KR20070101234A

KR20070101234A - 재변조를 이용한 주파수 에러 정정

Info

Publication number: KR20070101234A
Application number: KR1020077008079A
Authority: KR
Inventors: 제임스 채프먼; 시몬 리쳐드슨; 씨릴 바라돈; 조미 나비드 파테미
Original assignee: 티티피컴 리미티드
Priority date: 2004-09-10
Filing date: 2005-09-09
Publication date: 2007-10-16
Also published as: KR101019171B1; TWI321923B; US8139681B2; EP1787446B1; US20080130729A1; TW200620884A; EP1787446A1; CN101015182A; WO2006027604A1; GB0420186D0

Abstract

전파채널을 통해 수신된 통신신호는 주파수 변화(down-converted)과 디지털 신호로의 변환을 거친다. 상기 출력은 통신신호 형태로 전달되는 정보를 검출하는 과정을 거친다. 상기 검출된 정보는 전파채널에 대한 정보로 사용된다. 상기 결과를 실제 수신된 디지털 신호 샘플과 비교하여 디지털 신호 위상에러를 산출한다. 그리고 상기 위상에러는 디지털 신호 샘플의 정정 및 주파수 변화처리 정정을 위한 디지털 신호 주파수 에러를 검출하는데 사용된다.

주파수 에러 정정

Description

재변조를 이용한 주파수 에러 정정{FREQUENCY ERROR CORRECTION BY USING REMODULATION}

본 발명은 통신시스템에서 잔류 주파수 에러를 정정하기 위한 장치 및 방법에 대한 것이다.

대부분의 휴대 통신시스템에서 만족스러운 작동을 위해서 수신기는 송신기와 시간적, 주파수적으로 고정되어야 한다. 일반적으로 수신기는, RF주파수 신호를 기저대역(base-band)(또는 무선 아키텍처에 기반을 둔 중간주파수(IF: Intermediate Frequency))신호로 다운-컨버트(down-convert)하는 국부 발진기(local oscillator)의 주파수 조정을 통해 송신기와의 주파수 동기화를 수행한다.

도 1은, 상기와 같은 처리를 수행하는 다양한 처리단계를 도시하고 있다. 또한, 도 1은 휴대폰 또는 셀룰러 통신 네트워크 기지국(cellular communications network base station)의 신호 처리 단계를 도시한다. 도 1에 나타난 블록들은 수신신호의 신호처리 단계를 나타내며, 각 블록이 수신기의 실행에 수반되는 실질적 물리적 구조와 직접적으로 대응되는 것은 아니다. 첫 번째 단계(101)는 RF(Radio Frequency) 처리하는 단계이다. 상기 RF 처리단계에서, 수신된 신호는 믹서(mixer: 103)를 이용하여 기저대역(base-band)으로 다운-컨버트된다. 발진기(104)는 믹서(103) 구동을 위한 기준주파수(reference frequency)를 생성한다. 캐리어 주파수변환(carrier down-conversion)단계를 거친 후, 입력신호는 로우패스필터링(low-pass filtering: 102)되어 혼합신호처리단계(108)로 전달된다. 혼합신호처리단계는 ADC(Analogue-to Digital Conversion: 105), 샘플링(sampling: 106), 로우패스필터링(107)을 포함한다. 상기 과정을 거친 디지털신호는 버퍼(buffer)에 저장되어 디지털 신호처리단계(109)에 제공된다. 복조단계(110)는 전송정보비트 값을 산출한다. 디지털신호처리단계에서 디지털신호 잔류주파수 오프셋(residual frequency offset) 값이 산출된다. 이러한 주파수 오차 값은 그 정확성을 위해 필터(111)에서 필터링되며, 발진기(104)에서 기준주파수를 조절하는데 사용된다.

주파수 고정 메커니즘은 모바일 통신 수신기의 일반적인 형태이며, 상기 메커니즘은 피드백 루프(feedback loop)를 통해 동기화한다. 상기 방식은 송신기의 기준 주파수가 오랜 시간에 걸쳐 안정된 곳에서 효과적이다. 그러나 송신기의 기준주파수가 언제나 안정적인 것은 아니다. 예를 들어, 휴대폰 통신시스템에 있어 다른 기지국 사이에 사용자의 핸드-오버(hand-over)는 수신 신호의 주파수에 대한 단기 오프셋을 초래할 수 있다. 이런 주파수 오프셋은 상대적으로 낮으나(일반적으로 100만 분의 0.1정도), 수신기에서의 신호 복조 수행단계에 부정적인 영향을 미칠 수 있으며, 특히 높은 차수의 변조 방식에 사용될 때 더욱 그러하다. 예를 들면 E-GPRS(Enhanced General Packet Radio Service) 시스템에서 8PSK 변조의 수행은 작은 잔류 주파수 오프셋에 의해서도 영향을 받는다. 이와 같은 잔류주파수오프셋이 정보 링크(inforamtion link)에 야기하는 성능 저하를 방지하기 위해, 수신기의 기준주파수의 보상은 가급적 빨리 이루어져야 한다.　그러나 도 1의 메커니즘은, 피드백 루프가 신호 보상에 대한 지연을 초래하기 때문에 적합하지 않다.

도 2는 잔류 주파수 오프셋을 정정하기 위한 메커니즘을 도시하고 있다. 도 2의 메커니즘은 도 1의 처리 과정과 유사하게 보일 수 있으나, 디지털신호처리단계(209)에서 추가적인 처리단계를 포함한다. 혼합신호처리단계(208)에서 생성된 디지털신호는 버퍼(buffer)에 저장된 후 주파수 에러 추정 및 정정단(211)에서 먼저 처리된다. 처리에 의해 잔류주파수 오프셋이 이상적으로 제거될, 상기 출력신호는 복조(demodulation) 처리(210)된다. 주파수 에러 추정 및 정정단(211)은 상기 버퍼신호를 이용하여 잔류주파수오프셋을 먼저 산출한다. 일단 상기 주파수오프셋이 산출되면, 상기 오프셋 제거를 위한 수신 신호의 위상 정정이 실행된다. 상기 수신신호의 잔류 주파수 오프셋은 주파수 성분 분석 기술을 이용하여 계산된다. 그러나 샘플링 주파수와 비교컨대 잔류주파수 오프셋이 작기 때문에, 정확한 값을 얻기 위해서는 　많은 수의 샘플을 필요로 한다.

일 실시예에 따르면, 본 발명은 전파채널(propagation channel)을 통해 수신된 일련의 정보 심벌을 포함한 통신신호를 나타내는 디지털 신호를 분석하는 장치에 있어서, 상기 디지털신호의 샘플을 처리하여 통신신호 심벌을 추정하는 심벌추정단(symbol estimation means); 상기 검출된 심벌 및 전파채널에 대한 정보를 이용하여 적어도 하나의 샘플을 모델링하는 샘플 시뮬레이션단(sample simulation means); 상기 디지털신호의 모델링된 샘플과 디지털신호의 실제 샘플을 비교하여 상기 실제샘플의 위상에러를 산출하는 위상에러산출단을 포함하는 장치를 제공한다.

또한, 본 발명은 전파채널을 통해 수신기에 의해 수신된 일련의 정보심벌을 포함한 통신 신호를 나타내는 디지털 신호를 분석하는 방법에 있어서, 통신신호의 심벌을 검출하여 디지털 샘플을 처리하는 심벌추정단계; 상기 검출된 심벌 및 전파 채널에 대한 정보를 이용하여 적어도 하나의 샘플을 모델링하는 단계를 포함하는 샘플 시뮬레이션 단계; 상기 디지털 신호의 모델링된 샘플과 디지털 신호의 실제 샘플과 비교하여 상기 실제 샘플의 위상에러를 산출하는 단계를 포함하는 위상에러산출단계를 포함하는 방법과 관련된다.

따라서, 본 발명은 수신기에서 수신된 통신신호의 위상 에러를 정량(quantifying)하는 방법을 제공한다. 상기 에러는 수신기에서 수신된 통신 신호의 불완전한 주파수 변환에 일부 기인할 수 있다.

바람직하게는, 상기 위상에러 값은 수신된 통신 신호를 나타내는 디지털 신호를 정정하기 위해 사용될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 디지털신호의 실제샘플과 디지털신호의 모델된 샘플로부터 산출된 위상에러는 상기 위상에러 값을 산출하기 위하여 사용되었던 샘플에 이어지는 디지털신호 샘플을 정정하는데 이용된다.

일 실시예에 따르면, 위상에러값은 수신된 통신신호를 나타내기 위하여 생성되는 디지털 신호로부터 주파수에러를 추정하는데 이용된다. 상기 추정된 주파수 오차 값은 디지털 신호 위상에러를 정정 및/또는 디지털 신호 생성하는 주파수 변환 프로세스 정정에 사용될 수 있다.

상기한 바와 같이, 본 발명은 통신신호 심벌산출과 관련한다. 상기 산출된 심벌은, 예를 들어 복소값을 갖는 변조 심벌 형태일 수 있고, 또는 비트 그룹으로 표현되는 복조 심벌 형태일 수 있다.

본 발명은 하드웨어, 프로세스상에서 실행되는 소프트웨어 또는 양자의 결합에 의해 구현될 수 있다. 본 발명은 기지국 또는 핸드셋 같은 이동통신 네트워크의 구성에 적용될 수 있다. 특히, 본 발명은 EGPRS 시스템에서 사용하기 적합하다.

본 발명의 실시 예들은 다음과 같은 첨부 도면을 기초로 설명될 수 있다.

도 1은 수신기에서 송신기와 주파수 동기화를 수행하는 일반적인 메커니즘을 나타낸다.

도 2는 많은 양의 샘플 수신이 가능한 경우의 송신기와 동기화하기 위한 수신기의 메커니즘을 나타낸다.

도 3은 수신신호의 위상 정정을 위한 결정지향방식(decision-directed approach)를 나타낸다.

도 4는 도 3에서 나타난 방식에서 실행되는 여러 가지 계산과정을 나타낸다.

이하 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따라서, 디지털 신호처리단(109) 대신에 사용될 수 있는 디지털신호처리단(301)의 구성을 나타낸다. 도 1 및 도 2에서, 혼합신호처리 과정에서 생성된 신호는 디지털신호처리단(301)내에서 처리에 대비하여 저장된다. 주파수에러추정단(303)에서 상기 복조단(110 복조단과 유사함: 306)에서 생성된 결과와, 위상에러값 및 주파수오프셋값 산출을 위한 수신샘플을 비교하는 단계가 수행된다. 상기 복조단(306)의 판단 단계에서 지연이 유발되는 관계로, 수신 샘플을 위한 지연단(302)가 필요하다. 상기 산출값의 정확도를 증가하기 위해 필 터(304)에서 상기 주파수에 대한 필터링 및 평균값 계산이 수행된다. 그리고 상기 필터처리된 주파수 오프셋 값은 수신된 샘플의 위상을 정정하기 위해 위상정정단(305)에 입력된다. 복조단(306)에서 산출된 결과는 전체정보블록의 끝나기 전에 이용된다. 그러므로 주파수 정정은 복조단(306)에서 결과가 나오자마자 수신된 신호에 대해 이루어질 수 있다. 상기 주파수 정정의 정확도는 수신 신호로부터 더 많은 샘플이 처리될수록 증가된다.

디지털 신호 처리 단(301)에 의하여 수행된 계산 과정을 설명하기 위해, 전송링크(transmission link) 모델을 도입하는 것이 유용하다.

전송 블록

는 D 정보 비트

들로 구성된다. 상기 정보 비트들은 M 비트의 C세트로 일차 분류된다.(

으로 가정할 수 있다.):

M(정보비트

)개의 세트는 복소평면상에 매핑시키는　변조 스키마 M(복소평면위에 M비트 멥세트)를 이용하여 복조평면상에 변조된다. 예를 들면 8 PSK 변조의 경우에, 변조 M은 다음과 같이 표현될 수 있다.

상기 수식에 의해 표현되는 8PSK 변조식의 수정 버전(version)이 E-GPRS 시스템에서 사용된다.

C개의 변조 심벌인

는 대기중으로 전송된다. 그리고 그 과정에서 전파채널에 의해 왜곡된다. 전파채널에서 메모리(memory)를 갖는 일반적인 모델을 가정하면, 수신기의 입력단에서의 샘플

은 다음과 같이 표현될 수 있다:

상기

은 k번째 변조 심벌이 전송될 때의 전파채널 상태(memory)를 나타낸다. 전송기 및/또는 수신기에서의 어떤 필터링도 전파채널 모델에 포함될 수 있음을 알아야 한다. 전파채널을 모델링 하기 위한 함수　F와 S는 시변 함수이다. 그러나 본 문서에서는 수식을 단순화하기 위해 상기 함수는 시불변이라 가정한다.

수신기에서, 신호는 잡음과 송신기와 수신기 사이의 잔류주파수오프셋의 영향에 의해 오류를 갖게 된다. 상기 효과를 고려하여서, 디지털신호처리단(301)에 입력되는 　신호를 표시하면 다음과 같을 수 있다.

상기

는 부가적 잡음샘플의 순열이고, 상기

는 수신신호의 잔류주파수 오프셋 효과의 모델이다. k번째 샘플에서의 위상 오프셋은 다음과 같이 표현될 수 있다.

상기

는 잔류 주파수 오프셋이고 다음의 주파수 에러와 관련된다.

상기

는 샘플링 주파수이다.

수신데이터-스트림(recived data stream)의 잔류위상오프셋을 정정하는 디지털신호처리단(301)의 동작은 이하에서 도 3 및 도 4를 참조하여 상세히 설명하겠다. 도 4는 디지털신호처리단(301)내에서 일어나는 작동을 더 상세히 보여준다.

k번째

의 복소 샘플을 수신 후에, 복조단(306/401)은

의 변환 심벌 값을 추정한다. 복조단(306/401)에서의 심벌추정과정에서의 지연(

)은 송신기와 수신기 사이의 전파채널이 메모리(memory)가 있는 사실에 의하여 설명할 수 있다. 그러므로 전송된 정보는 다중 심벌로 확산되어 수신되고, 복조단(306/401)은 그 성능 향상을 위해 이들 다른 심벌들의 정보를 결합하는 것이 일반적일 것이다. 복조 단(306/401)의 출력을

으로 표시한다.

송신기에서 사용한 변조에 대한 정보를 이용하여, 디지털신호처리단(301)는

의 전송된 복소심볼값을 산출해야 한다. 상기 산출된 복소심볼은

으로 표시한다. 디지털 신호 처리단(301)은 송신기에서 사용된 변조 스키마 M에 대한 선행정보이 없을 수 있다. 그러므로 　혼합신호처리단(108)으로부터 수신되는 신호-스트림으로부터 변조 스키마를 추론하는 편이 낫다. 이러한 경우의 예를 들면, 수신기로 포맷정보를 명확하게 제공하지 않고, GMSK 및 8PSK 변조 방식 중 하나를 송신기가 선택할 수 있도록 하는 EGPRS 시스템의 경우를 들 수 있다.

만약 디지털 신호 처리 단(301)이 F 또는 S로 모델링되는 전파채널의 상태에 대한 정보를 가지고 있다고 가정하면, 디지털 신호 처리단은

의 복소심볼 값을 계산할 수 있다. 상기 값은

으로 표시한다.

디지털신호처리단(301)은 대체로 전파채널상태에 대한 정보를 가지지 못한다. 그러나 디지털신호처리단(301)에서 채널함수값을 생성하는 것은 가능하다. 이 경우, 디지털신호처리단(301)은 실제 함수를 사용하는 대신 이러한 값을 통해 복소심볼

을 생성할 수 있다. 예를 들면, EGPRS 시스템에서, 전송심벌 시퀀스는 수신기에서 미리 알고 있으며, 학습 시퀀스(training sequence)으로 일컬어지는 패턴을 포함한다. 수신기는 상기 학습 시퀀스를 이용하여 전파채널의 상태 값을 산출할 수 있다.

만약 채널 값이 정확하다고 가정하면, 심벌

는 추가적 잡음 또는 잔류 주파수 오프셋이 존재하지 않은 수신심벌

에 대응된다. 이러한 사실은,

(수신된 샘플)의 잡음이 무시된다면, 두 샘플 간의 위상 차이가

　라는 것을 의미한다. 이러한 관계는 잔류 주파수 오프셋을 추정하는데 이용할 수 있다.

위상차이 값

을 산출하는 일 방법은 수신심벌

과　재변조된 심벌

의 공액 복소수(complex conjugate)를 복소곱(complex multiplication)하는 것이다. 상기 변조에 따른 복소심벌은 다음과 같다.

만약 잡음 영향이 무시되고 심벌

이 정확히 산출되었다고 가정하면, 심벌

은 다음과 같이 표현될 수 있다.

그러므로,

값은 복소샘플

의 위상을 이용하여 산출할 수 있다.

수신심볼

과 재변조심볼

사이의 위상차이값

계산을 위해 다른 형태의 계산과정도 가능하다.

이하에서는 다른 형태의 계산 방법 중 하나에 대해 상세히 설명한다. 이 방법에서, 위상에러의 사인값이 위상에러의 근사치로 간주 될 수 있을 만큼, 위상에러가 작다고 가정한다. 이에 대해 다음과 같은 위상에러의 근사식을 얻을 수 있다.

상기

와

는

의 실수부와 허수부이다. 디지털신호처리단(301)에서 상기 식은 다음과 같이 테일러 급수확장(Taylor series expansion)형태로 표현 할 수 있다.

상기 Z는 다음과 같이 정의된다:

잔류주파수오프셋(residual frequency offset) 값은 일련의

(복조 심 벌)에 사용되는 위상차이(phase difference) 값을 이용하여 산출될 수 있다. 상기 잔류주파수오프셋값은

으로 표시한다. 잔류 주파수 오프셋 측정값과 위상 차이 값은 다음과 같은 식의 관계에 있다.

그러므로 잔류 주파수오프셋은 위상차이값

을 선형회귀 분석에 의해 산출할 수 있다. 예를 들어, 선형회귀 평균제곱 오차를 최소화한다고 가정하면, 잔류주파수 오프셋은 다음과 같은 식을 이용하여 계산될 수 있다.

상기 식에서 i는 0부터

까지 이며, 상기 식은 현재 버스트(burst)하에서의 모든 위상차이값을 계산함을 나타낸다.

초기 위상

는 다음의 식을 이용하여 계산할 수 있다.

상기 초기 위상은 각각의 복조단(306/401)에서 생성된 새로운 샘플

각각에 대하여 재산출된 값이다.

잔류주파수 오프셋

과 초기 위상

은 복조단(306/401)에서 처리될 후속 수신 심벌 위상을 정정하는데 사용된다. 그 과정은 복조단(306/401)에서 처리될 후속 수신심벌

을 다음과 같은 복소위상과 곱하는 것으로 구현된다.

선형 회귀 방법으로 완전한 잔류주파수오프셋과 초기위상을 산출하였다고 가정하면, 복조단에서 처리된 상기 변환된 심벌은 위상에러를 가지지 않는다.

이미 알고 있는 전송 심벌의 시퀀스를 이용하여 채널의 상태가 추정되는 통신시스템에 있어서, 학습 시퀀스에 근접한 심벌을 이용하는 선형회귀 분석을 수행함으로써 잔류주파수오프셋값

그리고 초기 위상값

의 정확도를 증가시킬 수 있다. 이 경우, 초기위상

은 전파채널의 모델에 포함된다. 더욱이, 초기 위상

가 계산될 필요가 없기 때문에 계산복잡성도 감소한다.

예를 들면, EGPRS 시스템에서 26개의 기지심벌(known symbol)의 시퀀스가 정보 버스트(burst)중간에 삽입된다. 학습 시퀀스에 근접한 심벌이 이용될때, 잔류 주파수 에러

는 다음 식을 이용하여 계산될 수 있다.

복조단에서 처리될 후속심벌(next symbol)의 위상(phase) 정정을 위해 사용되는 페이져(phasor)는 다음 식과 같다.

수신 신호 데이터-스트림에 존재하는 잡음 때문에 선형 회귀 방법에 의해 처리된 샘플

의 품질은 떨어질 수 있다. 그러므로 노이즈가 심할 것 같은

샘플들을 무시함으로써

값의 정확도를 증가시킬 수 있다. 예를 들면,

은 다음 식을 이용하여 계산될 수 있다.

상기

는 위상샘플

의 삭제 여부를 알리는 가중치이다. 그리고 상기 식은

이 0이라는 선험적 가정에 기초한다.

위상샘플이 삭제되어야 하는지 여부를 결정하기 위해서는 다른 접근이 가능하다. 예를 들면, 만약 선형 보간에 의해 결정하기 위해서는 다른 접근이 가능하다. 예를 들면, 만약 선형 보간에 의해 데이터로 맞추어지는 직선으로부터 주어진 거리 이상 떨어져 있으면

샘플은 폐기될 수 있다. (즉

값이 0으로 정해짐). 또 다른 방법은, 잔류주파수 에러가 가질 수 있는 최대치에 대하여 수신기가 가지고 있는 선행정보를 이용하는 것이다. 예를 들면, 만약 수신기가

을 알고 있다면,

에 의해 정의되는 영역 안에 현재 위상샘플

이 존재하는지 여부를 검토하는 것이 가능하다. 선험적으로

범위가 주어진다면, 최대 허용 기울기(주어진 샘플에 대한 위상에러가 샘플 색인과 주파수 오프셋에 비례하기 때문에, 주파수 에러를 추정하기 위한 선형회귀를 사용할 수 있다.)을 가지고 선(line)(수신샘플색인 대 위상에러)을 산출하는 것이 가능하다. 만약 위상이 정확히 계산되었다면, k번째 샘플 위상은

보다 크지 않을 것이다. 그러므로 상기값 보다 더 큰 위상 값을 갖는 샘플은 제거될 것이다. 그러나 실제로 위상값에 노이즈가 심하기 때문에, 이상 최대값(ideal maximum value)에 통계적 마진(margin)을 더한 값보다 큰 샘플들을 제거하는 것이 바람직하다. 또한, 주파수 에러는 양수, 음수 모두 가능하기 때문에 유효 위상의 추정영역 또한 양수, 음수 위상값을 포함할 필요가 있다. 마지막으로, 위상에러가 기대치

보다 낮은지 여부를 체크하는 것은

에 대한 정보를 요구한다. 하나의 방법은, 선형 회귀 방법으로 최근의

의 데이터 값을 이용하는 것이고, 다른 하나는 미리 정해놓은 고정된 값을 사용하는 것이다.

도 4는 앞서 설명된 다양한 계산과정들이 수신신호에서 잔류주파수오프셋을 정정하기 위해 어떻게 작용하는지 보여준다. 복조단(401)은 전달정보심벌값

를 산출한다. 상기 정보심벌은 유닛(unit)402를 통해 변조된다. 상기 변조 심벌은 유닛 403에서 채널 매핑이 수행되어, 수신심벌

값을 산출한다. 상기 심벌은 수신심벌

과 결합된다. 지연단(404)에서 상기 두 데이터 스트림에 대한 시간 동기화가 실시된다. 위상차이

는 유닛405에 의해 계산되고, 유닛 406에 의해 처리된다. 유닛 406은 위상차이샘플을 선형회귀를 수행하며(필요하다면, 샘플제거를 포함), 잔류주파수 에러

의 값과 변화에 따라 좌우되는 초기 위상

의 값을 산출한다. 상기 정보는 위상정정단(408)에서 수신심벌 스트림의 de-rotate하는데 사용된다.

몇 가지 경우에서, 변조단(402)와 채널매핑단(403)은 필요하지 않을 수 있다. 이 경우 복조단(401)은 전송정보심볼

의 값뿐만 아니라 변조심볼

의 값도 출력한다. 예를 들어, 만약 유닛 401 내에서 사용되는 복조테크닉이 Viterbi 알고리즘에 기초한 것이라면, 샘플

은 정보심벌

의 유도하는 계산 과정 중에 필요하게 된다. 이런 경우에 변조단(402), 채널매핑단(403)에서 상기 계산을 반복하는 것은 불필요하다.

유닛 408에서 수신심벌의 위상 정정을 수행하는데 사용되는 잔류주파수오프셋값

은, 내부발진기(도 1의 111)를 제어하는 피드백 루트(feedback loop)를 구동하는데 사용될 수 있다.

Claims

전파채널(propagation channel)을 통하여 수신기에 의해 획득되며, 일련의 정보 심벌을 포함한 통신신호를 나타내는 디지털 신호를 분석하는 장치에 있어서,

상기 디지털 신호의 샘플을 처리하여 상기 통신 신호의 심벌을 추정하는 심볼추정단(symbol estimation means);

상기 전파 채널에 대한 정보 및 추정된 심벌을 이용하여 상기 디지털 신호의 적어도 하나의 샘플을 모델링하는 샘플 시뮬레이션단(sample simulation means); 및,

상기 디지털 신호의 모델링된 샘플과 상기 디지털 신호의 실제 샘플을 비교하여, 상기 실제 샘플의 위상 에러를 산출하기 위한 위상에러산출단(phase error estimation means);을 포함하는 장치.
제1항의 장치에 있어서,

상기 위상 에러가 추정된 디지털 신호 샘플에 이어지는 디지털 신호 샘플이 존재하면, 상기 위상에러산출단에서 산출된 각 위상 에러는 상기 디지털 신호 샘플의 정정에 사용되는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항 또는 제2항의 장치에 있어서,

상기 통신 신호는 학습 심벌(training symbols)의 시퀀스를 포함하며,

상기 샘플 시뮬레이션단은, 상기 학습시퀀스에 근접하게 추정된 심벌만을 사용하는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항의 장치에 있어서,

상기 위상에러산출단에서 생성된 위상에러로부터 주파수 에러를 추정하는 주파수에러추정단; 을 더 포함하는 장치.
제4항의 장치에 있어서,

상기 주파수에러추정단은 주파수 에러 값을 계산하기 위해 선형 회귀 기법(linear regression technique)을 이용하는 것을 특징으로 하는 장치.
제4항 또는 제5항의 장치에 있어서,

상기 주파수에러추정단은 노이지(noisy)한 위상 에러를 식별하여, 상기 주파 에러 추정에서 배제하는 것을 특징으로 하는 장치.
제4항 내지 제6항 중 어느 한 항의 장치에 있어서,

상기 주파수에러추정단에서 생성된 적어도 하나의 주파수 에러 값에 기초하여 상기 디지털 신호의 샘플을 정정하는 수단; 을 더 포함하는 장치.
통신신호를 나타내기 위하여 수신기에서 생성되는 디지털 신호로부터 추정되는 적어도 하나의 주파수 에러를 추론하는 청구항 4 내지 7항 중 어느 한 항에 따른 장치와 전파 채널을 통하여 일련의 정보 심벌을 포함하는 상기 통신 신호를 획득하는 상기 수신기를 포함하는 시스템에 있어서,

상기 수신기는, 수신된 통신 신호의 주파수를 다운컨버팅(down-converting)하는 주파수 변환단 및 적어도 하나의 주파수 에러 값에 기초하여 상기 주파수 변환부를 제어하는 주파수조절단을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
전파 채널을 통하여 수신기에 의해 획득되며, 일련의 정보 심벌을 포함하는 통신신호를 나타내는 디지털 신호를 분석하는 방법에 있어서,

상기 디지털 신호의 샘플을 처리하여 상기 통신 신호의 심벌을 추정하는 심벌 추정 단계;

상기 전파 채널에 대한 정보 및 추정된 심벌을 이용하여 상기 디지털 신호의 적어도 하나의 샘플을 모델링하는 단계를 포함하는 샘플 시뮬레이션 단계; 및,

상기 디지털 신호의 모델링된 샘플과 상기 디지털 신호의 실제 샘플을 비교하여, 상기 실제 샘플의 위상 에러를 산출하는 단계; 를 포함하는 방법.
제9항의 방법에 있어서,

상기 위상 에러가 산출된 디지털 신호 샘플에 이어지는 디지털 신호 샘플이 존재하면, 산출된 각 위상 에러는 상기 디지털 신호 샘플의 정정에 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
제9항 또는 제10항의 방법에 있어서,

상기 통신 신호는 학습 심벌(training symbols)의 시퀀스를 포함하며,

상기 샘플 시뮬레이션 단계는, 상기 학습시퀀스에 근접하게 추정된 심벌 만을 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제9 내지 제11항 중 어느 한 항의 방법에 있어서,

상기 위상 에러 산출 단계에서 생성된 위상 에러로부터 주파수 에러를 추정하는 주파수 에러 추정 단계를 더 포함하는 방법.
제12항의 방법에 있어서,

상기 주파수 에러 추정 단계는 상기 주파수 에러 추정을 위한 선형 회귀 기법(linear regression technique)을 이용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제12 또는 제13항의 방법에 있어서,

상기 주파수 에러 추정 단계는 노이지(noisy)한 위상 에러를 식별하여, 상기 주파수 에러 추정에서 배제하는 것을 특징으로 하는 방법.
제12 내지 제14항 중 어느 한 항의 방법에 있어서,

상기 주파수 에러 추정 단계에서 생성된 적어도 하나의 주파수 에러값에 기초하여 상기 디지털 신호의 샘플을 정정하는 정정 단계; 를 더 포함하는 방법.
전파 채널을 통하여 일련의 정보 심벌을 포함하는 통신 신호를 수신하는 단계를 포함하며, 통신신호를 나타내기 위하여 생성되는 디지털 신호로부터 추정되는 적어도 하나의 주파수 에러를 추론하는 청구항 12 내지 15항 중 어느 한 항에 따른 방법을 이용하는 신호 처리 방법에 있어서,

상기 통신 신호를 수신하는 프로세스는, 수신된 통신 신호의 주파수를 다운컨버팅하는 주파수 변환 단계를 포함하며,

상기 주파수 변환 단계는, 적어도 하나의 주파수 에러값에 기초하여 제어되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
데이터 처리 장치가 청구항 10 내지 16항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하도록 하는 프로그램.
수신 신호의 주파수 오프셋을 제거하는 장치에 있어서, 상기 장치는 도 3 또는 4와 관련하여 기술된 것임을 특징으로 하는 장치.
수신 신호의 주파수 오프셋을 제거하는 방법에 있어서, 상기 방법은 도 3 또는 4와 관련하여 기술된 것임을 특징으로 하는 방법.