JP5587274B2

JP5587274B2 - 高速データ通信のためのデータ送受信装置及びその方法

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Publication number: JP5587274B2
Application number: JP2011223914A
Authority: JP
Inventors: ユ、ヘ‐ジュン; ジョン、テヒュン; キム、ミュン‐ソン; チェ、ウン‐ヨン; リー、ソク‐キュ; リュ、ドゥク‐ス
Original assignee: Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Current assignee: Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Priority date: 2004-12-23
Filing date: 2011-10-11
Publication date: 2014-09-10
Anticipated expiration: 2025-02-11
Also published as: WO2006068344A1; CN101116301A; JP2013179612A; US20210176663A1; CN107819719A; EP1829312B1; CN101807980A; AU2005319950B2; US10932155B2; EP2363987B1; US9661528B2; KR100736731B1; CA2591273A1; US20190289498A1; ES2439548T3; US20100278280A1; CN102299886B; EP2363987A1; EP1829312A1; EP1829312A4

Description

本発明は、無線データ通信の送受信装置及びその方法に関するものである。

より詳しくは、従来の無線ＬＡＮ通信システムと互換が可能であると共に、高速データ伝送が可能である送受信装置及びその方法に関するものである。また、本発明は、最大５４Ｍｂｐｓに留まった無線ＬＡＮのような無線伝送方式を、最大数百Ｍｂｐｓ級まで向上させるための伝送システム構造を提案する。

従来の無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２.１１ａのようなシステムでは、直交周波数分割多重化方式を利用しており、２０ＭＨｚの帯域幅を６４個の副搬送波に分けて、その中で５２個を使って、データとパイロットシンボルを伝送している。つまり、単一送信アンテナと２０ＭＨｚの帯域一つを利用して、最大５４Ｍｂｐｓの速度でデータを伝送する。

しかし、本発明では、従来のＩＥＥＥ８０２.１１ａのＯＦＤＭ方式と相互互換性を維持しながらも、多重アンテナといくつかの２０ＭＨｚ帯域を利用して、高速データ伝送率を達成することができる送受信装置及び方法を提供する。

高速マルチメディアデータ伝送に対する要求が増加するに伴い、１００Ｍｂｐｓ以上のスループットを要求する応用分野が増加している。しかし、現在の無線通信システムの中で最も高いスループットを有するシステムである無線ＬＡＮシステムも、その最大スループットが約２５Ｍｂｐｓに留まっている。そこで、現在のＩＥＥＥ８０２.１１ａに比べて４倍またはその以上の伝送速度を達成できるシステムの構造を提案しようとする。

具体的には、アンテナの数と使用帯域の数を体系的に調節しながら、システムの要求に応じて最大伝送速度を決定することができる構造を提案する。そして、従来のシステムとの互換性を維持する方法もまた提案する。

図１は、従来の無線ＬＡＮの送受信システムを示したブロック図である。

図１に示された従来のＩＥＥＥ８０２.１１システムは、２０ＭＨｚの帯域を６４個の副搬送波に分け、この中で４８個はデータ伝送を、４個はパイロットシンボルの伝送のために使用し、残りのＤＣ副搬送波と周縁にある１１個の副搬送波は使用しない。

そして、１/２、２/３、３/４の符号率を有する畳み込みコード（convolutional code）と、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭの変調を利用して、データを伝送する。

図１に示されたシステムにおいて、ソース（Source）部１０１で生成された二進データが生成されれば、このデータ順列を任意的にランダム化する（randomize）スクランブル部１０２を経る。

そして、伝送しようとするデータ伝送率（data rate）に応じて決定される符号化率と変調方式により、畳み込みエンコーダ部１０３でチャンネル符号化を行い、マッパー部１０５で、以前データ順列を複素数シンボル順列にマッピングする変調過程を行う。

そして、畳み込みエンコーダ部１０３とマッパー１０５との間に、データ順列を定めた規則によって再配列するインターリーバー部１０４が位置する。前述のように、マッパー１０５以後の複素数順列を４８個ずつグループ化し、副搬送波割当部１０７ブロックで、４８個のデータ成分とパイロット４成分を構成する。

そして、６４−逆フーリエ変換部（６４−ＩＦＦＴ）１０８で、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行って、ＯＦＤＭシンボルを構成する。

サイクリックプレフィクス（循環前置子）付加部１０９では、保護区間に相当するサイクリックプレフィクス（Cyclic Prefix）を付加する。

前述の構成を通じて作られた送信フレームを、ＲＦ送信部１１０で搬送波周波数に上げて、伝送する。前記伝送信号は、無線チャンネル１１１を通過して、受信部のＲＦ受信部１１２に入力される。無線チャンネル１１１は、多重経路ページングチャンネルと、受信端で加えられるガウス雑音も含む。

無線チャンネル１１１を通過する際に歪曲された信号が受信端のＲＦ受信部１１２に入るが、ここでは、送信端のＲＦ送信部１１０と反対に、搬送波に乗せられてきた信号を基底帯域に下げる機能を遂行する。

サイクリックプレフィクス除去部１１３では、送信部で付け加えたサイクリックプレフィクスを除去する。そして、６４−高速フーリエ変換部（６４−ＦＦＴ）１１４で、受信ＯＦＤＭシンボルをＦＦＴ演算を通じて、周波数領域の信号に変換させる。

副搬送波解除部（Sub-Carrier extractor）１１５において、全体６４個の出力の中でデータ副搬送波に相当する４８個の複素数シンボルは等化及びトラッキング部１１７に伝送し、パイロットに相当する４個の副搬送波は等化及びトラッキングパラメーター推定部１１６に向かう。

そして、等化及びトラッキングパラメーター推定部１１６は、既に知っているシンボルを利用して、周波数及び時間誤差による位相変化を追跡し、その推定結果を等化及びトラッキング部１１７に伝達する。

そうすると、前記情報を利用して、等化及びトラッキング部１１７がトラッキングを行うようになる。等化及びトラッキング部１１７では、前述のトラッキング過程だけでなく、チャンネル歪曲を、周波数領域で等化する周波数領域チャンネル等化機能まで行う。

デマッパー部１１８は、チャンネル等化及びトラッキングの操作をした後、出力複素数を二進データに変換する硬判定（hard decision）操作を遂行し、または、前記出力複素数を実数（Real number）に変換する軟判定（soft decision）を遂行し、デインターリーバー部１１９で、インターリーバー１０４の逆過程でデータを再配列し、ビタビデコーダー部１２０では、畳み込みコードの復号化を行って、エラー訂正を通じて送信データを復元する。

そして、最後に、デスクランブル部１２１では、スクランブル部１０２での同じ過程を通じて、ソース部で伝送化データに再任意化して（re-randomizing）、シンク（sink）部１２２に受信データを伝達する。

一方、前述のように、図１に示された従来の無線ＬＡＮシステムは、その伝送速度とスループットに限界があって、高画質の動画のような高いデータ伝送速度を要求するサービスに適用するには限界があった。

また、多重帯域または多重アンテナを適用して高速のデータ伝送率を提供しようとする場合にも、従来の送受信システムとの互換性を提供できないという問題点が存在した。

したがって、本発明は、前述の従来技術の問題点を解決するために、従来の無線通信システムとの相互互換性を保障しながら、高速データ伝送率を提供する送受信装置及びその方法を提供する。

前述の本発明の技術的課題を達成するために、本発明の特徴による送信装置は、
ソース部で生成されたデータを少なくとも一つの帯域に分配する帯域分配部；
前記分配されたデータに対し、エラー訂正のために符号化を遂行する符号化部；
前記符号化されたデータを複素数シンボルにマッピングするマッパー部；
前記複素数シンボルを少なくとも一つのアンテナに分配するアンテナ分配部；
前記分配された複素数シンボルに対し、直交周波数分割多重化変調（ＯＦＤＭ）のための副搬送波を割り当てる副搬送波割当部；
前記副搬送波が割り当てられたＯＦＤＭ信号に対して逆フーリエ変換を遂行する逆フーリエ変換部；
前記副搬送波に対するショートプリアンブル及び第１ロングプリアンブル、第２ロングプリアンブルを生成するプリアンブル生成部；並びに
前記ショートプリアンブル、第１ロングプリアンブル、シグナルシンボル、第２ロングプリアンブル、データフィールドの順でフレームを生成するフレーム生成部；を含む。

ここで、前記第２ロングプリアンブルは、二つ以上のアンテナを使用する場合、第１アンテナで使用しない副搬送波のチャンネル推定のために、第２アンテナの第１ロングプリアンブルのうちの一つを使用することができる。

また、本発明の特徴によるデータ受信装置は、
無線チャンネルを通して受信されたフレームを受信するＲＦ受信部；
前記受信されたフレームからショートプリアンブルと第１ロングプリアンブルを抽出するために、チャンネルミキシングを遂行するチャンネルミキサー部；
前記抽出されたショートプリアンブルと第１ロングプリアンブルを利用して、初期同期を遂行する初期同期化遂行部；
前記フレームのフーリエ変換を遂行するフーリエ変換部；
シグナルシンボルを復調して、伝送モードに関する情報を復調するシグナルシンボル復調部；
前記ショートプリアンブルと第１ロングプリアンブルを利用して、第１チャンネル推定を行い、前記伝送モード情報がＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送モードである場合には、前記シグナルシンボル以後に伝送される第２ロングプリアンブルを利用して、第２チャンネル推定を遂行するチャンネル推定部；並びに
前記推定されたチャンネル及び復調されたシグナルシンボルに基づいて、データに対応する複素数シンボルを検出する検出器；を含む。

前述の本発明の構成によれば、無線データ通信システムにおいて、多重帯域と多重アンテナを利用して、高速データ伝送率を提供できる効果を期待することができる。また、従来システムとの互換性を提供して、従来の装備の設計変更などを追加する不便さを節減しながらも、高速データ伝送率の併行提供が可能になるという著しい効果がある。

好ましい実施形態の詳細な説明

以下では、添付した図面を参照して、本発明の実施例について本発明が属する技術分野にて通常の知識を有する者が容易に実施できるように詳しく説明する。しかし、本発明は色々な相違した形態に具現されることができ、ここで説明する実施例に限られない。

図面においては、本発明を明確に説明するために、説明上不要な部分は省略した。明細書全体を通じて類似の部分については同一図面符号を付けた。（ある部分が他の部分に連結されているとすれば、これは直接的に連結されている場合だけでなく、他の素子を介して電気的に連結されている場合も含む。）

次に、本発明の実施例によるデータ送受信装置及び方法について、図面を参照して詳細に説明する。

図２は、本発明の実施例による送信装置の構成を示したブロック図である。

本発明の実施例による送信装置は、ソース部２０１、帯域分配部２０２、スクランブラー及び畳み込みエンコーダ部２０３１〜２０３Ｌ、インターリーバー２０４、マッパー２０５、パイロット部２０６、アンテナ分配部２０７、副搬送波割当部２０８〜２０８Ｍ、ＩＦＦＴ部２０９１〜２０９Ｍ、サイクリックプレフィクス（ＣＰ）付加部２１０１〜２０１Ｍ、プリアンブル生成部２３０１〜２３０Ｍ、フレーム生成部２３１１〜２３１Ｍ、及びＲＦ送信部２１１１〜２１１Ｍを含む。

ソース部２０１で生成された二進データが伝送されれば、帯域分配部（band distributor）２０２で使用しようとする２０ＭＨｚ帯域数（Ｌ）によって、データをＬ個の帯域に分配する。

一方、スクランブラー/畳み込みエンコーダ部２０３１〜２０３Ｌは、各帯域別にスクランブリング過程と畳み込みコード符号化過程を実行する。

畳み込み符号化されたデータはインターリーバー２０４に入力される。インターリーバー２０４は２種類の形態が可能であるが、スクランブラー/畳み込みエンコーダ部２０３１〜２０３Ｌのように、帯域別に分けて一つのＯＦＤＭシンボルずつインターリービングすることもでき、全ての帯域をＯＦＤＭシンボルＬ個を有して共にインターリービングを行うこともできる。前者の場合は実現が簡単であり、後者の場合は、実現はもう少し複雑な反面、ダイバーシティ（diversity）利得による性能向上を期待することができる。

マッパー部２０５では、二進データを複素数シンボルに変換させる。このように変化された複素数シンボルは、アンテナ分配部２０７でＭ個の送信アンテナに分配される。

副搬送波割当部２０８１〜２０８Ｌは、前記分配されたデータ複素数シンボルとパイロット部２０６から得られるパイロットシンボルを有し、ＯＦＤＭ変調のために副搬送波を割り当てる。副搬送波割り当ての具体的な内容は後述する。

このように割り当てられたＭ個の送信アンテナに該当する周波数領域ＯＦＤＭシンボルは、（Ｌ*６４）−ＩＦＦＴ部２０９１〜２０９Ｍで逆フーリエ変換を通じて、時間領域ＯＦＤＭシンボルに変換する。そして、サイクリックプレフィクス部２１０１〜２１０Ｍで、各経路のＯＦＤＭシンボルに相当するサイクリックプレフィクスを追加する。

一方、フレーム生成部２３１１〜２３０Ｍでは、図２で示されたシステムに適したフレームを生成する。本発明の実施例によるフレーム構造は、ＩＥＥＥ８０２.１１ａのフレーム構造と類似していて、ショートプリアンブル、第１ロングプリアンブル、シグナルシンボル、データの以外にも、プリアンブル生成部で第２ロングプリアンブルをさらに含む。前記第２ロングプリアンブルは、他のアンテナで使用したロングプリアンブルに相当するものであって、前記第２ロングプリアンブルを利用して、全ての副搬送波に対してＭＩＭＯチャンネルの推定を可能にする。

プリアンブル生成部２３０１〜２３０Ｍは、前記ショートプリアンブル、第１ロングプリアンブル、第２ロングプリアンブルを生成して、前記フレーム生成部２３１１〜２３１Ｍに提供する。

本発明の実施例で使用されるフレームの詳細な説明は後述する。

図３は、本発明の実施例による受信装置の構成を示したブロック図である。

図３に示された受信装置は、図２で示された送信装置から送信された信号に対する逆過程を行う。

送信装置からチャンネル２１２を通じて送信された信号は、全て、Ｎ個のＲＦ受信部２１３１〜２１３Ｎ）からＮ個の受信アンテナに受信される。このように受信された信号は、サイクリックプレフィクス除去部２１４１〜２１４Ｎ、（Ｌ*６４）ＦＦＴ部２１５１〜２１５Ｎ、副搬送波解除部２１６１〜２１６Ｌ、チャンネル及びトラッキングパラメーター推定部２１７、ＭＩＭＯ検出器２１８、デマッパー２１９、デインターリーバー２２０、デスクランブラー/ビタビデコーダー２２１１〜２２１Ｌ、帯域結合部２２２を経るうちに送信信号を復元して、シンク部２２３にデータを伝達する。

図３に示された受信装置の復調過程は、前述の図１に示された受信部と相当部分類似している。

しかし、図１に示された従来技術と異なって、チャンネル推定部２１７では、多重入出力チャンネルを推定するという部分が変わる。

そして、図１に示された等化器１１７も、ＭＩＭＯ検出器２１８に代替される点が相異している。また、インターリーバーの構造のよってデインターリーバーの構造もまた変わらなければならない。

図３で追加された帯域結合部２２２は、送信端の帯域分配器２０２の逆過程を行う。

一方、図２及び図３では、（Ｌ*６４）ＩＦＦＴと（Ｌ*６４）ＦＦＴを利用するようになっているが、これをＬ個の６４ＦＦＴまたは６４ＩＦＦＴに構成することもでき、１個の（Ｌ*６４）ＩＦＦＴと（Ｌ*６４）ＦＦＴに構成することもできる。このような変形は当業者であれば自明に選択できるものである。

図３は、図２のＭＩＭＯ送信装置に対応して受信復調する構成を中心に示されており、初期同期を含んで、チャンネル推定を遂行するための受信装置の具体的な構成は後述する。

一方、図２では、多重送受信アンテナを利用して、データ伝送率を高める空間多重化方式（ＳＤＭ：Spatial Division Multiplexing）について説明した。ＳＤＭ方式は、ＭＩＭＯ技術のうちの一つであって、各アンテナから互いに異なる独立的なデータを伝送して、伝送率を向上させる方法である。

一方、データ伝送率の向上よりはサービス半径拡大などを目指して、信号対雑音比（ＳＮＲ）を向上させる目的でシステムを設計する場合には、空間多重化よりは、ダイバ−シティ利得を得ることができる時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ：Space-Time Block Code）を本発明の実施例に適用することもできる。ＳＴＢＣを本発明の実施例に適用する場合には、アンテナ分配部２０７をＳＴＢＣエンコーダ部に、ＭＩＭＯ検出器２１８をＳＴＢＣデコーダーに変えることができる。

以下、説明の便宜のために、２個の送信アンテナと２個の帯域を使用するシステムの例示を通じて、本発明の実施例のそのフレーム構造について説明する。つまり、図２に示されたシステムで、Ｌ＝２、Ｎ＝２の構造を有する場合の例示である。そして、本発明の実施例では、従来のＩＥＥＥ８０２.１１ａシステムとの相互互換性のために、従来フレームの構造及びＯＦＤＭシンボル構成方式を利用する。

まず、ＯＦＤＭシンボル構成の場合には、従来には、２０ＭＨｚ帯域を６４個の副搬送波に分けて利用したものを二つ連結した構造と言える、４０ＭＨｚを１２８個の副搬送波に分けて使用する。それで、この二つの場合全て、１２８−ＩＦＦＴを利用してＯＦＤＭ変調を行う。

図４は、単一帯域幅を支援するＯＦＤＭ方式の副搬送波割当方式と、多重帯域幅を支援するＯＦＤＭ方式の副搬送波割当方式を各々示した図である。

従来のＩＥＥＥ８０２.１１ａのような単一アンテナ、単一帯域信号を伝送しようとする場合には、図４の副搬送波割り当て構造（ａ）のように構成されるため、本発明の実施例では、副搬送波割り当て構造（ｂ）で所望の帯域に信号を満たし、残りには“０”を満たして、一つのアンテナに伝送すれば、従来のＩＥＥＥ８０２.１１ａのような形態となる。

つまり、図４の副搬送波割り当て構造（ｂ）の二つの帯域を、使用される信号構造で周波数の低い一方の帯域のみを使用するとする場合、０〜６３にある５２個の副搬送波にだけデータとパイロットを割り当て、−６４〜−１には“０”を満たせば良い。そうすると、新たなシステムでも従来のフレーム構造を送受信することができるので、従来のＩＥＥＥ８０２.１１ａとの互換性を維持することができる。

以下、具体的なフレーム構造について説明する。

図５は、ＩＥＥＥ８０２.１１ａでのフレーム構造を示した図である。

図５に示されたＩＥＥＥ８０２.１１ａのフレーム構造を見てみれば、前記フレームは、ショートプリアンブル（ｔ１〜ｔ１０）、ロングプリアンブル（Ｔ１、Ｔ２）、ガードインターバル（Ｇ１、Ｇ２）、シグナルシンボル（ＳＩＧＮＡＬ）、データを含む。

前記ショットプリアンブルとロングプリアンブルは復調時に同期を獲得するためのシンボルである。シグナルシンボルは、速度、長さ、パリティなどに関する情報を含んでいる。

一方、ショートプリアンブルは、数式１のように構成されたＯＦＤＭ周波数領域信号をフーリエ変換したものであり、数式２をフーリエ変換したシンボルがロングプリアンブルに相当する。

シグナルシンボルは、データ区間の長さ（０〜４０９５バイト）、符号率（１/２、２/３、３/４）、マッピング方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６−０ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）等の情報を有している。

本発明の実施例では、従来のＩＥＥＥ８０２.１１ａとの互換性のために、従来ＯＦＤＭモード（ＩＥＥＥ８０２.１１ａ）で送信する場合は、図５のフレーム構造に基づいて、多重アンテナ特性のために若干の変形を付加した。

本発明の実施例では、送信アンテナの個数が２個である場合、全体５２個のプリアンブルの副搬送波の中から、等間隔で２６個ずつの副搬送波を分けて伝送する。ここで使用しない副搬送波のチャンネル推定のために、シグナルシンボル以後に新たな第２ロングプリアンブルを追加する。

第２ロングプリアンブルは、他のアンテナで使用した第１ロングプリアンブルを伝送して、全ての副搬送波に対してＭＩＭＯチャンネル推定を可能にする。したがって、ロングプリアンブルは、送信アンテナの個数の分だけその長さが長くなる。

つまり、２個の送信アンテナを使用する場合には、第１アンテナ（アンテナ０）から伝送されるフレームは偶数番目の副搬送波だけを利用して伝送し、第２アンテナ（アンテナ１）からは奇数番目の副搬送波だけを利用して伝送する。

数式３は、二つのアンテナから伝送されるショートプリアンブルの周波数領域信号である。アンテナ０からＳ^（０） _{−２６、２６}が伝送され、アンテナ１からＳ^（１） _{−２６、２６}が伝送される。

そして、数式４は、シグナルシンボルの前にある第１ロングプリアンブルの周波数領域信号になる。アンテナ０からＬ^（０） _{−２６、２６}が伝送され、アンテナ１からＬ^（１） _{−２６、２６}が伝送される。

シグナルシンボルの後に付いてくる第２ロングプリアンブルの場合には、第１ロングプリアンブルの位置を変えて、アンテナ０ではＬ^（1） _{−２６、２６}を、アンテナ１ではＬ^（0） _{−２６、２６}を伝送する。

図６は、本発明の実施例によるフレーム構造を示した図である。

図６に示されているように、第１アンテナ（アンテナ０）から伝送されるフレームは、偶数番目の副搬送波だけを利用して伝送するが、第２ロングプリアンブルは、奇数番目の副搬送波の第１ロングプリアンブルを挿入して、フレームを生成する。

第２アンテナ（アンテナ１）から伝送されるフレームも奇数番目の副搬送波だけを利用するが、第２ロングプリアンブルは、偶数番目副搬送波の第１ロングプリアンブルを挿入して、フレームを生成する。

そして、多重帯域を支援する場合には、一つの帯域のプリアンブルの構造とシグナルシンボルとを継続して反復連結する形態に構成する、例えば、２個の帯域を利用する場合に、数式５と数式６は、２個の帯域を利用する従来のモード（デュアルバンドＩＥＥＥ８０２.１１ａ）のためのショートプリアンブルとロングプリアンブルを表現したものである。

仮に、２個の帯域、２個の送信アンテナを利用するモードの場合に、各々のアンテナから伝送されるショートプリアンブルとロングプリアンブルは、各々数式７と数式８のように与えられる。

つまり、前述のように、アンテナ０からＳ^（０） _{−５８、５８}が伝送され、アンテナ１からＳ^（１） _{−５８、５８}が伝送される。シグナルシンボルの前にある第１ロングプリアンブルの周波数領域信号となる。アンテナ０からＬ^（０） _{−５８、５８}が伝送され、アンテナ１からＬ^（１） _{−５８、５８}が伝送される。しかし、シグナルシンボルの以後に出る第２ロングプリアンブルは、これと反対の順に伝送される。

つまり、第１アンテナ（アンテナ０）から伝送されるフレームは偶数番目の副搬送波だけを利用して伝送するが、第２ロングプリアンブルは、奇数番目の副搬送波の第１ロングプリアンブルを挿入して、フレームを生成する。

第２アンテナ（アンテナ１）から伝送されるフレームも奇数番目の副搬送波だけを利用し、第２ロングプリアンブルは、偶数番目副搬送波の第１ロングプリアンブルを挿入して、フレームを生成する。

以上のような構成により、多重帯域幅または多重アンテナを使用するシステムにおいて、受信端ではどういうアンテナによって送られた信号であるかを区別する必要なく、第２ロングプリアンブルを利用したチャンネルの推定をもう一回行うことによって、全ての搬送波に対するチャンネル推定が可能になる。

前記第１ロングプリアンブル及び第２ロングプリアンブルの生成は、既に従来のロングプリアンブル生成技術と同一であるので、図２に示されたプリアンブル生成部２３０１〜２３０Ｍでロングプリアンブルを同一な方式で生成して、フレーム生成部２３１１〜２３１Ｍは、前記第２ロングプリアンブルをシグナルシンボルの後に追加的に挿入して、フレームを生成する。

前記フレーム生成部は、本発明の実施例が従来のシステムと互換性を持てるように、シグナルシンボルに追加的に変形する。

従来のシグナルシンボルの構成で予約ビット（reserved bit）に使用されなかったビットをアンテナビット（Ａ）に新しく定義し、前記アンテナビット（Ａ）は、ＳＤＭとＳＴＢＣとを区分する場合に利用する。

また、４個のＲＡＴＥビットの中でＲ４ビットを利用して、従来のＩＥＥＥ８０２.１１ａモードと多重アンテナＯＦＤＭモードとを区分する。したがって、本発明の実施例において、フレーム生成部は、シグナルシンボルのＲＡＴＥ（Ｒ１〜Ｒ４）ビットと前記アンテナビット（Ａ）を表１のように割り当てて使用する。

表１で見られるように、Ｒ４ビットが１に設定されている場合には、ＩＥＥＥ８０２.１１ａ方式で受信を行うこともできる。つまり、Ｒ４ビットが１である場合には、ＩＥＥＥ８０２.１１ａモードであるので、アンテナビット（Ａ）の値は意味がなく、シグナルシンボルの構造もＩＥＥＥ８０２.１１ａの方式と同一である。

しかし、Ｒ４ビットが０に設定された場合にはＭＩＭＯシステムであることが分かり、この時は、アンテナビット（Ａ）を参照して、ＳＤＭモードであるかＳＴＢＣモードであるかを判断できるようになる。

Ｒ１〜Ｒ３ビットは各々８個の伝送率、マッピング方式、符号率に関する情報と対応する。

したがって、本発明の実施例でも従来と同様に、長さ１２ビット、パリティ（Parity）１ビット、テール（Tail）６ビットのように、２４個のビットが集まってシグナルシンボルを構成する。したがって、従来のＩＥＥＥ８０２.１１ａモードでは、６４個または繰り返される１２８（６４＋６４）個の副搬送波でデータを伝送し、多重アンテナモードでは、数式４または数式８のように、偶数番目の副搬送波と奇数番目の副搬送波とに分けて伝送する。

この場合、送信端アンテナの出力から見れば、送信アンテナの数や使用帯域の数に関係なく、同一なプリアンブル及びシグナルシンボルの模様を有する。

このような送信フレーム構造において、受信端で従来のシステムと新たなシステムでどういう過程を通じて互換性を維持するかについて説明する。まず、従来のＩＥＥＥ８０２.１１ａシステムで受信するとする場合には、ショートプリアンブルと第１ロングプリアンブル及びシグナルシンボルフィールドまでは、従来の受信機構造でも復調が可能である。しかし、シグナルシンボルを解釈する際、ＲＡＴＥビットの中で、Ｒ４＝１であれば、従来フレームと同一な形態であるので、後に来るデータを復調することができ、Ｒ４＝０であれば、従来復調器では復調できない形態であるため、データ復調を諦め、そのフレームが終るまでに待機するようになる。したがって、従来のシステムが本発明の実施例によるシステムと混合されたネットワークでは、システムの動作に影響を与えない。

そして、本発明の実施例によるシステムの受信機では、シグナルシンボルのうちのＲ４＝１であれば、ＩＥＥＥ８０２.１１ａのフレーム形態であることを認知し、その後から直ちにデータ復調を開始する。しかし、Ｒ４＝０である場合には、シグナルシンボルの後に来る第２ロングプリアンブルを利用して、もう一回チャンネル推定をした後、アンテナビット（Ａ）を検索して、ＳＤＭ−ＯＦＤＭであるかＳＴＢＣ−ＯＦＤＭであるかを区分し、それに適合したデータ復調過程を経て送信データを復元する。

前記二つの過程を通じて、ＩＥＥＥ８０２.１１ａのような従来システムの通信にも影響を与えずに、本発明のシステムは従来システムと共存できるようになる。

図７は、本発明の実施例による受信装置の初期同期のための構成を示したブロック図である。

図７では、各アンテナ経路別に、ＤＣ−オフセット補償部３００ａ、３００ｂと、Ｉ/Ｑ不一致を補償するＩ/Ｑ補償部３１０ａ、３１０ｂとを含む。前記ＤＣ−オフセット補償部３００ａ、３００ｂとＩ/Ｑ補償部３１０ａ、３１０ｂは、各々、アナログ及びＲＦ回路で生じ得る各アンテナ経路のＤＣ−オフセットを除去し、Ｉ/Ｑ不一致を補償する役割を果たす。

そして、ショートプリアンブルと第１ロングプリアンブル部分、つまり、ＳＩＧＮＡＬシンボル以前までのデータは、チャンネルミキサー４００に入力される。ここでは、二つの帯域の４０ＭＨｚ信号から、各々２０ＭＨｚのチャンネル０とチャンネル１に分離するために、＋１０ＭＨｚ−１０ＭＨｚに相当する周波数の移動が行われる。したがって、各アンテナ経路で２個の出力が生じるようになる。そして、この信号を２０ＭＨｚ帯域の信号に作るために、低域フィルター（ＬＰＦ）４１０を通過し、１/２圧縮（decimation）されることができる。このようにして求めた２０ＭＨｚのショートプリアンブルと第１ロングプリアンブルを利用して、初期同期過程を行う。

ＣＦＯ推定部４３０は、前記ショートプリアンブルと第１ロングプリアンブルの自己相関（auto-correlation）を利用して、搬送波周波数誤差（ＣＦＯ：Carrier Frequency Offset）を推定する。

フレーム同期部４２０は、ショートプリアンブルと第１ロングプリアンブルの交差相関を利用してフレーム同期を行う。帯域検波部４４０は、第１ロングプリアンブルの自己相関を利用して、使用帯域を判断する帯域検波を行う。

このように初期同期を完了した後で、第１ロングプリアンブルを含んだシグナルシンボルとデータの部分が高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）３３０ａ、３３０ｂに入力される。ここで、第１ロングプリアンブルのＦＦＴ出力を利用してチャンネルを推定し、シグナルシンボルを復調する。

シグナルシンボルの伝送方式はいつも同一であるので、伝送モードに対する情報がなくても復調が可能である。このようにシグナルシンボルを復調しておけば、伝送モード、使用帯域、フレーム長さ、変調方式、そして符号率に対する全ての情報を得ることができる。

そして、前述のように、Ｒ４＝１である場合、つまり、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭモードの場合は、チャンネル推定部４５０は、第２ロングプリアンブルを利用して、チャンネル推定をもう一回行う。

チャンネル推定が完了されれば、シグナルシンボルに設定された情報に対応して、データフィールドを復調する。

一方、位相補償部３４０ａ、３４０ｂは、残余周波数及び位相誤差を、パイロット副搬送波を利用して推定及び補償する。

そして、伝送モードに合うように信号を検波し、受信機は、前述のデマッピング、デインターリーバー、ビタビデコーダー、デスクランブラーなどを経たデータを結合して、媒体接近制御（ＭＡＣ）階層に伝達する。

前述の本発明の構成によれば、多重帯域幅、多重アンテナを支援するシステムでチャンネル推定を効率的に行い、従来のシステムと互換性を提供できるようになる。

図８は、本発明の実施例によるデータ送信方法を示したフローチャートである。

段階（Ｓ１００）では、ソース部で生成された二進データを、複数の帯域によって分配する。前記二進データが複数の帯域に分配されることにより、データ伝送率を増加させることができる。

段階（Ｓ１１０）では、各々の帯域に分配されたデータに対して各々符号化を行う。ここで進行される符号化は、データのエラー訂正能力を強化させる畳み込みコードを利用した符号化が可能である。また、符号化に先立ち、スクランブリングをさらに行うこともできる。

データの符号化が完了されれば、バースト伝送エラーを防止するためのインターリービング過程が行われ、前記二進データを複素数シンボルにマッピングさせる（Ｓ１２０）。前記マッピング方式は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどを含む。

複素数シンボルにマッピングされたデータは複数のアンテナに分配され、分配された複素数シンボルに対して、各々のアンテナに割り当てられた副搬送波が割り当てられる（Ｓ１４０）。前記副搬送波が割り当てられて形成されたＯＦＤＭ信号は、各々、逆高速フーリエ変換を行って、周波数成分信号を時間成分信号に変換する。

前記副搬送波の割り当て段階では、副搬送波での所望の帯域にのみ信号を満たし、残りには“０”を満たして使用することができる。また、一つのアンテナで使用する副搬送波を、他のアンテナでは使用しないように、副搬送波を割り当てることができる。

一方、段階（Ｓ１００、Ｓ１３０）は、多重帯域、多重アンテナを使用する場合以外にも、単一帯域、単一アンテナを使用する場合もまた含む。単一帯域、単一アンテナを使用する場合には、従来のＩＥＥＥ８０２.１１ａ方式のデータ変調過程と同一である。

したがって、段階（Ｓ１５０）では、現在伝送しようとするＯＦＤＭ信号が多重帯域、多重アンテナを使用するＭＩＭＯ伝送方式であるかを判断する。前記ＭＩＭＯであるかを判断する情報は、送信装置の構成と以前動作の検索によって十分に判断することができる。

仮に、多重アンテナを利用するＭＩＭＯ伝送方式である場合には、段階（Ｓ１６０）で、各々の副搬送波に対するプリアンブルを生成する。前記プリアンブルは、使用する各々のアンテナと副搬送波のロングプリアンブルを含む。また、前記ロングプリアンブルは、自己のアンテナを使用中である副搬送波のチャンネル推定のための第１ロングプリアンブルと、使用しない副搬送波のチャンネル推定のための第２ロングプリアンブルとに区分されることができる。

ここで、第２ロングプリアンブルは、他のアンテナが当該副搬送波に対して使用した第１ロングプリアンブルを利用することができる。

段階（Ｓ１６１）では、データ復調のための情報を含むシグナルシンボルを生成する。前記シグナルシンボルは、表１のように、伝送モード、伝送率、マッピング方式、符号率に関する情報をＲ１〜Ｒ４ビット及びアンテナビットにマッピングすることによって生成されることができる。

段階（Ｓ１６２）では、生成されたショートプリアンブル、第１ロングプリアンブル、第２ロングプリアンブルを利用して、データフィールドと共にＭＩＭＯアンテナ用フレームを生成する。前記フレームは、ショートプリアンブル、第１ロングプリアンブル、シグナルシンボル、第２ロングプリアンブル、データフィールドの順に構成されることができる。

仮に、段階（Ｓ１５０）で、ＭＩＭＯ方式の伝送でないものと判断された場合には、従来のように、単一アンテナ用フレームを生成する（Ｓ１７０）。単一アンテナ用フレームもまた、ショートプリアンブル、ロングプリアンブル、シグナルシンボル、データフィールドを含む。前記単一アンテナ用フレーム生成についての重複する説明は省略する。

前述の構成によって生成されたフレームは、ＲＦ送信部を通して受信装置へ送信される（Ｓ１８０）。

図９は、本発明の実施例によるデータ受信方法を示したフローチャートである。

本発明の実施例によるデータ受信方法は、無線チャンネルを通して受信されたＯＦＤＭ信号に対し、まず初期同期化を行う（Ｓ２１０）。前記初期同期化段階では、フィルターを利用してＤＣオフセットを除去し、Ｉ/Ｑの不一致を補償する過程を含む。前記補償された信号は、初期同期化のために、シグナルシンボル以前までのショートプリアンブルと第１ロングプリアンブルを利用する。

初期同期化が行われ後、前記ショートプリアンブルと第１ロングプリアンブルの自己相関を利用して、搬送波周波数誤差を推定した後、ショートプリアンブルと第１ロングプリアンブルの交差相関を利用して、フレーム同期化を行う（Ｓ２２０）。

段階（Ｓ２３０）では、第１ロングプリアンブルの自己相関を利用して使用帯域を判断する帯域検波を行う。

段階（Ｓ２１０）乃至段階（Ｓ２３０）の過程が完了されれば、第１ロングプリアンブルの高速フーリエ変換を通じて、第１チャンネル推定を行う（Ｓ２４０）。

ＩＥＥＥ８０２.１１ａ仕様には、同期化のための訓練信号であるＰＬＣＰプリアンブルが既に定義されているので、前記プリアンブル使用して、受信端で初期タイミング同期化、周波数同期化、チャンネル推定をする具体的な方法は、当業者に容易に選択して実施することができる。

第１チャンネル推定が完了されると、受信装置はシグナルシンボルを復調して、シグナルシンボルの情報を確認する（Ｓ２５０）。前記シグナルシンボルには、伝送モード、伝送率、マッピング方式、符号率に関する情報を含んでいる。

段階（Ｓ２６０）では、復調されたシグナルシンボルより、伝送モード情報を通じて、ＭＩＭＯシステムから伝送された信号であるかを判断する。前記伝送モードに関する情報は、シグナルシンボル中のＲ４ビットの設定値に基づいて得ることができる。

一方、伝送モードがＭＩＭＯ−ＯＦＤＭモードである場合には、シグナルシンボルの以後に伝送される第２ロングプリアンブルを利用して、チャンネル推定をもう一回行うようになる。前記第２ロングプリアンブルは、使用しない副搬送波に対する他のアンテナの第１ロングプリアンブルに代替できる。したがって、第２チャンネル推定が完了されると、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号に対するチャンネル推定が完了する。

チャンネル推定が完了されると、パイロット副搬送波を利用した位相誤差を補償し、前記シグナルシンボルに含まれている伝送率、マッピング方式、符号率に合うように、データ復調を行う。前記データ復調の具体的な方法は、図３に関する説明で既に詳しく説明した。

一方、段階（Ｓ２６０）で送信された信号がＭＩＭＯ−ＯＦＤＭモードでない場合には、それ以上のチャンネル推定なしで、位相補償及びデータ復調を行う。

前述の本発明の実施例によれば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを通して、高速のデータ伝送率を提供しながらも、従来の単一アンテナＯＦＤＭシステムのフレーム構造を相当部分維持することにより、従来のシステムとの互換性もまた提供する。

以上、本発明の好ましい実施例について詳細に説明したが、本発明の権利範囲はこれに限定されるものではなく、本発明の特許請求の範囲で定義している本発明の基本概念を利用した当業者の色々な変形及び改良形態もまた、本発明の権利範囲に属する。

従来の無線ＬＡＮの送受信システムを示したブロック図である。本発明の実施例による送信装置の構成を示したブロック図である。本発明の実施例による受信装置の構成を示したブロック図である。単一帯域幅を支援するＯＦＤＭ方式の副搬送波割当方式と、多重帯域幅を支援するＯＦＤＭ方式の副搬送波割当方式を各々示した図である。ＩＥＥＥ８０２.１１ａでのフレーム構造を示した図である。本発明の実施例によるフレーム構造を示した図である。本発明の実施例による受信装置の初期同期のための構成を示したブロック図である。本発明の実施例によるデータ送信方法を示したフローチャートである。本発明の実施例によるデータ受信方法を示したフローチャートである。

Claims

無線通信システムの送信機がフレームを伝送する方法において、
フレームを生成する段階、そして
前記フレームを受信機に伝送する段階
を含み、
前記フレームは、
同期情報を含むショートプリアンブル、
前記ショートプリアンブルの後に位置し、所定のシーケンスを利用して生成される第１および第２ロングプリアンブル、そして
前記第１および第２ロングプリアンブルの後に位置するデータフィールドを含み、
前記第２ロングプリアンブルは前記受信機が前記データフィールド復調時に必要なチャンネル推定情報を含み、
前記所定のシーケンスはエレメントとして｛１、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、１、１、１、１、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、１、１、１、０、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、−１、−１、−１、−１、−１、１、１、−１、−１、１、−１、１、−１、１、１、１、１｝を含み、
前記データフィールドのデータは複数の畳み込みエンコーダに分配された後、前記複数の畳み込みエンコーダによって符号化され、
前記第１ロングプリアンブルは二つのロングプリアンブルを含み、前記第１ロングプリアンブルの前には１．６μｓの長さを有するガードインターバルが位置し、
前記第２ロングプリアンブルは、それぞれ０．８μｓの長さを有するガードインターバルが前に位置する２つのロングプリアンブルを含み、
前記第２ロングプリアンブルの前記２つのロングプリアンブルは、前記ガードインターバルを含めて４．０μｓの長さを有するロングプリアンブルが連続的に配置されたものとして構成され、
前記データフィールドの前には０．８μｓの長さを有するガードインターバルが位置する
フレーム伝送方法。
前記第１および第２ロングプリアンブルの周波数領域信号はそれぞれ前記所定のシーケンスから得られる第１および第２シーケンスを含む、請求項１に記載のフレーム伝送方法。
前記第１および第２シーケンスに対して逆フーリエ変換を遂行して前記第１および第２ロングプリアンブルを生成する段階をさらに含む、請求項２に記載のフレーム伝送方法。
前記第１シーケンスは前記所定のシーケンスと同一である、請求項２または３に記載のフレーム伝送方法。
前記第２シーケンスは前記所定のシーケンスの変形によって生成される、請求項４に記載のフレーム伝送方法。
前記第１および第２シーケンスは前記所定のシーケンスの変形によって生成される、請求項２または３に記載のフレーム伝送方法。
４０ＭＨｚ帯域での前記第１および第２シーケンスは前記所定のシーケンスを繰り返した後に繰り返したシーケンスを利用して生成される、請求項２または３に記載のフレーム伝送方法。
前記フレームを伝送する段階は多重アンテナを使用して前記フレームを伝送する段階を含む、請求項１に記載のフレーム伝送方法。
前記フレームは、前記第１および第２ロングプリアンブルの間に位置し、符号化率、変調および時空間ブロック符号化（ｓｐａｃｅｔｉｍｅｂｌｏｃｋｃｏｄｉｎｇ、ＳＴＢＣ）に関する情報を含むシグナルシンボルをさらに含む、請求項１乃至８のいずれか一項に記載のフレーム伝送方法。
無線通信システムでフレームを送信する装置において、
フレームを生成するフレーム生成部；および
前記フレームを受信機に伝送する伝送部を含み、
前記フレームは、
同期情報を含むショートプリアンブル、
前記ショートプリアンブルの後に位置し、所定のシーケンスを利用して生成される第１および第２ロングプリアンブル、そして
前記第１および第２ロングプリアンブルの後に位置するデータフィールドを含み、
前記第２ロングプリアンブルは前記受信機が前記データフィールドを復調することに必要なチャンネル推定情報を含み、
前記所定のシーケンスはエレメントとして｛１、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、１、１、１、１、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、１、１、１、０、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、−１、−１、−１、−１、−１、１、１、−１、−１、１、−１、１、−１、１、１、１、１｝を含み
前記データフィールドのデータは複数の畳み込みエンコーダに分配された後、前記複数の畳み込みエンコーダによって符号化され、
前記第１ロングプリアンブルは二つのロングプリアンブルを含み、前記第１ロングプリアンブルの前には１．６μｓの長さを有するガードインターバルが位置し、
前記第２ロングプリアンブルは、それぞれ０．８μｓの長さを有するガードインターバルが前に位置する２つのロングプリアンブルを含み、
前記第２ロングプリアンブルの前記２つのロングプリアンブルは、前記ガードインターバルを含めて４．０μｓの長さを有するロングプリアンブルが連続的に配置されたものとして構成され、
前記データフィールドの前には０．８μｓの長さを有するガードインターバルが位置する
フレーム送信装置。
前記第１および第２ロングプリアンブルの周波数領域信号はそれぞれ前記所定のシーケンスから得られる第１および第２シーケンスを含む、請求項１０に記載のフレーム送信装置。
前記第１および第２ロングプリアンブルはそれぞれ前記第１および第２シーケンスが逆フーリエ変換された信号と同一である、請求項１１に記載のフレーム送信装置。
前記第１シーケンスは前記所定のシーケンスと同一である、請求項１１または１２に記載のフレーム送信装置。
前記第２シーケンスは前記所定のシーケンスの変形によって生成される、請求項１３に記載のフレーム送信装置。
前記第１および第２シーケンスは前記所定のシーケンスの変形によって生成される、請求項１１または１２に記載のフレーム送信装置。
４０ＭＨｚ帯域での前記第１および第２シーケンスは前記所定のシーケンスを繰り返した後に繰り返したシーケンスを利用して生成される、請求項１１または１２に記載のフレーム送信装置。
前記フレームを前記受信機に伝送する多重アンテナをさらに含む、請求項１０に記載のフレーム送信装置。
前記フレームは、前記第１および第２ロングプリアンブルの間に位置し、符号化率、変調および時空間ブロック符号化（ｓｐａｃｅｔｉｍｅｂｌｏｃｋｃｏｄｉｎｇ、ＳＴＢＣ）に関する情報を含むシグナルシンボルをさらに含む、請求項１０乃至１７のいずれか一項に記載のフレーム送信装置。
無線通信システムの送信部によって伝送されたデータを受信する方法において、
同期情報を含むショートプリアンブルを受信する段階、
前記ショートプリアンブルの後に位置し、所定のシーケンスを利用して生成される第１および第２ロングプリアンブルを受信する段階、
前記第１および第２ロングプリアンブルの後に位置するデータフィールドを受信する段階、そして
前記第２ロングプリアンブルに基づいて前記送信部と受信部との間のチャンネルを推定して前記データフィールドを復調する段階
と含み、
前記第２ロングプリアンブルは前記受信部が前記データフィールド復調時に必要なチャンネル推定情報を含み、
前記所定のシーケンスはエレメントとして｛１、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、１、１、１、１、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、１、１、１、０、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、−１、−１、−１、−１、−１、１、１、−１、−１、１、−１、１、−１、１、１、１、１｝を含み、
前記データフィールドのデータは複数の畳み込みエンコーダで分配された後、前記複数の畳み込みエンコーダによって符号化され、
前記第１ロングプリアンブルは二つのロングプリアンブルを含み、前記第１ロングプリアンブルの前には１．６μｓの長さを有するガードインターバルが位置し、
前記第２ロングプリアンブルは、それぞれ０．８μｓの長さを有するガードインターバルが前に位置する２つのロングプリアンブルを含み、
前記第２ロングプリアンブルの前記２つのロングプリアンブルは、前記ガードインターバルを含めて４．０μｓの長さを有するロングプリアンブルが連続的に配置されたものとして構成され、
前記データフィールドの前には０．８μｓの長さを有するガードインターバルが位置する
データ受信方法。
無線通信システムの送信部によって伝送されたフレームを受信するフレーム受信装置において、
前記フレームは、
同期情報を含むショートプリアンブル、
前記ショートプリアンブルの後に位置し、所定のシーケンスを利用して生成される第１および第２ロングプリアンブル、そして
前記第１および第２ロングプリアンブルの後に位置するデータフィールド
とを含み、
前記第２ロングプリアンブルは受信部が前記データフィールド復調時に必要なチャンネル推定情報を含み、
前記所定のシーケンスはエレメントとして｛１、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、１、１、１、１、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、１、１、１、０、１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、１、−１、−１、−１、−１、−１、１、１、−１、−１、１、−１、１、−１、１、１、１、１｝を含み、
前記データフィールドのデータは複数の畳み込みエンコーダで分配された後、前記複数の畳み込みエンコーダによって符号化され、
前記第１ロングプリアンブルは二つのロングプリアンブルを含み、前記第１ロングプリアンブルの前には１．６μｓの長さを有するガードインターバルが位置し、
前記第２ロングプリアンブルは、それぞれ０．８μｓの長さを有するガードインターバルが前に位置する２つのロングプリアンブルを含み、
前記第２ロングプリアンブルの前記２つのロングプリアンブルは、前記ガードインターバルを含めて４．０μｓの長さを有するロングプリアンブルが連続的に配置されたものとして構成され、
前記データフィールドの前には０．８μｓの長さを有するガードインターバルが位置し、
前記フレーム受信装置は、前記第２ロングプリアンブルに基づいて前記送信部と前記受信部との間のチャンネルを推定して前記データフィールドを復調する
フレーム受信装置。