CN103997474A - 一种基于次佳检测的mimo-ofdm的通信装置及其通信方法和实验装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于次佳检测的MIMO-OFDM的通信装置及其通信方法和实验装置，该通信装置包括二进制随机信息发生器、信息采集器、卷积编码器、信息分割器、交织器、调制器、串/并转换器、逆快速傅里叶变换器、加循环前缀及频导信号器和多天线发射器；所述的接收装置包括多天线信号接收器、信道估计器、滤出等效低通接收信号器、MIMO检测器、解调器、去交织器、再分割编码比特流器和维特比译码器。其能全方位评估移动通信系统的性能，实现线性检测、基于格基约简的线性检测和球解码检测等7种不同层度的抑制多流干扰方案，评估新研究方案的性能；适应互联网非对称传输的要求；应用于各种无线网络。

Description

一种基于次佳检测的MIMO-OFDM的通信装置及其通信方法和实验装置

技术领域

本发明属于通信技术领域，具体地说，涉及一种基于次佳检测的MIMO-OFDM的通信装置及其通信方法和实验装置。

移动通信是现代通信系统中不可缺少的组成部分，未来移动通信系统要求能把各种不同的系统进行整合，并能在多种无线环境下提供很宽的业务。业界公认，要达到这样的目的，通信系统必须采用一系列不同于当今移动网的技术，以满足高速数据传输的要求。多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)系统因具有高频谱利用率、低复杂度、链接便利灵活、适合于在多径衰落信道中高速传输数据，并且易与其它多种接入方法相结合等特性，能充分满足业界对下一代网络的各种需求，而成为一个最有希望的宽带无线接入方案。信号检测是MIMO-OFDM系统中的关键技术问题。为了形象地分析信号检测算法特性，迫切需要融合次佳信号检测器的MIMO-OFDM通信系统仿真平台和通信装置，而本发明的适时推出正好能满足业界这一需求。

目前，第三代数字移动通信系统(3G)已在各国全面推广使用，第四代移动通信系统(thefourth generation of mobile communication system,4G)也开始少量推广。3G有三种主要的无线空中接口标准。它们分别是：欧洲的宽带码分多址(WCDMA)，中国的时分同步CDMA(TD-SCDMA)和北美的cdma2000。对于高速和低速移动用户，3G系统能提供的接入速率分为144kb/s和384kb/s；只是对于室内用户，3G系统才能提供2M/s的接入速率。然而，3G的不足之处包括三个方面。其一：因为不同业务之间用户的相互干扰太多，利用CDMA技术的系统把数据速率提高到100M/s很困难。其二：不适应互联网非对称传输的要求；其三：不能实现现有各种无线网络(各种无线局域网、卫星网络、公用无线蜂窝网络等)之间的无缝漫游。显然，3G移动通信系统所能提供的业务能力与人们的期望相去甚远。

目前推广的4G是3G之后的延伸。按照ITU的定义，静态传输速率达到1Gbps，用户在高速移动状态下可以达到100Mbps，就可以作为4G的技术之一。此外，除了与现有网络的可兼容性外，4G有更高的数据吞吐量、更低时延、更低的建设和运行维护成本、更高的鉴权能力和安全能力、支持多种QoS等级。为此，4G的标准也有LTE Advanced(长期演进技术升级版)、LTE FDD(频分双工长期演进技术)、LTE TDD(时分双工长期演进技术)等三个主要版本。然而，融入众多学者目前处于概念性研究，未正式开发的空时编码理论的MIMO-OFDM通信系统低速移动时传输速率可达5Gbps以上。

正因如此，世界各国学者开始转向研究4G以后的移动通信系统。未来无线通信系统(后4G)的特征是多媒体服务如：语音、视频、数据等的融合。未来的无线终端，将具有通用协议和多物理层或软件定义的接口，允许用户在现有和未来标准中进行无缝切换。后4G的主要目标不仅是引进新技术来满足高速数据流和新服务的需要，而且，要对现有技术在一个公共平台上进行融合。因此，后4G空间接口的选择将十分重要，尽管它的确切要求还没被广泛地定义。它的新空间接口应该至少满足如下要求：能融合现有技术的通用结构；频谱利用率高，即在给定的为数不多的频带内传输高速数据流；扩充性强，即具有不同的单元模快(如热点(hot spot)、移动自组织网(Ad hoc)等)，并能覆盖不同的业务范围；自适应性和重构性强，能支持不同的标准和技术；成本低，市场准入快；适合于未来的新技术发展需要。

在后4G中，频谱利用率和灵活性被认为是选择无线接口最为重要的标准。

近年来，OFDM正成为在无线信道上传输数据的通用技术。它的优点主要包括以下几个方面。其一：通过串/并变换，将一个频率选择性信道转换为一组平行的频率非选择性子信道，从而降低了接收的复杂度；其二：子载波在时域上相互正交，频域上相互重叠，频谱利用率高；其三：各个子信道中的正交调制和解调通过快速傅里叶变换(FFT)实现，方便简捷；其四：很容易通过不同数量的子信道来实现无线数据业务的非对称传输；其五：可以通过动态比特分配和动态子信道分配的方法，充分利用信噪比较高的子信道，从而提高系统的性能；其六：可以很容易地与其它多种接入方法相结合，构成OFDMA系统。然而，它的峰值平均功率比较高，对信号的频率偏移十分敏感。

多天线技术可以有效地改善系统的容量及其性能，而且可以显著地提高网络的覆盖范围和可靠性。衰落环境中，发射机和接收机配有多天线可以获得分集的好处。在发端和收端同时用多个天线，就构成了MIMO系统。MIMO因为能提供分集的好处，而开启了新的一维空间。为此，它已为多种标准所采纳。例如，利用MIMO实现的高速下行链路分组接入(HSDPA)信道，这是全球移动通信系统(UMTS)标准的一部分。目前，新成立的下一代无线组正在为定义MIMO层而努力。预计MIMO层将位于构造无线局域网(WLAN)的IEEE802.11标准中。

MIMO可以提高系统的容量。当传输高速数据时，环境的多径使MIMO的信道成为频率选择性信道。然而，OFDM可以将这种频率选择性信道转换为一组平行的频率非选择性MIMO信道，从而降低接收机的复杂度。这两种强有力技术，MIMO和OFDM相结合，其前景是非常有吸引力的。它已成为最有希望的宽带无线接入方案。无疑，它被认为是可以满足后4G的候选技术。

MIMO-OFDM是一种有希望用于高速、大容量无线链接的方案。为了提高数据速率，接收机就需要准确估计信道的状态信息。然而，在多天线OFDM中，来自不同天线的不同信号同时发送；接收信号是这些信号的叠加。这就为信号检测提出了挑战。

在MIMO-OFDM通信系统中，接收信号是受到加性噪声恶化后的数据符号的线性组合。最优检测器按照平均差错概率最小的原则检测数据符号。这实际上是一种最大似然检测器。然而，由于最小化平均差错概率问题是一个非多项式(NP)问题，因此最优检测器的计算复杂度随天线数呈指数增加，不利于实时实现。而且，因为网格的状态数随天线数呈指数增长，所以，也不适于基于动态的维特比算法构建检测器。为了降低复杂度，提高实时性，实际通信系统中都采用次佳检测器。次佳检测器分为线性和非线性两类。线性检测器包括迫零、最小均方误差、非线性检测器包括判决反馈、归零抵消、连续干扰抵消检测器及在这些方法基础上导出的检测器。通常，这些次佳检测器的复杂度是天线数的多项式函数。然而，次佳检测器的性能远逊于最优检测器。

相关研究表明，球解码检测器非常适用于MIMO-OFDM通信系统。为此，一些学者提出用球解码检测器求解最大似然问题。通过将最大似然问题映射为在超球面的网格中搜索最近的格点问题，这种算法的复杂度大幅下降且性能明显优于其它的次佳检测器。然而，球解码检测器的复杂度仍然较高，仅当信噪比较高时，其平均复杂度才是发送天线数的一个多项式。另一类可以获得近似最佳性能且复杂度为天线数的多项式是基于格基约简的次佳检测器。后者，在进行次佳检测前，先用格基约简方法将系统模型转化为一个等效的条件数更好的信道矩阵。因此，探索一些新的方法并籍此研发满足不同复杂度要求的近似最优检测器抑制因信号之间的相互影响而导致多流干扰，就成为该领域的研究热点。

近年来，许多学者从不同侧面探讨了MIMO-OFDM通信系统的特性(2007年，张玲等在《电子学报》35卷6A期中发表文章“MIMO-OFDM系统的盲信道估计算法综述”；2006年，周斌等在系统仿真学报第18卷第4期上发表文章“基于Simulink的分布式MIMO OFDM无线通信仿真”；2005年，瞿逢重在浙江大学硕士学位论文上发表文章“MIMO-OFDM关键技术的研究和完整仿真平台的建立”。

然而，目前许多学者为了验证所提算法的优劣，首先要基于802.11a标准构建MIMO-OFDM通信系统仿真平台。然后，查阅国内外参考文献编写其他经典次佳信号检验器的仿真程序。最后，将所提方案与这些典型方案作对比，以评估其性能。

由此可以看出，大量的重复劳动耗费了学者过多的精力，不利于研究工作朝纵深发展。

发明内容

1、要解决的问题

在MIMO-OFDM系统中，来自不同天线的不同信号同时发送；接收信号是这些信号的叠加，最优检测器的计算复杂度随天线数呈指数增加，不利于实时实现的问题，本发明提供一种基于次佳检测的MIMO-OFDM的通信装置及其通信方法和实验装置，能全方位评估未来移动通信系统的性能，本发明可以实现线性检测、基于格基约简的线性检测和球解码检测等7种不同层度的抑制多流干扰方案，用于研究人员和通信专业本科高年级生和研究生分析未来通信系统的性能，进而评估新研究方案的性能，同时用于通信领域，很容易将数据速率提高到5Gbps以上；适应互联网非对称传输的要求；能实现现有各种无线网络的无缝衔接。

2、技术方案

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种基于MIMO-OFDM的通信装置，包括多天线移动终端和多天线基站，其特征在于，所述的移动终端和基站都包括一个多天线发射装置和多天线接收装置；所述的发射装置包括二进制随机信息发生器、信息采集器、卷积编码器、信息分割器、交织器、调制器、串/并转换器、逆快速傅里叶变换器、加循环前缀及导频信号器和多天线发射器；所述的接收装置包括多天线信号接收器、信道估计器、滤出等效低通接收信号器、MIMO检测器、解调器、去交织器、再分割编码比特流器和维特比译码器；所述的二进制随机信息发生器、信息采集器、卷积编码器、信息分割器、交织器、调制器、串/并转换器、逆快速傅里叶变换器、加循环前缀及导频信号器和多天线发射器依次连接；所述的多天线信号接收器、信道估计器、滤出等效低通接收信号器、MIMO检测器、解调器、去交织器、再分割编码比特流器和维特比译码器依次连接。

进一步地，所述的二进制随机信息发生器用于产生类似于语音或多媒体信息的二进制随机信息；所述的信息采集器用于采集二进制随机信息；所述的卷积编码器用于将输入的信息变化成卷积码字；所述的信息分割器将编码信息分割并填充适当的“0”后，形成对应于OFDM符号的编码比特流；所述的交织器用于将编码比特流重新排序，使信息在信道传输时，出现的突发差错在时间上被扩散，而成为随机差错；所述的调制器用于将信息映射为适宜在信道中传输的符号；所述的串/并转换器用于将待传符号由串行传输转换为并行传输；所述的逆快速傅里叶变换器通过对并行待传符号进行逆快速傅里叶变换，而将一个频率选择性信道转换为一组平行的频率非选择性子信；所述的加循环前缀及导频信号器用于在每帧信号中增加一组导频信号序列和循环前缀；所述的多天线发射器用于发射用户信号；所述的多天线信号接收器接收来自不同天线的受到加性噪声恶化后的不同信号；所述的信道估计器估计信道特征参数；所述的滤出等效低通接收信号器从接收信号中提取等效低通接收信号；所述的MIMO检测器用于抑制因信号之间的相互影响而导致的多流干扰；所述的解调器用于将调制符号逆映射为编码比特；所述的去交织器用于将编码比特复原到交织前的顺序；所述的再分割编码比特流器用于将编码比特去除插入的“0”信息后，复原为卷积码字；所述的维特比译码器将卷积码字逆变换为待传信息的估计值。

一种基于MIMO-OFDM的通信方法，其步骤为：

(1)通过采样模块对所需发送的数据进行采样，将二进制信源信息变换形成一帧信息；

(2)通过由步骤(1)中采样得到的信息序列经过卷积编码器中的若干个(具体数目由编码效率决定)编码单元的冲激响应卷积得到卷积码字；

(3)通过信息分割器(内置了分割编码比特流模块)将编码后的卷积码字分割成对应于OFDM符号的编码比特流；交织器(内置了交织模块)将编码比特流重新排序，使数据具有一定的纠突发差错的能力；调制器(调制模块)将交织后的编码比特映射成复星座信号序列，而适宜在信道传输；

(4)通过串/并转换器(内置了串并转换模块)和逆快速傅里叶变换器(内置了逆快速傅里叶变换模块)将经过步骤(3)处理后串行的高速数据流(指前面的复星座信号序列信号)转换为若干路并行的低速数据流；对其进行逆快速傅里叶变换后映射成OFDM符号；这一过程使一个频率选择性信道转换为一组平行的频率非选择性子信；

(5)通过加循环前缀及导频信号器(内置了加循环前缀及导频信号模块)对步骤(4)处理后的每帧信号中增加一组导频信号序列和循环前缀，形成对应发射模块的多路数据流；

(6)通过发射模块将步骤(5)处理后的数据发往无线信道；接收模块接收发射模块发往无线信道的数据信号；该信号是来自不同天线的发送信号与加性噪声的迭加；

(7)通过信道估计模块对步骤(6)中接收到的数据去除循环前缀并提取导频信号，从而基于某种估计法导出信道参数的估计值，然后通过滤出等效低通接收信号器(内置了滤波模块)滤出等效的低通接收信号矩阵；

(8)通过MIMO检测器抑制步骤(7)得到的等效低通接收信号矩阵的不同信号矢量(由不同天线发射)间相互影响而导致多流干扰；

(9)通过解调器(内置了解调模块)、去交织器(内置了去交织模块)、再分割编码比特流器(内置了再分割编码比特流模块)，对经由步骤(8)处理后的得到的调制符号逆映射为编码比特、将编码比特复原到交织前的顺序、将编码比特去除插入的“0”信息后，复原为卷积码字；

(10)通过维特比译码器(内置了维特比译码模块)将由步骤(9)处理后得到的卷积码字将逆变换为待传信息的估计值。

一种基于MIMO-OFDM的实验装置，包括多天线发射装置和多天线接收装置；所述的多天线发射装置包括“Bernoulli Binary”二进制随机信息发生器、“To sample”信息采集器、“indata”保存输入数据器、“Conv_encode”卷积编码器、“tx_round_ofdm_syms”信息分割器、“interleave”交织器、“tx_modulate”调制器、“S/P”串并转换器、“IFFT”逆快速傅里叶变换器、“Add cp and pre”加循环前缀及导频信号器和多天线发射器；所述的多天线接收装置包括多天线信号接收器、“remove cp and draw_tr”去循环前缀和提取导频信号器、“rx_estimate_channnel”信道估计器、“draw_data”滤出等效低通接收信号器、“Mimo_Detector”MIMO检测器、“demod”解调器、“deinterleaver”去交织器、“rx_round_ofdm_sym”再分割编码比特流器、“viterbi”维特比译码器和“outdata”输出数据模块；所述的二进制随机信息发生器、信息采集器、卷积编码器、信息分割器、交织器、调制器、串并转换器、逆快速傅里叶变换器、加循环前缀及导频信号器和发射器依次连接；所述的信号接收器、去循环前缀和提取导频信号器、信道估计器、滤出等效低通接收信号器、MIMO检测器、解调器、去交织器、再分割编码比特流器和维特比译码器依次连接。

进一步地，所述的二进制随机信息发生器用于产生类似于语音或多媒体信息的二进制随机信息；所述的信息采集器用于信息采集；所述的卷积编码器用于对采集到的信息进行卷积编码；所述的信息分割器将信号分割成对应于OFDM符号的编码比特流；所述的交织器用于改变编码比特的传输顺序；所述的调制器用于将信号调制成适宜在信道中传输的符号；所述的串/并转换器将待传符号由串行转换为并行；所述的逆快速傅里叶变换器对并行待传符号进行逆快速傅里叶变换；所述的加循环前缀及导频信号器在每帧信号中增加一组导频信号序列和循环前缀；所述的多天线发射器用于并行逐帧发射已调信号；所述的多天线信号接收器用于接收来自不同天线的受到加性噪声恶化后的不同信号；所述的信道估计器用于估计信道特征参数；所述的滤出等效低通接收信号器用于从接收信号中提取等效低通接收信号；所述的MIMO检测器用于抑制因信号之间的相互影响而导致的多流干扰；所述的解调器用于将调制符号逆映射为编码比特；所述的去交织器用于将编码比特复原到交织前的顺序；所述的再分割编码比特流器用于将编码比特去除插入的“0”信息后，复原为卷积码字；所述的维特比译码器用于将卷积码字逆变换为待传信息的估计值；所述的MIMO检测器内部嵌入为S函数构建的ZF次佳信号检测器、LLL_LR_I型迫零次佳信号检测器和LLL_LR_II型迫零次佳信号检测器、MMSE次佳信号检测器、LLL_LR_MMSE次佳信号检测器和SD次佳信号检测器和ICSD次佳信号检测器。

3、有益效果

相比于现有技术，本发明的有益效果为：

(1)本发明基于MIMO-OFDM的通信装置和基于MIMO-OFDM的通信方法能实现的无线通信系统很容易将数据速率提高到5Gbps以上；适应互联网非对称传输的要求；信号传输稳定，成本低，能适用于现有各种无线网络；

(2)本发明的基于MIMO-OFDM的实验装置避免了原有技术中存在的通过构建物理实体分析该系统的性能造价昂贵，且每分析一类检测器的性能就要制作一个实物，给研究人员带来诸多不便的问题，造价低，使用方便。

(3)本发明借助Matlab的Simulink模块构建了实现该系统通信特征的一个仿真系统可以大幅节省研究经费；同时，由于整个系统的模块化设计，学者很容易把自身的研究成果添加到MIMO_Detector模块中，并通过对比验证所提算法的优劣，而无需再编写经典次佳信号检验器的仿真程序；

(4)本发明结构简单，设计合理，易于制造。

附图说明

图1是本发明的通信装置的原理框图；

图2是本发明的通信装置的实验平台组成的截图；

图3构建基于S函数的模块示意图，其中图的左侧是S-Function模块示意图，右侧是Mimo_Detector模块示意图；

图4设定Mimo_Detector的S函数模块图标示意图；

图5设置Mimo_Detector S函数模块内的参变量示意图；

图6和图7是添加Mimo_Detector S函数模块内的S函数代码示意图；

图8在Mimo_Detector模块中选择次佳检测器示意图；

图9选定其中的ICSD_Detector作为实验用的检测器示意图；

图10是本发明中LLL_LR_I型ZF算法、LLL_LR_II型ZF算法、LLL_LR_MMSE算法所用的格基约简算法的原理框图；

图11为格基约简算法中的长度约简子程序；

图12为格基约简算法中的交换约简子程序；

图13是本发明中SD检测器的原理框图；

图14是本发明中ICSD检测器的原理框图；

图15-20为不同情况下7种检测器的误码率随信噪比变化的曲线。

具体实施方式

下面结合具体附图及实例对本发明进行详细描述。

一种基于MIMO-OFDM的通信装置如图1所示，包括多天线移动终端和多天线基站，其特征在于，移动终端和基站都包括一个多天线发射装置和多天线接收装置；发射装置包括二进制随机信息发生器、信息采集器、卷积编码器、信息分割器、交织器、调制器、串/并转换器、逆快速傅里叶变换器、加循环前缀及导频信号器和多天线发射器；接收装置包括多天线信号接收器、信道估计器、滤出等效低通接收信号器、MIMO检测器、解调器、去交织器、再分割编码比特流器和维特比译码器；二进制随机信息发生器、信息采集器、卷积编码器、信息分割器、交织器、调制器、串/并转换器、逆快速傅里叶变换器、加循环前缀及导频信号器和多天线发射器依次连接；多天线信号接收器、信道估计器、滤出等效低通接收信号器、MIMO检测器、解调器、去交织器、再分割编码比特流器和维特比译码器依次连接。

其中，二进制随机信息发生器用于产生类似于语音或多媒体信息的二进制随机信息；信息采集器用于采集二进制随机信息；卷积编码器用于将输入的信息变化成卷积码字；信息分割器将编码信息分割并填充适当的“0”后，形成对应于OFDM符号的编码比特流；交织器用于将编码比特流重新排序，使信息在信道传输时，出现的突发差错在时间上被扩散，而成为随机差错；调制器用于将信息映射为适宜在信道中传输的符号；串/并转换器将待传符号由串行传输转换为并行传输；逆快速傅里叶变换器通过对并行待传符号进行逆快速傅里叶变换，而将一个频率选择性信道转换为一组平行的频率非选择性子信；加循环前缀及导频信号器在每帧信号中增加一组导频信号序列和循环前缀；多天线发射器用于发射用户信号；多天线信号接收器接收来自不同天线的受到加性噪声恶化后的不同信号；信道估计器估计信道特征参数；滤出等效低通接收信号器从接收信号中提取等效低通接收信号；MIMO检测器用于抑制因信号之间的相互影响而导致的多流干扰；解调器将调制符号逆映射为编码比特；去交织器将编码比特复原到交织前的顺序；再分割编码比特流器用于将编码比特去除插入的“0”信息后，复原为卷积码字；维特比译码器将卷积码字逆变换为待传信息的估计值。这些部件除检测器需专门定制外，其余都是可以通过厂方直接定购，本领域本科以上学历的技术人员根据这些部件名称和部件用途已经能完整实现，本申请文件不再赘述。

采用上述的装置进行基于MIMO-OFDM的通信方法，其步骤为：

(1)通过采样模块对所需发送的数据进行采样，将二进制信源信息变换形成一帧信息；

(2)通过由步骤(1)中采样得到的信息序列经过卷积编码器中的若干个(具体数目由编码效率决定)编码单元的冲激响应卷积得到卷积码字；

(3)通过信息分割器(内置了分割编码比特流模块)将编码后的卷积码字分割成对应于OFDM符号的编码比特流；交织器(内置了交织模块)将编码比特流重新排序，使数据具有一定的纠突发差错的能力；调制器(调制模块)将交织后的编码比特映射成复星座信号序列，而适宜在信道传输；

(4)通过串/并转换器(内置了串并转换模块)和逆快速傅里叶变换器(内置了逆快速傅里叶变换模块)将经过步骤(3)处理后串行的高速数据流(指前面的复星座信号序列信号)转换为若干路并行的低速数据流；对其进行逆快速傅里叶变换后映射成OFDM符号；这一过程使一个频率选择性信道转换为一组平行的频率非选择性子信；

(5)通过加循环前缀及导频信号器(内置了加循环前缀及导频信号模块)对步骤(4)处理后的每帧信号中增加一组导频信号序列和循环前缀，形成对应发射模块的多路数据流；

(6)通过发射模块将步骤(5)处理后的数据发往无线信道；接收模块接收发射模块发往无线信道的数据信号；该信号是来自不同天线的发送信号与加性噪声的迭加；

(7)通过信道估计模块对步骤(6)中接收到的数据去除循环前缀并提取导频信号，从而基于某种估计法导出信道参数的估计值，然后通过滤出等效低通接收信号器(内置了滤波模块)滤出等效的低通接收信号矩阵；

(8)通过MIMO检测器抑制步骤(7)得到的等效的低通接收信号矩阵的不同信号矢量(由不同天线发射)间相互影响而导致多流干扰；

(9)通过解调器(内置了解调模块)、去交织器(内置了去交织模块)、再分割编码比特流器(内置了再分割编码比特流模块)，对经由步骤(8)处理后的得到的调制符号逆映射为编码比特、将编码比特复原到交织前的顺序、将编码比特去除插入的“0”信息后，复原为卷积码字；

(10)通过维特比译码器(内置了维特比译码模块)将由步骤(9)处理后得到的卷积码字将逆变换为待传信息的估计值。

应用于无线传输时，数据速率提高到5.1Gbps，信号稳定。

一种基于MIMO-OFDM的实验装置如图2所示，包括多天线发射装置和多天线接收装置；多天线发射装置包括“Bernoulli Binary”二进制随机信息发生器、“To sample”信息采集器、“indata”保存输入数据器、“Conv_encode”卷积编码器、“tx_round_ofdm_syms”信息分割器、“interleave”交织器、“tx_modulate”调制器、“S/P”串并转换器、“IFFT”逆快速傅里叶变换器、“Add cp and pre”加循环前缀及导频信号器和多天线发射器；多天线接收装置包括多天线信号接收器、“remove cp and draw_tr”去循环前缀和提取导频信号器、“rx_estimate_channnel”信道估计器、“draw_data”滤出等效低通接收信号器、“Mimo_Detector”MIMO检测器、“demod”解调器、“deinterleaver”去交织器、“rx_round_ofdm_sym”再分割编码比特流器、“viterbi”维特比译码器和“outdata”输出数据模块；二进制随机信息发生器、信息采集器、卷积编码器、信息分割器、交织器、调制器、串并转换器、逆快速傅里叶变换器、加循环前缀及导频信号器和发射器依次连接；信号接收器、去循环前缀和提取导频信号器、信道估计器、滤出等效低通接收信号器、MIMO检测器、解调器、去交织器、再分割编码比特流器和维特比译码器依次连接。

其中，各个部件的作用为：二进制随机信息发生器用于产生类似于语音或多媒体信息的二进制随机信息；信息采集器用于信息采集；卷积编码器用于对采集到的信息进行卷积编码；用于信息分割器将信号分割成对应于OFDM符号的编码比特流；交织器用于改变编码比特的传输顺序；调制器用于将信号调制成适宜在信道中传输的符号；串/并转换器将待传符号由串行转换为并行；逆快速傅里叶变换器用于对并行待传符号进行逆快速傅里叶变换；加循环前缀及导频信号器用于在每帧信号中增加一组导频信号序列和循环前缀；多天线发射器用于并行逐帧发射已调信号；多天线信号接收器用于接收来自不同天线的受到加性噪声恶化后的不同信号；信道估计器用于估计信道特征参数；滤出等效低通接收信号器用于从接收信号中提取等效低通接收信号；MIMO检测器用于抑制因信号之间的相互影响而导致多流干扰；解调器用于将调制符号逆映射为编码比特；去交织器用于将编码比特复原到交织前的顺序；再分割编码比特流器用于将编码比特去除插入的“0”信息后，复原为卷积码字；维特比译码器用于将卷积码字逆变换为待传信息的估计值；MIMO检测器内部嵌入为S函数构建的ZF次佳信号检测器、LLL_LR_I型迫零次佳信号检测器和LLL_LR_II型迫零次佳信号检测器、MMSE次佳信号检测器、LLL_LR_MMSE次佳信号检测器和SD次佳信号检测器和ICSD次佳信号检测器。

本领域普通技术人员根据以上记载，已经完全可以实现，不再赘述，为了表述更加清晰，下面通过一个最具有代表性的实例进一步说明上述技术方案的原理。针对基于MIMO-OFDM的实验装置进行举例，鉴于目前许多学者为了验证所提算法的优劣，要基于802.11a标准构建MIMO-OFDM通信系统仿真平台。为此，本处采用基于Simulink仿真模块按照802.11a标准构建了MIMO-OFDM通信仿真系统。为了全方位评估未来移动通信系统的性能，本发明构建了可以实现线性检测、基于格基约简的线性检测和球解码检测等7种不同层度的抑制多流干扰次佳检测方案。研究人员和通信专业本科高年级生和研究生可用本发明分析未来通信系统的性能，进而评估新研究方案的性能。

本发明构建了一种基于802.11a标准的MIMO-OFDM通信系统中次佳信号检测器仿真平台。该平台有Simulink库中的直接调用模块和基于S函数编写的模块两类模块构成。它将生成随机信息、编码、调制、形成多输入多输出信号、插入导频信号、正交频分复用、信道估计、信号检测等环节模块化，便于学者根据需要进行组合。其次，信号检测模块具有可重构性，研究人员只要将所提方案的源程序嵌入其中，就能运行。最后，学者可借助本发明提出的基于S函数的信号检测模块提供的7种经典的次佳信号检测器，实现线性检测、基于格基约简的线性检测和球解码检测等7种不同层度的次佳抑制多流干扰方案，从而全方位评估新方案的性能。

基于S函数构建7种可选的MIMO检测器的步骤为：

(1)添加S函数模块

首先如图3所示，在Matlab的simulink中的“user-defiend functions”模块库内选择S-Function模块，将其添加到模块编辑器中，然后，如图4所示，将其改名称为Mimo_Detector。

(2)设定Mimo_Detector的S函数模块图标

其次，鼠标右击上面添加的S函数模块，进入图5所示的“Mask Editor”界面，在绘制图标命令窗内将模块命名为Mimo_Detector。

(3)设置Mimo_Detector S函数模块内的参变量

随后，如图6所示，在参数对话框中设置两个可编辑(edit)型变量：SimulationParameters、SimulationConstants；一个弹出(popup)型变量：Det_Method。这些变量的提示符与S函数中的名称相对应。其中可编辑型变量可以确定相应的数值且可调；而弹出型变量只是可调变量。它通过选定参数可变范围(Options for selected parameter)对话框内的特定类型选择子对话框内定义可变属性(popups)，即7种次佳检测器：ICSD_Detector、MMSE_Detector、ZF_Detector、LLL_LR_MMSE Detector、LLL_LR_type I ZF Detector、LLL_LR_type I I ZF Detector、SD_Detector；并通过在属性选择子对话框的使参数有效(Enable parameter)和显示参数(Showparameter)前的方框内打勾，而使仿真时，只要借助Mimo_Detector的下拉菜单就能选定相应的次佳检测器；

(4)添加Mimo_Detector S函数模块内的S函数代码

然后，如图7所示，将完成变量初始化、定义Mimo_Detector模块的输入、输出的S函数命名为：Vblast；S函数的参数定义为：SimulationParameters、SimulationConstants、Det_Method；

此后，单击edit按钮进入编辑该函数的界面；最后，如图8所示，基于switch Det_Methodcase定义第三步Det_Method变量中引入的次佳检测器，并将编写好的表征这些次佳检测器特性的m文件源代码和Vblast的m文件添加在同一目录下；这样，当用户通过Mimo_DetectorS函数模块的下拉菜单选择某种检测器时，switch case语句就根据Det_Method变量值跳转到该检测器执行相应的操作。

基于MIMO-OFDM的实验装置的使用方法，其步骤为

(1)运行表征MIMO-OFDM实验装置软件包中的main.m文件，通过为权利要求4中定义的参数：SimulationParameters、SimulationConstants赋值，确定表1所示的实验装置运行参数的值，其中天线数和调制方式都是可调的；此外，发送信号的信噪比也通过SimulationParameters定义，且也是可调的，变化范围为：0-30dB；每次运行时，这3个参数可在其调节范围内选定某个值；

(2)双击软件包的siumlation.mdl文件，出现图2所示的实验装置；

(3)双击Mimo_Detector模块，如图9所示，下拉Detection Method对话框内的菜单出现7种可供选择次佳检测器；

(4)如图10所示，选定其中的ICSD_Detector作为实验用的检测器。

(5)单击Simulation按钮，在出现的下拉菜单中选定Start一栏就可运行实验装置；实验结束后，可通过“outdata”模块得到发送的随机二进制数的估计值；随后，运行Calculate_BER.m文件，便可得到所选检测器在指定天线数、调制方式和发送信噪比下的误码率；

(6)重复步骤(1)-(5)，即可绘制出各类检测器的误码率随信噪比的关系曲线，进而通过对比分析，评估它们的性能。

为了分析不同信号检测器抑制多流干扰的能力，进而评估未来通信系统的性能，本发明提出了基于S函数构建的迫零(ZF,zero-forcing)算法、LLL格基约减(LR,lattice-basis reduction)I型ZF算法、LLL_LR_II型ZF算法、最小均方误差(MMSE,minimum mean squares error)算法、LLL_LR_MMSE算法、球解码(SD,sphere decoder)算法、改进的复球解码(ICSD,improvedcomplex sphere decoder)算法等7种次佳信号检测器。这些检测器经封装后都集成在“Mimo_Detector”模块中，仿真时可以通过该模块的下拉菜单选择其中一个，模拟其性能。

1)MIMO-OFDM通信系统接收机模型

若一个有M_T根发送天线、M_R根接收天线MIMO-OFDM通信系统，以N个符号构成的帧为单位在频率选择性衰落信道中传输信息，且所有的发射天线发送的码符号矢量为(k＝0,…,N-1)，则接收端由“draw_tr”和“rx_estimate_channnel”模块去除循环前缀，提取导频信号，并得到衰落信道参数的估计值；由“draw_data”模块滤出等效的低通接收信号矩阵该接收信号矩阵是发送信号与加性噪声的迭加，即

$\stackrel{...}{r}=\stackrel{...}{H}\stackrel{...}{W}+\stackrel{...}{n.}---\left(1\right)$

式中 $\stackrel{...}{r}=[r\left(1\right)...r\left(k\right)...r\left(N\right)]$ 且 $r\left(k\right)={[r_1\left(k\right)r_2\left(k\right)...r_{M_R}\left(k\right)]}^T$ 是对应于第k个码符号矢量的接收信号矢量， $\stackrel{...}{W}=\left[\begin{array}{cccc}W\left(1\right)& W\left(2\right)& ...& W\left(N\right)\end{array}\right],$ $\stackrel{...}{n}=\left[\begin{array}{cccc}n\left(1\right)& n\left(2\right)& ...& n\left(N\right)\end{array}\right]$ 且是加性白高斯噪声样本矢量，其每个分量都是均值为0、每一维方差为σ²复高斯随机变量的独立样本值，为M_RN×M_TN维分块对角矩阵，对角线上的元素是与第p个子载波相对应的平坦衰落MIMO信道矩阵：

$\stackrel{...}{H}\left[p\right]=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}G\left[l\right]e^{-\frac{j2\mathrm{\πpl}}{N_c}}---\left(2\right)$

式中N_c是子载波的个数，是第p个子载波发送信号时第u根发送天线和第v根接收天线之间的信道时域冲激响应，即：

${\stackrel{...}{h}}_{\mathrm{uv}}\left[p\right]=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{...}{g}}_{\mathrm{uv}}\left[l\right]e^{-\frac{j2\mathrm{\πpl}}{N}}---\left(3\right)$

式中L是M_RM_T个单输入单输出信道的最大时延，是MIMO信道中，第u根发送天线和第v根接收天线的信道脉冲响应。若W＝[W(1)W(2)…W(P)]、n＝[n(1)n(2)…n(P)]表示第p个子载波发射的码符号矩阵和相应的噪声矩阵，则接收信号矩阵r＝[r(1)r(2)…r(P)]可表为

$r=\stackrel{...}{H}\left[p\right]W+n---\left(4\right)$

现实通信环境中，接收机无法完全知晓信道特征，即而需借助统计方法导出其估计量H[p]。为了下文叙述起见，我们略去符号“[p]”，以和H与第p个子载波相对应的平坦衰落MIMO信道矩阵及其估计量。本仿真系统中的“rx_estimate_channnel”模块基于最小均方估计导出信道参数H，其工作原理如下所述：

首先，在发射端由“Add_pre”模块在第i根天线待发送的每帧符号前插入长为M的导频序列

P_i＝[P(1)_i,P_i(2),…,P_i(M)]   (5)

为了避免接收信号是各天线发送信号的线性叠加，各天线导频序列P₁,P₂,…,间设计成彼此正交，即

P_i·P_j＝0   i≠j   (6)

若r_j＝[r_j(1),r_j(2),…,r_j(M)]表示第j根天线上与导频序列相对应的接收信号序列，则

$r_j\left(m\right)=\underset{i=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{...}{h}}_{\mathrm{ij}}{P}_i\left(m\right)+n_j\left(m\right),1\≤j\≤M_R,1\≤m\≤M---\left(7\right)$

令n_j＝[n_j(1)n_j(2)…n_j(M)]。“rx_estimate_channnel”模块的目标就是利用接收信号r_j估计 ${\stackrel{...}{h}}_{\mathrm{ij}}(1\≤i\≤M_T,1\≤j\≤M_R).$

的无偏估计h_ij(h_ij是的无偏估计H中的元素)与方差最小，表为两个内积之比

$h_{\mathrm{ij}}=\frac{r_j\·P_i}{P_i\·P_i}---\left(8\right)$

由式(7)可得

r_j·P_i＝h_ijP_i·P_i-n_jP_i   (9)

于是和h_ij之间的关系为

$h_{\mathrm{ij}}={\stackrel{...}{h}}_{\mathrm{ij}}+\frac{n_j\·P_i}{P_i\·P_i}---\left(10\right)$

在下面的信号检测过程中，我们就用H代替表示信道特征。

2)MIMO-OFDM通信系统的信号检测器

信号检测器的基本原理是把所有天线的信号都当作有用信号而不当作干扰信号。而应用这些信号间的统计特性，用不同的方法来获得最佳有用信号，从而抑制多流干扰就构成了不同类型的信号检测器。本发明中各类检测器工作原理如下：

①ZF检测器

ZF检测器收到信号r后，根据下式的迫零准则构造权向量矩阵

V_ZF＝(H^HH)^-1H^H   (11)

式中上标‘H’表示矩阵的共轭转置；‘-1’表示非奇异阵的逆。

然后，形成发射码符号矢量W的软判决统计，即

y＝V_ZF·r   (12)

②LLL_LR_I型迫零检测器

因为复信道矩阵H的列矢量H_i(1≤i≤M_T)在M_R-维复空间内相互独立；所有可能传输的码符号矢量构成了一个每一维为复整数同心环的M_T-维复整数Z_C空间的星座，所以，当没有噪声时，接收信号矢量集，即的一个子集，称为复格，表为

$L_C=\underset{i=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{Z}_C=\{\underset{i=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i{w}_i\left(k\right):w_i\left(k\right)\∈Z_C,k=0...N-1\}---\left(13\right)$

式中H₁,H₂,...,构成了L_C的一组基矢量。

因此，LLL_LR_I型迫零检测器收到信号后，首先，对H_i进行Gram-Schmidt正交变换

${\hat{H}}_1=H_1---\left(14\right)$

${\hat{H}}_i=H_i-\underset{j=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{ij}}{\hat{H}}_j,(1\≤i\≤M_T)---\left(15\right)$

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{ij}}=\frac{(H_i,{\hat{H}}_j)}{({\hat{H}}_j,{\hat{H}}_j)}---\left(16\right)$

然后，按照附图10-12所示通过长度约简和交换约简，逐步使各个间大致正交。当

$\left|{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{kl}}\right|\≤\frac{1}{2},(1\≤l\≤k\≤M_T)---\left(17\right)$

且

${|{\hat{H}}_k+{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{k\; k}-1}{\hat{H}}_{k-1}|}^2\&GreaterEqual;\mathrm{\&delta;}{\left|{\hat{H}}_{k-1}\right|}^2,(1\&le;k\&le;M_T,1/4<\mathrm{\&delta;}\&le;1)---\left(18\right)$

时，完成LLL格基约简，此时输出的复矩阵包含的基矢量的长度最短。

随后，构造权向量矩阵

$V_{\mathrm{LR}\_\mathrm{ZF}\_I}={\hat{H}}^{-H}{U}_I---\left(19\right)$

式中U_I表示幺模矩阵。

最后，形成发射码符号矢量W的软判决统计，即

$y=U_I^{-H}{V}_{\mathrm{LR}\_\mathrm{ZF}\_I}\&CenterDot;r---\left(20\right)$

③LLL_LR_II型迫零检测器

LLL_LR_II型迫零检测器收到信号后，基于LLL格基约简，得到复矩阵构造权向量矩阵

$V_{\mathrm{LR}\_\mathrm{ZF}\_\mathrm{II}}=\hat{H}{U}_{\mathrm{II}}---\left(21\right)$

式中U_II表示幺模矩阵。

然后，形成发射码符号矢量W的软判决统计，即

y＝U_IIV_{LR_ZF_II}·r    (22)

④MMSE检测器

设(M_R+M_T)×M_T扩展的信道矩阵为 $\underset{\&OverBar;}{H}=\left[\begin{array}{c}H\\ \mathrm{\&sigma;}{I}_{M_T}\end{array}\right],$ (M_R+M_T)×1扩展的接收信号矢量为 $\underset{\&OverBar;}{r}=\left[\begin{array}{c}r\\ 0_{M_T,1}\end{array}\right],$ (M_R+M_T)×1扩展的噪声样本矢量为 $\underset{\&OverBar;}{n}=\left[\begin{array}{c}n\\ 0_{M_T,1}\end{array}\right],$ 则MMSE检测器收到信号后，根据下式的最小均方误差准则构造权向量矩阵

$V_{\mathrm{MMSE}}={(H^{H}H+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I)}^{-1}{H}^H={\left({\underset{\&OverBar;}{H}}^H\underset{\&OverBar;}{H}\right)}^{-1}{\underset{\&OverBar;}{H}}^H---\left(23\right)$

然后，形成发射码符号矢量W的软判决统计，即

$y=V_{\mathrm{MMSE}}\&CenterDot;\underset{\&OverBar;}{r}---\left(24\right)$

⑤LLL_LR_MMSE检测器

设基于LLL格基约简的(M_R+M_T)×M_T扩展的信道矩阵为 $\widetilde{\underset{\&OverBar;}{H}}=\left[\begin{array}{c}\tilde{H}\\ \mathrm{\&sigma;}{I}_{M_T}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\hat{H}{U}_{\mathrm{II}}\\ \mathrm{\&sigma;}{I}_{M_T}\end{array}\right],$ 则该检测器收到信号后，根据下式的最小均方误差准则构造权向量矩阵

$V_{\mathrm{LR}\_\mathrm{MMSE}}={({\tilde{H}}^H\tilde{H}+{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I)}^{-1}{\tilde{H}}^H={\left({\widetilde{\underset{\&OverBar;}{H}}}^H\underset{\&OverBar;}{\overset{~}{H}}\right)}^{-1}{\widetilde{\underset{\&OverBar;}{H}}}^H---\left(25\right)$

然后，形成发射码符号矢量W的软判决统计，即

$y=V_{\mathrm{LR}\_\mathrm{MMSE}}\&CenterDot;\underset{\&OverBar;}{r}---\left(26\right)$

⑥SD检测器

SD检测器基于实球解码算法，需要独立处理信号的实部和虚部，为此，首先将式(4)表为

$\stackrel{\&OverBar;}{r}=\stackrel{\&OverBar;}{H}\stackrel{\&OverBar;}{W}+\stackrel{\&OverBar;}{n}---\left(27\right)$

式中 $\stackrel{\&OverBar;}{H}=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(H\right)& -\mathrm{Im}\left(H\right)\\ \mathrm{Im}\left(H\right)& \mathrm{Re}\left(H\right)\end{array}\right]$ (这里Re(·)和Im(·)分别代表取实部和取虚部运算)是实信道矩阵， $\stackrel{\&OverBar;}{r}=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(r\right)\\ \mathrm{Im}\left(r\right)\end{array}\right],\stackrel{\&OverBar;}{W}=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(W\right)\\ \mathrm{Im}\left(W\right)\end{array}\right]$ 和 $\stackrel{\&OverBar;}{n}=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(n\right)\\ \mathrm{Im}\left(n\right)\end{array}\right]$ 分别表示实信号矢量、实码符号矢量和实加性白高斯噪声样本矢量。

因为实信道矩阵的列矢量(1≤k≤2M_T)在2M_R-维实空间内相互独立；所有可能传输的码符号矢量构成了一个每一维为实整数同心环的2M_T-维实整数Z_R空间的星座，所以，当没有噪声时，接收信号矢量集，即的一个子集，称为实格，可表为

$L_R=\underset{k=1}{\overset{2M_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\stackrel{\&OverBar;}{H}}_k{Z}_R=\{\underset{k=1}{\overset{2M_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\stackrel{\&OverBar;}{H}}_k{\stackrel{\&OverBar;}{w}}_k\left(p\right):w_k\left(p\right)\&Element;Z_R,p=1...P\}$

式中构成了L_R的一组基矢量。

实球解码算法的思想就是在以接收信号为中心，半径为C的球垛内搜索格点(矢量)，使得与之间欧氏距离最小，即：

$\widehat{\stackrel{\&OverBar;}{W}}=\arg \underset{\stackrel{\&OverBar;}{W}\&Element;L_R}{\min }{\left|\right|\stackrel{\&OverBar;}{r}-\stackrel{\&OverBar;}{H}\stackrel{\&OverBar;}{W}\left|\right|}^2=\arg \underset{\mathrm{\&xi;}\&Element;\stackrel{\&OverBar;}{r}-L_R}{\min }{\left|\right|\stackrel{\&OverBar;}{H}\mathrm{\&xi;}\left|\right|}^2---\left(28\right)$

${\left|\right|\stackrel{\&OverBar;}{H}\mathrm{\&xi;}\left|\right|}^2<C^2$

式中 $\stackrel{\&OverBar;}{r}=\stackrel{\&OverBar;}{H}\mathrm{\&rho;},\mathrm{\&rho;}={({\mathrm{\&rho;}}_1,...{\mathrm{\&rho;}}_{2M_T})}^T\&Element;R^{{2M}_T},\mathrm{\&xi;}={({\mathrm{\&xi;}}_1,...{\mathrm{\&xi;}}_{{2M}_T})}^T\&Element;R^{{2M}_T}$ (这里 $\mathrm{\&xi;}=\mathrm{\&rho;}-\stackrel{\&OverBar;}{W},$ 且ρ,ξ为实向量)。

于是，在接收信号空间的一个球垛内搜索格点的问题变转化为在发送信号空间中相应椭球体内搜索格点的问题，即

$Q\left(\mathrm{\&xi;}\right)={\mathrm{\&xi;}}^T{\stackrel{\&OverBar;}{H}}^T\stackrel{\&OverBar;}{H}\mathrm{\&xi;}={\mathrm{\&xi;}}^T{R}^T\mathrm{R\&xi;}={\left|\right|\mathrm{R\&xi;}\left|\right|}^2=\underset{i=1}{\overset{{2M}_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(r_{\mathrm{ii}}{{\mathrm{\&xi;}}_i}^2+\underset{j=i+1}{\overset{{2M}_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_{\mathrm{ii}}{\mathrm{\&xi;}}_j^2)}^2\&le;C---\left(29\right)$

式中R^TR是的Cholesky分解，且R为上三角矩阵，当i＞j时，r_ij＝0。若使

$q_{\mathrm{ii}}=r_{\mathrm{ii}}^2,i=1,...{2M}_T,$     (30)

q_ij＝r_ij/r_ii,i＝1,...n,j＝i+1,...2M_T,

则式(29)可表为

$Q\left(\mathrm{\&xi;}\right)=\underset{i=1}{\overset{{2M}_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{q}_{\mathrm{ii}}{({\mathrm{\&xi;}}_i+\underset{j=i+1}{\overset{{2M}_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{q}_{\mathrm{ij}}{\mathrm{\&xi;}}_j)}^2\&le;C---\left(31\right)$

由式(31)的最后一个不等式往前递推，即可确定椭球的边界。相应的整数分量的值域就张成了发射端定义的调制子集Φ(若为4QAM调制，则Φ＝[-1 1]；若为16QAM调制,则Φ＝[-3-1 1 3])。若Φ中某个值使下式所示的的值域

为空，则丢弃相该值。式(31)中表示取比a大的最小整数，表示取比a小的最大整数。

算法运行时，递归地更新所属的区间

式中 $S_i={\mathrm{\&rho;}}_i+\underset{l=i+1}{\overset{{2M}_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{q}_{\mathrm{il}}{\mathrm{\&xi;}}_l,T_{i-1}=C-\underset{l=i}{\overset{{2M}_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{q}_{\mathrm{ll}}{({\mathrm{\&xi;}}_l+\underset{j=l+1}{\overset{{2M}_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{q}_{\mathrm{lj}}{\mathrm{\&xi;}}_j)}^2=T_i-q_{\mathrm{ii}}{(S_i-{\stackrel{\&OverBar;}{w}}_i)}^2.$

当在球垛内找到一个星座点时，它与球心(接收信号)的欧氏平方距离可表为

${\hat{d}}^2=T_{2M_T}-T_1+q_{11}{(S_1-{\stackrel{\&OverBar;}{w}}_1)}^2---\left(34\right)$

将值与以前搜索到的最小平方距离d²(d²的初始值设为C)进行比较。如果那么，算法就找到了一个新的候选最近格点。

此后，算法如图13所示在更新后的区间内迭代地进行上述搜索过程。当球跺内的所有格都测试时，算法停止运行，并输出最近格点作为发送信号的次佳估计值。

⑦ICSD检测器

该检测器首先根据式(4)，构造判决变量的充分统计量

$\tilde{r}=\mathrm{Fb}+v---\left(35\right)$

式中b＝PW，P是一个置换矩阵，F是一个下三角矩阵且PH^HHP^T＝F^HF，v＝(F^H)^-1PH^Hn是复高斯白噪声，均值为0，协方差为2σ²I。

随后，构造候选集判决量

$\mathrm{\&eta;}=\frac{1}{2\mathrm{\&rho;}\left|{\mathrm{\&lambda;}}_k\right|}[{\mathrm{\&rho;}}^2+{\left|{\mathrm{\&lambda;}}_k\right|}^2-\frac{C}{F_{\mathrm{kk}}^2}]---\left(36\right)$

式中ρ表示与调制星座相对应的复整数同心环的半径，(这里F_kj是F的第(k,j)个项)，是信号b_j(b_j＝ρe^iθ，这里且0≤θ≤2π是与环上星座点相应的相位角)的测试判决量。

如果η<-1，圆环上星座点点全部是信号b_j的候选点；如果η>1，圆环上没有一个点是信号b_j的候选点；如果1>η>-1，位于圆弧

$[{\mathrm{\&theta;}}_{{\mathrm{\&lambda;}}_k}-{\cos }^{-1}\left(\mathrm{\&eta;}\right),{\mathrm{\&theta;}}_{{\mathrm{\&lambda;}}_k}+{\cos }^{-1}\left(\mathrm{\&eta;}\right)]---\left(37\right)$

上的星座点才是信号b_j候选点。

最后，ICSD检测器基于图14所示的分枝定界法从候选集中搜索候选向量，每搜到一个候选信号矢量并不是回到根结点重新搜索而是对最接近底层的其他结点进行搜索，从而能更有效地收敛到与发射信号矢量对应的全局最优点。

图2所示为仿真平台模块的组成框图，在发射端，首先由Bernoulli Binary发生器产生服从伯努利分布的随机二进制信源信息。

二进制信源信息经“To sample”模块帧变换形成一帧信息后，存入“indata”模块以便与接收端恢复的信息作对比；同时该信息进入可选的“Conv_encoder”模块进行卷积编码(或不编码)，从而使系统具有一定的纠随机差错，以尽可能减少信息传输过程中发生差错。

编码后的数据经“tx_round_ofdm_syms”、“interleave交织”和“tx_modulate调制”三个模块作用后，分割成对应于OFDM符号的编码比特流，具有一定的纠突发差错的能力，并映射成复星座信号序列。

然后，由“S/P”和“IFFT”模块将串行的高速数据流(指前面的复星座信号序列信号)转换为若干路并行的低速数据流，并映射成OFDM符号。随后，这些符号经“Add_pre”模块添加循环前缀和导频信号，形成对应多根天线的多路数据流，并通过多根天线用不同子载波发往在图1中的无线衰落信道。

在接收端，先由“draw_tr”和“rx_estimate_channnel”模块去除循环前缀，提取导频信号，并得到平坦衰落信道参数的估计值；由“draw_data”模块滤出等效的低通接收信号矩阵。

然后，可通过“Mimo_Detector”模块的下拉菜单选择其中一个信号检测器。

此后，该模块输出的信号经“re_demod”、“re_deinterleaver”、“rx_round_ofdm_syms”“rx_viterbi”模块解调、去交织、再分割成对应于OFDM符号编码比特流、维特比译码后形成发送信息的估计值，并存入“outdata”模块。仿真结束后，将“outdata”和“indata”模块存储的数据进行对比，就可以算出各种检测器的误码率，从而评估它们的性能。

该仿真系统平台的参数如表1所示。

该平台有Simulink库中的直接调用模块和基于S函数编写的模块两类模块构成。它将生成随机信息、编码、调制、形成多输入多输出信号、插入导频信号、正交频分复用、信道估计、信号检测等环节模块化，便于学者根据需要进行组合。其次，信号检测模块具有可重构性，研究人员只要将所提方案的源程序嵌入其中，就能运行。最后，学者可借助本发明提出的基于S函数的信号检测模块提供的7种经典的次佳信号检测器全方位评估新方案的性能。

实验时分成了如下几种情况进行测试：

实施例1

上述的一个MIMO-OFDM通信系统有4个发射机和4个接收机。每个发射机采用4进制正交幅度调制(4QAM)。MIMO-OFDM通信仿真系统的其它仿真参数如表1所示，则7种检测器的误码率随信噪比变化的曲线如图15所示。

表1MIMO-OFDM通信仿真系统仿真参数

实施例2

上述的一个MIMO-OFDM通信系统有4个发射机和4个接收机。每个发射机采用16进制正交幅度调制(16QAM)。MIMO-OFDM通信仿真系统的其它仿真参数如表1所示，则7种检测器的误码率随信噪比变化的曲线如图16所示。

实施例3

上述的一个MIMO-OFDM通信系统有4个发射机和4个接收机。每个发射机采用64进制正交幅度调制(64QAM)。MIMO-OFDM通信仿真系统的其它仿真参数如表1所示，则7种检测器的误码率随信噪比变化的曲线如图17所示。

实施例4

上述的一个MIMO-OFDM通信系统有8个发射机和8个接收机。每个发射机采用4进制正交幅度调制(4QAM)。MIMO-OFDM通信仿真系统的其它仿真参数如表1所示，则7种检测器的误码率随信噪比变化的曲线如图18所示。

实施例5

上述的一个MIMO-OFDM通信系统有8个发射机和8个接收机。每个发射机采用16进制正交幅度调制(16QAM)。MIMO-OFDM通信仿真系统的其它仿真参数如表1所示，则7种检测器的误码率随信噪比变化的曲线如图19所示。

实施例6

上述的一个MIMO-OFDM通信系统有8个发射机和8个接收机。每个发射机采用64进制正交幅度调制(64QAM)。MIMO-OFDM通信仿真系统的其它仿真参数如表1所示，则7种检测器的误码率随信噪比变化的曲线如图20所示。

Claims (5)

1.一种基于MIMO-OFDM的通信装置，包括多天线移动终端和多天线基站，其特征在于，所述的移动终端和基站都包括一个多天线发射装置和多天线接收装置；所述的发射装置包括二进制随机信息发生器、信息采集器、卷积编码器、信息分割器、交织器、调制器、串/并转换器、逆快速傅里叶变换器、加循环前缀及导频信号器和多天线发射器；所述的接收装置包括多天线信号接收器、信道估计器、滤出等效低通接收信号器、MIMO检测器、解调器、去交织器、再分割编码比特流器和维特比译码器；所述的二进制随机信息发生器、信息采集器、卷积编码器、信息分割器、交织器、调制器、串/并转换器、逆快速傅里叶变换器、加循环前缀及导频信号器和多天线发射器依次连接；所述的多天线信号接收器、信道估计器、滤出等效低通接收信号器、MIMO检测器、解调器、去交织器、再分割编码比特流器和维特比译码器依次连接。

2.根据权利要求1所述的一种基于MIMO-OFDM的通信装置，其特征在于，所述的二进制随机信息发生器用于产生类似于语音或多媒体信息的二进制随机信息；所述的信息采集器用于采集二进制随机信息；所述的卷积编码器用于将输入的信息变化成卷积码字；所述的信息分割器将编码信息分割并填充适当的“0”后，形成对应于OFDM符号的编码比特流；所述的交织器用于将编码比特流重新排序，使信息在信道传输时，出现的突发差错在时间上被扩散，而成为随机差错；所述的调制器用于将信息映射为适宜在信道中传输的符号；所述的串/并转换器用于将待传符号由串行传输转换为并行传输；所述的逆快速傅里叶变换器用于通过对并行待传符号进行逆快速傅里叶变换，而将一个频率选择性信道转换为一组平行的频率非选择性子信；所述的加循环前缀及导频信号器用于在每帧信号中增加一组导频信号序列和循环前缀；所述的多天线发射器用于发射用户信号；所述的多天线信号接收器接收来自不同天线的受到加性噪声恶化后的不同信号；所述的信道估计器估计信道特征参数；所述的滤出等效低通接收信号器从接收信号中提取等效低通接收信号；所述的MIMO检测器用于抑制因信号之间的相互影响而导致的多流干扰；所述的解调器用于将调制符号逆映射为编码比特；所述的去交织器用于将编码比特复原到交织前的顺序；所述的再分割编码比特流器用于将编码比特去除插入的“0”信息后，复原为卷积码字；所述的维特比译码器将卷积码字逆变换为待传信息的估计值。

3.一种基于MIMO-OFDM的通信方法，其步骤为：

(1)通过采样模块对所需发送的数据进行采样；

(2)通过由步骤(1)中采样得到的信息序列经过卷积编码器中的编码单元的冲激响应卷积得到卷积码字；

(3)通过信息分割器将编码后的卷积码字分割成对应于OFDM符号的编码比特流；交织器将编码比特流重新排序；调制器将交织后的编码比特映射成复星座信号序列；

(4)通过串/并转换器和逆快速傅里叶变换器将经过步骤(3)处理后串行的高速数据流转换为若干路并行的低速数据流；对其进行逆快速傅里叶变换后映射成OFDM符号；

(5)通过加循环前缀及导频信号器对步骤(4)处理后的每帧信号中增加一组导频信号序列和循环前缀，形成对应发射模块的多路数据流；

(6)通过发射模块将步骤(5)处理后的数据发往无线信道；接收模块接收发射模块发往无线信道的数据信号；

(7)通过信道估计模块对步骤(6)中接收到的数据去除循环前缀并提取导频信号，然后通过滤出等效低通接收信号器滤出等效的低通接收信号矩阵；

(8)通过MIMO检测器抑制步骤(7)得到的等效低通接收信号矩阵的不同信号矢量间相互影响而导致的多流干扰；

(9)通过解调器、去交织器、再分割编码比特流器，对经由步骤(8)处理后的得到的调制符号逆映射为编码比特、将编码比特复原到交织前的顺序、将编码比特去除插入的“0”信息，最后复原为卷积码字；

(10)通过维特比译码器将由步骤(9)处理后得到的卷积码字将逆变换为待传信息的估计值。

4.一种基于MIMO-OFDM的实验装置，其特征在于，包括多天线发射装置和多天线接收装置；所述的多天线发射装置包括“Bernoulli Binary”二进制随机信息发生器、“To sample”信息采集器、“indata”保存输入数据器、“Conv_encode”卷积编码器、“tx_round_ofdm_syms”信息分割器、“interleave”交织器、“tx_modulate”调制器、“S/P”串并转换器、“IFFT”逆快速傅里叶变换器、“Add cp and pre”加循环前缀及导频信号器和多天线发射器；所述的多天线接收装置包括多天线信号接收器、“remove cp and draw_tr”去循环前缀和提取导频信号器、“rx_estimate_channnel”信道估计器、“draw_data”滤出等效低通接收信号器、“Mimo_Detector”MIMO检测器、“demod”解调器、“deinterleaver”去交织器、“rx_round_ofdm_sym”再分割编码比特流器、“viterbi”维特比译码器和“outdata”输出数据模块；所述的二进制随机信息发生器、信息采集器、卷积编码器、信息分割器、交织器、调制器、串并转换器、逆快速傅里叶变换器、加循环前缀及导频信号器和发射器依次连接；所述的信号接收器、去循环前缀和提取导频信号器、信道估计器、滤出等效低通接收信号器、MIMO检测器、解调器、去交织器、再分割编码比特流器和维特比译码器依次连接。

5.根据权利要求4所述的一种基于MIMO-OFDM的实验装置，其特征在于，所述的二进制随机信息发生器用于产生类似于语音或多媒体信息的二进制随机信息；所述的信息采集器用于信息采集；所述的卷积编码器用于对采集到的信息进行卷积编码；所述的信息分割器将信号分割成对应于OFDM符号的编码比特流；所述的交织器用于改变编码比特的传输顺序；所述的调制器用于将信号调制成适宜在信道中传输的符号；所述的串/并转换器将待传符号由串行转换为并行；所述的逆快速傅里叶变换器用于对并行待传符号进行逆快速傅里叶变换；所述的加循环前缀及导频信号器在每帧信号中增加一组导频信号序列和循环前缀；所述的多天线发射器用于并行逐帧发射已调信号；所述的多天线信号接收器用于接收来自不同天线的受到加性噪声恶化后的不同信号；所述的信道估计器用于估计信道特征参数；所述的滤出等效低通接收信号器用于从接收信号中提取等效低通接收信号；所述的MIMO检测器用于抑制因信号之间的相互影响而导致的多流干扰；所述的解调器用于将调制符号逆映射为编码比特；所述的去交织器用于将编码比特复原到交织前的顺序；所述的再分割编码比特流器用于将编码比特去除插入的“0”信息后，复原为卷积码字；所述的维特比译码器用于将卷积码字逆变换为待传信息的估计值；所述的MIMO检测器内部嵌入为S函数构建的ZF次佳信号检测器、LLL_LR_I型迫零次佳信号检测器和LLL_LR_II型迫零次佳信号检测器、MMSE次佳信号检测器、LLL_LR_MMSE次佳信号检测器和SD次佳信号检测器和ICSD次佳信号检测器。