、数式５と数式４からＦ_ｃｌｋは、以下の数式６で表される。

数式６をみると、周波数Ｆ_ｃｌｋは、電源電圧ＶＤＤの依存性がなく、抵抗素子とコンデンサの値のみで決まることがわかる。すなわち、電源電圧ＶＤＤの変化は、温度測定回路１の精度に与える影響が小さいため、あらゆる電源電圧の条件でも使用が可能であるという効果を奏する。

ところで、半導体プロセスにおける抵抗素子は、ポリシリコン抵抗や拡散抵抗で実現され、これらの抵抗素子の温度係数の範囲は、−１５００ｐｐｍ／℃から５００ｐｐｍ／℃と広く、抵抗素子の材質によって温度係数は異なる。他方、コンデンサは、一般的な半導体プロセスではＭｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｍｅｔａｌ（ＭＯＭ）またはＭｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｍｅｔａｌ（ＭＩＭ）構造で実現でき、これらの容量値の温度係数は抵抗に対して無視できるほどに小さい。そこで、数式６の周波数Ｆ_ｃｌｋは、抵抗値Ｒ２の温度変化のみに依存する周波数となり、以下の数式７で表される。

ここで、Ａは抵抗素子の温度係数、Ｔ_０は基準温度、Ｔは任意温度、Ｒ２｜_Ｔ０は基準温度におけるＲ２の抵抗値、Ｆ_ｃｌｋ｜_Ｔは任意温度のクロックの周波数である。

再び図３に戻って説明する。スイッチＳ３がＯＮでスイッチＳ４がＯＦＦで抵抗素子Ｒ２ｂが接地されているときの電圧制御発振器３０から出力されるクロックの発振周波数Ｆ_{ｃｌｋ_b}｜_Ｔは、数式７から、以下の数式８で表される。

スイッチＳ４がＯＮでスイッチＳ３がＯＦＦで抵抗素子Ｒ２ｃが接地されているときの電圧制御発振器３０から出力されるクロックの発振周波数Ｆ_{ｃｌｋ_c}｜_Ｔは、数式７から以下の数式９で表される。

基準温度Ｔ_０における抵抗素子Ｒ２ｂと抵抗素子Ｒ２ｃの抵抗値が等しければ、数式８と数式９の比は、以下の数式１０で表される。数式１０から、任意温度ＴにおけるＦ_{ｃｌｋ_b}｜_ＴとＦ_{ｃｌｋ_c}｜_Ｔの比Ｎは２つの温度係数ＡｂとＡｃ、基準温度Ｔ_０のみで決まることがわかる。

ここでフィードバック電圧Ｖｆｂとリファレンス電圧Ｖｒｅｆの差分を増幅して電圧制御発振器３０の制御電圧Ｖｃｎｔを生成するオペアンプの有限利得とバラつきによる入力オフセット電圧Ｖｏｆｓを考慮に入れると、フィードバック電圧Ｖｆｂは、リファレンス電圧Ｖｒｅｆと等しくはならず、以下の数式１１で表されることになる。

入力オフセット電圧Ｖｏｆｓの影響を含むＦ_ｃｌｋ｜_Ｔは、数式１１を数式４へ代入してさらに抵抗素子の温度係数を含めると、以下の数式１２となる。

入力オフセット電圧Ｖｏｆｓを含む係数Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｓ／（ＶＤＤ−Ｖｒｅｆ＋Ｖｏｆｓ）は、抵抗素子Ｒ２が温度係数の異なる抵抗素子Ｒ２ｂまたは抵抗素子Ｒ２ｃに置き換わったとしても２つの状態において不変な値となる。したがって、それぞれの温度係数におけるクロック周波数Ｆ_{ｃｌｋ_b}｜_Ｔ及びＦ_{ｃｌｋ_c}｜_Ｔの比Ｎを求める過程で入力オフセット電圧Ｖｏｆｓを含む係数は打ち消される。その結果、Ｎは数式１０となりオペアンプの入力オフセット電圧の影響は受けないことがわかる。すなわち、本実施形態では、オペアンプ２０の有限利得と素子ばらつきによるオフセットは、温度測定回路１の精度に影響しない。そのため、ＤＣ利得は小さくてよく、高い電源電圧が必要なＭＯＳのカスケード構造や素子バラつきを抑えるための対策を採らなくてもよいといった効果を奏する。

本実施形態に係る温度測定回路１では、主な回路である電圧制御発振器３０、周波数電圧変換回路４０は、Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ（ＣＭＯＳ）回路によるスイッチング動作で実現される。そのため、ＣＭＯＳ回路を構成するＮＭＯＳとＰＭＯＳの閾値電圧を超える程度の電源電圧で動作可能である。また、本実施形態に係る温度測定回路１は、オペアンプ２０の出力の僅かな変化で、電圧制御発振器３０が変わる感度を有する。そのため、オペアンプ２０の出力範囲は狭くなり、電源電圧が１Ｖ程度でも十分な動作が可能である。したがって、ため、本実施形態に係る温度測定回路１によれば、低電圧化が可能であるという効果を奏する。

また、本実施形態に係る温度測定回路１では、従来技術より簡易な構成で精確な温度を検出する。そのため、コストの増加を抑制しつつ、より精確な温度を検出する温度測定回路１を提供することができる。

＜変形例＞
以上の実施形態では、リファレンス電圧回路１０は、スイッチドキャパシタ回路による分圧回路であることを前提に説明した。もっとも、リファレンス電圧回路１０は、これに限定されるものではなく、抵抗ラダー回路による分圧回路であってもよい。また、リファレンス電圧回路１０は、より安定した基準電圧を生成することができるバンドギャップリファレンス回路であってもよい。

変形例においても、上記実施形態と同様の効果を奏する。

ところで、基準温度Ｔ_０おける抵抗素子Ｒ２ｂと抵抗素子Ｒ２ｃの抵抗値は、設計段階で等しい値を取るようにしても、プロセスの変動やバラつきの影響により、サンプルごとに値は、互いに異なることがある。そこで、基準温度Ｔ_０における抵抗素子Ｒ２ｂと抵抗素子Ｒ２ｃの抵抗値の差異を補正する方法として、以下の方法が考えられる。

［抵抗値の差異の補正１］
基準温度Ｔ_０における抵抗素子Ｒ２ｂと抵抗素子Ｒ２ｃの抵抗値の差異を補正するために、抵抗素子Ｒ２ｂと抵抗素子Ｒ２ｃのどちらか一方または両方を可変抵抗として、サンプルごとに基準温度Ｔ_０で抵抗値が等しくなるように調整してもよい。

［抵抗値の差異の補正２］
基準温度Ｔ_０におけるＦ_{ｃｌｋ_b}｜_ＴとＦ_{ｃｌｋ_c}｜_Ｔの比を求めておくことで周波数デジタル変換器５０の後段の論理回路６０で補正が可能である。この場合には、基準温度Ｔ_０におけるＦ_{ｃｌｋ_b}｜_ＴとＦ_{ｃｌｋ_c}｜_Ｔの比の値を予めメモリなどに保持し、論理回路６０で補正する際にメモリから読み出すことを要する。

抵抗素子Ｒ２ｂに対して抵抗素子Ｒ２ｃが±ΔＲだけ誤差があることを仮定して、基準温度Ｔ_０において測定されたＦ_{ｃｌｋ_b}｜_Ｔ0とＦ_{ｃｌｋ_c}｜_Ｔ0の比Ｎｍは数式１３、任意温度ＴにおけるＮ±ΔＮは数式１４で表される。なお、Ｒ２ｂ｜_Ｔ０＝Ｒ２ｃ｜_Ｔ０である。

数式１４はＮｍを含むため、数式１３のＮｍの逆数を補正係数として式１４へ乗算すれば数式９と等しくなる。したがって、以下の数式１５で示すように、基準温度Ｔ_０における抵抗素子Ｒ２ｂと抵抗素子Ｒ２ｃの抵抗値の差異を補正したことと等価となる。

周波数電圧変換回路４０が持つ温度係数の異なる２つの抵抗素子のばらつきの補正は、各抵抗素子を接地したときの電圧制御発振器３０から出力されるクロック信号の周波数を観測して、それらの比を補正係数として予めデジタル値で記憶しておくことにより、後段の論理回路６０でばらつきの補正は可能である。そのため、従来技術と異なり、温度精度に悪影響をもたらす調整用抵抗素子とバイパスするためのＭＯＳスイッチを持たなくてもよい。したがって、コストの増加を抑制しつつ、より精確な温度を検出する温度測定回路を提供することができる

［抵抗値の差異の補正３］
測定時の温度Ｔｍを用いることで計算から、抵抗素子Ｒ２ｂと抵抗素子Ｒ２ｃの差異を補正するための係数１／Ｎｍを得る求めることが可能である。抵抗素子Ｒ２ｂの温度係数Ａｂ=−３００ｐｐｍ／℃、抵抗素子Ｒ２ｃの温度係数Ａｃ=１５００ｐｐｍ／℃、基準温度Ｔ_０=２５℃とした時の０から１００℃におけるＦ_{ｃｌｋ_b}｜_ＴとＦ_{ｃｌｋ_c}｜_Ｔの比Ｎは、数式１０から図６のとおりに表される。図６は、本発明の変形例に係る温度測定回路が備える周波数電圧変換回路の２つの抵抗素子の抵抗値の差異を補正するための係数を求めるグラフの一例を示す図である。

図６に示すグラフの近似線よりＮの任意温度Ｔに対する１次関数は数式１６となる。

測定温度ＴｍにおけるＮ｜_Ｔｍは数式１６から得られる。また、Ｎ｜_Ｔｍは数式１４と数式１５から、以下の数式１７で表される。

数式１７において、Ｎ｜_Ｔｍは数式１６から得られる既知の値である。また、測定温度ＴｍにおけるＦ_{ｃｌｋ_b}｜_ＴｍとＦ_{ｃｌｋ_c}｜_Ｔｍも測定から得られる既知の値となる。そのため、数式１７を補正係数１／Ｎｍについて解くことが可能である。

なお、本発明は上記の実施形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。

１：温度測定回路 １０：リファレンス電圧回路 ２０：オペアンプ
３０：電圧制御発振器 ４０：周波数電圧変換回路
５０：周波数デジタル変換器 ６０：論理回路
１０１、４０１、４０３：インバータ

Claims (9)

1. 第１抵抗素子、前記第１抵抗素子の温度係数と異なる温度係数を有する第２抵抗素子、および、入力される選択信号に応じて選択される前記第１抵抗素子または前記第２抵抗素子が順次接続されるコンデンサを有し、入力される交流信号の周波数に応じた前記コンデンサの充放電によって直流成分を有する第１信号を出力する変換回路と、
   基準信号と前記変換回路から出力された第１信号とが入力され、前記交流信号を出力する制御回路であって、当該第１信号の電圧が当該基準信号の電圧と一致するように前記交流信号の周波数を制御する制御回路と、
   前記選択信号が前記第１抵抗素子を選択しているときに前記制御回路から出力される前記交流信号の第１周波数、および前記選択信号が前記第２抵抗素子を選択しているときに前記制御回路から出力される前記交流信号の第２周波数に基づいて、温度を算出する演算回路と、
   を備える温度測定回路。
2. 前記演算回路は、前記第１周波数を保持した後、前記第２抵抗素子を選択する前記選択信号を前記変換回路に送信し、
   前記制御回路は、前記第２周波数の前記交流信号を出力し、
   前記演算回路は、前記第１周波数及び前記第２周波数に基づいて、前記温度を算出することを特徴とする請求項２に記載の温度測定回路。
3. 前記制御回路は、
   前記基準信号及び前記第１信号が入力され、前記基準信号及び前記第１信号の電圧差に応じた電圧の制御信号を出力する増幅回路と、
   前記制御信号が入力され、当該制御信号の電圧に応じた周波数を有する前記交流信号を出力する発振回路と、を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の温度測定回路。
4. 前記演算回路は、
   前記第１周波数をＦ_{ｃｌｋ_1}｜_Ｔ、前記第２周波数をＦ_{ｃｌｋ_2}｜_Ｔ、前記第１抵抗素子の温度係数をＡ_１、前記第２抵抗素子の温度係数をＡ_２、前記第１周波数と前記第２周波数の比をＮ、前記Ｎ＝１となる基準温度をＴ_０、前記温度をＴとしたときに、下記の数式
   

   

   
   
   に基づいて、前記温度を算出することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一に記載の温度測定回路。
5. 少なくとも前記第１抵抗素子及び前記第２抵抗素子のうち一つは、可変抵抗であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一に記載の温度測定回路。
6. 前記第１抵抗素子及び前記第２抵抗素子それぞれの抵抗値の差異を補正する情報を前記演算回路に入力することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一に記載の温度測定回路。
7. 前記基準信号は、少なくともバンドギャップリファレンス回路、抵抗ラダー回路による分圧回路のうちの一つによって生成されることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一に記載の温度測定回路。
8. 前記基準信号は、スイッチドキャパシタ回路を含む参照電圧回路によって生成され、
   前記参照電圧回路には、前記制御回路が出力する前記交流信号が入力され、
   前記基準信号は、前記第１信号と同相であることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一に記載の温度測定回路。
9. 前記発振回路は、リングオシレータ又はリラクゼーションオシレータであることを特徴とする請求項３に記載の温度測定回路。
   
   

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