KR20070097941A - 디지털통신 시스템에서 양자화 장치 및 방법 - Google Patents

디지털통신 시스템에서 양자화 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 디지털통신 시스템에서 양자화 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 수신기에서 유한 비트 수를 사용하는 디코더의 입력 양자화 간격을 능동적으로 조절하는 디지털통신 시스템에서 양자화 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명의 실시 예에 따른 디지털통신 시스템에서 양자화 장치는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 능동적으로 조절하는 장치에 있어서, 각 핑거로부터 수신된 신호들을 컴바이닝하여 출력하는 컴바이너와, 상기 컴바이너에서 출력된 신호에서 디코더의 입력 신호의 동작 범위를 패킷 단위로 측정하여 양자화 레벨을 계산하여 출력하는 동적 양자화기를 포함함을 특징으로 한다.
양자화, 스케일 펙터, 컴바이너, 핑거

Description

디지털통신 시스템에서 양자화 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CONTROLLING A QUANTIZATION IN DIGITAL COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 종래의 수신기의 블록 구성도,
도 2는 본 발명이 적용되는 디지털통신 시스템에서 수신기의 블록 구성도,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 동적 양자화기를 도시한 도면,
도 4는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 동적 양자화기를 도시한 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 디지털통신 시스템에서 양자화 방법을 설명하기 위한 흐름도,
도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 디지털통신 시스템에서 양자화 방법을 설명하기 위한 흐름도,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따라 수신 패킷의 부호어 반복 회수에 따른 동작 범위의 변화를 나타낸 도면,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 디지털 통신 시스템에서 부호어 1회 반복 구간 및 비반복 구간에 대한 컴바이너 출력 신호 분포 예를 나타낸 도면,
도 9는 본 발명의 실시 예에 따라 AWGN 환경에서의 성능 향상 예를 도시한 도면,
도 10은 본 발명의 실시 예에 따라 페이딩(fading) 환경에서의 성능 향상 예 를 도시한 도면.
본 발명은 디지털통신 시스템의 모뎀 칩에 관한 것으로서, 특히 디지털통신 시스템에서 디코더의 입력 신호의 양자화 간격을 능동적으로 조절하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 디지털통신 시스템은 예를 들어, IS-2000과 같은 부호분할다중접속 방식의 디지털통신 시스템으로 음성 서비스만을 지원하는 형태였다. 그러나 이동통신 서비스 기술이 급진적으로 발전해나가고 또한 사용자 요구가 증가함에 따라서 디지털통신 시스템은 음성 서비스 뿐만 아니라 데이터 서비스를 지원하는 형태로 발전하고 있다.
소위 HDR(High Data Rate)과 같은 이동통신 시스템은 고속 데이터 서비스만을 지원하기 위한 시스템이다.
상기 이동통신 시스템에서 수신기는 서로 다른 경로를 거쳐 수신되는 다중경로신호를 각각 복조(demodulation)하고 이러한 복조 결과를 컴바이닝(combining)하는 구조로 되어있다. 상기 수신기는 무선 주파수(Radio Frequency: RF) 신호를 독립적으로 수신하는 두개 또는 그 이상의 핑거(finger)들을 포함한다. 상기 수신기는 각각의 경로를 거쳐 서로 다른 시간지연을 가지는 다중경로신호들을 각 핑거에 할당하고, 각 핑거는 채널 이득과 위성을 추정하여 RF 신호를 복조해서 트래픽 심볼을 생성한다. 생성된 트래픽 심볼을 컴바이닝(combining)하므로 시간 다이버시티(Time Diversity) 효과를 이용하여 수신 품질을 향상시킨다.
도 1은 종래의 수신기의 블록 구성도를 나타낸 것이다. 여기에서는 디코더 입력에 관련되는 구성 요소만을 도시하였다.
먼저, 안테나를 통해 수신된 신호는 반송파 주파수로 혼합(mixing)하여 다운 컨버젼(down conversion)되고, ADC(Analog-to-Digital Converter)(도면에 기재되지 않음)를 거쳐 디지털 베이스밴드(digital baseband)단의 레이크 수신기로 입력된다. 상기 디지털 베이스밴드단의 레이크 수신기는 여러 개의 핑거(finger)(110, 120)와 컴바이너(combiner)(130)로 구성되어 있다. 각 핑거(110, 120)는 PN 시퀀스 생성기(도면에 기재하지 않음)에서 수신 데이터를 입력 받아서 기지국이 사용하고 있는 것과 동일한 PN 시퀀스로 역확산(despreading)한 후, 왈쉬 시퀀스 생성기(도면에 기재하지 않음)에서 복조하고자 하는 채널에 해당하는 왈쉬 시퀀스(Walsh sequence)를 곱한 후, 누적기(Accumulator)(도면에 기재하지 않음)에서 심볼 길이만큼 누적하여 왈쉬 디커버링(Walsh decovering)을 수행한다. 이와 동시에 채널 추정기(channel estimator)(도면에 기재하지 않음)에서는 파일럿 채널(pilot channel)을 이용하여 현재 채널 상태를 추정한다. 추정된 채널 추정값에 콘쥬게이트(conjugate)(도면에 기재하지 않음)에서 콘쥬게이트를 취한 후 곱셈기(111, 121)에서 앞서 누적된 심볼과 복곱셈(complex multiplication)을 수행하여 채널 보상(channel compensation)을 이룬다. 이렇게 복조된 심볼은 컴바이 너(combiner)(130)로 출력된다. 상기 컴바이너(130)는 각 핑거의 출력을 컴바이닝하여 양자화기(140)를 통해서 디코더(decoder)단으로 출력한다.
상기 디코더의 입력 신호의 동작 범위(Dynamic Range)는 신호의 복조 방식, 무선 채널 환경, 패킷의 부호어(Codeword) 반복 횟수 등에 따라 매우 크게 변화하게 된다. 통상의 경우 이와 같은 모든 변화 요인을 고려하여 디코더 입력 신호의 동작 범위를 모두 수용할 수 있도록 디코더 입력 동작 범위를 크게 설계하여 단말 모뎀의 수신기를 설계하게 된다. 따라서 종래의 양자화기(140)는 복조 방식 및 무선 채널 환경 변화량, 패킷의 최대 부호어 반복 횟수 등을 모두 고려하여 즉, 가장 나쁜 경우(Worst Case)를 가정하여 디코더의 입력 신호의 동작 범위를 결정해야 한다. 또한 양자화기(140)는 디코더에서 사용되는 유효 비트 수를 고려하여 양자화 간격을 결정한다. 그러나 상기 양자화기(140)는 상기 가장 나쁜 경우만을 수용할 수 있도록 양자화 간격을 결정함으로써 가장 나쁜 경우가 아닌 일반적인 경우에 대해서는 양자화가 최적화되지 못하여 디코더의 수신 성능이 떨어지고, 디코더 성능 열화가 발생하게 되는 문제점이 있다.
따라서 본 발명의 목적은 복조된 데이터의 신호 범위를 측정하고, 그에 따라 능동적으로 양자화 간격을 조절하여 최적으로 양자화하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 다양한 복조 방식과 패킷의 부호어 반복 횟수, 무선 채널 변화에서도 능동적으로 디코더 입력 신호를 최적으로 양자화하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 디코더의 입력 유효 비트 수의 증가없이 수신기의 성능을 향상시키는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 디코더의 변경없이 디코더 수신 성능을 향상시키는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 디코더의 변경없이 디코더 입력 신호의 동작 범위를 능동적으로 조절하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 실시예에 따른 장치는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 능동적으로 조절하는 장치에 있어서, 각 핑거로부터 수신된 신호들을 컴바이닝하여 출력하는 컴바이너와, 상기 컴바이너에서 출력된 신호에서 디코더의 입력 신호의 동작 범위를 패킷 단위로 측정하여 양자화 레벨을 계산하여 출력하는 동적 양자화기를 포함함을 특징으로 한다.
본 발명의 실시예에 따른 방법은 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 능동적으로 조절하는 방법에 있어서, 각 핑거로부터 수신된 신호들을 컴바이닝하여 출력하는 과정과, 상기 컴바이닝된 신호에서 디코더의 입력 신호의 동작 범위를 패킷 단위로 측정하여 양자화 레벨을 계산하여 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
후술되는 본 발명의 요지는 디지털통신 시스템의 모뎀 칩 수신기에서 디코더를 위한 입력의 동작 범위를 능동적으로 조절하고 최적으로 양자함으로써 최적의 성능을 보장하도록 하는 것이다.
이하 본 발명을 구체적으로 설명하는데 있어, 동기식 CDMA 통신방식인 IS-2000 1xEV(Evolution)-DO 시스템의 고속 패킷 데이터(High Rate Packet Data : HRPD) 채널들을 이용할 것이다. 하지만, 본 발명의 주요 요지는 유사한 기술적 배경 및 채널 형태를 가지는 여타의 이동통신 시스템에도 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 약간의 변형으로 적용 가능하며, 이는 본 발명의 분야에서 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로 가능할 것이다.
도 2는 본 발명이 적용되는 디지털통신 시스템에서 수신기의 블록 구성도를 나타낸 것이다. 여기에서는 디코더 입력 신호에 관련된 구성 요소만을 기재하였다.
먼저, 안테나를 통해 수신된 신호는 반송파 주파수로 혼합(mixing)하여 다운 컨버젼(down conversion)되고, ADC(Analog-to-Digital Converter)(도면에 기재되지 않음)를 거쳐 디지털 베이스밴드(digital baseband)단의 수신기로 입력된다. 상기 디지털 베이스밴드단의 수신기는 여러 개의 핑거(finger)(210, 220), 컴바이너(combiner)(230), 동적 양자화기(Dynamic Combiner)(240)로 구성된다.
상기 핑거(210, 220)와 컴바이너(230)는 도 1에서 기술했던 핑거(110, 120)와 컴바이너(130)와 동일하다. 그러나 상기 동적 양자화기(240)는 도 1에서 기술했던 양자화기(140)와 동일하지 않다.
상기 동적 양자화기(240)는 본 발명의 실시 예에 따라 상기 컴바이너(230)에서 출력된 신호 즉, 디코더의 입력 신호의 동작 범위를 패킷 단위로 측정하여 양자화 레벨을 계산하여 출력한다.
또한 상기 동적 양자화기(240)는 본 발명의 다른 실시 예에 따라 상기 컴바이너(230)에서 출력된 패킷의 반복 횟수 및 스케일 펙터에 따라 미리 계산된 롬 테이블을 이용하여 양자화 레벨을 계산하여 출력한다.
이와 같이 최적으로 양자화 레벨을 계산하기 위해서 상기 동적 양자화기(240)에는 패킷 정보와 스케일 펙터(scale factor)가 입력된다.
상기 동적 양자화기(240)는 도 3 및 도 4와 같은 구성을 갖는다. 도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 동적 양자화기를 도시한 도면이다.
먼저, 상기 동적 양자화기(240)는 도 3에 도시된 바와 같이, 반복 구간 검출부(410)와, 표준 편차 계산부(320, 340), 스케일 펙터 계산부(350, 360), 입력 신호 변환부(370, 380), 병/직렬 변환부(390)로 구성된다.
상기 반복 구간 검출부(410)는 상기 컴바이너(230)에서 출력된 신호를 수신하여 패킷의 부호어(codeword) 반복 횟수에 따라 제1 반복 구간과 제2 반복 구간을 검출한다. 상기 제1 반복 구간의 패킷의 부호어 반복 횟수가 n회(n은 양의 정수)이면, 제2 반복 구간의 패킷의 부호어 반복 횟수는 n-1회이다. 상기 반복 구간 검출부(410)는 검출된 제1 반복 구간의 데이터를 제1 표준 편차 계산부(320)와 제1 입력 신호 변환부(370)로 출력한다. 또한 상기 반복 구간 검출부(310)는 검출된 제2 반복 구간의 데이터를 제2 표준 편차 계산부(340)와 제2 입력 신호 변환부(380)로 출력한다. 이때 반복 구간 검출부(310)에는 패킷 정보(packet information)가 입력된다.
상기 패킷 정보에는 패킷의 전체 전송 슬롯 수 부호어 비트 수, 변조 오더(Modulation Order)등이 포함된다. 따라서 상기 반복 구간 검출부(310)는 패킷 정보를 알면 전송된 슬롯의 패킷 구성을 알 수 있으므로 제1 반복 구간과 제2 반복 구간으로 나눌 수 있다.
고속 패킷 데이터 시스템에서의 단말기 수신기의 반복 구간 검출부(310)는 DRC(Data Rate Control) 값과 수신 슬롯(slot) 개수를 이용하여 수신 패킷에서 부호어가 반복된 횟수가 다른 구간을 검출할 수 있다.
상기 제1 표준 편차 계산부(320)는 상기 반복 구간 검출부(310)로부터 수신된 제1 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 계산하여 수신된 패킷 신호의 동작 범위를 측정한다.
또한 상기 제1 표준 편차 계산부(320)는 제1 반복 구간에 대하여 분포를 구하여 표준 편차를 계산한다. 수신된 신호의 분포는 일반적으로 정규 분포로 가정할 수 있다. 표준 편차를 계산하는 방법에 대해서는 도 7을 설명하면서 하기로 한다.
상기 제2 표준 편차 계산부(340)는 상기 반복 구간 검출부(310)로부터 수신된 제2 반복 구간 데이터의 표준 편차를 계산하여 수신된 패킷 신호의 동작 범위를 측정한다.
또한 상기 제2 표준 편차 계산부(340)는 제2 반복 구간에 대하여 분포를 구하여 표준 편차를 계산한다. 수신된 신호의 분포는 일반적으로 정규 분포로 가정할 수 있다.
본 발명은 매 수신 슬롯에 대하여 표준 편차를 계산할 때는 수신기에 많은 오버헤드가 발생하게 됨으로 필요에 따라 수신 패킷 전체에 대하여 표준 편차를 계산할 수도 있고, 일부 구간에 대해서만 표준 편차를 계산하고 그 값을 전체 패킷에 적용할 수도 있음을 유의해야 한다.
상기 제1 스케일 펙터 계산부(350)는 상기 제1 표준 편차 계산부(320)로부터 출력된 표준 편차와 입력된 스케일 펙터(scale factor) 계수를 곱한 후, 2^유효 비트수로 나누어서 스케일 펙터를 계산한 후, 상기 제1 입력 신호 변환부(370)로 출력한다.
상기 제2 스케일 펙터 계산부(360)는 상기 제2 표준 편차 계산부(340)로부터 출력된 표준 편차와 입력된 스케일 펙터 계수를 곱한 후, 2^유효 비트수로 나누어서 스케일 펙터를 계산한 후, 상기 제2 입력 신호 변환부(380)로 출력한다.
일반적으로 정규분포에서 K*표준편차는 K=2.58일 때 수신신호의 99%를 포함하게 된다. 이와 같이 표준 편차에 곱해지는 파라미터(K)를 본 발명에서는 스케일 펙터 계수라 정의하였으며, 그 값은 수신기 설계자가 임의대로 설택할 수 있다.
상기 제1 입력 신호 변환부(370)는 상기 제1 스케일 펙터 계산부(350)에서 계산된 스케일 펙터 값을 이용하여 제1 반복 구간에 대해서 스케일링(scaling)한다. 이 과정을 거치면 제1 반복 구간에 대하여 수신 신호의 레벨이 일정하게 유지된다.
또한 제1 입력 신호 변환부(370)는 상기 제1 스케일 펙터 계산부(350)로부터 출력된 스케일 펙터 값을 상기 반복 구간 검출부(310)에서 새롭게 출력된 값에 적용하여 수신 신호의 일부 구간만 표준 편차를 측정하고 전체 수신 신호에 적용한다.
상기 제2 입력 신호 변환부(380)는 상기 제2 스케일 펙터 계산부(360)로부터 계산된 스케일 펙터 값을 이용하여 제2 반복 구간에 대해서 스케일링한다. 이 과정을 거치면 제2 반복 구간에 대하여 수신 신호의 레벨이 일정하게 유지된다.
또한 제2 입력 신호 변환부(380)는 상기 제2 스케일 펙터 계산부(360)로부터 출력된 스케일 펙터 값을 상기 반복 구간 검출부(310)에서 새롭게 출력된 값에 적용하여 수신 신호의 일부 구간만 표준 편차를 측정하고 전체 수신 신호에 적용한다.
상기 병/직렬 변환부(390)는 상기 제1 입력 신호 변환부(370)와 제2 입력 신호 변환부(380)로부터 출력된 스케일링된 신호를 하나의 시퀀스로 정렬하여 디코더로 전송한다.
도 4는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 동적 양자화기를 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면, 상기 동적 양자화기는 도 4에 도시된 바와 같이, 반복 구 간 검출부(410), 스케일 펙터 계산부(450, 460), 입력 신호 변환부(470, 480), 병/직렬 변환부(490)로 구성된다. 본 발명의 다른 실시 예에서의 동적 양자화기(240)는 도 3의 표준 편차 계산부(320, 340)가 없는 것이 특징이다. 대신에, 표준 편차를 측정하는 부분을 미리 계산하여 롬(Read Only Memory, ROM) 테이블(도면에 기재하지 않음)에 저장하고 그 값을 이용한다. 상기 롬 테이블은 스케일 펙터 계수(K)값과 패킷의 부호어 반복 회수에 따른 스케일 펙터 값을 가지고 있어야 한다.
상기 반복 구간 검출부(410)는 상기 컴바이너(230)에서 출력된 신호를 수신하여 패킷의 부호어 반복 횟수에 따라 제1 반복 구간과 제2 반복 구간을 검출한다. 상기 반복 구간 검출부(410)는 검출된 제1 반복 구간의 데이터를 제1 스케일 펙터 계산부(450)와 제1 입력 신호 변환부(470)로 출력한다. 또한 상기 반복 구간 검출부(410)는 검출된 제2 반복 구간의 데이터를 제2 스케일 펙터 계산부(460)와 제2 입력 신호 변환부(480)로 출력한다. 이때 반복 구간 검출부(410)와 스케일 팩터 계산부(450, 460)에는 패킷 정보(packet information)가 입력된다.
고속 패킷 데이터 시스템에서의 단말기 수신기의 반복 구간 검출부(410)는 DRC(Data Rate Control) 값과 수신 슬롯(slot) 개수를 이용하여 수신 패킷에서 부호어가 n회 반복된 구간과 n-1회 반복된 구간을 검출할 수 있다.
상기 제1 스케일 펙터 계산부(450)는 패킷 정보와 스케일 펙터(K)를 입력받아 롬 테이블에 저장된 표준 편차 값을 이용하여 스케일 펙터 값을 계산하여 출력한다.
상기 제2 스케일 펙터 계산부(460)는 패킷 정보와 스케일 펙터(K)를 입력받 아 롬 테이블에 저장된 표준 편차 값을 이용하여 스케일 펙터 값을 계산하여 출력한다.
상기 제1 스케일 펙터 계산부(450)와 제2 스케일 펙터 계산부(460)는 두 구간으로 나눈것에 각각 스케일 펙터를 계산하여야 하는데 이때 상기 패킷 정보에 포함된 반복 횟수를 알고 있어야 계산할 수 있다. 상기 반복 횟수에 따라 스케일 펙터는 다르게 계산된다.
상기 제1 입력 신호 변환부(470)는 상기 제1 스케일 펙터 계산부(450)로부터 출력된 스케일 펙터 값을 이용하여 제1 반복 구간에 대하여 스케일링을 수행한다. 이 과정을 거치면 제1 반복 구간에 대하여 수신 신호의 레벨이 일정하게 유지된다.
또한 제1 입력 신호 변환부(470)는 상기 제1 스케일 펙터 계산부(450)로부터 출력된 스케일 펙터 값을 상기 반복 구간 검출부(410)에서 출력된 값에 적용하여 수신 신호의 일부 구간만 표준 편차를 측정하고 전체 수신 신호에 적용한다.
상기 제2 입력 신호 변환부(480)는 상기 제2 스케일 펙터 계산부(460)로부터 출력된 스케일 펙터 값을 이용하여 제2 반복 구간에 대하여 스케일링을 수행한다. 이 과정을 거치면 제2 반복 구간에 대하여 수신 신호의 레벨이 일정하게 유지된다.
또한 제2 입력 신호 변환부(470)는 상기 제2 스케일 펙터 계산부(460)로부터 출력된 스케일 펙터 값을 상기 반복 구간 검출부(410)에서 출력된 값에 적용하여 수신 신호의 일부 구간만 표준 편차를 측정하고 전체 수신 신호에 적용한다.
상기 병/직렬 변환부(490)는 상기 제1 입력 신호 변환부(470)와 제2 입력 신호 변환부(480)로부터 출력된 스케일링된 신호를 하나의 시퀀스로 정렬하여 디코더 로 전송한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 디지털통신 시스템에서 양자화 방법을 설명하기 위한 흐름도이다. 도 3에 기재된 동적 양자화기의 동작 설명이다.
도 5를 참조하면, 상기 동적 양자화기(240)의 반복 구간 검출부(310)는 501 단계에서 컴바이너(230)의 출력 신호를 수신한다. 상기 반복 구간 검출부(310)는 503 단계에서 상기 컴바이너(230)에서 출력된 신호를 수신하여 패킷의 부호어(codeword) 반복 횟수에 따라 제1 반복 구간과 제2 반복 구간을 검출한다. 이때 반복 구간 검출부(310)에는 패킷 정보(packet information)가 입력된다.
만약 n회 반복된 구간의 데이터가 검출될 경우 제1 표준 편차 계산부(320)는 505 단계에서 제1 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 계산한다. 수신된 제1 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 계산하여 수신된 패킷 신호의 동작 범위를 측정한다.
표준 편차 계산이 완료되면, 제1 스케일 펙터 계산부(350)는 507 단계에서 상기 제1 표준 편차 계산부(320)로부터 표준 편차와 입력된 스케일 펙터를 곱한 후, 2^유효 비트 수로 나누어 제1 반복 구간의 스케일 펙터를 계산한 후, 제1 입력 신호 변환부(370)로 출력한다.
상기 제1 입력 신호 변환부(370)는 509 단계에서 상기 제1 스케일 펙터 계산부(350)에서 계산된 스케일 펙터 값을 이용하여 제1 반복 구간에 대해서 스케일링한다. 이 과정을 거치면 제1 반복 구간에 대하여 수신 신호의 레벨이 일정하게 유지된다.
이때 상기 반복 구간 검출부(310)에서 출력된 값에 적용하여 수신 신호의 일 부 구간만 표준 편차를 측정하고 전체 수신 신호에 적용할 수 있다.
상기 병/직렬 변환부(390)는 511 단계에서 상기 제1 입력 신호 변환부(370)로부터 출력된 스케일링된 신호를 하나의 시퀀스로 정렬한 후, 513 단계에서 디코더로 전송한다.
한편, 503 단계에서 상기 반복 구간 검출부(310)의 검출 결과 n-1회 반복 구간인 경우, 제2 표준 편차 계산부(340)는 515 단계에서 제2 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 계산한다. 수신된 제2 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 계산하여 수신된 패킷 신호의 동작 범위를 측정한다.
표준 편차 계산이 완료되면, 제2 스케일 펙터 계산부(360)는 517 단계에서 상기 제2 표준 편차 계산부(340)로부터 표준 편차와 입력된 스케일 펙터를 곱한 후, 2^유효 비트 수를 나누어서 제2 반복 구간의 스케일 펙터를 계산한 후, 제2 입력 신호 변환부(380)로 출력한다.
상기 제2 입력 신호 변환부(380)는 519 단계에서 상기 제2 스케일 펙터 계산부(360)에서 계산된 스케일 펙터 값을 이용하여 제2 반복 구간에 대해서 스케일링한다. 이 과정을 거치면 제2 반복 구간에 대하여 수신 신호의 레벨이 일정하게 유지된다.
이때 상기 반복 구간 검출부(310)에서 출력된 값에 적용하여 수신 신호의 일부 구간만 표준 편차를 측정하고 전체 수신 신호에 적용할 수 있다.
519 단계 이후, 상기 병/직렬 변환부(390)는 511 단계에서 상기 제2 입력 신호 변환부(380)로부터 출력된 스케일링된 신호를 하나의 시퀀스로 정렬하여 513 단 계에서 디코더로 전송한다.
도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 디지털통신 시스템에서 양자화 방법을 설명하기 위한 흐름도이다. 도 4에 기재된 동적 양자화기의 동작 설명이다.
도 6을 참조하면, 상기 동적 양자화기(240)의 반복 구간 검출부(410)는 601 단계에서 컴바이너의 출력 신호를 수신한다. 상기 반복 구간 검출부(410)는 603 단계에서 상기 컴바이너(230)에서 출력된 신호를 수신하여 패킷의 부호어(codeword) 반복 횟수에 따라 제1 반복 구간과 제2 반복 구간을 검출한다. 이때 반복 구간 검출부(410)에는 패킷 정보(packet information)가 입력된다.
만약 반복된 구간의 데이터가 검출될 경우 제1 스케일 펙터 계산부(450)는 605 단계에서 롬 테이블에 저장된 제1 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 선택하고, 선택된 표준 편차와 입력된 스케일 펙터를 곱하여 제1 반복 구간의 스케일 펙터를 계산한 후, 제1 입력 신호 변환부(370)로 출력한다.
상기 제1 입력 신호 변환부(370)는 607 단계에서 상기 제1 스케일 펙터 계산부(450)에서 계산된 스케일 펙터 값을 이용하여 제1 반복 구간에 대해서 스케일링한다. 이 과정을 거치면 제1 반복 구간에 대하여 수신 신호의 레벨이 일정하게 유지된다.
이때 상기 반복 구간 검출부(410)에서 출력된 값에 적용하여 수신 신호의 일부 구간만 표준 편차를 측정하고 전체 수신 신호에 적용할 수 있다.
상기 병/직렬 변환부(490)는 609 단계에서 상기 제1 입력 신호 변환부(470)로부터 출력된 스케일링된 신호를 하나의 시퀀스로 정렬하여 611 단계에서 디코더 로 전송한다.
한편, 상기 반복 구간 검출부(410)는 603 단계에서 상기 컴바이너(230)에서 출력된 신호를 수신하여 패킷의 부호어(codeword) 반복 횟수에 따라 제1 반복 구간과 제2 반복 구간을 검출한 경우, 롬 테이블에 저장된 계산하여 수신된 패킷 신호의 동작 범위를 측정한다. 제1 스케일 펙터 계산부(450)는 605 단계에서 롬 테이블에 저장된 제1 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 선택하고, 선택된 표준 편차와 입력된 스케일 펙터를 곱하여 제1 반복 구간의 스케일 펙터를 계산한 후, 제1 입력 신호 변환부(480)로 출력한다.
상기 제2 입력 신호 변환부(480)는 615 단계에서 상기 제2 스케일 펙터 계산부(460)에서 계산된 스케일 펙터 값을 이용하여 제2 반복 구간에 대해서 스케일링한다. 이 과정을 거치면 제2 반복 구간에 대하여 수신 신호의 레벨이 일정하게 유지된다.
이때 상기 반복 구간 검출부(410)에서 출력된 값에 적용하여 수신 신호의 일부 구간만 표준 편차를 측정하고 전체 수신 신호에 적용할 수 있다.
상기 병/직렬 변환부(490)는 609 단계에서 상기 제2 입력 신호 변환부(480)로부터 출력된 스케일링된 신호를 하나의 시퀀스로 정렬하여 611 단계에서 디코더로 전송한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따라 수신 패킷의 부호어 반복 회수에 따른 동작 범위의 변화를 나타낸 도면이다.
수신 패킷의 부호어 반복 회수에 따라 동작 범위의 변화를 예측할 수 있고, 한 예로써 AWGN 1-Path 환경을 가정하였을 때 수신 신호의 동작 경로는 부호어 반복 회수에 따라 다음과 같이 변하게 된다.
먼저, AGC(Automatic Gain Control)의 출력 신호를
Figure 112006022439279-PAT00001
로 가정하면,
Figure 112006022439279-PAT00002
는 하기 <수학식 1>,
Figure 112006022439279-PAT00003
는 하기 <수학식 2>와 같이 정의할 수 있다.
Figure 112006022439279-PAT00004
Figure 112006022439279-PAT00005
여기서, 파일럿 가중치 신호 성분의 크기(amplitude)는 하기 <수학식 3>과 같다.
Figure 112006022439279-PAT00006
파일럿 가중치 잡음 성분의 표준 편차는 하기 <수학식 4>와 같다.
Figure 112006022439279-PAT00007
여기서, 부호어 반복 횟수를 N이라 하고, K,
Figure 112006022439279-PAT00008
의 잡음 성분까지 표현하기 위해서 하기 <수학식 5>까지 표현 가능해야 한다.
Figure 112006022439279-PAT00009
A=1, K=2.5일 때를 가정하며, 수신 신호가 갖을 수 있는 최대 값은 도 7과 같다. 예를 들어 8Bit 양자화기를 사용한다면 -128 ~ +127을 표현할 수 있으며 하나의 Step Size가 0.04라면, 실제 표현할 수 있는 동작 범위는 -5.12 ~ +5.08이다. 따라서 도 7에서 N=3까지는 표현할 수 있지만 N >4에서는 Saturation이 발생하게 된다. 따라서 수신 신호의 적정한 정규화(Normalization) 과정이 필요하다. 도 3과 도 4에서 동적 양자화기(240)의 입력 값인 스케일 펙터 계수는 상기 <수학식 5>에서 K에 해당된다.
상기 <수학식 5>의 구체적인 한 예로 HRPD 시스템에서 DRC Value 가 1일 때 패킷 하나의 전송 슬롯 수는 16슬롯이며 부호어의 최대 반복 회수는 9.6이다. 한 패킷의 데이터 비트 수는 5120비트이며 매 슬롯마다 3200 비트가 전송되게 된다. 단 첫 번째 슬롯에서는 프리앰블이 전송되기 때문에 1152비트만 전송된다. 따라서 매 슬롯 데이터를 수신함에 따라 부호어 전체가 동일 횟수로 반복되는 것이 아니라 부호어 중 일부는 n회 반복되고 일부는 n-1회 반복되게 된다. 수신 슬롯에 따른 부호어 반복 회수는 다음과 같다.
- 2 슬롯 : 4352 비트 수신
- 3 슬롯 : 7552 비트 수신(앞 부분의 2432 비트는 한 번 반복되고 나머지 2688 비트는 반복되지 않음)
- 4 슬롯 : 10752 비트 수신(앞 부분의 512 비트는 3 번 반복되고 나머지 4608 비트는 2 번 반복됨)
- 16 슬롯 : 49152비트 수신(앞 부분의 3072 비트는 10 번 반복되고 나머지 204 비트는 9 번 반복됨)
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 디지털 통신 시스템에서 부호어 제1 반복 구간 및 제2 비반복 구간에 대한 컴바이너 출력 신호 분포 예를 나타낸 도면이다.
도 8은 HRPD 시스템에서 DRC 값 '1'의 한 패킷에 대하여 3 번째 슬롯을 수신하였을 때 한 번 반복된 구간의 수신 신호 분포와 반복되지 않은 구간의 수신 신호 분포를 나타낸 것이다.
도 8을 통해서 한 번 반복된 구간의 신호 군포가 그렇지 않은 구간에 비하여 더 퍼져 있음을 확인할 수 있다. 따라서 동일한 유효 비트 수로 표현할 때 반복 구간에 대해서는 양자화 간격을 크게 설정하여야 하며 그렇지 않은 구간에 대해서는 양자화 간격을 작게 설정할 수 있다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따라 AWGN 환경에서의 성능 향상 예를 도시한 도면이다.
AWGN 환경에서 DRC 값이 '1'일 때 본 발명을 사용하지 않은 8 비트 터보 디코더 성능과 본 발명을 적용한 8 비트 터보 디코더의 성능을 비교한 도면이다. 도 9를 통해서 동일한 디코더 사용에서 본 발명을 적용하였을 때 성능이 향상됨을 확인할 수 있다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따라 페이딩(fading) 환경에서의 성능 향상 예를 도시한 도면이다.
도 10은 도 9와 동일한 조건이며, 페이딩 환경에서 성능을 비교한 것이다. Fading 환경에서는 수신 신호의 Dynamic Range가 더 크게 변화하기 때문에 AWGN 환경에서 보다 본 발명의 성능이 더 우수하게 향상됨을 확인 할 수 있다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 발명청구의 범위뿐 만 아니라 이 발명청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명 중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.
본 발명은, 디지털통신 시스템에서 복조된 데이터의 신호 범위를 측정하고, 그에 따라 능동적으로 양자화 간격을 조절하여 최적으로 양자화할 수 있다.
또한 본 발명은, 다양한 복조 방식과 패킷의 부호어 반복 횟수, 무선 채널 변화에서도 능동적으로 디코더 입력 신호를 최적으로 양자화할 수 있다.
또한 본 발명은 디코더의 입력 유효 비트 수의 증가없이 수신기의 성능을 향상시키는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
또한 본 발명은 디코더의 변경없이 디코더 수신 성능을 향상시킬 수 있다.
또한 본 발명은 디코더의 변경없이 디코더 입력 신호의 동작 범위를 능동적으로 조절할 수 있다.

Claims (12)

  1. 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 능동적으로 조절하는 장치에 있어서,
    각 핑거로부터 수신된 신호들을 컴바이닝하여 출력하는 컴바이너와,
    상기 컴바이너에서 출력된 신호에서 디코더의 입력 신호의 동작 범위를 패킷 단위로 측정하여 양자화 레벨을 계산하여 출력하는 동적 양자화기를 포함함을 특징으로 하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 동적 양자화기는,
    상기 컴바이너에서 출력된 패킷의 반복 횟수 및 스케일 펙터에 따라 미리 계산된 롬 테이블을 이용하여 양자화 레벨을 계산하여 출력하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 동적 양자화기는,
    상기 컴바이너에서 출력된 신호를 패킷 정보 내 패킷 부호어 반복 횟수에 따 라 제1 반복 구간과 제2 반복 구간을 검출하여 출력하는 반복 구간 검출부와,
    상기 제1 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 계산하여 수신된 패킷 신호의 동작 범위를 측정하는 제1 표준 편차 계산부와,
    상기 제2 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 계산하여 수신된 패킷의 동작 범위를 측정하는 제2 표준 편차 계산부와,
    상기 제1 표준 편차 계산부로부터 출력된 표준 편차와 입력된 스케일 펙터 계수를 곱한 후, 2^유효 비트 수로 나누어 스케일 펙터를 계산하여 출력하는 제1 스케일 펙터 계산부와,
    상기 제2 표준 편차 계산부로부터 출력된 표준 편차와 입력된 스케일 펙터 계수를 곱한 후, 2^유효 비트 수로 나누어 스케일 펙터를 계산하여 출력하는 제2 스케일 펙터 계산부와,
    상기 제1 스케일 펙터 계산부로부터 계산된 스케일 펙터 값을 이용하여 제1 반복 구간에 대해서 스케일링(sacling)하는 제1 입력 신호 변환부와,
    상기 제2 스케일 펙터 계산부로부터 계산된 스케일 펙터 값을 이용하여 제2 반복 구간에 대해서 스케일링(sacling)하는 제2 입력 신호 변환부와,
    상기 제1 입력 신호 변환부와 제2 입력 신호 변환부로부터 출력된 스케일링된 신호를 하나의 시퀀스로 정렬하여 전송하는 병/직렬 변환부를 포함함을 특징으로 하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1 반복 구간은 n회 반복하고, 상기 제2 반복 구간은 n-1회 반복함을 특징으로 하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 패킷 정보는 패킷의 전체 전송 슬롯 수, 부호어 비트 수, 변조 오더를 포함함을 특징으로 하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 장치.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 제1 스케일 펙터 계산부는,
    상기 반복 구간 검출부에서 검출한 반복 구간이 제1 반복 구간일 경우와 제2 반복 구간일 경우, 제2 스케일 펙터 계산부에서 계산된 스케일 펙터와 다른 스케일 펙터를 계산함을 특징으로 하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 장치.
  7. 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 방법에 있어서,
    각 핑거로부터 수신된 신호들을 컴바이닝하여 출력하는 과정과,
    상기 컴바이닝된 신호에서 디코더의 입력 신호의 동작 범위를 패킷 단위로 측정하여 양자화 레벨을 계산하여 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 컴바이너에서 출력된 패킷의 반복 횟수 및 스케일 펙터에 따라 미리 계산된 롬 테이블을 이용하여 양자화 레벨을 계산하여 출력하는 과정을 더 포함하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 양자화 레벨을 계산하여 출력하는 과정은,
    상기 컴바이닝된 신호를 패킷 정보 내 패킷 부호어 반복 횟수에 따라 제1 반복 구간과 제2 반복 구간을 검출하여 출력하는 과정과,
    상기 제1 반복 구간인 경우, 상기 제1 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 계산하여 수신된 패킷 신호의 동작 범위를 측정하는 과정과,
    상기 계산된 표준 편차와 입력된 스케일 펙터 계수를 곱한 후, 2^유효 비트 수로 나누어 제1 스케일 펙터를 계산하여 출력하는 과정과,
    상기 계산된 제1 스케일 펙터 값을 이용하여 제1 반복 구간에 대해서 스케일링(sacling)하는 과정과,
    상기 스케일링된 신호를 하나의 시퀀스로 정렬하여 디코더로 전송하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제2 반복 구간인 경우,
    상기 제2 반복 구간의 데이터의 표준 편차를 계산하여 수신된 패킷의 동작 범위를 측정하는 과정과,
    상기 계산된 표준 편차와 입력된 스케일 펙터 계수를 곱한 후, 2^유효 비트 수로 나누어 제2 스케일 펙터를 계산하여 출력하는 과정과,
    상기 계산된 제2 스케일 펙터 값을 이용하여 제2 반복 구간에 대해서 스케일링(sacling)하는 과정과,
    상기 스케일링된 신호를 하나의 시퀀스로 정렬하여 디코더로 전송하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 방법.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 제1 반복 구간은 n회 반복하고, 상기 제2 반복 구간은 n-1회 반복함을 특징으로 하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 방법.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 패킷 정보는 패킷의 전체 전송 슬롯 수, 부호어 비트 수, 변조 오더를 포함함을 특징으로 하는 디지털통신 시스템에서 디코더 입력 신호의 동작 범위를 조절하는 방법.
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