CN101741248B - 用于快速瞬态响应的自适应pwm脉冲定位 - Google Patents

Abstract

一种用于电压转换器的自适应脉冲定位系统包括可调节斜坡发生器、脉冲发生器电路以及感测调节电路。可调节斜坡发生器具有调节输入，并提供具有基于提供给该调节输入的调节信号可调节值的周期性斜坡电压。脉冲发生器电路接收该斜坡电压，并基于该斜坡电压产生带有控制脉冲的脉冲信号，该控制脉冲用于控制电压控制器的输出电压。感测调节电路感测输出负载瞬态，并将调节信号提供给斜坡发生器的调节输入，以响应于输出负载瞬态自适应地及时移动脉冲信号，而不向该脉冲信号添加脉冲。

Description

用于快速瞬态响应的自适应PWM脉冲定位

相关申请的交叉引用

本申请是2006年5月17提交的美国专利申请No.11/383,878(现在已批准并在2008年11月18日授权为美国专利No.7,453,246)的部分继续申请，该已授权申请自身要求2005年11月16日提交的美国专利申请No.60/737,523的优先权，且要求2006年2月17日提交的美国临时专利申请No.60/774,459的优先权，所有上述申请出于所有意图和目的通过引用结合在本文中。

附图说明

参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中：

图1是示出根据本发明的实施例的自适应PWM脉冲定位方案的工作模式的时序图；

图2是根据本发明的实施例实现的后沿调制器电路的简化框图；

图3是示出图2的后沿调制器电路的工作的时序图；

图4是根据本发明的实施例实现的双沿调制器电路的简化框图；

图5是示出图4的双沿调制器电路的工作的时序图；

图6是根据在先专利申请中描述的实施例的双斜坡双沿PWM调制电路的示意图；

图7是示出图6的双斜坡双沿PWM调制电路的操作的时序图，示出了用于4相系统的双斜坡双沿调制方案中的长消隐周期问题；

图8是示出根据本发明的一个实施例的可用于双斜坡双沿PWM调制电路的自适应PWM脉冲定位系统的框图；

图9是实现图8的自适应PWM脉冲定位系统的示例性实施例的PWM脉冲定位系统的示意图；

图10是示出用于四相系统的图9的自适应PWM脉冲定位系统的工作的时序图；

图11是示出根据本发明的另一实施例的可用于双斜坡双沿PWM调制电路的自适应PWM脉冲定位系统的框图；

图12是示出根据本发明的另一实施例的可用于双斜坡双沿PWM调制电路的自适应PWM脉冲定位系统的框图；

图13是实现图12的自适应PWM脉冲定位系统的示例性实施例的PWM脉冲定位系统的示意图；

图14是示出用于四相系统的图13的自适应PWM脉冲定位系统的工作的时序图；

图15是可用于产生图6的双斜坡双沿PWM调制电路的下降斜坡信号的下降斜坡发生器的框图，从而示出根据本发明的另一实施例的自适应PWM脉冲定位系统；

图16是示出采用图15的下降斜坡发生器的自适应PWM脉冲定位系统的工作的时序图；

图17是根据另一实施例实现的双沿调制器电路的示意图；以及

图18包括示出图17的双沿调制器电路的工作的一系列时序图。

具体实施方式

给出以下描述以使本领域普通技术人员能在特定应用及其需求的背景下实施和利用所提供的本发明。然而，优选实施例的多种修改对本领域普通技术人员将会很明显，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在受限于本文中示出和描述的特定实施例，而应被给予与本文中公开的原理和新颖特征一致的最广范围。

包括新式的中央处理单元(CPU)的新式电路的负载电流是高动态的，而且从低到高和从高到低迅速地变化。例如，CPU电流瞬态会在1微秒(μs)内出现，这短于常规电压调节器的典型开关周期。本公开描述了具有控制回路的直流-直流功率调节器，它对无论何时出现的快速负载转变都具有足够的响应时间。

在许多常规脉宽调制(PWM)方案中，通常通过PWM比较器将误差放大器的补偿输出与固定的斜坡信号比较。该PWM比较器产生用于控制直流-直流功率调节器的开关的PWM信号。为了提供开关抗干扰性，通常将复位-置位(R-S)触发器耦合至比较器的输出以确保各个开关周期仅有一个脉冲。在前沿调制方案中，基于比较器输出而启动各个PWM脉冲，并与时钟信号同步地终止。该前沿调制方案适宜于负载增加瞬态事件，但不一定对负载释放瞬态作出响应。在后沿调制方案中，各个PWM脉冲与时钟信号同步启动，并基于比较器输出而终止。该后沿调制方案适宜于负载释放瞬态事件，但不一定对负载增加瞬态事件作出响应。在常规的双沿调制方案中，斜坡是三角波形，从而各个PWM脉冲基于三角波形与补偿信号的比较而开始和结束。不过，常规的双沿调制方案也呈现出开或关延时，因为斜坡是固定的，而且因为PWM脉冲的前沿仅在第一半周期中出现，而后沿仅在第二半周期中出现。因此，这些常规方案中的每一种在某些负载变化情况下插入时钟信号延时。

图1是示出根据本发明的实施例的自适应PWM脉冲定位方案的工作模式的时序图。在图1中绘出了直流-直流功率调节器(未示出)的输出负载电流I_负载与时钟信号和PWM信号的关系。在开始时刻t0，I_负载信号处于标称电平I_NORM。该时钟时钟信号根据预定时钟频率产生周期性时钟脉冲。在如I_负载信号的I_NORM电平所指示的正常负载下的正常工作期间，各个PWM脉冲在各个时钟周期期间开始，并通过该时钟信号上的脉冲终止。在随后的时刻t1，如I_负载信号跳跃至I_高表示的高电流电平所指示的那样，出现了输出瞬态。响应于该输出负载瞬态，如箭头103所示，PWM信号的下一脉冲101相对于虚线所示的它的正常位置向当前时钟周期的起点处重新定位。在施加重负载之后，通过将脉冲101向周期的起点移动，自然缩短了瞬态事件之后的消隐周期，导致在初始瞬态响应之后无额外的电压降。在此情况下，脉冲101还响应于输出负载的增大而具有较长持续时间。在负载增大事件期间(当I_负载为I_高时)，PWM信号的后续脉冲105、107以及109向相应时钟周期的起点移动。

在随后的时刻t2，I_负载信号返回标称电平I_NORM。如箭头113所示，PWM信号的下一脉冲111移回时钟周期末尾处的正常位置。在如图1所示的某些调制方案中，PWM脉冲通常在周期末尾处出现。在瞬态事件下，PWM脉冲响应于输出电压降被提前。在瞬态事件之后，PWM脉冲返回其正常位置(例如周期末尾)。为了避免由消隐周期引起的额外电压降，PWM脉冲在重负载下向周期的起点移动。PWM脉冲在轻负载下位于周期末尾，因此，它根据负载情况移动，诸如在满负载情况下向周期的起点移动。为了性能更好，PWM脉冲位置是灵活的。

除重新定位脉冲之外，有可能允许同一周期中的第二PWM脉冲，这使输出更快地稳定下来。然而，如果在高重复率下发生瞬态事件，则同一周期中的第二脉冲易于提高开关频率和功率级上的热耗散。对于快速瞬态响应，需要PWM脉冲在一个或多个周期中被提前。在轻负载下将PWM脉冲保持在周期末尾附近更好，从而有充足的空间来响应负载瞬态事件而将脉冲提前。在重负载下可将PWM脉冲放置在开关周期中的任何位置。对于负载释放事件，PWM在瞬态之后很快结束，并需要某些消隐时间来放出电感器电流。因此期望在重负载情况下让PWM脉冲出现在周期的起点处。因此PWM脉冲在轻负载情况下被保持在周期末尾处，而在负载增大时被移动至周期的起点。

图2是根据本发明的实施例实现的后沿调制器电路200的简化框图。定时源201产生时钟信号A，该时钟信号A被提供给延时功能203的输入。延时功能203将A信号延时，并将经过延时的时钟信号AD提供给斜坡发生器205的输入和脉冲定时电路211的时钟(CK)输入。在替代实施例中，用SR触发器代替脉冲定时电路。斜坡发生器205产生斜坡信号B，该信号B被提供给PWM比较器207的一个输入(例如反相输入)。误差放大器209将补偿信号C提供给比较器207的另一输入(例如非反相输入)。比较器207产生信号D，该信号D被提供给脉冲定时电路211的控制(CTL)输入。脉冲定时电路211基于该D信号产生用来控制直流-直流功率调节器的输出电压的PWM信号，且被配置成确保AD信号每周期仅一个脉冲。电流感测块213将调节信号ADJ提供给延时功能203的另一输入。电流感测块213感测输出电流，诸如流过输出负载(如图所示)的负载电流I_负载，并相应地控制ADJ信号。还示出提供给延时功能203的C信号和转换器的输出电压V_输出。信号A与AD之间的延时量，或T_延时是ADJ、V_输出以及C的函数，或T_延时＝TD1+f1*ADJ+f2*C+f3*V_输出，其中TD1是常数，而函数f1、f2和f3按需为从相当简单到复杂的任何合适的函数。在一个实施例中，f1-f3是常数。

在替代实施例中，电流感测块213感测流过调节器的输出电感器的电流，或感测一个或多个输出相电路的相电流。

图3是示出后沿调制器电路200的工作的时序图。绘出了信号I_负载、A、AD、B、C、D以及PWM与时间的关系。B和C信号彼此叠置，以更清楚地示出比较器207的功能。在所示实施例中，斜坡发生器205将B信号生成为具有上升斜坡的锯齿波。因此，当AD信号脉冲高时斜坡信号B从低斜坡电平R_LO开始，而当AD脉冲返回低时以恒定速率上升。在所示实施例中，斜坡信号B受限于预定的高电平R_HI。补偿信号C被配置成在R_LO和R_HI的范围之间。在工作时，B斜坡信号在AD时钟信号的前沿时重置回R_LO，并在AD时钟信号的后沿开始斜升。当B低于C时比较器207将D信号确立为高，否则将D信号确立为低。除了在每个周期中在AD信号变低之后开始PWM信号之外，脉冲定时电路211一般将PWM信号与D信号确立为一致，因此当AD变低时PWM变高，而且当D变低时PWM变低。操作如此重复，而且各个PWM脉冲的时长部分地取决于补偿信号C的电平。

在常规的后沿调制器电路(未示出)中，不存在延时功能203，因此时序是基于A时钟信号而不是AD时钟信号。延时功能203允许基于来自电流感测块213的ADJ信号调节AD时钟信号的时序，电流感测块213基于I_负载信号(或其它感测到的输出电流)的电平修改ADJ信号。在时刻t9，如上所述，I_负载信号从I_NORM跳至I_HIGH。作为响应，电流感测块213修改ADJ信号以减少AD信号相对于时钟信号A的延时。如301处所示，AD信号上的下一脉冲被移动或重新定位到该周期中的更早处。如303处所示，该AD脉冲的提早前沿使斜坡信号B比正常更早地重置回R_LO。如305处所示，斜坡信号B的提早重置使D信号移位至该周期中的更早处。如307处所示，D信号上的提早脉冲使PWM信号被移动而更早地在该周期中确立。在负载瞬态移动事件之后，脉冲的时序有效地一致，除了它们都相对于正常情况被移动。可调节PWM脉冲的相对宽度以解决附加的负载。如此，响应于负载瞬态事件将PWM信号重新定位在该周期更早处。只要负载瞬态情况存在，PWM信号就保持被移动，而当消除较重负载情况时，PWM信号返回正常。如时刻t10所示，I_负载信号返回I_NORM，而如309处所示，下一AD脉冲移动至周期中的更晚处。这使D和PWM脉冲移回它们的正常位置。如此，响应于负载瞬态调节或改变了PWM脉冲的位置，以提供更好性能。

延时功能203不会提高时钟信号的频率，而替代地简单实现对PWM脉冲的定位的临时调节。注意，在需要时可在正常情况期间制造延时，诸如A信号的一个周期。如果该延时约等于时钟周期，则可将PWM脉冲重新定位至给定周期的几乎任何位置，以正确地响应于异步负载瞬态事件。

图4是根据本发明的实施例实现的双沿调制器电路400的简化框图。以与后沿调制器电路200相似的方式，定时源401产生提供给延时功能403的输入的时钟信号A。该延时功能可按照与延时功能205基本相同的方式工作。该延时功能403将A信号延时，并将经过延时的时钟信号AD提供给三角斜坡发生器405的输入和脉冲定时电路411的时钟(CK)输入。该三角斜坡发生器405产生提供给比较器407的一个输入(例如反相输入)的三角斜坡信号T。误差放大器409将补偿信号C提供给比较器407的另一输入(例如非反相输入)和延时功能403。比较器407产生提供给脉冲定时电路411的控制输入的信号D。脉冲定时电路411基于该D信号产生用于控制输出电压的PWM信号，且被配置成确保每个时钟周期仅一个脉冲。电流感测电路413接收I_负载信号并将调节信号ADJ提供给延时功能403的另一输入，如图所示，该输入还接收V_输出信号。电流感测电路413感测诸如流过输出负载的负载电流、流过输出电感器的电流或流过一个或多个输出相电路中的一个的相电流之类的输出电流，并如上所述地相应地控制ADJ信号。还示出向延时功能403提供V_输出信号。延时功能403所提供的延时量基本类似于延时功能203，或T_延时＝TD1+f1*ADJ+f2*C+f3*V_{输 出}。

图5是示出双沿调制器电路400的工作的时序图。绘出了信号I_负载、A、AD、T、C、D以及PWM与时间的关系。T和C信号彼此叠置，以更清楚地示出比较器407的功能。在此情况下，时钟信号A和AD是50％占空比的信号。当AD信号低时三角斜坡信号T斜升，而当AD信号高时三角斜坡信号T斜降。在工作时，当T信号小于C信号时确立D信号为高，否则确立为低。当D信号为高时，脉冲定时电路411确立PWM信号。操作如此重复，而且各个PWM脉冲的时长部分地取决于补偿信号C的电平。

在常规的双沿调制器电路(未示出)中，不存在延时功能403，因此时序是基于A时钟信号而不是AD时钟信号。对于双沿调制器电路400，延时函数403允许基于来自电流感测块413的ADJ信号调节AD时钟信号的时序，电流感测块213基于I_负载信号的电平修改ADJ信号。在时刻t11，如上所述，I_负载信号从I_NORM跳至I_HIGH。作为响应，电流感测块413修改ADJ信号以减少AD信号相对于时钟信号A的延时。如501处所示，在该周期中，AD信号由于延时减少而移动至更早处。三角斜坡信号T更早地斜降(相比于正常情况)，如503处所示，在该时钟周期中与C信号更早相交。如505处所示，T与C信号的更早相交使D信号在该周期中移动而更早确立，从而如507处所示，PWM信号被重新定位于该周期中的更早处。这种自适应定位导致响应于负载瞬态事件将PWM信号重新定位在该周期中的更早处。只要负载瞬态情况存在，就保持移动PWM信号，而当该负载情况消除时，PWM信号返回正常位置。如随后的时刻t12所示，I_负载信号返回I_NORM，使AD、D以及PWM信号移回它们的正常位置。如此，调节或改变PWM脉冲的位置从而更灵活地实现更好性能。

2005年12月23日提交的题为“具有使用双斜坡的双沿调制的PWM控制器(PWM controller with dual-edge modulation using dual ramps)”的美国专利申请S/N 11/318,081中公开了使用双斜坡的双沿调制方案，该申请为了所有意图和目的通过引用结合于此。该双斜坡双沿调制方案也将PWM脉冲限制为每个时钟周期一个脉冲。因为每个周期一个脉冲的限制，在对重负载瞬态事件的初始响应之后，可能存在没有任何PWM脉冲的周期。此消隐周期可能导致瞬态事件之后的额外电压降。在一个双斜坡双沿调制方案中，PWM脉冲一直出现在周期末尾。在瞬态事件下，响应于输出电压降而提前了PWM脉冲。在瞬态事件之后，PWM脉冲返回周期末尾。为了避免由消隐周期引起的额外电压降，PWM脉冲在重负载下向周期的起点移动。因此PWM脉冲在轻负载下位于周期末尾，它根据负载情况移动，在满负载情况下位于周期的起点。为了性能更好，PWM脉冲位置是灵活的。

图6是根据以上引用的专利申请中描述的实施例的双斜坡双沿PWM调制电路600的示意图。下降斜坡比较器CMP1具有接收补偿信号V_COMP(诸如来自误差放大器，例如209、409)的非反相输入、接收下降斜坡信号V_{下降_斜坡}的反相输入、以及耦合至置位-复位(SR)触发器601的置位输入的输出。上升斜坡比较器CMP2具有接收V_COMP信号的反相输入、接收上升斜坡信号V_{上升_斜坡}的非反相输入以及耦合至SR触发器601的复位输入的输出。SR触发器601的Q输出确立提供PWM脉冲的PWM信号。定时源603产生提供给前沿斜坡发生器605的时钟信号CK，。在所示实施例中，前沿斜坡发生器605产生与CK信号同步的被示为V_{下降_斜坡}的下降斜坡锯齿波。当下降斜坡信号降至V_COMP电平时，比较器CMP1确定其输出为高并使SR触发器601置位，SR触发器601将PWM信号确立为高以启动各个PWM脉冲。后沿斜坡发生器607产生用于终止各个PWM脉冲的后沿斜坡信号，该信号被示为上升斜坡信号V_{上升_斜坡}。当确立PWM信号为高时，后沿斜坡发生器607开始使V_{上升_斜坡}信号斜升(参见图16中所示的V_{上升_斜坡}信号的操作)。当V_{上升_斜坡}到达V_COMP时，比较器CMP2将其输出确立为高，将SR触发器601复位，并将PWM信号拉低，从而终止各个PWM脉冲。当PWM被拉低时，后沿斜坡发生器607将V_{上升_斜坡}信号再次拉低。

双斜坡双沿PWM调制电路600在一个开关周期中的任何时刻打开和关闭PWM脉冲，因此其瞬态响应非常迅速。在正常工作下，PWM脉冲出现在开关周期的末尾处。当在周期开始时施加重负载时，使PWM脉冲提前至开关周期的起始，以尝试保持输出在规范以内。为限制开关频率，在一个开关周期中通常只允许一个PWM脉冲。如果在周期开始时发生瞬态重负载事件和PWM脉冲，则直到下一周期才会出现另一PWM脉冲。可能存在PWM脉冲不出现的长周期，导致在初始响应之后出现额外电压降。

图7是示出双斜坡双沿PWM调制电路600的操作的时序图，示出了用于4相系统的双斜坡双沿调制方案中的长消隐周期问题。绘出了信号I_{负 载}、四个V_{下降_斜坡}信号1-4(每个相一个，或V_{下降_斜坡1}-V_{下降_斜坡4})、补偿信号的电压(V_COMP)以及相应的四个PWM信号PWM1、PWM2、PWM3以及PWM4与时间的关系。在约时刻t20时，对系统施加重负载，从而控制回路响应于此事件迅速打开的所有相，如各个PWM信号上的同时脉冲所示的那样。在随后的时刻t21，关闭所有相。在随后的时刻t22时，控制电压V_COMP返回其工作点。在理想情况下，如果系统在此时刻之后稳定，则预期控制电压为恒定，如虚线701所指示的那样。然而，因为每个周期一个脉冲的限制，直到时刻t24才有另一PWM脉冲。因此，在理想情况下，在时刻t21与t24之间存在“消隐”周期T₁，它约等于开关周期。在实际情况下，因为在消隐周期中无PWM脉冲出现，所以输出电压下降直到下一PWM脉冲。因此，实际补偿电压V_COMP将如703处所示那样地升高，以试图将输出电压保持在规范内。因此，在周期中更早的时刻t23处存在PWM脉冲，因此时刻t21与t23之间的实际消隐周期T₂远小于开关周期。即使消隐周期T₂小于一个开关周期，它也能引起额外的电压降，而且输出电压在稳定之前会振荡数个周期。

因此，在所示双沿方案中，在双斜坡双沿调制方案中可能存在初始瞬态响应之后的消隐周期，该消隐周期导致额外的电压降和可能的振荡问题。为避免额外的电压降，该消隐周期应当尽可能短。解决此问题的一种方法是在高瞬态事件下允许同一周期中的第二脉冲。如图7所示，V_COMP在初始瞬态响应之后再次升高。如果在同一周期中允许第二PWM脉冲，则输出很快稳定。但如果瞬态事件以高重复率发生，则这可能增大开关频率和功率级上的热耗散。对于快速瞬态响应，PWM脉冲应当能在一个周期中被提前。在轻负载下将PWM脉冲保持在周期末尾更好，从而有充足的空间将该脉冲提前。然而，在重负载下可将PWM脉冲放置在开关周期中的任何位置。对于负载释放事件，PWM在瞬态之后很快结束，并需要某些消隐时间来放出电感器电流。因此期望在重负载情况下让PWM脉冲出现在周期的起点处。如下进一步讨论的那样，PWM脉冲在轻负载情况下被保持在周期末尾处，而在负载增大时被移动至周期的起点。

图8是示出根据本发明的一个实施例的可应用于双斜坡双沿PWM调制电路的自适应PWM脉冲定位系统800的框图。与双斜坡双沿PWM调制电路600的部件相似的那些部件采用相同的附图标记。未示出定时源603和发生器605和607，但以相同的方式设置和工作。上升斜坡比较器CMP2接收V_COMP和V_{上升_斜坡}信号，而且具有耦合至SR触发器601的复位输入的输出。下降斜坡比较器CMP1的反相输入接收下降斜坡信号V_{下降_斜坡}，而且其输出耦合至SR触发器601的置位输入。在此情况下，使用功能块801和加法器803将偏置电压VO加至误差放大器输出信号V_COMP，该加法器803将经过调节的补偿信号V_C1提供给比较器CMP1的非反相输入。比较器CMP1的输出耦合至SR触发器601的置位输入。偏置电压VO是感测到的所有相的平均电流I_AVG的函数f₁(s)，从而VO＝f₁(s)*I_AVG，其中星号“*”表示乘法。在重负载下，偏置电压VO为高，以在该周期中较早地触发PWM脉冲。虽然未示出，但可使用平衡电流来调节提供给上升斜坡比较器CMP2的补偿信号，其中该平衡电流与感测到的一个相的相电流I_相和感测到的所有相的平均电流I_AVG有关，例如f₂(I_AVG，I_相)，其中f₂是任何合适的函数。简单的示例是I_平衡＝k*(I_AVG-I_相)，其中k是常数。

图9是实现自适应PWM脉冲定位系统800的示例性实施例的PWM脉冲定位系统900的示意图。与双斜坡双沿PWM调制电路800的部件相似的那些部件采用相同的附图标记。未示出定时源603和发生器605和607，但以相同的方式设置和工作。在此情况下，V_COMP信号被提供给电阻器R₁的一端，该电阻器R₁的另一端产生被提供给比较器CMP1的非反相输入的V_C1信号。I_AVG电流被注入产生V_C1信号的节点，因此VO＝R₁*I_AVG且V_C1＝V_COMP+R₁*I_AVG。

图10是示出用于四相系统的自适应PWM脉冲定位系统900的操作的时序图，该图包括四个下降斜坡信号V_{下降_斜坡1}-V_{下降_斜坡4}和四个PWM信号PWM1-PWM4。绘出了信号I_负载、V_C1、V_{下降_斜坡1}-V_{下降_斜坡4}以及PWM1-PWM4与时间的关系。V_C1信号与V_{下降_斜坡1}-V_{下降_斜坡4}信号叠置，以示出用于产生PWM1-PWM4信号的相应的比较器的操作。为了比较起见，以虚线来表示V_COMP电压。如图所示，正好在时刻t30之前出现负载瞬态，从而触发所有PWM1-PWM4信号，PWM1-PWM4信号在约时刻t31再次变低。分别在时刻t32、t33以及t34在PWM2、PWM3以及PWM4信号上出现附加的PWM脉冲，这些时刻t32、t33以及t34均显著早于如果V_COMP信号而不是经过修改的补偿信号V_C1被直接提供给比较器CMP1时出现的情况。如此，显著提高了性能。

图11是示出根据本发明的另一实施例的可用于双斜坡双沿PWM调制电路的自适应PWM脉冲定位系统的框图。该自适应PWM脉冲定位系统1100类似于自适应PWM脉冲定位系统800，其中相似部件采用相同附图标记。未示出定时源603和发生器605和607，但它们以相同的方式设置和工作。I_AVG信号被提供给用于产生偏置电压VO的功能块801，该偏置电压VO被提供给加法器1101的反相输入。加法器1101在其非反相输入接收V_{下降_斜坡}信号。在此情况下，通过偏置电压VO而不是误差放大器输出信号V_COMP调节V_{下降_斜坡}信号。加法器1101从V_{下降_斜坡}中减去VO以产生经过调节的斜坡信号VR，该斜坡信号VR被提供给比较器CMP1的反相输入。如图所示，误差放大器输出信号V_COMP被直接提供给比较器CMP2的反相输入，比较器CMP2在其非反相输入接收V_{上升_斜坡}，比较器CMP2的输出耦合至SR触发器601的复位输入。SR触发器601以相似方式工作以提供PWM信号。

图12是示出根据本发明的另一实施例的可用于双斜坡双沿PWM调制电路的自适应PWM脉冲定位系统1200的框图。该自适应PWM脉冲定位系统1200类似于双斜坡双沿PWM调制电路600，其中相似部件采用相同附图标记。未示出定时源603和发生器605和607，但以相同的方式设置和工作。设置了比较器CMP1，该比较器CMP1将与V_COMP与V_{下降_斜坡}信号比较，并将其输出提供给SR触发器600的置位输入，该SR触发器600在其Q输出提供PWM信号。在此情况下，产生了不同的偏置电压VO2，该电压VO2与感测到的多相转换器的相应相的相电流I_相相关。电流I_相被提供给功能块1201的输入(将I_相乘以函数f3(s))以产生VO2，该VO2然后被提供给加法器1203的输入。加法器1203将V_COMP与VO2相加以产生经过调节的补偿信号VC2。该VC2信号被提供给比较器CMP2的反相输入，比较器CMP2在其非反相输入接收V_{上升_斜坡}，比较器CMP2的输出耦合至SR触发器601的复位输入。在重负载下，偏置电压VO2为高，而V_C2电压减小，这使V_COMP增大以保持同一占空比，从而导致较早地触发各相的PWM脉冲。

图13是实现自适应PWM脉冲定位系统1200的示例性实施例的自适应PWM脉冲定位系统1300的示意图。同样，相似部件采用相同附图标记。未示出定时源603和发生器605和607，但它们以相同的方式设置和工作。在此情况下，有效地以电阻器R₂替换功能块1201和加法器1203，该电阻器R₂一端接收V_COMP信号，而另一端产生V_C2信号，如图所示，该V_C2信号被提供给比较器CMP2的反相输入。从产生V_C2信号的节点拉出I_相电流，因此V_C2＝V_COMP-R₂*I_相。比较器CMP2将经过调节的补偿信号V_C2与V_{上升_斜坡}信号比较，该比较器CMP2具有耦合至SR触发器601的复位输入的输出。比较器CMP1的电路与图12中所示的相同。

图14是示出用于四相系统的自适应PWM脉冲定位系统1300的操作的时序图，该图包括四个下降斜坡信号V_{下降_斜坡1}-V_{下降_斜坡4}和四个PWM信号PWM1-PWM4。绘出了信号I_负载、V_C2、V_{下降_斜坡1}-V_{下降_斜坡4}以及PWM1-PWM4与时间的关系。V_COMP信号与V_{下降_斜坡1}-V_{下降_斜坡4}信号叠置，以示出用于产生PWM1-PWM4信号的相应的比较器的操作。如图所示，负载瞬态约在时刻t40时出现，导致V_COMP信号增大，从而触发所有的PWM1-PWM4信号。PWM1-PWM4信号在随后的时刻t41再次变低。分别在时刻t42、t43以及t44在PWM2、PWM3以及PWM4信号上出现附加的PWM脉冲，这些时刻t42、t43以及t44均显著早于如果V_COMP信号而不是经过修改的补偿信号V_C2被直接提供给比较器CMP2时出现的情况。如此，显著提高了性能。

图15是可用于产生双斜坡双沿PWM调制电路600的V_{下降_斜坡}信号的下降斜坡发生器1500的框图，从而示出根据本发明的另一实施例的自适应PWM脉冲定位系统。因此，使用了双斜坡双沿PWM调制电路600，除了用下降斜坡发生器1500代替了前沿斜坡发生器605。而对于下降斜坡发生器1500，受控的电流吸收器1501耦合在地(GND)与产生V_{下降_斜坡}信号的节点1502之间。电容器C1耦合在节点1502与GND之间。二极管1503的阴极耦合至节点1502，而阳极耦合至产生最小斜坡电压V_MIN的电压源1505的正端子。单刀单掷(SPST)开关SW的开关端子耦合在节点1502与产生最大斜坡电压V_MAX的电压源1507的正端子之间，其中V_MAX大于V_MIN。电压源1505和1507的负端子耦合至GND。开关SW具有接收时钟信号(CLK)的控制端子，该控制端子以CLK信号的频率断开和接通SW。电流吸收器1501具有接收信号C+k*I_AVG的控制端子，其中C和k是常数。如此，电流吸收器1501的电流是基于测得或感测到的I_AVG电平的。

在下降斜坡发生器1500工作时，开关SW接通，从而电压源1507将电容器C1充电至电压电平V_MAX。当开关SW断开时，电流吸收器1501以基于I_AVG信号的速率使电容器C1放电。确定常数C和k以为I_AVG信号的正常工作电平提供V_{下降_斜坡}信号的合适转换速率。当I_AVG信号因为负载变化而增大时，V_{下降_斜坡}信号的转换速率相应地增大，以加速电容器C1的放电，从而将下一PWM脉冲重新定位于周期中的更早处。因此，基于感测到的平均电流I_AVG调节V_{下降_斜坡}信号的转换速率。在轻负载下，I_AVG较低而且V_{下降_斜坡}信号的转换速率低。在重负载下，I_AVG增大从而V_{下降_斜坡}信号的转换速率增大，从而导致周期中较早地触发PWM脉冲。

图16是示出采用下降斜坡发生器1500的自适应PWM脉冲定位系统的工作的时序图。绘出了I_负载、CLK、V_{下降_斜坡}、V_{上升_斜坡}、V_COMP以及PWM信号与时间的关系。将V_COMP信号与V_{下降_斜坡}和V_{上升_斜坡}信号叠置以示出比较器CMP1和CMP2的操作。当I_负载信号从I_NORM跳至I_高时，V_COMP信号临时增大且I_AVG信号也增大，从而较早地触发PWM信号。

图17是根据另一实施例实现的双沿调制器电路1700的示意图。该双沿调制器电路1700包括三角斜坡发生器1701和感测调节电路1703。在一个实施例中，双沿调制器电路1700代替双沿调制器电路400的功能块401、403、405以及413，其中三角斜坡发生器1701产生周期性三角斜坡电压T2，如图所示，该电压T2代替被提供给比较器407的反相输入的三角斜坡信号T。由误差放大器409产生C信号，并以如上所述的基本相似方式被提供给比较器407的非反相输入。比较器407产生D信号，该D信号被提供给脉冲定时电路411的CTL输入，该脉冲定时电路411在其输出产生PWM信号。三角斜坡发生器1701还产生时钟信号CLK，该时钟信号CLK被提供给脉冲定时电路411的CK输入。脉冲定时电路411基于该D信号产生用来控制直流-直流功率调节器的输出电压的PWM信号，且被配置成确保CLK信号每周期仅一个脉冲。比较器407和脉冲定时电路411共同形成脉冲发生器电路，该脉冲发生器电路用来产生用于控制电压调节器输出的PWM脉冲信号。感测调节电路1703感测I_负载信号并产生电流调制信号IADJ，该电流调节信号IADJ用来调制或调节三角斜坡电压T2的值，如以下进一步描述的那样。感测调节电路1703基本代替电流感测电路413，其中IADJ信号以与ADJ信号相似的方式作为调节信号工作，除了IADJ信号被提供三角斜坡发生器1701中的节点以调节T2的值以外，如下文将进一步描述的那样。

源电压VCC被提供给通常断开的单刀单掷(SPST)开关SW1的一个开关端子，该开关SW1的另一开关端子耦合至产生电流2ICH的电流源1702的负端子。电流源1702的正端子耦合至产生三角斜坡电压T2的节点1704。节点1704进一步耦合至电容器COSC的一端、耦合至产生电流ICH的另一电流源1706的负端子、耦合至比较器COMPH的非反相输入、耦合至另一比较器COMPL的反相输入、以及耦合至比较器407的反相输入。电流源1706的正端子和电容器COSC的另一端接地。电压源1708的负端子接地，而它的正端子向电阻器R1的一端提供电压VTHH。电阻器R1的另一端耦合至节点1710，该节点1710产生电压VTHHM且耦合至比较器COMPH的反相输入。另一电压源1712的负端子接地，而它的正端子向比较器COMPL的非反相输入提供电压VTHL。比较器COMPH的输出被提供给SR触发器FF3的置位输入，而比较器COMPL的输出被提供给SR触发器FF3的复位输入。FF3的非反相Q输出产生提供给脉冲定时电路411的CK输入的CLK信号。该CLK信号以与三角斜坡信号T2相同的频率在数字电平之间切换。FF3的反相Q输出(示为“Q”，在反相输出“Q”上有一划)被提供给开关SW1的控制输入。

示出通过具有输出的电流传感器1705提供负载电流I_负载信号，它产生与I_负载成比例的电流感测电压VCS。I_负载信号可以是负载电流本身，或类似于电感器电流信号的与负载电流有关或受负载电流影响的某些其它信号。VCS被提供给放大器1707的非反相输入、电阻器R2的一个输入、以及压控电流源1714的正控制输入，该压控电流源1714的负控制输入接地。电流源1714的负输出端子耦合至节点1709，而它的正输出端子接地。电流源1714从节点1709至地拉取成比例的电流IPADJ，其中电流IPADJ与VCS成比例，而VCS本身与I_负载电平成比例。R2的另一端耦合至电容器C2且耦合至放大器1702的反相输入。电容器C2的另一端接地，而放大器1707的输出产生负载瞬态信号LT。LT被提供给比较器COMPTR+的非反相输入，且被提供给另一比较器COMPTR-的反相输入。电压源1716的负端子接GND，而它的正端子向比较器COMPTR+的反相输入提供电压VTRTH+。另一电压源1718的正端子接GND，而它的负端子向比较器COMPTR-的非反相输入提供电压VTRTH-。比较器COMPTR+的输出耦合至SR触发器FF1的置位输入，而比较器COMPTR-的输出耦合至另一SR触发器FF2的置位输入。比较器COMPH的输出耦合至FF1和FF2的复位输入。FF1的非反相Q输出被提供给两输入或门1711的一个输入。FF2的非反相Q输出被提供给通常断开的SPST开关SWL的控制输入和或门1711的另一输入。当开关SWL的控制输入为逻辑高时开关SWL接通，开关SWL的开关端子耦合在VCC与电流源1720的负端子之间，该电流源1720的正端子耦合至节点1709。当开关SWL接通时，该电流源1720向节点1709提供电流IPADJOFFS。或门1711的输出耦合至另一通常断开的SPST开关SWH的控制输入，该开关SWH的开关端子耦合在节点1710与1709之间，且当它的控制输入为逻辑高时接通。如下文进一步描述的那样，电压VTHHM一般与VTHH的电压电平相同。当开关SWH接通时，被示为流向节点1710的电流IAJD调节VTHHM的电压电平以调制峰值或T2的上幅值。

如以下进一步示出的那样，SR触发器FF1和FF2、电流源1714和1720、开关SWL和SWH以及或门1711共同形成调节信号发生电路，该调节信号发生电路响应于输出负载瞬态控制IADJ信号以调节T2的值。响应于引起LT升高超过正阈值电压VTRTH+的正负载瞬态，T2的上阈值电压被减小与I_负载的增大成比例的量。T2的上阈值电压的降低使比较器COMPH更早触发，从而比较器COMPH在该周期中使下一PWM脉冲出现更早。COMPH的触发还将FF1复位，从而阈值变化受限于一个周期。响应于使LT降低至低于负的阈值电压VTRTH-的负的负载瞬态，T2的上阈值被增大由IPADJOFFS确定的偏置量，且被减小与I_负载减小成比例的量。T2的上阈值电压的增大使比较器COMPH更晚触发，从而比较器COMPH在该周期中使下一PWM脉冲出现更晚。COMPH的触发还将FF2复位，从而阈值变化受限于一个周期。

参考图18描述双沿调制器电路1700的操作，图18包括I_负载与时间的第一时序图、三角斜坡电压T2与时间的第二时序图以及PWM信号与时间的第三时序图。T2的时序图还使用虚线示出了VTHHM、C以及VTHL的电压电平，以示出双沿调制器电路1700的操作。为清楚起见，将补偿电压C示为处于恒定电平，其中应当理解补偿电压C一般随负载情况变化。最初负载电流I_负载处于正常稳定状态电平，而三角斜坡电压T2在阈值电压电平VTHL与VTHH之间倾斜地上升和下降。当IADJ为零或可忽略时，诸如在稳定状态负载情况期间时，VTHHM基本等于VTHH。当开关SW1断开时，电容器COSC通过电流ICH放电，从而T2从VTHH向VTHL倾斜地下降。当T2降至电压电平VTHL附近时，比较器COMPL切换并使FF3复位，这使开关SW1接通。作为ICH电平两倍的电流2ICH以约ICH(2ICH-ICH)的电流电平对电容器COSC充电，从而T2以恒定速率从VTHL向VTHH倾斜地上升。当T2达到VTHH电压电平时，比较器COMPH切换并使FF3置位，这使开关SW1断开。在正常稳定状态负载情况下，或当输出负载较慢变化时，如此重复操作，其中T2在阈值电压电平VTHL与VTHH之间倾斜地改变。在每个周期期间，当T2降低至C的电压电平以下时，PWM信号被确立为高，且当T2上升超过C的电压电平时，PWM信号被复位为低。

电阻器R2和电容器C2共同形成低通滤波器，从而放大器1707的反相输入相对于其非反相输入延时。如此，LT信号的值或电平响应于与I_负载成比例的VCS的转变而变化。电压VTRTH+和VTRTH-是定义电压范围的阈值电压，LT电压可在该电压范围中变化而不影响正常工作。I_负载的较慢变化几乎不引起LT变化。然而，I_负载的较快和较大变化引起VCS的相应变化，因此LT暂时跳出阈值电压VTRTH+与VTRTH-之间的正常工作范围。如此，包括放大器1707的放大器电路和具有R2和C2的RC滤波器以及比较器电路COMPTR+/-形成监控输出负载瞬态的负载瞬态阈值电路。

在时刻t1附近，负载电流I_负载迅速跳至I_高所示的高电流电平。响应于此输出负载瞬态，VCS增大，而放大器1707通过将LT确立为高作出响应。在此情况下，I_负载的转变充分高，从而LT上升超过上阈值电压VTRTH+，因此比较器COMPTR+切换状态并使FF1置位。或门1711响应于FF1的高输出将它的输出确立为高并接通开关SWH。与I_负载的相对高电平成比例的压控电流源1714的输出电流IPADJ使负IADJ电流通过电阻器R1从节点1710拉取电流。如图所示，流过电阻器R1的IPADJ电流将VTHHM的电压电平降低至VTHH的电压电平以下。VTHHM的电压相对变化量取决于IPADJ的值，而IPADJ的值取决于VCS的值从而取决于I_负载的值。当T2达到降低的VTHHM电压电平时，比较器COMPH较早将它的输出切换为高并使FF3置位，以在当前PWM周期中较早地断开开关SW1。如此，T2在周期中较早达到较低峰值，并如1801所示开始倾斜地回到低。此外，T2在当前周期中更早达到C，这使下一PWM脉冲响应于增大的负载瞬态如1802所示地自适应地移动至该周期中更早处。可使用标准的限制技术来限制上阈值的移动以使其保持高于VTHL。比较器COMPH还在时刻t2使FF1复位，以使开关SWH重新断开，从而使VTHHM返回电压电平VTHH，且放大器1707调节至瞬态并将LT拉回VTRTH-与VTRTH+之间的阈值电压范围内。因此，使感测调节电路1703有效地复位回正常工作，而且三角斜坡电压T2和PWM信号返回正常工作以将负载瞬态响应限制为单个周期。

在时刻t3附近，负载电流I_负载迅速降回正常工作电流电平INORM。响应于此负的负载瞬态，放大器1707将LT确立为低于负阈值电压VTRTH-，以使比较器COMPTR-使FF2置位。注意在所示实施例中，VTRTH-是低于GND的负阈值，因此LT降为负且低于VTRTH-以触发比较器COMPTR-。作为响应，FF2接通开关SWL和SWH。I_负载的较低电平减小VCS，这将减小IPADJ的电流电平。因为开关SWL和SWH均接通，所以电流IPADJOFFS被提供给由电流IPADJ偏置的节点1710，因此IADJ＝IPADJOFFS-IPADJ。电流IADJ通过电阻器R1被注入节点1710，从而如时刻t3所示地提高了电压VTHHM，其中该电压升高是基于电流电平IADJ和R1的电阻。三角斜坡电压T2的上升斜坡通过VTHH的正常上阈值，直到在时刻t4达到升高的VTHHM电压。因为T2以恒定速率倾斜地变化，所以需要更长时间达到升高的VTHHM电压，从而引起T2的值的暂时增大，如1803处所示。在时刻t4，当T2达到电压电平VTHHM时，比较器COMPH切换以启动T2的负的倾斜变化。T2最终降低至电压电平C以启动下一PWM脉冲。如此，如1804处所示，增大的T2值使下一PWM脉冲延时，之后操作返回正常，直到下一负载转变。同样在时刻t4，比较器COMPH使FF2复位，这将负载转变响应限制于单个周期。

双沿调制器电路1700在负载瞬态之后对单个周期调制斜坡信号(三角或锯齿)的幅度，其中当I_负载增大时该幅度对于一个周期是较低的，而当I_负载减小时该幅度对于一个周期是较大的。因为将补偿信号C与斜坡信号比较以产生PWM脉冲，但幅度的自适应变化移动下一PWM脉冲。因此负载瞬态响应被限制为一个周期，所以随后的PWM脉冲也被及时移动以保持同一脉冲速率。一般而言，在不添加脉冲的情况下及时自适应地移动该脉冲信号。对于正负载瞬态(负载情况增大)这些脉冲被拉入，而对于负负载瞬态(负载情况减小)这些脉冲被拉出。如此，仅影响一个周期的工作频率，且在每次瞬态之后返回正常。响应于正负载瞬态，移动下一PWM脉冲以使它及时更早出现，从而使工作频率短暂提高。类似地，响应于负负载瞬态，移动下一PWM脉冲以使它及时更晚出现，从而使工作频率短暂降低。因为瞬态响应在两种情况的任一种下被限制于一个周期，所以工作频率立即返回正常，从而总的工作频率变化可忽略。

由负载瞬态阈值电路触发拉入/拉出动作，如果负载变化超过预定限制，则该负载瞬态阈值电路激活该一个周期阈值变化。在一个实施例中，预定限制是满负载情况的10-50％之间的任何位置。基于瞬态的相对值调节PWM脉冲响应于负载瞬态的相对移动。例如，在正负载瞬态期间，负载电流越低，则IPADJ的电平越低，这样减少了VTHHM的下降，从而减少了下一PWM脉冲响应于负载增大的相对移动。同样，在负负载瞬态期间，负载电流越高，则IPADJ电流的电平越高，从而VTHHM的升高越少，因此减小了下一PWM脉冲的延时移动。如果瞬态在PWM的导通时间出现，则双沿调制器电路1700不会丢失脉冲和自动扩展脉宽，这辅助负载瞬态响应。

虽然示出了双沿配置，但此概念能容易地适用于前沿或后沿调制系统。虽然感测了指示输出负载情况的负载电流，但也可感测诸如输出电压等其它输出信号。斜坡发生器1701产生三角斜坡电压，但可构想替代类型的斜坡信号，诸如锯齿信号、上升斜坡信号、下降斜坡信号等。将调节信号示为电流信号，但可使用任何替代类型的信号，诸如调节电压或时序信号等。

虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其它可能的版本和变化。例如，时钟信号或添加给斜坡信号的偏置电压和/或补偿信号的延时调节可基于除输出或负载电流之外的工作参数，诸如输入电压、输出电流和/或输出电压的微分(例如瞬态事件之类)等。本发明也可应用于一种模拟功能(例如斜坡、误差信号、补偿信号等)被数字计算和/或算法等代替的数字调制器。本发明可应用于采用数字控制的调制器，诸如用于基于计算结果等调节延时时间、调节时钟信号、调节PWM脉冲激活的时序、调节PWM占空比。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容易地利用所公开的概念和特定实施例作为基础来设计或修改其它结构以提供本发明的相同目的，而不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

Claims (20)

1.一种用于电压转换器的自适应脉冲定位系统，所述电压转换器提供输出电压，所述自适应脉冲定位系统包括：

可调节斜坡发生器，所述可调节斜坡发生器具有调节输入并提供周期性斜坡电压，所述斜坡电压具有基于所述调节输入而调节的值；

脉冲发生器电路，所述脉冲发生器电路接收所述斜坡电压并基于所述斜坡电压产生包括多个脉冲的脉冲信号，所述脉冲信号用于控制所述电压转换器的输出电压；以及

感测调节电路，所述感测调节电路感测指示所述电压转换器的输出负载瞬态的信号，并将调节信号提供给所述可调节斜坡发生器的所述调节输入，以响应于所述输出负载瞬态及时自适应地移动所述脉冲信号，而不向所述多个脉冲中添加脉冲。

2.如权利要求1所述的自适应脉冲定位系统，其特征在于，所述可调节斜坡发生器包括提供在下阈值电压与上阈值电压之间倾斜地变化的三角斜坡电压的三角斜坡发生器，而且其中所述调节输入调节所述上阈值电压。

3.如权利要求2所述的自适应脉冲定位系统，其特征在于，所述感测调节电路具有耦合至所述可调节斜坡发生器的复位输入，而且其中所述感测调节电路调节所述斜坡电压的仅一个周期的所述上阈值。

4.如权利要求1所述的自适应脉冲定位系统，其特征在于，所述脉冲发生器电路包括：

比较器，所述比较器将补偿电压与所述斜坡电压比较，并产生指示所述比较的脉冲控制信号；以及

脉冲定时电路，所述脉冲定时电路具有接收所述脉冲控制信号的第一输入、接收基于所述斜坡电压的时钟信号的第二输入以及提供所述脉冲信号的输出，其中所述脉冲定时电路确保所述脉冲信号对于所述斜坡电压的每个周期仅具有一个脉冲。

5.如权利要求1所述的自适应脉冲定位系统，其特征在于，所述感测调节电路包括：

传感器，所述传感器感测输出负载信号并提供与所述输出负载信号成比例的感测电压；

负载瞬态电路，所述负载瞬态电路具有接收所述感测电压的输入和提供指示所述输出负载信号的瞬态的负载瞬态感测电压的输出；

比较器电路，所述比较器电路将所述负载瞬态感测电压与正阈值电压和负阈值电压比较，其中如果所述负载瞬态感测电压达到所述正阈值电压，则所述比较器电路提供第一控制信号，而如果所述负载瞬态感测电压达到所述负阈值电压，则所述比较器电路提供第二控制信号；以及

调节信号产生电路，当提供了所述第一控制信号时，所述调节信号产生电路提供所述调节信号以降低所述斜坡电压的所述值，而当提供了所述第二控制信号时，该调节信号产生电路提供所述调节信号以提高所述斜坡电压的所述值。

6.如权利要求5所述的自适应脉冲定位系统，其特征在于，所述传感器包括感测所述电压转换器的输出负载电流的电流传感器。

7.如权利要求5所述的自适应脉冲定位系统，其特征在于，所述负载瞬态电路包括：

低通滤波器，所述低通滤波器具有接收所述感测电压的输入和输出；以及

放大器，所述放大器具有接收所述感测电压的第一输入、耦合至所述低通滤波器的所述输出的第二输入、以及提供所述负载瞬态感测电压的输出。

8.如权利要求5所述的自适应脉冲定位系统，其特征在于，所述可调节斜坡发生器包括提供在下阈值电压与上阈值电压之间倾斜地变化的三角斜坡电压的三角斜坡发生器，而且其中当提供所述第一控制信号时，所述调节信号降低所述上阈值电压，而当提供所述第二控制信号时，所述调节信号提高所述上阈值电压。

9.如权利要求8所述的自适应脉冲定位系统，其特征在于，当提供所述第一控制信号时，所述调节信号产生电路确立所述调节信号与所述感测电压成比例，而当提供所述第二控制信号时，所述调节信号产生电路确立所述调节信号处于偏置电平减去与所述感测电压成比例的量。

10.一种自适应地定位用来控制电压调节器的输出电压的脉宽调制脉冲的方法，包括：

产生周期性的斜坡电压；

将所述斜坡电压与补偿电压比较以在所述斜坡电压的连续周期中提供多个脉冲；

感测指示所述电压调节器的输出负载的负载瞬态的信号；以及

响应于所述负载瞬态调节所述斜坡电压以自适应地及时移动所述多个脉冲而不添加脉冲。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，感测指示所述电压调节器的输出负载的负载瞬态的信号的所述步骤包括感测输出负载电流。

12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，产生斜坡电压的所述步骤包括产生范围在第一与第二阈值电压之间的斜坡电压，而且其中调节所述斜坡电压的所述步骤包括调节所述斜坡电压的至少一个周期的所述第一和第二阈值电压中的至少一个。

13.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述产生斜坡电压的步骤包括产生在下阈值电压与上阈值电压之间倾斜地变化的三角斜坡电压，而且其中调节所述斜坡电压的所述步骤包括调节所述斜坡电压的至少一个周期的所述上阈值电压。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，感测指示所述电压调节器的输出负载的负载瞬态的信号的所述步骤包括检测指示负载增大的正负载瞬态，而且其中调节所述斜坡电压的所述步骤包括降低所述斜坡电压的至少一个周期的上阈值电压。

15.如权利要求13所述的方法，其特征在于，感测指示所述电压调节器的输出负载的负载瞬态的信号的所述步骤包括检测指示负载减小的负负载瞬态，而且其中调节所述斜坡电压的所述步骤包括提高所述斜坡电压的至少一个周期的上阈值电压。

16.如权利要求10所述的方法，其特征在于，感测指示所述电压调节器的输出负载的负载瞬态的信号的所述步骤包括：

感测指示输出负载的负载瞬态的信号的变化；

将所述指示输出负载的负载瞬态的信号的所述变化与阈值比较；以及

当所述指示输出负载的负载瞬态的信号的所述变化达到所述阈值时检测负载瞬态。

17.如权利要求10所述的方法，其特征在于，感测指示所述电压调节器的输出负载的负载瞬态的信号的所述步骤包括：

感测指示输出负载的负载瞬态的信号的变化；

将所述指示输出负载的负载瞬态的信号的所述变化与正阈值和负阈值比较；以及

当所述指示输出负载的负载瞬态的信号的所述变化达到所述正阈值和负阈值中的任一个时检测负载瞬态。

18.如权利要求10所述的方法，其特征在于，调节所述斜坡电压的所述步骤包括调节仅一个周期的所述斜坡电压。

19.如权利要求10所述的方法，其特征在于，调节所述斜坡电压的所述步骤包括基于所述负载瞬态的相对量调节所述斜坡电压。

20.如权利要求10所述的方法，其特征在于：

产生周期性斜坡电压的所述步骤包括产生在下阈值电压与上阈值电压之间的所述斜坡电压；以及

其中调节所述斜坡电压包括：

将所述上阈值电压降低与指示负载增大的所述负载瞬态成比例的量；以及

将所述上阈值电压提高偏置减去与指示负载减小的所述负载瞬态成比例的量。

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