KR20060132963A - 전원장치 - Google Patents

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KR20060132963A
KR20060132963A KR1020067020084A KR20067020084A KR20060132963A KR 20060132963 A KR20060132963 A KR 20060132963A KR 1020067020084 A KR1020067020084 A KR 1020067020084A KR 20067020084 A KR20067020084 A KR 20067020084A KR 20060132963 A KR20060132963 A KR 20060132963A
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다카시 류
히로키 아카시
다쿠야 이시이
히로시 사이토
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마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤
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Abstract

유도성 부하에 흐르는 전류를 정밀도 좋게 검출하여 제어하는 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치를 제공한다.
본 발명의 유도성 부하 전류 제어회로는, 입력 전압과 접지 전압과의 사이에 직렬로 접속된 제1 및 제2스위치 소자와, 제1 및 제2스위치 소자의 접속점에 접속된 유도성 부하와, 제1 및 제2스위치 소자의 접속점에 한쪽의 단자가 접속된 제3스위치 소자와, 제3스위치 소자의 다른 쪽의 단자와 접속하여 제3스위치 소자의 출력 전류를 기준 전류와 비교하여, 대소 관계를 판정하여 출력하는 전류 비교기와, 전류 비교기의 출력에 따라서 제2스위치 소자가 도통한 상태로부터 제1스위치 소자가 도통한 상태에의 이행을 제어하는 스위치 소자 제어회로를 구비하고 있다.

Description

유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치{INDUCTIVE LOAD CURRENT CONTROL CIRCUIT AND POWER SUPPLY}
본 발명은 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치에 관한 것이다.
스위칭 전원 또는 모터 제어용 인버터 등에 이용되는 유도성 부하 전류 제어회로는, 입력 전압과 접지 전위와의 사이에 직렬로 접속된 2개의 스위치 소자를 번갈아서 도통시키고, 그 도통 시간을 제어함으로써, 2개의 스위치 소자의 접속점에 접속된 인덕터(유도성 부하)에 흐르는 전류(인덕터 전류)를 제어한다. 최근, 유도성 부하를 스위치 소자로써 제어하는 전원장치, 예로서 DC-DC 컨버터 등에 있어서, 유도성 부하에 흐르는 전류를 정확하게 검출하여 제어하는 기술이 요구되고 있다.
입력 전압보다도 낮은 전압을 출력하는 강압(降壓) DC-DC 컨버터에 대하여 설명한다. 강압 DC-DC 컨버터에 있어서, 일반적으로 동기 정류형이라고 부르는 컨버터는, 입력 전압과 접지 전위의 사이에 직렬로 접속된 제1 및 제2스위치 소자를 번갈아서 온 오프(on-off)시킴으로써, 접속점의 전위를 번갈아서 입력 전압과 접지 전위로 도통시킨다. 이 전압을 인덕터와 커패시터로 구성된 저역 필터로써 평균화함으로써, 출력 단자에 직류 전압을 출력한다. 출력 전압과 기준 전압의 차(差) 전압을 증폭한 오차 전압을, PWM 변환기에 의해서 펄스 폭 변조된 신호로 변환하고, 제1 및 제2스위치 소자를 번갈아서 온 오프시키는 시간의 비(duty cycle)를 제어함으로써, 출력 전압이 목표치로 되도록 제어한다.
또한, 최근의 기술에서는, 인덕터에 흐르는 전류를 감시하여 결정된 전류에 도달하면 온 오프의 상태를 절환하여 제어하는 방법을 채용하고 있다. 그 인덕터 전류의 감시 방법으로서는, 주로 2 가지의 방법이 공지되어 있다. 그 하나는, 입력 전압과 접지 전위 간에 직렬로 접속된 제1 및 제2스위치 소자 중, 입력 전압측에 설치된 제1스위치 소자를 흐르는 전류를 감시하여, 인덕터에 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최대치를 제어하는 방법이다. 또 하나는, 입력 전압과 접지 전위 간에 직렬로 접속된 제1 및 제2스위치 소자 중, 접지 전위측에 설치된 제2스위치 소자를 흐르는 전류를 감시하여, 인덕터에 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최소치를 제어하는 방법이다.
강압 DC-DC 컨버터를 낮은 듀티 사이클로 동작시키는 경우는, 전류의 최대치를 제어하는 것보다도 최소치를 제어하는 편이 고속 스위칭 주파수에 대응하기 쉬운 것이 공지되어 있다(예로서, 특개2001-136737호 참조).
도 5를 이용하여, 특개2001-136737호 공보에 개시된, 인덕터에 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최소치를 제어하는 방법에 의한, 종래예의 강압 DC-DC 컨버터에 대하여 설명한다.
도 5는 전형적인 종래예의 강압 DC-DC 컨버터(전원장치)의 구성을 나타내는 회로도이다. 입력 단자(117)는 직류 전압을 출력하는 외부 전원(104)의 일단(一端)에 접속되어 있다. 외부 전원(104)의 타단(他端)은 접지 전위에 접속된 접지 단 자(118)에 접속되어 있다. 도 5의 종래예의 강압 DC-DC 컨버터(전원장치)에는, 입력 단자(117) 및 접지 단자(118)로부터 외부 전원(104)이 출력하는 직류 전압이 입력된다.
제1스위치 소자(고전위측의 스위치 소자)(119) 및 제2스위치 소자(저전위측의 스위치 소자)(120)는, 입력 단자(117)와 접지 단자(118)와의 사이에 직렬로 접속된다. P 채널형 FET인 제1스위치 소자(고전위측의 스위치 소자)(119)의 소스는 입력 단자(117)에 접속된다. N 채널형 FET인 제2스위치 소자(저전위측의 스위치 소자)(120)의 소스는 접지 단자(118)에 접속된다.
인덕터(123)의 일단은, 고전위측의 스위치 소자(119) 및 저전위측의 스위치 소자(120)의 각각의 드레인과, 전류 검출 증폭기(501)의 반전 입력 단자의 접속점(122)에 접속된다. 인덕터(123)의 타단은, 필터·커패시터(124)의 일단과 출력 단자(125)에 접속된다.
강압 DC-DC 컨버터의 출력 단자(125)와 접지 단자(118)와의 사이에는, 도면에 나타내지 않은 외부 부하가 접속된다.
전류 검출 증폭기(501)의 2개의 입력 단자는 각각, 저전위측의 스위치 소자(120)의 양단에 접속되고, 그 강하 전압에 비례하는 전압을 출력한다.
기준 전압 발생부(101)는 기준 전압 VREF를 출력한다.
오차 증폭기(error amplifier)(102)의 비반전(非反轉) 입력 단자는, 기준 전압 발생부(101)에 접속되어서 기준 전압 VREF가 입력되고, 반전 입력 단자는 출력 단자(125)에 접속되어서 출력 전압 Vout가 입력된다. 오차 증폭기(102)는, 기준 전압 VREF와 출력 전압 Vout와의 차 전압을 증폭한 오차 전압을 오차 전압 입력 단자(126)에 출력한다.
비교기(502)의 비반전 입력 단자는 오차 전압 입력 단자(126)를 통하여 오차 증폭기(102)의 출력 단자에 접속되고, 비교기(502)의 반전 입력 단자는 전류 검출 증폭기(501)의 출력 단자에 접속된다. 비교기(502)는, 전류 검출 증폭기(501)가 출력하는 저전위측의 스위치 소자(120)의 강하 전압에 비례하는 전압과, 오차 증폭기(102)가 출력하는 오차 전압을 비교하여, 저전위측 스위치 소자(120)의 강하 전압이 오차 전압 미만이 되었을 때에 High를 출력하고, 그렇지 않으면 Low를 출력한다.
발진기(115)는 도 5의 강압 DC-DC 컨버터의 동작 주파수의 클록을 출력한다.
스위치 소자 제어회로(116)는, 상승 에지(edge) 트리거의 세트/리셋형 플립플롭(flip-flop)이다. 스위치 소자 제어회로(116)의 세트 단자는 비교기(502)에 접속되어서, 비교기(502)의 출력 전압이 입력된다. 스위치 소자 제어회로(116)의 리셋 단자는 발진기(115)에 접속되어서, 발진기(115)가 출력하는 클록이 입력된다.
스위치 소자 제어회로(116)는 RS 플립플롭으로 구성되어서, 리셋 단자에 입력된 클록이 Low로부터 High로 절환되었을 때에 리셋 상태가 된다. 리셋 상태에서, 스위치 소자 제어회로(116)는, 제1스위치 소자(119)를 차단 상태로 하고, 제2스위치 소자(120)를 도통 상태로 한다.
스위치 소자 제어회로(116)는, 세트 단자에 입력되는 비교기(502)의 출력 전압이 Low로부터 High로 절환되었을 때에 세트 상태가 된다. 세트 상태에서, 스위치 소자 제어회로(116)는, 제1스위치 소자(119)를 도통 상태로 하고, 제2스위치 소자(120)를 차단 상태로 한다.
도 5에서, 전류 검출 증폭기(501), 비교기(502), 발진기(115), 스위치 소자 제어회로(116), 입력 단자(117), 접지 단자(118), 제1스위치 소자(119), 제2스위치 소자(120), 인덕터(123), 출력 단자(125), 오차 전압 입력 단자(126)는, 종래예의 유도성 부하 전류 제어회로를 구성한다.
상기와 같이 구성된 종래의 유도성 부하 전류 제어회로를 이용한 강압 DC-DC 컨버터에 대하여, 그 동작을 설명한다. 강압 DC-DC 컨버터의 출력 단자(125)와 접지 단자(118)와의 사이에, 도면에 나타내지 않은 외부 부하가 접속되어 있다.
스위치 소자 제어회로(116)는 기동시에 세트 상태로 설정되어서, 고전위측의 제1스위치 소자(119)를 도통 상태로 하고, 저전위측의 제2스위치 소자(120)를 차단 상태로 한다. 외부 전원(104)으로부터 입력 단자(117), 스위치 소자(119), 인덕터(123)를 통하여 필터·커패시터(124)와 외부 부하에 전류가 공급된다. 인덕터 전류 IL(t)는 시간 t의 경과에 따라서 증가하고, 인덕터(123)에는 에너지가 축적된다. 이 상태가 계속되면, 인덕터 전류는 시간에 따라서 계속하여 증가한다.
스위치 소자 제어회로(116)에는, 소정의 시간마다, 리셋 단자로부터 발진기(115)가 출력하는 클록이 입력된다. 스위치 소자 제어회로(116)는, 리셋 단자로부터 입력되는 클록이 Low로부터 High로 절환되었을 때에 리셋 상태로 되어서, 고 전위측의 제1스위치 소자(119)를 차단 상태로 하고, 저전위측의 제2스위치 소자(120)를 도통 상태로 한다.
인덕터(123)에 축적된 에너지에 의해서, 인덕터 전류는 전의 상태를 유지하여 연속해서 흐르는 특성이 있다. 인덕터 전류는, 접지 단자(118)로부터 저전위측의 스위치 소자(120)와 인덕터(123)를 통하여, 출력 단자(125)에 접속된 외부 부하에 공급된다.
제2스위치 소자(120)가 차단 상태로부터 도통 상태로 절환되었을 때, 전류 검출 증폭기(501)가 출력하는 저전위측의 스위치 소자(120)의 강하 전압에 비례하는 전압은, 오차 증폭기(102)가 출력하는 오차 전압보다 높다. 비교기(502)는 Low를 출력한다. 이 상태에서 인덕터 전류는 시간의 경과에 따라서 감소한다.
저전위측의 제2스위치 소자(120)의 강하 전압이 오차 전압 미만이 되면, 비교기(502)의 출력은 Low로부터 High로 절환된다. 이에 따라서 스위치 소자 제어회로(116)는, 다시 세트 상태로 되어서, 저전위측의 제2스위치 소자(120)를 차단 상태로 하고, 고전위측의 제1스위치 소자(119)를 도통 상태로 한다. 외부 전원(104)으로부터 입력 단자(117), 제1스위치 소자(119), 인덕터(123)를 통하여 필터·커패시터(124)와 외부 부하에 전류가 공급된다. 인덕터 전류 IL(t)는 시간 t의 경과에 따라서 증가하고, 인덕터(123)에는 에너지가 축적된다.
이하, 상기의 동작을 반복한다. 회로가 평형 동작 상태로 되었을 때, 비교기(502)의 2개의 입력 신호인, 전류 검출 증폭기(501)가 출력하는 삼각파 형상의 전압의 최소치와, 오차 증폭기(102)가 출력하는 오차 전압의 값과는 일치한다.
이와 같이 종래예의 강압 DC-DC 컨버터(전원장치)는, 저전위측의 제2스위치 소자(120)에 흐르는 전류를 감시하여, 인덕터(123)에 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최소치를 제어하고 있다.
특허문헌 1: 특개2001-136737호 공보
(발명이 해결하려고 하는 과제)
종래예의 강압 DC-DC 컨버터는, 저전위측의 제2스위치 소자에서의 강하 전압을 오차 전압과 비교하도록 구성되어 있다. 저전위측의 제2스위치 소자에서의 강하 전압은, 그 도통 저항과 인덕터 전류의 적(積)으로 표시된다. 스위치 소자에는 일반적으로 FET(전계 효과 트랜지스터)가 이용되지만, 그 도통 저항은 반도체 제조 공정의 변동에 의해서 개체 오차가 크다. 이 경우 일정한 인덕터 전류에 대하여 저전위측의 제2스위치 소자에서의 강하 전압은 큰 개체 오차를 갖게 된다.
전류 검출 증폭기(501)의 입력 오프셋(offset) 전압도, 통상 ±10 mV 정도이다. 전류 검출 증폭기(501)의 이득에는, 변동이 있다. 저전위측의 스위치 소자(120)에서의 강하 전압의 변동에 입력 오프셋 전압을 가산하여, 변동이 있는 이득으로 증폭한 전류 검출 증폭기(501)의 출력은, 더욱 큰 개체 오차를 갖는다.
상기한 바와 같이, 회로가 평형 동작 상태가 되었을 때, 비교기의 2개의 입력 신호인 전류 검출 증폭기(501)가 출력하는 삼각파 형상의 전압의 최소치와, 오차 전압과는 일치한다. 따라서, 전류 검출 증폭기의 출력과 일치하는 오차 전압도 큰 개체 오차를 갖게 되고, 결과적으로 DC-DC 컨버터의 출력 전압이 큰 개체 오차를 갖게 된다.
저전위측의 스위치 소자(120)에서의 강하 전압을 증폭하는 대신에, 저전위측의 스위치 소자(120)와 접지 단자(118)와의 사이에 직렬로 고정밀도의 저항을 삽입하고, 저항의 강하 전압을 증폭하는 방법을 취하면, 강하 전압의 개체 오차를 적게 할 수 있다. 그러나, 전류 검출 증폭기(501)에 의한 오차를 없애는 것은 가능하지 않고, 저항에서의 강하 전압으로 인하여 전력 손실이 증가되므로, DC-DC 컨버터의 전력 효율이 저하하는 큰 결점이 있다.
본 발명은, 전력 효율을 저하시키지 않고, 유도성 부하에 흐르는 전류(인덕터 전류)를 정밀도 좋게 검출해서 제어하는 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
(과제를 해결하기 위한 수단)
상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명은 하기의 구성으로 되어 있다.
본 발명의 하나의 관점에 의한 유도성 부하 전류 제어회로는, 입력 전압을 입력하는 입력 단자와, 출력 전압을 출력하는 출력 단자와, 기준 전류를 출력하는 전류 구동 능력을 구비한 전류원인 기준 전원과, 상기 입력 단자와 접지 전위와의 사이에 직렬로 접속된 제1스위치 소자 및 제2스위치 소자와, 상기 제1스위치 소자와 상기 제2스위치 소자와의 접속점에 일단을 접속하고, 타단을 상기 출력 단자에 접속하여 상기 출력 전압을 출력하는 유도성 부하와, 상기 제1스위치 소자와 상기 제2스위치 소자와의 접속점에 일단이 접속된 제3스위치 소자와, 상기 기준 전원의 출력 단자에 일단을 접속하고, 타단을 상기 제3스위치 소자의 타단에 접속하고, 상기 제3스위치 소자의 전류 구동 능력과 상기 기준 전류의 전류 구동 능력을 비교하여, 그 대소 관계를 판정해서 출력하는 전류 비교기와, 상기 제1스위치 소자를 도통시키고, 상기 제2스위치 소자 및 상기 제3스위치 소자를 비도통으로 하여, 상기 입력 전압으로부터 상기 유도성 부하에 전류를 흐르게 하는 제1상태와, 상기 제1스위치 소자를 비도통으로 하고, 상기 제2스위치 소자 및 상기 제3스위치 소자를 도통시켜서, 상기 제1상태에서 상기 유도성 부하에 축적된 에너지에 의해서 상기 제2스위치 소자에 상기 접지 전위로부터 상기 유도성 부하를 향하여 전류가 흐르는 제2상태를 번갈아서 제어하고, 상기 전류 비교기의 출력에 따라서 상기 제2상태로부터 상기 제1상태에의 이행(移行)을 제어하는 스위치 소자 제어회로를 구비하고 있다.
이 발명에 의하면, 제3스위치 소자 및 전류 비교기를 이용함으로써, 유도성 부하에 흐르는 전류를 정밀도 좋게 검출하여, 유도성 부하의 전류를 제어하는 유도성 부하 전류 제어회로를 실현할 수 있다. 전형적으로는, 유도성 부하 전류 제어회로는, 유도성 부하에 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최소치를 정밀도 좋게 검출하여, 유도성 부하의 전류를 제어한다.
본 발명의 다른 관점에 의한 상기의 유도성 부하 전류 제어회로에 있어서, 상기 기준 전원은, 직렬 접속된 전압원과 저항으로 구성되고, 상기 저항의 일단으로부터 소정의 전류를 취득한다.
본 발명의 다른 관점에 의한 상기의 유도성 부하 전류 제어회로에 있어서, 상기 기준 전원은, 소정의 기준 전류를 출력하는 전류 구동 능력을 구비한 기준 전류원으로서, 상기 기준 전류원의 전류 구동 능력의 크기를 제어함으로써, 상기 유도성 부하의 출력 전압을 제어한다.
이 발명에 의하면, 기준 전류원의 전류 구동 능력의 크기를 제어함으로써, 유도성 부하에 흐르는 전류를 임의의 값으로 제어하는 유도성 부하 전류 제어회로를 실현할 수 있다.
본 발명의 또 다른 관점에 의한 상기의 유도성 부하 전류 제어회로에 있어서, 상기 제2스위치 소자 및 상기 제3스위치 소자는 트랜지스터로 구성되고, 상기 제3트랜지스터에 흐르는 전류가 상기 제2트랜지스터에 흐르는 전류보다도 작아지도록 도통 저항을 설정한다.
이 발명에 의하면, 제3스위치 소자가 유도성 부하의 출력 전압에 영향을 주지 않고, 유도성 부하에 흐르는 전류를 정밀도 좋게 검출하는 유도성 부하 전류 제어회로를 실현할 수 있다.
본 발명의 또 다른 관점에 의한 상기의 유도성 부하 전류 제어회로에 있어서, 상기 전류 비교기는, 일단이 상기 기준 전원에 접속되고, 타단이 상기 제3스위치 소자의 타단에 접속되고, 제어 단자에 소정의 전압이 입력됨으로써, 타단에 접속된 상기 제3스위치 소자의 타단과의 접속점의 전위를 거의 접지 전위에 가깝게 하도록 동작하는 트랜지스터를 포함하고, 상기 기준 전원과 상기 트랜지스터의 일단과의 사이의 임의의 점의 전위, 또는 그 전위를 2치(値)화한 값을, 판정 결과로서 출력한다.
제3스위치 소자를, 전류 구동 능력이 제2스위치 소자보다 작은 것을 제외하고, 제2스위치 소자와 동일한 특성을 갖도록 구성한다. 제3스위치 소자의 타단의 전위를 거의 접지 전위로 제어함으로써, 제3스위치 소자에 흐르는 전류가 제2스위치 소자에 흐르는 전류와 비례 관계를 갖도록 할 수 있다.
이 발명에 의하면, 제3스위치 소자에 흐르는 전류를 검출함으로써, 제2스위치 소자에 흐르는 전류를 정밀도 좋게 검출할 수 있다.
본 발명의 하나의 관점에 의한 전원장치는, 기준 전압을 출력하는 기준 전압 발생부와, 상기의 어느 하나에 기재된 상기 유도성 부하 전류 제어회로와, 상기 기준 전압과 상기 유도성 부하 전류 제어회로의 상기 출력 전압을 비교하여, 그 차 전압을 증폭한 오차 전압을 출력하는 오차 증폭기를 구비하고, 상기 오차 전압의 절대치가 작아지도록, 상기 유도성 부하 전류 제어회로의 상기 기준 전류의 값을 제어한다.
이 발명에 의하면, 유도성 부하에 흐르는 전류를 정밀도 좋게 검출하여, 안정된 출력 전압을 출력하는 전원장치를 실현할 수 있다. 전형적으로는, 유도성 부하 전류 제어회로는, 유도성 부하에 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최소치를 정밀도 좋게 검출한다.
(발명의 효과)
본 발명에 의하면, 유도성 부하에 흐르는 전류를 정밀도 좋게 검출하여, 유도성 부하의 전류를 제어하는 유도성 부하 전류 제어회로를 실현할 수 있는 유리한 효과를 얻을 수 있다. 전형적으로는, 유도성 부하 전류 제어회로는, 유도성 부하에 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최소치를 정밀도 좋게 검출하여, 유도성 부하의 전류를 제어한다.
본 발명에 의하면, 유도성 부하에 흐르는 전류를 정밀도 좋게 검출하여, 안정된 출력 전압을 출력하는 전원장치를 실현할 수 있는 유리한 효과를 얻을 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시형태 1의 전원장치의 구성을 나타내는 도면.
도 2는 본 발명의 실시형태 1에 있어서의 동작을 나타내는 타이밍도.
도 3은 본 발명의 실시형태 2의 전원장치의 구성을 나타내는 도면.
도 4는 본 발명의 실시형태 3의 전압 안정화 회로, 모노 멀티바이브레이터 및 그 주변 회로를 나타내는 도면.
도 5는 종래예의 유도성 부하 전류 제어회로를 이용한 강압 DC-DC 컨버터의 회로도.
이하, 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태를 구체적으로 나타낸 실시형태에 대하여, 도면과 함께 기재한다.
《실시형태 1》
도 1 및 도 2를 이용하여, 본 발명의 실시형태 1의 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치에 대하여 설명한다. 도 1은 본 발명의 실시형태 1의 전원장치의 구성을 나타내는 도면이다. 실시형태 1의 전원장치는 강압 DC-DC 컨버터이다.
본 발명의 실시형태 1의 전원장치(도 1)에 있어서, 종래예(도 5)에 대응하는 구성 요소에는 동일 번호를 붙인다. 본 발명의 실시형태 1의 유도성 부하 전류 제어회로는, 도 5에 나타내는 종래예의 전류 검출 증폭기(501) 및 비교기(502)에 대신하여, 도 1에 나타내는 전류 비교기(114) 및 제3스위치 소자(121) 등을 이용하여, 전류를 검출하는 점이, 종래예와 상이하다.
도 1에서, 기준 전류원(113), 전류 비교기(114), 발진기(115), 스위치 소자 제어회로(116), 입력 단자(117), 접지 단자(118), 제1스위치 소자(119), 제2스위치 소자(120), 제3스위치 소자(121), 인덕터(123), 출력 단자(125), 오차 전압 입력 단자(126)는, 실시형태 1의 유도성 부하 전류 제어회로를 구성한다.
입력 단자(117)는, 직류 전압 VIN을 출력하는 외부 전원(104)의 일단에 접속된다. 외부 전원(104)의 타단은, 접지 전위에 접속된 접지 단자(118)에 접속된다. 외부 전원(104)으로부터 출력되는 직류 전압 VIN은, 입력 단자(117) 및 접지 단자(118)에 입력된다.
제1스위치 소자(고전위측의 스위치 소자)(119) 및 제2스위치 소자(저전위측의 스위치 소자)(120)는, 입력 단자(117)와 접지 단자(118)와의 사이에 직렬로 접속된다. P 채널형 FET인 제1스위치 소자(고전위측의 스위치 소자)(119)의 소스는 입력 단자(117)에 접속된다. N 채널형 FET인 제2스위치 소자(저전위측의 스위치 소자)(120)의 소스는 접지 단자(118)에 접속된다.
제1스위치 소자(119)의 드레인과 제2스위치 소자(120)의 드레인과의 접속점에는, N 채널형 FET인 제3스위치 소자(121)의 드레인이 접속되어 있다. 제3스위치 소자(121)의 게이트는 제2스위치 소자(120)의 게이트와 접속된다. 제1, 제2 및 제3스위치 소자(119, 120, 121)의 게이트는, 스위치 소자 제어회로(116)의 Q-바(bar) 출력 단자(반전 출력 단자)에 접속된다.
제3스위치 소자(121)의 소스는 전류 비교기(114)의 전류 출력 단자(131)와 접속된다. N 채널형 FET인 제3스위치 소자(121)는 전류 구동 능력이 제2스위치 소자(120)보다 작은 것을 제외하고는, 제2스위치 소자(120)와 특성이 동일하다.
유도성 부하인 인덕터(123)의 일단은, 제1스위치 소자(119), 제2스위치 소자(120) 및 제3스위치 소자(121)의 각각의 드레인의 접속점(122)에 접속된다. 인덕터(123)의 타단은 필터·커패시터(124)의 일단과 출력 단자(125)에 접속된다.
강압 DC-DC 컨버터의 출력 단자(125)와 접지 단자(118)와의 사이에는, 도면에 나타내지 않은 외부 부하가 접속된다. 실시형태 1의 전원장치는, 출력 단자(125)로부터 소정의 전압 VOUT를 출력한다.
기준 전압 발생부(101)는 기준 전압 VREF를 출력한다. 오차 증폭기(102)의 비반전 입력 단자는, 기준 전압 발생부(101)에 접속되어서 기준 전압 VREF를 입력한다. 오차 증폭기(102)의 반전 입력 단자는, 출력 단자(125)에 접속되어서 출력 전압 VOUT를 입력한다. 오차 증폭기(102)는, 기준 전압 VREF와 출력 전압 VOUT와의 차 전압을 증폭하여 오차 전압을 출력한다.
오차 전압 입력 단자(126)는, 오차 증폭기(102)의 출력 단자에 접속되어서, 오차 전압을 입력한다.
위상 보상 회로(111)는 직렬로 접속된 저항과 콘덴서를 포함하고 있다. 저항은 오차 전압 입력 단자(126)에 접속되고, 콘덴서는 접지 전위에 접속된다. 위상 보상 회로(111)는 오차 전압을 입력하여, 위상을 조정해서 출력한다.
전압 전류 변환기(V-I 변환기)(112)는, 위상 보상 회로(111)에 접속되고, 입력한 오차 전압을 전류로 변환하여 출력한다.
기준 전류원(113)은 기준 전류 IREF를 출력한다. 실시형태 1에 있어서, 기준 전류 IREF는 가변이다. 기준 전류원(113)은, 전압 전류 변환기(112)가 출력하는 전류치에 따라서, 기준 전류 IREF의 전류치를 결정한다. 기준 전류 IREF를, 전압 전류 변환기(112)가 출력하는 전류치(즉, 오차 증폭기(102)가 출력하여 전압 전류 변환기(112)에 입력되는 오차 전압)에 따라서 가변하게 함으로써, 삼각파 형상의 인덕터 전류 IL(t)의 최소치를 검출하고, 인덕터 전류를 제어하여, 출력 전압 VOUT를 안정화한다.
전류 비교기(114)는, 기준 전류원(113)에 접속된 전류 입력 단자(132), 전류 입력 단자(132)에 접속된 전압 안정화 회로(133)와 버퍼 증폭기(134), 및 전압 안정화 회로(133)에 접속된 전류 출력 단자(131)를 포함하고 있다.
전류 비교기(114)는, 기준 전류원(113)이 출력하는 기준 전류 IREF를 전류 입력 단자(132)로부터 입력하여, 전류 출력 단자(131)로부터 제3스위치 소자(121)에 전류 IS2(t)를 흐르게 한다.
전류 비교기(114)의 전압 안정화 회로(133)는, 전류 입력 단자(132)와 전류 출력 단자(131)와의 사이에 접속된 트랜지스터(141) 및 트랜지스터(141)의 베이스와 접지 전위와의 사이에 접속된 전압원(142)을 포함하고 있다.
트랜지스터(141)는 바이폴러 트랜지스터이다. 트랜지스터(141)의 베이스 전압은, 베이스·에미터 간 전압(약 0.7 V)에 상당하는 일정 전압을 출력하는 전압원(142)에 의하여 부여된다. 트랜지스터(141)의 에미터는, 전류 출력 단자(131)와 접속되어서, 전류 출력 단자(131)의 전압을 접지 전위 0 V에 가깝게 하도록 동작한다. 트랜지스터(141)의 컬렉터는 전류 입력 단자(132)에 접속된다. 이 구성에 의해서, 제3스위치 소자(121)의 각각의 단자의 설정 전위는, 소스가 접지된 제2스위치 소자(120)의 각각의 단자의 설정 전위와 거의 동일하게 된다.
[제3스위치 소자(121)의 전류 구동 능력]：[제2스위치 소자(120)의 전류 구동 능력]＝1：a(a＞1)라고 하면, 제3스위치 소자(121)에는, 항상 제2스위치 소자(120)에 흐르는 전류의 1／a의 전류가 흐른다. 즉, 실시형태 1에 있어서, 제2스위치 소자(120)와 제3스위치 소자(121)는 소정의 도통 저항의 비(比)를 가지며, 제3스위치 소자(121)에 흐르는 전류가 제2스위치 소자(120)에 흐르는 전류보다도 적어지도록 설정한다.
제3스위치 소자(121)와 전류 비교기(114)의 전류 출력 단자(131)와의 접속점의 전위가 접지 전위와 동일하게 되었을 때, 제3스위치 소자(121)에는 제2스위치 소자(120)와의 도통 저항의 비의 역수와 동일한 비의 전류가 흐른다. 이 전류 IS2(t)를 전류 비교기(114)에서 기준 전류 IREF와 비교한다.
제3스위치 소자(121)에 흐르는 전류(제3스위치 소자(121)의 전류 구동 능력) IS2(t)가, 기준 전류원(113)이 출력하는 기준 전류(기준 전류원(113)의 전류 구동 능력) IREF보다도 커지면, 트랜지스터(141)의 컬렉터 전위는 접지 전위에 가까워진다(Vc＜VIN／2).
제3스위치 소자(121)의 전류 구동 능력 IS2(t)가 기준 전류원(113)의 전류 구동 능력 IREF보다도 작아지면, 트랜지스터(141)의 컬렉터 전위는 입력 전압 VIN에 가까워진다(Vc＞VIN／2).
이 컬렉터 전압 Vc는, 버퍼 증폭기(134)를 통하여, 전류 비교기(114)의 출력으로 된다.
버퍼 증폭기(134)는, 1／VIN의 임계치를 가지며, High 또는 Low의 2치를 출력한다. 버퍼 증폭기(134)는, 전류 출력 단자(131)로부터 전류가 흐르는 제3스위치 소자(121)의 전류 구동 능력과, 전류 입력 단자(132)로부터 전류를 입력하는 기준 전류원(113)의 전류 구동 능력 IREF를 비교하여, 대소 관계를 판정해서 출력한다. 즉, 버퍼 증폭기(134)는, 기준 전류원(113), 전류 비교기(114), 제3스위치 소자(121)를 통하여 흐르는 전류가 기준 전류 IREF보다 크면 Low를 출력하고, 그 전류가 기준 전류 IREF보다 작으면 High를 출력한다.
스위치 소자 제어회로(116)는 상승 에지 트리거의 세트/리셋형 플립플롭이다. 스위치 소자 제어회로(116)의 세트 단자에는 버퍼 증폭기(134)의 출력 단자가 접속된다. 스위치 소자 제어회로(116)의 리셋 단자는 발진기(115)에 접속된다. 발진기(115)는 도 1의 강압 DC-DC 컨버터의 동작 주파수의 클록을 출력한다. 스위치 소자 제어회로(116)에는, 세트 단자로부터 전류 비교기(114)의 출력 전압을 입력하고, 리셋 단자로부터 발진기(115)가 출력하는 클록을 입력한다.
스위치 소자 제어회로(116)는, 세트 단자에 입력된 전류 비교기(114)의 출력 전압이 Low로부터 High로 절환되었을 때에 세트 상태로 된다. 세트 상태에서, 스위치 소자 제어회로(116)는, 제1스위치 소자(119)를 도통 상태로 하고, 제2스위치 소자(120) 및 제3스위치 소자(121)를 차단 상태로 한다(제1상태).
스위치 소자 제어회로(116)는, 리셋 단자에 입력된 클록이 Low로부터 High로 절환되었을 때에 리셋 상태로 된다. 리셋 상태에서, 스위치 소자 제어회로(116)는, 제1스위치 소자(119)를 차단 상태로 하고, 제2스위치 소자(120) 및 제3스위치 소자(121)를 도통 상태로 한다(제2상태).
이와 같이, 스위치 소자 제어회로(116)는, 제1스위치 소자(119)와, 제2스위치 소자(120) 및 제3스위치 소자(121)를 번갈아서 도통시켜서, 제1상태(충전 상태)와 제2상태(방전 상태)를 절환한다. 제1상태로부터 제2상태로의 절환은, 소정의 시간이 경과함으로써 실행하고, 제2상태로부터 제1상태로의 절환은, 전류 비교기(114)의 출력에 따라서 실행하는 "계곡 전류(valley current) 전류 제어 방식"을 채용한다.
상기와 같이 구성된 실시형태 1의 유도성 부하 전류 제어회로를 이용한 강압 DC-DC 컨버터의 동작을 설명한다. 스위치 소자 제어회로(116)는 기동시에 세트 상태로 설정되어서, 고전위측의 제1스위치 소자(119)를 도통 상태로 하고, 저전위측의 제2스위치 소자(120) 및 제3스위치 소자(121)를 차단 상태로 한다. 외부 전원(104)으로부터 입력 단자(117), 스위치 소자(119), 인덕터(123)를 통하여 필터·커패시터(124)와 도면에 나타내지 않은 외부 부하에 전류가 공급된다. 인덕터 전류 IL(t)는 시간 t의 경과에 따라서 증가하고, 인덕터(123)에는 에너지가 축적된다. 이 상태가 계속되면 인덕터 전류는 시간의 경과에 따라서 계속해서 증가한다(제1상태: 충전 상태).
소정의 시간마다, 스위치 소자 제어회로(116)에는, 리셋 단자로부터 발진기(115)가 출력하는 클록을 입력한다. 스위치 소자 제어회로(116)는, 리셋 단자에 입력된 클록이 Low로부터 High로 절환되었을 때에 리셋 상태로 되어서, 고전위측의 제1스위치 소자(119)를 차단 상태로 하고, 저전위측의 제2스위치 소자(120) 및 제3스위치 소자(121)를 도통 상태로 한다(제2상태: 방전 상태).
제2상태에서는, 제1상태에서 인덕터(123)에 축적된 에너지에 의하여, 인덕터 전류가 전의 상태를 유지하여 연속해서 흐르는 특성이 있다. 인덕터 전류는, 접지 단자(118)로부터 저전위측의 스위치 소자(120)와 인덕터(123)를 통하여, 출력 단자(125)에 접속된 외부 부하에 공급된다.
제2스위치 소자(120)가 차단 상태로부터 도통 상태로 절환되었을 때, 제3스 위치 소자(121)에 흐르는 전류 IS2(t)는 기준 전류 IREF보다 크다. 전류 비교기(114)는 Low를 출력한다. 이 상태에서 인덕터 전류 IL(t)는 시간의 경과에 따라서 감소한다.
전류 비교기(114)는, 전류 출력 단자(131)로부터 제3스위치 소자(121)를 향하여 흐르는 전류 IS2(t)와, 기준 전류 IREF를 비교하여, 비교 결과를 출력한다. 제2상태에서, 제3스위치 소자(121)에 흐르는 전류 IS2(t)가 기준 전류 IREF보다 작아졌을 때에, 전류 비교기(114)의 출력 전압은 Low로부터 High로 절환된다.
스위치 소자 제어회로(116)는, 다시 세트 상태(제1상태)로 되어서, 저전위측의 제2스위치 소자(120) 및 제3스위치 소자(121)를 차단 상태로 하고, 고전위측의 스위치 소자(119)를 도통 상태로 한다. 외부 전원(104)으로부터 입력 단자(117), 제1스위치 소자(119), 인덕터(123)를 통하여 필터·커패시터(124)와, 도면에 나타내지 않은 외부 부하에 전류가 공급된다. 인덕터 전류 IL(t)는 시간 t의 경과에 따라서 증가하고, 인덕터(123)에는 에너지가 축적된다.
이하, 상기의 동작을 반복한다. 회로가 평형 동작 상태로 되었을 때, 전류 비교기(114)를 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최소치와 기준 전류 IREF는 일치한다.
이와 같이 전원장치는, 저전위측의 제3스위치 소자(121)에 흐르는 전류를 감시하여, 인덕터(123)에 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최소치를 제어한다.
도 2는 실시형태 1에 있어서의 제1상태와 제2상태를 나타내는 타이밍도이다. 도 2(a)는 제1 및 제2스위치 소자의 접속점(122)의 전압 VLX(t)를 나타낸다. 도 2(b)는 인덕터(123)에 흐르는 전류 IL(t)를 나타낸다. 도 2(c)는 제2스위치 소자(120)에 흐르는 전류 IS1(t)를 나타낸다. 접지 전위측으로부터 인덕터측으로 흐르는 전류의 방향을 플러스 방향으로 하고 있다. 도 2(d)는 제3스위치 소자(121)에 흐르는 전류 IS2(t)를 나타낸다. 전류 비교기(114)측으로부터 인덕터측으로 흐르는 전류의 방향을 플러스 방향으로 하고 있다.
입력 전압측의 제1스위치 소자(119)가 도통하고 있는 TON의 기간(제1상태)에, 인덕터(123)의 접속점(122)의 전압 VLX(t)는 입력 전압 VIN에 가까운 전압이 되고, 인덕터 전류 IL(t)가 시간의 경과에 따라서 증가한다.
일정 시간이 경과하면 TON의 기간이 종료되고, 접지측의 제2스위치 소자(120)가 도통한다(제2상태). 접속점(122)의 전압 VLX(t)는 접지 전위에 가까워지고, 인덕터 전류 IL(t)는 시간의 경과에 따라서 감소한다. 이때 전류는, 접지 단자(118)로부터 제2스위치 소자(120)를 통하여 공급되어서, 제2스위치 소자(120)에 전류 IS1(t)가 흐른다.
제3스위치 소자(121)는 제2스위치 소자(120)와 동일한 기간 도통하고, 서로의 도통 저항의 비에 따라서, 제3스위치 소자(121)에 전류 IS2(t)가 흐른다. 전류 IS2(t)는 전류 IS1(t)에 비례하여 시간의 경과에 따라서 감소한다.
전류 IS2(t)가 기준 전류원(113)의 값 IREF보다도 적어진 시점에, 전류 비교기(114)의 출력이 절환되어서, 제1스위치 소자(119)는 도통 상태, 제2스위치 소자(120)와 제3스위치 소자(121)는 차단 상태로 이행한다. 전원장치는, 이 2 가지의 상태를 번갈아서 반복하여 동작한다.
이어서, 본 발명의 실시형태 1에 있어서의 전류 검출의 정밀도에 대하여 설명한다. 본 발명의 실시형태 1의 유도성 부하 전류 제어회로는, 제2스위치 소자(120)에 대하여 소정의 도통 저항의 비로 설정한 제3스위치 소자(121)에 흐르는 전류를 기준 전류 IREF와 직접 비교한다. 도통 저항의 비는, 동일 프로세스로써 제조된 단결정 반도체에 있어서 근접하여 배치된 소자이면, 절대치에 비하여 비교적 고정밀도로 제조할 수 있다. 본 실시형태의 제2스위치 소자(120)와 제3스위치 소자(121)는 동일 프로세스로써 제조된 단결정 반도체에 근접하여 배치된 소자를 이용한다. 이에 따라서, 제2스위치 소자(120)와 제3스위치 소자(121)의 각각의 단자 전압은 실질적으로 동일하게 유지된다. 따라서, 본 발명의 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치는, 고정밀도로 전류를 검출할 수 있다.
본 발명은, 전류 비교기(114)로써 피검출 전류 IS2(t)를 기준 전류 IREF와 직접 비교하므로, 도 5에 나타내는 종래예와 같이 전류 검출 증폭기(501)를 필요로 하지 않는다. 종래예와 같이 전류 검출 증폭기(501)를 사용한 경우는, 입력 오프셋 전압과 이득의 변동이 전류 검출의 개체 오차의 원인이 되지만, 본 발명은 이 오차 요인을 없앨 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시형태 1에서는, 고정밀도로 전류를 검출할 수 있다.
본 발명은, 전류 검출용의 저항을 사용하지 않으므로 전력 손실도 적게 할 수 있어서, 전력 효율을 높게 할 수 있다.
《실시형태 2》
도 3을 이용하여, 본 발명의 실시형태 2의 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치에 대하여 설명한다. 도 3은 본 발명의 실시형태 2의 전원장치의 구성을 나타내는 도면이다. 실시형태 2의 전원장치가 도 1의 실시형태 1과 상이한 점은, 도 1의 전압 안정화 회로(133)에 대신하여 도 3의 전압 안정화 회로(301)를 구비한 것이다. 그 밖의 구성에 대해서는, 실시형태 1과 동일하므로, 동일 번호를 첨부하고, 설명을 생략한다.
실시형태 2의 전압 안정화 회로(301)는, 전압 전류 변환기(112)에 접속된 기준 전류원(311)과, 기준 전류원(311)의 출력 단자에 베이스와 컬렉터가 접속되고, 접지 단자(118)에 에미터가 접속된 트랜지스터(312)와, 트랜지스터(312)의 베이스와 컬렉터에 베이스가 접속되고, 전류 입력 단자(132)와 버퍼 증폭기(134)의 입력 단자에 컬렉터가 접속되고, 전류 출력 단자(131)에 에미터가 접속된 트랜지스터(313)를 포함하고 있다.
기준 전류원(311)은, 기준 전류원(113)이 출력하는 기준 전류 IREF에 비례하는 전류 I311을 출력한다.
트랜지스터(312 및 313)는 동일 또는 소정의 비율의 전류 구동 능력을 구비하고, 동일한 특성을 갖는 바이폴러 트랜지스터이다. 트랜지스터(312)에는 컬렉터로부터 에미터에 전류 I311이 흐른다. 트랜지스터(313)의 베이스 전압은, 트랜지스터(312)의 베이스 전압에 의하여 부여된다.
전압 전류 변환기(V-I 변환기)(112)는, 기준 전류원(113 및 311)의 전류 구동 능력을, 양자가 동일 또는 소정의 비율을 유지하도록 제어한다. 기준 전류원(113 및 311)이 각각 트랜지스터(313, 312)에 동일 또는 소정의 비율의 전류를 흐르게 할 때, 트랜지스터(313, 312)의 동작 조건은 동일하게 되도록 설정되어 있다. 따라서, 트랜지스터(313)의 에미터 전위, 즉, 전류 출력 단자(131)의 전위는, 항상 트랜지스터(312)의 에미터 전위인 접지 전위와 동일하게 되도록 동작한다.
전류 출력 단자(131)로부터 흘러나오는 전류 IS2(t)가 기준 전류 IREF보다도 크면, 트랜지스터(313)의 컬렉터 전위는 접지 전위에 가까워진다. 전류 출력 단자(131)로부터 흘러나오는 전류 IS2(t)가 기준 전류 IREF보다도 작아지면, 컬렉터 전위는 입력 전압 VIN에 가까워진다. 버퍼 증폭기(134)는, 이 컬렉터 전압에 따라서, 2치화한 값을 전류 비교기(114)의 출력으로서 출력한다.
실시형태 2의 전원장치는, 실시형태 1의 전원장치와 동일한 효과를 갖는다.
또한, 실시형태 2에서는 트랜지스터(312와 313)로서 바이폴러 트랜지스터를 사용했지만, FET로 대체해도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
《실시형태 3》
도 4를 이용하여, 본 발명의 실시형태 3의 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치에 대하여 설명한다. 도 4는 본 발명의 실시형태 3의 전압 안정화 회로, 모노 멀티바이브레이터 및 그 주변 회로의 구성을 나타내는 도면이다. 실시형태 3의 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치가 도 1의 실시형태 1 또는 도 3의 실시형 태 2와 상이한 점은, 도 1 및 도 3의 전압 안정화 회로(133, 301) 및 발진기(115)에 대신하여, 도 4에 나타내는 전압 안정화 회로(401) 및 모노 멀티바이브레이터(MMV)(402)를 구비한 것이다. 그 밖의 구성에 대해서는, 실시형태 3의 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치는 실시형태 1 또는 실시형태 2와 동일하므로, 동일 번호를 첨부하고, 설명을 생략한다.
실시형태 3의 전압 안정화 회로(401)는, 컬렉터가 전류 입력 단자(132) 및 버퍼 증폭기(134)의 입력 단자에 접속되고, 에미터가 전류 출력 단자(131)에 접속된 트랜지스터(411)와, 트랜지스터(411)의 베이스에 출력 단자가 접속된 단전원형(單電源型)의 연산 증폭기(412)를 포함하고 있다. 연산 증폭기(412)의 비반전 입력 단자는 접지되고, 반전 입력 단자는 전류 출력 단자(131)에 접속되어서, 전류 출력 단자(131)의 전압이 접지 전위와 동일하게 되도록 동작한다.
트랜지스터(411)는 바이폴러 트랜지스터이다. 트랜지스터(411)의 베이스 전압은, 연산 증폭기(412)의 출력에 의하여 부여된다. 전류 출력 단자(131)로부터 흘러나오는 전류 IS2(t)가 기준 전류 IREF보다도 크면, 트랜지스터(411)의 컬렉터 전위는 접지 전위에 가까워진다. 전류 출력 단자(131)로부터 흘러나오는 전류 IS2(t)가 기준 전류 IREF보다도 작아지면, 트랜지스터(411)의 컬렉터 전위는 입력 전압 VIN에 가까워진다. 버퍼 증폭기(134)는, 이 컬렉터 전압에 따라서 2치화한 값을 전류 비교기(114)의 출력으로서 출력한다.
모노 멀티바이브레이터(402)는, 버퍼 증폭기(134)의 출력 전압이 Low로부터 High로 절환되었을 때에 트리거되어서 Low를 출력하고, 소정 시간 후에 High를 출력한다.
스위치 소자 제어회로(116)는, 전류 비교기(114)의 출력을 세트 단자에 입력하고, 모노 멀티바이브레이터(402)의 출력을 리셋 단자에 입력하는, 에지 트리거의 세트/리셋형 플립플롭이다. 실시형태 3의 스위치 소자 제어회로(116)는, 실시형태 1 또는 실시형태 2와 동일한 동작을 실행한다.
실시형태 3의 유도성 부하 전류 제어회로를 이용한 강압 DC-DC 컨버터의 동작을 설명한다. 도 4에 기재되어 있지 않은, 실시형태 3의 전원장치(DC-DC 컨버터)의 구성 요소에 대해서는 실시형태 1(도 1) 또는 실시형태 2(도 3)와 동일하므로, 도 1 또는 도 3에 기재되어 있는 구성 요소를 이용하여 설명한다.
전류 비교기(114)는, 기동시에 High를 출력하도록 설정되어 있다. 기동시에, 모노 멀티바이브레이터(402)는 트리거되고, 스위치 소자 제어회로(116)는 세트 상태로 설정된다(제1상태: 충전 상태).
제1상태에서, 스위치 소자 제어회로(116)는, 고전위측의 제1스위치 소자(119)를 도통 상태로 하고, 저전위측의 제2스위치 소자(120) 및 제3스위치 소자(121)를 차단 상태로 한다. 외부 전원(104)으로부터 입력 단자(117), 스위치 소자(119), 인덕터(123)를 통하여 필터·커패시터(124)와, 외부 부하에 전류가 공급된다. 인덕터 전류 IL(t)는 시간 t의 경과에 따라서 증가하고, 인덕터(123)에는 에너지가 축적된다.
소정의 시간 경과후, 모노 멀티바이브레이터(402)의 출력 전압이 Low로부터 High로 절환된다. 리셋 단자에 모노 멀티바이브레이터(402)의 출력 전압이 입력된 스위치 소자 제어회로(116)는, 리셋 상태로 된다. 스위치 소자 제어회로(116)는, 고전위측의 제1스위치 소자(119)를 차단 상태로 하고, 저전위측의 제2스위치 소자(120) 및 제3스위치 소자(121)를 도통 상태로 한다(제2상태: 방전 상태).
제2상태에 있어서, 제1상태에서 인덕터(123)에 축적된 에너지에 의해서, 인덕터 전류는 전의 상태를 유지하여 연속해서 흐르는 특성이 있다. 인덕터 전류는, 접지 단자(118)로부터 저전위측의 스위치 소자(120)와 인덕터(123)를 통하여 외부 부하에 공급된다. 제2스위치 소자(120)가 차단 상태로부터 도통 상태로 절환되었을 때, 제3스위치 소자(121)에 흐르는 전류 IS2(t)는 기준 전류 IREF보다 크다. 전류 비교기(114)는 Low를 출력한다. 이 상태에서 인덕터 전류는 시간의 경과에 따라서 감소한다.
전류 비교기(114)는, 전류 출력 단자(131)로부터 제3스위치 소자(121)를 향하여 흐르는 전류 IS2(t)와, 기준 전류 IREF를 비교하여, 비교 결과를 출력한다. 제2상태에서, 제3스위치 소자(121)에 흐르는 전류 IS2(t)가 기준 전류 IREF보다 작아졌을 때에 전류 비교기(114)의 출력 전압은 Low로부터 High로 절환된다. 모노 멀티바이브레이터(402)는 트리거되고, 스위치 소자 제어회로(116)는, 다시 세트 상태(제1상태)로 된다.
스위치 소자 제어회로(116)는, 저전위측의 제2스위치 소자(120) 및 제3스위치 소자(121)를 차단 상태로 하고, 고전위측의 스위치 소자(119)를 도통 상태로 한 다. 외부 전원(104)으로부터 입력 단자(117), 제1스위치 소자(119), 인덕터(123)를 통하여 필터·커패시터(124)와, 외부 부하에 전류가 공급된다. 인덕터 전류 IL(t)는 시간 t의 경과에 따라서 증가하고, 인덕터(123)에는 에너지가 축적된다.
이하, 상기의 동작을 반복한다. 회로가 평형 동작 상태로 되었을 때, 전류 비교기(114)를 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최소치와 기준 전류 IREF는 일치한다.
이와 같이 전원장치는, 저전위측의 제3스위치 소자(121)에 흐르는 전류를 감시하여, 인덕터(123)에 흐르는 삼각파 형상의 전류의 최소치를 제어한다.
또한, 실시형태 1∼3의 기준 전류원(113)에 대신하여, 직렬 접속된 전압원과 저항으로 구성되고, 그 저항의 일단으로부터 소정의 전류를 얻는 기준 전원을 이용해도 좋다.
또한, 실시형태 1∼3에 있어서, 기준 전류를 발생하는 기준 전류원(113)과, 전압 전류 변환기(112)를 독립된 회로 구성으로 하였지만, 이들 2개의 회로를 1개의 전압 전류 변환기로 대체하여, 전압 전류 변환기의 출력 전류 그 자체를 기준 전류로 하여 동작을 실행해도 좋다. 또한, 오차 증폭기(102)로서 전압 비교기를 이용하여, 위상 보상 회로(111)에 의한 발진 방지 대책을 실행한 형태로 설명했지만, 발진 방지 대책은 필요에 따라서 실시하면 좋고, 반드시 필요한 것은 아니다. 따라서, 발진 방지 대책이 필요하지 않은 경우에는, 실시형태 1∼3에 있어서의 오차 증폭기(102), 전압 전류 변환기(112) 및 기준 전류원(113)의 3개의 회로를, 1개의 전압 전류 변환기로 대체하여, 전압 전류 변환기로 구성된 오차 증폭기의 출력 전류 를 기준 전류로 하여 동작을 실행할 수도 있다.
실시형태 1∼3에서는, 전류 비교기(114)가 2치화한 값을 출력하였다. 이것에 대신하여, 스위치 소자 제어회로(116)가, 전류 비교기가 출력하는 아날로그 전압을 2치화해도 좋다.
또한, 실시형태 1∼3의 유도성 부하 전류 제어회로는, 전압 안정화 회로(133, 301, 401)를 이용했지만, 전압 안정화 회로는 없어도 좋다. 단, 전압 안정화 회로를 이용하면 전류 검출 정밀도가 높아지므로, 전압 안정화 회로를 배치하는 편이 바람직하다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명의 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치는, 유도성 부하에 흐르는 전류를 전력 손실 없이 정밀도 좋게 검출하여 제어하는 데에 유용하다. 본 발명은, 강압 DC-DC 컨버터뿐만 아니라, 모터 제어용 인버터 등 유도성 부하의 전류를 제어하는 회로로서 널리 이용할 수 있다. 예로서, 인덕터(123)를 모터의 스테이터(stator) 권선으로 대체함으로써, 본 발명의 유도성 부하 전류 제어회로를 모터 구동 회로로서 사용할 수 있다.
본 발명은 유도성 부하의 전류를 제어하는 유도성 부하 전류 제어회로 및 전원장치에 유용하다.

Claims (6)

  1. 입력 전압을 입력하는 입력 단자와,
    출력 전압을 출력하는 출력 단자와,
    소정의 기준 전류를 출력하는 기준 전류원(電流源)과,
    상기 입력 단자와 접지 전위와의 사이에 직렬로 접속된 제1스위치 소자 및 제2스위치 소자와,
    상기 제1스위치 소자와 상기 제2스위치 소자와의 접속점에 일단을 접속하고, 타단을 상기 출력 단자에 접속하여 상기 출력 전압을 출력하는 유도성 부하와,
    상기 제1스위치 소자와 상기 제2스위치 소자와의 접속점에 일단이 접속된 제3스위치 소자와,
    상기 기준 전원의 출력 단자에 일단을 접속하고, 타단을 상기 제3스위치 소자의 타단에 접속하고, 상기 제3스위치 소자의 전류와 상기 기준 전류를 비교하여, 그 대소 관계를 판정한 비교 결과를 출력하는 전류 비교기와,
    상기 제1스위치 소자를 도통으로 하고, 상기 제2스위치 소자 및 상기 제3스위치 소자를 비도통으로 하여, 상기 입력 단자로부터 상기 유도성 부하에 전류를 흐르게 하는 제1상태와, 상기 제1스위치 소자를 비도통으로 하고, 상기 제2스위치 소자 및 상기 제3스위치 소자를 도통으로 하여, 상기 제1상태에서 상기 유도성 부하에 축적된 에너지에 의해서 상기 제2스위치 소자에 상기 접지 전위로부터 상기 유도성 부하를 향하여 전류가 흐르는 제2상태를, 번갈아서 제어하고, 상기 전류 비 교기의 출력에 따라서 상기 제2상태로부터 상기 제1상태에의 이행(移行)을 제어하는 스위치 소자 제어회로와,
    기준 전압을 출력하는 기준 전압 발생부와,
    상기 기준 전압과 상기 출력 전압을 비교하여, 그 차(差) 전압을 증폭한 오차 전압을 출력하는 오차 증폭기를 구비하고,
    상기 오차 전압의 절대치가 작아지도록, 상기 기준 전류의 값을 제어하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 기준 전류원은, 직렬 접속된 전압원(電壓源)과 저항으로 구성되고, 상기 저항의 일단으로부터 소정의 전류를 취득하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 기준 전류원의 전류의 크기를 제어함으로써, 상기 유도성 부하의 출력 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제2스위치 소자 및 상기 제3스위치 소자는 트랜지스터로 구성되고, 상기 제3스위치에 흐르는 전류가 상기 제2스위치에 흐르는 전류보다도 작아지도록 도통 저항의 비가 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 전류 비교기는, 일단을 상기 기준 전원에 접속하고, 타단을 상기 제3스위치 소자의 타단에 접속하고, 제어 단자에 소정의 전압을 입력한 제1트랜지스터를 포함하고,
    상기 제2상태에서, 상기 기준 전류원의 전류는 상기 제1트랜지스터를 통하여 상기 제3스위치 소자에 흐르는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 전류 비교기는, 상기 기준 전류원과 상기 제1트랜지스터의 일단과의 사이의 임의의 점의 전위, 또는 그 전위를 2치(値)화한 값을 판정 결과로서 출력하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
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