TWI411211B - 用於快速暫態響應之適應性脈寬調變的脈衝定位系統及方法 - Google Patents

Description

用於快速暫態響應之適應性脈寬調變的脈衝定位系統及方法

本發明說明一種具有控制迴路的直流-直流功率調節器，其對於任何時候出現的快速負載轉變皆有足夠的響應時間。

相關申請案之交叉參考

本申請案係2006年5月17日提申的美國專利申請案第11/383,878號的部份接續案，該案目前已在2008年11月18日獲准並獲頒為美國專利案第7,453,246號，該案本身主張2005年11月16日提申的美國專利申請案第60/737,523號的權利，而美國專利申請案第60/737,523號則主張2006年2月17日提申的美國臨時專利申請案第60/774,459號的權利，本文以引用的方式將它們全部併入以達所有的目的與用途。

於眾多習知的脈寬調變(PWM)技術中，通常會利用一脈寬調變比較器來比較一誤差放大器的補償輸出與一固定的斜波訊號。該脈寬調變比較器會產生一用於控制直流-直流功率調節器之切換的PWM訊號。為提供切換雜訊免疫能力，一重置-設定(R-S)正反器通常會被耦合至該比較器的輸出，用以確保每一個切換循環僅會有一個脈衝。在前緣調變技術中，每一個PWM脈衝係以該比較器輸出為基礎被起 始並且會同步於一時脈訊號被終止。前緣調變技術非常適用於負載相加式(load-adding)暫態事件，但卻未必會響應於負載釋放式(load-releasing)暫態事件。在後緣調變技術中，每一個PWM脈衝則會同步於一時脈訊號被起始並且係以該比較器輸出為基礎被終止。後緣調變技術非常適用於負載釋放式暫態事件，但卻未必會響應於負載相加式暫態事件。在習知的雙緣調變技術中，該斜波為三角波形，因此，每一個PWM脈衝會以該三角波形及補償訊號的比較結果為基礎而開始與結束。不過，該習知的雙緣調變技術同樣會呈現導通延遲與關閉延遲，因為該斜波係固定的且因為PWM脈衝的前緣僅出現在第一個半循環之中而後緣僅出現在第二個半循環之中。所以，該些習知技術中的每一者均會在特定的負載改變情況下置入時脈訊號延遲。

本發明提供一種用於一電壓轉換器的適應性脈衝定位系統，該電壓轉換器提供一輸出電壓，該適應性脈衝定位電路包括：一可調整斜波產生器，其具有一調整輸入，且提供一週期性斜波電壓，該週期性斜波電壓的大小係以該調整輸入為基礎來調整；一脈衝產生器電路，其會接收該斜波電壓，且產生包括複數個脈衝的一脈衝訊號，用於以該斜波電壓為基礎來控制該電壓控制器的輸出電壓；以及一感測與調整電路，其會感測用於表示該電壓轉換器之輸出負載暫態的一訊號，且提供一調整訊號至該可調整斜波 產生器的調整輸入，以便響應於該輸出負載暫態來及時適應性地偏移該脈衝訊號，而不需要在該等複數個脈衝中增加任何脈衝。

本發明又提供一種對用來控制一電壓調節器之一輸出電壓的脈衝進行適應性定位脈寬調變之方法，該方法包括：產生一週期性斜波電壓；比較該斜波電壓和一誤差電壓，用以在該斜波電壓的連續循環中提供複數個脈衝；感測用於表示該電壓調節器之一輸出負載的一負載暫態的一訊號；以及響應於該負載暫態來調整該斜波電壓，以便及時適應性地偏移該等複數個脈衝，而不需要增加任何脈衝。

本文在下面所提出的說明可以讓熟習本技術的人士在特殊應用背景及其必要條件內來製造與使用本發明。不過，熟習本技術的人士便會明白較佳實施例的各種修正，且本文中所定義的一般性原理亦可應用至其它實施例。所以，本發明的用意並非限制本文中所示與所述的特殊實施例；相反地，其與本文中所揭示的原理及新穎特點一致的最廣範疇相符。

包含現代中央處理單元(CPU)的現代電路的負載電流極為動態，而且會非常快速地從低改變為高且從高改變為低。舉例來說，中央處理單元的電流暫態可能會出現在1微秒(μs)內，其小於習知電壓調節器的典型切換週期。

圖1所示的係根據本發明一實施例的適應性脈寬調變 脈衝定位技術的操作模式的時序圖。在圖1中繪製的係一直流-直流功率調節器(圖中未顯示)的輸出負載電流(I_LOAD )相對於一時脈訊號與一PWM訊號的關係圖。在初始時間t0處，訊號I_LOAD 係在正常位準I_NORM 處。時脈訊號則會根據一預設的時脈頻率來產生一週期性的時脈脈衝。在訊號I_LOAD 的I_NORM 位準所示之正常負載下的正常操作期間，每一個PWM脈衝會開始於每一個時脈循環期間並且因該時脈訊號上的脈衝而被終止。在後續時間t1處，會因訊號I_LOAD 跳升至I_HIGH 所示的新的高電流位準而出現輸出暫態。響應於輸出負載暫態，該PWM訊號的下一個脈衝101會如箭頭103所示以虛線所示之其正常位置為基準朝目前時脈循環的起點處被重新定位。藉由在施加重負載之後將脈衝101朝循環的起點移動，在該暫態事件後面的空白週期便自然會縮短，從而在該初始暫態響應中不會有任何額外的電壓降。於此情況中，脈衝101還會響應於輸出負載的增加而具有較長的時間持續長度。該高負載事件期間(當I_LOAD 位在I_HIGH 處時)該PWM訊號的後續脈衝105、107、以及109則會朝個別時脈循環的起點偏移。

在後續時間t2處，訊號I_LOAD 會返回正常位準I_NORM 處。該PWM訊號的下一個脈衝111會如箭頭113所示在該時脈循環的結束處偏移回到正常位置。如圖1中所示的特定調變技術中，PWM脈衝經常出現在該循環的結束處。在該暫態事件下，該PWM脈衝會響應於輸出壓降而被往前拉。在該暫態事件後，該PWM脈衝會回到其正常位準處(舉 例來說，在該時脈結束時)。為避免因空白週期的關係導致額外的壓降，在重負載下，該PWM脈衝會朝該循環的起點移動。在輕負載下，該PWM脈衝會位於該時脈結束處，所以會根據負載條件來移動，例如在全負載條件下朝循環的起點移動。PWM脈衝定位係靈活可變的以達較佳的效能。

除了重新定位該脈衝之外，亦可以讓相同的循環中有第二PWM脈衝，其會導致輸出更快地趨穩。不過倘若該暫態事件發生在高重複率處時，相同循環的第二脈衝則會有提高功率級中的切換頻率和熱消耗的傾向。對快速暫態響應來說，會希望在一或多個循環中將該PWM脈衝往前拉。較佳的係在輕負載下，讓該PWM脈衝保持在循環結束附近，俾使會有足夠的空間響應於負載暫態事件來將該脈衝往前拉。該PWM脈衝可以在重負載下被放置在一切換循環中的任何地方。對負載釋放事件來說，在該暫態之後，脈寬調變會立刻結束，並且需要空白時間來放電電感器電流。因此在重負載條件下，可能會希望讓PWM脈衝出現在循環的起點處。所以在輕負載條件下，該PWM脈衝會保持在循環結束處，並且在負載增加時移動到循環的起點。

圖2所示係根據本發明一實施例所施行的後緣調變器電路200的簡化方塊圖。時序源201會產生一時脈訊號A，其會被提供至一延遲功能203的輸入。該延遲功能203會延遲該訊號A並且提供一延遲時脈訊號AD至一斜波產生器205的輸入以及至脈衝時序電路211的時脈輸入(CK)。於一替代實施例中，該脈衝時序電路會被SR正反器取代。 該斜波產生器205會產生一斜波訊號B，其會被提供至一脈寬調變比較器207的一個輸入(舉例來說，反向輸入)。誤差放大器209會提供一補償訊號C至該比較器207的另一個輸入(舉例來說，非反向輸入)。該比較器207會產生一訊號D，其會被提供至脈衝時序電路211的控制(CTL)輸入。該脈衝時序電路211會以用於控制該直流-直流功率調節器之輸出電壓的訊號D為基礎來產生一PWM訊號，並且會被配置成用以確保該訊號AD的每一個循環僅會有一個脈衝。一電流感測方塊213會提供一調整訊號ADJ至該延遲功能203的另一個輸入。該電流感測方塊213會感測流經一輸出負載(如圖所示)的負載電流I_LOAD 並且據以控制訊號ADJ。圖中還顯示訊號C以及該轉換器的輸出電壓V_OUT 會被提供給該延遲功能203。訊號A與AD之間的延遲量(或T_DELAY )為ADJ、V_OUT 、及C的函數，或T_DELAY =TD1+f1*ADJ+f2*C+f3*V_OUT ，其中TD1係一常數；而函數f1、f2、以及f3為任何合宜的函數，其視情況其範圍從相對簡單至複雜。於一實施例中，f1至f3皆為常數。

於一替代實施例中，該電流感測方塊213會感測流經該調節器的一輸出電感器的電流，或者感測一或多個輸出相位電路中每一者的相位電流。

圖3所示係後緣調變器電路200的操作時序圖。圖中繪製的係訊號I_LOAD 、A、AD、B、C、D、及PWM相對於時間的關係圖。訊號B與C彼此疊加以便更清楚地圖解比較器207的功能。在圖中所示的實施例中，斜波產生器205 會產生具有上升斜波之鋸齒波形的訊號B。因此當訊號AD的脈衝在高位準時，斜波訊號B會始於低斜波位準R_LO 處；並且會在該AD脈衝回到低位準時以恆定的速率上升。在圖中所示的實施例中，斜波訊號B會被限制在預設的高位準R_HI 處。補償訊號C會被配置成範圍介於R_LO 與R_HI 之間。在操作中，斜波訊號B會在時脈訊號AD的初始緣處重置回到R_LO ，並且在時脈訊號AD的後緣開始上升。當B低於C時，比較器207會判定訊號D為高位準；否則便會判定訊號D為低位準。除了在每一個循環中訊號AD變成低位準之後的起點處外，脈衝時序電路211通常會以和訊號D一致的方式來判定PWM訊號；俾使當AD變成低位準時，PWM會變成高位準，並且當D變成低位準時，PWM會變成低位準。操作會依此方式重複進行，而且每一個PWM脈衝的時間持續長度會部分相依於補償訊號C的位準。

在一習知的後緣調變器電路(圖中未顯示)中，延遲功能203並不存在，因此時序係以時脈訊號A為基礎而非以時脈訊號AD為基礎。延遲功能203僅係會促成以來自電流感測方塊213的訊號ADJ為基礎來調整時脈訊號AD的時序，該電流感測方塊213會以訊號I_LOAD (或是其它被感測的輸出電流)的位準為基礎來修正訊號ADJ。在時間t9處，訊號I_LOAD 會如前面所述般地從I_NORM 跳升至I_HIGH 。該電流感測方塊213會響應以修正該訊號ADJ，以便縮減訊號AD相對於時脈訊號A的延遲。如在301處所示，訊號AD上的下一個脈衝會被偏移或是被重新定位在該循環中的較早時間 處。該AD脈衝的早期初始緣會比在303處所示的正常值更早讓斜波訊號B重置回到R_LO 。斜波訊號B早期重置會導致訊號D如在305處所示偏移定位至該循環中的較早時間處。訊號D上的該早期脈衝會導致PWM訊號被偏移而如307處所示在該循環中的較早時間處被判定。在該負載暫態偏移事件之後，除了相對於正常條件被偏移外，該等脈衝的時序實際上為相同。該等PWM脈衝的相對寬度可以調整以便處置額外負載。依此方式，該PWM訊號會響應於該負載暫態事件而被重新定位至該循環中的較早時間處。只要該負載暫態事件存在，該PWM訊號便會保持偏移；並且會在較高負載條件消除時返回正常。如在時間t10處所示，訊號I_LOAD 會返回I_NORM ，而下一個AD脈衝則會如在309處所示偏移至該循環中的較晚時間處。這會導致D脈衝與PWM脈衝偏移回到正常定位處。依此方式，PWM脈衝的定位便響應於負載暫態而被調整或調適以提供較佳效能。

延遲功能203不會提高時脈訊號的頻率，取而代之的係僅會達到暫時調整該等PWM脈衝之定位的目的。要注意的係，正常條件期間的延遲長度可依照需要來產生，例如訊號A的一個週期。倘若該延遲約等於時脈週期，那麼該PWM脈衝便幾乎可以被重新定位至一給定循環中的任何地方，用以回應非同步的負載暫態事件。

圖4所示係根據本發明一實施例所施行的雙緣調變器電路400的簡化方塊圖。依照和後緣調變器電路200雷同的方式，一時序源401會產生一時脈訊號A，其會被提供至 一延遲功能403的輸入。該延遲功能的操作方式實質上和延遲功能203雷同。該延遲功能403會延遲該訊號A並且提供一延遲時脈訊號AD至一三角斜波產生器405的輸入以及至脈衝時序電路411的時脈(CK)輸入。該三角斜波產生器405會產生一三角斜波訊號T，其會被提供至一比較器407的一個輸入(舉例來說，反向輸入)。誤差放大器409會提供一補償訊號C至該比較器407的另一個輸入(舉例來說，非反向輸入)以及至該延遲功能403。該比較器407會產生一訊號D，其會被提供至脈衝時序電路411的控制輸入。該脈衝時序電路411會以用於控制輸出電壓的訊號D為基礎來產生一PWM訊號，並且會被配置成用以確保每一個循環僅會有一個脈衝。一電流感測電路413會接收該訊號I_LOAD 並且提供一調整訊號ADJ至該延遲功能403的另一個輸入，該延遲功能403還會如圖所示接收訊號V_OUT 。該電流感測電路413會感測流經一輸出負載的負載電流或是流經一輸出電感器的電流或是一或多個輸出相位電路中每一者的相位電流，並且會如前面所述般地據以控制訊號ADJ。該訊號V_OUT 還會如圖所示被提供至延遲功能403。延遲功能403所提供的延遲量實質上和延遲功能203雷同，或T_DELAY =TD1+f1*ADJ+f2*C+f3*V_OUT 。

圖5所示係雙緣調變器電路400的操作時序圖。圖中繪製的係訊號I_LOAD 、A、AD、T、C、D、以及PWM相對於時間的關係圖。訊號T與C彼此疊加以便更清楚地圖解比較器407的功能。於此情況中，時脈訊號A與AD係50% 工作循環訊號。當訊號AD的脈衝為低位準時，三角斜波訊號T會上升；而當該訊號AD為高位準時，則會下降。在操作中，當訊號T小於訊號C時，訊號D會被判定為高位準；否則便會被判定為低位準。當訊號D為高位準時，脈衝時序電路411會判定該PWM訊號。操作會依此方式重複進行，而且每一個PWM脈衝的時間持續長度會部分相依於補償訊號C的位準。

在一習知的雙緣調變器電路(圖中未顯示)中，延遲功能403並不存在，因此時序係以時脈訊號A為基礎，並非以時脈訊號AD為基礎。對雙緣調變器電路400來說，延遲功能403僅係會促成以來自電流感測方塊413的訊號ADJ為基礎來調整時脈訊號AD的時序，該電流感測方塊413會以訊號I_LOAD 的位準為基礎來修正訊號ADJ。在時間t11處，訊號I_LOAD 會如前面所述從I_NORM 跳升至I_HIGH 。該電流感測方塊413會響應以修正該訊號ADJ以便縮減訊號AD相對於時脈訊號A的延遲。如在501處所示，訊號AD會因為小延遲的關係而在該循環中的較早時間處被偏移。三角斜波訊號T會在較早期處(相較於正常的條件)下降，以便如503處所示在該循環中的較早時間處和訊號C相交。訊號T和和訊號C之間的早期相交會導致訊號D被偏移而如505處所示在該循環中的較早時間處被判定，其因而會如在507處所示導致該PWM訊號被重新定位至該循環中的較早時間處。該適應性定位會響應於負載暫態事件而導致該PWM訊號被重新定位至該循環中的較早時間處。只要該負載暫態 條件存在，該PWM訊號便會保持偏移；並且會在負載條件消除時返回正常定位。如在後續時間t12處所示，訊號I_LOAD 會返回I_NORM ，從而導致訊號AD、D、以及PWM偏移回到它們的正常定位處。依此方式，PWM脈衝的定位便會被調整或調適且因而係靈活可變的以便達到較佳的效能。

在2005年12月23日提申的美國專利申請案序號第11/318,081號中已揭示過利用雙斜波的雙緣調變技術，該案的標題為「具有利用雙斜波之雙緣調變的脈寬調變控制器(PWM controller with dual-edge modulation using dual ramps)」，本文以引用的方式將其併入以達所有的目的與用途。該雙斜波、雙緣調變技術同時將該等PWM脈衝限制為每一個時脈循環有一個PWM脈衝。由於每一個循環有一個脈衝的限制，在對重負載暫態事件作出初始響應之後可能會出現沒有任何PWM脈衝的週期。此空白週期可能會在該暫態事件之後造成額外壓降。於一雙斜波雙緣調變技術之中，PWM脈衝總是會出現在循環的結束處。在暫態事件下，該PWM脈衝可能會響應於該輸出壓降而被往前拉。在該暫態事件之後，該PWM脈衝會回到循環的結束處。為避免因該空白週期所導致的額外壓降，該PWM脈衝可能會在重負載下被移到循環的起點處。所以在輕負載下，該PWM脈衝係位於循環的結束處，並且其會根據負載條件來移動，而在全負載條件下位於循環的起點處。PWM脈衝定位係靈活可變的以達較佳的效能。

圖6所示係根據上面引用之專利申請案中所述之實施 例的雙斜波雙緣脈寬調變調變電路600的概略示意圖。向下斜波比較器CMP1具有：一非反向輸入，用以接收一補償訊號V_COMP (例如來自誤差放大器，舉例來說，209、409)；一反向輸入，用以接收一向下斜波訊號V_{DOWN_RAMP} ；以及一輸出，其會被耦合至一設定-重置(SR)正反器601的設定輸入。向上斜波比較器CMP2具有：一反向輸入，用以接收該訊號V_COMP ；一非反向輸入，用以接收一向上斜波訊號V_{UP_RAMP} ；以及一輸出，其會被耦合至SR正反器601的重置輸入。該SR正反器601的Q輸出會判定該PWM訊號，用以提供PWM脈衝。一時序源603會產生一時脈訊號CK，其會被提供至一前緣斜波產生器605。在圖中所示的實施例中，該前緣斜波產生器605會產生同步於該訊號CK的向下斜波鋸齒波形，圖中顯示為V_{DOWN_RAMP} 。當該向下斜波訊號下降至V_COMP 的位準時，比較器CMP1會將其輸出判定為高位準並且設定該SR正反器601，該SR正反器601會判定該PWM訊號為高位準，用以起始每一個PWM脈衝。一後緣斜波產生器607會產生一後緣斜波訊號(圖中顯示為向上斜波訊號V_{UP_RAMP} )，用以達到終止每一個PWM脈衝的目的。當該PWM訊號被判定為高位準時，該後緣斜波產生器607便會開始上升該訊號V_{UP_RAMP} (舉例來說，參見圖16中所示的訊號V_{UP_RAMP} 的操作)。當V_{UP_RAMP} 抵達V_COMP 時，CMP2便會將其輸出判定為高位準，用以重置該SR正反器601，並且將PWM訊號下拉至低位準，從而終止每一個PWM脈衝。當PWM被下拉時，該後緣斜波產生器607 便會再次將該訊號V_{UP_RAMP} 拉回到低位準。

該雙斜波雙緣脈寬調變調變電路600會在一個切換循環裡面的任何時間處啟動與關閉該等PWM脈衝，俾使其暫態響應係非常的快速。在正常的操作下，PWM脈衝會出現在該切換循環的結束處。當在該循環的起點處施加重負載時，該PWM脈衝會被往前拉至該切換循環的起點處，以便試圖讓輸出保持在規格裡面。為限制切換頻率，在一切換循環之中通常允許僅有一個PWM脈衝。倘若該重暫態負載事件及PWM脈衝發生在該循環的起點處，那麼在下一個循環之前就不會出現另一個PWM脈衝。這可能會存在一沒有出現任何PWM脈衝的長週期，從而會在該初始響應之後導致額外壓降。

圖7所示係雙斜波雙緣脈寬調變調變電路600的操作時序圖，其圖解的係在一4相系統的雙斜波雙緣脈調變技術中的長空白週期(blank period)問題。圖中繪製的係訊號I_LOAD ；四個訊號V_{DOWN_RAMP} 1至4(每相位一個，或是V_{DOWN_RAMP1} 至V_{DOWN_RAMP4} )；補償訊號的電壓(V_COMP )；以及對應的四個PWM訊號PWM1、PWM2、PWM3、及PWM4相對於時間的關係圖。在大約時間t20處，一重負載會被施加至該系統且控制迴路會快速地啟動以對此事件作出回應的所有相位，如每一個PWM訊號上的同步脈衝所示。在後續的時間t21處，所有相位均會被關閉。在後續的時間t22處，控制電壓V_COMP 會返回其操作點。於理想的情況中，倘若該系統於此時間之後為穩定，那麼該控制電壓便預期會 如虛線701所示般恆定。不過由於每個循環具有一個脈衝的限制，在時間t24之前不會有另一個PWM脈衝。所以於該理想的情況中，會在時間t21與t24之間存在一「空白」週期T₁ ，其約等於切換週期。於實際的情況中，因為沒有任何PWM脈衝出現在該空白週期之中，所以，在下一個PWM脈衝之前的輸出電壓便會一直下降。所以，實際的補償訊號V_COMP 會如在703處所示般提高，以便試圖讓該輸出電壓保持在規格裡面。因此，該循環中會在時間t23的較早時間處有一PWM脈衝，使得介於時間t21與t23之間的實際空白週期T₂ 會遠小於切換週期。即使空白週期T₂ 遠小於切換週期，其仍會造成額外壓降，而且輸出電壓在其趨穩之前可能會振盪數個循環。

所以在圖中所示的雙緣技術中，可能會在該雙斜波雙緣調變技術中的初始暫態響應之後存在一空白週期，其會造成額外壓降以及可能的振盪問題。為防止額外壓降，該空白週期應該越短越好。解決此問題的一種方式係在重暫態事件下允許於相同的循環中有第二脈衝。如圖7中所示，在初始暫態響應之後，V_COMP 會再次上升。倘若允許於相同的循環中有第二PWM脈衝，輸出便會迅速地趨穩。但是，倘若該暫態事件發生在高重複率處，其則會有提高功率級中的切換頻率和熱消耗。對快速暫態響應來說，PWM脈衝應該能夠在一個循環中被往前拉。較佳的係，在輕負載下，讓該PWM脈衝保持在循環的結束處，俾使會有空間將該脈衝往前拉。不過，該PWM脈衝則可以在重負載下被放置在 一切換循環裡面的任何地方。對負載釋放事件來說，在該暫態之後，脈寬調變會立刻結束，並且需要空白時間來對電感器電流進行放電。因此在重負載條件下，可能會希望讓PWM脈衝出現在循環的起點處。所以如下文進一步說明，在輕負載條件下，該PWM脈衝會保持在循環結束處，並且在負載增加時移動到循環的起點。

圖8所示係根據本發明一實施例的適應性脈寬調變脈衝定位系統800的方塊圖，其可應用至雙斜波雙緣脈寬調變調變電路。和雙斜波雙緣脈寬調變調變電路600中的器件雷同的器件假設會有相同的元件符號。雖然圖中並未顯示時序源603以及產生器605與607；不過，實際上有提供並且以相同的方式來操作。向上斜波比較器CMP2會接收訊號V_COMP 與V_{UP_RAMP} ，且其輸出會被耦合至SR正反器601的重置輸入。向下斜波比較器CMP1的反向輸入則會接收向下斜波訊號V_{DOWN_RAMP} 且其輸出會被耦合至SR正反器601的設定輸入。於此案例中，利用一函數方塊801與一加法器803加入一偏移電壓VO至該誤差放大器輸出訊號V_COMP ，加法器803會提供一經過調整的補償訊號V_C1 至比較器CMP1的非反向輸入。比較器CMP1的輸出會被耦合至SR正反器601的設定輸入。該偏移電壓VO係所有相位的感測平均電流I_AVG 的函數f₁ (s)，因此VO=f₁ (s)*I_AVG ，其中星號「*」代表乘法。在重負載下，該偏移電壓VO很高，以便在該循環中早期觸發該PWM脈衝。圖中雖然未顯示；不過，可以使用一平衡電流來調整被提供至該向上斜波比 較器CMP2的補償訊號，其中該平衡電流和一個相位的感測相位電流I_phase 及所有相位的感測平均電流I_AVG 有關，舉例來說，f₂ (I_AVG ,I_phase )，其中f₂ 為任何合宜的函數。一簡單範例為I_balance =k*(I_AVG -I_phase )，其中k為常數。

圖9所示係用於施行適應性脈寬調變脈衝定位系統800的一示範性實施例的脈寬調變脈衝定位系統900的概略示意圖。和雙斜波雙緣脈寬調變調變電路800中的器件雷同的器件假設會有相同的元件符號。雖然圖中並未顯示時序源603以及產生器605與607；不過，實際上有提供並且以相同的方式來操作。於本案例中，訊號V_COMP 會被提供至一電阻器R₁ 的一端，該電阻器R₁ 的另一端則會產生訊號V_C1 ，其會被提供至比較器CMP1的非反向輸入。電流I_AVG 會被注入產生訊號V_C1 的節點之中，其會使得VO=R₁ *I_AVG 且V_C1 =V_COMP +R₁ *I_AVG 。

圖10所示係用於一4相系統的適應性脈寬調變脈衝定位系統900的操作時序圖，其包含四個向下斜波訊號V_{DOWN_RAMP1} 至V_{DOWN_RAMP4} 及四個PWM訊號PWM1至PWM4。圖中繪製係訊號I_LOAD 、V_C1 、V_{DOWN_RAMP1} 至V_{DOWN_RAMP4} 、及PWM1至PWM4相對於時間的關係圖。訊號V_C1 與訊號V_{DOWN_RAMP1} 至V_{DOWN_RAMP4} 彼此疊加以便圖解用於產生訊號PWM1至PWM4的個別比較器的操作。圖中以虛線來顯示V_COMP 的電壓以達比較的目的。如圖所示，有一負載暫態正好出現在時間t30之前而導致觸發所有訊號PWM1至PWM4，接著它們便會在時間t31附近再次變成 低位準。在時間t32、t33、及t34處會在訊號PWM2、PWM3、及PWM4上分別出現額外的PWM脈衝，倘若訊號V_COMP 而非經修正的補償訊號V_C1 直接被提供至比較器CMP1，則每一者皆會更早出現。依此方式效能會獲得顯著改善。

圖11所示係根據本發明另一實施例的適應性脈寬調變脈衝定位系統1100的方塊圖，其可應用至雙斜波雙緣脈寬調變調變電路。該適應性脈寬調變脈衝定位系統1100和適應性脈寬調變脈衝定位系統800雷同，其中雷同的器件假設會有相同的元件符號。雖然圖中並未顯示時序源603及產生器605與607；不過實際上有提供並且以相同的方式來操作。訊號I_AVG 會被提供至函數方塊801以產生偏移電壓VO，偏移電壓VO則會被提供至加法器1101的反向輸入。加法器1101會在其非反向輸入處接收訊號V_{DOWN_RAMP} 。於此案例中，該訊號V_{DOWN_RAMP} 係由偏移電壓VO來調整，而非誤差放大器輸出訊號V_COMP 。加法器1101會利用V_{DOWN_RAMP} 減去VO以產生一經調整的斜波訊號VR，其會被提供至比較器CMP1的反向輸入。如圖所示，該誤差放大器輸出訊號V_COMP 會直接被提供至比較器CMP2的反向輸入，比較器CMP2會在其非反向輸入處接收V_{UP_RAMP} 且其輸出會被耦合至SR正反器601的重置輸入。該SR正反器601係以雷同方式來操作以提供該PWM訊號。

圖12所示係根據本發明另一實施例的適應性脈寬調變脈衝定位系統1200的方塊圖，其可應用至雙斜波雙緣脈寬調變調變電路。該適應性脈寬調變脈衝定位系統1200和雙 斜波雙緣脈寬調變調變電路600雷同，其中雷同的器件假設會有相同的元件符號。雖然圖中並未顯示時序源603及產生器605與607；不過實際上有提供並且以相同的方式來操作。圖中提供比較器CMP1且其會比較訊號V_COMP 和訊號V_{DOWN_RAMP} 並且將其輸出提供至SR正反器601的設定輸入，用以在其Q輸出處提供該PWM訊號。於此案例中會產生一不同的偏移電壓VO2，其和一多相位轉換器中個別相位的感測相位電流I_PHASE 有關。電流I_PHASE 會被提供至函數方塊1201的輸入(其會將I_PHASE 乘以函數f3(s))以產生VO2，接著VO2便會被提供至一加法器1203的輸入。加法器1203會將V_COMP 加入到VO2以產生一經過調整的補償訊號VC2。該訊號VC2會被提供至比較器CMP2的反向輸入，比較器CMP2會在其非反向輸入處接收V_{UP_RAMP} 且其輸出會被耦合至SR正反器601的重置輸入。在重負載下，該偏移電壓VO2很高而電壓V_C2 會減低，其會導致V_COMP 提高以便保持相同的工作循環，從而導致早期觸發每一個相位的PWM脈衝。

圖13所示係用於施行適應性脈寬調變脈衝定位系統1200的一示範性實施例的適應性脈寬調變脈衝定位系統1300的概略示意圖。再次地，雷同的器件假設會有相同的元件符號。雖然圖中並未顯示時序源603及產生器605與607；不過實際上有提供並且以相同的方式來操作。於此案例中，實際上係以電阻器R₂ 來取代函數方塊1201與加法器1203，它的一端會接收訊號V_COMP 而另一端則會產生訊號 V_C2 ，如圖所示，訊號V_C2 會被提供至比較器CMP2的反向輸入。電流I_PHASE 會從產生訊號V_C2 的節點處被拉出，俾使V_C2 =V_COMP -R₂ *I_PHASE 。比較器CMP2會比較該經過調整的補償訊號V_C2 和訊號V_{UP_RAMP} ，比較器CMP2的輸出會被耦合至SR正反器601的重置輸入。比較器CMP1的電路和圖12中所示者相同。

圖14所示係用於一4相位系統的適應性脈寬調變脈衝定位系統1300的操作時序圖，其包含四個向下斜波訊號V_{DOWN_RAMP1} 至V_{DOWN_RAMP4} 以及四個PWM訊號PWM1至PWM4。圖中繪製係訊號I_LOAD 、V_C2 、V_{DOWN_RAMP1} 至V_{DOWN_RAMP4} 、及PWM1至PWM4相對於時間的關係圖。訊號V_COMP 與訊號V_{DOWN_RAMP1} 至V_{DOWN_RAMP4} 彼此疊加以便圖解用於產生訊號PWM1至PWM4的個別比較器的操作。如圖所示，有一負載暫態出現在大約時間t40處而造成訊號V_COMP 提高，從而導致觸發所有的訊號PWM1至PWM4。該等訊號PWM1至PWM4會在後續的時間t41處再次變成低位準。在時間t42、t43、及t44處會在訊號PWM2、PWM3、及PWM4之上分別出現額外的PWM脈衝，倘若訊號V_COMP 而非經修正的補償訊號V_C2 直接被提供至比較器CMP2，則每一者皆會更早期出現。依此方式效能會獲得顯著改善。

圖15所示係可用來產生雙斜波雙緣脈寬調變調變電路600的訊號V_{DOWN_RAMP} 的向下斜波產生器1500的方塊圖，從而圖解根據本發明另一實施例的適應性脈寬調變脈衝定位系統。因此，圖中係使用雙斜波雙緣脈寬調變調變電路 600，除了以向下斜波產生器1500取代前緣斜波產生器605之外。而針對向下斜波產生器1500來說，一受控電流槽(current sink)1501會被耦合在接地(GND)及用於產生訊號V_{DOWN_RAMP} 的節點1502之間。電容器C1會被耦合在節點1502和GND之間。二極體1503的陰極會被耦合至節點1502，而其陽極則會被耦合至用於產生最小斜波電壓V_MIN 之電壓源1505的正終端。一單刀單擲(SPST，single-pole single-throw)切換器SW的切換終端會被耦合在節點1502和用於產生最大斜波電壓V_MAX 之電壓源1507的正終端之間，其中V_MAX 大於V_MIN 。電壓源1505及1507的負終端會被耦合至GND。切換器SW具有一用以接收時脈訊號(CLK)的控制終端，其會以該訊號CLK的頻率來張開及閉合該SW。電流槽1501具有一用以接收訊號C+k*I_AVG 的控制終端，其中C和k均為常數。依此方式，電流槽1501的電流便會以I_AVG 之經測量或經感測到的位準為基礎。

在向下斜波產生器1500的操作中，切換器SW會閉合而電壓源1507會將電容器C1充電至電壓位準V_MAX 。當切換器SW張開時，電流槽1501則會在以訊號I_AVG 為基礎的速率處對電容器C1進行放電。其會決定常數C和k，以便針對訊號I_AVG 的正常操作位準來決定訊號V_{DOWN_RAMP} 的合宜轉換速率(slew rate)。當訊號I_AVG 因負載變遷而提高時，訊號V_{DOWN_RAMP} 的轉換速率會因而提高，以便加速電容器C1的放電並且從而將下一個PWM脈衝重新定位在該循環中的較早時間處。結果，便可以經感測的平均電流I_AVG 為 基礎來調整訊號V_{DOWN_RAMP} 的轉換速率。在輕負載下，I_AVG 較低而且訊號V_{DOWN_RAMP} 的轉換速率很低。在重負載下，I_AVG 會提高而且訊號V_{DOWN_RAMP} 的轉換速率會提高，從而造成於該循環中早期觸發該PWM脈衝。

圖16所示係運用向下斜波產生器1500的適應性脈寬調變脈衝定位系統的操作時序圖。圖中繪製訊號I_LOAD 、CLK、V_{DOWN_RAMP} 、V_{UP_RAMP} 、V_COMP 、以及PWM相對於時間的關係圖。訊號V_COMP 與訊號V_{DOWN_RAMP} 及V_{UP_RAMP} 彼此疊加，以便圖解比較器CMP1與CMP2的操作。當訊號I_LOAD 從I_NORM 跳升至I_HIGH 時，訊號V_COMP 會暫時提高，且訊號I_AVG 也會提高，從而導致早期觸發PWM訊號。

圖17所示係根據另一實施例所施行的雙緣調變器電路1700的概略示意圖。該雙緣調變器電路1700包含一三角斜波產生器1701及一感測與調整電路1703。於一實施例中，該雙緣調變器電路1700會取代雙緣調變器電路400的功能方塊401、403、405、以及413，其中三角斜波產生器1701會產生一週期性三角斜波電壓T2，其會如圖所示取代被提供至比較器407之反向輸入的三角斜波訊號T。訊號C係以實質上和前面所述雷同的方式由誤差放大器409所產生、並且會被提供至比較器407的非反向輸入。比較器407會產生被提供至脈衝時序電路411之CTL輸入的訊號D，脈衝時序電路411會在其輸出處產生該PWM訊號。三角斜波產生器1701還會產生一被提供至脈衝時序電路411之CK輸入的時脈訊號CLK。脈衝時序電路411會以用於控制該 直流-直流功率調節器之輸出電壓的訊號D為基礎來產生一PWM訊號，並且會被配置成用以確保該CLK訊號中的每一個循環僅會有一個脈衝。比較器407及脈衝時序電路411會共同構成一脈衝產生器電路以產生用於控制該電壓調節器之輸出的PWM脈衝訊號。感測與調整電路1703會感測訊號I_LOAD 並且產生一電流調變訊號IADJ，其會被用來調變或調整三角斜波電壓T2的大小，進一步說明如下。感測與調整電路1703基本上係取代電流感測電路413，其中訊號IADJ係充當一調整訊號，操作方式和訊號ADJ雷同，不過，訊號IADJ係被提供至三角斜波產生器1701裡面的一節點以調整T2的大小，進一步說明如下。

一電壓源VCC會被提供至一正常張開的單刀單擲(SPST)切換器SW1的一切換終端，該SW1的另一切換終端會被耦合至用於產生電流2ICH的電流源1702的負終端。電流源1702的正終端會被耦合至用以產生該三角斜波電壓T2的節點1704。節點1704會進一步被耦合至電容器COSC的一端，被耦合至用於產生電流ICH的另一電流源1706的負終端，被耦合至比較器COMPH的非反向輸入，被耦合至另一比較器COMPL的反向輸入，及被耦合至比較器407的反向輸入。電流源1706的正終端及電容器COSC的另一端會被耦合至GND。電壓源1708的負終端會被耦合至GND而其正終端會提供一電壓VTHH給電阻器R1的一端。電阻器R1的另一端會被耦合至節點1710，其會產生一電壓VTHHM且被耦合至比較器COMPH的反向輸入。另一電壓 源1712的負終端會被耦合至GND而其正終端會提供一電壓VTHL給比較器COMPL的非反向輸入。比較器COMPH的輸出會被提供至SR正反器FF3的設定輸入，而比較器COMPL的輸出則會被提供至SR正反器FF3的重置輸入。FF3的非反向Q輸出會產生訊號CLK，其會被提供至脈衝時序電路411的CK輸入。該訊號CLK會以和三角斜波訊號T2相同的頻率在數位位準之間雙態觸變(toggle)。FF3的反向Q輸出(圖中以在反向「Q」輸出上方劃一條短線的「Qbar」表示)會被提供至切換器SW1的控制輸入。

圖中所示的負載電流I_LOAD 會被提供通過電流感測器1705，電流感測器1705的輸出會產生一和I_LOAD 成比例的電流感測電壓VCS。訊號I_LOAD 可能為負載電流本身或和該負載電流相關或會受到該負載電流影響的其它訊號，如電感器電流訊號。VCS會被提供至放大器1707的非反向輸入；被提供至電阻器R2的一輸入；及被提供至電壓控制電流源1714的正控制輸入，該電壓控制電流源1714的負控制輸入會被耦合至GND。電流源1714具有：一負輸出終端，其會被耦合至節點1709；及一正輸出終端，其會被耦合至GND。電流源1714會從節點1709吸取一比例電流IPADJ至GND，其中電流IPADJ和VCS成比例而VCS本身則和I_LOAD 的位準成比例。R2的另一端會被耦合至電容器C2且被耦合至放大器1707的反向輸入。電容器C2的另一端會被耦合至GND，而放大器1707的輸出則會產生一負載暫態訊號LT。LT會被提供至比較器COMPTR+的非反向輸入且 會被提供至另一比較器COMPTR-的反向輸入。電壓源1716的負終端會被耦合至GND而其正終端則會提供一電壓VTRTH+至比較器COMPTR+的反向輸入。另一電壓源1718的正終端會被耦合至GND，而其負終端則會提供一電壓VTRTH-至比較器COMPTR-的非反向輸入。比較器COMPTR+的輸出會被耦合至SR正反器FF1的設定輸入，而比較器COMPTR-的輸出會被耦合至另一SR正反器FF2的設定輸入。比較器COMPH的輸出會被耦合至FF1與FF2兩者的重置輸入。FF1的非反向Q輸出會被提供至一雙輸入OR閘1711的一輸入。FF2的非反向Q輸出會被提供至一正常張開的SPST切換器SWL的控制輸入並且會被提供至OR閘1711的另一輸入。切換器SWL(當控制輸入為邏輯高位準時會閉合)的切換終端會被耦合在VCC和電流源1720的負終端之間，電流源1720的正終端則會被耦合至節點1709。當切換器SWL閉合時，電流源1720會提供一電流IPADJOFFS至節點1709。OR閘1711的輸出會被耦合至另一正常張開的SPST切換器SWH的控制輸入，切換器SWH的切換終端會被耦合在節點1710和1709之間，且當控制輸入為邏輯高位準時會閉合。如下文的進一步說明，VTHHM的電壓通常和VTHH有相同的電壓位準。當切換器SWH閉合時，電流IADJ(圖中顯示流入節點1710中)便會調整VTHHM的位準以便調變T2的尖峰數值或上限振幅。

如下文的進一步解釋，SR正反器FF1與FF2、電流源1714與1720、切換器SWL與SWH、以及OR閘1711會共 同構成一調整訊號產生電路，其會響應於輸出負載暫態來控制訊號IADJ，用以調整T2的大小。響應於導致LT上升至正臨界電壓VTRTH+之上的正負載暫態，T2的上限臨界電壓會下降和I_LOAD 之增額成比例的數額。T2之上限臨界電壓的下降會導致比較器COMPH較早觸發，其會將下一個PWM脈衝往前拉以便出現在該循環中的較早時間處。COMPH的觸發作用還會重置FF1使得臨界值改變受限在一個循環中。響應於導致LT負向下降至負臨界電壓VTRTH-之下的負負載暫態，T2的上限臨界電壓則會增加由IPADJOFFS所決定的偏移值並且縮減和I_LOAD 之減額成比例的數額。T2之上限臨界電壓的增加會導致比較器COMPH較晚觸發，其會將下一個PWM脈衝往外推以便出現在該循環中的較晚時間處。COMPH的觸發作用還會重置FF2使得臨界值改變受限在一個循環中。

雙緣調變器電路1700的操作會參考圖18來作說明，圖18包含I_LOAD 相對於時間的第一時序圖，三角斜波電壓T2相對於時間的第二時序圖，及PWM訊號相對於時間的第三時序圖。T2的時序圖還利用虛線來圖解VTHHM、C、以及VTHL的電壓位準，以便解釋雙緣調變器電路1700的操作。為清楚起見，圖中所示的補償電壓C係在恆定位準處，其中應該瞭解的係，該補償電壓C通常會隨著負載條件而改變。剛開始，負載電流I_LOAD 係在正常穩態位準處，而三角斜波電壓T2則會在臨界電壓位準VTHL和VTHH之間上升和下降。當IADJ為零或是可忽略時，例如在穩態負 載條件期間，那麼VTHHM實質上會等於VTHH。當切換器SW1張開時，電容器COSC會被電流ICH放電，使得T2會從VTHH朝VTHL下降。當T2下降至約電壓位準VTHL處時，比較器COMPL便會切換且重置FF3，其會閉合切換器SW1。電流2ICH(其為ICH之位準的兩倍)會以約為ICH(2ICH-ICH)的電流位準來充電電容器COSC，使得T2會以恆定的速率從VTHL朝VTHH上升。當T2抵達VTHH的電壓位準時，比較器COMPH便會切換且設定FF3，其會張開切換器SW1。於正常穩態負載條件期間或是當輸出負載改變比較緩慢時，操作便會依此方式重複進行，其中，T2會在臨界電壓位準VTHL和VTHH之間進行升降。於每一個循環期間，當T2下降至C的電壓位準以下時，PWM訊號會被判定為高位準；而當T2上升至C的電壓位準之下時，PWM訊號則會被重置回到低位準。

電阻器R2和電容器C2會共同構成一低通濾波器，使得放大器1707的反向輸入會相對於其非反向輸入被延遲。依此方式，訊號LT的位準大小便會響應於VCS(其會與I_LOAD 成比例)的轉變而改變。電壓VTRTH+及VTRTH-為臨界電壓，它們會定義一電壓LT可在裡面改變而不會影響正常操作的電壓範圍。I_LOAD 相對緩慢的改變會導致LT的些微改變。不過，I_LOAD 相對快速且相對大額的改變卻會導致VCS有一對應改變，使得LT會短暫地跳出臨界電壓VTRTH+及VTRTH-之間的正常操作範圍。依此方式，包含放大器1707的放大器電路及具有R2和C2的RC濾波器連 同比較器電路COMPTR+/-會構成一負載暫態臨界電路，用以監視輸出負載暫態。

在約時間t1處，負載電流I_LOAD 會快速地跳升至I_HIGH 所示的高電流位準。響應於此輸出負載暫態，VCS會提高而放大器1707則會藉由將LT判定為高位準來回應。於此案例中，I_LOAD 的變遷非常高而使得LT會上升至上限臨界電壓VTRTH+之上，俾使比較器COMPTR+會切換狀態並且設定FF1。OR閘1711會響應於FF1的高位準輸出而將其輸出判定為高位準並且會閉合切換器SWH。電壓控制電流源1714的輸出電流IPADJ(其會與I_LOAD 的較高位準成比例)會導致一負IADJ電流，用以經由電阻器R1從節點1710處拉出電流。流經電阻器R1的IPADJ電流會如圖所示將VTHHM的電壓位準降至VTHH的電壓位準以下。VTHHM的相對電壓變化量會相依於IPADJ的大小，其會相依於VCS的大小且從而會相依於I_LOAD 的大小。當T2抵達該已下降的VTHHM電壓位準時，比較器COMPH便會將其輸出切換為高位準並且早期設定FF3，用以在目前的PWM循環中早期張開切換器SW1。依此方式，T2會在該循環中較早抵達一較低大小的尖峰值並且如1801處所示開始斜波下降回到低位準。進一步言之，T2會在目前循環中更早抵達C，其會導致下一個PWM脈衝響應於已提高的負載暫態而適應性地偏移至1802處所示之該循環中的較早時間處。可以使用標準限制技術來限制該上限臨界值的移動，以便停留在VTHL之上。比較器COMPH還會在時間t2處重置FF1使 得切換器SWH會重新張開，從而導致VTHHM返回VTHH的電壓位準，而放大器1707則會依照暫態進行調整並且將LT拉回介於VTRTH-與VTRTH+之間的臨界電壓範圍裡面。因此，感測與調整電路1703實際上會被重置回到正常操作且三角斜波電壓T2及PWM訊號會返回正常操作，以便將負載暫態響應限制在單一循環中。

在約時間t3處，負載電流I_LOAD 會快速降回正常電流位準I_NORM 。響應於此負負載暫態，放大器1707會判定LT低於負臨界電壓VTRTH-而導致比較器COMPTR-設定FF2。應該注意的係在圖中所示實施例中，VTRTH-為GND以下的負臨界值使得LT會負向下降並且降至VTRTH-之下，用以觸發比較器COMPTR-。響應之後，FF2會閉合切換器SWL和SWH兩者。I_LOAD 的較低位準會降低VCS，其會降低IPADJ的電流位準。因為切換器SWL和SWH兩者皆閉合，所以電流IPADJOFFS會被提供至節點1710以被電流IPADJ偏移，使得IADJ=IPADJOFFS-IPADJ。電流IADJ會經由電阻器R1被注入節點1710中，從而如在時間t3處所示提高VTHHM的電壓，其中該電壓增額係以IADJ的電流位準和R1的阻值為基礎。三角斜波電壓T2的上升斜波會通過VTHH的正常上限臨界值直到在時間t4處抵達VTHHM的已提高電壓處。因為T2係以恆定速率上升，所以會花費較長的時間以抵達VTHHM的已提高電壓，從而會如1803處所示導致T2的大小短暫提高。在時間t4處，當T2抵達VTHHM的電壓位準時，比較器COMPH會切換從而起始T2 的負向斜波。T2最後會下降至C的電壓位準以便起始下一個PWM脈衝。依此方式，T2之已提高大小會如1804處所示延遲該下一個PWM脈衝，而後操作便會返回正常值直到下一次負載變遷為止。另外在時間t4處，比較器COMPH還會重置FF2以將負載變遷響應限制在單一循環中。

雙緣調變器電路1700會在一負載暫態之後的單一循環中調變該斜波訊號(三角形或鋸齒形)的振幅，其中在I_LOAD 提高時的一個循環中振幅會較低，而在I_LOAD 下降時的一個循環中振幅會較大。因為補償訊號C會與該斜波訊號作比較以產生該等PWM脈衝，所以適應性的振幅改變會偏移下一個PWM脈衝。因為負載暫態響應被限制在一個循環中，所以後續的PWM脈衝同樣會有時間偏移以便保持相同的脈衝速率。一般來說，該脈衝訊號在時間中會被適應性偏移而不必增加脈衝。該等脈衝會在正負載暫態(負載條件提高)中被往前拉並且會在負負載暫態(負載條件下降)中被往外推。依此方式，操作頻率僅會在一個循環中受到影響，並且在每一個暫態之後返回正常。響應於正負載暫態，下一個PWM脈衝會被偏移而出現在較早時間處，使得操作頻率短暫地提高。同樣地，響應於負負載暫態，下一個PWM脈衝會被偏移而出現在較晚時間處，使得操作頻率短暫地下降。因為任一情況中的暫態響應皆被限制在一個循環中，所以操作頻率會立刻返回正常，使得總操作頻率的改變係可以忽略的。

往前拉/往外推動作係由一負載暫態臨界電路來觸發， 倘若負載改變大於預設極限的話，該負載暫態臨界電路便會啟動該一個循環的臨界值改變。於一實施例中，該預設極限會一直保持在全負載條件的10至50%之間。PWM脈衝響應於負載暫態的相對偏移會以該暫態的相對大小為基礎受到調整。舉例來說，正負載暫態期間的負載電流越低，IPADJ的位準便越低，其會響應於負載增加而減少VTHHM的降額從而縮減下一個PWM脈衝的相對偏移。同樣地，負負載暫態期間的負載電流越高，IPADJ電流的位準便越高，且因而會降低VTHHM的增額，從而縮減下一個PWM脈衝的延遲偏移。倘若暫態出現在該PWM的導通時間期間，則雙緣調變器電路1700不會自動遺失脈衝及擴展脈寬而有助於負載暫態響應。

雖然本文解釋的係雙緣配置，不過該項概念很容易被調適成用於前緣或後緣調變系統。本文中雖然係感測負載電流來表示輸出負載條件，不過亦可以感測其它輸出訊號，例如輸出電壓或類似訊號。雖然斜波產生器1701會產生一三角斜波電壓，不過亦可產生替代類型的斜波訊號，例如鋸齒訊號、向上斜波訊號、向下斜波訊號等。雖然本文中所解釋的調整訊號為電流訊號，不過亦可以使用替代類型的訊號，例如調整電壓或時序訊號及類似訊號。

雖然本文已經參考本發明的特定較佳型式非常詳細地說明過本發明，不過本發明仍可能會有並涵蓋其它型式與變化。舉例來說，時脈訊號的延遲調整或是被加入斜波訊號及/或補償訊號中的偏移電壓亦可以輸出或負載電流以外 的操作參數(例如輸入電壓、輸出電流及/或輸出電壓的差動值(舉例來說，暫態事件或類似事件)等)為基礎。本發明亦可套用至數位調變器，其中會以數位計算及/或演算法以及類似的數位功能來取代類比功能(舉例來說，斜波、誤差訊號、補償訊號等)。本發明可套用至運用數位控制器(例如用以調整延遲時間、調整時脈訊號、調整PWM脈衝起始的時序、以計算結果為基礎來調整PWM工作循環等)的調變器。熟習本技術的人士便應該明白，他們能夠輕易地利用本文所揭示的概念及特定實施例為基礎達到設計或修正其它結構的目的，用以提供和本發明相同的用途，但卻不會脫離本發明的精神與範疇。

101,105,107,111‧‧‧脈衝

103,113‧‧‧箭頭

200‧‧‧後緣調變器電路

201‧‧‧時序源

203‧‧‧延遲功能

205‧‧‧斜波產生器

207‧‧‧脈寬調變比較器

209‧‧‧誤差放大器

211‧‧‧脈衝時序電路

213‧‧‧電流感測方塊

400‧‧‧雙緣調變器電路

401‧‧‧時序源

403‧‧‧延遲功能

405‧‧‧三角斜波產生器

407‧‧‧脈寬調變比較器

409‧‧‧誤差放大器

411‧‧‧脈衝時序電路

413‧‧‧電流感測電路

600‧‧‧雙斜波雙緣脈寬調變調變電路

601‧‧‧設定-重置(SR)正反器

603‧‧‧時序源

605‧‧‧前緣斜波產生器

607‧‧‧後緣斜波產生器

701‧‧‧虛線

800,1100,1200,1300‧‧‧適應性脈寬調變脈衝定位系統

801‧‧‧函數方塊

803‧‧‧加法器

900‧‧‧脈寬調變脈衝定位系統

1101‧‧‧加法器

1201‧‧‧函數方塊

1203‧‧‧加法器

1500‧‧‧向下斜波產生器

1501‧‧‧受控電流槽

1502‧‧‧節點

1503‧‧‧二極體

1505,1507‧‧‧電壓源

1700‧‧‧雙緣調變器電路

1701‧‧‧三角斜波產生器

1702,1706,1714,1720‧‧‧電流源

1703‧‧‧感測與調整電路

1704,1709,1710‧‧‧節點

1705‧‧‧電流感測器

1707‧‧‧放大器

1708,1712,1716,1718‧‧‧電壓源

1711‧‧‧雙輸入OR閘

A,CLK‧‧‧時脈訊號

AD‧‧‧延遲時脈訊號

ADJ‧‧‧調整訊號

B‧‧‧斜波訊號

C‧‧‧補償訊號

CK‧‧‧時脈輸入

CMP1‧‧‧向下斜波比較器

CMP2‧‧‧向上斜波比較器

COMPH,COMPL,COMPTR+,COMPTR-‧‧‧比較器

COSC,C1‧‧‧電容器

CTL‧‧‧控制輸入

D‧‧‧訊號

FF1-FF3‧‧‧SR正反器

GND‧‧‧接地

IADJ‧‧‧電流調變訊號

ICH,IPADJOFFS‧‧‧電流

I_AVG ‧‧‧平均電流

I_HIGH ‧‧‧高電流位準

I_LOAD ‧‧‧負載電流

I_NORM ‧‧‧正常位準

I_phase ‧‧‧相位電流

LT‧‧‧負載暫態訊號

R_HI ‧‧‧高斜波位準

R_LO ‧‧‧低斜波位準

R₁ ,R₂ ‧‧‧電阻器

SW,SWH,SWL,SW1‧‧‧單刀單擲切換器

T,T2‧‧‧三角斜波訊號

V_COMP ‧‧‧補償訊號

VCS‧‧‧電流感測電壓

V_C1 ‧‧‧經過調整/修改的補償訊號

V_C2 ‧‧‧經過調整的補償訊號

V_{DOWN_RAMP} ‧‧‧向下斜波訊號

V_MIN ,V_MAX ‧‧‧最小/最大斜波電壓

VO,VO2‧‧‧偏移電壓

VR‧‧‧經調整的斜波訊號

VTHL,VTHH,VTHHM‧‧‧臨界電壓

VTRTH+,VTRTH-‧‧‧電壓

V_{UP_RAMP} ‧‧‧向上斜波訊號

依照前面的說明以及隨附的圖式，便可更瞭解本發明的好處、特點、以及優點，其中：圖1所示係根據本發明一實施例的適應性脈寬調變脈衝定位技術的操作模式的時序圖；圖2所示係根據本發明一實施例所施行的後緣調變器電路的簡化方塊圖；圖3所示係圖2的後緣調變器電路的操作時序圖；圖4所示係根據本發明一實施例所施行的雙緣調變器電路的簡化方塊圖；圖5所示係圖4的雙緣調變器電路的操作時序圖；圖6所示係根據先前已提申專利申請案中所述之實施例的雙斜波雙緣脈寬調變調變電路的概略示意圖； 圖7所示係圖6的雙斜波雙緣脈寬調變調變電路的操作時序圖，其圖解在一4相系統的雙斜波雙緣脈調變技術中的長空白週期問題；圖8所示係根據本發明一實施例的適應性脈寬調變脈衝定位系統的方塊圖，其可應用至雙斜波雙緣脈寬調變調變電路；圖9所示係用於施行圖8的適應性脈寬調變脈衝定位系統的一示範性實施例的一脈寬調變脈衝定位系統的概略示意圖；圖10所示係用於一4相系統的圖9的適應性脈寬調變脈衝定位系統的操作時序圖；圖11所示係根據本發明另一實施例的適應性脈寬調變脈衝定位系統的方塊圖，其可應用至雙斜波雙緣脈寬調變調變電路；圖12所示係根據本發明另一實施例的適應性脈寬調變脈衝定位系統的方塊圖，其可應用至雙斜波雙緣脈寬調變調變電路；圖13所示係用於施行圖12的適應性脈寬調變脈衝定位系統的一示範性實施例的適應性脈寬調變脈衝定位系統的概略示意圖；圖14所示係用於一4相系統的圖13的適應性脈寬調變脈衝定位系統的操作時序圖；圖15所示係可用來產生圖6雙斜波雙緣脈寬調變調變電路的向下斜波訊號的向下斜波產生器的方塊圖，來圖解 根據本發明另一實施例的適應性脈寬調變脈衝定位系統；圖16所示係運用圖15之向下斜波產生器的適應性脈寬調變脈衝定位系統的操作時序圖；圖17所示係根據另一實施例所施行的雙緣調變器電路的概略示意圖；以及圖18所示係圖17的雙緣調變器電路的操作的一連串時序圖。

200‧‧‧後緣調變器電路

201‧‧‧時序源

203‧‧‧延遲功能

205‧‧‧斜波產生器

207‧‧‧脈寬調變比較器

209‧‧‧誤差放大器

211‧‧‧脈衝時序電路

213‧‧‧電流感測方塊

A‧‧‧時脈訊號

AD‧‧‧延遲時脈訊號

ADJ‧‧‧調整訊號

B‧‧‧斜波訊號

C‧‧‧補償訊號

CK‧‧‧時脈輸入

CTL‧‧‧控制輸入

D‧‧‧訊號

I_LOAD ‧‧‧負載電流

Claims (20)

1. 一種用於一電壓轉換器的適應性脈衝定位系統，該電壓轉換器提供一輸出電壓，該適應性脈衝定位電路包括：一可調整斜波產生器，其具有一調整輸入，且提供一週期性斜波電壓，該週期性斜波電壓的大小係以該調整輸入為基礎來調整；一脈衝產生器電路，其會接收該斜波電壓，且產生包括複數個脈衝的一脈衝訊號，用於以該斜波電壓為基礎來控制該電壓控制器的輸出電壓；以及一感測與調整電路，其會感測用於表示該電壓轉換器之輸出負載暫態的一訊號，且提供一調整訊號至該可調整斜波產生器的調整輸入，以便響應於該輸出負載暫態來及時適應性地偏移該脈衝訊號，而不需要在該等複數個脈衝中增加任何脈衝。
2. 如申請專利範圍第1項之適應性脈衝定位系統，其中該可調整斜波產生器包括一三角斜波產生器，用以提供一三角斜波電壓，該三角斜波電壓會在下限臨界電壓和上限臨界電壓之間進行升降，且其中該調整輸入會調整該上限臨界電壓。
3. 如申請專利範圍第2項之適應性脈衝定位系統，其中該感測與調整電路具有被耦合至該可調整斜波產生器的一重置輸入，且其中該感測與調整電路僅會在該斜波電壓的一個循環中調整該上限臨界值。
4. 如申請專利範圍第1項之適應性脈衝定位系統，其中 該脈衝產生器電路包括：一比較器，其會比較一誤差電壓和該斜波電壓，且產生用於表示比較結果的一脈衝控制訊號；以及一脈衝時序電路，其具有：一第一輸入，用以接收該脈衝控制訊號；一第二輸入，用以接收以該斜波電壓為基礎的一時序訊號；與一輸出，用以提供該脈衝訊號，其中該脈衝時序電路會確保該脈衝訊號在該斜波電壓的每一個循環中僅有一個脈衝。
5. 如申請專利範圍第1項之適應性脈衝定位系統，其中該感測與調整電路包括：一感測器，其會感測一輸出負載訊號，且提供和該輸出負載訊號成比例的一感測電壓；一負載暫態電路，其具有用以接該感測電壓的一輸入，與用以提供一負載暫態感測電壓的一輸出，該負載暫態感測電壓係表示該輸出負載訊號的暫態；一比較器電路，其會比較該負載暫態感測電壓和一正臨界電壓與一負臨界電壓，其中倘若該負載暫態感測電壓抵達該正臨界電壓，則該比較器電路會提供一第一控制訊號，而倘若該負載暫態感測電壓抵達該負臨界電壓，則該比較器電路會提供一第二控制訊號；以及一調整訊號產生電路，當提供該第一控制訊號時，其會提供該調整訊號用以縮減該斜波電壓的大小，而當提供該第二控制訊號時，其則會提供該調整訊號用以增加該斜波電壓的大小。
6. 如申請專利範圍第5項之適應性脈衝定位系統，其中該感測器包括一電流感測器，其會感測該電壓轉換器的輸出負載電流。
7. 如申請專利範圍第5項之適應性脈衝定位系統，其中該負載暫態電路包括：一低通濾波器，其具有用以接收該感測電壓的一輸入且具有一輸出；以及一放大器，其具有：一第一輸入，用以接收該感測電壓；一第二輸入，其會被耦合至該低通濾波器的該輸出；與一輸出，用以提供該負載暫態感測電壓。
8. 如申請專利範圍第5項之適應性脈衝定位系統，其中該可調整斜波產生器包括一三角斜波產生器，用以提供一三角斜波電壓，該三角斜波電壓會在下限臨界電壓和上限臨界電壓之間進行升降，且其中當提供該第一控制訊號時，該調整訊號會降低該上限臨界電壓，而當提供該第二控制訊號時，該調整訊號則會提高該上限臨界電壓。
9. 如申請專利範圍第8項之適應性脈衝定位系統，其中當提供該第一控制訊號時，該調整訊號產生電路會判定和該感測電壓成比例的該調整訊號，而當提供該第二控制訊號時，該調整訊號產生電路則會判定該調整訊號位在一偏移位準處，該偏移位準會被調整和該感測電壓成比例的一數額。
10. 一種對用來控制一電壓調節器之一輸出電壓的脈衝進行適應性定位脈寬調變之方法，該方法包括： 產生一週期性斜波電壓；比較該斜波電壓和一誤差電壓，用以在該斜波電壓的連續循環中提供複數個脈衝；感測用於表示該電壓調節器之一輸出負載的一負載暫態的一訊號；以及響應於該負載暫態來調整該斜波電壓，以便及時適應性地偏移該等複數個脈衝，而不需要增加任何脈衝。
11. 如申請專利範圍第10項之方法，其中該感測用於表示該電壓調節器之一輸出負載的一負載暫態之一訊號包括感測輸出負載電流。
12. 如申請專利範圍第10項之方法，其中該產生一斜波電壓包括產生範圍介於第一臨界電壓與第二臨界電壓之間的一斜波電壓，且其中該調整該斜波電壓包括在該斜波電壓的至少一循環中調整該第一臨界電壓與該第二臨界電壓中至少一者。
13. 如申請專利範圍第10項之方法，其中該產生一斜波電壓包括產生會在一下限臨界電壓與一上限臨界電壓之間進行升降的一三角斜波電壓，且其中該調整該斜波電壓包括在該斜波電壓的至少一循環中調整該上限臨界電壓。
14. 如申請專利範圍第13項之方法，其中該感測用於表示該電壓調節器之一輸出負載的一負載暫態之一訊號包括偵測用於表示負載提高的一正負載暫態，且其中該調整該斜波電壓包括在該斜波電壓的至少一循環中降低該上限臨界電壓。
15. 如申請專利範圍第13項之方法，其中該感測用於表示該電壓調節器之一輸出負載的一負載暫態之一訊號包括偵測用於表示負載降低的一負負載暫態，且其中該調整該斜波電壓包括在該斜波電壓的至少一循環中提高該上限臨界電壓。
16. 如申請專利範圍第10項之方法，其中該感測用於表示該電壓調節器之一輸出負載的一負載暫態之一訊號包括：感測一輸出訊號的一變化；比較該輸出訊號的變化和一臨界值；以及偵側當該輸出訊號的變化抵達該臨界值時的一負載暫態。
17. 如申請專利範圍第10項之方法，其中該感測用於表示該電壓調節器之一輸出負載的一負載暫態之一訊號包括：感測一輸出訊號的一變化；比較該輸出訊號的變化和一正臨界值與一負臨界值；以及偵側當該輸出訊號的變化抵達該正臨界值與該負臨界值中任一者時的一負載暫態。
18. 如申請專利範圍第10項之方法，其中該調整該斜波電壓包括僅在一個循環中調整該斜波電壓。
19. 如申請專利範圍第10項之方法，其中該調整該斜波電壓包括以該負載暫態的相對數額為基礎來調整該斜波電 壓。
20. 如申請專利範圍第10項之方法，其中：該產生一週期性斜波電壓包括產生介於一下限臨界電壓與一上限臨界電壓之間的一斜波電壓；以及其中該調整該斜波電壓包括：將該上限臨界電壓降低和表示一已提高負載的負載暫態成比例的一數額；以及將該上限臨界電壓提高一偏移值扣除和表示一已下降負載的負載暫態成比例的一數額。