KR20080109032A

KR20080109032A - 램프를 구동하기 위한 인버터에 대한 스위치오프 시간 조절

Info

Publication number: KR20080109032A
Application number: KR1020087025403A
Authority: KR
Inventors: 볼프람 조바
Original assignee: 오스람 게젤샤프트 미트 베쉬랭크터 하프퉁
Priority date: 2006-03-17
Filing date: 2007-03-05
Publication date: 2008-12-16
Also published as: WO2007107447A1; WO2007107447A9; CN101401489A; CA2643939A1; DE502007001408D1; BRPI0709585A2; JP2009530780A; EP2000010A1; US20090295299A1; US8054003B2; KR100971800B1; TW200746913A; ATE441312T1; EP2000010B1; JP4905737B2; DE202006004296U1

Abstract

본 발명은 클래스 E 컨버터(T1, L1)를 갖는 램프(L)를 작동시키기 위한 전자식 안정기에 관한 것이다. 램프(L)가 연결될 때, 일단 클래스 E 컨버터(T1, L1)의 스위칭 소자(T1)가 스위치 오프되면, 클래스 E 컨버터(T1, L1)의 출력 전류는 반대 극성의 제1 하프-주기 및 제2 하프-주기를 갖는다. 전자식 안정기는 출력 전류를 측정하기 위한 측정 장치와 스위칭 소자의 스위치-온 시간을 조절하기 위한 조절 장치를 갖는다. 이 경우, 측정 장치는 제1 하프-주기의 제1 출력 전류 값과 제2 하프-주기의 제2 출력 전류 값을 결정하도록 설계되고, 이때 스위치-온 시간을 조절하기 위한 조절 장치는 두 출력 전류 값들 사이의 편차에 기초하여 제어 변수로 제공된다.

Description

램프를 구동하기 위한 인버터에 대한 스위치오프 시간 조절{SWITCHOFF TIME REGULATION SYSTEM FOR AN INVERTER FOR DRIVING A LAMP}

본 발명은 클래스 E 컨버터를 갖는 램프를 작동시키는 전자식 안정기에 관한 것이다.

램프들을 작동시키는 전자식 안정기들은 매우 다양한 설계들로 알려져 있다. 각각의 경우에 상이한 정격 출력들 또는 작동 모드들을 갖는 상이한 램프 타입들에 대한 다양한 실시예들이 존재한다. 작동을 위해 연결되는 램프는 예컨대 방전 램프, 특히 유전체 장벽 방전 램프일 수 있다.

전자식 안정기들은 상기 연결된 램프를 작동시키는데 필요한 램프 전류를 생성한다. 이를 위해, 상기 전자식 안정기들은 컨버터를 갖는다. 본질적으로, 컨버터들은 전자식 안정기의 전력 공급, 예컨대 메인 공급을 상기 연결된 램프를 작동시키기 위한 전력으로 변환한다. 이 경우, 컨버터의 출력 전류와 출력 전압은 연결될 각각의 램프 타입에 매칭된다.

예컨대, 유전체 장벽 방전 램프들, 소위 DBD 램프들을 작동시키기 위한 클래스 E 컨버터들은 DC 전압 공급을 펄스 전력 공급으로 변환한다. 클래스 E 컨버터를 작동시키기 위한 DC 전압은 이 경우에 일반적으로 정류기에 의해 메인 공급으로 부터 먼저 생성된다.

클래스 E 컨버터는 저장 코일과 스위칭 소자를 갖는다. 스위칭 소자가 닫히면, 시간에 따라 증가하는 직류 전류가 저장 코일을 통해 흐른다. 스위칭 소자가 열리면, 전류의 갑작스러운 변화 때문에 높은 유도 전압이 저장 코일 양단에 발생한다. 저장 코일에 저장된 에너지는 커플링 아웃되고, 그러므로 상기 연결된 램프에 공급될 수 있다. 그런 다음에, 또는 여전히 저장 코일 양단에 전압 펄스가 있는 동안에, 클래스 E 컨버터의 스위칭 소자는 다시 닫히고, 저장 코일은 다시 에너지를 저장하기 시작한다.

DBD 램프는 실질적으로 용량성 부하이다. 클래스 E 컨버터의 커플링 아웃된 출력 전류는 유전적으로 방해된 전극들(dielectrically impeded electrodes)을 충전시킨다. 유전적으로 방해된 전극들 사이에서 우세한 높은 전압 때문에, 제1 방전이 개시된다. 램프의 내부의 역 극성화 때문에, 및 램프 부하 회로가 대응하게 역으로 진동하기 때문에, 갱신된 점화, 즉 재점화가 이루어질 수 있다. 이러한 점에서, 동일 출원인에 의한 WO00/13204가 참조된다.

DBD 램프가 클래스 E 컨버터를 통해 작동된다면, 클래스 E 컨버터의 출력 전류는 어쩌면 방전 매체의 점화 및 재점화에 의해 동반되는 반대 극성을 갖는 두 개의 하프-주기들을 가질 수 있다.

그러나, 본 발명은 DBD 램프들에 대한 전자식 안정기들에만 관한 것일 뿐만 아니라, 일시적으로 이격된 전력 펄스들로 작동될 수 있는 다른 램프 타입들에 대한 안정기들, 정확하게는 특히, 유전체 장벽 방전 램프들에서와 같은 용량성 특징 이 존재하는 램프들 또는 상기 용량성 특징이 존재하도록 연결되는 램프들에 대한 안정기들에 관한 것이다.

본 발명의 목적은 출력 전류에 있어서 유용한 클래스 E 컨버터를 갖는 전자식 안정기를 특정하는 것이다.

상기 목적은 클래스 E 컨버터를 갖는 램프를 작동시키기 위한 전자식 안정기에 의해 달성되며, 상기 클래스 E 컨버터는 연결될 램프에 전력을 공급하기 위한 상기 스위칭 소자를 구비하고, 클래스 E 컨버터의 출력 전류는 램프가 연결되고 일단 스위칭 소자가 스위치 오프된 경우에 반대 극성의 제1 하프-주기 및 제2 하프-주기를 가지며, 여기서 상기 전자식 안정기는 상기 출력 전류를 측정하기 위한 측정 장치, 상기 스위칭 소자의 스위치-온 시간을 설정하기 위한 조절 장치를 갖는데, 상기 측정 장치는 제1 하프-주기의 제1 출력 전류 값과 제2 하프-주기의 제2 출력 전류 값을 결정하도록 설계되고, 상기 스위치-온 시간을 설정하기 위한 조절 장치에는 두 개의 출력 전류 값들 사이의 편차에 기초한 제어된 변수가 공급된다.

본 발명의 바람직한 구성예들은 종속항들에서 제공되고, 하기의 상세한 설명에서 설명될 것이다.

클래스 E 컨버터의 스위칭 소자가 스위치 오프되면, 클래스 E 컨버터의 저장 코일 양단에 유도 전압이 발생한다. 전술된 바와 같이, 대응하는 전력이 예컨대 제2 코일 양단에서 커플링 아웃될 수 있다. 이 경우, 클래스 E 컨버터의 출력 전류는 반대 극성을 갖는 제1 하프-주기 및 제2 하프-주기를 가질 수 있다.

본 발명은 클래스 E 컨버터의 스위칭 소자의 스위치-온 시간이 램프에 커플링된 전력에 영향을 끼칠 수 있다는 그 자체로 공지된 사실에 기초한다.

DBD 램프의 경우, 최적화된 스위치-온 시간은 예컨대 4 내지 7%만큼 향상되는 전력의 커플링-인을 유도할 수 있다.

클래스 E 컨버터들은 공진이 있는 경우 및 공진이 없는 경우 모두에서 작동될 수 있다. 공진 동작 동안에, 스위칭 소자가 스위치 온일 때 상기 스위칭 소자 양단에 걸린 전압은 0 V이다. 그러므로, 공진 동작 동안의 스위치-온 시간은 저장 코일 양단에서 발생하는 전압 펄스 이후에 일시적이다.

비-공진 동작 동안에, 스위칭 소자는 전압 펄스 동안만큼 일찍 스위치 온 된다.

발명자는, 비-공진 동작 동안에 스위칭 소자의 스위치-온 시간이 램프가 연결될 때 출력 전류의 프로파일에 상당한 영향을 끼친다는 것을 알아냈다. 예컨대, 출력 전류의 제1 하프-주기가 양의 극성을 갖고, 대응하게 출력 전류의 제2 하프-주기가 음의 극성을 갖는다면, 및 클래스 E 컨버터의 스위칭 소자가 출력 전류의 하강 에지에서 스위치 온 되다면, 주로 제2 하프-주기의 출력 전류의 피크 값들 및 프로파일이 변경된다.

예컨대 마이크로컨트롤러 또는 간단한 타이밍 소자를 통해 스위치-오프 시간에 고정된 시간 간격 내에서 스위치-온 시간을 사전 결정하는 것은 문제가 있는데, 그 이유는 출력 전류의 프로파일이 각각의 연결된 램프에 대하여 상이할 수 있고 동일한 램프의 작동 동안에도 심지어 변동할 수 있기 때문이다. 심지어 동일한 구성을 갖는 램프들이 제조 허용오차들 때문에 상이한 용량성 부하들을 나타낼 수 있다. 심지어 연결된 램프의 주변 환경의 변화들이 부하의 유효 용량을 변경시킬 수 있다. 출력 전류의 시간에 따른 프로파일이 심지어 램프가 터치됨에 의해 또는 램프홀더에 대한 상대적인 위치 변화에 의해 변경될 수도 있다.

본 발명은 출력 전류의 시간에 따른 프로파일에 기초하여 전압 펄스 동안 스위치-온 시간을 설정하는 개념에 기반한다. 이러한 개념은 출력 전류의 시간에 따른 프로파일이 스위치-온 시간에 의존적이기 때문에 가능하다.

이를 위해, 본 발명에 따른 전자식 안정기는 출력 전류를 측정하기 위한 측정 장치를 갖는다. 이 경우, 측정 장치는 제1 하프-주기의 제1 출력 전류 값과 제2 하프-주기의 제2 출력 전류 값을 결정하도록 설계된다. 이는 예컨대 두 하프-주기들 각각의 내에서 간격에 걸친 평균 또는 적분일 수 있다. 두 하프-주기들 각각은 피크 값을 갖는다; 이는 하기에 추가로 설명되는 바와 같이 제1 하프-주기 및 제2 하프-주기와 연관된 출력 전류 값일 수도 있다. 본질적으로, 출력 전류의 임의의 원하는 기능들이 또한, 상기 각각의 기능들이 두 하프-주기들 중 적어도 하나에 대하여 매우 단조로운 방식으로 스위치-온 시간에 의해 변동하는 출력 전류 값을 생성하는 한, 고려될 수 있다. 예컨대, 제1 출력 전류 값이 스위치-온 시간의 변화량에 관해서는 일정하지만, 이에 의해 제2 하프-주기와 연관된 출력 전류 값이 변동하는 것이 가능하다.

측정 장치는 또한 두 부분들을 갖도록 설계될 수 있는데, 측정 장치의 제1 부분은 출력 전류의 제1 하프-주기에 대하여 출력 전류 값을 결정하고, 측정 장치의 제2 부분은 출력 전류의 제2 하프-주기에 대하여 출력 전류 값을 결정한다.

또한, 전자식 안정기는 스위치-온 시간을 설정하는 조절 장치를 갖는다. 이 경우, 두 출력 전류 값들 사이의 편차가 제어된 변수로서 상기 조절 장치에 제공된다. 가장 단순한 경우, 두 출력 전류 값들 사이의 편차는 피크 값들의 절대 값들 사이의 차에 대응할 수 있다.

바람직한 경우, 상기 제어된 변수는 예컨대 클래스 E 컨버터의 다수의 스위칭 주기들에 걸쳐 평균화된 피크 값들의 절대 값들 사이의 차에 대응할 수 있다.

이를 위해, 본 발명의 바람직한 실시예에서, 측정 장치는 두 개의 피크 값 검출 회로들을 갖는다. 상기 회로들은 두 개의 피크 값 검출 회로들 중 제1 회로에서 제1 출력 전류 값으로서 제1 하프-주기의 피크 값을 검출하고, 두 개의 피크 값 검출 회로들 중 제2 회로에서 제2 출력 전류 값으로서 제2 하프-주기의 피크 값을 검출하도록 설계된다. 피크 값 검출 회로들에 의해 커다란 신호들이 쉽게 달성될 수 있다.

바람직하게, 조절 장치에 의해 사용되는 세트포인트 변수는 두 피크 값들 중 큰 값의 40% 미만의 제1 피크 값의 절대 값과 제2 피크 값의 절대 값 사이의 차에 대응한다. 30%, 20%, 10%, 5% 및 1% 미만의 절대 값들 차가 주어진 순서대로 더 바람직하다. 제1 피크 값 및 제2 피크 값의 절대 값들의 거의 동일한 비율들에 대하여 특히 커다란 전력량이 연결된 램프에 커플링된다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 측정 장치는 변압기들을 이용하여 클래스 E 컨버터의 출력 전류를 결정하도록 설계된다. 이를 위해, 코일이 램프의 부하 회로에 삽입될 수 있고, 측정 장치는 거기에 측정 저항기를 갖는 제2 코일을 가질 수 있다. 그런 다음, 부하 회로의 전류에 비례하는 전압이 상기 측정 저항기 양단에서 강하한다. 그러나, 저항기는 또한 클래스 E 컨버터의 저장 코일에 병렬로 연결될 수도 있으며, 그 결과로 클래스 E 컨버터의 출력 전류에 비례하는 전압이 상기 저장 코일 양단에서 강하한다. 저항기는 상기 저항기를 통해 흐르는 전류의 시퀀스에 따른 손실이 낮게 유지되게 충분히 높은 저항 값을 가져야 한다.

바람직하게, 측정 장치는 출력 전류 값들 사이의 편차들이 클래스 E 컨버터의 다수의 스위칭 주기에 걸쳐 평균화되도록 설계된다. 대응하는 회로 배열이 특히 거의 복잡성 없이 구현될 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 피크 값들이 피크 값 검출 회로들에 의해 상기 피크 값 검출 회로에서 전압들의 형태로 검출되고, 예컨대 피크 값 검출 회로들은 커패시터와 저항기를 갖는다. 바람직하게, 피크 값 검출 회로들은 평균화 커패시터와 저항기를 포함하는 병렬 회로와 상호 연결되는데, 상기 평균화 커패시터 양단의 전압이 클래스 E 컨버터의 선행 스위칭 주기들의 두 피크 값의 절대 값 차들에 걸쳐 시간-간격-가중된 평균 값을 나타내도록 상호 연결된다. 저항기가 평균화 커패시터에 병렬로 연결되는 사실의 결과로서, 상기 평균화 커패시터는 상기 저항기를 통해 시간에 따라 재충전될 수 있다. 이 경우, 평균화는 그러므로 단순히 산술 평균이 아니고, 그러나 보다 최근의 과거로부터 피크 값들의 절대 값들의 차들이 보다 먼 과거로부터 피크 값들의 절대 값들의 차보다 더 크게 가중화된다(대응하는 회로가 기능하는 방식에 관한 예시적 실시예가 참조된다).

바람직하게, 조절 장치는 또한 스위칭 소자를 스위칭하기 위한 제어 장치를 포함한다. 상기 제어 장치는 제1 임계치 값 소자를 포함하고, 제어된 변수가 상기 임계치 값 소자의 제1 입력부에 제공되며, 상기 임계치 값 소자는 제1 임계치 값 소자가 스위칭 소자를 스위칭할 수 있도록 상기 스위칭 소자와 상호 연결된다. 제1 입력부에 제공되는 제어된 변수는 예컨대 임계치 값 소자 내에서 구현된 임계치와 비교될 수 있다. 그러나, 또한, 임계치 값이 임계치 값 소자의 추가의 입력부를 통해 임계치 값 소자에 제공되는 것도 가능하다. 더욱 상세한 사항들은 이어지는 상세한 설명과 제1 임계치 값 소자의 회로에 대한 예시적 실시예에서 제공될 것이다.

그러므로, 조절 없이, 제어 장치 그 자체가 일정한 스위치-오프 시간을 사전 결정하도록 설계될 수 있다. 측정 장치에 의해 제공되는 제어된 변수는 제어 장치에게 상기 일정한 스위치-오프 시간으로부터 벗어나도록 명령할 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 조절 장치는 커패시터, 제2 임계치 값 소자 그리고 전압 소스를 갖는다. 이 경우, 스위칭 소자를 통과하는 전류에 비례하는 신호가 상기 제2 임계치 값 소자의 입력부에 존재한다. 이는 예컨대 스위칭 소자와 직렬로 연결되는 측정 저항기 양단의 전압일 수 있다. 제2 임계치 값 소자는, 임계치 값이 제2 임계치 값 소자의 입력부에 도달될 때 커패시터의 전하가 제1 방향에서 역전되도록, 예컨대 방전되도록 상기 커패시터와 상호 연결된다.

바람직하게, 제1 임계치 값 소자는 제2 입력부를 갖고, 커패시터는 커패시터의 충전 상태에 비례하는 신호가 입력부에 제공되도록 제1 임계치 값 소자의 두 개의 입력부들 중 하나와 상호 연결된다. 커패시터가 예컨대 전압 코일을 통해 충전되면, 상기 커패시터는 예컨대 제1 임계치 값 소자의 제2 입력부와 상호 연결되어, 상기 제2 입력부의 전위가 커패시트의 증가하는 충전에 의해 증가한다.

이 경우 제어 장치는 스위칭 소자가 커패시터의 제1 전하 역전 때문에 제1 임계치 값 소자를 통해 스위치 오프 되도록 설계된다. 또한, 제어 장치는 커패시터의 전하가 전압 소스를 통해 다른 제2 방향으로 역전되도록, 예컨대 커패시터가 충전되도록 설계된다. 최종적으로, 제1 임계치 값 소자는 커패시터의 제2 전하 역전 때문에 스위칭 소자가 다시 스위치 온 되게 하고, 그 결과로, 전체적으로, 커패시터의 제2 전하 역전의 전하-역전 시간은 제1 임계치 값 소자에 제공되는 제어된 변수가 편차를 유도하지 않는다면 스위치-오프 시간을 결정한다.

제어된 변수는 이제 제1 임계치 값 소자의 두 입력부들 중 하나에 제공될 수 있고, 따라서 스위치-오프 시간을 수정할 수 있다. 예컨대, 측정 장치의 출력 신호, 즉 제어된 변수는 기준 전압에 부가될 수 있다. 측정 장치와 제어 장치의 대응하는 상호 연결이 예시적인 실시예에서 나타난다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 임계치 값 소자들은 비교기들이다.

바람직하게, 제어 장치는 제2 임계치 값 소자의 출력을 통해 커패시터를 방전하도록 설계된다. 이것은 회로 관점에서 특히 단순하다.

부가하여, 유전체 장벽 방전 램프들을 작동시키기 위한 전자식 안정기들이 바람직한 애플리케이션 영역이다. 유전체 장벽 방전 램프들은 클래스 E 컨버터들을 통해 펄스 방법으로 용이하게 작동될 수 있고 용량성 부하를 나타내는 램프 타입이다.

또한, 본 발명은 본 발명에 따른 전자식 안정기와 함께 이러한 안정기를 이용하여 동작하기에 적절한 램프, 즉 조명 시스템에 관한 것이다.

개별적인 특징들에 관한 상기 및 하기의 상세한 설명은 전자식 안정기 및 조명 시스템에 관한 것이다. 또한, 상기 및 하기의 상세한 설명은 클래스 E 컨버터를 갖는 전자식 안정기를 구비한 램프를 작동시키는 본 발명에 대응하는 방법에 관한 것이다. 이는 이러한 사항들에 관한 명백한 언급이 없어도 적용된다.

그러므로, 본 발명은 또한 전자식 안정기를 갖는 램프를 작동시키기 위한 방법에 관한 것으로, 상기 전자식 안정기는 접속될 램프에 전력을 공급하는 스위칭 소자를 구비한 클래스 E 컨버터를 가지며, 상기 방법은 램프가 연결될 때 클래스 E 컨버터에 의해 출력 전류가 생성되는 단계, 스위칭 소자의 스위칭 오프 이후에 상기 출력 전류가 반대 극성의 제1 하프-주기 및 제2 하프-주기를 갖는 단계를 포함하며, 상기 방법은 전자식 안정기의 측정 장치를 이용하여 출력 전류를 측정하는 단계, 조절 장치를 이용하여 스위칭 소자의 스위치-온 시간을 설정하는 단계, 상기 측정 장치를 이용하여 제1 하프-주기의 제1 출력 전류 값과 제2 하프-주기의 제2 출력 전류 값을 결정하는 단계 그리고 상기 조절 장치를 이용하여 스위치-온 시간을 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하며, 상기 조절 장치는 두 출력 전류 값들 사이의 편차에 기초하는 제어된 변수로 제공된다.

본 발명은 예시적인 실시예를 참조하여 하기에서 더욱 상세하게 설명될 것이다. 여기에 개시되는 개별적인 특징들은 다른 조합들에서도 본 발명에 필수적일 수 있다.

도 1a는 공진 동작 동안에 클래스 E 컨버터의 경우 시간에 따른 출력 전압을 나타내는 도면,

도 1b는 도 1a의 클래스 E 컨버터의 출력 전류를 나타내는 도면,

도 2a는 본 발명에 따른 전자식 안정기에 대하여 비-공진 동작 동안에 클래스 E 컨버터의 경우 시간에 따른 출력 전압을 나타내는 도면,

도 2b는 클래스 E 컨버터의 도 2a에 대응하는 출력 전류를 나타내는 도면,

도 3은 본 발명에 따른 측정 장치의 회로도,

도 4는 변압기들을 통해 클래스 E 컨버터에 커플링된 램프 및 본 발명에 따른 제어 장치를 갖는 클래스 E 컨버터의 회로도,

도 5는 도 3의 측정 장치, 클래스 E 컨버터, 도 4의 제어 장치, 연결되는 램프에 대한 본 발명의 실시예를 도시하는 공통 회로도의 변형예.

도 1a 및 도 1b는 종래 기술에 따른 클래스 E 컨버터의 출력 전압 및 출력 전류를 나타낸다.

도 1a 및 도 1b를 설명하기 위하여, 클래스 E 컨버터의 회로도를 나타내는 도 4의 일부가 여기에 포함되어 있다.

도 4에 도시된 클래스 E 컨버터는 일정한 DC 전압을 펄스된 DC 전압으로 변환한다. 상기 클래스 E 컨버터는 DC 전압 공급원(U1), 저장 코일(L1), 그리고 스 위칭 소자 이 경우에는 MOSFET(T1)을 갖는다. 스위칭 소자(T1)가 스위칭 온 되면, 저장 코일(L1)을 통과하는 전류는 시간에 따라 증가한다. 스위칭 소자(T1)가 열리면, 저장 코일(L1)을 통과하는 전류가 갑자기 변화한다. 저장 코일(L1)에 저장된 에너지는 제2 코일(L2)를 통해 커플링 아웃될 수 있고 연결된 램프(L)에 공급될 수 있다. 스위칭 소자(T1)는 공진이 있는 경우 및 공진이 없는 경우에 작동될 수 있다.

도 1a는 대략 5 ㎲에서, 스위칭 소자(T1)가 스위치 오프 됨에 따라 제2 코일(L2) 양단의 전압이 어떻게 -11 V로부터 2.5 kV로 급격하게 증가하고 그런 다음에 3 ㎲ 내에서 -100 V의 초기 값으로 다시 떨어지는지를 나타낸다. 이러한 전압 프로파일은 여기에서 연결된 DBD 램프에 대하여 통상적이다. 스위칭 소자(T1)는 단지 상기 전압 펄스 이후에 다시 스위치 온 된다.

도 1b는 도 1a의 경우에서 제2 코일(L2)을 통과하는 전류를 나타낸다. 이것은 두 개의 하프-주기들로 분할될 수 있다: 제1 하프-주기 동안, 램프(L)에서 방전 매체의 제1 점화가 이루어진다. 방전 매체의 역 극성화 설계 및 제2 회로, 즉 램프의 부하 회로를 통한 충전의 역-진동 때문에, 제2 점화는 제2 하프-주기 동안에 이루어진다. 이에 관한 상세한 설명이 WO 00/13204에 제공된다.

도 1a 및 도 1b와 대조적으로, 도 2a 및 도 2b에서, 클래스 E 컨버터는 공진에서 작동되지 않는다, 즉 스위칭 소자는 제2 코일(L2) 양단에서 강하한 전압 펄스가 붕괴되기 이전에 다시 스위치 온 된다. 도 2a에서, 스위칭 온 된 스위칭 소자(T1)에 의해 전압 펄스가 그 하강 에지에서 절단되고 전압 강하가 도 1a의 경우 보다 더 급격한 기울기를 가짐을 알 수 있다. 도 2b는 도 2a에 관련되어 제2 코일(L2)을 통과하는 전류를 나타낸다. 도 1a와 비교할 때, 제2 하프-주기의 형태가 변화되었다. 전류 진동은 더 이상 부드럽고 둥글게 된 프로파일을 갖지 않으며, 뚜렷한 피크를 나타낸다. 상기 피크는 출력 전압 펄스의 급격한 하강 에지 동안에 스위칭 온 된 스위칭 소자(T1)로 인한 것이다. 스위칭 소자(T1)의 스위칭-온은 램프 부하 회로에서 충전의 역-진동을 돕는다. 그 결과, 제2 하프-주기의 피크 값은 거의 두 배가 된다.

본 발명에 따른 전자식 안정기에서, 클래스 E 컨버터는 공진에서 작동되지 않는다, 즉 도 2a 및 도 2b에서 도시된 바와 같다. 본문의 도입부에서, 램프에 커플링될 수 있는 전력이 스위치-온 시간에 의해 비-공진 동작 동안에 변화하는 것이 언급되었다. 또한, 하프-주기들의 프로파일과 특히 피크 값들은 스위칭 소자의 스위치-온 시간의 변동량에 의해 변화한다.

상기 예시에서, 상기 피크 값은 스위치-오프 시간을 조절하기 위해 사용된다, 즉 스위칭 소자(T1)의 스위칭 오프 및 다시 스위칭 온 사이의 시간 간격을 조절하기 위해 사용된다.

도 3은 클래스 E 컨버터의 출력 전류의 피크 값들을 측정 및 처리하기 위한 본 발명에 따른 측정 장치의 회로도를 나타낸다. 인덕턴스(L3)는 램프의 부하 회로에 직렬로 연결된다. 인덕턴스(L3)보다 이차적으로, 측정 장치는 인덕턴스(L4)를 갖는다. 측정 저항기(RS1)는 상기 인덕턴스(L4)와 병렬로 연결된다. 측정 저항기(RS1) 양단의 전압 강하는 램프의 부하 전류를 통해 흐르는 전류, 즉 클래스 E 컨버터의 출력 전류에 비례한다. 다이오드(D1)와 커패시터(C1)를 포함하는 직렬 회로는 측정 저항기(RS1)와 병렬로 연결된다. 다이오드(D1)는 한 방향으로 블로킹하고, 그 결과로 커패시터(C1)는 클래스 E 컨버터의 출력 전류의 두 하프-주기들 중 하나 동안에 측정 저항기(RS1) 양단에 피크 값을 저장한다.

역 극성을 갖는 제2 커패시터(C2) 및 제2 다이오드(D2)를 포함하는 직렬회로는 전술의 직렬 회로와 병렬로 연결된다. 다른 하프-주기의 측정 저항기(RS1) 양단의 피크 값이 제2 커패시터(C2)에 저장된다.

두 개의 저항기들(R1, R2)을 포함하는 직렬 회로는 제1 다이오드(D1) 및 제1 커패시터(C1) 사이의 노드(V1)와, 제2 다이오드(D2) 및 제2 커패시터(C2) 사이의 다른 노드(V2) 사이에서 연결된다. 제3 커패시터(C3)는 저항기들(R1, R2) 사이의 노드(V3)와 기준 전위 사이에서 연결된다. 커패시터들(C1, C2) 밖으로 흘러 나오는 전류들의 차이에 대응하는 전류가 상기 저항기들(R1, R2)을 통해 생성된다. 잔여 전류는 상기 제3 커패시터(C3)에 통합된다. 커패시터(C3)가 방전될 수 있도록 하는 제3 저항기(R3)는 제3 커패시터(C3)와 병렬로 연결된다.

제3 커패시터(C3)에 존재하는 전압은 커패시터들(C1, C2)에 저장된 피크 값들의 차에 대한 시간 적분에 대응한다. 그러나, 커패시터(C3)가 저항기(R3)를 통해 방전되기 때문에, 적분에서의 차이들은 일시적으로 가중화된다. 두 개의 피크 값들 사이의 현재 차이가 가장 큰 영향력을 갖는 반면에, 이전의 차이들은 시간 간격이 더 커질수록 커패시터(C3) 양단의 전압에 대하여 더 적은 영향력을 갖는다. 커패시터(C3) 양단의 전압 강하는 본 발명에 따른 전자식 안정기에 대하여 제어된 변수를 나타낸다.

도 4는 연결된 램프의 대등한 회로도를 갖는 본 발명에 다른 전자식 안정기의 일부에 대한 회로도를 나타낸다.

저장 코일(L1), 스위칭 소자(T1) 그리고 측정 저항기(RS2)를 갖는 클래스 E 컨버터에는 DC 전압 공급원(U1)을 통해 전력이 공급된다. 저장 코일(L1), 스위칭 소자(T1) 그리고 측정 저항기(RS2)는 이 순서대로 양의 공급 전위(U1) 및 기준 전위 사이에 연결된다. 전력은 코일(L2)을 통해 램프(L)에 커플링되고, 상기 코일(L2)은 저장 코일(L1)보다 이차적이다.

제1 임계치 값 소자, 이 경우에 비교기(K1)의 출력부는 스위칭 소자(T1)의 제어 입력부와 상호 연결되고, 그 결과로 임계치 값 소자(K1)은 스위칭 소자(T1)를 스위칭 온 및 스위칭 오프 시킬 수 있다. 기준 전압(U_ref1)이 제1 임계치 값 소자(K1)의 반전(inverting) 입력부에 존재한다. 임계치 값으로서 동작하는 기준 전압(U_ref1)은 이 경우에 측정 장치의 출력 및 오프셋으로부터 형성된다(도 5 참조). 제4 커패시터(C4) 양단의 전압은 비-반전(non-inverting) 입력부에 존재한다. 상기 제4 커패시터(C4)는 저항기(R4)를 통해 전압 소스(U2)와 상호 연결되고, 상기 직렬 회로는 저항기(R4)를 포함하고, 상기 제4 커패시터(C4)는 DC 전압 소스(U2)의 양의 공급 전위(U2+) 및 기준 전위 사이에서 연결된다. 제1 임계치 값 소자(K1)의 비-반전 입력부는 저항기(R4) 및 커패시터(C4) 사이의 중심 탭(V4)을 통해 커패시터(C4)와 상호 연결된다.

비교기와 마찬가지로, 제2 임계치 값 소자(K2)는 스위칭 소자(T1) 및 측정 저항기(RS2) 사이에 있는 스위칭 소자(T1)과 직렬로 연결되는 노드(V5)와 반전 입력부를 통해 상호 연결되고, 그 결과로 측정 저항기(RS2) 양단의 전압 강하는 제2 임계치 값 소자(K2)의 반전 입력부에 제공된다. 기준 전압(U_ref2)은 제2 임계치 값 소자(K2)의 비-반전 입력부에 존재한다. 제2 임계치 값 소자(K1)의 출력부는 다이오드(D3)를 통해 노드(V4)에 연결되고, 그 결과로 제4 커패시터(C4)는 커패시터(K1)의 출력부를 통해 방전될 수 있다.

클래스 E 컨버터의 스위칭 주기는 도 4에 도시된 회로에서 하기와 같이 진행된다:

스위칭 소자(T1)가 초기에 스위치 온 되면, 코일(L1) 및 측정 저항기(RS2)를 통과하는 전류가 증가한다. 저장 코일(L1)은 증가하는 양의 에너지를 저장하고, 측정 저항기(RS2) 양단의 전압이 증가한다. 저항기(R2) 양단의 전압과 그에 따라 제2 임계치 값 소자(K2)의 반전 입력부에서의 전압이 기준 전압(U_ref2)을 초과하여 증가한다면, 첫째로 제4 커패시터(C4)가 제2 임계치 값 소자(K2)의 출력부를 통해 임계치 값(U_ref1) 미만으로 방전되고, 둘째로 제2 임계치 값 소자(K2)가 스위칭 소자(T1)를 스위칭 오프 시킨다. 저장 코일(L1)을 통해 흐르는 전류는 급격히 변화하고, 이차 코일(L2) 양단에 높은 유도 전압이 존재하여, 도 2a에 도시된 바와 같이 램프(L)에 전력이 커플링되게 된다.

스위칭 소자(T1)가 오프 된 동안에, 측정 저항기(RS2)를 통해 흐르는 전류는 또한 존재하지 않으며, 제2 임계치 값 소자(K2)의 반전 입력부의 전압이 다시 전압(U_ref2) 미만으로 떨어지며, 그 결과로 제4 커패시터(C4)가 다시 방전되지 않는 다. 제4 커패시터(C4)는 이제 전압 소스(U2)에 의해 저항기(R4)를 통해 충전된다. 이러한 충전 동작의 시간 상수는 저항기(R4)의 저항 값 및 커패시터(C4)의 커패시턴스에 의해 결정된다. 커패시터(C4) 양단의 전압과 그에 따라 제1 임계치 값(K1)의 비-반전 입력부에서의 전압이 임계치 값(U_ref1)을 초과하여 증가한다면, 제1 임계치 값 소자(K2)는 다시 스위칭 소자(T1)를 스위치 온 시키고, 다음 차례의 스위칭 주기가 시작된다.

도 5는 어떻게 측정 장치가 클래스 E 컨버터의 출력 전류의 피크 값들을 검출하기 위해 사용될 수 있는지에 관해 그리고 어떻게 제어된 변수가 특정하게 사용될 수 있는지에 관해 가능성을 나타낸다.

또한, 도 5는 도 3의 측정 장치, 램프(L), 클래스 E 컨버터 그리고 도 4의 회로 배열의 공통 회로도를 나타낸다. 제3 커패시터(C3)는 기준 전압 소스(U_ref3)의 양의 전위 및 제1 임계치 값 소자(K1)의 반전 입력부 사이에서 연결된다. 따라서, 도 3의 측정 회로의 전위는 전위 차(U_ref3)만큼 시프트된다. 앞서와 같이, 제3 커패시터(C3)는 피크 값 검출 회로들(D1, C1, R1 및 D2, C2, R2) 밖으로 흘러나오는 전류들의 차를 포함하며, 그 결과로 제어된 변수에 대응하는 전압이 커패시터(C3) 양단에서 강하한다.

피크 값 검출 회로들(C1, R1 및 C2, R2)에 저장된 피크 값들이 다른 하나로부터 벗어나면, 전압 소스(U_ref3)의 양의 전위에 부가하거나 그로부터 차감되어야 하는 제3 커패시터(C3) 양단에 전압이 형성될 것이다. 이는 제1 임계치 값 소자(K2)에서의 임계치 값 변화에 대응하며, 스위치-오프 시간의 지속기간에 영향을 끼친다.

Claims

클래스 E 컨버터(T1, L1)를 갖는 램프(L)를 작동시키기 위한 전자식 안정기로서,

상기 클래스 E 컨버터(T1, L1)는 연결될 상기 램프(L)에 전력을 공급하기 위한 스위칭 소자(T1)를 갖고,

상기 클래스 E 컨버터(T1, L1)의 출력 전류는 상기 램프(L)가 연결되고 일단 스위칭 소자(T1)가 스위치 오프된 경우 반대 극성의 제1 하프-주기 및 제2 하프-주기를 갖고,

상기 전자식 안정기는 상기 출력 전류를 측정하기 위한 측정 장치와 상기 스위칭 소자(T1)의 스위치-온 시간을 설정하기 위한 조절 장치를 가지며,

상기 측정 장치는 제1 하프-주기의 제1 출력 전류 값과 제2 하프-주기의 제2 출력 전류 값을 결정하도록 설계되고,

상기 스위치-온 시간을 설정하기 위한 조절 장치에는 두 출력 전류 값들 사이의 편차에 기초한 제어된 변수가 제공되는,

전자식 안정기.
제 1 항에 있어서,

상기 측정 장치는 두 개의 피크 값 검출 회로들(R1, C1, R2, C2)을 갖고,

상기 두 개의 피크 값 검출 회로들 중 제1 회로(R1, C1)에서 제1 하프-주기 의 피크 값을 제1 출력 전류 값으로서 검출하고, 상기 두 개의 피크 값 검출 회로들 중 제2 회로(R2, C2)에서 제2 하프-주기의 피크 값을 제2 출력 전류 값으로서 검출하도록 설계되는,

전자식 안정기.
제 2 항에 있어서,

상기 조절 장치에 의해 사용되는 세트포인트 변수는 두 개의 피크 값들 중 큰 값의 40% 미만의 제1 및 제2 피크 값의 절대 값들의 차에 대응하는,

전자식 안정기.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 측정 장치는 변압기들을 사용하여 출력 전류를 측정하도록 설계되는,

전자식 안정기.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 측정 장치는 상기 클래스 E 컨버터(T1, L1)의 다수의 스위칭 주기들에 걸쳐서 출력 전류 값들 사이의 편차들의 평균을 취하도록 설계되는,

전자식 안정기.
제 2 항 및 제 5 항에 있어서,

상기 피크 값들은 피크 값 검출 회로들(R1, C1, R2, C2)에 의해 전압들 형태로 검출되고,

상기 피크 값 검출 회로들(R1, C1, R2, C2)은, 평균화 커패시터(C3) 양단의 전압이 상기 클래스 E 컨버터의 선행 스위칭 주기들의 두 피크 값들 사이의 절대 값 차들에 걸쳐서 시간-간격-가중된 평균 값을 나타내도록, 상기 평균화 커패시터(C3) 및 저항기(R3)를 포함하는 병렬 회로와 상호 연결되는,

전자식 안정기.
제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 조절 장치는 제1 임계치 값 소자(K1)를 이용하여 스위칭 소자(T1)를 스위칭하기 위한 제어 장치를 포함하고,

제어된 변수는 임계치 값 소자(K1)의 제1 입력부에 제공되고, 임계치 값 소자는 상기 제1 임계치 값 소자(K1)가 상기 스위칭 소자(T1)를 스위칭할 수 있도록 상기 스위칭 소자(T1)와 상호 연결되는,

전자식 안정기.
제 7 항에 있어서,

상기 제어 장치는:

- 커패시터(C4),

- 제2 임계치 값 소자(K2), 및

- 전압 소스(U2)를 포함하고,

- 스위칭 소자(T1)를 통해 흐르는 전류를 나타내는 신호가 상기 제2 임계치 값 소자(K2)의 입력부에 존재하고,

- 상기 제2 임계치 값 소자(K2)는 임계치 값이 제2 임계치 값 소자(K2)의 입력부에 도달되고 상기 커패시터(C4)의 전하가 제1 방향에서 역전되도록 커패시터(C4)와 상호 연결되고,

- 제1 임계치 값 소자(K1)는 제2 입력부를 갖고, 커패시터는 커패시터(C4)의 충전 상태에 비례하는 신호가 상기 입력부에 제공되도록 두 입력부들 중 하나와 상호 연결되고,

상기 조절 장치는,

- 상기 스위칭 소자(T1)가 커패시터(C4)의 제1 전하 역전 때문에 제1 임계치 값 소자(K1)를 통해 스위치 오프 되도록,

- 상기 커패시터(C4)의 전하가 다른 제2 방향에서 전압 소스(U2)를 통해 역전되도록,

- 제1 임계치 값 소자(K2)가 커패시터(C4)의 제2 전하 역전 때문에 다시 스위칭 소자(T1)를 스위치 온 시키도록 설계되고,

그 결과로, 상기 커패시터(C4)의 제2 전하 역전의 전하-역전 시간이 스위치-오프 시간을 결정하는,

전자식 안정기.
제 7 항 및 제 8 항에 있어서,

상기 조절 장치의 두 개의 임계치 값 소자들(K1, K2)은 비교기들(K1, K2)인,

전자식 안정기.
제 9 항에 있어서,

제어 장치는 제2 임계치 값 소자(K1)의 출력부를 통해 커패시터(C4)를 방전시키도록 설계되는,

전자식 안정기.
유전체 장벽 방전 램프(L)를 작동시키기 위한 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 따른 전자식 안정기.
제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 따른 전자식 안정기, 그리고 상기 전자식 안정기를 이용하여 사용될 수 있는 램프(L)를 포함하는 조명 시스템.