JP4905737B2 - ランプ点灯用インバータの遮断時間調節システム - Google Patents

Description

本発明は、Ｅ級コンバータを有するランプ点灯のための電子安定器に関する。

ランプ点灯のための電子安定器は多種多様な構成が知られている。その都度異なる定格出力または点灯様式を有する種々のランプ型式に関してさまざまの実施形態が存在する。点灯のために接続されるランプは、例えば放電ランプ、特に誘電体バリア放電ランプである。

電子安定器は接続されたランプの点灯のために必要なランプ電流を発生させる。このために電子安定器はコンバータを有する。基本的にはコンバータは電子安定器の電源、例えば系統電源を、接続されたランプの点灯のための電力に変換する。この場合にコンバータの出力電流および出力電圧は、その都度接続されるべきランプ型式に適合させられている。

例えば誘電体バリア放電ランプ、いわゆるＤＢＤランプの点灯のためのＥ級コンバータが直流電圧電源をパルス電源に変換する。その場合にＥ級コンバータの動作のための直流電圧は一般に先ず整流器によって系統電源から得られる。

Ｅ級コンバータは蓄積コイルおよびスイッチ要素を有する。スイッチ要素が閉じられているとき、時間と共に増大する直流電流が蓄積コイルを通して流れる。スイッチ要素が開かれると、蓄積コイルを介して、突然の電流変化により高い誘導電圧が生じる。蓄積コイルに蓄積されたエネルギーが取り出されて、接続されているランプに供給可能となる。それに続いて、または蓄積コイルを介する電圧パルスの期間中に、Ｅ級コンバータが再び閉成され、蓄積コイルが再びエネルギーを蓄積し始める。

ＤＢＤランプはほとんど容量性負荷である。Ｅ級コンバータから取り出される出力電流は誘電体バリア電極を充電する。誘電体バリア電極間に存在する高い電圧により、最初の放電が始まる。ランプの内部の逆分極により、かつランプ負荷回路が相応に復帰振動をするために、新たな点弧、すなわち逆弧が続いて生じ得る。これについては同一出願人の国際特許出願公開第００／１３２０４号明細書を参照されたい。

ＤＢＤランプがＥ級コンバータを介して点灯される場合に、Ｅ級コンバータの出力電流は、場合によっては放電媒体の点弧および逆弧によって伴われる反対極性を持った２つの半波を有する。

しかしながら、本発明は、ＤＢＤランプ用の電子安定器のみならず、時間的に隔てられた出力パルスにより点灯可能である他のランプ用の安定器にも向けられ、そのうちでも特に誘電体バリア放電ランプの如き容量性の特性が支配的であるランプの安定器またはそのように接続されたランプに向けられている。

本発明の課題は、出力電流に関して有利なＥ級コンバータを有する電子安定器を提供することにある。

この課題は、接続されるランプの電力供給用のスイッチ要素を有するＥ級コンバータを備えたランプ点灯のための電子安定器であって、Ｅ級コンバータの出力電流がランプ接続状態おいてスイッチ要素の遮断後に反対極性の第１および第２の半波を有する電子安定器において、電子安定器が、出力電流の測定のための測定装置と、スイッチ要素の投入時点の調整のための制御装置とを有し、測定装置が、第１の半波の第１の出力電流値と第２の半波の第２の出力電流値とを測定するように構成されていて、投入時点の調整のために制御装置に、両出力電流値の偏差に基づく制御量が供給されていることを特徴とする電子安定器によって解決される。

本発明の有利な実施形態を従属の請求項に示し、以下において説明する。

Ｅ級コンバータのスイッチ要素が遮断されると、Ｅ級コンバータの蓄積コイルを介して誘導電圧が発生する。上述の如く、これに対応する電力を、例えば２次コイルを介して取り出すことができる。この場合にＥ級コンバータの出力電流は反対極性を有する第１および第２の半波を有する。

本発明は、Ｅ級コンバータのスイッチ要素の投入時点がランプに注入される電力に影響を及ぼし得るという公知の事実に基づいている。

ＤＢＤランプの場合には最適化された投入時点は、例えば４〜７％だけ改善された電力注入をもたらし得る。

Ｅ級コンバータは共振でも非共振でも動作させることができる。共振動作においては、スイッチ要素の電圧はスイッチ要素の投入状態では０Ｖである。したがって、共振動作における投入時点は、時間的に、蓄積コイルに発生する電圧パルスの後に存在する。

非共振動作においてはスイッチ要素が電圧パルス期間中に既に投入される。

本発明者は、非共振動作におけるスイッチ要素の投入時点が接続されたランプの出力電流の経過に著しく影響を及ぼすことを確認した。例えば出力電流の第１の半波が正極性を有し、出力電流の第２の半波が負極性を有し、かつＥ級コンバータのスイッチ要素出力電流の下降領域において投入されたならば、とりわけ負の半波の出力電流のピーク値および経過が変化する。

例えばマイクロコントローラまたは簡単な時間要素によって遮断時点に対して固定の時間間隔にて投入時点を予め与えることは問題である。なぜならば、出力電流の経過が接続されるランプごとに異なっていて、そのうえさらに同じランプの動作中に変化することがあるからである。同じ構造のランプも製造公差により異なった容量性負荷であり得る。そのうえさらに接続されているランプの周辺環境の変化が負荷の実効静電容量を変化させ得る。出力電流の時間的経過は、ランプへの接触およびソケットに対する相対的な位置の変化によってさえも変化し得る。

本発明は、投入時点を電圧パルス期間中に出力電流の時間的経過に基づいて調整するという着想を基礎としている。このことは、出力電流の時間的経過が投入時点に依存することから可能である。

このために本発明による電子安定器は出力電流測定のための測定装置を有する。測定装置は第１の半波の第１の出力電流値と第２の半波の第２の出力電流値とを測定するように構成されている。これは、例えば両半波のそれぞれの期間の間隔にわたる平均値または積分であってよい。両半波はそれぞれ１つのピーク値を有する。これも、以下に更に説明するように、第１および第２の半波の出力電流値とすることができる。原理的には、両半波の少なくとも一方に関して厳密に単調に投入時点と共に変化するかぎり、出力電流の任意の関数が考えられ得る。例えば、第１の出力電流値は投入時点の変化に関して一定であるが、第２の半波の出力電流値は投入時点にともなって変化することがある。

測定装置は２つの部分からなるように構成されていてもよく、この場合に、測定装置の第１の部分が出力電流の第１の半波のための出力電流値を測定し、測定装置の第２の部分が出力電流の第２の半波のための出力電流値を測定する。

電子安定器は、更にスイッチ要素の投入時点を調整するための制御装置を有する。この場合に、制御量として制御装置に両出力電流値の偏差が供給される。最も簡単な場合には、両出力電流値の偏差は、ピーク値の大きさの差である。

有利な場合には、この制御量を、例えばＥ級コンバータの複数のスイッチング周期にわたって平均化されたピーク値の大きさの差とすることができる。

このために本発明の有利な実施形態の場合には、測定装置が２つのピーク値検出回路を有する。２つのピーク値検出回路は、第１の出力電流値として第１のピーク値検出回路において第１の半波のピーク値を検出し、第２の出力電流値として第２のピーク値検出回路において第２の半波のピーク値を検出するように構成されている。ピーク値検出回路により簡単に大きな信号が得られる。

制御装置によって使用される目標量、すなわち第１のピーク値の大きさと第２のピーク値の大きさとの差が両ピーク値の大きいほうの４０％よりも少ない値であることが好ましい。３０％、２０％、１０％、５％および１％よりも少ない大きさの差がこの順序にてより有利である。第１および第２のピーク値がほぼ等しい場合には、接続されているランプに特に多い電力が注入される。

本発明の有利な実施形態では、測定装置が出力電流を変成器により測定するように構成されている。このためにランプの負荷回路中にコイルが挿入されるとよい。測定装置はこのために測定抵抗を備えた２次コイルを有する。測定抵抗を介して負荷回路における電流に比例する電圧が降下する。もちろん、抵抗がＥ級コンバータの蓄積コイルに並列に接続されてもよいので、この抵抗においてＥ級コンバータの出力電流に比例した電圧が降下する。この抵抗は、この抵抗を通って流れる電流による損失を小さく保つために十分に高抵抗であるべきである。

測定装置は、出力電流値の相互の偏差がＥ級コンバータの複数のスイッチング周期にわたって平均化されるように構成されていることが好ましい。これに相応する回路装置は特に僅かな費用で実現可能である。

本発明の有利な実施形態においては、ピーク値検出回路のピーク値が、例えばコンデンサおよび抵抗を有するピーク値検出回路において、電圧の形で検出される。その場合に、ピーク値検出回路が、平均化コンデンサおよび抵抗からなる並列回路に次のように接続されている。すなわち、好ましくは平均化コンデンサの電圧がＥ級コンバータの過去のスイッチング周期の両ピーク値の大きさの差に関する時間間隔で重み付けされた平均値であるように接続されている。平均化コンデンサに抵抗が並列接続されていることによって、平均化コンデンサが時間と共にこの抵抗を介して再充電される。したがって、平均化が、この場合には単純な算術平均ではなくて、より新しい過去のピーク値の大きさの差がより古い過去のピーク値の大きさの差よりも強く重み付けされる（当該回路の動作態様については実施例に説明されている）。

制御装置がスイッチ要素の開閉のための制御回路部分を含むことが好ましい。この制御回路部分は第１の閾値要素を含み、この閾値要素の第１の入力端には制御量が供給され、この閾値要素は、スイッチ要素に、第１の閾値要素がスイッチ要素を開閉することができるように接続されている。第１の入力端に導かれる制御量は、例えば閾値要素内において実現された閾と比較されるとよい。しかし、閾値が閾値要素の他の入力端を介して閾値要素に供給されるようにしてもよい。第１の閾値要素の接続については引き続いてかつ実施例において更に詳細に立ち入る。

制御回路部分自体は、調節なしに、これが一定の遮断時間を予め与えるように構成することができる。測定装置によって用意された制御量が、制御回路部分に、この一定の遮断時間からずれるように指示することができる。

本発明の有利な実施形態においては、制御装置がコンデンサと第２の閾値要素と電圧源とを有する。この場合に、第２の閾値要素の入力端にスイッチ要素を通る電流に比例する信号が供給される。これは、例えば、スイッチ要素に直列に接続された測定抵抗の電圧とすることができる。第２の閾値要素は、第２の閾値要素の入力端における閾値到達時にコンデンサが第１の方向に反転充電される、例えば放電されるように、コンデンサに接続されている。

第１の閾値要素が第２の入力端を有し、コンデンサの充電状態に相当する信号がこの入力端に供給されるように、コンデンサが両入力端の一方に接続されているのが好ましい。コンデンサが電圧コイルを介して充電される場合には、コンデンサは、例えば第１の閾値要素の第２の入力端に次のように接続されているとよい。すなわち、この第２の入力端における電位がコンデンサの増加する電荷にともなって上昇するように接続されているとよい。

制御回路部分は、スイッチ要素がコンデンサの第１の反転充電に基づいて第１の閾値要素を介して遮断されるように構成されている。更に、この制御回路部分は、コンデンサが電圧源を介して他の第２の方向に反転充電される、例えば充電されるように構成されている。更に、この制御回路部分は、第１の閾値要素がスイッチ要素をコンデンサの第２の反転充電に基づいて再び投入するように構成されている。したがって全体として、第１の閾値要素に供給される制御量が偏差をもたらさないかぎり、コンデンサの第２の反転充電の反転充電時間が遮断時間を測定する。

制御量が第１の閾値要素の両入力端の一方に供給され、それにより遮断時間を変更することが可能である。例えば、測定装置の出力信号、すなわち制御量を基準電圧に付け加えられることができる。これに対応した測定装置と制御回路部分との接続が実施例に示されている。

本発明の有利な実施形態においては、制御装置の両閾値要素はコンパレータである。

制御回路部分は、コンデンサを第２の閾値要素の出力端を介して放電させるように構成されていることが好ましい。これは、回路技術的に特に簡単である。

更に、誘電体バリア放電ランプの点灯のための電子安定器が優先的な適用分野である。誘電体バリア放電ランプは、パルス方式でＥ級コンバータを介して良好に点灯可能であって容量性負荷であるランプである。

本発明は、本発明による電子安定器とこのような安定器での点灯に適したランプとの組み合わせ、すなわち照明システムにも向けられている。

上述および後述の個々の特徴は電子安定器および照明システムに関する。更に、それらの特徴は、Ｅ級コンバータを有する電子安定器によるランプ点灯のための本発明に対応する方法にも関する。これは詳細になおも明示的に言及されていなくても当てはまる。

したがって、本発明は、基本的に、接続されたランプに電力を供給するスイッチ要素を持ったＥ級コンバータを有する電子安定器によりランプを点灯するための方法であって、ランプが接続された状態でＥ級コンバータにより出力電流が発生させられるステップを有し、この出力電流がスイッチ要素の遮断後に反対極性の第１および第２の半波を有する方法において、この方法が次の更なるステップを有し、すなわち電子安定器の測定装置による出力電流の測定、制御装置によるスイッチ要素の投入時点の調整、測定装置による第１の半波の第１の出力電流値および第２の半波の第２の出力電流値の測定、制御装置による投入時点の調整を含み、制御装置に両出力電流値の偏差に基づく制御量が供給されることを特徴とする方法に関する。

以下において本発明を実施例に基づいて更に詳細に説明する。ここに開示される個々の特徴は異なった組み合わせにおいても発明の本質をなす。

図１ａおよび図１ｂは従来技術によるＥ級コンバータの出力電圧および出力電流を示す。図１ａは、共振動作でのＥ級コンバータにおける時間の関数としての出力電圧を示し、 図１ｂは、図１ａからのＥ級コンバータの出力電流を示す。

図１ａおよび図１ｂの説明のために、ここでは本発明の一例のＥ級コンバータの回路図を示す図４の一部を利用して述べる。

図４に示されたＥ級コンバータは一定の直流電圧をパルス化された直流電圧に変換する。Ｅ級コンバータは、直流電圧源Ｕ１、蓄積コイルＬ１およびスイッチ要素Ｔ１、ここではＭＯＳＦＥＴを有する。スイッチ要素Ｔ１が投入されているとき、蓄積コイルＬ１を通る電流が時間と共に増大する。スイッチ要素Ｔ１が開かれると、蓄積コイルＬ１を通る電流が急変する。蓄積コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが、２次コイルＬ２を介して取り出され、接続されているランプＬに供給される。スイッチ要素Ｔ１が共振および非共振で動作可能である。

図１ａは、どのように、約５μｓにおいて２次コイルＬ２の電圧がスイッチ要素Ｔ１の遮断により−１００Ｖから２．５ｋＶまで急上昇し、その後３μｓ以内に再び−１００Ｖの初期値に下降するかを示す。このような電圧経過は、ここで接続されているＤＢＤランプにとって典型的である。スイッチ要素Ｔ１がこの電圧パルスに引き続いて再び投入される。

図１ｂは、図１ａに対応する２次コイルＬ２を通る電流を示す。この電流は２つの半波に分けることができる。第１の半波の期間中にランプＬ内で放電媒体の第１の点弧が行なわれる。放電媒体における逆分極の形成および２次回路、つまりランプの負荷回路を通した電荷の復帰振動によって、第２の半波期間中に第２の点弧が行なわれる。これに関する詳細は国際特許出願公開第００／１３２０４号明細書に説明されている。

図１ａおよび図１ｂとは違って、図２ａおよび図２ｂの場合にはＥ級コンバータが非共振動作をする。ここで、図２ａは、本発明による電子安定器のための非共振動作でのＥ級コンバータにおける時間の関数としての出力電圧を示し、 図２ｂは、図２ａに対応するＥ級コンバータの出力電流を示す。すなわち、２次コイルＬ２を介して降下する電圧パルスが消える前にスイッチ要素が再投入される。図２ａにおいて、電圧パルスの降下する領域がスイッチ要素Ｔ１の投入によって切り取られ、電圧が図１ａにおけるよりもなおも急峻に降下している。図２ｂは、図２ａに対応する２次コイルＬ２を通る電流を示す。図１ａに比べて第２の半波が変化している。電流振動は、もはやソフトな丸みのある経過ではなくて、特徴的なピークを示す。ピークは、スイッチ要素Ｔ１の投入によって、出力電圧パルスの急峻に降下する期間に生じる。スイッチ要素Ｔ１のこの投入は、ランプ負荷回路における電荷の復帰振動を促進する。それによって第２の半波のピーク値がほぼ倍になる。

本発明による電子安定器の場合には、Ｅ級コンバータが非共振にて、つまり図２ａおよび２ｂにしたがって動作させられる。明細書の冒頭部において、非共振動作においてランプに注入される電力が投入時点にともなって変化することが確認された。更に、半波の経過および特にピーク値がスイッチ要素の投入時点の変化にともなって変化する。

この例においては、このピーク値変化が、遮断時間、つまり遮断と再投入との間の時間間隔を調節するために使用される。

図３には、Ｅ級コンバータの出力電流のピーク値の測定および処理のための本発明による測定装置の回路図が示されている。インダクタンスＬ３がランプの負荷回路内に直列に接続されている。インダクタンスＬ３に対して２次側に測定装置はインダクタンスＬ４を有する。このインダクタンスＬ４に並列に測定抵抗ＲＳ１が接続されている。抵抗ＲＳ１を介して降下する電圧は、ランプの負荷回路を通して流れる電流、すなわちＥ級コンバータの出力電流に比例する。測定抵抗ＲＳ１に並列にダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる直列回路が接続されている。ダイオードＤ１が一方向において阻止するので、コンデンサＣ１が、Ｅ級コンバータの出力電流の両半波のうちの一方について、測定抵抗ＲＳ１におけるピーク値を記憶する。

先の直列回路に並列に、第２のコンデンサＣ２と逆極性にされた第２のダイオードＤ２とからなる直列回路が接続されている。第２のコンデンサＣ２において、測定抵抗ＲＳ１における他方の半波のピーク値が記憶される。

第１のダイオードＤ１と第１のコンデンサＣ１との間の接続点Ｖ１と、第２のダイオードＤ２と第２のコンデンサＣ２との間の他の接続点Ｖ２との間に、２つの抵抗Ｒ１およびＲ２からなる直列回路が接続されている。抵抗Ｒ１およびＲ２間の接続点Ｖ３と基準電位との間に、第３のコンデンサＣ３が接続されている。これらの抵抗Ｒ１およびＲ２を介して、コンデンサＣ１およびＣ２から流れ出る電流の差に相当する電流が発生する。この差電流がこの第３のコンデンサＣ３において積分される。第３のコンデンサＣ３に並列に第３の抵抗Ｒ３が接続されていて、この第３の抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ３が放電することができる。

第３のコンデンサＣ３に現れる電圧は、コンデンサＣ１およびＣ２に記憶されたピーク値の差の時間積分に相当する。コンデンサＣ３はもちろん抵抗Ｒ３を介して放電することから、差が積分の際に時間的に重み付けされる。両ピーク値間の現時点の差が最も大きい影響を持つのに対して、過去の差は大きくなる時間的な間隔にともなって絶えず少なくコンデンサＣ３の電圧に影響する。コンデンサＣ３を介して降下する電圧は、本発明による電子安定器のための制御量である。

図４は、接続されているランプの等価回路と共に本発明による電子安定器の一部の回路図換言すれば制御装置とＥ級コンバータに変圧器結合されたランプとを有するＥ級コンバータの回路図を示す。

蓄積コイルＬ１、スイッチ要素Ｔ１および測定抵抗ＲＳ２を有するＥ級コンバータは、直流電圧源Ｕ１を介して電力を供給される。蓄積コイルＬ１、スイッチ要素Ｔ１および測定抵抗ＲＳ２は、この順序にて正の供給電位Ｕ１と基準電位との間に接続されている。蓄積コイルＬ１に対する２次コイルＬ２を介してランプに電力が注入される。

第１の閾値要素の出力端、ここではコンパレータＫ１の出力端がスイッチ要素Ｔ１の制御入力端に接続されているので、閾値要素Ｋ１はスイッチ要素を遮断および投入することができる。第１の閾値要素Ｋ１の反転入力端には基準電圧Ｕ_-ｒｅｆ１が印加されている。閾値として働く基準電圧Ｕ_-ｒｅｆ１は、ここでは測定装置の出力およびオフセットから形成されている（図５参照）。非反転入力端には第４のコンデンサＣ４の電圧が印加されている。この第４のコンデンサＣ４は抵抗Ｒ４を介して電圧源Ｕ２に接続されていて、抵抗Ｒ４および第４のコンデンサＣ４からなる直列回路が直流電圧源Ｕ２の正の供給電位Ｕ２＋と基準電位との間に接続されている。第１の閾値要素Ｋ１の非反転入力端は、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４との接続点Ｖ４を介してコンデンサＣ４に接続されている。

同様にコンパレータである第２の閾値要素Ｋ２の反転入力端が、スイッチ要素Ｔ１とスイッチ要素Ｔ１に直列の測定抵抗ＲＳ２との間の接続点Ｖ５に接続されているので、測定抵抗ＲＳ２を介して降下する電圧が第２の閾値要素Ｋ２の反転入力端に供給される。第２の閾値要素Ｋ２の非反転入力端には基準電圧Ｕ_-ｒｅｆ２が印加されている。第２の閾値要素Ｋ２の出力端はダイオードＤ３を介して接続点Ｖ４に接続されているので、第４のコンデンサＣ４はコンパレータＫ２の出力端を介して放電可能である。

Ｅ級コンバータのスイッチング周期は、図４に示されている回路において、次のとおり経過する。

スイッチ要素Ｔ１が先ず投入され、電流がコイルＬ１および測定抵抗ＲＳ２を通して増大する。蓄積コイルＬ１は次第に増大するエネルギーを蓄積し、抵抗ＲＳ２の電圧が上昇する。抵抗ＲＳ２の電圧が上昇し、それにともなって第２の閾値要素Ｋ２の反転入力端において基準電圧Ｕ_-ｒｅｆ２を上回ると、一方では第４のコンデンサＣ４が第２の閾値要素Ｋ２の出力端を介して閾値Ｕ_-ｒｅｆ１以下に放電させられ、他方では第１の閾値要素Ｋ１がスイッチ要素Ｔ１を遮断させる。蓄積コイルＬ１を通して流れる電流が急変し、高い誘導電圧が２次コイルＬ２に発生し、２次コイルは、図２ａが示すようにランプＬへの電力注入をもたらす。

スイッチ要素Ｔ１が阻止状態にある間、測定抵抗ＲＳ２を通して電流は流れず、第２の閾値要素Ｋ２の反転入力端の電圧は再び電圧Ｕ_-ｒｅｆ２を下回っているので、第４のコンデンサＣ４が更に放電させられることはない。第４のコンデンサＣ４が今や抵抗Ｒ４を介して電圧源Ｕ２によって充電される。この充電過程の時定数は、抵抗Ｒ４の抵抗値およびコンデンサＣ４の静電容量値によって決まる。コンデンサＣ４の電圧が上昇し、それにより第１の閾値要素Ｋ１の非反転入力端において閾値Ｕ_-ｒｅｆ１を上回ると、第１の閾値要素Ｋ１がスイッチ要素Ｔ１を再び投入し、次のスイッチング周期が始まる。

図５は、図３からの測定装置の変形、図４からの制御装置および接続されたランプを本発明の実施形態を示す共通回路図にて示し、どのように測定装置によりＥ級コンバータの出力電流のピーク値が検出され、そしてどのように制御量が具体的に使用されるかの可能性を示す。

更に、図５は図３からの測定装置、ランプＬ、Ｅ級コンバータおよび図４からの回路装置の共通の回路図を示す。第３のコンデンサＣ３が基準電圧源Ｕ_-ｒｅｆ３の正電位と第１の閾値要素Ｋ１の反転入力端との間に接続されている。したがって、図３からの測定回路の電位が電位差Ｕ_-ｒｅｆ３だけずらされている。依然として、第３のコンデンサＣ３が、ピーク値検出回路Ｄ１，Ｃ１，Ｒ１およびＤ２，Ｃ２，Ｒ２から流れる電流の差を積分するので、制御量に相当する電圧がコンデンサＣ３を介して降下する。

ピーク値検出回路Ｃ１，Ｒ１およびＣ２，Ｒ２において記憶されるピーク値が互いに相違する場合には、第３のコンデンサＣ３に電圧が形成され、この電圧が電圧源Ｕ_-ｒｅｆ３の正電位に加えられ、または電圧源Ｕ_-ｒｅｆ３の正電位から差し引かれる。これは、遮断時間の期間に影響を及ぼす第１の閾値要素Ｋ１の閾値変化に相当する。

従来技術によるＥ級コンバータの出力電圧および出力電流の時間経過図。 本発明による電子安定器のための非共振動作でのＥ級コンバータの出力電圧および出力電流の時間経過図。 本発明による測定装置の回路図。 本発明による制御装置とＥ級コンバータに変圧器結合されたランプとを有するＥ級コンバータの回路図。 図３からの測定装置の変形、図４からの制御装置および接続されたランプを示す本発明の実施形態を示す共通回路図。

符号の説明

Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｄ２ ダイオード
Ｋ１ 閾値要素
Ｋ２ 閾値要素
Ｌ ランプ
Ｌ１ 蓄積コイル
Ｌ２ ２次コイル
Ｌ３ インダクタンス
Ｌ４ ２次インダクタンス
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｒ４ 抵抗
ＲＳ１ 測定抵抗
ＲＳ２ 測定抵抗
Ｔ１ スイッチ要素
Ｕ１ 直流電圧源
Ｕ２ 直流電圧源
Ｕ−ｒｅｆ１ 基準電圧
Ｕ−ｒｅｆ２ 基準電圧
Ｕ−ｒｅｆ３ 基準電圧源
Ｖ１ 接続点
Ｖ２ 接続点
Ｖ３ 接続点
Ｖ４ 接続点
Ｖ５ 接続点

Claims (10)

1. 接続されるランプ（Ｌ）の電力供給のための、スイッチ要素（Ｔ１）を有するＥ級コンバータ（Ｔ１，Ｌ１）によりランプ（Ｌ）を点灯するための電子安定器であり、
   ランプが接続された状態においてＥ級コンバータ（Ｔ１，Ｌ１）の出力電流がスイッチ要素（Ｔ１）の遮断後に反対極性の第１および第２の半波を有する電子安定器であって、
   電子安定器が出力電流を測定するための測定装置と、スイッチ要素（Ｔ１）の投入時点を調整するための制御装置とを有し、
   前記測定装置が、第１の半波の第１の出力電流値と第２の半波の第２の出力電流値とを測定するように構成されており、かつ
   前記測定装置が、２つのピーク値検出回路（Ｒ１，Ｃ１，Ｒ２，Ｃ２）を有し、前記第１の出力電流値として、第１のピーク値検出回路（Ｒ１，Ｃ１）において前記第１の半波のピーク値を検出し、前記第２の出力電流値として、第２のピーク値検出回路（Ｒ２，Ｃ２）において前記第２の半波のピーク値を検出するように設定されており、かつ
   前記ピーク値検出回路（Ｒ１，Ｃ１，Ｒ２，Ｃ２）のピーク値が、電圧の形で検出され、前記第１および第２のピーク値検出回路（Ｒ１，Ｃ１，Ｒ２，Ｃ２）が、平均化コンデンサ（Ｃ３）および抵抗（Ｒ３）からなる並列回路に、前記平均化コンデンサ（Ｃ３）の電圧がＥ級コンバータの過去のスイッチング周期の両ピーク値の大きさの差に関する時間間隔で重み付けされた平均値であるように接続されており、当該平均値が前記制御装置に入力されて前記投入時点の調整の制御に用いられるように設定されている
   ことを特徴とする電子安定器。
2. 前記制御装置によって使用される目標量、すなわち第１および第２のピーク値の大きさの差が、両ピーク値のうちの大きい方の値の４０％よりも少ない値である
   ことを特徴とする請求項１記載の電子安定器。
3. 前記測定装置が、出力電流を変成器によって測定するように構成されている
   ことを特徴とする請求項１または２記載の電子安定器。
4. 前記測定装置が、前記各出力電流値の相互の偏差をＥ級コンバータ（Ｔ１，Ｌ１）の多数のスイッチング周期にわたって平均化するように構成されている
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の電子安定器。
5. 前記制御装置が、第１の閾値要素（Ｋ１）を用いたスイッチ要素（Ｔ１）の開閉のための制御回路部分を含み、閾値要素（Ｋ１）の第１の入力端に制御量が供給され、第１の閾値要素（Ｋ１）がスイッチ要素（Ｔ１）を開閉することができるように閾値要素がスイッチ要素（Ｔ１）に接続されている
   ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１つに記載の電子安定器。
6. 前記制御回路部分がコンデンサ（Ｃ４）と第２の閾値要素（Ｋ２）と電圧源（Ｕ２）とを有し、
   第２の閾値要素（Ｋ２）の入力端にスイッチ要素（Ｔ１）を通る電流を表す信号が供給され、
   第２の閾値要素（Ｋ２）の入力端における閾値到達時にコンデンサ（Ｃ４）が第１の方向に反転充電されるように、第２の閾値要素（Ｋ２）がコンデンサ（Ｃ４）に接続されていて、
   第１の閾値要素（Ｋ１）が第２の入力端を有し、コンデンサ（Ｃ４）の充電状態に比例した信号がこの入力端に供給されるように、コンデンサが両入力端の一方に接続されていて、
   前記制御装置が次のように構成されていることにより、すなわち、
   スイッチ要素（Ｔ１）が、コンデンサ（Ｃ４）の第１の反転充電に基づいて、第１の閾値要素（Ｋ１）を介して遮断され、
   コンデンサ（Ｃ４）が電圧源（Ｕ２）を介して他の第２の方向に反転充電され、
   第１の閾値要素（Ｋ１）がスイッチ要素（Ｔ１）をコンデンサ（Ｃ４）の第２の反転充電に基づいて再び投入するように構成されていることにより、
   コンデンサ（Ｃ４）の第２の反転充電の反転充電時間が遮断時間を測定する
   ことを特徴とする請求項５記載の電子安定器。
7. 前記制御装置の両閾値要素（Ｋ１，Ｋ２）がコンパレータ（Ｋ１，Ｋ２）である
   ことを特徴とする請求項５又は６記載の電子安定器。
8. 前記制御回路部分が、コンデンサ（Ｃ４）を第２の閾値要素（Ｋ２）の出力端を介して放電させるように構成されている
   ことを特徴とする請求項７記載の電子安定器。
9. 誘電体バリア放電ランプ（Ｌ）の点灯用の電子安定器である
   ことを特徴とする請求項１から８のいずれか１つに記載の電子安定器。
10. 請求項１から９のいずれか１つに記載の電子安定器と、当該電子安定器と共に用いられる誘電体バリア放電ランプランプ（Ｌ）とを備えた
    ことを特徴とする照明システム。

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