KR20060046458A - Ｄｃ-ｄｃ 부스트 변환기의 ｌｅｂ 한정을 회피하는전류복제 - Google Patents

Ｄｃ-ｄｃ 부스트 변환기의 ｌｅｂ 한정을 회피하는전류복제 Download PDF

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Abstract

DC-DC 부스트 변환기의 LEB 기간 한정을 회피하는 전류복제회로가 제공된다. DC-DC 부스트 변환기는 전류 피드백 제어를 채택한 스위치 제어기를 사용하여 인덕터와 다이오드를 통한 입력전압을 스위칭함으로써 출력전압을 조정하고, 인덕터에 연결된 스위치를 제어하는 펄스-폭 변조 (PWM) 신호를 공급한다. 전류복제회로에는 전류센서, 램프 발생기, 및 가산장치가 포함된다. 전류센서는 스위치가 오프되는 동안 인덕터를 통해 흐르는 전류를 샘플링하고, 스위치의 턴온 직전에 인덕터 전류를 나타내는 샘플전압을 공급한다. 램프 발생기는 스위치가 온 상태에 있는 동안, 인덕터의 전류증가를 복제한 램프전압을 공급한다. 가산장치는 스위치 제어기에 의해 제어되는 피드백 전류용으로 사용되는 복제전압을 발생케하기 위하여 샘플전압과 램프전압을 서로 합산한다.
펄스 폭 변조, 전류복제, 부스트, DC-DC 변환기, 상승 구간 진동, 램프전압, 피드백, LEB.

Description

ＤＣ-ＤＣ 부스트 변환기의 ＬＥＢ 한정을 회피하는 전류복제{CURRENT REPLICATION TO AVOID LEB RESTRICTION OF DC-DC BOOST CONVERTER}
본 발명의 이익, 특징, 및 장점들은 이하의 첨부도면들과 함께 본 상세한 설명을 통해서 더욱 확실하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 종래의 DC-DC 부스트 변환기의 단순구조도이다.
도 2는 스위치의 개방상태에서의 전류감지소자와 다이오드에서의 연속파형을 포함한, 도 1의 인덕터에서의 이상적인 전류파형을 나타내는 그래프이다.
도 3a와 도 3b들은, 기생 인덕턴스와 캐패시턴스의 결합으로 인한 진동현상 영향을 도시하는 것으로서, PWM 싸이클의 각 단계동안에서 도 1의 인덕터를 통과하는 전류의 보다 현실적인 모습(실제치)을 설명해 주는 그래프들이다.
도 4는 TLEB 기간한정을 극복한 본 발명의 실시예에 따라 구현된 DC-DC 부스트 변환기의 단순구조도이다.
도 5a는 스위치가 턴온된 경우에서의 도 4의 인덕터에 흐르는 전류의 생성과정을 나타내는 램프발생기에 관한 그래프이다.
도 5b는 스위치가 턴오프되고 턴온되기 바로 직전에서의 도 4의 인덕터와 다이오드에 흐르는 전류의 측정값 또는 샘플값을 나타내는 그래프이다.
도 5c는 도 5a의 램프전압과 도 5b의 샘플 인덕터 전류를 합산하고, 배수비가 임의적으로 곱해짐으로써 형성되는 스위치 경로 전류정보를 나타내는 감지전압들과 합산을 나타내는 그래프이다.
도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 도 4의 DC-DC 부스트 변환기에서 측정전류의 샘플을 보존하는 것과 관련된 타이밍과 다이오드를 통해 흐르는 전류에 관하여 더욱 상세하게 설명해주는 상세 구조도 및 블럭도이다.
본 출원은 2004년 6월 16일에 출원된 영국특허출원 제0413494.6호의 이익을 주장하는 것으로서, 그 취지와 목적 모두가 참조로서 본 명세서에 병합되고 있다.
본 발명은 전류 피드백을 채택한 DC-DC 변환기에 관한 것으로서, 더 상세하게는, 듀티 싸이클 한정을 제거하기 위하여 DC-DC 부스트 변환기의 상승 구간 소거(leading edge blanking; LEB) 기간을 제거하는 전류복제회로에 관한 것이다.
종래의 DC-DC 부스트 변환기는 인덕터와 다이오드를 통과하는 전류를 스위칭함으로써 입력전압을 보다 크게 조정하여 출력전압으로 변환시킨다. 여기서, 스위칭은, 일반적으로, 펄스-폭 변조(PWM) 제어신호에 의해 제어되는 게이트를 갖는 금속-산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET)와 같은 전자스위치에 의해 수행된다. MOSFET의 드레인 및 소스경로는 인덕터/다이오드 접합과 접지 등의 공통노드에 연결된 감지 저항기와의 사이에 연결된다. 스위치 제어기는 전압 피드백 신호를 통 하여 출력전압을 감시하고, 감지 저항기의 전압을 통하여 인덕터 전류를 감시하며, 그리고 본 발명의 당업자에게 잘 알려져 있듯이, 이들과 기타 정보를 이용하여 PWM 제어신호를 생성한다.
동작에 대해 설명하면, 스위치 제어기는 인덕터와 감지 저항기에 걸친 입력전압을 효과적으로 위치시키는 각각의 PWM 싸이클의 제 1 단계를 개시하기 위하여 스위치를 단락시킨다(예를 들어, MOSFET를 턴온시킨다). 인덕터 전류를 나타내는 것으로서의 감지 저항기에 걸친 전압은 시간이 경과함에 따라 선형적으로 상승하고, 이 감지 전압은 각각의 PWM 싸이클의 제 1 단계 구간동안 스위치 제어기에 의하여 모니터링된다. 그리고, 각 PWM 싸이클의 제 2 단계를 개시하기 위하여, 언제 다시 전자스위치를 턴오프시킬 것인지를, 적어도 부분적으로, 결정하도록 하기 위하여 피드백 전류 감지신호를 기준전압과 비교한다. 스위치가 턴오프되면(오픈상태), 축적증가된 인덕터 전류는 다이오드를 순방향으로 바이어스시키고 출력 콘덴서로 흐르게 됨으로써 출력전압을 생성케한다. 이런 동작들은 매 PWM 싸이클마다 이런 식으로 반복된다. 여기서의 변환기는, DC 출력전압이 DC 입력전압보다 크기때문에 "부스트" 변환기로서 알려져 있다.
이러한 종래의 DC-DC 부스트 변환기의 특징적인 문제점은 스위치가 턴온(또는 단락상태)되었을 때에 상승-구간 진동이 인덕터 전류상에서 발생한다는 것이다. 배선 인덕턴스와 감지 저항성분이 집합적으로 결합된 스위치의 기생 캐패시턴스는 탱크 회로를 형성하는데, 이 탱크 회로는 스위치가 턴온될 때마다 감지전압이 진동(예를 들어, 상쇄 정형파 진동)하는 결과를 야기시킨다. 따라서 스위치 제어기는 전류감지전압의 초기 진동을 간과시키기 위하여 상승 구간 소거(LEB) 기간을 채택한다. 구체적으로, 각 PWM 싸이클의 시작부분에서의 조기 종료를 방지하기 위하여, TLEB 기간이 초기 진동을 간과시키는데 사용된다. 하지만, TLEB 기간은 부스트 변환기의 최소 듀티 싸이클을 한정시키고, 따라서 주어진 입력전압에 대한 출력전압범위를 한정시킨다. 예를 들어, TLEB 기간은, 피드백 제어용의 진동신호를 사용한 결과로 발생가능한 감쇄현상을 회피하도록 하면서, 출력전압이 입력전압에 근접하지 않도록 낮은 듀티 싸이클의 사용을 막게 한다.
역사적으로, 이러한 문제점은 DC-DC 변환기와 조정기의 양 조합에 의해 해결되어 왔었다. 그러나, 상기 해결책에는 전력소모와 많은 수의 구성요소의 필요라는 점에서 비능률적이라는 본래적인 단점을 갖고 있다. 따라서, 진동신호에 기초된 조정을 회피하면서 출력전압이 입력전압레벨에 상당히 근접하도록 해주는 능률적인 DC-DC 부스트 변환기가 제공되는 것이 바람직하다.
본 발명의 일 실시예에 따른 전류복제회로는 DC-DC 부스트 변환기의 LEB 구간 한정을 회피하게 해준다. DC-DC 부스트 변환기는, 전류 피드백 제어를 채택한 스위치 제어기를 사용하여 인덕터와 다이오드에 걸친 입력전압을 스위칭하고, 펄스-폭 변조(PWM) 신호를 공급하여 인덕터에 연결된 스위치를 제어함으로써 출력전압을 조정한다. 전류복제회로에는, 전류센서, 램프 발생기, 및 가산장치가 포함된다. 전류센서는 스위치가 오프되는 동안에 인덕터를 통해 흐르는 전류를 샘플링하고, 스위치가 턴온되기 바로 전에 인덕터 전류를 나타내는 샘플전압을 공급한다. 램프 발생기는 스위치가 온 상태에 있는 동안에 인덕터의 전류증가를 본 뜬 램프 전압을 공급한다. 가산장치는 샘플전압을 램프전압에 가산하여 스위치 제어기에 의한 피드백 전류 제어용으로 사용되는 복제전압을 생성한다.
이 방법에서, 인덕터를 통과함으로써 기생 인덕턴스 및 캐패시턴스에 의해 진동이 발생되어 나타나는 실제의 전류를 감지하는 것이 아닌, 인덕터를 통과하는 전류는 복제되고, 이 복제된 전류가 전류 피드백 제어용으로 사용된다. 입력전압이 인덕터에 인가되어 인덕터에 전류 축적증가를 일으키는 구간인 각 PWM 싸이클의 제 1 단계는 미성숙 종료됨으로써, LEB 구간 한정으로 인하여 발생한 이전의 방법에서 보다 듀티 싸이클이 상당히 감소되도록 해준다. 차례로, 출력전압은 입력전압에 상당히 근접한 레벨이 되도록 제어될 수가 있게 된다.
여기서, 실시예는 몇가지 변형되어 구현될 수 있다. 전류센서는 스위칭 이전에 인덕터를 통과하는 전류를 샘플링하고 스위칭 이후에 샘플전압을 보존하는 샘플 및 보존장치가 될 수 있다. 일개의 실시예에서는, 전류거울회로가 다이오드에 연결되어 다이오드를 통하여 흐르는 전류를 나타내는 거울전류를 공급한다. 이 경우, 샘플 및 보존장치가 전류거울회로에 연결되어 샘플전압으로서 전류거울의 샘플값을 보존한다. 스위치 제어기는 PWM 신호를 제공하는 버퍼에 임시 PWM 신호를 제공한다. 일반적으로 버퍼는 PWM 신호를 임시 PWM 신호측에 대하여 한 타임 늦추게한다. 그리고, 스위칭 이전에 샘플 전압이 취해지도록 임시 PWM 신호는 샘플 및 보존회로를 제어하는데에 공급된다. 램프 발생기는, 인덕터의 인덕턴스에 의해 나누어진 입 력전압을 기초로 인덕터 전류의 축적증가를 합성하도록 구성된다. 또한, 스위치에 연결된 감지 저항기상에서 이전에 발생되고 실제의 인덕터 전류를 나타내는 전압감지신호를 본 뜨거나 또는 이를 복제하기 위하여, 이득블럭이 제공되어 복제전압에 배수비가 곱해진다.
본 발명의 일 실시예에 따른 DC-DC 변환기에는, 공통노드에 대한 입력전압을 수신하는 제 1 측단부를 갖는 인덕터, 인덕터의 제 2 측단부에 연결된 애노드를 갖는 다이오드, 다이오드의 캐소드와 공통노드사이에 연결되고 출력전압을 발생케하는 콘덴서, 인덕터의 제 2 측단부와 공통노드사이에 연결된 제어전류경로와 이 전류경로를 작동 또는 불능시키는데에 사용되는 제어입력을 갖는 스위치장치, 전류감지신호를 수신하는 입력과 PWM 제어신호를 스위치장치의 제어입력에 제공하는 출력을 갖는 스위치 제어기, 스위치가 턴온된 상태에서 인덕터에 흐르는 전류증가를 본 뜬 기울기를 갖는 램프 발생기, 스위치장치가 오프될 때와 턴온될 때의 바로 직전에서의 다이오드를 통해 흐르는 전류레벨을 나타내는 전류샘플신호를 공급하는 전류센서, 및 전류감지신호용으로 사용되는 복제신호를 공급하기 위하여 램프와 전류샘플신호 양자를 가산하는 가산장치들이 포함된다.
여기서, 실시예는 몇가지 변형되어 구현될 수 있다. 스위치장치는 금속-산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET) 또는 이와 다른 종류의 적당한 전자스위칭소자가 된다. 전류센서는 전류를 샘플링하고 샘플전류를 나타내는 전류샘플신호로서의 샘플전압을 보존하는 샘플 및 보존장치가 될 수 있다. 전류거울회로가 다이오드에 연결되어 거울전류를 공급하며, 이 경우, 전류센서는, 전류거울회로에 연결되 고, 거울전류를 샘플링하고 샘플링된 전류를 나타내는 전류샘플신호로서의 샘플전압을 보존하는 샘플 및 보존장치가 된다. 스위치 제어기에는 임시 PWM 신호를 수신하는 입력과 PWM 제어신호를 제공하는 출력을 갖는 버퍼가 포함된다. 임시 PWM 신호는 샘플 및 보존회로에 제공되며, 샘플 및 보존회로는 임시 PWM 신호에 응답한다. 또한, 전류감지신호를 생성하기 위하여 복제신호에 배수비가 곱해지도록 이득블럭이 제공된다.
본 발명의 실시예에 따른 DC-DC 부스트 변환기의 LEB 구간 한정의 제거방법은 PWM 듀티 싸이클을 감소시켜주며, 출력전압은 LEB 구간 한정으로 인하여 이전의 방법에서 발생한 것보다 입력전압에 상당히 근접해진다. 본 방법에는 스위치가 개방된 상태와 스위치가 단락된 상태 직전에서의 인덕터 전류레벨을 판단하여 대응 전류레벨의 신호를 공급하는 단계와, 스위치가 단락된 상태에서의 인덕터의 전류증가를 합성하여 대응 램프신호를 공급하는 단계, 및 샘플제어기에 제공되는 전류 피드백 감지신호를 생성하도록 전류레벨신호와 램프신호를 함께 가산하는 단계가 포함된다.
본 방법에는 임시 PWM 신호를 생성하고, PWM 제어신호를 공급하기 위하여 이 임시 PWM 신호를 버퍼링해두는 단계가 포함된다. 본 발명에는 임시 PWM 신호에 대한 응답으로 전류를 샘플링하고 전류샘플을 보존하는 단계가 포함된다. 샘플 및 보존하는 단계에는 샘플링된 전류를 전압샘플로 변환시키는 단계가 포함된다. 임시 PWM 신호를 버퍼링하는 단계에는 스위칭 이전에 PWM 제어신호를 지연시켜 샘플링을 확보하는 단계가 포함된다. 본 발명에는 입력전압과 인덕터의 인덕턴스를 기초로 램프신호를 생성하는 단계가 포함된다.
이후의 상세한 설명은 본 발명의 당업자라면 본 특정 출원내용 및 필수서류들의 내용에서 제공된 본 발명을 실시하고 사용할 수 있도록 제공되는 것이다. 하지만, 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 다양한 변형들은 본 발명의 당업자에게는 자명하게 떠오를 것이며, 본 명세서내에서 나타난 주요 원리들은 이와 다른 실시예들에도 적용될 수 있을 것이다. 그러므로, 본 발명은 본 명세서내에서 설명되고 도시된 특정의 실시예들로만 국한되는 것이 아니라, 여기서 공개된 발명 원리와 신규한 발명특징에 부합하는 가장 넓은 범위로 일치되어야만 한다.
도 1은 종래의 DC-DC 부스트 변환기(100)의 단순구조도이다. 공통노드(COM)(예를 들어, 접지 또는 "파워접지")에 대하여 측정된 입력전압(VIN)이, MOSFET 스위치(S1)의 드레인과 다이오드(D1)의 애노드에 연결된 타측단을 갖는 인덕터(L)의 일측단에 인가된다. 스위치(S1)는 MOSFET로서 도시되고 있지만, 이와 다른 종류의 전자스위치가 고려될 수도 있다. 일반적으로, 스위치(S1)에는 제어입력(예를 들어, 게이트)과 이 제어입력에 의해 제어되는 전류경로(예로서, 드레인-소스)가 마련된다. 또한, 제어가능 SPST (Single-Pole, Single-Throw) 기능을 수행하는 임의 종류의 장치가 고려될 수도 있다. 스위치(S1)의 소스는 COM에 연결되는 타측단을 갖는 감지 저항기(RS)의 일측단에 연결된다. 전류 감지 저항기(RS)를 통해 흐르는 전류는 I(RS)로서 도시된다. 전류 감지 저항기(RS)는 스위치(S1)의 소스에서 감지전압(VS)를 발생케 하고, 이 감지전압(VS)은 스위치 제어기(101)로 공급된다. 스위치 제어기(101)는 펄스-폭 변조(PWM) 제어 신호를 스위치(S1)의 게이트에 공급해 준다. 다이오드(D1)의 캐소드는, 출력전압(VOUT)이 발생하는 출력노드에서 저항기(R2)의 일측단과 콘덴서(C1)의 일측단에 연결된다. 다이오드(D1)를 통해 흐르는 전류는 I(D1)으로서 도시된다. 콘덴서(C1)의 타측단은 COM에 연결되며, 저항기(R2)의 타측단은 COM에 연결된 타측단을 갖는 저항기(R1)의 일측단에 연결된다. 직렬 연결된 저항기들(R1, R2)사이의 연결점에서는 출력전압 피드백 신호(VFB)가 발생되며, 이것은 스위치 제어기(101)로 피드백된다. 부스트 변환기(100)에 있어서, 출력전압(VOUT)은 입력전압(VIN)보다 훨씬 크다.
도 2는 스위치(S1)가 턴온(단락)된 상태에서의 전류감지저항기(RS)의 전류(즉, I(RS))의 연속파형과 스위치(S1)가 턴오프(개방)된 상태에서의 다이오드(D1)에서의 전류(즉, I(D1))의 연속파형을 포함한, 부스트 변환기(100)의 인덕터(L)의 이상적인 전류파형(I인덕터 으로 나타남)을 나타내는 그래프이다. 전류값에서의 첨자들은 정수값으로서 연속적인 PWM 싸이클 번호를 나타낸다. 구체적으로, 제 1 PWM 싸이클 "n"은 t1에서 t2까지의 이상적인 전류(I(RS)n)로 나타나는 제 1 단계를 개시하는 시간 t1에서 시작하고, 그 다음으로, 이상적인 전류(I(D1)n)로 나타나는 t2에서 t3까지의 PWM 싸이클의 제 2 단계가 뒤를 잇는다. 그리고, 다음 번의 PWM 싸이클 "n+1"은 이상적인 전류(I(RS)n+1)로 나타나는 t3에서 시작되는 식으로 진행된다. 종래의 동작에 있어서, 스위치 제어기(101)는 VFB와 VS신호들을 모니터링하여 VOUT을 소정의 전압레벨로 조정하도록 또는 이와 달리, 인덕터 전류를 최소 및 최대값(예 로서, 각각 I1과 I2)에 오도록, PWM신호를 토글하여 스위치(S1)를 턴온/턴오프시켰다. 비록 도시되고 있지는 않지만, 스위치 제어기(101)에는, 본 발명의 당업자에 의해 자명한 기술사항으로서, 예를 들어, VOUT를 조정하는 루프를 제어하기 위하여 PWM 신호를 발생케하는 트랜스컨덕턴스(gm)단들 및/또는 가산 증폭기, 전류경사 보상신호(예로서, 삼각 또는 톱니파 등의) 발생기 등과 같은 것들이 포함되는 피드백 감지 및 제어 회로군 또는 논리군들이 포함된다.
스위치(S1)가 시간 t1에서 턴온되어 드레인과 소스가 사실상 모두 연결되면, 입력전압(VIN)이 인덕터(L)와 비교적 작은-값의 저항기(RS)에 걸쳐 사실상 나타나게 된다. 이 PWM 싸이클의 제 1 단계동안, 인덕터(L)에 흐르는 이상적인 전류는 I(RS)n 로서 나타난 바와 같이 낮은 값(I1)에서부터 높은 값(I2)까지 선형적으로 증가한다. 스위치(S1)가 턴오프되어 인덕터(L)와 저항기(RS)가 사실상 비접속되면, 인덕터(L)에 생성된 에너지는 이상적인 전류 I(D1)n 를 다이오드(D1)를 통해 흐르게 하여 출력콘덴서(C1)를 충전시키고 출력전압(VOUT)을 발생케 해준다. 전류 I(D1)n 는 시간 t2에서의 I2로부터 시간 t3의 I1으로 복귀하여 선형적으로 감소하는데, 시간 t3에서 스위치(S1)은 다시 턴온되어 다음의 PWM 싸이클 n+1이 개시된다.
도 3a 및 3b들은, 기생 인덕턴스와 캐패시턴스의 결합으로 인한 진동영향을 도시하는 것으로서, PWM 싸이클의 각 단계동안에 인덕터를 통과하는 전류의 보다 현실적인 모습(실제치)을 설명해 주는 그래프들이다. 도 3a는 시간 t1에서 시간 t2사이의 전압 VS, 또는 I(RS)n 을 나타내는 VSn 에 관한 그래프이다. 저/고전압레벨 (V1, V2)들은 각각 저/고전류레벨(I1, I2)을 나타내는 것으로 도시되고 있다. MOSFET 스위치(S1)에는 상당한 양의 기생 캐패시턴스가 내재되어 있으며, 이것은 회로의 기생 인덕턴스(예를 들어, 도전성 트레이스, 칩 핀 연결, 등)와 저항성분(예를 들어, RS와 이와 다른 트래이 저항)과 결합하여 진동 탱크회로를 형성한다. 스위치(S1)이 시간 t1에서 턴온되어 n번째 PWM 싸이클이 개시되면, 301에서 도시된 것 처럼 시간 t1이후에, 상승 구간 진동(예를 들어, 감쇠 정현파형)이 VSn 상에서 발생된다. 그리고, 예를 들어, 진동은 V2(I2를 나타냄)를 초과하는 초기 하이 피크값(302)을 갖는데, 만약 이렇지 않으면 피드백 신호로서 직접 사용되는 경우 PWM 싸이클의 제 1 단계는 미성숙 종료되었을 것임을 주지한다. 부스트 변환기(100)를 포함하여 전류 피드백을 채택한 DC-DC 변환기는, 전형적으로 상승 구간 소거(LEB) 구간, 즉 TLEB 를 채택하고 있는데, 이것은 피드백 루프의 교란동작에서 이와 같은 진동현상의 영향을 막아준다. TLEB 구간은 이러한 진동이 소진되어 간과될 정도에 이르기까지의 충분한 구간으로 임의적으로 설정됨으로써 각 PWM 싸이클의 시작에서 미성숙 종료를 막아준다.
PWM 싸이클의 제 1 단계의 미성숙 종료를 막는데 사용되는 TLEB 구간은 부스트 변환기(100)의 최소 듀티 싸이클을 한정시키고, 따라서 주어진 입력전압에 대한 출력 전압범위를 한정시킨다. 부스트 변환기(100)에서, 예를 들어, TLEB 구간의 사용으로 인하여 매우 낮은 듀티 싸이클이 수행되지 않도록 함으로써 출력전압(VOUT) 은 VIN 보다 훨씬 커지도록 된다. 스위치 제어기(101)에는 내부 비교기 등(미도시)이 포함되는데, 이것은 VS 전압을 기준값과 비교하여 언제 인덕터 전류가 소정의 하이(또는 최대) 레벨에 도달하는지를 판단한다. 구성에 있어서, 시간 t2에서 t1, 즉 t2 - t1의 시간차를 줄여서 시간 t2를 보다 더 빨리 발생케함으로써 PWM 제어신호의 듀티 싸이클을 줄이는 것이 바람직하다. PWM 듀티 싸이클에서의 감소는, 차례로, 출력전압(VOUT)의 레벨을 감소시켜서 출력전압이 VIN의 레벨과 근접해지도록 해준다. 하지만, VS 신호의 진동(301)을 회피하기 위하여 채택된 TLEB 구간은 PWM 듀티 싸이클상에서의 인위적 최소한계를 강요시킨다. TLEB 구간이 만료되는 시점에, VS 전압은 VOUT이 VIN에 비해 훨씬 커지도록 인위적으로 강요되므로 소망하는 목표치 레벨보다 훨씬 커진다.
역사적으로, 이러한 문제점은 DC-DC 변환기와 조정기의 양자의 조합에 의해 해결되었다. 그러나, 상기 해결책에는 전력소모와 많은 수의 구성요소의 필요라는 점에서 비능률적인 본래의 단점을 갖고 있다.
도 3b는 시간 t2에서 t3사이의 다이오드 전류 I(D1), 즉, I(D1)n 의 그래프이다. 상술한 구성에서, 스위치(S1)이 턴오프될 때의 시간 t2에서 시작하는 I(D1) 전류의 진동(303)은 제어용으로 모니터링되지 않기 때문에 덜 문제화되고, 따라서 본 발명의 목적에서는 간과된다. 하지만, 전류 I(D1)n 은 305에서 도시된 것 처럼 시간 t3 직전의 PWM 싸이클의 제 2 단계의 끝부분에서는 비교적 안정적임을 유념한다.
도 4는 TLEB 구간한정을 극복한 본 발명의 실시예에 따라 구현된 DC-DC 부스트 변환기(400)의 단순구조도이다. 부스트 변환기(400)는 부스트 변환기(100)와 유사구성을 가지고 있으며, 이러한 유사구성은 동일 참조부호로서 나타난다. 감지 저항기(RS)는 불필요하므로 제거되며 따라서 스위치(S1)의 소스가 COM에 직접 연결된다. 전류감지장치(401)는 인덕터(L)와 다이오드(D1)사이의 전류경로에서 연결되어 다이오드 전류 I(D1)을 감지하고, 대응하는 감지전압(VSH)을 발생케한다. 상술한 구체적인 실시예에서, 전류감지장치(401)는 소정의 시간에서 전류 I(D1)을 샘플링하고 전류 I(D1)의 스냅샵을 나타내는 대응 샘플 전압(VSH)을 제공하는 샘플 및 보존(SH)장치가 된다. 일 실시예에서, I(D1) 전류가 로우 레벨(I1)로 떨어지고, 다음번의 PWM 싸이클을 다시 시작하기 위하여 스위치(S1)가 턴온되는 바로 직전에(예를 들어, 시간 t1, t3 등), 전류감지장치(401)는 연속적으로 전류 I(D1)을 샘플링하고, 샘플링된 값을 보존한다. 따라서, 전류는 도 3b의 305에서 도시된 것처럼, 각 PWM 싸이클의 맨 끝구간에서 샘플링된다.
PWM 신호가 스위치(S1)을 턴온시키는 적정레벨로 되기 직전에, VSH 샘플이 취해지도록 스위치 제어기(101)로부터의 PWM 신호가 전류감지장치(401)에 제공되는 것이 도시된다. 진동현상(301)의 영향을 회피하도록 하기 위하여 스위치(S1)가 사실상 턴온되기 바로 직전에 샘플이 취해지도록 하는 것이 바람직하다. 만약 PWM 신호가 사용되면, 전류감지장치(401)는 스위치(S1)가 턴온되기 전에 샘플값을 보존하도록 구성된다. 실제상의 구현에 있어서, 스위치(S1)가 사실상 턴온되기 전에 샘플 값을 보전하도록 다른 또는 임시 PWM 신호가 전류감지장치(401)에 제공되어 스위칭 이전에 PWM 싸이클의 끝 구간에서 샘플이 취해지는 것이 확보된다. 전류감지장치(401)에 흐르고, 샘플이 스위치(S1)의 가동 이전에 취해지는 것이 확보되도록 하기 위하여 스위치(S1)를 제어하는 PWM 신호를 지연시키는 것이 가능하다. 하지만, 이것은 전류감지장치(401)에 스위치(S1)의 게이트를 구동하는데 충족시킬 버퍼회로군 등이 포함될 것을 요구할 것이다. 일 실시예에서, 이하에서 더욱 상세하게 설명하겠지만, PPWM(도 6)으로 기재된 임시 PWM 신호가 전류감지장치(401)에 공급되어 스위칭 이전에 샘플링이 되도록 확보된다. 전류감지장치(401)를 구현하는 데에 있어서, 많은 다른 선택적인 실시예들이 도출될 수 있을 것이다.
또한, 부스트 변환기(400)에는, 스위치(S1)가 턴온되는 동안 인덕터(L)에서의 전류의 생성 또는 상승을 나타내는 램프전압(VR)을 생성하는 램프 발생기(403)가 포함되며, 이것은 나중에 상세하게 설명한다. VR과 VSH신호들은 출력쪽에 제공되는 복제전압신호(VREP)를 발생케하기 위하여 이 전압신호들을 모두 가산하는 가산장치(405)의 각 입력에 공급된다. VREP신호는 승산기 또는 이득블럭(407)에 공급되며, 이 승산기는 VREP신호에 배수비 "k"를 곱하여 전류피드백 감지신호 VS' = k*VREP(여기서, *는 곱셈을 표시한다)를 출력한다. VS신호를 대신하여 전류피드백 감지신호(VS')가 스위치 제어기(101)에 공급된다. 배수비 "k"는 일반적으로 1 보다는 작으며, 스위치(S1)가 턴온되는 동안에 감지 저항기(RS)에 걸친 감지전압과 스위치(S1)를 통해 흐르는 전류를 나타내는 것과 같은 VS신호의 전압레벨로 VREP신호를 변환시켜준다.
도 5a - 5c들은 각각, 램프전압(VR), 샘플 및 보존전압(VSH), 및 가산/크기조정 전압들(VREP/VS')에 관한 그래프이다. 도 5a는 스위치가 턴온된 경우에서 인덕터에 흐르는 전류의 축적증가를 나타내는 것으로서 램프 발생기(403)에 의해 발생된 램프전압(VR)을 도시한다. 일 실시예에서, 램프 발생기(403) 등의 회로블럭은 VIN을 모니터링하고, 인덕터의 인덕턴스값(예로, 인덕턴스 = L)은 알려져 있으므로, VIN/L(여기서, '/'은 나눗셈 기호를 의미한다)과 동일하거나 또는 이와 달리 비례하는 VR을 생성한다. 도시된 바와 같이, VR은 시간 t1과 t2사이에서의 전류 I(RS)의 상승을 본 뜬 것으로서, 시간 t1과 t2사이에서 0부터 선형적으로 상승한다. 도 5b는 시간 t1 바로 직전에 샘플링된 인덕터(L)에서의 측정전류를 나타내는 VSH를 도시하며, 이것은 또한 스위치(S1)가 오프되고 인덕터(L)와 다이오드(D1)가 직렬로 연결되기 때문에, 다이오드(D1)를 통해 흐르는 전류와 등가이다. 도시된 바와 같이, VSH는 소정의 전압레벨로 대략 시간 t1에서 샘플링된 것이며 t1에서 t2까지 일정하게 유지한다. 도 5c는 가산장치(405)의 출력에서의 VREP을 도시한다. VSH는 스위치(S1)가 턴온되기 직전의 다이오드(D1)의 초기전류 I(D1)를 나타내는 전압이고, VR은 스위치(S1)가 턴온된 후의 인덕터(L)의 전류 축적증가를 나타내기 때문에, VREP은 n번째 PWM 싸이클에서 시간 t1과 t2사이에서 턴온되었을 때에 스위치(S1)를 통해 흐르는 전류를 나타내는 전압이 된다. 이런 동작들은 매 PWM 싸이클마다 이런 식으로 반복된다. VREP은 도 5c에 도시된 것처럼, VS'를 발생케하기 위하여 배수비 "k"만큼 크기조정되는데, 이것은 시간 t1과 t2사이에서 감지 저항기(RS)에 걸쳐 이전에 발생된 전압을 본 뜬 것이다.
도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 DC-DC 부스트 변환기(400)에서 측정전류의 샘플을 보존하는 것과 관련된 타이밍과 다이오드를 통해 흐르는 전류에 관하여 더욱 상세하게 설명해주는 상세 구조도 및 블럭도이다. 전류거울회로(601)는 다이오드(D1)에 걸쳐서 연결되고, 샘플링된 전류 I(D1)를 적절하게 크기변경하여 전류감지장치(401)로 공급해준다. 이 경우, 전류감지장치(401)는 임시 PWM 신호, 즉 PPWM 신호가 다음번의 PWM 싸이클을 초기화할 때, 연속적으로 I(D1)을 샘플링하고 그런 다음 이 출력에서 샘플된 값을 VSH신호로서 보존하는 샘플 및 보존장치가 된다. 스위치 제어기(101)에는 D-형 플립플롭(603)등의 래치 또는 플립-플롭장치 등이 포함되는데, 이것은 내부 피드백 제어회로군(미도시)이 다음번의 PWM 싸이클을 시작할 것을 결정할 때에 PPWM 신호를 출력한다. PPWM신호는 스위치(S1)의 게이트를 구동하는데 직접 사용되지는 않는 디지털 또는 이진신호 등이다. 대신에, PPWM 신호는 스위치(S1)의 게이트에 PWM 신호를 출력하는 버퍼장치(605)를 통해서 버퍼링된다. 일 실시예에서, 버퍼장치(605)에는 PWM 신호를 적정 파워레벨로 부스트시키기 위하여 또는 스위치(S1)의 게이트를 구동시키는 용량을 구동시키기 위한 다중연결된 버퍼들 또는 인버터 등이 포함된다. 버퍼장치(605)는 몇 나노초(ns) 등의 지연시간을 삽입하여, PPWM 신호는 PWM 신호 이전에 출현하도록 한다. 이러한 방법으로, 전류감지장치(401)는 PWM 신호가 스위치(S1)를 턴온하기 직전에 PPWM 신호를 수신하여 I(D1) 신호의 샘플을 VSH 신호로서 출력한다. 스위칭을 제어하기 위한 샘플링 및 약간 지연화된 PWM 신호를 제어하는 PPWM 신호의 사용은 스위칭 이전에 샘플링되는 것을 확보해준다.
DC-DC 부스트 변환기(400)는 피드백 루프 제어용의 스위칭경로에서 전류 ((RS)를 사용하는 것 대신에, 다이오드(D1)를 통해 흐르는 전류 ((D1)를 모니터링하고 또는 이와 달리 샘플링하며, 재합성하기 위하여 인덕터(L)를 통해 흐르는 전류의 생성을 기생 인덕턴스와 캐패시턴스에 의해 야기되는 진동현상 노이즈없이 복제하거나 또는 스위칭장치를 통해 흐르는 인덕터 전류증가를 본 뜨는 새로운 해결책을 수행한다. 전류피드백 정보의 진동이 피드백 제어용으로 회피되기 때문에, PWM 듀티 싸이클의 TLEB 구간한정은 극복되고 그 결과 부스트 변환기(400)는 매우 낮은 듀티 싸이클로 동작될 수 있다. 구체적으로, 각 PWM 싸이클의 제 1 단계는 VS' 신호를 기초로 종료되는데, 이것은 일반적인 TLEB 구간의 만료 이전의 임의의 시간에서 발생될 수 있으므로, PWM 듀티 싸이클이 감소되게 해준다. 종래의 DC-DC 부스트 변환기와는 달리, 낮은 듀티 싸이클은 출력전압(VOUT)이 입력전압(VIN)의 레벨에 도달되도록 해준다.
전력손실의 감소에 의한 효율을 증대시키기 위하여 감지 저항기(RS)은 선택사항으로 제거될 수 있다. 램프 발생기(403), 가산장치(405) 및 이득블럭(407)은 스위치 제어기(101)내에서 구현된다. 하지만, 스위치 제어기(101) 외부에 마련된 추가장치들은 스위치 제어기(101)를 원래모습대로 유지되도록 해준다. 만약 (스위치 제어기(101) 또는 VR과 VSH 전압의 사전-크기조정 또는 직접 크기조정 등의 구성에 의해) 적절하게 크기조정된다면, VS' 이외에 VREP 전압이 직접 사용될 수도 있다. DC-DC 부스트 변환기(400)의 부분은 공통제어칩 또는 집적회로(IC)로 구현될 수 있다. 일 실시예에서, 예를 들어, 스위치 제어기(101), 스위치(S1), 전류감지장치(401), 램프 발생기(403), 가산장치(405), 이득블럭(407), 전류거울회로(601) 및 다이오드(D1)는 공통제어칩상으로 집적화된다. 플립-플롭, 버퍼, 램프 발생기, 가산장치, 샘플 및 보존회로, 및 전류거울회로들은 IC상에서 쉽게 수행되는 공통장치이기 때문에 상기 구성은 특히 이롭다.
비록, 본 발명은 특정의 실시모습을 참조하여 상당히 자세하게 설명되었지만, 이와 다른 실시모습과 변형들도 얼마든지 가능하다. 당업자라면 첨부된 청구항들에 의해 정의된 본 발명의 사상과 범위를 일탈하는 것 없이, 본 발명과 동일한 목적을 제공하는 이와 다른 구성을 설계하고 개조하는 기초로서 본 공개된 발명사상과 특정 실시예들을 쉽게 활용할 수 있을 것이다.
각 PWM 싸이클의 제 1 단계는 VS' 신호를 기초로 종료되는데, 이것은 일반적인 TLEB 구간의 만료 이전의 임의의 시간에서 발생될 수 있으므로, PWM 듀티 싸이클이 감소되게 해준다. 종래의 DC-DC 부스트 변환기와는 달리, 낮은 듀티 싸이클은 출력전압(VOUT)이 입력전압(VIN)의 레벨에 도달되도록 해준다.

Claims (18)

  1. 전류 피드백 제어를 채택한 스위치 제어기를 사용하여 인덕터와 다이오드를 통하여 입력전압을 스위칭함으로써 출력전압을 조정하고, 인덕터에 연결된 스위치를 제어하는 펄스-폭 변조 (PWM) 신호를 공급하는 DC-DC 부스트 변환기에 있어서, 상승 구간 소거(LEB) 기간 한정을 회피하기 위한 상기 DC-DC 부스트 변환기에서의 전류복제회로로서, 상기 전류복제회로에는:
    상기 스위치가 오프되는 동안 상기 인덕터를 통해 흐르는 전류를 샘플링하고, 상기 스위치의 턴온 직전에 인덕터 전류를 나타내는 샘플전압을 제공하는 전류센서;
    상기 스위치가 온 상태에 있는 동안, 상기 인덕터의 전류증가를 복제하는 램프전압을 공급하는 램프 발생기: 및
    상기 스위치 제어기에 의해 제어되는 피드백 전류용으로 사용되는 복제전압을 발생케하기 위하여 상기 샘플전압과 상기 램프전압을 서로 합산하는 가산장치가 포함되는 것을 특징으로 하는 전류복제회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 전류센서는 스위칭 이전에 상기 인덕터를 통해 흐르는 상기 전류를 샘플링하고, 상기 스위치의 스위칭 이후에 상기 샘플전압을 보존하는 샘플 및 보존장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류복제회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 다이오드에 연결되고, 상기 다이오드를 통해 흐르는 전류를 나타내는 거울전류를 공급하는 전류거울회로;
    상기 전류거울회로에 연결되고, 상기 샘플전압으로서 상기 거울전류의 샘플값을 샘플링하고 보존하는 상기 샘플 및 보존장치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류복제회로.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 스위치 제어기는 임시 PWM 신호를 공급하고, 버퍼는 상기 임시 PWM 신호를 수신하여 PWM 신호를 공급하며, 상기 샘플 및 보존장치는 상기 임시 PWM 신호를에 대한 응답으로 상기 샘플전압을 보존하는 것을 특징으로 하는 전류복제회로.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 램프 발생기는 상기 인덕터의 인덕턴스에 의해 나눠진 상기 입력전압을 기초로 상기 램프전압을 발생케하는 것을 특징으로 하는 전류복제회로.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 복제전압에 배수비를 곱하고, 전압감지신호를 전류 피드백 제어용의 상기 스위치 제어기로 공급하는 이득블럭을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류복제회로.
  7. 제 1 측단부와 제 2 측단부를 가지며, 상기 제 1 측단부는 공통노드에 대한 입력전압을 수신하는 인덕터;
    상기 인덕터의 제 2 측단부에 연결된 애노드와 캐소드를 갖는 다이오드;
    상기 다이오드의 캐소드와 상기 공통노드 사이에 연결되고, 출력전압을 발생케하는 콘덴서;
    상기 인덕터의 제 2 측단부와 상기 공통노드 사이에 연결된 제어전류경로와 제어입력을 가지며, 턴온되면 상기 전류경로를 작동시키고, 턴오프되면 상기 전류경로를 불능케하는 스위치장치;
    전류감지신호를 수신하는 입력과, 펄스-폭 변조 (PWM) 제어신호를 상기 스위치장치의 제어입력에 공급하는 출력을 갖는 스위치 제어기;
    상기 스위치장치가 턴온된 상태에서 상기 인덕터에 흐르는 전류증가에 본 뜬 기울기를 갖는 램프신호를 공급하는 램프 발생기;
    상기 스위치장치가 오프될 때와 턴온될 때의 바로 직전에서 상기 다이오드를 통해 흐르는 전류레벨을 나타내는 전류샘플신호를 공급하는 전류센서; 및
    상기 전류감지신호용으로 사용되는 복제신호를 공급하기 위하여 상기 램프신호와 상기 전류샘플신호 양자를 서로 가산하는 가산장치들로 구성되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 스위치장치는 금속-산화물 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET)로 구성되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  9. 제 7 항에 있어서, 상기 전류센서는 전류를 샘플링하고 상기 샘플링된 전류를 나타내는 전류샘플신호로서 샘플전압을 보존하는 샘플 및 보존장치로 구성되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 다이오드에 연결되고 거울전류를 공급하는 전류거울회로를 더 포함하며,
    상기 전류센서는, 상기 전류거울회로에 연결되고, 상기 거울전류를 샘플링하고 상기 샘플링된 전류를 나타내는 상기 전류샘플신호로서 샘플전압을 보존하는 샘플 및 보존장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 스위치 제어기는 임시 PWM 신호를 수신하는 입력과 상기 PWM 제어신호를 제공하는 출력을 갖는 버퍼로 구성되며;
    상기 샘플 및 보존회로는 상기 임시 PWM 신호에 대한 응답으로, 상기 임시 PWM 신호를 수신하고 상기 전류샘플신호를 보존하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  12. 제 7 항에 있어서, 상기 전류감지신호를 생성하기 위하여 상기 복제신호에 배수비를 곱하는 이득블럭을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  13. 전류 피드백 제어를 채택한 스위치 제어기를 사용하여 인덕터와 다이오드를 통하여 입력전압을 스위칭함으로써 출력전압을 조정하고, 상기 인덕터와 다이오드에 연결된 스위치를 제어하는 펄스-폭 변조(PWM) 신호를 공급하는 DC-DC 부스트 변환기에 있어서, 상기 DC-DC 부스트 변환기의 상승 구간 소거 기간 한정을 제거하는 방법으로서, 상기 방법에는:
    상기 스위치가 개방되는 동안과 상기 스위치가 단락되기 바로 직전에서의 상기 인덕터 전류레벨을 판단하여 대응 전류레벨의 신호를 공급하는 단계;
    상기 스위치가 단락되었을 때의 상기 인덕터의 전류증가를 합성하여 대응 램프신호를 공급하는 단계; 및
    상기 샘플제어기에 제공되는 전류 피드백 감지신호가 발생되도록 상기 전류레벨신호와 상기 램프신호를 함께 가산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 부스트 변환기의 상승구간 소거기간 한정을 제거하는 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    임시 PWM 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 PWM 제어신호를 공급하기 위하여 상기 임시 PWM 신호를 버퍼링해두는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 부스트 변환기의 상승구간 소거기간 한정을 제거하는 방법.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 인덕터의 전류레벨을 판단하는 단계에는, 상기 임시 PWM 신호에 대한 응답으로 전류를 샘플링하고 전류샘플을 보존하는 단계가 포함되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 부스트 변환기의 상승구간 소거기간 한정을 제거하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서, 샘플링단계 및 보존단계에는 샘플링된 전류를 전압샘플로 변환시키는 단계가 포함되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 부스트 변환기의 상승구간 소거기간 한정을 제거하는 방법.
  17. 제 15 항에 있어서, 상기 임시 PWM 신호를 버퍼링해두는 단계에는, 스위칭 이전에 샘플링이 확보되도록 상기 PWM 제어신호를 지연시키는 단계가 포함되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 부스트 변환기의 상승구간 소거기간 한정을 제거하는 방법.
  18. 제 13 항에 있어서, 상기 인덕터의 전류증가를 합성하는 단계에는, 상기 입력전압과 상기 인덕터의 인덕턴스를 기초로 상기 램프신호를 생성하는 단계가 포함되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 부스트 변환기의 상승구간 소거기간 한정을 제거하는 방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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