KR20060073402A

KR20060073402A - 고속 데이터 통신을 위한 데이터 송수신 장치 및 그 방법

Info

Publication number: KR20060073402A
Application number: KR1020050011621A
Authority: KR
Inventors: 유희정; 전태현; 김명순; 최은영; 이석규; 류득수
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2004-12-23
Filing date: 2005-02-11
Publication date: 2006-06-28
Also published as: US10313927B2; US8130869B2; PL1909448T3; WO2006068344A1; EP2363987B1; CN101807980A; EP1909448A2; AU2005319950A1; EP1829312A4; US20120121040A1; EP1909448B1; KR20060106910A; US9998952B2; CN101116301A; US20120051474A1; PL1829312T3; CA2591273A1; ES2439461T3; EP1829312A1; ES2442855T3

Abstract

본 발명은 다중 대역 또는 다중 안테나 전송 모드에서 높은 데이터 전송률과 호환성을 제공하는 송수신 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

본 발명에 따른 데이터 송신 방법은, 소스부에서 생성된 데이터를 적어도 하나의 대역에 분배하는 단계; 상기 대역마다 분배된 데이터에 대해 오류 정정을 위한 부호화를 수행하는 단계; 상기 부호화된 데이터를 적어도 하나의 안테나에 분배하는 단계; 상기 안테나마다 분배된 데이터에 대해 부반송파를 할당하고 역푸리에 변환을 수행하는 단계; 상기 부반송파에 대응하는 쇼트 프리앰블 제 1 롱 프리앰블을 생성하는 단계; 데이터의 전송모드에 기초하여 시그널 심벌을 생성하는 단계; 및 상기 전송 모드가 MIMO-OFDM 전송 모드인 경우, 상기 시그널 심벌과 데이터 필드 사이에 사용하지 않는 부반송파의 채널 추정을 위한 제 2 롱 프리앰블을 부가하여 프레임을 생성하는 단계를 포함한다.

본 발명의 구성에 따르면, 상기 제 2 롱 프리앰블을 이용하여 제 1 롱 프리앰블에서 사용하지 않는 부반송파의 채널 추정을 수행하고, 상기 시그널 심벌이 포함하는 전송 모드 정보에 기초하여 수신기가 적응적으로 데이터를 수신할 수 있다.

MIMO, OFDM, SDM, STBC, 프레임, 시그널 심볼, 프리앰블

Description

고속 데이터 통신을 위한 데이터 송수신 장치 및 그 방법{Apparatus for transmitting and receiving data to provide high-speed data communication and method thereof}

도 1은 종래의 무선 LAN 의 송수신 시스템을 도시한 블록도이다.

도 2a는 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치의 구성을 도시한 블록도이다.

도 2b는 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치의 구성을 도시한 블록도이다.

도 3은 단일 대역폭을 지원하는 OFDM 방식의 부반송파 할당 방식과, 다중 대역폭을 지원하는 OFDM 방식의 부반송파 할당방식을 각각 도시한 도면이다.

도 4는 IEEE 802.11a에서의 프레임 구조를 도시한 도면이다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 프레임 구조를 도시한 도면이다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 수신 장치의 초기 동기를 위한 구성을 도시한 블록도이다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 데이터 송신 방법을 도시한 흐름도이다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 데이터 수신 방법을 도시한 흐름도이다.

IEEE Standard 802.11a 1999

본 발명은 무선 데이터 통신을 송수신 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

더욱, 상세하게는 종래의 무선 랜 통신 시스템과 호환이 가능하면서도, 높은 속도의 데이터 전송이 가능한 송,수신 장치 및 그 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 최대 54 Mbps에 그쳤던 무선 LAN과 같은 무선 전송 방식을 최대 수 백 Mbps 급까지 향상시키기 위한 전송 시스템 구조를 제안한다.

종래의 무선LAN IEEE 802.11a와 같은 시스템에서는 직교 주파수 분할 다중화 방식을 이용하고 있고, 20MHz의 대역폭을 64개의 부반송파로 나누어 그 중에서 52개를 사용하여 데이터와 파일럿 심벌을 전송하고 있다. 즉 단일 송신 안테나와 20MHz 대역 한 개를 이용하여 최대 54Mbps의 속도로 데이터를 전송한다. 그러나 본 발명에서는 기존 IEEE 802.11a의 OFDM 방식과 상호 호환성을 유지하면서도, 다중 안테나와 여러 개의 20MHz 대역을 이용하여 높은 데이터 전송률을 달성할 수 있는 송수신 장치 및 방법을 제공한다.

고속 멀티미디어 데이터 전송에 대한 요구가 증가하면서 100Mbps 이상의 스루풋을 요구하는 응용 분야가 증가하고 있다. 그러나 현재 무선 통신 시스템 중에서 가장 높은 스루풋을 갖는 시스템인 무선LAN 시스템마저 최대 스루풋이 약 25Mbps에 그치고 있다. 그래서 현재의 IEEE 802.11a에 비하여 4배 또는 그 이상의 전송 속도를 이룰 수 있는 시스템의 구조를 제안하고자 한다.

구체적으로, 안테나의 수와 사용 대역을 수를 체계적으로 조절하면서 시스템의 요구에 따라 최대 전송속도를 결정할 수 있는 구조를 제안한다. 그리고 기존 시스템과의 호환성을 유지할 수 방법 역시 제안한다.

도 1에 도시된 종래의 IEEE 802.11 시스템은, 20MHz 대역을 64개의 부반송파로 나누고, 이중에서 48개는 데이터 전송을, 4개는 파일럿 심벌의 전송을 위해서 사용하고, 나머지 DC 부반송파와 가장자리에 있는 11개의 부반송파는 사용하지 않는다.

그리고 1/2, 2/3, 3/4의 부호률을 갖는 컨볼루션 코드(convolutional code)와 BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM의 변조를 이용하여 데이터를 전송한다.

도 1에서 도시된 시스템에서, 소스(Source)부(101)에서 생성된 이진 데이터가 생성되면, 이 데이터 순열을 임의적으로 만드는(randomize) 스크램블 부(102)를 거치게 된다.

그리고, 전송하고자 하는 데이터 전송률(data rate)에 따라 결정되는 부호화률과 변조 방식에 따라 컨볼루션 인코더부(103)에서 채널 부호화를 수행하고, 맵퍼부(105)에서 이전 데이터 순열을 복소수 심벌 순열로 맵핑하는 변조 과정을 수행한다.

그리고 컨볼루션 인코더부(103)와 맵퍼(104) 사이에 데이터 순열을 정해진 규칙에 따라 재배열하는 인터리버부(104)가 있다. 전술한 바와 같이, 맵퍼(105) 이후의 복소수 순열을 48씩 그룹을 만들고, 부반송파 할당부(107) 블록에서 48개의 데이터 성분들과 파일럿 4 성분을 구성한다.

그리고 64-역프리에 변환부(64-IFFT)(108)에서 이를 가지고 역 고속 프리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)을 수행하여 OFDM 심벌을 구성한다.

순환 전치자 첨가부부(109)에서는 보호 구간에 해당하는 순환 전치자(Cyclic Prefix)를 첨가한다.

전술한 구성을 통하여 만들어진 송신 프레임을 RF 송신부(110)에서 반송파 주파수로 올려서 전송한다. 상기 전송 신호는 무선 채널(111)을 통과하여 수신부의 RF 수신부(112)의 입력으로 들어가게 된다. 무선 채널(111)은 다중 경로 페이징 채널과 수신단에서 더해지는 가우시안 잡음도 포함한다.

무선 채널(111)을 통과하면서 왜곡된 신호가 수신단의 RF 수신부(112)로 들어오는데, 여기서는 송신단의 RF 송신부(110)와 반대로 반송파에 실려온 신호를 기저 대역으로 낮추는 기능을 수행한다.

순환 전치자 제거부(113)에서는 송신부에서 덧붙인 순환 전치자를 제거한다. 그리고, 64-고속 프리에 변환부(64-FFT)부(114)에서 수신 OFDM 심벌을 FFT 연산을 통하여 주파수 영역으로 신호로 변환시킨다.

부반송파 해제부(Sub-Carrier extractor)(115)부에서 전체 64개의 출력 중에서 데이터 부반송파에 해당하는 48개의 복소수 심벌은 등화 및 트랙킹부(117)로 전송하고, 파일롯에 해당하는 4개의 부반송파는 등화 및 트래킹 파라메터 추정부 (116)로 향한다.

그리고, 등화 및 트래킹 파라메터 추정부(116)는 이미 알고 있는 심벌을 이용하여 주파수 및 시간 오차에 의한 위상변화를 추적하여 그 추정 결과를 등화 및 트랙킹부(117)로 전달한다.

그러면, 상기 정보를 이용하여 등화 및 트랙킹부(117)가 트랙킹을 수행하게 된다. 등화 및 트랙킹부(117)에서는 위에서 설명한 트랙킹 과정 뿐만 아니라 채널 왜곡을 주파수 영역에서 등화하는 주파수 영역 채널 등화 기능까지 수행한다.

디맵퍼부(118)는 채널 등화 및 트랙킹을 수행한 출력 복수소수를 이진데이터로 변환하는 강판정(hard decision)또는 실수(Real number)로 변화하는 연판정(soft decision)을 수행한고, 디인터리버부(119)에서 인터리버(104)의 역과정으로 데이터를 재배열하고, 비터비 디코더부(120)에서는 컨볼루션 코드의 복호화를 수행하여 오류 정정을 통하여 송신 데이터를 복원한다.

그리고 마지막으로 디스크램블부(121)에서는 스크램블부(102)에서 같은 과정을 통하여 소스부에서 전송화 데이터로 재 임의화하여(re-randomizing)를 싱크(sink)부(122)에 수신 데이터를 전달한다.

한편, 전술한 바와 같이, 도 1에 도시된 종래의 무선 LAN 시스템은 그 전송속도와 쓰루풋에 한계가 있어 고화질의 동영상과 같은 높은 데이터 전송 속도를 요구하는 서비스에 적용하기에는 한계가 있었다.

또한, 다중 대역 또는 다중 안테나를 적용하여, 고속의 데이터 전송률을 제공하고자 할 때도 기존의 송수신 시스템과의 호환성을 제공하지 못하는 문제점이 존재하였다.

따라서, 본 발명은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여, 종래의 무선 통신 시스템과의 상호 호환성을 보장하면서, 높은 데이터 전송률을 제공하는 송수신 장치 및 그 방법을 제공한다.

전술한 본 발명의 기술적 과제를 달성하기 위하여, 본 발명의 특징에 따른 송신 장치는,

소스부에서 생성된 데이터를 적어도 하나의 대역에 분배하는 대역 분배부;

상기 분배된 데이터에 대해서 오류 정정을 위하여 부호화를 수행하는 부호화부;

상기 부호화된 데이터를 복소수 심볼에 맵핑하는 맵퍼부;

상기 복소수 심벌을 적어도 하나의 안테나에 분배하는 안테나 분배부;

상기 분배된 복소수 심벌에 대하여, 직교 주파수 분할 다중화 변조(OFDM)를 위한 부반송파를 할당하는 부반송파 할당부;

상기 부반송파가 할당된 OFDM 신호에 대하여 역푸리에 변환을 수행하는 역푸리에 변환부;

상기 부반송파에 대한 쇼트 프리앰블 및 제 1 롱 프리앰블, 제 2 롱 프리앰블을 생성하는 프리앰블 생성부; 및

상기 쇼트 프리앰블, 제 1 롱 프리앰블, 시그널 심볼, 제 2 롱 프리앰블, 데 이터 필드 순으로 프레임들 생성하는 프레임 생성부를 포함한다.

여기서, 상기 제 2 롱 프리앰블은, 2개 이상의 안테나를 사용하는 경우, 제 1 안테나에서 사용하지 않는 부반송파의 채널 추정을 위하여, 제 2 안테나의 제 1 롱 프리앰블중 하나를 사용할 수 있다.

또한, 본 발명의 특징에 따른 데이터 수신 장치는,

무선 채널을 통해 수신된 프레임을 수신하는 RF 수신부;

상기 수신된 프레임으로부터 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블을 추출하기 위하여, 채널 믹싱을 수행하는 채널 믹서부;

상기 추출된 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블을 이용하여 초기 동기를 수행하는 초기 동기화 수행부;

상기 프레임의 푸리에 변환을 수행하는 푸리에 변환부;

시그널 심벌을 복조하여 전송 모드에 관한 정보를 복조하는 시그널 심벌 복조부;

상기 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블을 이용하여 제 1 채널 추정을 수행하고, 상기 전송 모드 정보가 MIMO-OFDM 전송 모드인 경우에는 상기 시그널 심벌 이후에 전송되는 제 2 롱 프리앰블을 이용하여 제 2 채널 추정을 수행하는 채널 추정부; 및

상기 추정된 채널 및 복조된 시그널 심벌에 기초하여 데이터에 대응하는 복소수 심볼을 검출하는 디텍터를 포함한다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명 이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다.

도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다. (어떤 부분이 다른 부분과 연결되어 있다고 할 때, 이는 직접적으로 연결되어 있는 경우뿐 아니라 다른 소자를 사이에 두고 전기적으로 연결되어 있는 경우도 포함한다.)

이제 본 발명의 실시예에 따른 데이터 송수신 장치 및 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.

본 발명의 실시예에 따른 송신 장치는, 소스부(201), 대역 분배부(202), 스크램블러 및 컨볼루션 인코더부(2031 ~ 203L), 인터리버(204), 맵퍼(205), 파일롯부(206), 안테나 분배부(207), 부반송파 할당부(208~208M), IFFT부(2091~209M), 순환 전치자(CP) 첨가부(2101~201M), 프리앰블 생성부(2301~230M), 프레임 생성부(2311~231M), 및 RF 송신부(2111~211M)부를 포함한다.

소스부(201)에서 생성된 이진 데이터가 전송되면, 대역 분배부(band distributor)부(202)에서 사용하고자 하는 20MHz 대역 수(L)에 따라 데이터를 L 개의 대역에 분배한다.

한편, 스크램블러/ 컨볼루션 인코더부(2031 ~ 203L)는 각 대역 별로 스크램 블링 과정과 컨볼루션 코드 부호화 과정을 실행한다.

컨볼루션 부호화된 데이터는 인터리버(204)로 입력된다. 인터리버(204)는 두가지 형태가 가능한데, 스크램블러/ 컨볼루션 인코더부(2031 ~ 203L)와 같이, 대역별로 나누어서 한 OFDM 심벌씩 인터리빙할 수도 있고, 모든 대역을 OFDM 심벌 L개를 가지고 함께 인터리빙을 수행할 수도 있다. 전자의 경우는 구현이 간단하고, 후자의 경우는 구현은 좀더 복잡한 반면에 다이버시티(diversity) 이득에 의한 성능 향상을 기대할 수 있다.

맵퍼부(205)에서는 이진 데이터를 복소수 심벌로 변환시킨다. 이렇게 변화된 복소수 심벌은 안테나 분배부(207)에서 M개의 송신 안테나로 분배된다. 부반송파 할당부(2081 ~ 208L)는 상기 분배된 데이터 복소수 심벌과 파일롯부(206)에서 나오는 파일롯 심벌을 가지고 OFDM 변조를 위해 부반송파를 할당한다. 부반송파 할당의 구체적인 내용은 후술한다.

이렇게 할당된 M개의 송신안테나에 해당하는 주파수 영역 OFDM 심벌은 (L*64)-IFFT부(2091~209M)에서 역 프리에 변환을 통하여 시간 영역 OFDM 심벌로 변환한다. 그리고 순환 전치자부(2101~210M)에서 각 경로의 OFDM 심벌에 해당하는 순환 전치자를 추가한다.

한편, 프레임 생성부(2311~230M)에서는, 도 2a에서 도시된 시스템에 적합한 프레임을 생성하게 된다. 본 발명의 실시예에 따른, 프레임 구조는 IEEE 802.16a의 프레임 구조와 유사하게, 쇼트 프리앰블(short preamble), 제 1 롱 프리앰플(long preamble), 시그널 심벌, 데이터 외에도, 프리앰블 생성부에서 제 2 롱 프리앰블을 더 포함한다. 상기 제 2 롱 프리앰블은 다른 안테나에서 사용했던 롱 프리앰블에 해당하는 것으로, 상기 제 2 롱 프리앰블을 이용하여 모든 부반송파에 대하여 MIMO 채널의 추정이 가능하게 된다.

프리앰블 생성부(2301~230M)는 상게 쇼트 프리앰블, 제 1 롱 프리앰블, 제 2 롱 프리앰블을 생성하여, 상기 프레임 생성부(2311~231M)에 제공한다.

본 발명의 실시예에서 사용되는 프레임의 상세한 설명은 후술한다.

도 2b에 도시된 수신 장치는, 도 2a에서 도시된 송신장치로부터 송신된 신호에 대한 역과정을 수행한다.

송신장치로부터 채널(212)을 통하여 송신된 신호는 다, N개의 RF 수신부(2131~213N)에서 N개의 수신 안테나로 수신된다. 이렇게 수신된 신호는 순환 전치자 제거부(2141~214N), (L*64) FFT부(2151~215N), 부반송파 해제부(2161~216L), 채널 및 트랙킹 파라메터 추정부(217), MIMO 디텍터(218), 디맵퍼(219), 디인터리버(220), 디 스크램블러/비터비 디코더(2211~221L), 대역 결합부(222)를 거치면서 송신 신호를 복원하여 싱크부(223)부로 데이터를 전달한다.

도 2b에 도시된 수신 장치의 복조 과정은 위에서 설명한 도 1에 도시된 수신부와 상당부분 유사하다.

그러나, 도 1에 도시된 종래 기술과 달리 채널 추정부(217)에서는 다중 입출력 채널을 추정한다는 부분이 달라진다.

그리고, 도 1 에 도시된 등화기(117)도 MIMO 디텍터(218)로 대체되는 점이 상이하다. 또한, 인터리버의 구조의 따라 디인터리버의 구조 역시 바뀌어야 한다.

도 2b에서 추가된 대역 결합부(222)는 송신단의 대역 분배기(202)의 역과정을 수행한다.

한편, 도 2a 및 도 2b에서는 (L*64) IFFT와 (L*64) FFT를 이용하게 되어 있으나, 이것을 L개의 64FFT또는 64IFFT로 구성할 수도 있고, 1개의 (L*64) IFFT와 (L*64) FFT로 구성할 수도 있다. 이러한 변형은 당업자에게 자명하게 선택할 수 있는 것이다.

도 2b는 도 2a의 MIMO 송신 장치에 대응하여 수신 복조하는 구성을 중심으로 도시되었으며, 초기 동기를 포함하여 채널 추정을 수행하기 위한 수신 장치의 구체적인 구성은 후술하도록 한다.

한편, 도 2a에서는 다중 송수신 안테나를 이용하여 데이터 전송률을 높이는 공간 다중화 방식(SDM :Spatial Division Multiplexing)에 대해서 설명하였다. SDM 방식은, MIMO 기술중 하나로서 각 안테나에서 서로 다른 독립적인 데이터를 전송하여 전송률을 향상시키는 것이다.

한편, 데이터 전송률 향상보다는 서비스 반경 확대 등을 목표로 신호대 잡음비(SNR)를 향상시키는 목적으로 시스템을 설계할 경우에는 공간 다중화보다는 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 시공간 블록 부호(STBC : Space-Time Block Code)를 본 발명의 실시예에 적용할 수도 있다. STBC 를 본 발명의 실시예에 적용하는 경우에는, 안테나 분배부(207)를 STBC 인코더부로, MIMO 디텍터(218)를 STBC 디코더로 대체할 수 있다.

이하, 설명의 편의를 위하여, 2개의 송신 안테나와 2개의 대역을 사용하는 시스템의 예시를 통해, 본 발명의 실시예의 그 프레임 구조에 대하여 설명하도록 한다. 즉, 도 2a 도시된 시스템에서 L=2, N=2인 구조를 갖는 경우의 예시이다. 그리고, 본 발명의 실시예에서는 기존 IEEE 802.11a 시스템과의 상호 호환성을 위하여 기존 프레임의 구조 및 OFDM 심벌 구성 방식을 이용한다.

우선 OFDM 심벌 구성의 경우에는, 기존에는 20MHz 대역을 64개의 부반송파로 나누어서 이용하던 것을 두개 붙인 구조라 할 수 있는 40MHz을 128개의 부반송파로 나누어서 사용한다. 그래서 이 두 경우 모두 128-IFFT를 이용하여 OFDM 변조를 수행한다.

기존 IEEE 802.11a의 같은 단일 안테나, 단일 대역 신호를 전송하고자 할 때에는 도 3의 부반송파 할당 구조(a)와 같이 구성되기 때문에, 본 발명의 실시예에서는 부반송파 할당 구조(b)에서 원하는 대역에 신호를 채우고, 나머지에는 "0"을 채워 하나의 안테나로 전송하면, 기존 IEEE 802.11a와 같은 형태가 된다.

즉, 도 3 부반송파 할당 구조(b)의 두 대역을 사용되는 신호 구조에서 주파수가 낮은 한 쪽 대역만을 사용하고자 할 경우, 0 ~ 63에 있는 52개의 부반송파에만 데이터와 파일럿을 할당하고, -64 ~ -1에는 "0"을 채우면 된다. 그러면, 새로운 시스템에서도 기존의 프레임 구조를 송수신 할 수 있기 때문에, 기존 IEEE 802.11a와의 호환성을 유지할 수 있다.

이하, 구체적인 프레임 구조에 대해서 설명한다.

도 4는 IEEE 802.11a에서의 프레임 구조를 도시한 도면이다.

도 4에 도시된 IEEE 802.11a의 프레임 구조를 보면, 상기 프레임은, 쇼트 프리앰블(t1~t10), 롱 프리앰블(T1, T2), 가드 인터벌(G1, G2), 시그널 심볼(SIGNAL), 데이터를 포함한다.

상기 숏 프리앰블과 롱 프리앰블은 복조시에 동기를 획득하기 위한 심볼이다. 시그널 심볼은 속도, 길이, 패리티등에 관한 정보를 포함하고 있다.

한편, 쇼트 프리앰블은 수학식 1과 같이 구성된 OFDM 주파수 영역 신호를 프리에 변환을 한 것이며, 수학식 2를 프리에 변환한 심벌이 롱 프리앰블에 해당한다.

[수학식 1]

[수학식 2]

시그널 심벌은, 데이터 구간의 길이(0~4095 바이트), 부호률(1/2, 2/3, 3/4), 맵핑 방식(BPSK, QPSK, 16-0QAM, 64-QAM) 등의 정보를 가지고 있다.

본 발명의 실시예서는 기존 IEEE 802.11a와의 호환성을 위해서, 기존 OFDM 모드(IEEE 802.11a)로 전송 할 때는 도 4의 프레임 구조를 기초로 하여, 다중 안테나 특성을 위하여 약간의 변형을 부가하였다.

본 발명의 실시예에서는, 송신 안테나의 개수가 2개의 경우, 전체 52개의 프리앰블의 부반송파 중에서 등간격으로 26개씩의 부반송파를 나누어서 전송한다. 여기에서 사용하지 않은 부반송파의 채널 추정을 위해서 시그널 심벌 이후에 새로운 제 2 롱 프리앰블을 추가한다.

제 2 롱 프리앰블은 다른 안테나에서 사용하였던 제 1 롱 프리앰블을 전송하여 모든 부반송파에 대하여 MIMO 채널 추정이 가능하게 한다. 따라서, 롱 프리앰블은 송신 안테나의 개수만큼 그 길이가 늘어나게 된다.

즉, 2 개의 송신 안테나를 사용할 경우에는 제 1 안테나(안테나 0)에서 전송되는 프레임은 짝수 번째 부반송파만을 이용하여 전송하고, 제 2 안테나(안테나 1)에서는 홀수 번째 부반송파만을 이용하여 전송한다.

수학식 3이 두 안테나에서 전송될 쇼트 프리앰블의 주파수 영역 신호이다. 안테나 0에서 S⁽⁰⁾ _-26,₂₆ 가 전송되고, 안테나 1에서 S⁽¹⁾ _-26,26 가 전송된다.

그리고 수학식 4가 시그널 심벌 앞에 있는 제 1 롱 프리앰블의 주파수 영역 신호가 된다. 안테나 0에서 L⁽⁰⁾ _-26,26 가 전송되고, 안테나 1에서 L⁽¹⁾ _-26,26 가 전송된다.

[수학식 3]

[수학식 4]

시그널 심벌 뒤에 따라오는 제 2 롱 프리앰블의 경우에는 제 1 롱 프리앰블의 위치를 바꾸어, 안테나 0에서는 을, 안테나 1에서는 을 전송한다.

도 5에 도시된 바와 같이, 제 1 안테나(안테나 0)에서 전송되는 프레임은 짝수 번째 부반송파만을 이용하여 전송하되, 제 2 롱 프리앰블은 홀수번째 부반송파의 제 1 롱 프리앰블을 삽입하여 프레임을 생성하게 된다.

제 2 안테나(안테나 1)에서 전송되는 프레임도 홀수 번째 부반송파만을 이용하되, 제 2 롱 프리앰블은 짝수번째 부반송파의 제 1 롱 프리앰블을 삽입하여 프레임을 생성하게 된다.

그리고, 다중 대역을 지원할 경우에는 한 대역의 프리앰블의 구조와 시그널 심벌을 계속 반복 연결하는 형태로 구성한다 예를 들어, 2개의 대역을 이용하는 경우에 , 수학식 5와 수학식 6는 2개의 대역을 이용하는 기존 모드(듀얼 밴드 IEEE 802.11a)를 위한 쇼트 프리앰블과 롱 프리앰블을 표현한 것이다.

[수학식 5]

[수학식 6]

만약, 2개의 대역, 2개의 송신 안테나를 이용하는 모드의 경우에는, 각각의 안테나에서 전송되는 쇼트 프리앰블과 롱 프리앰블은 각각 수학식 7과 수학식 8과 같이 주어진다.

[수학식 7]

[수학식 8]

즉, 전술한 바와 같이, 안테나 0에서 S⁽⁰⁾ _-58,₅₈ 가 전송되고, 안테나 1에서 S⁽¹⁾ _-58,58 가 전송된다. 시그널 심벌 앞에 있는 제 1 롱 프리앰블의 주파수 영역 신호가 된다. 안테나 0에서 L⁽⁰⁾ _-58,58 가 전송되고, 안테나 1에서 L⁽¹⁾ _-58,58 가 전송된다. 그러나, 시그널 심벌 이후에 나오는 제 2 롱 프리앰블은 이와 반대 순서로 전송되게 된다.

즉, 제 1 안테나(안테나 0)에서 전송되는 프레임은 짝수 번째 부반송파만을 이용하여 전송하되, 제 2 롱 프리앰블은 홀수번째 부반송파의 제 1 롱 프리앰블을 삽입하여 프레임을 생성하게 된다.

제 2 안테나(안테나 1)에서 전송되는 프레임도 홀수번째 부반송파만을 이용하되, 제 2 롱 프리앰블은 짝수번째 부반송파의 제 1 롱 프리앰블을 삽입하여 프레임을 생성하게 된다.

이상과 같은 구성에 의하여, 다중 대역폭 또는 다중 안테나를 사용하는 시스템에서, 수신단에서는 어떤 안테나에 의해 보내진 신호인지를 구별할 필요없이 제 2 롱 프리앰블을 이용한 채널 추정을 한번 더 수행함으로써 모든 반송파에 대한 채널 추정이 가능해진다.

상기 제 1 롱 프리앰블 및 제 2 롱 프리앰블의 생성은 이미 기존의 롱 프리앰블 생성 기술과 동일하므로, 도 2a에 도시된 프리앰블 생성부(2301~230M)에서 롱 프리앰블을 동일한 방식으로 생성하여, 프레임 생성부(2311~231M)는 상기 제 2 롱 프리앰블을 시그널 심볼 뒤에 추가로 삽입하여 프레임을 생성하게 된다.

상기 프레임 생성부는, 본 발명의 실시예가 기존의 시스템과 호환성을 가질 수 있도록 시그널 심벌에 추가로 변형한다.

기존의 시그널 심벌의 구성에서 예약 비트(reserved bit)로 쓰이지 않던 비트를 안테나 비트(A)로 새롭게 정의하고, 상기 안테나 비트(A)를 SDM과 STBC를 구분하는데 이용한다

또한, 4개의 RATE 비트들 중에서 R4 비트를 이용하여 기존 IEEE 802.11a 모드와 다중 안테나 OFDM 모드를 구분한다. 따라서, 본 발명의 실시예에서 프레임 생성부는 시그널 심벌의 RATE(R1~R4) 비트와 상기 안테나 비트(A)를 표 1과 같이 할당하여 사용한다.

[표 1]

표 1에서 볼수 있듯이, R4 비트가 1로 설정되어있는 경우에는 IEEE 802.16a 방식으로 수신을 수행할 수 있다. 즉 R4 비트가 1인 경우에는 IEEE 802.16a 모드이므로, 안테나 비트(A)의 값은 의미가 없으며, 시그널 심볼의 구조도 IEEE 802.16a인 방식과 동일하다.

그러나, R4 비트가 0 으로 설정된 경우에는 MIMO 시스템임을 알 수 있으며, 이때는 안테나 비트(A)를 참조하여 SDM 모드인지 STBC 모드인지를 판단할 수 있게 된다.

R1~R3 비트는 각각 8개의 전송률, 맵핑 방식, 부호률에 관한 정보와 대응된다.

따라서, 본 발명의 실시예에서도 기존과 같이 길이 12비트, 패리티(Parity) 1비트, 테일(Tail) 6비트와 같이 24개의 비트가 모여서 시그널 심벌을 구성하게 된다. 그래서 기존 IEEE 802.11a 모드에서는 64개 또는 반복되는 128(64+64)개의 부반송파에서 데이터를 전송하고, 다중 안테나 모드에서는 수학식4 또는 수학식 8과 같이 짝수번째 부반송파와 홀수번째 부반송파로 나누어서 전송한다.

이 경우, 송신단 안테나 출력에서 보았을 때, 송신 안테나의 수나 사용 대역의 수에 상관없이 동일한 프리앰블 및 시그널 심벌의 모양을 갖는다.

이와 같은 송신 프레임 구조를 갖고 있을 때, 수신단에서 기존 시스템과 새로운 시스템에서 어떤 과정을 통하여 호환성을 유지하는 설명하도록 한다. 우선 기존 IEEE 802.11a 시스템에서 수신을 한다고 할 경우에는, 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블 및 시그널 심볼 필드까지는 기존 수신기 구조에서도 복조가 가능하다. 그러나 시그널 심벌을 해석할 때, RATE 비트 중에서 R4 = 1이면 기존 프레임과 같은 형태이기 때문에 뒤에 오는 데이터를 복조할 수 있고, R4 = 0이면 기존 복조기로는 복조할 수 없는 형태이기 때문에 데이터 복조를 포기하고, 그 프레임이 끝날 때가지 기다리게 된다. 그래서 기존 시스템이 본 발명의 실시예에 따른 시스템과 혼합된 네트워크에서는 시스템의 동작에 영향을 주지 않는다.

그리고, 본 발명의 실시예에 따른 시스템의 수신기에서는 시그널 심벌중 R4 = 1이면, IEEE 802.11a의 프레임 형태임을 인지하고 그 다음부터 바로 데이터 복조를 시작한다. 그러나 R4 =0 인 경우에는 시그널 심벌 뒤에 오는 제 2 롱 프리앰블을 이용하여 다시 한번 채널 추정을 한 다음에 안테나 비트(A)를 검색하여 SDM-OFDM 인지 STBC-OFDM인지를 구분하여 그에 맞는 데이터 복조과정을 거쳐서 송신 데이터를 복원하게 된다.

위 두 과정을 통하여, IEEE 802.11a와 같은 기존 시스템의 통신에도 영향을 주지 않으면서, 본 발명의 시스템은 기존 시스템과 공존할 수 있게 된다.

도 6에서는 각 안테나 경로 별로 DC-오프셋 보상부(300a, 300b)과 I/Q 불일치를 보상하는 I/Q 보상부(310a, 310b)를 포함한다. 상기 DC-오프셋 보상부(300a, 300b)와 I/Q 보상부(310a, 310b)는 각각 아날로그 및 RF 회로에서 생길 수 있는 각 안테나 경로의 DC-오프셋을 제거하고, I/Q 불일치를 보상해 주는 역할을 수행한다.

그리고 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블 부분, 즉 SIGNAL 심벌 이전까지의 데이터는 채널 믹서(400)로 입력된다. 여기서는 두 대역 40MHz 신호에서 각각 20MHz의 채널 0과 채널 1로 분리하기 위해서 +10MHz -10MHz에 해당하는 주파수 이동이 이뤄진다. 따라서, 각 안테나 경로에서 2개의 출력이 생기게 된다. 그리고 이 신호들을 20MHz 대역의 신호로 만들기 위해서 저역 필터(LPF)(410)를 통과하고, 1/2 압축(decimation)될 수 있다. 이렇게 해서 구한 20MHz의 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블을 이용하여 초기 동기 과정을 수행한다.

CFO 추정부(430)는, 상기 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블의 자기 상관(auto-correlation)을 이용해서 반송파 주차수 오차(CFO : Carrier Frequency Offset)를 추정한다.

프레임 동기부(420)는 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블의 교차 상관(cross correlation)을 이용해서는 프레임 동기를 수행한다. 대역 검파부(440)는, 제 1 롱 프리앰블의 자기 상관을 이용하여 사용 대역을 판단하는 대역 검파를 수행한다.

이와 같이 초기 동기를 완료한 이후에 제 1 롱 프리앰블을 포함한 시그널 심벌과 데이터 부분이 고속 푸리에 변환부(FFT)(330a, 330b)에 입력된다. 여기서 제 1 롱 프리엠블의 FFT 출력을 이용하여 채널을 추정하고, 시그널 심벌을 복조한다.

시그널 심벌의 전송 방식은 항상 같기 때문에, 전송 모드에 대한 정보 없이도 복조가 가능하다. 이렇게 시그널 심벌을 복조하고 나면, 전송 모드, 사용 대역, 프레임 길이, 변조 방식 그리고 부호률에 대한 모든 정보를 얻을 수 있다.

그리고, 전술한 바와 같이, R4 =1 인 경우, 즉, MIMO-OFDM 모드의 경우는 채널 추정부(450)는, 제 2 롱 프리앰블을 이용하여 채널 추정을 한번 더 수행한다.

채널 추정이 완료되면, 시그널 심볼에 설정된 정보에 대응하여 데이터 필드를 복조한다.

한편, 위상 보상부(340a, 340b)부는 잔여 주파수 및 위상 오차를 파일럿 부반송파를 이용하여 추정 및 보상한다.

그리고 전송 모드에 맞게 신호를 검파하고, 수신기는 전술한 디매핑, 디인터리버, 비터기 디코더, 디스크램블러등을 거친 데이터를 결합하여 매체접근 제어 (MAC) 계층으로 전달하게 된다.

전술한 본 발명의 구성에 따라면, 다중 대역폭, 다중 안테나를 지원하는 시스템에서 채널 추정을 효율적으로 수행하고, 기존의 시스템과 호환성을 제공할 수 있게 된다.

단계(S100)에서는, 소스부에서 생성된 이진 데이터를 복수의 대역에 따라서 분배를 수행한다. 상기 이진 데이터가 복수의 대역에 분배됨에 따라서, 데이터 전송률을 증가시킬 수 있다.

단계(S110)에서는, 각각의 대역에 분배된 데이터에 대해 각각 부호화를 수행한다. 여기서, 진행되는 부호화는 데이터의 오류 정정 능력을 강화 시키는 컨볼루션 코드를 이용한 부호화가 가능하다. 또한, 부호화에 앞서 스크램블링을 더 수행할 수 있다.

데이터의 부호화가 완료되면, 버스트 전송 에러를 방지하기 위한 인터리빙 과정이 수행되며, 상기 이진 데이터를 복소수 심벌로 맵핑 시킨다(S120). 상기 맵핑 방식은 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM 등을 포함한다.

복소수 심벌로 맵핑된 데이터는 복수의 안테나에 분배되고, 분배된 복소수 심벌에 대하여 각각의 안테나에 할당된 부반송파가 할당된다(S140). 상기 부반송파가 할당되어 형성된 OFDM 신호는, 각각 역 고속 푸리에 변환을 수행하여 주파수 성분 신호를 시간 성분 신호로 변환한다.

상기 부반송파 할당 단계에서는 부반송파에서의 원하는 대역에만 신호를 채 우고 나머지는 “0”을 채워 사용할 수 있다. 또한, 하나의 안테나에서 사용하는 부반송파를 다른 안테나에서는 사용하지 않도록 부반송파를 할당할 수 있다.

한편, 단계(S100, S130)는 다중 대역, 다중 안테나를 사용하는 경우 외에도 단일 대역, 단일 안테나를 사용하는 경우 역시 포함한다. 단일 대역, 단일 안테나를 사용하는 경우에는 기존의 IEEE 802.16a 방식의 데이터 변조 과정과 동일하다.

따라서, 단계(S150)에서는, 현재 전송하고자 하는 OFDM 신호가 다중 대역, 다중 안테나를 사용하는 MIMO 전송방식인지를 판단한다. 상기 MIMO 인지 판단하는 정보는 송신 장치의 구성과 이전 동작의 검색으로 충분히 판단할 수 있다.

만약, 다중 안테나를 이용하는 MIMO 전송 방식인 경우에는 단계(S160)에서 각각의 부반송파에 대한 프리앰블을 생성한다. 상기 프리앰블은 사용하는 각각의 안테나와 부반송파의 롱프리앰블을 포함한다. 또한, 상기 롱 프리앰블은 자신의 안테나의 사용중인 부반송파의 채널 추정을 위한 제 1 롱 프리앰블과 사용하지 않는 부반송파의 채널 추정을 위한 제 2 롱 프리앰블로 구분될 수 있다.

여기서, 제 2 롱 프리앰블은 다른 안테나가 해당 부반송파에 대해 사용했던 제 1 롱 프리앰블을 이용할 수 있다.

단계(S161)에서는, 데이터 복조를 위한 정보를 포함하는 시그널 심볼을 생성한다. 상기 시그널 심볼은 표 1과 같이, 전송 모드, 전송률, 맵핑방식, 부호률에 관한 정보를 R1 ~ R4 비트 및 안테나 비트에 맵핑함에 의해 생성될 수 있다.

단계(S162)에서는, 생성된 쇼트 프리앰블, 제 1 롱 프리앰블, 제 2 롱 프리앰블을 이용하여, 데이터 필드와 함께 MIMO 안테나용 프레임을 생성한다. 상기 프 레임은 쇼트 프리앰블, 제 1 롱 프리앰블, 시그널 심볼, 제 2 롱 프리앰블, 데이터 필드의 순서로 구성될 수 있다.

만약, 단계(S150)에서 MIMO 방식의 전송이 아닌 것으로 판단된 경우에는, 기존과 같이 단일 안테나용 프레임을 생성한다(S170). 단일 안테나용 프레임 역시 쇼트 프리앰블, 롱 프리앰블, 시그널 심볼, 데이터 필드를 포함한다. 상기 단일 안테나용 프레임 생성에 대한 중복되는 설명은 생략한다.

전술한 구성에 의하여 생성된 프레임은 RF 송신부를 통해 수신 장치로 송신된다(S180).

본 발명의 실시예에 따른, 데이터 수신 방법은, 무선 채널을 통해 수신된 OFDM 신호에 대하여 우선 초기 동기화를 수행한다(S210). 상기 초기 동기화 단계에서는, 필터를 이용한 DC 오프셋의 제거하고, I/Q 의 불일치를 보상하는 과정을 포함한다. 상기 보상된 신호는 초기 동기화를 위하여, 시그널 심벌 이전까지의 쇼트 프리앰블과, 제 1 롱 프리앰블을 이용한다.

초기 동기화가 수행되고 나면, 상기 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블의 자기 상관(auto-correlation)을 이용하여, 반송파 주파수 오차를 추정한 후, 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블의 교차 상관(cross-correlation)을 이용하여 프레임 동기화를 수행한다(S220).

단계(S230)에서는, 제 1 롱 프리앰블의 자기 상관을 이용하여 사용 대역을 판단하는 대역 검파를 수행하게 된다.

단계(S210) 내지 단계(S230)의 과정이 완료되면, 제 1 롱 프리앰블의 고속 푸리에 변환을 통해 제 1 채널 추정을 수행한다(S240).

IEEE 802.11a 사양에는 동기화를 위한 훈련 신호인 PLCP 프리앰블이 이미 정의되어 있으므로, 상기 프리앰블 사용하여 수신단에서 초기 타이밍 동기화, 주파수 동기화, 채널 추정을 하는 구체적인 방법은 당업자에게 용이하게 선택하여 실시할 수 있다.

제 1 채널 추정이 완료되고 나면, 수신 장치는 시그널 심벌을 복조하여, 시그널 심볼의 정보를 확인한다(S250). 상기 시그널 심벌에는 전송 모드, 전송률, 맵핑 방식, 부호률에 관한 정보를 포함하고 있다.

단계(S260)에서는, 복조된 시그널 심벌에서 전송 모드 정보를 통해 MIMO 시스템으로부터 전송된 신호인지를 판단한다. 상기 전송 모드에 관한 정보는 시그널 심볼중 R4 비트의 설정값에 기초하여 얻어질 수 있다.

한편, 전송모드가 MIMO-OFDM 모드인 경우에는, 시그널 심볼 이후에 전송되는 제 2 롱 프리앰블을 이용하여 채널 추정을 한번 더 수행하게 된다. 상기 제 2 롱 프리앰블은 사용하지 않는 부반송파에 대한 다른 안테나의 제 1 롱 프리앰블로 대체될 수 있다. 따라서, 제 2 채널 추정이 완료되면, MIMO-OFDM 신호에 대한 채널추정이 완료된다.

채널 추정이 완료되면, 파일롯 부반송파를 이용한 위상 오차를 보상하고, 상기 시그널 심볼에 포함된 전송률, 맵핑 방식, 부호률에 맞게 데이터 복조를 수행한다. 상기 데이터 복조의 구체적인 방법 도 2b에 관한 설명에서 이미 상세히 설명하 였다.

한편, 단계(S260)에서 송신된 신호가 MIMO-OFDM 모드가 아닌 경우에는 더 이상의 채널 추정 없이 위상 보상 및 데이터 복조를 수해하게 된다.

전술한 본 발명의 실시예에 따르면, MIMO-OFDM 시스템을 통해 고속의 데이터 전송률을 제공하면서도, 기존의 단일 안테나 OFDM 시스템의 프레임 구조를 상당부분 유지함으로써, 기존의 시스템과의 호환성 역시 제공한다.

이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

전술한 본 발명의 구성에 의하여, 무선 데이터 통신 시스템에서, 다중 대역과 다중 안테나를 이용하여 높은 데이터 전송률을 제공할 수 있는 효과를 기대할 수 있다.

또한, 기존 시스템과의 호환성을 제공하여, 기존 장비의 설계 변경등의 추가적인 수고를 절감하면서도, 높은 데이터 전송률을 제공의 병행이 가능한 현저한 효과를 구비한다.

Claims

다중 대역 또는 다중 안테나를 이용한 데이터 송신 장치에 있어서,

소스부에서 생성된 데이터를 적어도 하나의 대역에 분배하는 대역 분배부;

상기 분배된 데이터에 대해서 오류 정정을 위하여 부호화를 수행하는 부호화부;

상기 부호화된 데이터를 복소수 심볼에 맵핑하는 맵퍼부;

상기 복소수 심벌을 적어도 하나의 안테나에 분배하는 안테나 분배부;

상기 분배된 복소수 심벌에 대하여, 직교 주파수 분할 다중화 변조(OFDM)를 위한 부반송파를 할당하는 부반송파 할당부;

상기 부반송파가 할당된 OFDM 신호에 대하여 역푸리에 변환을 수행하는 역푸리에 변환부;

상기 부반송파에 대한 쇼트 프리앰블 및 제 1 롱 프리앰블, 제 2 롱 프리앰블을 생성하는 프리앰블 생성부; 및

상기 쇼트 프리앰블, 제 1 롱 프리앰블, 시그널 심볼, 제 2 롱 프리앰블, 데이터 필드 순으로 프레임들 생성하는 프레임 생성부를 포함하고,

상기 제 2 롱 프리앰블은, 2개 이상의 안테나를 사용하는 경우, 제 1 안테나에서 사용하지 않는 부반송파의 채널 추정을 위하여, 제 2 안테나의 제 1 롱 프리앰블중 하나를 사용하는 데이터 송신 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 프레임 생성부에서 생성된 시그널 심볼은, 단일 안테나 전송 모드인지 MIMO 전송 모드인지를 식별하는 전송모드 식별자를 포함하는 데이터 송신 장치.
제 2 항에 있어서,

상기 전송 모드 식별자는 IEEE 802.16a의 프레임의 시그널 심볼중 R4 비트를 이용하는 데이터 송신 장치.
제 2 항에 있어서,

상기 시그널 심볼은 예약된 비트중 하나를 공간 다중화 방식 또는 시공간 블록 부호화 방식인지를 식별하는 비트로 사용하는 데이터 송신장치.
제 1 내지 제 4 항중 어느 하나의 항에 있어서,

상기 대역 분배부와 상기 부호화부 사이에 연결되어 스크램블링을 수행하는 스크램블링부;

상기 부호화부와 상기 맵퍼 사이에 연결되어 인터리빙을 수행하는 인터리버;

역 푸리에 변환된 OFDM 신호에 순환 전치자를 첨가하는 순환 전치자를 첨가하는 순환 전치자 첨가부 및

상기 프레임을 무선 채널을 통해 송신하는 RF 송신부를 더 포함하는 데이터 송신 장치.
제 1 내지 제 4 항중 어느 하나의 항에 있어서,

상기 안테나 분배부는 시공간 블록 부호화부인 데이터 송신 장치.
다중 대역 또는 다중 안테나를 이용한 송신 장치에서 송신된 데이터를 수신할 수 있는 수신 장치에 있어서,

무선 채널을 통해 수신된 프레임을 수신하는 RF 수신부;

상기 수신된 프레임으로부터 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블을 추출하기 위하여, 채널 믹싱을 수행하는 채널 믹서부;

상기 추출된 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블을 이용하여 초기 동기를 수행하는 초기 동기화 수행부;

상기 프레임의 푸리에 변환을 수행하는 푸리에 변환부;

시그널 심벌을 복조하여 전송 모드에 관한 정보를 복조하는 시그널 심벌 복조부;

상기 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블을 이용하여 제 1 채널 추정을 수행하고, 상기 전송 모드 정보가 MIMO-OFDM 전송 모드인 경우에는 상기 시그널 심벌 이후에 전송되는 제 2 롱 프리앰블을 이용하여 제 2 채널 추정을 수행하는 채널 추정부; 및

상기 추정된 채널 및 복조된 시그널 심벌에 기초하여 데이터에 대응하는 복소수 심볼을 검출하는 디텍터를 포함하는 데이터 수신 장치.
제 7 항에 있어서,

상기 채널 추정부는, 상기 시그널 심벌에 설정된 전송 모드 식별자를 검출하여 단일 안테나 전송 모드인지 MIMO-OFDM 전송 모드인지를 식별하는 데이터 수신 장치.
제 7 항에 있어서,

상기 채널 추정부는, 제 2 롱 프리앰블을 이용하여 제 1 안테나에서 사용되지 않는 부반송파에 대해 제 2 채널 추정을 수행하는 데이터 수신 장치.
제 7 내지 9 항중 어느 하나의 항에 있어서,

상기 RF 수신부로부터 수신된 신호에 대해 순환 전치자 제거를 수행하는 순환 전치자 제거부;

상기 푸리에 변환된 신호에 대해 부반송파를 해제하여 통합하는 부반송파 해제부;

상기 복소수 심볼로 복조된 신호를 이진 데이터 신호로 디맵핑하는 디맵퍼;

상기 디맵핑된 신호에 대해 디인터리빙을 수행하는 디인터리버;

상기 디인터리빙된 신호를 오류정정 디코딩하는 오류 정정 디코더

를 더 포함하는 데이터 수신 장치.
제 7 내지 9 항중 어느 하나의 항에 있어서,

상기 디텍터는 시공간 블록 부호의 디코더인 데이터 수신 장치.
적어도 하나의 대역폭 또는 안테나를 이용하여 데이터를 송신하는 방법에 있어서,

소스부에서 생성된 데이터를 적어도 하나의 대역에 분배하는 단계;

상기 대역마다 분배된 데이터에 대해 오류 정정을 위한 부호화를 수행하는 단계;

상기 부호화된 데이터를 적어도 하나의 안테나에 분배하는 단계;

상기 안테나마다 분배된 데이터에 대해 부반송파를 할당하고, 역 푸리에 변환을 수행하는 단계;

상기 부반송파에 대응하는 쇼트 프리앰블 제 1 롱 프리앰블을 생성하는 단계;

데이터의 전송모드에 기초하여 시그널 심벌을 생성하는 단계; 및

상기 전송 모드가 MIMO-OFDM 전송 모드인 경우, 상기 시그널 심벌과 데이터 필드 사이에 사용하지 않는 부반송파의 채널 추정을 위한 제 2 롱 프리앰블을 부가하여 프레임을 생성하는 단계

를 포함하는 데이터 송신 방법.
제 12 항에 있어서,

MIMO-OFDM 전송 모드에서 제 1 안테나를 통해 전송되는 제 2 롱 프리앰블은 제 2 안테나를 통해 전송되는 제 1 롱 프리앰블을 이용하는 데이터 송신 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 시그널 심벌은, 전송률, 맵핑 방식, 부호률에 관한 정보를 더 포함하고,

상기 전송 모드에 관한 정보는, 단일 안테나 전송 방식, 공간 다중화 방식, 시공간 블록 부호화 방식중 적어도 하나를 식별할 수 있는 데이터 송신 방법.
적어도 하나의 대역폭 또는 안테나를 이용하여 데이터를 수신하는 방법에 있어서,

수신된 프레임에서 시그널 심볼 이전에 위치한 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블을 이용하여 초기 동기화를 수행하는 단계;

제 1 롱 프리앰블의 푸리에 변환 출력을 이용하여 제 1 채널 추정을 수행하는 단계;

상기 시그널 심볼을 복조하여 전송 모드를 판단하는 단계;

상기 전송 모드가 MIMO-OFDM 전송 모드인 경우에는 상기 시그널 심볼 이후에 형성된 제 2 롱 프리앰블을 이용하여, 사용하지 않는 부반송파에 대한 제 2 채널 추정을 수행하는 단계; 및

상기 제 1 채널 추정, 제 2 채널 추정 및 시그널 심볼의 정보를 기초로 하여 데이터를 복조하는 단계를 포함하는 데이터 수신 방법.
제 15 항에 있어서,

제 1 채널 추정 단계 이전에, 상기 쇼트 프리앰블과 제 1 롱 프리앰블을 이용하여 프레임 동기화 및 이용하여 대역 검파를 수행하는 단계를 더 포함하는 데이터 수신 방법
제 15 항에 있어서,

상기 시그널 심벌은, 전송률, 맵핑 방식, 부호률에 관한 정보를 더 포함하고,

상기 전송 모드에 관한 정보는, 단일 안테나 전송 방식, 공간 다중화 방식, 시공간 블록 부호화 방식중 적어도 하나를 식별할 수 있는 데이터 수신 방법.
MIMO-OFDM 전송 모드에서 사용 가능한 프레임 구조에 있어서,

제 1 안테나에서 사용되는 부반송파의 초기 동기, 대역 검파, 채널 추정을 위한 쇼트 프리앰블;

제 1 안테나에서 사용되는 부반송파의 초기 동기, 대역 검파, 채널 추정을 위한 제 1 롱 프리앰블;

전송 모드, 전송률, 부호률 및 맵핑 방식의 정보중 적어도 하나를 포함한 시그널 심볼;

데이터 정보가 포함된 데이터 필드를 포함하고,

상기 시그널 심볼 이후에, 제 1 안테나에서 사용하지 않는 부반송파의 채널 추정을 위하여, 제 2 안테나의 제 1 롱 프리앰블을 제 2 롱 프리앰블로서 더 추가하는 프레임 구조.